CN108933526B - 宽输入宽输出高效隔离型dc-dc转换器电池充电器 - Google Patents

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Abstract

本发明的开关功率转换电路包括：预调节器电路，该预调节器电路在降压模式、升压模式或旁路模式下工作，其具备第1切换电路以接收输入直流电压并输出第1直流电压；谐振电路，该谐振电路包括第2切换电路以接收第1直流电压并将输出直流电压输出；谐振控制电路，该谐振控制电路通过传输母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号并控制第2切换电路的切换频率来调整输出直流电压；以及预调节器控制电路，该预调节器控制电路接收母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号，并基于该母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号来控制第1切换电路以调节第1直流电压。

Description

宽输入宽输出高效隔离型DC-DC转换器电池充电器
发明背景
1.技术领域
本发明涉及一种直流直流(DC-DC)功率转换器。更具体而言，本发明涉及一种DC-DC功率转换器，其作为位于高电压(HV)电池与低电压(LV)电池之间的功率转换模块的器件，例如能应用于电动汽车、混动汽车。
2.现有技术
电动汽车、混动汽车中使用的DC-DC转换器是位于高电压(HV)电池(电池HV)与低电压(LV)电池(电池LV)之间的功率转换模块。该DC-DC转换器对连接于电池LV的车辆辅助(附加)负载供电，并通过从电池HV进行功率转换来对电池LV进行充电。
图1是现有的功率转换电路的示意图。图1示出代表位于电池HV与电池LV之间的DC-DC转换器10的模块，该电池LV对总负载Rload进行供电。
电池HV与LV的输出电压可能根据各充电状态(SOC)而在较大范围内变化。对于各电池HV与LV，最大SOC时的最大电压的最高值与最小SOC时的最小电压的最低值之比可能较大，例如为2.4:1。图1所示的DC-DC转换器10能在HV电压与LV电压的整个操作范围内具有高转换效率，工作良好。该操作范围包括极端条件，例如(i)HV最小与LV最大、以及(ii)HV最大与LV最小。
由于安全方面的考虑，该DC-DC转换器10也可以在电池HV与LV之间实现电隔离。
具有高效性(即低损耗)的隔离型DC-DC转换器的拓扑为谐振型转换器。典型的谐振型转换器通常指LLC转换器(包括两个电感器和一个电容器)，这是由于这种转换器不产生开关损耗，仅在转换器的谐振频率下或谐振频率附近进行工作时产生传导损耗。LLC转换器的缺点在于，在远离谐振频率的频率下工作时，转换器的效率劣化，且一些元件应力迅速增加。
作为解决上述问题的策略提出有使用非隔离型转换器，例如非隔离型预调节器，该非隔离型预调节器位于谐振转换器之前以用于对LLC转换器的输入电压进行预调节。经预调节的输入电压通常为DC母线电压。上述非隔离型预调节器可以为降压转换器，用于将上述DC母线电压降低至HV最小值以下。而使用降压转换器的缺点在于，其影响效率，且在大电容中会产生高纹波电流。
可以使用单个全桥转换器，但全桥转换器需要大型磁性元件，且效率较低。单个LLC转换器的效率也较低，且仅能在最大电池电压的最高值与最低电池电压的最低值之比较小的情况下进行工作。
需要能高效地在输入电压与输出电压的较大范围、以及输出电流的较大范围内进行工作的DC-DC转换器。并且，DC-DC转换器还需要具有小质量小体积，且能在非常低与非常高的温度下长时间工作(例如15年左右或以上)。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明的优选实施方式提供一种位于隔离型LLC转换器之前的可配置且高效的非隔离型升降压预调节器，该预调节器与LLC转换器能在较大的输入及输出电压范围内高效地进行工作。本发明的若干个优选实施方式中包括交错式升降压预调节器。
虽然升降压预调节器在初期可能比降压预调节器或升压预调节器的运行成本高且困难，但在预调节器的整个寿命中，升降压预调节器可以在较大工作电压范围内高效工作。典型的升降压预调节器在旁路模式下工作以获得单输入电压电平。本发明优选实施方式的升降压预调节器在旁路模式下在输入电压电平范围内工作，以使得预调节器的高效工作最大化。
在较高额定功率水平下，LLC转换器可以包括双重交错式通道，交错式降升压通道的数量也可以增加。
