CN102148679B - 低复杂度的宽带信号数字选频方法 - Google Patents

Abstract

一种用于通信系统的低复杂度的宽带信号数字选频方法，是在处理信号过程中，采用并行滤波器结构来代替传统的低通滤波器结构，以降低硬件实现时的逻辑处理复杂度；再利用希尔伯特变换省略对正交支路进行选频的操作，使得并行处理的分支数减半，从而降低信号处理的复杂度。该方法不仅能有效完成选频操作，支持任意载波数和/或任意带宽的选频，而且大大降低了工程实现的复杂度。本发明方法适用的通信系统广泛，可用于GSM、TD-SCDMA、WCDMA、CDMA2000、LTE等多种不同通信系统中，形成不同通信制式的直放站和基站等通信设备的数字前端。总之，本发明具有很好的推广应用前景。

Description

低复杂度的宽带信号数字选频方法

技术领域

本发明涉及一种宽带信号的数字选频方法，确切地说，涉及一种在通信系统中用并行结构实现低通滤波器以及利用希尔伯特变换去除对正交支路数据处理的低复杂度的宽带信号数字选频方法，属于通信系统的数字选频技术领域。

背景技术

参见图1，介绍传统的数字选频方法，其信号处理过程主要包括：接收、选频和发送三个部分，其中接收和发送部分具有对称的结构。

由于通信系统中的天线接收和发送的信号都在极高的频带上，很难对其直接进行处理。因此通常要对其进行下变频操作，将信号由较高的频带搬移到较低的频带，以便利对信号的分析与处理。图1中的接收和发送两个部分就用于实现这个功能。天线接收到模拟信号后，首先将其在模拟域下变频到中频，在图1中即为乘以cos(w₁t)；其中，w₁为需要下变频到中频的频率差值，其数值的选取取决于具体采用的器件。接着，利用中频滤波滤出所需的信号，对其进行AD采样得到数字信号W。随后，对信号W进行下变频操作，使信号频谱搬移到零频附近而得到信号U，再对其进行选频操作得到信号V。最后，要对数字信号V进行上变频以及DA变换后，才能通过天线进行发送。在图1中，发送部分的操作即为接收部分的反操作。

参见图2，介绍图1中的选频模块的信号处理过程：假设输入信号U为具有四载波的多载波信号，U的频谱如图3（a）所示，其中，每个子载波的中心频点分别位于f_a、f_b、f_c和f_d。再假设希望选频模块从中选出两个子载波，即子载波（a）和子载波（c），则可以对应得到所需提取的子载波的个数为2，即图2中m＝2，并且，f₁＝f_a，f₂＝f_c。

以子载波（c）的提取为例。对信号U乘以

后，得到的信号A，所对应的频谱如图3（b）所示。随后，对信号A的I路数据和Q路数据（分别为信号的同相分量和正交分量）分别进行下采样和低通滤波，滤出子载波（c）对应的频带，得到信号C₁和C₂。然后，对C₁和C₂分别进行上采样和累加后，得到信号D，其频谱如图3（c）所示。再对信号D乘以

使该子载波恢复到原来的频带处，得到的信号V₂的频谱如图3（d）所示。类似地，在另一条支路对子载波（a）进行提取，就能够利用图2的选频方法，成功提取出所需的子载波信号V（如图3（e）所示）。

同样地，如果需要提取三个子载波：子载波（a）、子载波（b）和子载波（d），就设定图2中的m＝3，并且，f₁＝f_a，f₂＝f_b，f₃＝f_d。

由上述过程可以看出，如果需要提取出m个子载波，就需要m个I/Q路并行分支。以GSM系统为例，目前的应用为最多提取32个子载波，且对I路和Q路的处理又是分别进行的，因而，总共有32×2＝64个并行分支（注：此处的每个并行分支都要包括图2中的下采样、低通滤波和上采样三个操作）。

参见图1可以看出，在传统选频方法中，存在两处复杂度较高的操作。一是在选频模块中，大部分的操作都必须对I路数据和Q路数据分别进行，因此，基带滤波、下采样和上采样等操作的计算量都是双倍的。另一是在图2的传统选频方法中，假设下采样模块前后的数据采样率分别为ν₁和ν₂。为保证时延需求，下采样后的信号速率不能太低，这会导致低通滤波器输入信号的过渡带宽相比采样率会很小。因此，在对输入信号进行低通滤波时，需要很高阶数的低通滤波器才能够正确滤出信号。这样就会导致硬件实现时，低通滤波器的实现逻辑非常复杂。

