CN103503309A - 基于宽带和可重配置Doherty的放大器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种包括主放大器和辅放大器的功率放大器。该功率放大器被布置为传送输出功率P_out。将第一效率峰值FEP定义为功率比率P_out对P_out,max中的第一效率峰值。P_out，max是功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在FEP处的功率比率，其中：当P_out=P_FEP时，主放大器被布置为偏置了主放大器偏置V_ds，m，V_ds，m大致等于辅放大器偏置V_ds，a乘以x_b，x_b是相对于通过主放大器的最大电流的主放大器输出电流，以及负载Z_L和主放大器传输线路的阻抗被布置为大致相等。本发明还提供一种对应方法以及一种在包括功率放大器的无线通信系统中的节点。

Description

基于宽带和可重配置Doherty的放大器

技术领域

本发明涉及用于在电子系统(例如在无线通信系统中所使用的无线电基站(RBS))中使用的微波功率放大器的领域。

背景技术

无线电和微波功率放大器(PA)的效率始终亟待改善，以减少它们的功耗。电信产业能耗被评估为占据世界年全球能耗的近似百分之一，该能耗的大份额分配给无线电基站(RBS)。因此，高效率功率放大器是重要的。在RBS内，多于80％的能耗与无线电设备、放大器和冷却系统有关，可以通过增加功率放大器效率来减少数字。

在现代通信标准(例如3G、4G、LTE、WiMax等)中，期望的输出信号具有典型地7-10dB的高峰均值比率(PAR)。为了针对这些系统中操作的功率放大器获得高平均效率，PA的效率必须在峰值输出功率之下也保持很高。已经提出了各种放大器和发射机拓扑来解决该问题。最流行且高执行的拓扑之一是Doherty放大器。

此外，现代通信系统中的频带和谱分段的数目增大需要具有宽带能力的功率放大器。然而，设计同时具有宽带能力和高平均效率的功率放大器已经显得十分困难。

当实现Doherty放大器时，如今使用两种主要技术。

第一种技术是Doherty最先提出的以单RF输入来驱动放大器。为了获得正确的负载调制，主放大器典型地偏置于AB类或B类中，而辅放大器偏置于类C中。这样给出了一种简单的拓扑，但与Doherty放大器的理论极限相比，放大器的线性和效率以及功率利用因子(PUF)恶化。A、B、AB和C类放大器对于本领域技术人员是公知的，因此在此不进一步讨论。

第二种技术是使用双RF输入，其中，对每个RF信号独立地进行调制。这允许放大器中的晶体管偏置在B类中，由此在理论上可以获得理想Doherty特性。虽然这种技术需要更复杂的信号处理以及两条RF输入信号路径，但其由于可实现的良好Doherty特性而是流行的。

图1示意性描述了理想Doherty放大器的拓扑，其中，理想电流源表示主放大器和辅放大器。贯穿说明书和权利要求书，如果并非另外声明，则所给定的电流值指代基本频率的幅度。将基本频率定义为周期波形的最低频率。此外，贯穿说明书和权利要求书，假设所有谐波频率被短路。在以下表1中给出用于正确操作的负载阻抗Z_L、主放大器传输线路特征阻抗Z_c、漏极-源极偏置V_ds，，以及针对辅放大器的放大器基本频率RF输出电流幅度I_a和针对主放大器的放大器基本频率RF输出电流幅度I_m的值。

除非另外声明，下文中将I_m称为主放大器输出电流，以及除非另外声明，下文中将I_a称为辅放大器输出电流。

θ是辅放大器输出电流I_a与主放大器输出电流I_m之间的相位差，以弧度表示。表1适用于具有栅极、漏极和源极端子的FET型晶体管(场效应晶体管)。名称和术语因此适用于FET晶体管。然而，这些术语和名称对于使用基极、集电极和发射极端子(即具有与栅极对应的基极、与漏极对应的集电极以及与源极对应的发射极)的晶体管也是有效的。一些示例；每当提到漏极-源极时，其对于集电极-发射极也是有效的，每当使用漏极-源极偏置或漏极-源极电压时，其对于集电极-发射极偏置或集电极-发射极电压也是有效的，当提到栅极偏置时，其对于基极偏置也是有效的。所提到的所有示例因此对于使用具有基极、发射极和集电极端子的晶体管的对应示例也是有效的。

对于给定技术，特定设计规则适用。在此情况下，漏极-源极偏置V_ds，i、负载阻抗Z_L和主放大器传输线路特征阻抗Z_c的值必须选取为满足I_peak,i≤I_sat，i和V_peak,i≤V_b，i，其中，I_peak，i是放大器峰值输出电流，I_sat，i是放大器饱和输出电流，V_peak，i是最大放大器输出电压，V_b，i是放大器击穿电压。注意，I_peak，i、I_sat，i、V_peak，i和V_b，i全都指代包括基本频率和谐波频率以及可能的DC电流的时域峰值。下标i指代主放大器或辅放大器。这些设计规则对于放大器的设计是公知的，因此对于本领域技术人员是公知的。由于下标i指代主放大器或辅放大器，因此其表示电流和电压限制对于主放大器和辅放大器都是有效的。I_max,m是在基本频率处的最大主放大器输出电流幅度。两个放大器被布置为在具有中心频率f₀的带宽B上操作，其中，

是被定义为频率除以中心频率f₀的归一化频率。将结合图2来描述参数x_b和k。根据表1的理想Doherty放大器的定义对于本领域技术人员是公知的，并且可以例如在Cripps，Steve C的“RF Power Amplifiers for Wireless Communication”的第二版第10章中找到。下面，将理想Doherty放大器称为Doherty放大器，除非另外声明。

图1示出功率放大器100，其包括主放大器101和辅放大器102，每个放大器在图1中以在第一端连接到地104并且在第二端传送输出电流的理想电流源表示。放大器被布置为均接收输入信号并且并行操作，并且在输出端105处都连接到具有阻抗Z_L的负载的一端，负载的另一端连接到地104。如上所述，两个放大器被布置为在具有中心频率f₀的带宽B上操作。主放大器101被布置为生成主放大器输出电流I_m，并且经由具有特征阻抗Z_c的主放大器传输线路103连接到具有阻抗Z_L的负载。除非另外声明，下文中将具有阻抗Z_L的负载称为负载Z_L。主放大器传输线路具有为在中心频率f₀处的波长的四分之一的电气长度，并且具有朝向负载Z_L的输出阻抗Z_m2以及对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1。辅放大器102被布置为生成辅放大器输出电流I_a，并且连接到所描述的负载Z_L。主放大器被布置为以漏极-源极击穿电压V_b,m和漏极-源极偏置V_ds，m进行操作。辅放大器被布置为以漏极-源极击穿电压V_b，a和漏极-源极偏置V_ds，a进行操作。功率放大器被布置为传送输出功率P_out，辅放大器输出电流I_a被布置为在第一效率峰值FEP之下被设置为零。FEP被定义为功率比率P_out对P_out,max中的第一效率峰值。P_out,max是功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在第一效率峰值处的功率比率。假设所有谐波频率被短路。