在本发明优选实施方式的下述方面中，LLC转换器在其谐振频率下或谐振频率附近进行工作。优选计算最佳DC母线电压以使得总DC-DC转换器效率最大化。转换器效率等于输出功率除以输入功率，即、(输出电压乘以输出电流)除以(输入电压乘以输入电流)。总DC-DC转换器效率等于预调节器效率乘以LLC转换器效率。LLC转换器在以其谐振频率进行工作时效率最高，预调节器在以旁路模式进行工作时效率最高。最佳DC母线电压可通过如下步骤来计算：(i)首先，基于实际的或外部设定的LV电压及负载电流来计算LLC转换器的谐振工作所需的DC母线电压；(ii)然后，将该计算出的DC母线电压扩展为所能取到的DC母线电压的范围，该范围为LLC转换器的谐振工作所需的DC母线电压附近，在Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值之间；(iii)然后，在上述范围内基于HV电压来调整最佳DC母线电压，以使得预调节器在旁路模式下的工作得以最大化，从而保证LLC转换器在其谐振频率或其谐振频率附近进行工作。确定预调节器模式(即、降压、升压或旁路)，以使得在降压或升压模式下，基于HV电压及最佳DC母线电压来计算预调节器占空比。
此外，本发明优选实施方式无需另外添加例如与大电阻或大热敏电阻相连的继电器这样的浪涌电流抑制电路。本发明优选实施方式构成且控制成在HV电压的第1应用中缓慢对DC母线电容器进行充电，从而输入浪涌电流小于最大容许电流。
本发明优选实施方式具有灵活性，其可使用容易获得的650V的功率元件。由于能够调节DC母线电压，因此有利于使得DC母线电压位于HV最小值与HV最大值之间，以使得DC母线电压不低于HV最小值或不大于HV最大值。典型的HV最小值例如为200V，典型的HV最大值例如为480V。
本发明优选实施方式将转换器的功率损耗降低并分散至更多元件以消除高温部位。由此，高效功率电路的损耗低，在更高温度下工作时能使得元器件应力最小化。由于电路工作温度更低，因此能应用更为简单且低成本的降温系统。例如，在一些应用中能使用气冷而代替水冷。
本发明优选实施方式可以在电动汽车/混动汽车中使用一组DC-DC转换器，例如，各DC-DC转换器具有不同的标称输出电压(例如48V、24V、12V)及不同功率等级(例如1-10kW)。
根据本发明的优选实施方式，开关功率转换电路包括：预调节器电路，该预调节器电路在降压模式、升压模式或旁路模式下工作，其具备第1切换电路以接收输入直流电压并输出第1直流电压；谐振电路，该谐振电路包括第2切换电路以接收第1直流电压并将输出直流电压输出；谐振控制电路，该谐振控制电路通过传输母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号并控制第2切换电路的切换频率来调整输出直流电压；以及预调节器控制电路，该预调节器控制电路从谐振控制电路接收母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号，并基于来自谐振控制电路的母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号来控制第1切换电路以调整第1直流电压。
优选为，第1切换电路包括第1开关及第2开关，预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作该第1开关及第2开关。该预调节器控制电路优选以如下方式操作预调节器电路：
在降压模式下通过切换第1开关导通及截止、切换第2开关截止；
在升压模式下通过切换第1开关导通、切换第2开关导通及截止；以及
在旁路模式下通过切换第1开关导通、切换第2开关截止。
第1直流电压优选基于谐振电路的谐振工作、输出直流电压以及输入直流电压来确定。第1直流电压优选为还基于预调节器电路的输入电流、预调节器电路与谐振电路间的电流以及谐振电路的输出电流来确定。第1直流电压优选基于预调节器电路的效率及谐振电路的效率来确定。
优选为，第1切换电路包括第1开关、第2开关、第3开关及第4开关，预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作该第1开关、第2开关、第3开关及第4开关。该预调节器控制电路优选以如下方式操作预调节器电路：
在同步降压模式下通过切换第1开关及第3开关导通及截止、切换第2开关截止、切换第4开关导通；
在同步升压模式下通过切换第1开关导通、切换第3开关截止、切换第2开关及第4开关导通及截止；以及
在同步旁路模式下通过切换第1开关及第4开关导通、切换第2开关及第3开关截止。
预调节器电路优选还包括至少一个附加第1切换电路，其与第1切换电路交错设置。谐振电路优选还包括至少一个附加第2切换电路，其与第2切换电路交错设置。
根据本发明的优选实施方式，开关功率转换电路包括：预调节器电路，该预调节器电路在降压模式、升压模式或旁路模式下工作，其具备并联的至少两个第1切换电路以接收输入直流电压并输出第1直流电压；以及谐振电路，该谐振电路包括至少一个第2切换电路以接收第1直流电压并将输出直流电压输出。
