CN105594123B - 可变频滤波器 - Google Patents

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Abstract

可变频滤波器(10)具备滤波部(20)和匹配电路(31、32)。滤波部(20)具备具有压电谐振器的可变频谐振电路(21、22)。匹配电路(31、32)具备阻抗的实数分量随着频率变高而增加的电路结构，具有例如与滤波部(20)侧旁路连接的电抗元件并使用电感器和电容器，从而具备L型电路结构。滤波部(20)通过具备压电谐振器，虽然在通频带向高频侧偏移时阻抗的实数分量增加，但是匹配电路(31、32)的阻抗的实数分量也随着频率的变高而增加，因此可以实现阻抗匹配。

Description

可变频滤波器
技术领域
本发明涉及包含压电谐振器并能改变滤波器特性的可变频滤波器。
背景技术
以往，提出了各种使用具有谐振频率和反谐振频率的压电谐振器的高频滤波器。作为上述的高频滤波器，例如专利文献1中记载了通过在压电谐振器上串联连接及并联连接可变电容器来使通过特性或衰减特性等滤波器特性可变的可变频滤波器。
由上述的压电谐振器和可变电容器构成的电路单元(以下称为可变频谐振电路)通过调整可变电容器的电容，从而调整通频带特性或衰减特性。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009－130831号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，由上述的压电谐振器和可变电容器构成的可变频谐振电路在使可变电容器的电容变化时具有图13所示的特性。图13是表示使可变电容器的电容变化时的可变频谐振电路的通过特性的变化的图。此外，图13表示将可变频谐振电路与传输线路旁路连接时的特性。旁路连接是指连接在与接地不同的传输线路和接地之间的方式。此外，在图13中，是在可变频谐振电路上增加了扩展电感器的方式的特性。
用图13的实线表示的特性为电容C1的情况，虚线的特性表示电容C2的情况，短划线的特性表示电容C3的情况。各电容的关系是C3>C2>C1。如图X所示，电容越小，可变频谐振电路的谐振频率及反谐振频率越高。此外，电容越小，在全频带中可变频谐振电路的阻抗越高。
因此，即使设定可变频谐振电路的阻抗使得以电容C3与外部电路阻抗匹配(阻抗匹配)，在为了获得希望的频率而使电容C3变为电容C1时，可变频谐振电路和外部电路间也会产生阻抗的不匹配。反之，即使设定匹配电路使得以电容C1与外部电路阻抗匹配，在为了获得希望的频率而使电容C3变为电容C1的情况下，可变频谐振电路和外部电路间也会产生阻抗的不匹配。
即，即使通过可变频谐振电路在可调整的频率范围中改变电容来调整可变频谐振电路的谐振频率或反谐振频率，也会由于阻抗的不匹配，导致谐振频率或反谐振频率下的阻抗变糟。
因此，可变频谐振电路构成的可变频滤波器的可调整频率范围、即成为该可变频滤波器的通频带的整个所希望的频率范围，存在能实现低损耗的通频带特性的频率区域和不能实现低损耗的通频带特性的频带。图14是表示使用上述的可变频谐振电路的可变滤波器的通过特性(S21特性)的图。图14与图13相同，用实线表示的特性为电容C1的情况，虚线的特性表示电容C2的情况，短划线的特性表示电容C3的情况。各电容的关系是C3>C2>C1。
如图14所示，若减小电容，则能使通频带向高频侧偏移，然而当通频带向高频侧偏移到一定程度以上时，可变滤波器的插入损耗会增加。
因而，本发明的目的是提供一种可变滤波器，其对于可变频谐振电路的几乎整个可调整频率范围，无论将通频带设定在哪一个频率区域，都能实现低损耗的通频带特性。
解决技术问题的技术方案
本发明的可变频滤波器包括：包含可变频谐振电路的滤波部、多个输入输出端子、以及匹配电路。可变频谐振电路包括：压电谐振器、以及与该压电谐振器连接的可变电容器。滤波部具备将至少一个可变频谐振电路与传输线路串联连接、或将至少一个可变频谐振电路连接在传输线路和接地之间的结构。输入输出端子连接在传输线路的两端。匹配电路连接在至少一个输入输出端子与滤波部之间。而且，匹配电路由电感器和电容器构成，具有随着传输的高频信号的频率变高，同时共轭匹配阻抗的实数分量变高的电路结构。