图2示出对于B类偏置的Doherty放大器效率如何取决于在中心频率f₀处的输出功率。效率被定义为功率放大器的输出功率P_out与给功率放大器供给的DC功率之间的比率。比率P_out／P_out,max(其中，P_out，max是在第一效率峰值(FEP)处的来自功率放大器的最大输出功率)被称为P_FEP(见图2)，并且在P_out，max之下一般以dB表示，P_out/P_out,max是设置关于公式(2)所给定的负载阻抗Z_L的条件的设计参数，其中，

x_b可以被看作对数P_FEP值到被定义为在P_FEP处的归一化主放大器基本频率输出电流幅度

(以下称为归一化主放大器输出电流)的变换。归一化主放大器输出电流

被定义为相对于通过主放大器的最大电流I_max,m的I_m，见公式(4)，其中，I_max,m是在基本频率处的最大主放大器输出电流幅度。k是x_b的倒数。比率P_out/P_out,max被定义为功率放大器的归一化输出功率。归一化辅放大器输出电流

被定义为相对于通过主放大器的最大电流I_max，m的I_a。

在图2中，将在y轴202上所描述的以百分比为单位的效率作为在P_out,max之下以dB为单位的x轴201上示出的比率P_out／P_out,max的函数以图线204示出。P_FEP在图线204中示出为FEP205。如何选取P_FEP取决于信号概率密度函数，典型地，P_FEP应近似等于或稍微小于信号峰均(PAR)值。

主放大器的输出上的传输线路根据公式(8)来将Z_m2变换为Z_m1：

$Z_{m1}\left(\stackrel{\‾}{f}\right)=Z_c\frac{z_{m2}+j{z}_c\tan \left(\frac{\stackrel{\‾}{f}\mathrm{\π}}{2}\right)}{z_c+j{z}_{m2}\tan \left(\frac{\stackrel{\‾}{f}\mathrm{\π}}{2}\right)}---\left(8\right)$

其中，

是被定义为频率除以中心频率f₀的归一化频率。针对阻抗变换的该公式对于本领域技术人员是公知的，并且因此在此不进一步讨论。

清楚的是，Z_m1是与频率相关的，除非Z_m2等于Z_c，这仅是在P_out,max处的情况。这种频率相关性是通常所报告的Doherty放大器的小带宽(即当分量值、电流和电压根据表1被尺寸化时)的主要原因。已经考查了Doherty放大器的带宽限制，并且已经示出在效率在P_out,max处与频率无关的同时效率在P_FEP处具有强频率相关性。该情况在图3示出，图3示出了对于具有x_b=0.5的Doherty放大器，y轴302上的以百分比为单位的效率对作为在P_out，max之下以dB为单位的x轴301上的比率P_out／P_out，max的输出功率。对于在中心频率f₀处具有最优性能的主放大器和辅放大器，以根据表1所计算出的值对Doherty放大器进行尺寸化，并且对Doherty放大器进行B类偏置。对于某一频率范围，将如上所述尺寸化并且偏置、且具有Doherty拓扑的典型标准放大器的效率对输出功率绘制为三条图线303-305。第一图线303表示中心频率f₀，第二图线304表示在0.8f₀和1.2f₀处的频率，第三图线305表示频率0.6f₀和1.4f₀。在图3中的点306处标记P_out,max值。输出功率回退(OPBO)是从该最大功率输出回退的量。OPBO是发送信号的所需幅度调制的结果。OPBO被定义为比率P_out对P_out,max，并且一般在P_out,max之下以分贝(dB)表示。从图3中的图线显然可以看出功率回退中的强频率相关性，并且随着频率偏离f₀，效率曲线降级为常规的B类放大器效率行为，其大致低于B类偏置的Doherty放大器的最优性能，如以示出大致比第一图线303更低的效率的第二图线304和第三图线305所示。

重要的是，注意公式(2)中的x_b相关性，这意味着，为了重新配置P_FEP，Z_L必须是可调整的。虽然这是高度期望的，但这将需要使用例如变容二极管技术的可调谐匹配网络。在大多数实际实现中，这因此使得P_FEP是固定参数，这限制了在可重新配置的多标准应用中使用Doherty放大器的潜能。

在高度要求宽带／多标准设备的时候，在设计频率(典型地是中心频率f₀)之外的频率处的OPBO的效率的恶化以及可重新配置的P_FEP的缺少都是根据表1所尺寸化的Doherty放大器的重大缺陷。

因此，需要一种同时具有宽带能力以及高平均效率(优选地还具有方便地重新配置P_FEP的可能性)的改进的功率放大器。

发明内容

本发明的目的在于减少所提到的关于现有技术解决方案的缺陷中的至少一些，并且提供：

一种功率放大器，以及

一种用于功率放大的方法

以解决问题，从而实现同时具有宽带能力和高平均效率(优选地还具有方便地重新配置P_FEP的可能性)的功率放大器和用于功率放大的方法。

该目的通过一种包括主放大器和辅放大器的功率放大器来实现，每个放大器被布置为接收输入信号并且并行操作，并且在输出端处都连接到负载Z_L。两个放大器被布置为在具有中心频率f₀的带宽B上操作。该主放大器被布置为生成主放大器输出电流I_m并且经由主放大器传输线路连接到负载Z_L，该主放大器具有对主放大器传输线路的输入阻抗Z_m1。该主放大器传输线路具有特征阻抗Z_c。该辅放大器被布置为生成辅放大器输出电流I_a，并且连接到负载Z_L。主放大器被布置为以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m进行操作，辅放大器被布置为以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，a进行操作。功率放大器被布置为传送输出功率P_out，辅放大器输出电流I_a被布置为在第一效率峰值FEP之下被设置为零。FEP被定义为功率比率P_out对P_out，max中的第一效率峰值。P_out，max是功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在FEP处的功率比率，其中：

当P_out=P_FEP时，主放大器被布置为偏置了V_ds，m，V_ds，m大致等于V_ds，a乘以x_b，x_b是相对于通过主放大器的最大电流I_max,m的主放大器输出电流I_m，并且，