开关功率转换电路优选为还具备谐振控制电路，该谐振控制电路通过传输母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号并控制至少一个第2切换电路的切换频率来调整输出直流电压；以及预调节器控制电路，该预调节器控制电路从谐振控制电路接收母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号，并基于该母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号来控制至少两个第1切换电路以调节第1直流电压。优选为，至少一个第1切换电路的每一个包括第1开关、第2开关、第3开关及第4开关，预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作第1开关至第4开关的每一个。该预调节器控制电路优选为按如下方式操作至少两个第1切换电路的每一个：
在同步降压模式下通过切换第1开关及第3开关导通及截止、切换第2开关截止、切换第4开关导通；
在同步升压模式下通过切换第1开关导通、切换第3开关截止、切换第2开关及第4开关导通及截止；以及
在同步旁路模式下通过切换第1开关及第4开关导通、切换第2开关及第3开关截止。
第1直流电压优选基于谐振电路的谐振工作、输出直流电压以及输入直流电压来确定。第1直流电压优选为还基于预调节器电路的输入电流、预调节器电路与谐振电路间的电流以及谐振电路的输出电流来确定。第1直流电压优选基于预调节器电路的效率及谐振电路的效率来确定。
优选为，至少一个第1切换电路的每一个包括第1开关及第2开关，预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作第1开关及第2开关的每一个。该预调节器控制电路按如下方式操作至少两个第1切换电路的每一个：
在降压模式下通过切换第1开关导通及截止、切换第2开关截止；
在升压模式下通过切换第1开关导通、切换第2开关导通及截止；以及
在旁路模式下通过切换第1开关导通、切换第2开关截止；
至少一个第2切换电路优选包括两个第2切换电路，且其互相交错配置。
参照附图从以下本发明优选实施方式的具体说明来进一步阐明本发明的上述及其它特征、要素、特征、步骤以及效果。
附图说明
图1是现有的功率转换电路的示意图。
图2示出本发明实施方式1所涉及的预调节器的电路图示例。
图3示出本发明实施方式1所涉及的与LLC转换器级联连接的预调节器的电路图示例。
图4示出本发明实施方式2所涉及的与LLC转换器级联连接的交错式预调节器的电路图示例。
图5示出本发明实施方式2所涉及的单个预调节器通道。
图6示出本发明实施方式1所涉及的与LLC转换器级联连接的预调节器以及控制电路的框图的示例。
图7示出本发明实施方式2所涉及的与LLC转换器级联连接的交错式预调节器以及控制电路的框图的示例。
图8示出本发明实施方式3所涉及的与交错式LLC转换器级联连接的交错式预调节器的电路图示例。
具体实施方式
本发明实施方式1所涉及的隔离型DC-DC转换器是位于隔离型LLC转换器之前的可配置且高效的非隔离型升降压预调节器。如上所述，与LLC转换器级联连接的预调节器具有高效性。
图2示出可与LLC转换器30级联连接(示于图3)来进行使用的预调节器20的电路图。图2所示的该预调节器20位于电池HV一侧，以接收该电池HV的输入。
该预调节器20包括：输入电容器C1、第1二极管D1、第1开关Q1、电感器L1、第2开关Q2、第2二极管D2以及母线电容器Cdclink。为了提高电路整体的效率，二极管D1与D2可替换成开关。该预调节器20的输出电压表示为Vdclink，该Vdclink也即为LLC转换器30的输入电压。
如图2所示，输入电容器C1与来自HC电池的输入及第1二极管D1并联连接。为了便于说明，图2中未在电池HV与该预调节器20之间示出电磁干扰(EMI)LC滤波器。该输入电容器C1可以构成为EMI LC滤波器的一部分。第1开关Q1的第1端与电池HV的正极端以及输入电容器C1的第1端相连。所示出的开关Q1、Q2为n沟道型金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。然而，也可使用其它类型的开关或晶体管。第1开关Q1的第2端与第1二极管D1的阴极端以及电感器L1的正极端相连。输入电容器C1的第2端与电池HV的负极端、第1二极管D1的阳极端、第2开关Q2的第2端以及母线电容器Cdclink的第2端相连。电感器L1的负极端与第2开关Q2的第1端及第2二极管D2的阳极相连。第2二极管D2的阴极与母线电容器Cdclink的第1端相连。该预调节器20可对其输出进行调节。也就是说，该预调节器20可对电压Vdclink进行调节。例如，该预调节器20可在HV最小值与HV最大值之间调节该电压Vdclink。
图3示出图2所示的预调节器20与LLC转换器30级联连接的电路图。由于预调节器20位于电池HV1与LLC转换器30之间，因此预调节器20对LLC转换器30提供输入。LLC转换器30对电池LV1提供输出。在启动时，预调节器20缓慢地对DC母线电容器Cdclink进行充电，以使得对于DC－DC转换器的输入电流小于该DC-DC转换器的最大允许电流，由此，在设计DC-DC转换器时可无需另外设置浪涌抑制电路。
图3中的预调节器20与图2中所示的相同。因此，省略对其说明。
如图3所示，LLC转换器30包括：开关Q5、Q6、Q7和Q8、电感器Lr、Lm、电容器Cr、Cr1、具备初级绕组P1及双重次级绕组S1、S2的变压器TX1、以及输出电容器Cout。LLC转换器30位于预调节器20与电池LV1之间，具有作为输入电压的Vdclink。