在该结构中，可变频谐振电路的阻抗的实数分量伴随频率的变化而变高时，匹配电路的同时共轭匹配阻抗的实数分量也变高，因此在可变频谐振电路和与输入输出端子连接的外部电路之间可实现阻抗匹配。由此，在可变频谐振电路可以实现的频率范围内，无论在哪个频率区域都能实现在通频带中的阻抗匹配。
此外，在本发明的可变频滤波器中，匹配电路的同时共轭匹配阻抗的实数分量的频率变化优选为与滤波部的同时共轭匹配阻抗的实数分量的频率变化大致相同。
在该结构中，无论在哪个频率区域都能更精确地实现阻抗匹配。
此外，在本发明的可变频滤波器中，优选为在匹配电路和滤波部之间连接调整用电感器或调整用电容器。
在该结构中，通过调整用电感器或调整用电容器能调整虚数分量，而实数分量不变。由此，能更精确地实现阻抗匹配。
此外，在本发明的可变频滤波器中，优选为下述的结构。
可变频滤波器至少具备一个由下述的任意一个电路构成的匹配电路。
第一电路由与传输线路串联连接的电容器、以及连接在该电容器的所述滤波部侧和接地之间的电感器构成。
第二电路由与传输线路串联连接的电感器、以及连接在该电感器的所述滤波部侧和接地之间的电容器构成。
第三电路由分别连接在传输线路和接地之间的电感器和电容器构成。
在该结构中，由于用电感器和电容器这至少两个元件来实现匹配电路，因此能通过小型且简单的结构来实现匹配电路。
此外，在本发明的可变频滤波器中，也可以为下述的结构。
可变频滤波器至少具备一个由下述的任意一个π型电路构成的匹配电路。
第一π型电路由与传输线路串联连接的第一电感器、连接在该第一电感器的所述滤波部侧和接地之间的电容器、以及连接在第一电感器的输入输出端子侧和接地之间的第二电感器构成。
第二π型电路由与传输线路串联连接的电感器、以及分别将该电感器的两端与接地连接的两个电容器构成。
第三π型电路由与传输线路串联连接的电容器、以及分别将该电容器的两端与接地连接的两个电感器构成。
第四π型电路由与传输线路串联连接的第一电容器、连接在该第一电容器的滤波部侧和接地之间的电感器、以及连接在第一电容器的输入输出端子侧和接地之间的第二电容器构成。
在该结构中，能用组合了电感器和电容器的三个元件来实现匹配电路，并且同时共轭匹配阻抗的实数分量的变化特性能比两个元件的情况更陡。由此，能够对更多样的可变频谐振电路的阻抗特性实现阻抗匹配。
此外，在本发明的可变频滤波器中，优选为下述的结构。
可变频谐振电路具备与压电谐振器串联连接的第一可变电容器、以及与压电谐振器并联连接的第二可变电容器。而且，频率可变谐振电路具备串联连接在压电谐振器与第一可变电容器之间的可变频谐振电路用第一电感器、和与压电谐振器并联连接的可变频谐振电路用第二电感器中的至少一个电感器。
在该结构中，能将可变频谐振电路的可变频范围扩大。而且，由此，即使可变频范围变大，无论在哪个频率区域也都能精确地实现阻抗匹配。
技术效果
根据本发明，对于由可变频谐振电路构成的可变频滤波器的几乎整个可调整频率范围，无论将通频带设定在哪一个频率区域，都能实现低损耗的通频带特性。
附图说明
图1是本发明的第1实施方式所涉及的可变频滤波器的电路图。
图2是表示本实施方式所涉及的可变频滤波器的通频带的中心频率处的阻抗的实数分量的频率特性的图。
图3是表示本发明的实施方式所涉及的两元件型的匹配电路的电路图。
图4是表示使用电感器和电容器的两元件匹配电路的阻抗的实数分量的频率特性的图。
图5是表示本发明的实施方式所涉及的可变频滤波器的滤波部和匹配电路的阻抗的实数分量的频率特性。
图6是表示本发明的实施方式所涉及的使用L型匹配电路的可变频滤波器的通过特性、及现有的未使用匹配电路的可变频滤波器的通过特性的图。
图7是表示本发明的实施方式所涉及的用三元件构成的π型匹配电路的电路图。
图8是表示使用电感器和电容器的三元件匹配电路的阻抗的实数分量的频率特性的图。
