CN1100996C - 用户线阻抗测量方法和测量电路 - Google Patents

Abstract

一种测量方法和测量电路，用于没有振铃电路反电动势和嗡声噪音影响的用户线阻抗高速测量。经开关路径由受控电流源向一对用户线提供电流，在瞬时状态期间测量用户线电压和电流值。测量时间间隔分为前半部和后半部，检测每个时间间隔平均电压和电流值，并检测每个时间间隔开始和结束时电压间的电压差。受控 电流源受-控制装置的控制，以使电流随时间的变化率维持在或低于-固定值。用预定公式及检测值计算等效电阻、电容。

Description

用户线阻抗测量方法和测量电路

本发明涉及通信线路的测量，具体地涉及到在测试用户线路中使用的测量金属对线阻抗技术，尤其是涉及到用于测量金属对线间阻抗和信号线与地之间阻抗的一种测量方法和测量电路。

已有技术中用户线阻抗测量电路的一个实例包括一个电路系统和一个步骤，其中以定速变化的电压被施加到用户线上，且是在该电压施加的期间内通过用户线的平均电流求出电容量，及一步骤，其中一固定电压被施加到用户线上，且在电压施加期间通过用户线的平均电流求出电阻值(参见公开的日本专利NO.163369/91)。

在这个已有技术的用户线阻抗测量电路中，在从一个以定速度变化的波形到一个固定电平的波形的测量周期内需要一个施加电压变化的操作，因而电路复杂。

此外，用户线路是被一个低输出阻抗的电压源驱动的，这就引入一个问题，即当一个市电源的嗡声噪音迭加到用户线上时，这个嗡声噪音电流会流入这个电压源，因而有害地影响那个电路或通过电源线影响其它电路。

基于施加电压的测量电流一般设置其数量级为约1mA或更低的一个值，以致不会在电话机中引起振铃电路振铃。另一方面，随环境而定，嗡声噪音电流以近似10mA数量级的最大值流动。嗡声噪音电流在数量级上超出测量电流的这个很大差别量在测量电路电流时造成出错。

此外，嗡声噪音(一个交流电流)和用于测量目的及测量电路的直流电流的合成电流在电压源中流动，这个合成的电流在两个方向即在电源和泄流电路中流动。

一般说来，比如对于一个双向电路中，例，阻尼电路的设计是比其中电流仅在一个方向流动的单向电路要难的多，其结果，存在增加电压源电路复杂性的缺陷。

本发明是针对这些问题完成的，具有提供一种阻抗测量方法和能够高速测量用户线阻抗的测量电路的目的。换句话说，本发明的目的是提供一种阻抗测量方法和测量电路，该电路防止瞬变噪音的发生并具有高测量精度。本发明的另一目的是提供一种阻抗测量方法和不易受嗡声噪音影响的测量电路。本发明的最后一个目的是提供一种阻抗测量方法和电路结构简单的测量电路。

为完成上述目的，本发明的用户线阻抗测量方法为如下的一种测量方法：

在用户线上连接一受控电流源，并使电流流动，以产生一瞬时状态；

在瞬时状态期间内设置分为两个间隔的一测量时间间隔，测量出两个时间间隔中的各个间隔开始和结束时用户线电压间的电压差，并测量出两个间隔中各个间隔期间的用户线平均电压和平均电流。

及用所获得的测量值，按对应于用户线瞬间状态的指定的数值公式计算出用户线阻抗。

在受控电流源连接用户线时受控电流源控制电路随时间的变化率为一固定值或低于该固定值。在这里，用户线是一对金属线，其中的一根连接于控制电流源，另一根接地，或是开路，而用户线间的阻抗或一根用户线对地的阻抗是从受控电流源一侧的用户线处测量的。

本发明的用户线阻抗测量电路的组成为：

一受控电流源连接于一根用户线上，并有电流在其中传输；

电压差检测装置，用于检测两个间隔中各个间隔开始和结束时用户线电压之间的电压差，这两个时间间隔是当连接上受控电流源，且电流刚开始流动时产生的初始瞬间状态的一个时间间隔分为两个间隔而预定。