图3中的LLC转换器30中，优选为开关Q5、Q6与电容器Cr、Cr1配置成半桥式。在具有4个开关而非2个开关的情况下，LLC转换器30的元件也可以配置成全桥式。此外，分开设置的谐振电容器Cr、Cr1也可以合并成单个元件。
如图3所示，开关Q5的第1端与母线电容器Cdclink处的预调节器20的正输出以及电容器Cr的第1端相连。开关Q5的第2端与电感器Lr的正极端及开关Q6的第1端相连。电容器Cr的第2端与电容器Cr1的第1端、电感器Lm的负极端、变压器TX1的初级侧P1的负极端相连。开关Q6的第2端与电容器Cr1的第2端以及母线电容器Cdclink的第2端相连。电感器Lr的负极侧与电感器Lm的正极端及初级绕组P1的正极端相连。变压器TX1的次级侧的次级绕组S1与S2间的中心抽头连接到电池LV1的正极侧。开关Q7与Q8为同步整流器，构成为整流级。次级绕组S1的正极端与开关Q7的第1端相连。由此，次级绕组S2的负极端与开关Q8的第1端相连。开关Q7及Q8的第2端与电池LV1的负极端相连。
图2、3所示的预调节器20可根据高电压输入、输出电压以及负载电流而作为降压转换器、升压转换器或旁路来进行工作。由此，DC-DC转换器工作时具有超过HV最小电压且低于HV最大电压的DC母线电压，从而可选作电路设计的可用元件选择范围变宽。
通过调节电压Vdclink来使得LLC转换器始终在谐振状态附近工作。最佳DC母线电压可通过如下步骤来计算：(i)首先，基于实际的或外部设定的LV电压及负载电流来计算LLC转换器的谐振工作所需的DC母线电压；(ii)然后，将该计算出的DC母线电压扩展为所能取到的DC母线电压的范围，该范围为LLC转换器的谐振工作所需的DC母线电压附近，在Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值之间；(iii)然后，在上述范围内基于HV电压来调整最佳DC母线电压，以使得预调节器在旁路模式下的工作得以最大化。Vdclink计算为(LV*2*Np)/(Ns*G)，其中，LV为输出电压，Np为变压器初级匝数，Ns为次级匝数，G为LLC转换器增益(在发生谐振时G＝1时，在谐振附近频率时小于1或大于1)。如下所述，可以根据经验来确定Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值。
通过预调节器转换器的反馈控制来调节电压Vdclink，由LLC控制电路50来设定该Vdclink电压范围。由于该电压Vdclink是在预先设定的电压范围内的经调节后的输出电压，且该电压范围被定期地更新，因此LLC转换器可在谐振状态下或谐振状态附近进行工作，旁路模式下预调节器的工作能被最大化。对于各电池HV与LV，该方法能在最大SOC时的最大电压的最高值与最小SOC时的最小电压的最低值之比较大时，保持较高的整体效率。该LLC隔离型变压器TX1可以根据LV电池的不同的标称电压而具有不同的初级绕组与次级绕组的匝数比(例如，在12V电池的情况下具有Np/1的匝数比，在24V电池的情况下具有Np/2的匝数比，在48V电池的情况下具有Np/4的匝数比等)。
控制电路(图3、4中未图示)利用高频可变占空比脉冲来驱动开关的导通与截止。该控制电路可以包括使用例如数字信号处理器(DSP)的自定义控制器。如图6、7(将在以下中说明)所示，该控制电路包括用于预调节器的控制电路以及用于LLC转换器的控制电路，且该两个控制电路之间具有串行通信链路。或者，也可以使用一个控制电路来既控制预调节器又控制LLC转换器。将该控制电路进行编程或配置使得其能提供上述功能。例如，该控制电路被编程或配置成基于与预调节器的输入及输出电压、输入及输出电流、LLC转换器的输入及输出电压、输入及输出电流相对应的接收到的信号来计算出最佳DC母线电压。
为了使得预调节器在降压模式下进行工作以提供较低的电压，该控制电路利用高频可变占空比来驱动开关Q1以进行导通、截止的切换，并驱动开关Q2而仅使其截止。
参照图3，为了使得预调节器20在升压模式下进行工作以提供较高的电压，该控制电路利用高频可变占空比来驱动开关Q1而仅使其导通，并驱动开关Q2以进行导通、截止的切换。
为了使得预调节器20在旁路模式下进行工作以从电池HV提供电压，该控制电路驱动开关Q1而仅使其导通，并驱动开关Q2而仅使其截止。
图6示出与LLC转换器30级联连接的预调节器20且包括控制电路40、50的框图。图6中包括位于电池HV与代表LLC转换器30的方框之间的代表图2中的预调节器20的方框。图6中还包括代表预调节器控制电路40的方框以及代表LLC控制电路50的方框，其中，控制电路40控制预调节器20的切换，控制电路50控制LLC转换器30的切换。
