CN104205659A - 阵列天线系统中的天线设备校准方法、处理装置、计算机程序、计算机程序产品和天线设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及天线阵列系统15中的用于天线设备1的校准的方法20。所述方法20包括：估计接收链5₁,…,5_n的粗接收延迟，和发射链6₁,…,6_n的粗发射延迟(21)；根据估计的粗接收延迟，调整接收链5₁,…,5_n的定时，以致接收链5₁,…,5_n与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链6₁,…,6_n的定时，以致发射链6₁,…,6_n与最大粗发射延迟差对齐(22)；根据接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n的相位-频率特性，估计接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n的微小延迟和初始相位(23)；根据估计的微小延迟，调整天线设备1的中频定时(24)；在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟(25)；估计收发器链4₁,…,4_n的振幅-频率特性(26)；和在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性(27)。

Description

阵列天线系统中的天线设备校准方法、处理装置、计算机程序、计算机程序产品和天线设备

技术领域

这里公开的技术涉及无线通信系统的天线技术的领域，尤其涉及这种通信系统内的天线校准。

背景技术

在无线通信中，广泛采用多天线技术，以例如在时分同步码分多址接入(TD-SCDMA)、时分长期演进(TD-LTE)和不久将来的LTE-advanced系统中，提供更高的数据速率和更大的覆盖。在多天线阵列中，空间地排列多个天线，借助馈送网络电连接所述多个天线各自的收发器，以便利用波束形成或预编码技术，协同地传送和/或接收射频(RF)信号。自适应波束形成能够通过调整关于空间信道相关性的基本控制权重，自动优化天线阵列的辐射波束图，从而在期望的方向，获得高增益和受控波束宽度。这使与期望的方向相比，其它方向的RF信号的发射和接收功率降到最小，并使目标用户接收信号-干扰加噪声比(SINR)达到最大，和使对非目标用户的干扰降到最小。从而抑制小区间和小区内共信道干扰，极大地改善在小区边缘的吞吐量和系统容量。

eNodeB的往来于空中接口的接收/传送信号必须经过阵列天线的收发器设备链。波束形成的权重是根据结合空间无线信道和天线设备链的信道的复合空间信道特性生成的。从而，天线阵列的波束形成特性的精确性取决于对天线的收发器设备链的特性的认识的精确性。天线校准的目的是使天线的收发器设备链之间的振幅和相位差异降至最小。

由于天线的收发器设备链总是由不同的中频(IF)和RF处理元件组成，因此它们通常经历不同的振幅衰减和相移。此外，天线单元、馈电电缆和由模拟电子组件构成的RF电路通常还随着温度、湿度和器件老化，遭受不同的振幅衰减和相移。此外，进行中的LTE-Advanced(LTE-A)的带宽明显宽于包括LTE在内的在先无线标准中的带宽。LTE-Advanced系统中的可扩展的系统带宽可超过20MHz，可能最高达连续或非连续的100MHz。这使得更难以确保eNodeB的RF链的总信道响应接近于理想情况，从而在整个带宽内引起有效信道的频率的显著变化。

如果不恰当地处理这种情况，那么系统不得不应付频率选择性的显著增大，这会严重影响信道估计质量，以及波束形成或预编码的性能。

进行实时天线校准，以消除天线链之间的振幅和相位差异，从而保持更精确的波束图和预编码。

由电缆长度引起的对所有天线链的公共延迟可以利用通用公共无线接口(CPRI)来检测和校准。然而，不能容易地检测天线设备链之间的振幅和相位差异。提出了几种天线校准方法。

广泛应用在TD-SCDMA或SCDMA系统中的一种实时天线校准为不同的校准天线构成循环移位校准序列，它是从具有良好的自相关性的一个基本序列得到的。在时域中进行延迟补偿，为了适合于其延迟小于采样历时的分数延迟补偿，通常需要对正常传送信号的高过采样。然而，在宽带系统中难以实现这样的解决方案。

在另一种实时天线校准中，OFDM系统的子载波被分成多组，每组具有它自己的传送的校准导频信号。利用分组的子载波频域信道响应估计，进行不同天线的校准补偿系数。然而，在这种解决方案中，估计精确性极其有限。

在正交频分多路复用(OFDM)系统中，子载波频率越高，天线之间的微小延迟差异会表现出越大的相移。在现场试验中，电信运营商通常限制波束形成图的误差小于5°。换句话说，对20M TD-LTE系统来说，天线单元之间的延迟差必须小于1/32Ts(采样历时)。

所有上述天线校准方案通常都因阵列天线的相位和振幅的严格校准精确性和复杂性而失败，尤其是如果应用于宽带系统的话。

发明内容

本发明的目的是解决或者至少减轻上述问题。

按照本发明的第一方面，所述目的是利用天线阵列系统中的用于天线设备的校准的方法实现的。天线设备包括天线阵列和两个或者更多的收发器链。每个收发器链包含接收链和发射链，以及天线单元。所述至少两个收发器链中的一个收发器链还包括天线校准控制单元和参考校准天线，其中天线校准控制单元被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链。所述方法包括：估计接收链的粗接收延迟，和发射链的粗发射延迟；根据估计的粗接收延迟，调整接收链的定时，以致接收链与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链的定时，以致发射链与最大粗发射延迟差对齐；根据接收链和发射链的相位-频率特性，估计接收链和发射链的微小延迟和初始相位；根据估计的微小延迟，调整天线设备的中频定时；在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟；估计收发器链的振幅-频率特性；和在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性。

所述方法提供改进的天线校准，尤其是改进的实时天线校准，其中提高了天线校准精确性，有效降低了计算复杂性。可在不中断正常服务的情况下，校准天线的发射和接收路径。此外，由于收发器链之一被重复用于校准用途，即，通过不具有只用于校准用途的专用收发器链，能够减少硬件组件的数目。所述方法同时支持宽带系统的子带校准。此外，可以联合地检测所有子带的群延迟。可以处理器负荷减小并且校准性能改善地实现所述方法。可分别在单个半帧中完成发射和接收校准。