图9是本发明的实施方式所涉及的使用π型匹配电路的可变频滤波器的通过特性。
图10是表示本发明的实施方式所涉及的用三元件构成的T型匹配电路的电路图。
图11是表示本发明的实施方式所涉及的可变频滤波器的滤波部的其他结构例的电路图。
图12是表示本发明的实施方式所涉及的可变频谐振电路的电路结构例的图。
图13是表示使可变电容器的电容变化时的可变频谐振电路的通过特性变化的图。
图14是表示使用现有的可变频谐振电路的可变频滤波器的通过特性(S21特性)的图。
具体实施方式
以下对于本发明的第1实施方式所涉及的可变频滤波器参照附图进行说明。图1是本发明的第1实施方式所涉及的可变频滤波器的电路图。
如图1所示，可变频滤波器10具备滤波部20、匹配电路31和32、以及输入输出端子P1和P2。
滤波部20经由匹配电路31与输入输出端子P1连接，并经由匹配电路32与输入输出端子P2连接。
滤波部20具备可变频谐振电路21、22。可变频谐振电路21连接在匹配电路31、32之间。即，可变频谐振电路21与传输线路串联连接。可变频谐振电路22连接在连接可变频谐振电路21和匹配电路32的传输线路和接地之间。即，可变频谐振电路22与传输线路旁路连接。
可变频谐振电路21具备压电谐振器211、电感器212和213、以及可变电容器214和215。压电谐振器211、电感器213、以及可变电容器215串联连接在匹配电路31和32之间。此时，从匹配电路31侧起，按照压电谐振器211、电感器213、以及可变电容器215的顺序依次连接。电感器212与压电谐振器211并联连接。可变电容器214相对于压电谐振器211与电感器213的串联电路并联连接。
可变频谐振电路22具备压电谐振器221、电感器222和223、以及可变电容器223和224。压电谐振器221、电感器223、以及可变电容器225串联连接在传输线路与接地之间。此时，从接地侧起，按照压电谐振器221、电感器223、以及可变电容器225的顺序依次连接。电感器222与压电谐振器221并联连接。可变电容器224相对于压电谐振器221与电感器223的串联电路并联连接。
压电谐振器211、221通过SAW谐振器或BAW谐振器来实现。例如，在SAW谐振器的情况下，通过在进行规定切割(例如Y切割)后的铌酸锂基板的表面形成IDT电极来实现。
电感器212、213、221、223通过例如形成在安装压电谐振器211、221的安装基板上的电极图案或安装在安装基板的表面上的贴片元器件来实现。可变电容器214、215、224、225通过例如安装在安装压电谐振器211、221的安装基板的表面上的贴片元器件来实现。
在上述的结构中，通过调整可变电容器214、215的电容，调整可变频谐振电路21的阻抗特性即通过特性或衰减特性。此外，通过调整可变电容器224、225的电容，调整可变频谐振电路22的滤波特性即通过特性或衰减特性。通过组合如上所述调整后的可变频谐振电路21、22的阻抗特性，实现滤波部20所希望的滤波特性(通过特性、衰减特性等)。
此外，电感器212、213、222、223被称为所谓扩展电感器，并可以省略。在具备电感器212、213、222、223的情况下，通过调整可变电容器214、215、224、225的电容，可变频谐振电路21、22可调整的可变频滤波器的通频带的带宽能够变大。即，通过具备电感器212、213、222、223，能扩大通过调整可变频谐振电路21、22得到的可变频滤波器的通频带的可选择的频率范围。由此，能扩大滤波部20的通频带的可选择的频率范围。
上述结构的滤波部20由于使用压电谐振器211、221，因此若使通频带的频率向高频侧偏移，则阻抗的实数分量变高。图2是表示本实施方式所涉及的可变频滤波器的通频带的中心频率处的阻抗的实数分量的频率特性的图。在图2中，实线是从输入输出端子P1侧(匹配电路31侧)看时滤波部的阻抗，虚线是从输入输出端子P2侧(匹配电路32侧)看时滤波部的阻抗。图2的横轴表示通频带的中心频率，纵轴表示阻抗的实数分量。此外，在图2中，表示了多条特性曲线，各特性曲线对应不同电感值的扩展电感器。