预调节器控制电路40通过提供信号Q1x及Q2x来控制预调节器20中的开关Q1及Q2的切换，其中，x用于表示下述中也可以控制一相以上。LLC控制电路50通过提供信号Q5x及Q6x来控制开关Q5及Q6的切换。开关Q5及Q6可以在相同高切换频率下进行工作，各开关均具有约50％的占空比，但其为反相，以使得在开关Q5、Q6中的一方导通的情况下，开关Q5、Q6中的另一方截止。在切换过渡时刻(即、从导通变为截止、从截止变为导通)，在开关Q5及Q6均截止的情况下具有较小的死区期间，以确保开关Q5与Q6不会在同一时刻下导通。切换频率在谐振频率附近的较小范围内变化以调整LLC转换器的增益，从而对LV电压及/或电流进行调节。图6中的预调节器20能替换成下述的交错式预调节器60，而图6中的LLC转换器30能替换成下述的交错式LLC转换器70。预调节器控制电路40能通过提供信号Q1x及Q2x来控制预调节器60中的开关Q1a、Q1b、Q2a、Q2b的切换，其中，对于预调节器60的两相，x＝a及b。LLC控制电路50能通过提供信号Q5x及Q6x来控制LLC转换器70中的开关Q5a、Q5b、Q6a、Q6b的切换，其中，对于LLC转换器70的两相，x＝a及b。
对DC母线电压进行调节以保持LLC转换器30处于谐振状态附近，从而使得旁路模式下的预调节器20的工作得以最大化以保持整个电路的高效率。LLC控制电路50能够将LLC转换器30对LC电池及负载的输出电流调节成与外部电池管理系统(BMS)(未图示)所设定的外部电流相等。若该BMS需要恒定功率，则LLC控制电路50能将输出电流及输出电压均调节为等于BMS中设定的值。若未设置BMS，则LLC控制电路50能将输出电流及输出电压均进行调节以保持预先设定的标称电池电压，而同时多个负载使得电池放电。
LLC电路调节反馈回路可由LLC控制电路50以如下两个阶段来进行控制：(i)通过对预调节器20设定用于传递及保持的Vdclink电压范围(粗调节)；以及(ii)通过改变/控制LLC转换器30的切换频率从而使得LLC转换器30的增益满足LV调节需求(精调节)。
虽然图6中未图示，但LLC控制电路50也作为同步整流器来控制开关Q7及Q8以对电池LV提供经整流后的输出电压。LLC控制电路50也接收外部LV/llv设定信号并对预调节器控制电路40输出Vdclink最小设定信号及Vdclink最大设定信号，以设定电压Vdclink的电压电平。外部LV/llv设定信号由LV BMS来产生。BMS对LLC控制电路50通知输出电流以使得LV电池寿命最大化。BMS在LV电池充电不足时避免过充电及过大的输出电流。此外，LLC转换器30被控制在较窄的Vdclink电压范围(在Vdclink最小值与Vdclink最大值之间)，预调节器20在Vdclink最小值与Vdclink最大值之间进行预调节以在旁路模式下得到预调节最大化。
如上所述，Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值可以在DC转换器设计过程中基于在谐振状态附近测试LLC转换器30及计算电路工作参数与效率并通过经验确定。例如，可以将Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值设定成能将效率保持在特定值以上，例如，在测量公差范围内保持在92％左右或以上，保持在97％左右或以上，或保持在98％左右或以上。也可以将Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值设定成使得在谐振频率之外的频率下工作而产生的效率损耗小于预调节器20在降压模式或升压模式下工作而产生的效率损耗。或者，也可以基于实测数据的统计分析或通过优化算法来设定Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值。在DC-DC转换器工作的过程中，Vdclink最小设定值与Vdclink最大设定值可以以控制器40、50及通信通道的处理能力的频率进行更新。
预调节器控制电路40检测由线42所表示的电池HV的电压、由线46所表示的输出电流以及由线44所表示的电压Vdclink。虽图6中未图示，该预调节器控制电路40也可以检测来自电池HV的输入电流。LLC控制电路50检测由线52所表示的电压Vdclink、由线46所表示的输出电流、由线54所表示的输出电压以及由线56所表示的输出电流。
电流传感器及电压传感器既可以用于预调节器控制电路40也可以用于LLC控制电路50，以用于优化其效率。预调节器控制电路40可以利用输入电流、输入电压及输出电流、输出电压来计算预调节器20的效率。LLC控制电路50可以利用输入电流、输入电压及输出电流、输出电压来计算LLC转换器30的效率。预调节器控制电路40及LLC控制电路50可以利用所计算出的效率来优化预调节器20及LLC转换器30的效率(即、优化总效率)。
图4示出本发明实施方式2所涉及的与LLC转换器电路30级联连接的交错式预调节器60的电路图。
图4示出交错式预调节器60为LLC转换器30的输入，且交错式预调节器60位于电池HV1与LLC转换器30之间。LLC转换器30对电池LV1提供输出。虽然图4中未图示，LLC转换器30也可以像图8所示那样与另一个LLC转换器交错设置，也可以与和LLC转换器30并联连接的转换器交错设置。添加的另一个LLC转换器也可以与LLC转换器具有相同的配置。交错式LLC转换器可以共用单个输出电容器Cout。例如，在更高功率水平的应用中，LLC转换器30可以包括两个以上的交错式通道。