按照本发明的第二方面，所述目的是利用用于天线设备的校准的处理装置实现的。天线设备包括天线阵列和两个或者更多的收发器链。每个收发器链包含接收链和发射链，以及天线单元。所述至少两个收发器链中的一个收发器链还包括天线校准控制单元和参考校准天线，其中天线校准控制单元被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链。所述处理装置被布置成：利用粗接收延迟单元和粗发射延迟单元，分别估计接收链的粗接收延迟，和发射链的粗发射延迟；利用第一定时单元，根据估计的粗接收延迟，调整接收链的定时，以致接收链与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链的定时，以致发射链与最大粗发射延迟差对齐；利用微小延迟和初始相位单元，根据接收链和发射链的相位-频率特性，估计接收链和发射链的微小延迟和初始相位；利用第二定时单元，根据估计的微小延迟，调整天线设备的中频定时；利用第一补偿单元，在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟；利用估计单元，估计收发器链的振幅-频率特性；和利用第二补偿单元，在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性。

按照本发明的第三方面，所述目的是利用用于天线设备的校准的处理装置的计算机程序实现的。天线设备包括天线阵列和两个或者更多的收发器链。每个收发器链包含接收链和发射链，以及天线单元。所述至少两个收发器链中的一个收发器链还包括天线校准控制单元和参考校准天线，其中天线校准控制单元被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链。计算机程序包含当在处理装置上运行时，使处理装置执行以下步骤的计算机程序代码：估计接收链的粗接收延迟，和发射链的粗发射延迟；根据估计的粗接收延迟，调整接收链的定时，以致接收链与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链的定时，以致发射链与最大粗发射延迟差对齐；根据接收链和发射链的相位-频率特性，估计接收链和发射链的微小延迟和初始相位；根据估计的微小延迟，调整天线设备的中频定时；在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟；估计收发器链的振幅-频率特性；和在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性。

按照本发明的第四方面，所述目的是利用计算机程序产品实现的，所述计算机程序产品包含如上所述的计算机程序和保存所述计算机程序的计算机可读装置。

按照本发明的第五方面，所述目的是利用用于天线阵列的校准的天线设备实现的。天线设备包括天线阵列和两个或者更多的收发器链。每个收发器链包含接收链和发射链。所述至少两个收发器链之一还包括天线校准控制单元和参考校准天线，其中天线校准控制单元被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链。

当阅读以下说明和附图时，本发明的其它特征和优点将变得清晰。

附图说明

图1图解说明按照实施例的天线校准设备。

图2是按照本发明的方法的各个步骤的流程图。

图3图解说明天线校准信号。

图4图解说明天线导频映射。

图5是按照实施例的方法的各个步骤的流程图。

图6图解说明按照实施例的处理器装置。

具体实施方式

在下面的说明中，出于说明的目的，而不是对本发明的限制，记载了具体的细节，比如特定的体系结构、接口、技术等，以便透彻理解本发明。在其它情况下，省略了公知装置、电路和方法的详细说明，以便不会因不必要的细节而使说明模糊不清。在整个说明中，相同的附图标记指的是相同或相似的元件。

图1图解说明包含按照实施例的天线设备1的天线阵列系统15。天线设备1例如可包含远程射频单元(RRU)1。

天线设备1包含收发器部分2和功率放大器部分3(或射频部分)。功率放大器部分3包含用于许多收发器链4₁,…,4_n中的每一个的发射/接收开关8₁,…,8_n，用于共同地把发射链6_i或接收链5_i切换到天线单元7_i。收发器部分2包含常规的收发器电路TX1,RX1；…；TXn,RXn。

天线设备1包含天线阵列7。天线阵列7又包含用于接收和发射射频信号的许多天线单元。每个收发器链包含一个天线单元，即，当分别接收和发射信号时，每个收发器链的接收链和发射链具有公共的天线单元。

天线设备1还包含两个或者更多的收发器链4₁,…,4_n，每个收发器链4₁,…,4_n包含接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n。每个收发器链4₁,…,4_n还连接到天线单元7₁,…,7_n中的一个相应天线单元。

收发器链4₁,…,4_n之一还包含天线校准控制单元10和参考校准天线11。天线校准控制单元10被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链4₁。在后面进一步说明天线校准控制单元10。

天线阵列系统15还包括进行基带信号处理的基带单元13。基带单元13连接到天线设备1，具体地，连接到天线设备1的收发器部分2。

天线阵列系统15还包含连接到基带单元13的运行和维护中心12。运行和维护中心12完成各种功能，比如设定或重新配置天线校准命令。

简要地，按照本发明的一个方面，天线阵列校准被分成两个步骤。初始校准和定期校准，后者也被称为实时校准。初始校准获得发射器和接收器方向的补偿系数；定期校准对指定天线的收发器和接收器路径进行校准，而不存在就设定校准周期而论的正常服务的中断。例如，在LTE系统的保护期(GP)时隙中，可以完成两次校准。

现在参见图2，方法的实施例包含以下步骤：

在方框100，构成校准信号。参考图3，给出了这种校准信号的例子。

在方框102，当收到发射或接收初始校准命令时，天线设备1把其状态切换成发射校准开启或接收校准开启。所述命令是在天线设备1和基带单元13已预热片刻之后发出的。如果未收到校准命令，那么处理终止(箭头N)，否则处理流程继续进行到方框103(箭头Y)。

在方框103，当发射校准开启时，从1到n的天线路径(下面以8为例)同步传送具有不同的u根ZC序列的校准导频信号。校准天线11将接收这8个正交校准信号。通过搜索本地ZC序列和接收信号上的相关功率的峰值，联合地估计天线路径(即，收发器链4₁,…,4₈)的粗延迟。中频处理元件将分别调整其定时，以与各个路径的最大延迟对齐。当接收校准开启时，校准天线传送校准信号，天线路径1～8将同步接收该信号，进行相同的过程，以估计和补偿接收延迟差。

在方框104，在补偿粗延迟之后，对于接收校准，如方框103中一样地传送校准信号。对于发射校准，8个路径的校准导频信号在频域中被相互交织(另外参见图4)。换句话说，第i个路径将只在每12个子载波的#i位置发送导频元素，#Null位置表示没有信号被映射，#Null位置被用于噪声估计。在时域噪声消除之后，计算有效子载波k的相位。