如图2所示，若扩展电感器的电感固定，则滤波部20的通频带的频率越高，阻抗的实数分量也越高。
因此，在本实施方式的可变频滤波器10中，具备如下所示的结构的匹配电路31、32。匹配电路31、32由组合了电感器和电容器的电路构成，具备将滤波部20夹在中间的对称的电路元件的配置图案。匹配电路31、32优选为用两元件或三元件构成。但是，也可以将该两元件或三元件的电路结构作为基本结构，由多个这样的基本结构连续形成电路结构。
(A)两元件(基本电路结构为两元件)的情况
图3是表示本发明的实施方式所涉及的两元件型的匹配电路的电路图。图3(A)是匹配电路的基本框图，图3(B)、(C)表示图3(A)的具体的电路示例，图3(D)是表示匹配电路的其他的电路框图。此外，在图3中，虽然表示匹配电路32(32A)的电路结构，但是匹配电路31如上所述是将滤波部20夹在中间与匹配电路32对称的电路结构，因此仅说明匹配电路32。
如图3(A)所示，匹配电路32A具备电抗元件321、322。电抗元件321连接在连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路和接地之间。即，电抗元件321相对于连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路旁路连接。电抗元件322串联连接在滤波电路20和输入输出端子P2之间。即，电抗元件322相对于传输线路串联连接。此时，电抗元件322连接在电抗元件321与传输线路连接的点和输入输出端子P2的之间。
作为具体的第1实施例的匹配电路32A1，如图3(B)所示，电抗元件321为电感器321L，电抗元件322为电容器322C。
此外，作为具体的第2实施例的匹配电路32A2，如图3(C)所示，电抗元件321为电容器321C，电抗元件322为电感器322L。
此外，也可以如图3(D)所示，在匹配电路32A3中，由电感器321L构成的第一电抗元件和由电容器321C构成的第二电抗元件连接在连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路和接地之间。即，电感器321L与电容器321C的并联电路也可以相对于连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路旁路连接。
图4是表示使用电感器和电容器的两元件的匹配电路的阻抗的实数分量的频率特性的图。图4表示图3(B)所示的匹配电路32A1的特性、图3(C)所示的匹配电路32B1的特性、以及由其他电路结构构成的匹配电路的特性。此外，图4的横轴表示标准化频率，将特定的频率设定为1.0。图4的纵轴表示从连接了阻抗为1[ohm]的负载的状态的输入输出端子P2看时的阻抗实数分量。
如图4所示，通过使用图3(B)、(C)、(D)所示的匹配电路32A1、32A2、32A3，具有下述特性。
(A)具有阻抗的实数分量随着频率向高频侧偏移而增加的频率区域。
(B)在阻抗的实数分量增加的频率区域中，若对频率特性进行线形近似，则频率为0时的阻抗的实数分量不为0。
通过具有上述的结构，能用匹配电路来实现与滤波部20的阻抗的实数分量的频率特性类似的特性。
即，在滤波部20侧具备旁路连接的阻抗元件的L型电路中，通过采用两个电抗元件中一个为电感器、另一个为电容器的结构，能实现与滤波部20的阻抗的实数分量的频率特性类似的特性。
图5是表示本发明的实施方式所涉及的可变频滤波器的滤波部和匹配电路的阻抗的实数分量的频率特性。图5的各实线表示匹配电路的各元件值不同时的特性。图5的各虚线表示具有不同扩展电感器的滤波部的特性。
如图5所示，通过调整匹配电路32A1、32A2的元器件值，能够将其阻抗的实数分量的频率特性设定为与滤波部20的通过特性可变时在可变频滤波器的通频带的中心频率处的阻抗的实数分量的变化趋势类似。由此，在匹配电路32A1、32A2中，相对于滤波部20的阻抗，能实现共轭匹配阻抗。而且，通过将由该对称的电路结构构成的匹配电路32、31与滤波部20的输入输出端连接，相对于滤波部20的阻抗，能用匹配电路32、31来实现同时共轭匹配阻抗。