图4中的LLC转换器30与图3中所示的相同。因此，省略对其说明。
图4所示的交错式预调节器60可以包括两个相同的预调节器通道，例如两个图2所示的降压升压转换器，且其互相并联连接，以相同频率进行驱动但具有180度的相位差。也就是说，交错式预调节器的顶部及底部通道与图2所示的预调节器相同。对于具有更高额定功率的DC-DC转换器，交错设置的通道数量可以增加为3或4而其具有对应相位差(例如120°或90°)。始于电池HV1，各顶部及底部预调节器通道电路分别包括：输入电容器C1a、C1b、第1二极管D1a、D1b、第1开关Q1a、Q1b、电感器L1a、L1b、第2开关Q2a、Q2b、第2二极管D2a、D2b，顶部及底部预调节器通道共用一个DC母线电容器Cdclink。通过交错式通道来降低电流纹波，从而能使用较小电容器来作为DC母线电容器Cdclink。例如，可以使用薄膜电容器来替代在非常低温下性能变差的电解电容器。相同电容值下，薄膜电容器比电解电容器要大型且昂贵。但是，若交错会导致电容值降低，则也可以使用具有较小电容值且低成本的薄膜电容器。薄膜电容器的寿命也比电解电容器要长。由于是交错式，因此还可以使用具有较小电容值的EMI滤波电容器。输出电压用Vdclink来表示。图4中还示出对负载Rload1进行供电的电池LV1。
如图4所示，交错式预调节器60可以包括两个并联电路的通道，且其互相不同相。然而，交错式预调节器60并不限于两个并联预调节器通道，也可以包括3个或4个(或更多)通道，且不同相以降低高电压及电压Vdclink中的纹波电流。该并联配置能降低总电容值，并能将交错式预调节器60所产生的热量进行散热以更有效地降温。
图8示出本发明实施方式3所涉及的与交错式LLC转换器电路70级联连接的交错式预调节器60的电路图示例。
图8中，交错式预调节器60为LLC转换器70的输入，且交错式预调节器60位于电池HV1与交错式LLC转换器70之间。交错式LLC转换器70对电池LV1提供输出。
图8中的交错式预调节器60与图4中所示的相同。因此，省略对其说明。
图8所示的交错式LLC转换器70可以包括两个相同且彼此并联的LLC转换器通道，且以相同频率进行驱动但具有180度的相位差。也就是说，交错式LLC转换器的顶部及底部通道与图3所示的LLC转换器相同。
如图8所示，各顶部及底部LLC转换器通道电路分别包括：开关Q5a、Q5b、Q6a、Q6b、Q7a、Q7b、Q8a及Q8b、电感器Lra、Lrb、Lma及Lmb、电容器Cr1a、Cr1b、Cr2a及Cr2b、具备初级绕组P1及双重次级绕组S1、S2的变压器TXa及TXb。顶部及底部LLC转换器通道电路共用输出电容器Cout。LLC转换器70位于交错式预调节器60与电池LV1之间，具有作为输入电压的Vdclink。
图8中的交错式LLC转换器70中，优选为开关Q5a、Q5b、Q6a、Q6b与电容器Cr1a、Cr1b、Cr2a、Cr2b配置成半桥式。在具有4个开关而非2个开关的情况下，LLC转换器70的元件也可以配置成全桥式。此外，分开设置的谐振电容器Cr1a、Cr1b、Cr2a、Cr2b也可以合并成单个元件。交错式LLC转换器70可以用于高功率应用中。
如图8所示，交错式LLC转换器70可以包括两个并联电路的通道，且其互相不同相。然而，交错式LLC转换器70并不限于两个并联LLC转换器通道，也可以包括3个或4个(或更多)并联且不同相的通道。
图4及8中，为了进一步增加总电路效率，可以用第3开关Q3a、Q3b来代替第1二极管D1a、D1b。第2二极管D2a、D2b也可以用第4开关Q4a、Q4b来代替。因此，交错式预调节器60可以成为同步交错式预调节器。根据实施方式2，图5中所示的单个预调节器通道具有分别代替第1二极管D1x及第2二极管D2x的第3开关Q3x及第4开关Q4x，其中，x＝a或b。控制电路(图4、5及8中未图示)利用同步高频可变占空比脉冲来驱动开关Q3x及Q4x的导通与截止。控制电路在二极管D1x及D2x要阻碍电流时分别将开关Q3x及Q4x截止，在二极管D1x及D2x要导通电流时分别将开关Q3x及Q4x导通。
为了使得交错式预调节器60在同步降压模式下进行工作以提供较低的电压，该控制电路分别利用高频可变占空比来驱动开关Q1x、Q3x以进行导通、截止的切换，并驱动开关Q2x而仅使其截止，驱动开关Q4x而仅使其导通。
为了使得交错式预调节器60在同步升压模式下进行工作以提供较高的电压，该控制电路驱动开关Q1x而仅使其导通，驱动开关Q3x而仅使其截止，并分别利用高频可变占空比来驱动开关Q2x、Q4x以进行导通、截止的切换。
为了使得交错式预调节器60在同步旁路模式下进行工作以从电池HV提供电压，该控制电路驱动开关Q1x、Q4x而仅使其导通，并驱动开关Q2x、Q3x而仅使其截止。