以下变频后的I路数据的低通滤波为例，说明低通滤波器的实现过程。先定义子载波信号的I路数据为x(n)，式中n＝0,1,…；K阶低通滤波器的抽头系数为h(k)，k是该低通滤波器抽头系数序号，其取值范围为[0,K-1];该滤波器结构如图7所示，得到的输出信号y(n)为：

在图7所示的滤波器结构中，每输出一个信号，都需要进行K次乘法和（K-1）次加法。

再介绍希尔波特变换：对于实函数x(t)，其变量t的取值范围为

定义其希尔伯特变换为： $\hat{x}\left(t\right)=H\left[x\left(t\right)\right]={\∫}_{-\∞}^{+\∞}\frac{x\left(u\right)}{\mathrm{\π}(x-u)}\mathrm{du},$ 即

式中，*为卷积操作。希尔伯特变换有一条重要的性质：假设限带信号a(t)的带宽为Δw，则当

时，可以得到H[a(t)cos(w_ct)]＝a(t)sin(w_ct)。其具体涵义为：对于信号a(t)cos(w_ct)，利用希尔伯特变换就可以得到信号a(t)sin(w_ct)。

需要注意的是，希尔伯特变换的输入往往是频带信号。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种用于通信系统的低复杂度的宽带信号数字选频方法，也就是提供一种在通信系统中利用并行结构实现低通滤波器以及利用希尔伯特变换去除对正交支路进行数据处理的宽带信号数字选频方法。该方法不仅能够有效完成选频操作，并且大大降低了处理过程的复杂度。

为了达到上述目的，本发明提供了一种用于通信系统的低复杂度的宽带信号数字选频方法，其特征在于：在处理信号过程中，采用并行滤波器结构来代替传统的低通滤波器结构，以降低硬件实现时的逻辑处理复杂度；再利用希尔伯特变换省略对正交支路进行选频的操作，使得并行处理的分支数减半，从而降低信号处理的复杂度；所述方法包括下列操作步骤：

（1）接收天线接收到高频信号后，按照传统方法对其进行处理：先将其在模拟域下变频到中频，即乘以cos(w₁t)，式中，w₁为需要下变频到中频的频率差值，其数值的选取取决于所选用的器件，t为时间；随后，利用中频滤波滤出所需要的信号，对其进行AD采样得到数字信号；

（2）对AD采样数据进行下变频，即乘以

使信号频谱搬移到零频附近，式中，w₂为将中频信号的频谱下变频到零频附近的频率差值；

（3）对设置提取的m个子载波中的每个子载波分别进行独立提取和处理：设置选频模块共有m个并行分支，其中每个分支分别提取对应序号i的子载波；再对步骤（2）中下变频后的数据分别以每个子载波的中心频点f_i再次进行下变频，即分别乘以

将每个子载波的中心频点都搬移到零频；

（4）对每个子载波信号的I路数据分别进行下采样、低通滤波和上采样，获取每个子载波对应零频信号的I路数据；其中低通滤波是采用并行滤波器结构实现的，以降低硬件实现时的逻辑处理复杂度；随后，对每个子载波信号的I路数据分别乘以cos(f_it)，将其分别上变频到原来的中心频点f_i；因乘以cos(f_it)信号，会在信号频谱的频点-f_i处产生镜像；

（5）为了进行后续希尔伯特的处理，对步骤（4）得到的每个子载波信号分别乘以cos(Δwt)，使其上变频到其中心频点f_i+Δw处，以保证在各个子载波信号相加时不产生混叠，获得m组并行的子载波I路数据；式中，Δw为将中心频点在f_i的子载波进行上变频的频率差值，其数值由技术设计人员选定；

（6）对该m组并行的I路数据进行累加，得到所需提取的子载波信号的I路数据：

式中，a_i(t)和分别为第i个子载波的幅度和相位；

（7）对该I路数据

进行希尔伯特变换，直接得到所需提取的子载波的Q路数据：

（8）对上述步骤（5）和步骤（7）分别得到的I路数据和Q路数据进行累加，得到希望提取的子载波信号；且在该两路数据累加过程中，能够去除步骤（4）中的镜像；

（9）按照传统方法对所述提取的子载波信号顺序进行上变频、数模转换和中频滤波操作后，将其发送出去。

所述步骤（4）中，对每个子载波信号的I路数据分别进行的低通滤波操作进一步包括下列具体内容：

对于下变频后的第i个子载波信号的I路数据x_i(n)，式中，自然数n为I路数据序号，根据K阶低通滤波器对其进行滤波的传统公式：

推导得到其经过低通滤波后的输出信号为：

$y_i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)+\underset{k=K/2}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h(k+\frac{K}{2})$