由此，即使滤波部20的阻抗随着频率变化而变化，也能用匹配电路31、32来进行阻抗匹配，即使将其他电路元件与该可变频滤波器连接，也能实现具有优秀的滤波特性的可变频滤波器10。
图6(A)是表示本发明的实施方式所涉及的使用L型匹配电路的可变频滤波器的通过特性，图6(B)是表示现有的未使用匹配电路的可变频滤波器的通过特性的图。
如图6(B)所示，在现有结构中，若通频带的频率向高频侧偏移，则插入损耗变大。这是上述滤波部的阻抗的实数分量的频率特性引起的。
然而，通过使用本实施方式的结构，即使滤波部的阻抗发生了变化，也能利用匹配电路进行阻抗匹配。因而，如图6(A)所示，即使将可变频滤波器10的通频带的频率向高频侧偏移，也能防止插入损耗增加。由此，对于可变频滤波器10所能实现的任意一个通频带，都能实现低损耗的通过特性。
此外，若采用上述的结构，可以容易地使阻抗的实数分量大致一致，并能实现阻抗匹配。然而，仅用上述的结构有时无法使虚数分量一致。在该情况下，通过追加与传输线路串联连接的电感器或电容器，能仅使虚数分量偏移，因而能更精确地进行阻抗匹配。这些电感器、电容器相当于本发明的“调整用电感器”、“调整用电容器”。
此外，在使用L型的两元件的匹配电路的方式中，由于能减少匹配电路的构成元件数，因此能实现简单并且小型的匹配电路，进而能实现简单且小型的可变频滤波器。
(B)三元件(基本电路结构为三元件)的π型电路的情况
图7是表示本发明的实施方式所涉及的用三元件构成的π型的匹配电路的电路图。图7(A)是匹配电路的基本框图，图3(B)、(C)、(D)、(E)是表示具体的电路示例的图。此外，在图7中，虽然表示匹配电路32(32B)的电路结构，但是匹配电路31如上所述是将滤波部20夹在中间与匹配电路32对称的电路结构，因此也仅说明匹配电路32。
如图7(A)所示，匹配电路32B具备电抗元件321、322、323。电抗元件321、323连接在连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路和接地之间。即，电抗元件321、323相对于连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路旁路连接。电抗元件322串联连接在滤波部20和输入输出端子P2之间。即，电抗元件322相对于传输线路串联连接。此时，电抗元件322连接在电抗元件321与传输线路连接的点和电抗元件323与传输线路连接的点之间。由此，匹配电路32B为π型电路。
作为具体的第1实施例的匹配电路32B1，如图7(B)所示，电抗元件321为电感器321L，电抗元件322为电容器322C，电抗元件323为电感器323L。
作为具体的第2实施例的匹配电路32B2，如图7(C)所示，电抗元件321为电感器321L，电抗元件322为电容器322C，电抗元件323为电容器323C。
作为具体的第3实施例的匹配电路32B3，如图7(D)所示，电抗元件321为电容器321C，电抗元件322为电感器322L，电抗元件323为电感器323L。
作为具体的第4实施例的匹配电路32B4，如图7(E)所示，电抗元件321为电容器321C，电抗元件322为电感器322L，电抗元件323为电容器323C。
图8是表示使用电感器和电容器的三元件的匹配电路的阻抗的实数分量的频率特性的图。图8表示图7(B)～图7(E)所示的各匹配电路32B1、32B2、32B3、32B4的特性。此外，图8的横轴表示标准化频率，将特定的频率设定为1.0。图8的纵轴表示观察连接了阻抗为1[ohm]的负载的状态的匹配电路时得到的阻抗实数分量。
如图8所示，通过使用图7(B)～(E)所示的匹配电路32B1、32B2、32B3，32B4，能得到上述的两元件的电路的特性(A)、(B)所示的阻抗的实数分量的频率特性。
通过设为上述的结构，能用匹配电路来实现与滤波部20的阻抗的实数分量的频率特性类似的特性。