在方框105,利用最小二乘多项式拟合，估计初始相位和延迟Δt。在天线设备1(RRU)尽可能地补偿Δt的部分，比如1/3Ts或1/6Ts。残余延迟和将在基带单元信号被补偿。

在方框106，整个带宽被分成M个子带，比如M＝100，对20M系统来说，每个子带12个子载波。每个子带抽取一个子载波。在基于导频元素的频域信道估计之后，在时域中除去噪声，利用时域离散傅里叶变换(DFT)插值，获得振幅校准系数。在频域中补偿基于整个带宽的振幅。

在方框107，当收到定期校准命令，并且初始校准未结束时，处理流程结束(箭头N)，必须首先进行初始校准。如果初始校准完成，那么处理流程继续进行到方框108。

在方框108，如在方框105中一样地，为指定天线重新计算和补偿微小延迟和初始相位。为简单起见，只涉及部分的子载波。

在方框109，当初始校准或定期校准已完成时，一个天线校准处理结束，从而处理流程终止。

下面，更详细地说明各个步骤。

粗延迟校准和补偿

当延迟为d·T_s时，频域中的接收的有效子载波信号将被写为：

其中第k个子载波信道频率响应为H_k，白噪声为n_k。

接收的有效子载波信号和本地ZC序列上的相关功率为

${\mathrm{PDP}}_a\left(l\right)={\left|\mathrm{IFFT}(x_u^{\′}\left(l\right)\·r_{l,a}^{*})\right|}^2$

估计的延迟为d_est,a＝max(PDP_a(l))，其中a代表天线索引。延迟差为d_diff_a＝d_est,a-min(d_est,a,a∈{1,...,N})。

从而，可按照d_diff_a·T_s，控制中频定时，从而在天线设备1侧保持天线之间的定时对齐。

微小延迟和初始相位校准和补偿

假定粗延迟差之后的残余延迟Δ_t被补偿，有效子载波k的相位θ_k为：

其中对20M LTE系统来说，M＝600，N＝2048。K＝0为DC。a代表指定天线的天线索引。

假定初始相位为也被表示成

借助关于子载波相位的最小二乘拟合，我们可如下获得估计Δt_est,a和

其中K是参考用子载波的集合，其长度为L，比如K是其中随增大的子载波索引k而单调增大或减小的子载波的全集的一部分。

作为一个特殊的例子：对于20MHz TD-LTE系统来说，在30.72MHz基带过采样速率，2048点FFT的情况下，k是值[2:1:600]和[2040-600+1:1:2048]，总计1200个子载波。然而，一般仅仅利用1200个子载波中的一部分来估计延迟和初始相位就足够了，于是复杂性较低。从而，L是小于1200的值，例如400，K是从中取出子载波以用于估计作为参考的延迟和初始相位的集合。

假定中频采样速率为M·T_s，例如，M＝6，将用中频定时调整基底|Δt _est,a ·M(下舍入到|Δt _est,a ·M的延迟)。在子载波k上，分别补偿用Δt_res,a＝(Δt_est,a-floor(Δt_est,a·M)/M)T_s定义的剩余延迟Δt_res,a，和用定义的

振幅校准和补偿

接收的信号r_a(t)被变换到频域，并抽取有效子载波r_a(k)。例如，12个子载波被称为一个子带。抽取每个子带的一个子载波，以便对于指定天线a，在频域中进行最小二乘(LS)信道估计H_a(k)。例如，对于20MHz带宽和8天线系统，

$H_a\left(k\right)=\frac{r_a\left(k\right)}{x_u^{\′}\left(k\right)},k=a,a+12,a+24,...,a+12*99;a=\mathrm{1,2},...8$

利用下式，我们可获得天线#a平均功率P_average,a和噪声功率P_noise,a：

$P_{\mathrm{average},a}=\mathrm{mean}(\underset{k=\mathrm{validsubcarriers}}{\mathrm{\Σ}}{H}_a\left(k\right)*H_a{\left(k\right)}^H)$

$P_{\mathrm{noise},a}=\mathrm{mean}(\underset{k=\mathrm{nullsubcarriers}}{\mathrm{\Σ}}{H}_a\left(k\right)*H_a{\left(k\right)}^H)$

通过把H_a(k)变换到时域h_a(n)，我们可获得噪声消除之后的h'_a(n)，

h_a(n)＝IDFT(H_a(k))

h'_a(n)＝h_a(n),when h_a(n)>T_threshold*P_noise

这里，T_threshold是从接收信号中选择有效信号的阈值，它是通过离线模拟获得的，例如T_threshold＝3。

现在计算基于时域的振幅补偿系数A'_comp,a：

$A_{\mathrm{comp},a}^{\′}=h_a^{\′}\left(n\right)/\sqrt{P_{\mathrm{average},a}}$

最后，利用DFT插值，我们可获得整个带宽振幅补偿系数A_comp,a(k)，

A_comp,a(k)＝DFT([A'_comp,a,zeros(1,1200-sizeof(A'_comp,a))]),k＝1,2,...,1200

BBU信号将按A_comp,a被放大，以便消除收发器功率差。

图3图解说明天线校准信号。离线构成一个校准信号。第u个根ZC根序列由0≤n≤N_zc-1定义。频域ZC序列将由x'_u(k)＝DFT(x_u(n)),k＝0,...,N_zc-1产生。

把x'_u(k)映射到一个OFDM符号：

$x_c\left(k\right)=[0,x_u^{\′}\left(1\right),...,x_u^{\′}\left(N_1\right),0_1,...,0_{N_2},x_u^{\′}(N_1+1),...,x_u^{\′}\left(N_{\mathrm{ZC}}\right)]$

在增加pre-CP(循环前缀)和post-CP之后，时域中的发射信号s_c(n)为s_c(n)＝[S_OFDM(N_FFT-N_CP+1,...,N_FFT)S_OFDM(1,...,N_FFT)S_OFDM(1,...,N_CP)]，