$=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h_2\left(k\right)$

$=v_1^i\left(n\right)+v_2^i(n-\frac{K}{2});$

式中，k是K阶低通滤波器抽头系数序号，其取值范围为[0,K-1];i是子载波序号，故输出信号y_i(n)是由

和两部分累加组成；其中， $v_1^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right),$ $v_2^i(n-\frac{K}{2})=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h_2\left(k\right),$ 且 $h_1\left(k\right)=h\left(k\right),h_2\left(k\right)=h(k+\frac{K}{2});$

根据两个滤波器公式的等效性，将传统滤波器公式所示结构等效转换为上述公式：

表示的两层并行滤波器结构：第一个并行支路利用抽头个数为K/2的滤波器h₁，对输入信号x_i(n)进行滤波，输出信号为

第二个并行支路利用抽头个数为K/2的滤波器h₂，对输入信号x_i(n)进行滤波，输出信号为

然后对

进行K/2个采样值的延时，从而得到

再对这两个并行支路的输出信号进行累加，就能得到如同传统滤波器进行低通滤波的输出信号y_i(n)。

所述公式：

表示的两层并行滤波器结构，能够按照上述相同方法进一步对其细化，以降低其逻辑处理复杂度：即其每个并行分支各自分别采用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现，就使传统低通滤波器结构能够用四层的并行滤波器来实现；而且，按照上述相同方法，还能对四层的并行滤波器再进行细化，得到硬件实现时逻辑处理复杂度更低的多层并行滤波器结构。

所述公式：

中的第一个并行分支

采用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现滤波操作的方法如下：

$v_1^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_{11}\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{4}-k)h_{12}\left(k\right)=v_{11}^i\left(n\right)+v_{12}^i(n-\frac{K}{4});$

即

是由

和

两部分累加得到，其中， $v_{11}^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_{11}\left(k\right),$ $v_{12}^i(n-\frac{K}{4})=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{4}-k)h_{12}\left(k\right),$ 且h₁₁(k)＝h₁(k)， $h_{12}\left(k\right)=h_1(k+\frac{K}{4}),$ 式中，k为滤波器抽头个数序号；且第二个并行分支也能够用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现滤波操作；从而使传统滤波器结构能够用四层的并行滤波器来实现，且每个分支上的滤波器抽头个数都为K/4。

所述步骤（4）所提取的子载波的带宽是任意的，且该子载波的中心频点为任意值。

所述步骤（5）中，选取的Δw值应尽可能小，但要保证：输入信号最左边的子载波在经过所述步骤（3）～（5）的处理后，其频谱位于正频率区域。

所述步骤（8）进一步包括下列操作内容：假设希尔伯特滤波器的抽头个数为N_H，当I路数据通过该希尔伯特滤波器输出得到Q路数据时，会产生N_H/2的时延；故在对I路数据和Q路数据进行合并之前，其中的I路数据要增加N_H/2的延时，以保证该延时后的I路数据和希尔伯特变换输出的Q路数据保持同步。

因在步骤（5）中已经将信号上变频Δw，故所述步骤（9）中，其上变频的频率为以还原步骤（2）中乘以

的下变频操作。

所述方法用于包括全球移动通讯系统GSM（Global System for MobileCommunications）、时分同步码分多址TD-SCDMA（Time Division-SynchronousCode Division Multiple Access）、宽带码分多址WCDMA（Wideband CodeDivision Multiple Access）、码分多址2000CDMA2000（Code Division MultipleAccess2000）和长期演进LTE（Long Term Evolution）的通信系统中，形成不同通信制式的直放站和基站的通信设备的数字前端。

本发明是一种用于通信系统的低复杂度的宽带信号数字选频方法，该方法利用并行滤波器结构实现低通滤波器，再利用希尔伯特变换省略对正交支路数据的处理，从而降低选频实现的复杂度。该方法不仅能够有效完成选频操作，支持任意载波数和/或任意带宽的选频，且大大降低了工程实现的复杂度。并且，本发明方法适用的通信系统广泛，可用于GSM、TD-SCDMA、WCDMA、CDMA2000、LTE等多种不同通信系统中，形成不同通信制式的直放站和基站等通信设备的数字前端。总之，本发明具有很好的推广应用前景。