负载Z_L和主放大器传输线路103的阻抗都被布置为大致等于V_ds，a除以I_max，m，这使得对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1在P_FEP之下与频率无关，

因此使得效率在P_FEP之下与频率无关。

该目的通过一种用于使用主放大器和辅放大器的功率放大的方法来进一步实现，每个放大器接收输入信号并且并行操作，并且都在输出端处连接到负载Z_L。两个放大器在具有中心频率f₀的带宽B上操作。主放大器生成主放大器输出电流I_m并且经由主放大器传输线路连接到负载Z_L，该主放大器具有对主放大器传输线路的输入阻抗Z_m1。主放大器传输线路具有特征阻抗Z_c。辅放大器102生成辅放大器输出电流I_a，并且连接到负载Z_L。主放大器以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m进行操作，辅放大器以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，a进行操作。功率放大器传送输出功率P_out。第一效率峰值FEP被定义为功率比率P_out对P_out,max中的第一效率峰值。P_out，max是功率放大器的最大功率输出。P_FEP定义在第一效率峰值处的功率比率，其中，执行以下步骤：

通过调整V_ds，a来偏置辅放大器，以利用辅放大器中所选一个或更多个晶体管进行操作，

当P_out=P_FEP时，通过将V_ds，m设置为大致等于V_ds，a乘以x_b来偏置主放大器，x_b是相对于通过主放大器的最大电流I_max,m的主放大器输出电流I_m，

将负载Z_L和主放大器传输线路二者的阻抗选择为大致等于V_ds，a除以I_max,m，使得对主放大器传输线路的输入阻抗Z_m1在P_FEP之下与频率无关，并且

将辅放大器输出电流I_a在FEP之下设置为零

因此使得效率在P_FEP之下与频率无关。

本发明还提供一种无线通信系统中的节点，包括根据权利要求1-9中的任一项的功率放大器。

如下面将说明的，通过实现以上未提到的从属权利要求的一个或多个特征实现附加优点。

附图说明

图1示意性地示出了理想Doherty放大器的拓扑。

图2在示图中示出了针对理想B类偏置的Doherty放大器在中心频率处的在P_out，max之下作为以dB为单位的比率P_out对P_out,max的函数的效率。

图3在示图中示出了针对具有x_b=0.5的理想B类偏置的Doherty放大器在不同频率处的在P_out，max之下作为以dB为单位的比率P_out对P_out,max的函数的效率。

图4a在示图中示出了针对具有x_b=0.5的本发明的示例的不同频率的作为归一化主放大器输出电流

的函数的归一化辅放大器输出电流

图4b在示图中示出了针对具有x_b=0.5的本发明的示例的不同频率的作为归一化主放大器输出电流

的函数的辅放大器输出电流I_a与主放大器输出电流I_m之间的以弧度为单位的相位差θ。

图5a在示图中示出了针对本发明的示例在P_FEP=-6dB的不同频率处的在P_out,max之下的以百分比为单位的效率对以dB为单位的输出功率比率P_out／P_out,max。

图5b在示图中示出了针对本发明的示例在P_FEP=-8dB的不同频率处的在P_out,max之下的以百分比为单位的效率对以dB为单位的输出功率比率P_out／P_out,max。

图6a在示图中示出了针对根据本发明的功率放大器的示例的对于P_FEP=-6dB的在完全输出功率OPBO=0dB和OPBO=6dB处的以百分比为单位的效率对归一化频率。

图6b在示图中示出了针对根据本发明的功率放大器的示例的对于P_FEP=-8dB的在完全输出功率OPBO=0dB和OPBO=8dB处的以百分比为单位的效率对归一化频率。

图7a在示图中示出了当P_FEP被设置为8dB时针对具有根据图7b的6.6dB PAR WCDMA信号的本发明的示例的以百分比为单位的平均效率对归一化频率。

图7b在示图中示出了6.6dB PAR WCDMA信号。

图8示意性地示出了本发明的方法的示例的框图。

具体实施方式

现将参照附图4-8来描述本发明。结合背景技术部分描述图1-3。除了主放大器传输线路的电气长度不一定在本发明的所有示例和实施例中必须是在中心频率f₀处的波长的四分之一之外，图1中的Doherty放大器的拓扑也用于本发明的功率放大器。以下将进一步说明该情况。

新功率放大器基于Doherty放大器的拓扑，并且提供与在中心频率处的Doherty放大器相同的效率性能。除此之外，其还具有极大地扩展的带宽，并且提供效率曲线重新配置，而无需任何可调谐电路元件。

本发明不限于使用特定类型的晶体管。如果使用FET型的功率晶体管(场效应晶体管)，则其具有栅极、漏极和源极端子，这对于本领域技术人员是公知的。在使用BJT(双极结晶体管)或HBT(异质结双极晶体管)的情况下，端子被称为基极、集电极和发射极。以下在说明书中，以FET型晶体管来举例说明本发明，名称和术语适用于FET晶体管。然而，这些术语和名称对于使用基极、集电极和发射极端子(即具有与栅极对应的基极、与漏极对应的集电极以及与源极对应的发射极)的晶体管也是有效的。一些示例；每当提到漏极-源极时，其对于集电极-发射极也是有效的，每当使用漏极-源极偏置或漏极-源极电压时，其对于集电极-发射极偏置或集电极-发射极电压也是有效的，当提到栅极偏置时，其对于基极偏置也是有效的。所提到的所有示例因此对于使用具有基极、发射极和集电极端子的晶体管的对应示例也是有效的。

新功率放大器包括主放大器和辅放大器，均被布置为接收输入信号并且并行操作，并且在输出端处都连接到负载Z_L。两个放大器被布置为在具有中心频率f₀的带宽B上操作。主放大器被布置为生成主放大器输出电流I_m并且经由主放大器传输线路连接到负载Z_L，主放大器具有对主放大器传输线路的输入阻抗Z_m1。主放大器传输线路具有特征阻抗Z_c。辅放大器被布置为生成辅放大器输出电流I_a，并且连接到负载Z_L。主放大器被布置为以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m进行操作，辅放大器被布置为以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，a进行操作。功率放大器被布置为传送输出功率P_out，辅放大器输出电流I_a被布置为在第一效率峰值FEP之下被设置为零。FEP被定义为功率比率P_out对P_out,max中的第一效率峰值。P_out，max是功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在FEP处的功率比率。