其中S_OFDM(n)＝FFT(x_c(k))。例如，CP长度Ncp＝256，Nzc＝839。

图4图解说明天线导频映射。第i个收发器路径将只在每12个子载波的#i位置发送导频元素。#Null位置表示没有信号被映射。这些#Null位置用于噪声估计。在时域噪声消除之后，计算有效子载波k的相位利用最小二乘多项式拟合估计初始相位和延迟Δt。在RRU尽可能地补偿Δt的部分，比如1/3Ts或1/6Ts。残余延迟和将在BBU信号被补偿。

图5是按照实施例的方法20的各个步骤的流程图。

在如上所述的天线阵列系统15中进行方法20，用于天线设备1的校准。天线设备1包含天线阵列7和两个或者更多的收发器链4₁,…,4_n，每个收发器链4₁,…,4_n包含接收链5₁,…,5_n、发射链6₁,…,6_n和天线单元7₁,…,7_n。收发器链之一4₁还包含天线校准控制单元10和参考校准天线11。天线校准控制单元10被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链4₁。

方法20包括估计接收链5₁,…,5_n的粗接收延迟，和发射链6₁,…,6_n的粗发射延迟。

方法20还包括根据估计的粗接收延迟，调整接收链5₁,…,5_n的定时，以致接收链5₁,…,5_n与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链6₁,…,6_n的定时，以致发射链6₁,…,6_n与最大粗发射延迟差对齐(22)。

方法20还包括根据接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n的相位-频率特性，估计接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n的微小延迟和初始相位(23)。

方法20还包括根据估计的微小延迟，调整天线设备1的中频定时(24)。

方法20还包括在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟(25)。

方法20还包括估计收发器链4₁,…,4_n的振幅-频率特性(26)。

方法20还包括在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性(27)。

在实施例中，估计接收链5₁,…,5_n的粗接收延迟(21)可包含：

-把两个或者更多的收发器链之一4₁的接收链5₁切换成接收校准模式，

-利用参考校准天线11，发射校准导频信号，

-利用接收链5₁,…,5_n，同步接收从参考校准天线11传来的校准导频信号，

-根据接收的校准导频信号，估计收发器链4₁,…,4_n的所有接收链5₁,…,5_n的粗接收延迟(21)。

在实施例中，估计发射链6₁,…,6_n的粗发射延迟可包含：

-利用天线校准控制单元10，把两个或者更多的收发器链4₁,…,4_n之一的发射链6₁,…,6_n切换成发射校准模式，

-利用所有的发射链6₁,…,6_n，发射相应的校准导频信号，所述校准导频信号正交，

-利用参考校准天线11，接收从发射链6₁,…,6_n传来的校准导频信号，和

-根据接收的校准导频信号，估计收发器链4₁,…,4_n的所有发射链6₁,…,6_n的粗发射延迟(21)。

在实施例中，通过在频域中，关于粗延迟d·T_s和接收的校准导频信号在本地ZC序列和接收的校准信号上检测相关功率的峰值，可确定粗接收延迟和粗发射延迟，其中第k个子载波信道频率响应为H_k，白噪声为n_k，其中相关功率为：

${\mathrm{PDP}}_a\left(l\right)={\left|\mathrm{IFFT}(x_u^{\′}\left(l\right)\·r_{l,a}^{*})\right|}^2,$

其中估计的粗接收延迟差和估计的粗发射延迟差为d_est,a＝max(PDP_a(l)),其中a代表天线索引，延迟差被设定为d_diff_a＝d_est,a-min(d_est,a,a∈{1,...,N})。

即，估计每个接收链的粗接收延迟。接收延迟差从而是两个接收延迟之间的最大差。调整接收链，以便与该最大接收延迟差对齐。

对应地，估计每个发射链的粗发射延迟。发射延迟差从而是两个发射延迟之间的最大差。调整发射链，以致与该最大发射延迟差对齐。

在实施例中，依据接收信号和本地ZC序列的相关性，可估计粗延迟(粗接收延迟和粗发射延迟)，这复用DSP(数字信号处理器)的协处理器，而不存在BBU DSP负荷。即，两个向量的互相关等同于关于两个向量的频域点乘的离散傅里叶变换(DFT)，并且由于DSP处理器通常配置有DFT协处理器，因此DFT运算不消耗DSP资源增益。利用循环移位ZC序列，联合地估计所有收发器链的粗延迟(发射链和接收链，分别地)。在时域噪声消除之后，利用DFT插值易于完成天线振幅校准。

在实施例中，可在天线设备1的中频部分2中，进行基于估计的粗接收延迟和估计的粗发射延迟的收发器链4₁,…,4_n的定时的调整(22)，从而相应地调整其定时，以对齐收发器链4₁,…,4_n的最大延迟。

在实施例中，接收链5₁,…,5_n的微小延迟和初始相位的估计(23)可包括：

-把两个或者更多的收发器链之一4₁的接收链5₁切换成接收校准模式，

-利用参考校准天线11，发射校准导频信号，

-利用接收链5₁,…,5_n，同步接收从参考校准天线11传送的校准导频信号，

-根据收发器链4₁,…,4_n的所有接收链5₁,…,5_n的相位-频率特性，同时估计它们的微小延迟和初始相位(23)。

子载波k的相位按照任何指定的延迟，随子载波索引k的增大而线性增大或减小。依据这样的相位-频率特性(相位-子载波)，可估计收发器链的微小延迟和初始相位。

在实施例中，发射链6₁,…,6_n的微小延迟和初始相位的估计(23)包括：

-利用天线校准控制单元10，把两个或者更多的收发器链4₁,…,4_n之一的发射链6₁,…,6_n切换成发射校准模式，

-利用发射链6₁,…,6_n，在各个指定的子载波上传送校准导频信号，

-利用参考校准天线11，接收从发射链6₁,…,6_n传来的校准导频信号，和

-根据发射链6₁,…,6_n的相位-频率特性，估计发射链6₁,…,6_n的微小延迟和初始相位。

在实施例中，接收链5₁,…,5_n或发射链6₁,…,6_n的微小延迟和初始相位的估计(23)包括对于调整估计的粗接收延迟差和估计的粗发射延迟差之后的残余延迟Δ_t：