平均电压/电流检测装置，用于检测初始瞬时状态时间间隔的各前半间隔和后半间隔的平均电压和平均电流；及

运算装置，用于按对应于用户线瞬时状态的指定的数值公式，以检测出的电压差、平均电压和平均电流计算出用户线阻抗。

在受控电流源连接用户线时，受控电流源控制电流随时间变化率为一固定值或低于该固定值。此外，在该测量电路中金属对线的一根连接于控制电流，而另一根与地连接，或者开路；用户线之间的阻抗或用户线对地的阻抗是在受控电流源一侧从用户线处测出的。

在前面所描述的本发明的用户线阻抗测量方法和测量电路中，两个时间间隔是瞬时状态内一固定时间间隔的前半部和后半部，瞬时状态是从受控电流源被连接到用户线时开始延续的，而且，两个时间间隔的长度是嗡声噪音周期长度的正整倍数。

更具体地说，本发明是一种用户线阻抗测量方法和测量电路，其通过开关的方式将电流源连接到每一对用户中，并在一指定的时间间隔周期内测量这些用户线上瞬时电压和瞬时电流的采样值。这指定的时间周期分为前半部和后半部，在各个前半部和后半部内检测出平均电压和电流并加以保持，最后，检测出和保持住前半部开始和结束的电压差和后半部开始和结束的电压差，并按照一固定数值公式根据这些保持值进行操作。同时，由受控电流源提供的测量电流被控制在该电流随时间的变化率保留在或低于-固定值。另外，前半部测量周期和后半部测量周期的长度被设定为嗡声噪音周期长度的正整倍数。

通过上面所述结构的装置，本发明根据线路的电压和电流瞬态响应波形计算出阻抗，因而不必要等待供给线路的测量电流和线路响应电压的稳定，从而使测量时间减少。

此外，当刚一开始提供测量电流时，能防止在一端产生瞬态噪音，因而改善了测量精度。

另外，因为用户线阻抗是根据在一指定测量时间采样质测量的，所以电路可以使用用于电压(采样)值和电流(采样)值的保持装置构成，而用户线阻抗测试电路能通过一简单的电路结构实现。在市电嗡声噪音被叠加到用户线的这种情况，通过采用是嗡声噪音周期正整倍数长的一测量定时，嗡声噪音被抵消并不出现在电压(抽样)值和电流(抽样)值的平均值中。另外，由于嗡声噪音的相位在前半部和后半部测量周期的结束和开始相一致，所以嗡声噪音的影响可以通过在两个时间分段的电压值相减而予以消除。

上述的和其它的目的、特征和本发明的积极效果，通过根据所附说明本发明最佳实施例的附图的描述，将变得一目了然。

图1是本发明测量电路一个实施例的结构方框图。

图2是平均电压检测电路的方框图。

图3是本发明实施例放电电路、控制装置和受控电流源的电路图。

图4是本发明实施例的受控电流波形。

图5示出这个实施例中用户线的电压波形(叠加了嗡声噪音)。

图6示出已有技术中测量电流波形。

图7示出已有技术中用户线电压波形(叠加了瞬时噪音)。

图8示出电话机的振铃电路。

图9是一个电路图，其表示用户线阻抗和终端阻抗的复合阻抗模拟为一个电阻和电容并联的等效电路。

下面将参照附图介绍本发明一个实施例的测量电路结构。图1是表示这个实施例结构的方框图。

一对用户线(图中未示出)与端子T和R连接，由受控电流源11经开关10₁和10₂路径提供测量电流。使用开关10₁和10₂，各用户线能分别地切换到地、断开、或连接到受控电流源11。由受控电流源11提供给用户线的测量电流受控制装置12的控制，以使它的时间变化率设定在或低于-固定值。在测量起始时，用来自控制端C的一个信号起动控制装置12。

用户线的电压是由采样器13₁每间隔周期Δt采样，A/D(模/数)变换(图中未示出模数变换器)，并传输至平均值检测装置14₁，在其中求出测量间隔每个前半间隔和后半间隔的-平均值，通过切换开关10₃，前半间隔的平均值被存贮在寄存器15₂中，后半间隔的平均值被贮在寄存器15₃中。