所提出的新功率放大器的构思源于在具有高PAR信号的现代系统中需要宽带／多标准放大器。新功率放大器与图1所示的Doherty放大器共享其拓扑，负载调制是通过与Doherty放大器相同的原理获得的，但如上所述，主放大器传输线路的电气长度不一定在本发明的所有示例和实施例中必须是在中心频率f₀的波长的四分之一。然而，在如何执行对分量值、电压和电流的尺寸化方面，新功率放大器与根据表1尺寸化的Doherty放大器之间还存在其它基本差异。如以下将解释的那样，与在完全输出功率处获得仅大带宽的Doherty放大器对照，这些基本差异允许新功率放大器在OPBO中具有大带宽。这是用于在大带宽上保持高平均效率的重要特征。此外，新功率放大器提供用于在没有任何可调谐电路元件的情况下重新配置P_FEP的可能性。

根据本发明的功率放大器的拓扑与图1中的Doherty放大器相同(除了如上所述的主放大器传输线路之外)，但在下面表2中给出用于新功率放大器的分量值以及电压和电流的尺寸化。

功率放大器可以具有单RF输入，其将功率放大器的RF输入信号划分为用于主放大器的第一单输入信号以及用于辅放大器的第二单输入信号。如本领域技术人员公知，第二单输入信号也受衰减并且相移。通过单RF输入，主放大器可以被布置为被偏置为AB类或B类放大器，辅放大器可以被布置为被偏置为类C或B放大器。

备选地，功率放大器可以具有双RF输入，第一输入被布置为将第一双输入信号馈送到主放大器，第二输入被布置为将第二双输入信号馈送到辅放大器，第一双输入信号和第二双输入信号构成对功率放大器的RF输入信号。通过双RF输入，主放大器和辅放大器都可以被布置为被偏置为B类放大器。

对于给定技术，特定设计规则适用。在此情况下，漏极-源极偏置V_ds，i、负载阻抗Z_L和主放大器传输线路特征阻抗Z_c的值必须选取为满足I_peak，i≤I_sat，i和V_peak，i≤V_b，i，其中，I_peak，i是最大放大器输出电流，I_sat，i是放大器饱和输出电流，V_peak，i是最大放大器输出电压，V_b，i是放大器击穿电压。下标i指代主放大器或辅放大器。注意，I_peak，i、I_sat，i、V_peak，i和V_b，i全都指代包括基本频率和谐波频率以及可能的DC电流的时域峰值。这些设计规则对于放大器的设计是公知的，因此对于本领域技术人员是公知的。由于下标i指代主放大器或辅放大器，因此其表示电流和电压限制对于主放大器和辅放大器都是有效的。

从表2中的公式计算出的值与在表1中所给出的Doherty放大器的值明显不同，并且用于提供更多宽带特性以及P_FEP的重新配置。

归一化主放大器输出电流

被更精确地定义为通过主放大器I_m的电流除以在基本频率处的主放大器最大输出电流幅度I_max，m，归一化辅放大器输出电流

被定义为通过辅放大器的辅放大器输出电流I_a除以在基本频率处的主放大器最大输出电流幅度I_max，m。如上所述，θ是辅放大器输出电流I_a与主放大器输出电流I_m之间的相位差，以弧度表示。如上所述，表达式V_ds因此指定作为漏极与源极之间的电压的漏极-源极偏置或作为集电极与发射极之间的电压的集电极-发射极偏置，这取决于所使用的晶体管的类型。V_ds，m因此是用于主放大器的漏极-源极偏置或集电极-发射极偏置，V_ds，a是用于辅放大器的漏极-源极偏置或集电极-发射极偏置。

是在中心频率f₀处的主放大器传输线路的电气长度，以度或弧度表示。

当根据以上表2中的公式来对功率放大器进行尺寸化时，获得来自本发明解决方案的的最大性能。可以如结合描述本发明的方法的一个示例的图8所描述的那样来执行功率放大器的尺寸化。然而，在以下情况下，也可以通过稍微降级的性能来实现本发明：

-V_ds，m大致等于x_bV_ds，a，在此被定义为在x_bV_ds，a的±20％的范围内，优选地在±10％内但最优选地在±5％内，和／或

-Z_c和／或Z_L大致等于V_ds，a／I_max,m，在此被定义为在V_ds，a／I_max，m的±15％的范围内，优选地在±10％内，但最优选地在±5％内。Z_c与Z_L的值之间的差可以因此最多是根据表2的最大性能值的第一范围中的30％、第二范围中的20％以及第三范围中的10％。

I_a、θ和k与以下公式(13)、(14)和(15)中所给出的最大性能值的对应偏离也可以为V_ds，m。以上所指定的范围和偏离对于本发明的所有示例和实施例都是有效的。

可以如下计算对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1：

$Z_{m1}(\stackrel{\‾}{f},{\mathrm{\Φ}}_{f_0})=Z_c\frac{z_{m2}+j{z}_c\tan \left(\stackrel{\‾}{f}{\mathrm{\Φ}}_{f_0}\right)}{z_c+j{z}_{m2}\tan \left(\stackrel{\‾}{f}{\mathrm{\Φ}}_{f_0}\right)}---\left(17\right)$

针对阻抗变换的该公式对于本领域技术人员是公知的，并且因此在此不进一步讨论。是在中心频率f₀处的主放大器传输线路的电气长度，以度或弧度表示。在P_FEP之下，Z_m2=Z_L，因为I_a=0。由于Z_L=Z_c，见公式(10)和(11)，因此Z_m2变为等于Z_c，这使得Z_m1=Z_c，见公式(17)，并且在P_FEP之下与传输线路的频率和电气长度二者无关，因为根据公式(10)Z_c与频率无关。主放大器传输线路的电气长度

将因此不影响功率放大器在P_FEP之下的效率和功率输出方面的性能。为了获得在f₀处在P_FEP之上的优化效率，当输出功率增大到P_FEP之上时，对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1应减小。当辅放大器输出电流I_a增大时，主放大器传输线路朝向负载Z_L的输出阻抗Z_m2将增大，这意味着Z_m1应与Z_m2成反比。这通过让主放大器传输线路103具有在f₀处的90°或90°的奇数倍的电气长度以理想方式来实现。该原理对于本领域技术人员是公知的，并且因此在此不进一步讨论。然而，以给出90°之上的电气长度的90°的倍数的解决方案是f₀周围更大并且更窄带。

对于P_FEP之上的正确操作，电气长度

因此应理想地被设置为90°，这也可以表示为电气长度应为在f₀处的波长的四分之一。然而，当在P_FEP之上大致等于90(在此被定义为在距90°的±30％的范围内，优选地在±15％的范围内，但最优选地在±10％的范围内)时，也可以通过稍微降级的性能来实现本发明。这些范围对于本发明的所有示例和实施例都是有效的。