-按下式确定子载波k的相位θ_k：

其中M是整个带宽N的子带的数目，a代表天线索引，对于初始相位其中

-按照下式，利用关于子载波相位和初始相位的最小二乘多项式线性拟合标准，估计微小延迟Δt_est,_a：

其中K是参考用子载波的集合，其长度为L，比如K是其中随增大的子载波索引k而单调增大或减小的子载波的全集的一部分，

-对于中频采样速率M·T_s，依据下舍入到|Δt _est,a ·M的延迟，调整中频定时，

-在子载波k上，分别补偿用Δt_res,a＝(Δt_est,a-floor(Δt_est,a·M)/M)T_s定义的微小延迟Δt_res,a，和用定义的初始相位。

从而可利用最小二乘多项式拟合，估计分数延迟，这极大地提高了校准延迟精确性。天线设备1调整其IF定时，以确保所有天线的发射空中接口信号和接收BBU信号被尽可能对齐。BBU13可补偿残余相差。

在实施例中，基于相应收发器链4₁,…,4_n的振幅-频率特性的振幅校准包括：

-把接收的信号r_a(t)变换到频域，并提取指定天线a的有效子载波r_a(k)，其中系统带宽被分成N₁个子带，其中每个子带包含M₁个子载波，在其M₁个子载波之中，每个子带具有来自相应的n个收发器链4₁,…,4_n的N个子载波映射导频信号，其中剩余的M₁-N个子载波预留供噪声估计之用。

-按照下面所述，根据最小二乘误差标准，对于指定天线a，在频域中进行信道估计H_a(k)：

-对于天线a的平均功率P_average,a和噪声功率P_noise,a

$P_{\mathrm{average},a}=\mathrm{mean}(\underset{k=\mathrm{validsubcarriers}}{\mathrm{\Σ}}{H}_a\left(k\right)*H_a{\left(k\right)}^H),$

$P_{\mathrm{noise},a}=\mathrm{mean}(\underset{k=\mathrm{nullsubcarriers}}{\mathrm{\Σ}}{H}_a\left(k\right)*H_a{\left(k\right)}^H),$

-通过把H_a(k)变换到时域h_a(n)，从而获得噪声消除之后的h'_a(n)，

h_a(n)＝IDFT(H_a(k))

h'_a(n)＝h_a(n),when h_a(n)>T_threshold*P_noise,

其中T_threshold是从接收信号中选择有效信号的阈值，

-按照下式计算振幅补偿系数A'_comp,a：

$A_{\mathrm{comp},a}^{\′}=h_a^{\′}\left(n\right)/\sqrt{P_{\mathrm{average},a}}$

-进行等同于时域插值的离散傅里叶变换DFT，以便获得关于系统带宽的振幅补偿系数A_comp,a(k)：

A_comp,a(k)＝DFT([A'_comp,a,zeros(1,1200-sizeof(A'_comp,a))]),k＝1,2,...,1200

在以上实施例的变形中，用A_comp,a放大基带信号，以便除去收发器链6₁,…,6_n功率差。

在实施例中，方法20包括接收定期校准命令，为任何指定的天线7₁,…,7_n，重新计算微小延迟和初始相位，并为此进行重新补偿。

在实施例中，通过对于OFDM符号插入前循环前缀和后循环前缀，构成校准导频信号，从而在保护期时隙中传送校准导频信号。发射和接收校准可分别在单个半帧中完成。

图6图解说明按照实施例的处理装置。处理装置30被布置成供如上所述的天线设备1的校准之用。处理装置30包含输入装置40和输出装置41。处理装置30被配置成进行如前所述的方法和算法。

特别地，处理装置30被配置成：借助粗接收延迟单元31和粗发射延迟单元32，分别估计接收链5₁,…,5_n的粗接收延迟和发射链6₁,…,6_n的粗发射延迟。粗接收延迟单元31和粗发射延迟单元32可包含用于进行点乘、FFT(快速傅里叶变换)和峰值搜索的电路。

处理设备30还被布置成：利用第一定时单元33，根据估计的粗接收延迟，调整接收链5₁,…,5_n的定时，以致接收链5₁,…,5_n与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链6₁,…,6_n的定时，以致发射链6₁,…,6_n与最大粗发射延迟差对齐。第一定时单元33可包含用于进行最大延迟计算、相对于最大延迟的延迟差计算和IF定时补偿的电路。

处理装置30还被布置成：利用微小延迟和初始相位单元34，根据接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的相位-频率特性，估计接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的微小延迟和初始相位。微小延迟和初始相位单元34可包含用于进行子载波相位计算、微小延迟估计和初始相位估计的电路。

处理装置30还被布置成：利用第二定时单元35，根据估计的微小延迟，调整天线设备1的中频定时。第二定时单元35包含用于进行延迟差计算和IF定时补偿的电路。

处理装置还被布置成：利用第一补偿单元36，在基带频域信号补偿初始相位和残余延迟。第一补偿单元36可包含用于进行残余延迟计算、子载波相移补偿计算的电路。

处理装置30还被布置成：利用估计单元37，估计收发器链4₁,…,4_n的振幅-频率特性。估计单元37可包含FFT模块、补零单元和向量乘法单元或者用于进行运算的其它电路。

处理装置30还被布置成：利用第二补偿单元38，在基带频域信号补偿估计的振幅-频率特性。第二补偿单元38可包含用于进行向量除法和向量乘法的电路。

根据图6和上述说明，可以认识到输入装置40向粗发射延迟单元32、粗接收延迟单元31、估计单元37及微小延迟和初始相位单元34提供输入。输出装置41接收从第一定时单元33、第一补偿单元36、第二补偿单元38和第二定时单元35输出的数据。此外，粗发射延迟单元32的输出和粗接收延迟单元31的输出被输入第一定时单元33；估计单元37的输出被输入第二补偿单元38；微小延迟和初始相位单元34的输出被输入第二定时单元35和第一补偿单元36。注意尽管按功能被例示成独立的单元，不过实际的实现可以不同于例示的实现。