此外，仅在每半间隔开始和结束的电压采样值通过采样器13₂的路径，前半间隔开始的采样值先是保留在寄存器15₁中，在前半间隔结束时，从那一刻的采样值中减去保存在寄存器15₁中的值，其结果作为前半间隔的电压差通过开关10₄的路径存贮在寄存15₄中。

接下来，后半间隔开始的采样值被存贮在寄存器15₁中，且在后半间隔结束时，从那一刻的采样值中减去存贮在寄存器15₁中的值，切换开关10₄，则所得结果作为后半间隔的电压差被存贮在寄存器15₅中。此外，前半间隔结束和后半间隔开始的计时是相同的。

用同样的方式，用户线电流由采样器13₃于每个采样周期Δt采样，A/D(模/数)变换(图中未示出模/数变换器)、由平均值检测装置14₂求出整个前半间隔的平均值，而其结果经开关10₅路径存贮在寄存器15₆中。同样的，求出整个后半间隔的平均值，并切换开关10₅，结果存贮在寄存器15₇中。

在所有测量间隔结束那一刻，由数字处理装置16采用下面将描述的计算公式的方式，使用寄存器15₂-15₇中每个寄存器中存贮的值，计算出用户线的电阻值和电容值。接着从端子RES输出电阻值，并从端子CAP输出电容值。

这里，A/D变换器是用于电压采样值和电流采样值的数字处理，以便于数字信号处理装置16的阻抗计算(将描述)。在模拟值被模拟处理的情况下，不需要采用A/D变换器。

下面将结合图2和图3介绍图1所示每个方框电路的详细实例。

图2是表示计算电压和电流采样值的平均值的平均值检测装置14₁或14₂的一个结构实例的方框图，在这个图中，每个采样的采样值被加到在相加器21的前面已相加的结果上，然后存贮在寄存器22中，寄存器22有一等于采样时间Δt的延迟时间Δt。在前半间隔结束时，整个前半间隔采样结果的总存贮结果被存入寄存器22。这个值在除法器23被采样总数N除，以找出算术平均值，并输出结果。然后在后半间隔开始之前寄存器被起动，以相同的方式为后半间隔计算平均值。

在这个实施例中为了简化说明，前半间隔和后半间隔被设定为相互相等，其二者的采样数为N，但是对于前半间隔和后半间隔采样数的差别或前半间隔长度的差别不会造成任何特殊问题。为下面解释简便起见，对两个间隔的采样数是相同的。

下面是图3中所示的放电电路17、受控电流源11和控制装置12的一个电路结构实例。

测量之前，开关10₁和10₂二者被连接到放电电路17，在用户线中的寄生电容或电话机电容中存贮的电荷对地逐渐放掉。放电电路17是由二极管电桥和可变电压V_DIS组成。例如可变电压源V_DIS有一个大约-48V的起始电压，并有一个逐步上升至0V的电压。例如，通常从电话交换机向用户线施加负电压，而其结果，用户线一侧具有相对于地为负极性的寄生电荷。因此通过二极管31和32连接到可变电压源V_DIS实施放电。

另一方面，如果考虑到线间积累的电荷，例如，用户线端T一边为正极性而用户线端R一边为负极性，放电电流沿着从V_DIS的负端到V_DIS和端头R之间的二极管31，到端头R，到线间电容(未示出)，到端头T，到端头T和地之间的二极管33，且最后到地的路线流动，因而放掉线间电荷。在变换极性时产生充电的情况中，上述的二极管电桥通过二极管32和34工作，且寄生电荷和电话机电容电荷被放掉。控制装置12是由来自控制端头C的起动信号和测量电流开始供电引发工作的。

控制装置12是由基准电源E、开关35、电阻36和电容37构成的；受控电流源11是由运算放大器38、N沟道场效应晶体管39、限流电阻40、电压变换器41和台电压源V_BB构成。通过来自外部的一个起动信号将开关35切换到基准电压源E，于是一个固定电压被输入到由电阻36和电容37组成的低通滤波器。低通滤波器自电容器37的端头输出，并供给运算放大器38的不倒相输入端。运算放大器38的输出端被连接于场效应晶体管39的栅极，运算放大器38的倒相输入端连接于场效应晶体管39的源极，运算放大器38作为电流源运行，其配有用在它的输出部分用于电流缓冲的N沟道场效应晶体管39。测量电流从场效应晶体管39的漏极流入，通过限流电阻40，流入站电压源V_BB(通常，V_BB＝-48V)，并回到地。运算放大器38作为一电压跟随器工作，其结果，如果以站电压源V_BB作为基准低通滤波器的输出电压是V，那么限流电阻70的端电压也是V，而流过这个电阻的电流I是：