而且，在由三元件的π型电路构成的匹配电路32B1、32B2、32B3、32B4中，如图8所示，能实现阻抗的实数分量急剧增加的特性。压电谐振器的阻抗在谐振频率和反谐振频率之间急剧地变化。即，在通频带和衰减极之间的阻抗变化变得急剧。因而，通过使用由三元件的π型电路构成的匹配电路32B1、32B2、32B3、32B4，能更容易地实现与滤波部20的阻抗的实数分量的频率特性类似的特性。
图9是本发明的实施方式所涉及的使用π型匹配电路的可变频滤波器的通过特性。如图9所示，通过使用本实施方式的结构，即使滤波部的阻抗发生变化，也能利用匹配电路进行阻抗匹配。因而，即使将可变频滤波器10的通频带的频率向高频侧偏移，也能防止例如插入损耗的大幅增加。由此，对于可变频滤波器10可实现的任意一个通频带，都能实现低损耗的通过特性。
此外，若采用上述的结构，则可以容易地使阻抗的实数分量大致一致，并能实现阻抗匹配。然而，上述的π型电路的结构有时也不能使虚数分量一致。在该情况下，与上述的L型电路相同，通过在滤波部20侧追加与传输线路串联连接的电感器或电容器，能仅使虚数分量偏移，因而能更精确地进行阻抗匹配。
(C)三元件(基本电路结构为三元件)的T型电路的情况
图10是表示本发明的实施方式所涉及的用三元件的T型匹配电路的电路图。图10(A)是匹配电路的基本框图，图10(B)、(C)、(D)、(E)是表示具体的电路示例的图。此外，虽然图10表示匹配电路32(32C)的电路结构，但是匹配电路31如上所述是将滤波部20夹在中间与匹配电路32对称的电路结构，因此仅说明匹配电路32。
如图10(A)所示，匹配电路32C具备电抗元件321、322、323。电抗元件321连接在连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路和接地之间。即，电抗元件321相对于连接滤波部20和输入输出端子P2的传输线路旁路连接。电抗元件322、323串联连接在滤波电路20和输入输出端子P2之间。即，电抗元件322、323相对于传输线路串联连接。此时，电抗元件322连接在电抗元件321与传输线路连接的点和输入输出端子P2的之间。电抗元件323连接在电抗元件321与传输线路连接的点和滤波部20之间。由此，匹配电路32C为T型电路。
作为具体的第1实施例的匹配电路32C1，如图10(B)所示，电抗元件321为电感器321L，电抗元件322为电容器322C，电抗元件323为电感器323L。
作为具体的第2实施例的匹配电路32C2，如图10(C)所示，电抗元件321为电感器321L，电抗元件322为电容器322C，电抗元件323为电容器323C。
作为具体的第3实施例的匹配电路32C3，如图10(D)所示，电抗元件321为电容器321C，电抗元件322为电感器322L，电抗元件323为电感器323L。
作为具体的第4实施例的匹配电路32C4，如图10(E)所示，电抗元件321为电容器321C，电抗元件322为电容器322C，电抗元件323为电感器323L。
使用上述的结构也与π型电路的匹配电路32B相同，即使通频带的频率变化，也能对滤波部20进行阻抗匹配。
此外，在上述的实施方式中，示出了用相对于传输线路串联连接的可变频谐振电路21和旁路连接的可变频谐振电路22来构成滤波部20的示例。然而，也可以将滤波部用如图11所示的结构来实现。图11是表示本发明的实施方式所涉及的可变频滤波器的滤波部的其他结构例的电路图。
如图11所示，可变频滤波器10X仅通过上述的可变频谐振电路21来构成滤波部。即，仅通过串接连接在输入输出端子P1、P2间的可变频谐振电路21来构成滤波部。在输入输出端子P1和可变频谐振电路21之间连接匹配电路31X，在输入输出端子P2和可变频谐振电路之间连接匹配电路32X。即使是上述的结构，也与匹配电路31、32相同地构成匹配电路31X、32X，以满足在上述的两元件的电路中的特性(A)、(B)的条件。由此，对于可变频滤波器10X可实现的任意一个通频带，都能实现低损耗的通过特性。