附图说明

图1是传统的选频系统结构组成示意图。

图2是传统选频方法中选频模块的处理步骤示意图。

图3（a）、（b）、（c）、（d）、（e）分别是输入信号的频谱示意图，将子载波（c）的中心频点搬移到零频后的对应信号频谱示意图，对图3（b）信号进行下采样、低通滤波后的对应信号频谱示意图，将图3（c）信号搬移到原中心频点后的对应信号频谱示意图，从输入信号中选取子载波（a）和子载波（c）后的对应信号频谱示意图。

图4（a）和（b）分别是使用本发明方法的选频系统结构组成图和本发明方法的流程图。

图5是本发明选频方法中选频模块的处理步骤示意图。

图6（a）、（b）、（c）、（d）、（e）分别是对图3（c）的信号乘以cos(f_ct)后的对应信号频谱示意图；对图6（a）的信号乘以cos(Δwt)后的对应信号频谱示意图；本发明方法利用选频模块所提取子载波（a）和子载波（c）的I路数据的对应信号频谱示意图；本发明方法利用希尔伯特变换，从图6（c）中I路数据得到的Q路数据的对应信号频谱示意图；本发明方法的选频模块输出信号频谱示意图。

图7是传统滤波器结构组成示意图。

图8是本发明方法中的两层并行滤波器结构组成示意图。

图9是本发明方法中的四层并行滤波器结构组成示意图。

图10是利用传统滤波器结构和本发明方法的两层并行滤波器结构得到的输出信号对比图。

图11是利用传统方法得到Q路数据和本发明方法的利用希尔伯特变换从I路数据得到Q路数据的输出信号对比图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明作进一步的详细描述。

本发明是一种用于通信系统的低复杂度的宽带信号数字选频方法，该方法是在处理信号过程中，采用并行滤波器结构来代替传统的低通滤波器结构，以降低硬件实现时的逻辑处理复杂度；再利用希尔伯特变换省略对正交支路进行选频的操作，使得并行处理的分支数减半，从而降低信号处理的复杂度。

参见图4，介绍本发明方法的具体操作步骤：

（1）接收天线接收到高频信号后，按照传统方法对其进行处理：先将其在模拟域下变频到中频，即乘以cos(w₁t)，式中，w₁为需要下变频到中频的频率差值，其数值的选取取决于所选用的器件，t为时间；随后，利用中频滤波滤出所需要的信号，对其进行AD采样得到数字信号。

（2）对AD采样数据进行下变频，即乘以

使信号频谱搬移到零频附近，得到图4中的信号U（假设其频谱如图3（a）所示），式中，w₂为将中频信号的频谱下变频到零频附近的频率差值。

（3）假设需要提取图3（a）中的子载波（a）和子载波（c），这里对每个子载波的提取都是独立处理的，因而图5中的选频模块共有两个并行分支，其中每个分支分别提取对应序号i的子载波；并设定f₁＝f_a，f₂＝f_c。以提取子载波（c）为例，再对步骤（2）中下变频后的数据乘以将其中心频点搬移到零频，得到图5中的信号A，其频谱如图3（b）所示。

（4）对步骤（3）得到的每个子载波信号的I路数据分别进行下采样、低通滤波和上采样，获取每个子载波对应零频信号的I路数据；其中低通滤波是采用并行滤波器结构实现的，以降低硬件实现时的逻辑处理复杂度；随后，对每个子载波信号的零频信号I路数据分别乘以cos(f_it)，将其分别上变频到原来的中心频点f_i；得到图5中的信号E，其频谱如图6（a）所示。注意，因乘以cos(f_it)信号，会在信号频谱的频点-f_i处产生镜像。

该步骤对每个子载波信号的I路数据进行的低通滤波包括下列具体内容：

对于下变频后的第i个子载波信号的I路数据x_i(n)，式中，自然数n为I路数据序号，根据K阶低通滤波器对其进行滤波的传统公式：

推导得到其经过低通滤波后的输出信号为：

$y_i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)+\underset{k=K/2}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h(k+\frac{K}{2})$