本发明的功率放大器可以因此具有电气长度大致为在中心频率f₀处的波长的四分之一的主放大器传输线路(103)。

放大器中的每一个(主放大器和辅放大器)均可以用一个功率晶体管来实现。也可以存在这样的实现：若干功率晶体管与主放大器和／或辅放大器并行(即通过所有源极端子)连接到第一公共电势(例如地)，而漏极端子连接到第二公共电势，第一电势与第二电势之间的差等于V_ds，i。同时，所有栅极端子具有第三公共电势。V_ds，i因此是漏极-源极偏置，V_b，i是主放大器或辅放大器的一个或多个功率晶体管的漏极-源极击穿电压。通过如上所述并行耦合功率晶体管，放大器的输出功率可以增大，这是因为输出电流可以增大，然而，信号增益不受影响。放大器还包括附加组件，比如例如用于偏置的电阻器以及用于DC堵塞的电容器，这对于本领域技术人员是公知的，因此在此不进一步讨论。

功率放大器优选地可以通过GaN-HEMT(氮化镓-高电子迁移晶体管)技术或LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体)技术来实现。这两种技术提供了高功率能力，但GaN-HEMT技术提供了更低的输出电容，这在宽带宽的设计中是优选的。此外，GaN-HEMT技术提供用于MMIC电路(单片微波集成电路)的可能性，这极大地减小了功率放大器的物理尺寸并且提供更好的高频性能。对于较低功率应用，GaAs-HEMT(砷化镓-高电子迁移晶体管)技术或HBT(异质结双极晶体管)技术可以提供良好的性能。这些仅仅是用于功率放大器的可能实现技术的一些示例。然而，本发明不限于特定技术，而是可以在本发明的范围内使用其它合适的技术。

公式(10)和(11)指定Z_L和Z_c是相等的，公式(13)示出当

时，辅放大器输出电流I_a是零，也就是说，由于在P_FEP处

因此在P_FEP之下，I_a=0。当I_a=0时，Z_m2将等于Z_L，并且通过在公式(8)中以Z_L代替Z_m2并且观测到Z_L=Z_c，将清楚，Z_m1=Z_L，因此在P_FEP之下与归一化输出功率处的频率无关。这是十分重要的结果，其使得效率在P_FEP之下与频率无关，并且允许新放大器与Doherty放大器相比在更宽的带宽上保持高平均效率。辅放大器输出电流的幅度和相位控制用于使得用于大于P_FEP的归一化输出功率的效率的频率相关性最小。辅放大器的优化幅度和相位控制由公式(13)和(14)给出，并且取决于主放大器输出电流的幅度和频率。图4a和图4b中呈现了对于P_FEP=-6dB的结果。在图4-7a所示的本发明的示例中，针对主放大器和辅放大器二者使用了B类偏置，主放大器传输线路的电气长度被设置为f₀的波长的四分之一，其也可以表示为在f₀处的90度。如上所述，并且如公式(13)所示，I_a在P_FEP之下是零。这说明，I_a应大致是零，某种可忽略的电流(象例如漏电流)可能存在。

图4a示出根据公式

当与

对应P_FEP=-6dB时作为在从0.6f₀到1.4f₀的x轴401上的归一化主放大器输出电流

的函数的y轴402上的归一化辅放大器输出电流

在图4a中可见，I_a在P_FEP之下为零。在P_FEP之上，是频率相关的。第一图线403示出在中心频率f₀处的

第二图线404示出在0.8f₀和1.2f₀处的以及第三图线405示出在0.6f₀和1.4f₀处的

图4b示出当与

对应P_FEP=-6dB时用于频率1.4f₀(图线404)、1.2f₀(图线405)、f₀(图线406)、0.8f₀(图线407)和0.6f₀(图线408)的作为x轴401上的归一化主放大器输出电流

的函数的y轴403上的辅放大器输出电流I_a与主放大器输出电流I_m之间的以弧度为单位的相位差θ。在图4b中可见，相位差在P_FEP之上是频率相关的。在P_FEP之下，与

对应，I_a是零，因此在P_FEP之下不存在相位差。

之下的线仅表示与90度对应的1.5708弧度的基准级别。

图4a和图4b所示的结果基于根据公式(13)和(14)来计算I_a和θ，以使得效率的频率相关性最小，如将在图5、图6和图7中示出的那样。

对于P_FEP=-6dB在图5a中并且对于P_FEP=-6dB在图5b中在不同频率处绘制源自根据公式(13)和(14)选择I_a和θ值的y轴502上的以百分比为单位的效率对x轴501上的P_out,max之下以dB为单位的输出功率比率P_out／P_out，max。图5a中的图线503-505分别示出对于频率f₀(图线503)、0.8＆1.2f₀(图线504)以及0.6&1.4f₀(图线505)的用于P_FEP=-6dB的效率。图5b中的图线506-508分别示出对于频率f₀(图线506)、0.8&1.2f₀(图线507)以及0.6＆1.4f₀(图线508)的用于P_FEP=-6dB的效率。

在图5a和图5b中可见，在P_FEP处第一效率峰值510之下，效率与频率无关。在FEP之上，仍存在某种频率相关性，但与图3所示的现有技术解决方案相比，其大致减少。

总之，可以通过以下操作而使得效率在P_FEP之下与频率无关：

-当P_out=P_FEP时，主放大器被布置为被偏置了V_ds，m，V_ds，m大致等于V_ds，a乘以x_b，x_b是相对于通过主放大器的最大电流I_max,m的主放大器输出电流I_m，并且，

-负载Z_L和主放大器传输线路103的阻抗都被布置为大致等于V_ds，a除以I_max,m，使得对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1在P_FEP之下与频率无关，

而同时，辅放大器输出电流I_a被布置为在第一效率峰值FEP之下被设置为零，如上所述。公式(9)、(10)和(11)分别给出用于V_ds，m以及负载Z_L和主放大器传输线路103的阻抗的优化值。

为了使得FEP之上的效率的频率相关性最小，主放大器输出电流I_m与辅放大器输出电流I_a之间的关系被布置为在P_FEP之上与频率相关。以此方式，可以使得在P_FEP之上的效率的频率相关性最小。

可以大致如下布置FEP之上的主放大器输出电流与辅放大器输出电流之间的频率和幅度相关性：

$I_a=2k{I}_{\max ,m}{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)e}^{\mathrm{i\&theta;}},x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$\mathrm{\&theta;}=\arccos \left(\frac{-k(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)\cos \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}\right),x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$k=\sqrt{\frac{({\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2)}{4{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}^2}-\frac{1}{4(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}\sqrt{{\left(\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b}\right)}^2-{\left(\frac{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}+x_b}{\sin \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}\right)}^2}}$