注意，各个单元的以上功能和步骤可以用硬件、软件、固件或它们的任意组合来实现。例如，定时单元可以用软件，或者用硬件组件，或者它们的组合来实现。这适用于说明的所有单元。作为一个特殊例子，可以提及的是例如粗延迟调整单元可以用RRU中的现场可编程门阵列(FPGA)(硬件)实现。

仍然参见图6，本发明还包含一种处理装置30的计算机程序42。所述计算机程序42包含计算机程序代码，当在处理装置30上运行时，所述计算机程序代码使处理装置30进行如上所述的方法。

特别地，计算机程序42可用在处理装置30中，用于天线设备1的校准。如前所述，天线设备1包含天线阵列7，和两个或者更多的收发器链4₁,…,4_n，每个收发器链4₁,…,4_n包含接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n，以及天线单元7₁,…,7_n。所述至少两个收发器链4₁,…,4_n中的一个收发器链4₁还包含天线校准控制单元10和参考校准天线11。天线校准控制单元10被布置成在校准模式和工作模式之间，切换收发器链4₁。计算机程序42包含当在处理装置30上运行时，使处理装置30执行以下步骤的计算机程序代码：估计接收链5₁,…,5_n的粗接收延迟，和发射链6₁,…,6_n的粗发射延迟；和根据估计的粗接收延迟，调整接收链5₁,…,5_n的定时，以致接收链5₁,…,5_n与最大粗接收延迟差对齐，并根据估计的粗发射延迟，调整发射链6₁,…,6_n的定时，以致发射链6₁,…,6_n与最大粗发射延迟差对齐；根据接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n的相位-频率特性，估计接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n的微小延迟和初始相位；根据估计的微小延迟，调整(24)天线设备1的中频定时；在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟；估计收发器链4₁,…,4_n的振幅-频率特性；和在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性。

还提供计算机程序产品43，所述计算机程序产品43包含计算机程序42和保存计算机程序42的计算机可读装置。计算机程序产品43可以是读写存储器(RAM)或只读存储器(ROM)的任意组合。计算机程序产品43还可包括永久性存储器，例如可以是单个的磁存储器、光存储器或固态存储器，或者它们的组合。

重新参见图1，本发明还包含如上所述的用于天线阵列7的校准的天线设备1。天线设备1包含两个或者更多的收发器链4₁,…,4_n，每个收发器链4₁,…,4_n包含接收链5₁,…,5_n和发射链6₁,…,6_n。所述至少两个收发器链4₁,…,4_n之一包含天线校准控制单元10和参考校准天线11。天线校准控制单元10被布置成在校准模式和工作模式之间，切换收发器链4₁。

为了在不同的模式之间切换收发器链4₁的接收链5₁和发射链6₁，天线校准控制单元10可包含许多开关。在实施例中，第一开关SW1、第二开关SW2和第三开关SW3被布置成在工作模式、发射校准模式和接收校准模式之间切换收发器链4₁。开关SW1、SW2、SW3每个可占据两个位置之一，即，它们可在这两个位置之间切换。

第一开关SW1被布置成把收发器链4₁的发射链6₁和接收链5₁连接到参考校准天线11。即，在第一开关SW1的第一位置，发射链6₁被连接到参考校准天线11，当第一开关SW1在第二位置时，接收链5₁被连接到参考校准天线11。

第二开关SW2被布置成在发射校准模式和工作模式之间切换发射链6₁。当第二开关SW2在第一位置时，发射链6₁处于其正常工作模式。当第二开关SW2在其第二位置时，发射链6₁处于发射校准模式。

第三开关SW3被布置成在接收校准模式和工作模式之间切换接收链5₁。当第三开关SW3在第一位置时，接收链5₁处于其正常工作模式。当第三开关SW3在其第二位置时，接收链5₁处于接收校准模式。

借助第二开关SW2和第一开关SW1，发射链6₁可被连接到(收发器链4₁的)天线阵列7的天线单元7₁。发射链6₁从而处于工作模式。借助第二开关SW2和第一开关SW1，发射链6₁可被连接到参考校准天线11。发射链6₁从而处于发射校准模式。

借助第三开关SW3和第一开关SW1，接收链5₁可被连接到(收发器链4₁的)天线阵列7的天线单元7₁。接收链5₁从而处于工作模式。借助第三开关SW3和第一开关SW1，接收链5₁可被连接到参考校准天线11。接收链5₁从而处于发射校准模式。

重申以下的一些优点和特征：

依据接收信号和本地ZC序列的相关性，估计粗延迟，这复用DSP的协处理器，而不存在BBU DSP负荷。利用循环移位ZC序列，估计全部天线粗延迟。在时域噪声消除之后，利用DFT插值，易于进行天线振幅校准。

利用最小二乘多项式拟合，估计分数延迟，这极大地提高了校准延迟精确性。RRU调整其IF定时，以确保所有天线的发射空中接口信号和接收BBU信号被尽可能对齐。BBU补偿残余相差。

所述方法同时支持宽带系统的子带校准。可联合地检测所有子带的群延迟。

以较小的DSP负荷和更好的校准性能实现所述方法。分别在单个半帧中完成发射和接收校准。

Claims (20)

1.一种天线阵列系统(15)中的用于天线设备(1)的校准的方法(20)，天线设备(1)包括天线阵列(7)和两个或者更多的收发器链(4₁,…,4_n)，每个收发器链(4₁,…,4_n)包含接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)以及天线单元(7₁,…,7_n)，其中至少两个收发器链(4₁,…,4_n)中的一个收发器链(4₁)还包括天线校准控制单元(10)和参考校准天线(11)，其中天线校准控制单元(10)被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链(4₁)，其中所述方法(20)包括：

-估计接收链(5₁,…,5_n)的粗接收延迟和发射链(6₁,…,6_n)的粗发射延迟(21)，

-根据估计的粗接收延迟，调整接收链(5₁,…,5_n)的定时，以致接收链(5₁,…,5_n)与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链(6₁,…,6_n)的定时，以致发射链(6₁,…,6_n)与最大粗发射延迟差对齐(22)，