           I＝V/R₁                  ……(1)

这里R₁是限流电阻40的电阻值。

因为运算放大器38的输入端和晶体管39的栅极都是高阻抗的，可以忽略流入它们的电流，所以电流I等于由受控电流源11提供的测量电流I。这个电流是用限流电阻40的电压降检测的，由电压变换器41转换为地V电压，并输出到采样器13₃。电压变换器41具有将两个输入端之间电压转换为对地电压V的作用，通常是由-电平转换器构成。

下面参照附图1说明电路的工作过程，先是测量连接在用户线之间阻抗的情况。开关10₁接地，开关10₂连接到控制电流源11，造成测量电流在用户线间流动。

根据这个结构，测量电流依次地从地流入开关10₁，用户线端头T、用户线(图中未示出)，一个如电话机的终端(未示出)、一用户线(未示出)、用户线端头R，开关10₂、受控电流源11，最后到地。这被称为“常规测量”。

用户线通常是由铜制成的，并具有铜的直流电阻。当连接上一个电话机并处于摘机状态时，传声器的碳电阻先是作为直流电阻测量。测量电流通过这些电阻的流动产生一相应电压。当电话机是在一摘机状态时，用户线具有振铃电路隔直电容和用户线电阻的复合阻抗。

下面将给出在开关10₂接、开关10₁连接于受控电流源11，并进行测量时的说明。

根据这个结构，测量电流依决地从地流入开关10₂、用户线端头R、一用户线(图中未示出)、如电话机那样的终端(未示出)、一用户线(未示出)、用户线端头T、开关10₁、受控电流源11、最后到地。这种情况可以被称为“反向测量”。

在常规测量和反相测量中，在包括终端的用户线中只是测量电流流动的方向是反向的。在终端中采用如二极管这样的非线性器件在测量结果上会产生差值。非线性元器件的使用可以通过这种差值的检测而予以识别。

下面将给出在开关10₂断开和开关10₁连接到受控电流源11的情况下的说明。

根据这个结构，测量电流依次地从地流入对地的用户线阻抗(未示出)、用户线(未示出)、用户线端头T、开关10₁、受控电流源11、最后到地。

根据这个结构，测量出在端头T一边用户线和地之间的阻抗。

一根信号线与地之间的阻抗主要是寄生电容和绝缘电阻。

接下来，为开关10₁断开，而开关10₂连接于受控电流源11的测量情况。

根据这个结构，测量电流依次地从地流入对地的用户线阻抗(图中未示出)、一用户线(未示出)、用户线端头R、开关10₂、受控电流源11、到地。

按照这个结构，测量在端头R一边用户线和地之间的阻抗。

如前面所描述的那样，通过切换开关10₁和10₂，能够测量用户线间阻抗和一根用户线与地之间的阻抗。

在前面所描述的任一种情况中，受控电流源提供测量电流，测量在用户线中产生的电压，将电压采样值和测量电流采样值予以记录，并用后面的计算公式计算出电阻和电容。这里所提到的电阻和电容是在电阻R和电容C并联电路中等效表示用户线和终端复合阻抗的值。

前半间隔的起始时间是t＝0，前半间隔的结束时间和后半间隔的起始时间是t＝T，后半间隔的结束是t＝2T。如果在这些间隔中每隔Δt采样，在前半间隔和后半间中的采样数是N，那么：