其中，I_max,m是通过主放大器的最大电流，I_a是辅放大器输出电流的幅度，θ是辅放大器输出电流I_a与主放大器输出电流I_m之间的相位差，

是被定义为频率除以中心频率f₀的归一化频率。

是在中心频率f₀处以度或弧度表示的主放大器传输线路的电气长度，

被布置为在FEP之上大致等于90度，如上所述。“在FEP之上”也可以表示为“在P_FEP之上”，如从例如图5显见的那样。

在图6中，针对根据本发明的放大器，在图6a中以P_FEP=-6dB(即OPBO=6dB)，以及在图6b中以P_FEP=-8dB(即OPBO=8dB)，在完全输出功率OPBO=0dB处以及在P_FEP处绘制y轴602上以百分比为单位的效率对x轴601上的归一化频率。在图6a中，表示OPBO=6dB的图线603示出在该OPBO处效率与频率无关，而表示OPBO=0dB的图线604示出某种频率相关性。在图6b中，表示OPBO=8dB的图线605示出在该OPBO处效率与频率无关，而表示OPBO=0dB的图线606示出某种频率相关性。

图5清楚地指示新功率放大器应能够在非常宽的带宽上保持高平均效率。该情况在图7a中被确认，其中，当P_FEP被设置为-8dB时，针对x轴701上的归一化频率绘制根据图7b的用于6.6dB PARWCDMA(宽带码分多址，WCDMA是在无线通信系统中所使用的技术)信号的y轴702上以百分比为单位的平均效率。当从到

时，平均效率在6个百分点周围降级。通过比较图5与图3，显见当考虑调制信号的平均效率时，Doherty放大器将比根据本发明的新功率放大器要窄带得多。

在图7中将6.6dB PAR WCDMA信号的概率密度示出为具有y轴704上的概率密度的比率P_out/P_out，max和x轴703上的P_out，max之下以dB为单位的功率比率的函数。概率密度函数PDF是描述随机变量(在此情况下，功率比率)在给定点出现的相对似然性的函数。落入特定区域的输出功率的概率通过在该区域上的输出功率的概率密度的积分给出。

根据公式(15)的对于k的表达式生成特定频率范围或带宽内的实数值。在该带宽外部，k将变为复数值，并且k的表达式不再是有效的。k有效的带宽由x_b根据以下关系式给出：

$\sin \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)>\frac{1-x_b^2}{1+x_b^2}---\left(18\right)$

其中，

必须被选取为使得该关系式有效。

如果P_FEP被设置为-6dB(x_b=0.5)并且

等于90，则最大有效带宽变为118％，如果P_FEP设置为-8dB，则最大有效带宽变为96％。这通过在公式(18)中求解

来计算。用于作为Doherty放大器的具有尺寸化和拓扑的商用标准放大器的典型值是在5-15％的量级上的带宽。

通过在所有频率上的线性电压增益的条件下优化针对每个输出功率和频率的效率来求解公式(13)、(14)和(15)中的表达式。因子k可以解释为频率和电流相关标量因子。

与Doherty放大器相反，表2中的公式示出电路元件(即负载Z_L和主放大器传输线路103)以及新功率放大器的尺寸化电流和电压都不取决于x_b，例外是V_ds，m和I_a，其为x_b相关的。该事实使得与Doherty放大器相比P_FEP的重新配置对于新功率放大器十分容易，而无需任何可调谐元件。由于根据P_FEP取决于x_b，因此P_FEP的重新配置因此仅需要调整漏极-源极电压V_ds，m和辅放大器输出电流I_a。由于负载阻抗Z_L与频率和x_b无关，因此该情况也可以表示为P_FEP，并且x_b可以被布置为被重新配置，而不因改变漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m以及辅放大器输出电流I_a而影响硬件，x_b等于

如果使用相同放大器拓扑，则通过新功率放大器可获得的最大输出功率将比来自Doherty放大器的小3dB。然而，通过减少一个或多个辅放大器晶体管的物理尺寸和／或使用具有较低漏极-源极击穿电压V_b的一个或更多个主放大器晶体管，由于V_peak，m和I_peak，a将分别更接近V_b,m和I_sat，a，因此与Doherty放大器相比，PUF将降级较少。然而，通过新功率放大器可获得的输出功率级别不受这些PUF增加动作所影响。PUF值可以被认为描述如何良好地使用晶体管的最大输出功率能力。

如上所述，新功率放大器受益于对主放大器和辅放大器电流幅度及其相对相位的仔细控制。获得期望的I_m和I_a特性的最直接方式是通过使用双RF输入。但也可以使用单RF输入，其中，通过有源或无源装置对耦合到辅放大器的RF信号进行衰减和相移。

新设计的实现是RF中的功率放大器以及例如在RBS中所使用的无线电发射机，其中，期望OPBO中的高效率、大带宽和／或P_FEP重新配置。

如上所述，新功率放大器的效率在P_FEP之下不取决于频率，并且在P_FEP之上的频率相关性受限。与Doherty放大器相比，如上所示，这意味着对于高PAR信号的大得多的宽带平均效率，这使得新功率放大器比具有如Doherty放大器的拓扑和尺寸化的放大器更适合于宽带应用中。

新功率放大器的另一优点是用于通过改变V_ds，m和辅放大器输出电流I_a来重新配置P_FEP的可能性。这在Doherty放大器中是不可能的，其中，Z_L取决于P_FEP和x_b。在新功率放大器中，由于负载阻抗Z_L与频率和x_b无关，因此P_FEP和x_b可以被布置为被重新配置，而不因改变漏极-源极偏置V_ds，m和辅输出电流I_a而影响硬件，x_b等于

用于重新配置P_FEP的可能性在多标准放大器以及软件定义的无线电应用中是重要的特征。

本发明还提供一种图8所示的用于功率放大的方法。

在第一方法步骤801中，通过调整辅放大器的漏极-源极偏置来偏置辅放大器，以利用辅放大器中所选一个或更多个晶体管进行操作。

在第二方法步骤802中，当P_out=P_FEP时，通过将V_ds，m设置为等于或大致等于辅放大器偏置V_ds，a乘以x_b来偏置主放大器，x_b是相对于通过主放大器的最大电流I_max，m的主放大器输出电流I_m。

在第三方法步骤803中，将负载Z_L和主放大器传输线路103的阻抗都选择为等于或大致等于V_ds，a除以I_max,m，使得对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1在P_FEP之下与频率无关。