-根据接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的相位-频率特性，估计接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的微小延迟和初始相位(23)，

-根据估计的微小延迟，调整天线设备(1)的中频定时(24)，

-在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟(25)，

-估计收发器链(4₁,…,4_n)的振幅-频率特性(26)，和

-在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性(27)。

2.按照权利要求1所述的方法(20)，其中估计接收链(5₁,…,5_n)的粗接收延迟(21)包括：

-把两个或者更多的收发器链之一(4₁)的接收链(5₁)切换成接收校准模式，

-利用参考校准天线(11)，发射校准导频信号，

-利用接收链(5₁,…,5_n)，同步接收从参考校准天线(11)发射的校准导频信号，

-根据接收的校准导频信号，估计收发器链(4₁,…,4_n)的所有接收链(5₁,…,5_n)的粗接收延迟(21)。

3.按照权利要求1或2所述的方法(20)，其中估计发射链(6₁,…,6_n)的粗发射延迟包括：

-借助天线校准控制单元(10)，把两个或者更多的收发器链(4₁,…,4_n)之一的发射链(6₁,…,6_n)切换成发射校准模式，

-利用所有的发射链(6₁,…,6_n)，发射相应的校准导频信号，所述校准导频信号正交，

-利用参考校准天线(11)，接收从发射链(6₁,…,6_n)发射的校准导频信号，和

-根据接收的校准导频信号，估计收发器链(4₁,…,4_n)的所有发射链(6₁,…,6_n)的粗发射延迟(21)。

4.按照权利要求2或3所述的方法(20)，其中通过在频域中，关于粗延迟d·T_s和接收的校准导频信号在本地ZC序列和接收的校准信号上检测相关功率的峰值，确定粗接收延迟和粗发射延迟，其中第k个子载波信道频率响应为H_k，白噪声为n_k，其中相关功率为：

${\mathrm{PDP}}_a\left(l\right)={\left|\mathrm{IFFT}(x_u^{\′}\left(l\right)\·r_{l,a}^{*})\right|}^2,$

其中估计的粗接收延迟差和估计的粗发射延迟差为d_est,a＝max(PDP_a(l)),其中a代表天线索引，延迟差被设定为d_diff_a＝d_est,a-min(d_est,a,a∈{1,...,N})。

5.按照权利要求1-4任意之一所述的方法(20)，其中在天线设备(1)的中频部分(2)中，进行基于估计的粗接收延迟和估计的粗发射延迟调整收发器链(4₁,…,4_n)的定时(22)，从而相应地调整其定时，以对齐收发器链(4₁,…,4_n)的最大延迟。

6.按照任意前述权利要求所述的方法(20)，其中估计接收链(5₁,…,5_n)的微小延迟和初始相位(23)包括：

-把两个或者更多的收发器链(4₁)之一的接收链(5₁)切换成接收校准模式，

-利用参考校准天线(11)，发射校准导频信号，

-利用接收链(5₁,…,5_n)，同步接收从参考校准天线(11)发射的校准导频信号，

-根据收发器链(4₁,…,4_n)的所有接收链(5₁,…,5_n)的相位-频率特性，同时估计所有接收链(5₁,…,5_n)的微小延迟和初始相位(23)。

7.按照任意前述权利要求所述的方法(20)，其中发射链(6₁,…,6_n)的微小延迟和初始相位的估计(23)包括：

-借助天线校准控制单元(10)，把两个或者更多的收发器链(4₁,…,4_n)之一的发射链(6₁,…,6_n)切换成发射校准模式，

-利用发射链(6₁,…,6_n)，在各个指定的子载波上发射校准导频信号，

-利用参考校准天线(11)，接收从发射链(6₁,…,6_n)发射的校准导频信号，和

-根据发射链(6₁,…,6_n)的相位-频率特性，估计发射链(6₁,…,6_n)的微小延迟和初始相位。

8.按照权利要求6或7所述的方法(20)，其中估计接收链(5₁,…,5_n)或发射链(6₁,…,6_n)的微小延迟和初始相位(23)包括对于调整估计的粗接收延迟差和估计的粗发射延迟差之后的残余延迟Δ_t：

-按下式确定子载波k的相位θ_k：

其中M是整个带宽N的子带的数目，a代表天线索引，对于初始相位其中

-按照下式，利用关于子载波相位和初始相位的最小二乘多项式线性拟合标准，估计微小延迟Δt_est,a：

其中K是参考用子载波的集合，其长度为L，比如K是其中随增大的子载波索引k而单调增大或减小的子载波的全集的一部分，

-对于中频采样速率M·T_s，依据下舍入到|Δt _est,a ·M的延迟，调整中频定时，

-在子载波k上，分别补偿用Δt_res,a＝(Δt_est,a-floor(Δt_est,a·M)/M)T_s定义的微小延迟Δt_res,a，和用定义的初始相位

9.按照任意前述权利要求所述的方法(20)，其中基于相应收发器链(4₁,…,4_n)的振幅-频率特性的振幅校准包括：

-把接收的信号r_a(t)变换到频域，并提取指定天线a的有效子载波r_a(k)，其中系统带宽被分成N₁个子带，其中每个子带包含M₁个子载波，在其M₁个子载波之中，每个子带具有来自相应的n个收发器链(4₁,…,4_n)的N个子载波映射导频信号，其中剩余的M₁-N个子载波预留供噪声估计之用，

-按照如下，根据最小二乘误差标准，对于指定天线a，在频域中进行信道估计H_a(k)：

-对于天线a的平均功率P_average,_a和噪声功率P_noise,_a

$P_{\mathrm{average},a}=\mathrm{mean}(\underset{k=\mathrm{validsubcarriers}}{\mathrm{\Σ}}{H}_a\left(k\right)*H_a{\left(k\right)}^H),$

$P_{\mathrm{noise},a}=\mathrm{mean}(\underset{k=\mathrm{nullsubcarriers}}{\mathrm{\Σ}}{H}_a\left(k\right)*H_a{\left(k\right)}^H),$