图7示出与LLC转换器30级联连接的交错式预调节器60且包括控制电路80、90的框图。图7中包括位于电池HV与代表LLC转换器30的方框之间的代表本发明优选实施方式2中的交错式预调节器60的方框。图7中还包括代表预调节器控制电路80的方框以及代表LLC控制电路90的方框，其中，控制电路80控制交错式预调节器60的切换，控制电路90控制LLC转换器30的切换。图7中，预调节器控制电路80提供信号Q1x、Q2x、Q3x、Q4x，其中，对于两相x＝a及b，对于三相x＝a、b及c，由此类推。预调节器控制电路80提供不同相的驱动信号。例如，在具有两相的降压模式下，切换开关Q1a及Q3a的导通/截止与切换开关Q1b及Q3b的导通/截止不同相。
如图7所示，预调节器控制电路80对交错式预调节器60中的开关Q1a至Q4b的切换进行控制。LLC控制电路90通过提供信号Q5x及Q6x来控制LLC转换器30中的开关Q5及Q6的切换。类似于上述图6中的控制，开关Q5及Q6可以在相同的高切换频率下进行工作，各开关均具有约50％的占空比，但其为反相，以使得在开关Q5、Q6中的一方导通的情况下，开关Q5、Q6中的另一方截止。在切换过渡时刻(即、从导通变为截止、从截止变为导通)，在开关Q5及Q6均截止的情况下具有较小的死区期间，以确保开关Q5与Q6不会在同一时刻下导通。切换频率在谐振频率附近的较小范围内变化以调整LLC转换器的增益，从而对LV电压及/或电流进行调节。图7中的LLC转换器30可以由交错式LLC转换器70来代替。LLC控制电路90能通过提供信号Q5x及Q6x来控制LLC转换器70中的开关Q5a、Q5b、Q6a、Q6b的切换，其中，对于LLC转换器70中的两相，x＝a及b。
虽然图7中未图示，但LLC控制电路90也作为同步整流器来控制开关Q7及Q8以对电池LV提供经整流后的输出电压。若LLC转换器包括多相，则LLC控制电路90可以提供信号以切换各相中的各同步整流器。LLC控制电路90也接收外部LV/llv设定信号并对预调节器控制电路80输出Vdclink最小设定信号及Vdclink最大设定信号，以设定电压Vdclink的电压电平。预调节器控制电路80检测由线82所表示的电池HV的电压、由线86所表示的输出电流以及由线84所表示的电压Vdclink。虽图7中未图示，该预调节器控制电路80也可以检测来自电池HV的输入电流。LLC控制电路90检测由线92所表示的电压Vdclink、由线86所表示的输出电流、由线94所表示的输出电压以及由线96所表示的输出电流。类似于上述图6中DC-DC转换器的控制，外部LV/IIv设定信号由LV电池BMS(未图示)来生成。BMS对LLC控制电路50通知输出电流以使得LV电池寿命最大化。BMS在LV电池充电不足时避免过充电及过大的输出电流。此外，LLC转换器30被控制在较窄的Vdclink电压范围(在Vdclink min与Vdclinkmax之间)，预调节器20在Vdclink min与Vdclink max之间进行预调节以在旁路模式下得到预调节最大化。
由于交错式预调节器60比图6中的预调节器20包括更多开关，因此该预调节器控制80更为复杂。在预调节器60在降压或升压模式下，在开关Q1x导通时与开关Q3x导通时之间、以及开关Q2x导通时与开关Q4x导通时之间设有死区期间。在开关Q1x导通时，开关Q3x截止，在开关Q3x导通时，开关Q1x截止。在开关Q2x导通时，开关Q4x截止，在开关Q2x导通时，开关Q4x截止。
电流传感器及电压传感器既可以用于预调节器控制电路80也可以用于LLC控制电路90，以用于优化其效率。预调节器控制电路80可以利用输入电流、输入电压及输出电流、输出电压来计算预调节器60的效率。LLC控制电路90可以利用输入电流、输入电压及输出电流、输出电压来计算LLC转换器30的效率。预调节器控制电路40及LLC控制电路50可以利用所计算出的效率来优化预调节器60及LLC转换器30的效率(即、优化总效率)。
本发明通过上述优选实施方式来进行说明。应该理解，在不背离本发明的精神的情况下，上述优选实施方式中说明的特征的各种变形及改进是可行的。应当理解为上述说明仅用于阐述本发明。在不脱离本发明思想的基础上，本领域技术人员能获得经各种替代及改进后的技术方案。由此，本发明包括权利要求范围内的各种替代、改进及变更。

Claims (15)

1.一种开关功率转换电路，包括：
预调节器电路，该预调节器电路在降压模式、升压模式或旁路模式下工作，其具备第1切换电路以接收输入直流电压并输出第1直流电压；
谐振电路，该谐振电路包括第2切换电路以接收所述第1直流电压并将输出直流电压输出；
谐振控制电路，该谐振控制电路通过传输母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号并控制所述第2切换电路的切换频率来调整所述输出直流电压；以及
预调节器控制电路，该预调节器控制电路从所述谐振控制电路接收所述母线最小设定控制信号及所述母线最大设定控制信号，并基于来自所述谐振控制电路的所述母线最小设定控制信号及所述母线最大设定控制信号来控制所述第1切换电路以调整所述第1直流电压，