在第四方法步骤804中，将频率相关的辅放大器输出电流I_a在第一效率峰值FEP之下设置为零，FEP被定义为功率比率P_out对P_out，max中的第一效率峰值，P_out,max是功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在第一效率峰值处的功率比率。这可以通过任何传统手段(例如控制辅放大器驱动信号或通过控制辅放大器的一个或更多个晶体管的栅极(基极))来完成该操作。将I_a设置为零表示I_a应大致为零，某种可忽略的电流(象例如漏电流)可能存在。

在第一方法步骤和第二方法步骤中，也调整栅极偏置，以根据公知原理利用所选一个或更多个晶体管进行操作。如本领域技术人员所公知的那样，栅极偏置对于将放大器偏置为AB、B或C类的选取是重要的。

通过并非一定按上述顺序来执行这四个方法步骤，使得在P_FEP之下效率与频率无关。

在优选的可选第五方法步骤805中，通过将主放大器输出电流I_m与辅放大器输出电流I_a之间的关系选择为在P_FEP之上与频率相关来对FEP之上的电流执行优化，因此使得P_FEP之上的效率与频率的相关性最小。

在优选的可选第六方法步骤806中，重新配置P_FEP和x_b。由于负载阻抗Z_L与频率和x_b无关，因此可以实现该情况，而不因改变漏极-源极偏置V_ds，m和辅放大器输出电流I_a而影响硬件，x_b等于

可以在任何上述方法步骤中(优选地在步骤801-805之一中)执行主放大器传输线路103的电气长度的调整。

本发明可以在不实现第五方法步骤和第六方法步骤的情况下实现。然而，这些方法步骤的实现将改进性能。这些方法步骤并不一定必须按上述顺序执行；可以例如改变方法步骤801-804之间的顺序。

总之，本发明还提供一种用于使用均接收输入信号的主放大器和辅放大器的功率放大的方法。放大器并行操作并且都在输出端处连接到负载Z_L。两个放大器在具有中心频率f₀的带宽B上操作。主放大器生成主放大器输出电流I_m，并且经由主放大器传输线路103连接到负载Z_L。主放大器具有对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1。主放大器传输线路103具有特征阻抗Z_c。辅放大器生成辅放大器输出电流I_a，并且连接到负载Z_L。主放大器以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m进行操作，辅放大器以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，a进行操作。功率放大器传送输出功率P_out。第一效率峰值FEP被定义为功率比率P_out对P_out,max中的第一效率峰值。P_out，max是功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在第一效率峰值处的功率比率，其中，执行以下步骤：

-通过调整V_ds，a来偏置辅放大器801，以利用辅放大器中所选一个或更多个晶体管进行操作，

-当P_out=P_FEP时，通过将V_ds，m设置为大致等于V_ds，a乘以x_b来偏置主放大器802，x_b是相对于通过主放大器的最大电流I_max,m的主放大器输出电流I_m，

-将负载Z_L和主放大器传输线路103的阻抗都选择为大致等于V_ds，a除以I_max，m803，使得对主放大器传输线路103的输入阻抗Z_m1在P_FEP之下与频率无关，

-将辅放大器输出电流I_a在FEP之下设置为零804

因此使得效率在P_FEP之下与频率无关。

在该方法的一个示例中，主放大器传输线路103具有大致在中心频率f₀处的波长的四分之一的电气长度。

在该方法的一个示例中，通过将主放大器输出电流I_m与辅放大器输出电流I_a之间的关系选择为在P_FEP之上与频率相关来对FEP之上的电流执行优化805，因此使得在P_FEP之上的效率与频率的相关性最小。

在该方法的一个示例中，通过大致如下配置主放大器输出电流与辅放大器输出电流之间的频率和幅度相关性来对FEP之上的电流执行优化805：

$I_a=2k{I}_{\max ,m}{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)e}^{\mathrm{i\&theta;}},x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$\mathrm{\&theta;}=\arccos \left(\frac{-k(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)\cos \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}\right),x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$k=\sqrt{\frac{({\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2)}{4{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}^2}-\frac{1}{4(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}\sqrt{{\left(\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b}\right)}^2-{\left(\frac{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}+x_b}{\sin \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}\right)}^2}}$

其中，I_max,m是通过主放大器的最大电流，I_a是辅放大器输出电流的幅度，θ是辅放大器输出电流I_a与主放大器输出电流I_m之间的相位差，

是被定义为频率除以中心频率f₀的归一化频率。

是在中心频率f₀处的主放大器传输线路的电气长度，以度或弧度表示，

受调整为在FEP之上大致等于90度。

在该方法的一个示例中，由于负载阻抗Z_L与频率和x_b无关，因此P_FEP和x_b可以被布置为被重新配置806，而不因改变漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m以及辅放大器输出电流I_a而影响硬件，x_b等于

本发明还提供一种无线通信系统中的节点，其中，该节点包括如权利要求1-9中的任一项所述的功率放大器。该无线通信系统可以例如基于3G(第三代移动通信)、4G(第四代移动通信)、LTE(长期演进)或WiMax(全球微波接入互操作性)。然而，本发明不限于特定类型的无线通信系统，而是也可以用在需要信号放大的任何其它无线通信应用或电子系统中。

本发明不限于上述实施例和示例，而是可以在所附权利要求的范围内自由变化。

Claims (15)

1.一种功率放大器(100)，包括主放大器(101)和辅放大器(102)，均被布置为接收输入信号并且并行操作，并且在输出端都连接到负载(Z_L)，这两个放大器被布置为在具有中心频率f₀的带宽B上操作，所述主放大器(101)被布置为生成主放大器输出电流(I_m)并且经由主放大器传输线路(103)连接到负载(Z_L)，所述主放大器具有对所述主放大器传输线路(103)的的输入阻抗(Z_m1)，所述主放大器传输线路具有特征阻抗Z_c，所述辅放大器被布置为生成辅放大器输出电流(I_a)并且连接到所述负载(Z_L)，所述主放大器被布置为以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m进行操作，所述辅放大器被布置为以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，a进行操作，所述功率放大器被布置为传送输出功率P_out，所述辅放大器输出电流(I_a)被布置为在第一效率峰值FEP之下被设置为零，FEP被定义为功率比率P_out对P_out，max中的第一效率峰值，P_out,max是所述功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在所述FEP处的功率比率，其特征在于：

当P_out=P_FEP时，所述主放大器被布置为偏置V_ds，m，V_ds，m大致等于V_ds，a乘以x_b，x_b是相对于通过所述主放大器的最大电流I_max,m的主放大器输出电流(I_m)，并且，

所述负载(Z_L)和所述主放大器传输线路(103)的阻抗都被布置为大致等于V_ds，a除以I_max，m，使得对所述主放大器传输线路(103)的输入阻抗(Z_m1)在P_FEP之下与频率无关，