$=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h_2\left(k\right)$

$=v_1^i\left(n\right)+v_2^i(n-\frac{K}{2});$

式中，k是K阶低通滤波器抽头系数序号，其取值范围为[0,K-1];i是子载波序号，故输出信号y_i(n)是由

和

两部分累加组成；其中， $v_1^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right),$ $v_2^i(n-\frac{K}{2})=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h_2\left(k\right),$ 且h₁(k)＝h(k)， $h_2\left(k\right)=h(k+\frac{K}{2});$

根据两个滤波器公式的等效性，将传统滤波器公式所示结构等效转换为上述公式：

表示的两层并行滤波器结构：第一个并行支路利用抽头个数为K/2的滤波器h₁，对输入信号x_i(n)进行滤波，输出信号为

第二个并行支路利用抽头个数为K/2的滤波器h₂，对输入信号x_i(n)进行滤波，输出信号为

然后对

进行K/2个采样值的延时，从而得到

再对这两个并行支路的输出信号进行累加，就能得到如同传统滤波器进行低通滤波的输出信号y_i(n)，如图8所示。

在每条支路上，每次输出一个信号，都要进行K/2次乘法和（K/2-1）次加法。对于本发明的两层并行滤波器结构，总共需要进行K次乘法和（K-1）次加法。因而利用本发明的并行滤波方法，实现滤波操作的整体计算量和传统滤波方法相同。但是，由于每个分支只需要对K/2个抽头进行操作，大大降低了采用硬件实现时的逻辑处理的复杂度。

为了进一步降低上述两层并行滤波器结构的逻辑处理复杂度，类似于公式

表示的两层并行滤波器结构，能够按照上述相同方法进一步对其细化，以降低其逻辑处理复杂度：即其每个并行分支各自分别采用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现，就使传统低通滤波器结构能够用四层的并行滤波器来实现。而且，按照上述相同方法，还能对四层的并行滤波器再进行细化，得到硬件实现时逻辑处理复杂度更低的多层并行滤波器结构。

例如，公式 $y_i\left(n\right)=v_1^i\left(n\right)+v_2^i(n-\frac{K}{2})$ 中的第一个并行分支

采用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现滤波操作的方法如下：

$v_1^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_{11}\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{4}-k)h_{12}\left(k\right)=v_{11}^i\left(n\right)+v_{12}^i(n-\frac{K}{4});$

即是由和

两部分累加得到，其中， $v_{11}^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_{11}\left(k\right),$ $v_{12}^i(n-\frac{K}{4})=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{4}-k)h_{12}\left(k\right),$ 且_h11(k)＝h₁(k)， $h_{12}\left(k\right)=h_1(k+\frac{K}{4}),$ 式中，k为滤波器抽头个数序号；同理，第二个并行分支

也能够用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现滤波操作。这样，就使得传统滤波器结构可以用四层的并行滤波器来实现，其中每个分支上的滤波器抽头个数都为K/4，如图9所示。以此类推，还可以对四层的并行滤波器再进行细化，得到硬件实现时逻辑处理复杂度更低的多层并行滤波器结构。

需要说明的是，该步骤（4）所提取的子载波的带宽是任意的，且该子载波的中心频点为任意值。

（5）为了进行后续希尔伯特的处理，对步骤（4）得到的每个子载波信号分别乘以cos(Δwt)，使其上变频到其中心频点f_i+Δw处，以保证在各个子载波信号相加时不产生混叠，获得m组并行的子载波I路数据；式中，Δw为将中心频点在f_i的子载波进行上变频的频率差值；这里选取的Δw值应尽可能小，但要保证：输入信号最左边的子载波在经过所述步骤（3）～（5）的处理后，其频谱位于正频率区域。此时，得到图5中的信号V_Im，其频谱如图6（b）所示。

（6）提取子载波（a）的操作与步骤（3）～步骤（5）中提取子载波（c）的操作相同，这样就可以获得两组并行的子载波I路数据。再对该m组并行的I路数据进行累加，得到所需提取的子载波信号的I路数据（如图5所示）：式中，a_i(t)和

分别为第i个子载波的幅度和相位。

（7）对步骤（6）得到的I路数据

进行希尔伯特变换，直接得到所需提取的子载波的Q路数据（即图5中的信号V_Q）：

其频谱如图6（d）所示。

（8）对上述两个步骤分别得到的I路数据和Q路数据进行累加，得到希望提取的包括子载波（a）和子载波（c）的信号（即图5中的信号V），其频谱如图6（e）所示。且在该两路数据累加过程中，能够去除步骤（4）中的镜像。