此外，可变频谐振电路不限于上述的结构，也可以用图12(A)、(B)、(C)所示的结构。图12是表示本发明的实施方式所涉及的可变频谐振电路的电路结构例的图。此外，在图12中虽然表示可变频谐振电路21的衍生例，但是可变频谐振电路22也可以实现相同的衍生例。此外，可变频谐振电路21、22可以不是相同的电路结构，而是包含上述的衍生例并适当组合来构成滤波部。
在图12(A)所示的可变频谐振电路21A中，可变电容器214与压电谐振器211、电感器213、以及可变电容器215的串联电路并联连接。其他的结构与可变频谐振电路21相同。
在图12(B)所示的可变频谐振电路21B中，电感器212与压电谐振器211、电感器213的串联电路并联连接。其他的结构与可变频谐振电路21A相同。
在图12(C)所示的可变频谐振电路21C中，电感器212与压电谐振器211、电感器213的串联电路并联连接。其他的结构与可变频谐振电路21相同。
符号说明
10、10X:可变频滤波器
20:滤波部
21、22、21A、21B、21C:可变频谐振电路
211、221压电谐振器
212、213、222、223:电感器(扩展电感器)
214、215、224、225:可变电容器
31、32、32A、32A1、32A2、32A3、31X、32X:匹配电路
321、322、323:电抗元件
321L、322L、323L:电感器
321C、322C、323C:电容器

Claims (6)

1.一种可变频滤波器，其特征在于，包括：
第一输入输出端子；
第二输入输出端子；
连接在所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子之间、且具备可变频谐振电路的滤波部；
连接在所述第一输入输出端子与所述滤波部之间的第一匹配电路；以及
连接在所述第二输入输出端子与所述滤波部之间的第二匹配电路，所述可变频谐振电路包含压电谐振器和与所述压电谐振器连接的可变电容器，
所述第一匹配电路包括：
第一电路元件，该第一电路元件与连接所述第一输入输出端子和所述滤波部的传输线路串联连接，且为电感器或电容器中的一个；以及
第二电路元件，该第二电路元件连接在所述传输线路与接地之间，且为电感器或电容器中的另一个，
所述第二匹配电路具有将所述滤波部夹在中间与所述第一匹配电路对称的电路配置。
2.如权利要求1所述的可变频滤波器，其特征在于，
所述第一匹配电路和所述第二匹配电路具有随着传输的高频信号的频率变高、同时共轭匹配阻抗的实数分量变高的电路结构。
3.如权利要求1或2所述的可变频滤波器，其特征在于，
在所述第一匹配电路和所述滤波部之间，连接有调整用电感器或调整用电容器。
4.如权利要求1或2所述的可变频滤波器，其特征在于，
所述第一匹配电路是所述第一电路元件为电容器，所述第二电路元件为电感器的L型电路；或者
所述第一匹配电路是所述第一电路元件为电感器，所述第二电路元件为电容器的L型电路。
5.如权利要求1或2所述的可变频滤波器，其特征在于，
所述第一匹配电路还包括第三电路元件，
所述第二电路元件连接在连接所述第一输入输出端子和所述第一电路元件的传输线路与接地之间，
所述第三电路元件连接在连接所述滤波部和所述第一电路元件的传输线路与接地之间，
所述第一匹配电路是下述电路中的任意一个：
所述第一电路元件为电感器，所述第二电路元件为电感器，所述第三电路元件为电容器的π型电路；或者
所述第一电路元件为电容器，所述第二电路元件及所述第三电路元件为电感器的π型电路；或者
所述第一电路元件为电容器，所述第二电路元件为电容器，所述第三电路元件为电感器的π型电路。
6.如权利要求1或2所述的可变频滤波器，其特征在于，
所述可变电容器包含与所述压电谐振器串联连接的第一可变电容器、与所述压电谐振器并联连接的第二可变电容器，
还具备串联连接在所述压电谐振器和所述第一可变电容器之间的电感器、以及与所述压电谐振器并联连接的电感器中的至少一个电感器。
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