因此使得效率在P_FEP之下与频率无关。

2.如权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器具有单RF输入，将对所述功率放大器的RF输入信号划分为用于所述主放大器的第一单输入信号和用于所述辅放大器的第二单输入信号。

3.如权利要求2所述的功率放大器，其特征在于，所述主放大器被布置为被偏置为AB类或B类放大器，并且所述辅放大器被布置为被偏置为C或B类放大器。

4.如权利要求1所述的功率放大器，其特征在于，所述功率放大器具有双RF输入，第一输入被布置为将第一双输入信号馈送到所述主放大器，第二输入被布置为将第二双输入信号馈送到所述辅放大器，所述第一双输入信号和所述第二双输入信号构成对所述功率放大器的RF输入信号。

5.如权利要求4所述的功率放大器，其特征在于，所述主放大器和所述辅放大器二者被布置为被偏置为B类放大器。

6.如权利要求1-5中的任一项所述的功率放大器，其特征在于，所述主放大器传输线路(103)具有大致为在所述中心频率f₀处的波长的四分之一的电气长度。

7.如权利要求1-6中的任一项所述的功率放大器，其特征在于，所述主放大器输出电流I_m与所述辅放大器输出电流I_a之间的关系被布置为在P_FEP之上与频率相关，从而在P_FEP之上使效率与频率的相关性最小。

8.如权利要求7所述的功率放大器，其特征在于，在FEP之上所述主放大器输出电流与辅放大器输出电流之间的频率和幅度的相关性大致被布置如下：

$I_a=2k{I}_{\max ,m}{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)e}^{\mathrm{i\&theta;}},x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$\mathrm{\&theta;}=\arccos \left(\frac{-k(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)\cos \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}\right),x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$k=\sqrt{\frac{({\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2)}{4{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}^2}-\frac{1}{4(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}\sqrt{{\left(\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b}\right)}^2-{\left(\frac{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}+x_b}{\sin \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}\right)}^2}}$

其中，I_max，m是通过所述主放大器的最大电流，(I_a)是所述辅放大器输出电流的幅度，θ是所述辅放大器输出电流(I_a)与所述主放大器输出电流(I_m)之间的相位差，

是被定义为频率除以中心频率f₀的归一化频率，

是在所述中心频率f₀处以度或弧度所表示的所述主放大器传输线路的电气长度，

被布置为在FEP之上大致等于90度。

9.如权利要求1-8中的任一项所述的功率放大器，其特征在于，由于所述负载阻抗(Z_L)与频率和x_b无关，因此P_FEP和x_b被布置为被重新配置，而不因改变漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m和辅放大器输出电流(I_a)而影响硬件，x_b等于

10.一种用于使用主放大器和辅放大器的功率放大的方法，所述主放大器和所述辅放大器均接收输入信号并且并行操作，并且都在输出端处连接到负载(Z_L)，这两个放大器在具有中心频率f₀的带宽B上操作，所述主放大器生成主放大器输出电流(I_m)，并且经由主放大器传输线路(103)连接到所述负载(Z_L)，所述主放大器具有对所述主放大器传输线路(103)的的输入阻抗(Z_m1)，所述主放大器传输线路(103)具有特征阻抗(Z_c)，所述辅放大器生成辅放大器输出电流(I_a)并且连接到所述负载(Z_L)，所述主放大器以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m进行操作，所述辅放大器以漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，a进行操作，所述功率放大器传送输出功率P_out，第一效率峰值FEP被定义为所述功率比率P_out对P_out，max中的所述第一效率峰值，P_out,max是所述功率放大器的最大功率输出，P_FEP定义在所述第一效率峰值处的功率比率，其中，执行以下步骤：

通过调整V_ds，a来偏置所述辅放大器(801)，以利用所述辅放大器中所选一个或更多个晶体管进行操作，

当P_out=P_FEP时，通过将V_ds，m设置为大致等于V_ds，a乘以x_b来偏置所述主放大器(802)，x_b是相对于通过所述主放大器的最大电流I_max,m的主放大器输出电流(I_m)，

将所述负载(Z_L)和所述主放大器传输线路(103)二者的阻抗选择为大致等于V_ds，a除以I_max，m(803)，使得对所述主放大器传输线路(103)的输入阻抗(Z_m1)在P_FEP之下与频率无关，并且

将所述辅放大器输出电流(I_a)在FEP之下设置为零(804)因此使得效率在P_FEP之下与频率无关。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述主放大器传输线路(103)具有大致为在所述中心频率f₀处的波长的四分之一的电气长度。

12.如权利要求10或11所述的方法，其特征在于，通过将所述主放大器输出电流I_m与所述辅放大器输出电流I_a之间的关系选择为在P_FEP之上与频率相关来对FEP之上的电流(805)执行优化，从而在P_FEP之上使效率与频率的相关性最小。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，通过大致如下配置所述主放大器输出电流与辅放大器输出电流之间的频率和幅度相关性来对FEP之上的电流执行优化(805)：

$I_a=2k{I}_{\max ,m}{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)e}^{\mathrm{i\&theta;}},x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$\mathrm{\&theta;}=\arccos \left(\frac{-k(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)\cos \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}\right),x_b<\stackrel{\&OverBar;}{I_m}\&le;1$

$k=\sqrt{\frac{({\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2)}{4{(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}^2}-\frac{1}{4(\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b)}\sqrt{{\left(\frac{{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}}^2+x_b^2}{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}-x_b}\right)}^2-{\left(\frac{\stackrel{\&OverBar;}{I_m}+x_b}{\sin \left({\mathrm{\&Phi;}}_{f_0}\stackrel{\&OverBar;}{f}\right)}\right)}^2}}$

其中，I_max,m是通过所述主放大器的最大电流，(I_a)是所述辅放大器输出电流的幅度，θ是所述辅放大器输出电流(I_a)与所述主放大器输出电流(I_m)之间的相位差，

是被定义为频率除以中心频率f₀的归一化频率，

是在所述中心频率f₀处以度或弧度所表示的所述主放大器传输线路的电气长度，

被调整为在FEP之上大致等于90度。

14.如权利要求10-13中的任一项所述的方法，其特征在于，由于所述负载阻抗(Z_L)与频率和x_b无关，因此P_FEP和x_b被重新配置(806)，而不因改变漏极-源极或集电极-发射极偏置V_ds，m和辅放大器输出电流(I_a)而影响硬件，x_b等于

15.一种无线通信系统中的节点，其特征在于，所述节点包括如权利要求1-9中的任一项所述的功率放大器。

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