                 N·Δt＝T

如果在时间t＝i(i＝0，1，2，…，N，N+1，…，2N)的电压采样值是V_i，电压采样值的时间序列是：

V₀，V₁，V₂，…V_N，V_N+1，…，V_2N，

而前半间隔采样是V₁，…V_N，后半间隔采样是V_N+1，…，V_2N。

同样地，如果电流采样值是I_i(i＝0，1，2，…N，N+1，…2N)，则时间序列是：

I₀，I₁，I₂，…I_N，I_N+1，…，I_2N。

而前半间隔采样是I₁，…I_N，后半间隔采样是I_N+1，…，V_2N。

如果前半间隔的电压平均值是V_f，后半间隔平均电压值是V_b，前半间隔的电流平均值是I_f，后半间隔的电流平均值是I_b，而且，前半间隔起始和结束之间的电压差是ΔV_f，后半间隔起始和结束之间的电压差是ΔV_b，那么： $\mathrm{vf}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{vi}/N\·\·\·\left(2\right)$ $\mathrm{vb}=\underset{i=N+1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{vi}/N\·\·\·\left(3\right)$ $\mathrm{If}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ii}/N\·\·\·\left(4\right)$ $\mathrm{Ib}=\underset{i=N+1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ii}/N\·\·\·\left(5\right)$

         Δvf＝v_T-v₀                       …(6)

         Δvb＝v_2T-v_T                      …(7)

下面将解释电阻和电容计算公式的推导过程，而结果如下：

电阻R＝(ΔV_bV_f-ΔV_f·V_b)/(ΔV_f·I_b-ΔV_b·I_f)……(8)

电容C＝(V_fI_b-V_b·I_f)·T/(ΔV_f·V_b-ΔV_b·V_f)……(9)

电阻和电容是用这些公式计算的。

上述的各值和寄存器15₂-15₇之间对应如下：

寄存器15₂…V_f；寄存器15₃…V_b；寄存器15₄…ΔV_f；寄存器15₅…ΔV_b；寄存器15₅…ΔV_b；寄存器15₆…I_f；寄存器15₇…I_b。

正如以上公式(2)-(9)中清楚表明的，因为测量间隔是嗡声噪音周期长的整倍数，附加的嗡声噪音将不会产生明显的影响。换句话说，正的成分和负的成分在平均值中被消除了，而来自嗡声噪音的影响不会出现。与嗡声噪音同相的值也包括在V₀，V_T，V_2T中，其结果，从电压差中消除了嗡声噪音的影响。

下面将结合图4和图5介绍这个实施例的时间图。图4示出了受控电流波形。根据上述的公式(1)，这个波形等同于低通滤波器电路的输出波形。图5示出了在这样一个时间用户线电压的一个实例。图5示出用户电压在整个时间内下降。由于受控电流源11连接于负压站电压源V_BB，所以测量电流以进入受控电流源11的方向流动，因此用户线电压是负极性的。在图5中的断开线表明没有嗡声噪音出现的情况。在这个情况中，嗡声噪音的叠加产生了用实线示出的波动波形。在时间t＝0，电压采样值是V₀，由于嗡声噪音，其通常不是0V。在时间t＝T，即在前半间隔和后半间隔之间交界处，电压采样值是V_T，但是，由于前半间隔是嗡声噪音周期长的数倍，这个值包含与在时间t＝0时相同值的嗡声噪音。同样地，在后半间隔的结束点，电压采样值是V_2T，但是包括在这个值中的嗡声噪音也是与时间t＝T时相同的值。因此，在前半间隔和后半间隔的起始和结束点之间电压差中不包括嗡声噪音。

下面将介绍受控电流源的工作过程。

图6和图7给出了没有使用受控电流源11的情况下(已有技术)，测量电流和用户线电压的一个实例。在图6所示情况中，测量电流在很短的-时间间隔内从0升到一固定值。在这种情况下，在用户线电压中往往会出现如图7中所示的瞬态噪音。这个主要的起因是在图8所示的电话机振铃电路中。特别是，由于在振铃电路中电磁线圈81有一电感L，所以电流I的变化增加了反电动势V_c：

              V_c＝L×dI/dt                  …(10)

L的值为几亨，其次，公式(10)很清楚表明，如果电流I在整个时间内是步进的变化，V_c则正比地增加，这就与用户线阻抗和终端电话机内阻抗产生相互作用，因而产生了瞬态噪音。