该步骤（8）包括下列操作内容：假设希尔伯特滤波器的抽头个数为N_H，当I路数据通过该希尔伯特滤波器输出得到Q路数据时，会产生N_H/2的时延；因此在对I路数据和Q路数据进行合并之前，其中的I路数据要增加N_H/2的延时，以保证该延时后的I路数据和希尔伯特变换输出的Q路数据保持同步。由此，得到图5中的信号V_I，其频谱如图6（c）所示。

以GSM系统为例，对于需要提取的32个子带，由于本发明只对其中的I路数据进行选频操作，而Q路数据可以基于I路选频后数据通过希尔伯特变换得到，因此本发明方法的系统只需要32个并行选频分支，是传统方法的一半。

（9）按照传统方法对步骤（8）得到的子载波信号顺序进行上变频、数模转换和中频滤波操作后，将其发送出去。注意，由于在步骤（5）中已经将信号上变频Δw，故该步骤（9）中的上变频的频率应该为

以还原步骤（2）中乘以

的下变频操作。如图4所示。

本发明方法已经进行了多次实施试验，其试验的方法如图4和图5所示。下面具体介绍本发明方法的一个试验实施例，并将采用本发明选频方法与传统选频方法进行比较：先比较本发明中并行滤波器结构和传统滤波器结构的等效性；再比较利用希尔伯特变换得到的Q路数据和利用传统下变频方法得到的Q路数据的等效性。

参见图10，介绍滤波器的等效性：假设输入信号长度为100，滤波器抽头个数为60。图10给出了分别利用图8的两层并行滤波器结构和利用图7的传统滤波器结构的不同输出信号，其中“带о直线”表示传统滤波器结构输出的数值，而“带·直线”表示本发明两层并行滤波器结构输出的数值，两者完全吻合。因此，从理论推导和仿真结果都说明了图8所示的两层并行滤波器的正确性。

参见图11，介绍希尔波特变换的等效性。图11给出了利用希尔伯特滤波器得到的Q路数据和利用传统方法得到Q路数据的输出，其中“带о直线”表示传统方法得到的输出信号，而“带·直线”表示本发明方法得到的输出信号，两者完全吻合。因此，从理论推导和仿真结果都说明了图5利用希尔伯特变换得到Q路数据的正确性。

因此，根据图10和图11的试验结果，结论为：本发明选频方法既能够保证数据的准确性，而且降低了硬件实现时的逻辑处理复杂度，实现了发明目的。

Claims (9)

1.一种用于通信系统的低复杂度的宽带信号数字选频方法，其特征在于：在处理信号过程中，采用并行滤波器结构来代替传统的低通滤波器结构，以降低硬件实现时的逻辑处理复杂度；再利用希尔伯特变换省略对正交支路进行选频的操作，使得并行处理的分支数减半，从而降低信号处理的复杂度；所述方法包括下列操作步骤：

（1）接收天线接收到高频信号后，按照传统方法对其进行处理：先将其在模拟域下变频到中频，即乘以cos(w₁t)，式中，w₁为需要下变频到中频的频率差值，其数值的选取取决于所选用的器件，t为时间；随后，利用中频滤波滤出所需要的信号，对其进行AD采样得到数字信号；

（2）对AD采样数据进行下变频，即乘以使信号频谱搬移到零频附近，式中，w₂为将中频信号的频谱下变频到零频附近的频率差值；

（3）对设置提取的m个子载波中的每个子载波分别进行独立提取和处理：设置选频模块共有m个并行分支，其中每个分支分别提取对应序号i的子载波；再对步骤（2）中下变频后的数据分别以每个子载波的中心频点f_i再次进行下变频，即分别乘以

将每个子载波的中心频点都搬移到零频；

（4）对每个子载波信号的I路数据分别进行下采样、低通滤波和上采样，获取每个子载波对应零频信号的I路数据；其中低通滤波是采用并行滤波器结构实现的，以降低硬件实现时的逻辑处理复杂度；随后，对每个子载波信号的I路数据分别乘以cos(f_it)，将其分别上变频到原来的中心频点f_i；因乘以cos(f_it)信号，会在信号频谱的频点-f_i处产生镜像；

（5）为了进行后续希尔伯特的处理，对步骤（4）得到的每个子载波信号分别乘以cos(Δwt)，使其上变频到其中心频点f_i+Δw处，以保证在各个子载波信号相加时不产生混叠，获得m组并行的子载波I路数据；式中，Δw为将中心频点在f_i的子载波进行上变频的频率差值；