其中，
所述第1切换电路包括第1开关及第2开关，
所述预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作所述第1开关及所述第2开关，
所述预调节器控制电路以如下方式操作所述预调节器电路：
在降压模式下通过切换所述第1开关导通及截止、切换所述第2开关截止；
在升压模式下通过切换所述第1开关导通、切换所述第2开关导通及截止；以及
在旁路模式下通过切换所述第1开关导通、切换所述第2开关截止。
2.如权利要求1所述的开关功率转换电路，其特征在于，
基于所述谐振电路的谐振工作、所述输出直流电压以及所述输入直流电压来确定所述第1直流电压。
3.如权利要求2所述的开关功率转换电路，其特征在于，
还基于所述预调节器电路的输入电流、所述预调节器电路与所述谐振电路间的电流以及所述谐振电路的输出电流来确定所述第1直流电压。
4.如权利要求1所述的开关功率转换电路，其特征在于，
基于所述预调节器电路的效率及所述谐振电路的效率来确定所述第1直流电压。
5.如权利要求1所述的开关功率转换电路，其特征在于，
所述第1切换电路还包括第3开关及第4开关，
所述预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作所述第3开关及所述第4开关。
6.如权利要求5所述的开关功率转换电路，其特征在于，
所述预调节器控制电路以如下方式操作所述预调节器电路：
在作为同步降压模式的降压模式下通过切换所述第1开关及所述第3开关导通及截止、切换所述第2开关截止、切换所述第4开关导通；
在作为同步升压模式的升压模式下通过切换所述第1开关导通、切换所述第3开关截止、切换所述第2开关及所述第4开关导通及截止；以及
在作为同步旁路模式的旁路模式下通过切换所述第1开关及所述第4开关导通、切换所述第2开关及所述第3开关截止。
7.如权利要求1所述的开关功率转换电路，其特征在于，
所述预调节器电路还包括至少一个附加第1切换电路，其与所述第1切换电路交错设置。
8.如权利要求7所述的开关功率转换电路，其特征在于，
所述谐振电路还包括至少一个附加第2切换电路，其与所述第2切换电路交错设置。
9.一种开关功率转换电路，包括：
预调节器电路，该预调节器电路在降压模式、升压模式或旁路模式下工作，其具备并联的至少两个第1切换电路以接收输入直流电压并输出第1直流电压；
谐振电路，该谐振电路包括至少一个第2切换电路以接收所述第1直流电压并将输出直流电压输出；
谐振控制电路，该谐振控制电路通过传输母线最小设定控制信号及母线最大设定控制信号并控制所述至少一个第2切换电路的切换频率来调整所述输出直流电压；以及
预调节器控制电路，该预调节器控制电路从所述谐振控制电路接收所述母线最小设定控制信号及所述母线最大设定控制信号，并基于所述母线最小设定控制信号及所述母线最大设定控制信号来控制所述至少两个第1切换电路以调整所述第1直流电压，
其中，
至少一个第1切换电路的每一个包括第1开关及第2开关，
所述预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作所述第1开关及所述第2开关的每一个，
所述预调节器控制电路按如下方式操作所述至少两个第1切换电路的每一个：
在降压模式下通过切换所述第1开关导通及截止、切换所述第2开关截止；
在升压模式下通过切换所述第1开关导通、切换所述第2开关导通及截止；以及
在旁路模式下通过切换所述第1开关导通、切换所述第2开关截止。
10.如权利要求9所述的开关功率转换电路，其特征在于，
至少一个第1切换电路的每一个还包括第3开关及第4开关，
所述预调节器控制电路通过可变占空比脉冲来操作所述第3开关及所述第4开关的每一个。
11.如权利要求10所述的开关功率转换电路，其特征在于，
所述预调节器控制电路按如下方式操作所述至少两个第1切换电路的每一个：
在作为同步降压模式的降压模式下通过切换所述第1开关及所述第3开关导通及截止、切换所述第2开关截止、切换所述第4开关导通；
在作为同步升压模式的升压模式下通过切换所述第1开关导通、切换所述第3开关截止、切换所述第2开关及所述第4开关导通及截止；以及
在作为同步旁路模式的旁路模式下通过切换所述第1开关及所述第4开关导通、切换所述第2开关及所述第3开关截止。
12.如权利要求9所述的开关功率转换电路，其特征在于，
基于所述谐振电路的谐振工作、所述输出直流电压以及所述输入直流电压来确定所述第1直流电压。
13.如权利要求12所述的开关功率转换电路，其特征在于，
还基于所述预调节器电路的输入电流、所述预调节器电路与所述谐振电路间的电流以及所述谐振电路的输出电流来确定所述第1直流电压。
14.如权利要求9所述的开关功率转换电路，其特征在于，
基于所述预调节器电路的效率及所述谐振电路的效率来确定所述第1直流电压。
15.如权利要求9所述的开关功率转换电路，其特征在于，
所述至少一个第2切换电路包括两个第2切换电路，且其互相交错配置。
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