比如，如果L＝110H(亨)，I＝1mA，上升时间是1ms，公式(10)给出振铃电路电感的反电动势将是：

             V＝110H×1mA/1ms＝110V

相反的，例如，如果用户线和终端的复合电阻是1KΩ，当流动电流I＝1mA时，将要测量的用户线电压将是：

用户线电压＝1mA×1kΩ＝1V

这个值比上面所述的反电动势小两位数。因此瞬态噪音引发了很大的测量错误。

如图7所示，这个瞬态噪音发生的时间是紧随时间t＝0之后，因而这个时间电压采样值V₀包括瞬态噪音。这个瞬态噪音到时间t＝T和t＝2T之前显然已结束，因此瞬态噪音不包括在V_T和V_2T中。尽管进行电压差的计算，但瞬态噪音不会被消除并将被保留，因而在计算结果中引发较大的错误。

测量用户线阻抗的目的是检测如短路或断路这样的损坏情况，或是检测电话机是否连接。由于振铃电路中有电感，由受控电流源供给测量电流是逐步变化的这就等同于提供一逐步增加的直流电流，从而使线圈的反向电动势足够的小而可以忽略。因此，仅测量到线圈的电阻而电抗的影响将不明显。其结果，用这种方法测量允许测量隔直电容而没有电感造成的影响。这个电容为-由电话机确定的固定值，所以连接的电话机数量可以通过测出电容值加以确定。

下面结合图9将对阻抗计算公式作一说明。

图9示出了用电阻R和电容C并联电路表示的用户线和终端的复合阻抗。这里，如果电流I流动，分别流过电阻R和电容C的电流是I_R和I_C，用户线电压是V(负的)，时间是t，那么：

     I＝I_R+I_c                      …(11)

     I_R＝-V/R                       …(12)

     I_c＝-C·dV/dt                   …(13)

如果在公式(11)中公式(12)和(13)相减，那么：

     I＝-V/R-C·dV/dt               …(14)

如果公式(14)从时间t＝0到T(前半间隔)和t＝T到2T(后半间隔)积分，那么 ${\∫}_0^T\mathrm{Idt}=-(1/R)\·{\∫}_0^T\mathrm{Vdt}-C(V_T-V_0)\·\·\·\left(15\right)$ $-{\∫}_T^{2T}\mathrm{Idt}=-(1/R)\·{\∫}_T^{2T}\mathrm{Vdt}-C(V_{2T}-V_T)\·\·\·\left(16\right)$

通过公式(15)和(16)求C和R，在公式内逼近定积分，并变化到由公式(2)-(5)表示的求和形式，能够获得公式(8)和(9)。

在前面所描述的本发明实施例的操作中，用户线阻抗是在将用户线与受控电流源连接之后的-固定间隔内，通过测量电压和电流测出的。因为受控电流源在上升部分有一指定的变化率，而且在测量间隔期内电流源的电流是在变化，所以也必需如平均电压那样测量平均电流。

本发明是计算阻抗的一种方法，它是将瞬态测量代入表示用户线接入受控电流源后的瞬时状态的-公式中进行阻抗计算的方法。因此，这个测量的固定时间间隔可以是直到瞬时状态完成的任何时间间隔。所以本发明能够在瞬时状态内一个很短间隔内实现高速阻抗测量。

在本发明的实施例中，测量间隔是被分成两个连续的时间间隔的前半间隔和后半间隔，且这两个测量间隔可以是在与-电流源连接的用户线的瞬时状态之内，或者可以是包括瞬时状态的任何时间间隔。

更具体些，这个实施例的两个时间间隔可以部分地重叠或被时间分开间隔。换句话说，这个包括它们的起始和结束点的时间间隔可以设定为任意的时间间隔，只要两个时间间隔不相重合即可。

此外，在这个实施例中，两个阻抗是根据两个间隔的两个时间测量结果测量的，但是如果有很多项目要测量，瞬时状态的一个公式中包括许多未知量的话，那么从本发明的原理中可看出，必须将测量间隔的数量设定为未知量的数量。

在前面说明所描述的本发明，能够用于测量电流在用户线的瞬态状态阻抗测量，所以能够相当高速地测量。

另外，使用受控电流源能够达到在施加电流时抑制静态噪音的产生，并阻隔瞬态噪音的影响。此外，由于嗡声噪间的影响被抑制，能够达到高精度的阻抗测量。

最后，本发明能够通过使用有电压值和电流值存贮电路的阻抗测量电路构成，简化电路结构。

然而，可以理解，虽然本发明的特征和优越性在前面描述中已给定，公开的内容仅是说明性的，在所附权利要求的范围之内是可以做部分范围的修改。

Claims (6)