-通过把H_a(k)变换到时域h_a(n)，从而获得噪声消除之后的h'_a(n)，

h_a(n)＝IDFT(H_a(k))

h'_a(n)＝h_a(n),when h_a(n)>T_threshold*P_noise,

其中T_threshold是从接收信号中选择有效信号的阈值，

-按照下式计算振幅补偿系数A'_comp,a：

$A_{\mathrm{comp},a}^{\′}=h_a^{\′}\left(n\right)/\sqrt{P_{\mathrm{average},a}}$

-进行等同于时域插值的离散傅里叶变换DFT，以便获得关于系统带宽的振幅补偿系数A_comp,a(k)：

A_comp,a(k)＝DFT([A'_comp,a,zeros(1,1200-sizeof(A'_comp,a))]),k＝1,2,...,1200。

10.按照权利要求9所述的方法(20)，其中用A_comp,a放大基带信号，以便除去收发器链(6₁,…,6_n)功率差。

11.按照任意前述权利要求所述的方法(20)，包括接收定期校准命令，为任何指定的天线(7₁,…,7_n)，重新计算微小延迟和初始相位，并为此进行重新补偿。

12.按照任意前述权利要求所述的方法(20)，其中通过对于OFDM符号插入前循环前缀和后循环前缀，构成校准导频信号，从而在保护期时隙中传送所述校准导频信号。

13.一种用于天线设备(1)的校准的处理装置(30)，天线设备(1)包括天线阵列(7)和两个或者更多的收发器链(4₁,…,4_n)，每个收发器链(4₁,…,4_n)包含接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)以及天线单元(7₁,…,7_n)，其中至少两个收发器链(4₁,…,4_n)中的一个收发器链(4₁)还包括天线校准控制单元(10)和参考校准天线(11)，其中天线校准控制单元(10)被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链(4₁)，其中所述处理装置(30)被布置成：

-借助粗接收延迟单元(31)和粗发射延迟单元(32)，分别估计接收链(5₁,…,5_n)的粗接收延迟和发射链(6₁,…,6_n)的粗发射延迟，

-利用第一定时单元(33)，根据估计的粗接收延迟，调整接收链(5₁,…,5_n)的定时，以致接收链(5₁,…,5_n)与最大粗接收延迟差对齐，和根据估计的粗发射延迟，调整发射链(6₁,…,6_n)的定时，以致发射链(6₁,…,6_n)与最大粗发射延迟差对齐，

-利用微小延迟和初始相位单元(34)，根据接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的相位-频率特性，估计接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的微小延迟和初始相位，

-利用第二定时单元(35)，根据估计的微小延迟，调整天线设备(1)的中频定时，

-利用第一补偿单元(36)，在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟，

-利用估计单元(37)，估计收发器链(4₁,…,4_n)的振幅-频率特性，和

-利用第二补偿单元(38)，在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性。

14.一种用于天线设备(1)的校准的处理装置(30)的计算机程序(42)，天线设备(1)包括天线阵列(7)和两个或者更多的收发器链(4₁,…,4_n)，每个收发器链(4₁,…,4_n)包含接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)以及天线单元(7₁,…,7_n)，其中至少两个收发器链(4₁,…,4_n)中的一个收发器链(4₁)还包括天线校准控制单元(10)和参考校准天线(11)，其中天线校准控制单元(10)被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链(4₁)，所述计算机程序(42)包含计算机程序代码，当在处理装置(30)上运行时，所述计算机程序代码使处理装置(30)进行以下步骤：

-估计接收链(5₁,…,5_n)的粗接收延迟，和发射链(6₁,…,6_n)的粗发射延迟，

-根据估计的粗接收延迟，调整接收链(5₁,…,5_n)的定时，以致接收链(5₁,…,5_n)与最大粗接收延迟差对齐，并根据估计的粗发射延迟，调整发射链(6₁,…,6_n)的定时，以致发射链(6₁,…,6_n)与最大粗发射延迟差对齐，

-根据接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的相位-频率特性，估计接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)的微小延迟和初始相位，

-根据估计的微小延迟，调整天线设备(1)的中频定时(24)，

-在基带频域信号，补偿初始相位和残余延迟，

-估计收发器链(4₁,…,4_n)的振幅-频率特性，和

-在基带频域信号，补偿估计的振幅-频率特性。

15.一种计算机程序产品(43)，包括按照权利要求14所述的计算机程序(42)，和保存计算机程序(42)的计算机可读装置。

16.一种用于天线阵列(7)的校准的天线设备(1)，所述天线设备(1)包括两个或者更多的收发器链(4₁,…,4_n)，每个收发器链(4₁,…,4_n)包含接收链(5₁,…,5_n)和发射链(6₁,…,6_n)，其中至少两个收发器链(4₁,…,4_n)之一包括天线校准控制单元(10)和参考校准天线(11)，其中天线校准控制单元(10)被布置成在校准模式和工作模式之间切换收发器链(4₁)。

17.按照权利要求16所述的天线设备(1)，其中天线校准控制单元(10)包括第一开关SW1、第二开关SW2和第三开关SW3，所述第一开关SW1、第二开关SW2和第三开关SW3被布置成在工作模式、发射校准模式和接收校准模式之间切换收发器链(4₁)。

18.按照权利要求17所述的天线设备(1)，其中所述第一开关SW1被布置成把收发器链(4₁)的发射链(6₁)和接收链(5₁)连接到参考校准天线(11)，所述第二开关SW2被布置成在发射校准模式和工作模式之间切换发射链(6₁)，所述第三开关SW3被布置成在接收校准模式和工作模式之间切换接收链(5₁)。

19.按照权利要求18所述的天线设备(1)，其中借助第二开关SW2和第一开关SW1，发射链(6₁)当处于工作模式时，被连接到天线阵列(7)的天线单元(7₁)，当处于发射校准模式，被连接到参考校准天线(11)。

20.按照权利要求18或19所述的天线设备(1)，其中借助第三开关SW3和第一开关SW1，接收链(5₁)当处于工作模式时，被连接到天线阵列(7)的天线单元(7₁)，当处于接收校准模式时，被连接到参考校准天线(11)。