1.一种用户线阻抗测量方法，其特征在于，在连接一电流源到所述用户线后瞬时状态的一个时间间隔期间内，测量用户线的阻抗；它包括的步骤为：

在用户线上连接一个受控电流，使电流流动，以产生—瞬时状态；

在瞬时状态期间内设定分成两个间隔的测量时间间隔，测量两个时间间隔的各间隔的起始和结束点用户线电压间的电压差，并测量两个间隔中各间隔的平均电压和平均电流；及

在对应于用户线所述瞬时状态的指定数值公式中，用所获得的测量值计算出用户线阻抗；其中所述的两个测量间隔是瞬时状态内固定时间间隔的前半间隔和后半间隔，其是从所述受控电流源接入到用户线的时刻开始延续的，所述的指定数值公式如下：

电阻R＝(ΔV_b·V_f-ΔV_f·V_b)/(ΔV_f·I_b-ΔV_b·I_f)

电容C＝(V_f·I_b-V_b·I_f)·T/(ΔV_f·V_b-ΔV_b·V_f)其中：

V_f：为前半间隔平均电压值

V_b：为后半间隔平均电压值

I_f：为前半间隔平均电流值

I_b：为后半间隔平均电流值

ΔV_f：为前半间隔开始和结束之间的电压差

ΔV_b：为后半间隔开始和结束之间的电压差

T：前半间隔和后半间隔中的每一个的时间长度。

2.一种按照权利要求1所述的用户线阻抗测量方法，其特征在于所述的用户线是一对金属对线，其中的一根连接到所述的受控电流源，其另一根连接到、或者开路，且用户线间隔阻抗的测量或一根用户线对地阻抗的测量，是从受控电流源一侧的用户线处进行的。

3.根据权利要求1或2所述的用户线阻抗测量方法，其特征在于在测量时，所述受控电流源电流随时间的变化率控制为—固定值或低于该固定值。

4.一种用于测量一金属对线组成的用户线阻抗的测量电路，其特征于包括：

一个受控电流源连接于一根用户线上，并有电流在其中传输；

电压/电流差检测装置，用于检测两个间隔中各间隔起始和结束时用户线电压之间的电压/电流差，所述的两个间隔是作为在一瞬时状态内固定时间间隔的前半间隔和后半间隔预定的，该瞬时状态是从所述受控电流源接入到用户线的时刻开始延续的，而且每个间隔的长度是翁声噪音周期长度的正整数倍；

平均电压/平均电流检测装置，用于测量所述初始瞬时状态时间间隔的前半间隔和后半隔中各间隔用户线的平均电压和平均电流；及

运算装置，用于按对应于所述用户线瞬时状态的一指定数值公式中以所述检测出的电压/电流差、所述的平均电压和所述的平均电流计算用户线阻抗；其中所述的指定数值公式如下：

电阻R＝(ΔV_b·V_f-ΔV_f·V_b)/(ΔV_f·I_b-ΔV_b·I_f)

电容C＝(V_f·I_b-V_b·I_f)·T/(ΔV_f·V_b-ΔV_b·V_f)其中：

V_f：为前半间隔平均电压值

V_b：为后半间隔平均电压值

I_f：为前半间隔平均电流值

I_b：为后半间隔平均电流值

ΔV_f：为前半间隔开始和结束之间的电压差

ΔV_b：为后半间隔开始和结束之间的电压差

T：前半间隔和后半间隔中的每一个的时间长度。

5.根据权利要求4所述的用户线阻抗测量电路，其特征在于所述用户线的一根连接到所述受控电流源，另一根用户线接地或开路，用户线间阻抗或用户线对地阻抗是从受控电流源一侧的用户线处测量的。

6.根据权利要求4或5所述的用户线阻抗测量电路，其特征在于在所述受控电流源具有控制装置，在测量时，控制装置控制所述受控电流源的电流随时间的变化率为一固定值或低于该固定值。

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