（6）对该m组并行的I路数据进行累加，得到所需提取的子载波信号的I路数据：

式中，a_i(t)和

分别为第i个子载波的幅度和相位；

（7）对该I路数据进行希尔伯特变换，直接得到所需提取的子载波的Q路数据：

（8）对上述步骤（5）和步骤（7）分别得到的I路数据和Q路数据进行累加，得到希望提取的子载波信号；且在该两路数据累加过程中，能够去除步骤（4）中的镜像；

（9）按照传统方法对所述提取的子载波信号顺序进行上变频、数模转换和中频滤波操作后，将其发送出去。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤（4）中，对每个子载波信号的I路数据分别进行的低通滤波操作进一步包括下列具体内容：

对于下变频后的第i个子载波信号的I路数据x_i(n)，式中，自然数n为I路数据序号，根据K阶低通滤波器对其进行滤波的传统公式：

推导得到其经过低通滤波后的输出信号为：

$y_i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)+\underset{k=K/2}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)$

$=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h(k+\frac{K}{2})$

$=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h_2\left(k\right)$

$=v_1^i\left(n\right)+v_2^i(n-\frac{K}{2});$

式中，k是K阶低通滤波器抽头系数序号，其取值范围为[0,K-1];i是子载波序号，故输出信号y_i(n)是由和

两部分累加组成；其中， $v_1^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right),$ $v_2^i(n-\frac{K}{2})=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{2}-k)h_2\left(k\right),$ 且h₁(k)＝h(k)， $h_2\left(k\right)=h(k+\frac{K}{2});$

根据两个滤波器公式的等效性，将传统滤波器公式所示结构等效转换为上述公式：

表示的两层并行滤波器结构：第一个并行支路利用抽头个数为K/2的滤波器h₁，对输入信号x_i(n)进行滤波，输出信号为

第二个并行支路利用抽头个数为K/2的滤波器h₂，对输入信号x_i(n)进行滤波，输出信号为

然后对

进行K/2个采样值的延时，从而得到

再对这两个并行支路的输出信号进行累加，就能得到如同传统滤波器进行低通滤波的输出信号y_i(n)。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：所述公式：

表示的两层并行滤波器结构，能够按照上述相同方法进一步对其细化，以降低其逻辑处理复杂度：即其每个并行分支各自分别采用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现，就使传统低通滤波器结构能够用四层的并行滤波器来实现；而且，按照上述相同方法，还能对四层的并行滤波器再进行细化，得到硬件实现时逻辑处理复杂度更低的多层并行滤波器结构。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：所述公式：中的第一个并行分支v1i(n)采用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现滤波操作的方法如下：

$v_1^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_1\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_{11}\left(k\right)+\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{4}-k)h_{12}\left(k\right)=v_{11}^i\left(n\right)+v_{12}^i(n-\frac{K}{4})$ $;$ 即

是由

和

两部分累加得到，其中， $v_{11}^i\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-k)h_{11}\left(k\right),$ $v_{12}^i(n-\frac{K}{4})=\underset{k=0}{\overset{K/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i(n-\frac{K}{4}-k)h_{12}\left(k\right),$ 且h₁₁(k)＝h₁(k)，式中，k为滤波器抽头个数序号；且第二个并行分支

也能够用两个抽头个数为K/4的滤波器来并行实现滤波操作；从而使传统滤波器结构能够用四层的并行滤波器来实现，且每个分支上的滤波器抽头个数都为K/4。

5.根据权利要求2或3或4所述的方法，其特征在于：所述步骤（4）所提取的子载波的带宽是任意的，且该子载波的中心频点为任意值。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤（5）中，选取的Δw值应尽可能小，但要保证：输入信号最左边的子载波在经过所述步骤（3）～（5）的处理后，其频谱位于正频率区域。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤（8）进一步包括下列操作内容：假设希尔伯特滤波器的抽头个数为N_H，当I路数据通过该希尔伯特滤波器输出得到Q路数据时，会产生N_H/2的时延；故在对I路数据和Q路数据进行合并之前，其中的I路数据要增加N_H/2的延时，以保证该延时后的I路数据和希尔伯特变换输出的Q路数据保持同步。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：因在步骤（5）中已经将信号上变频Δw，故所述步骤（9）中，其上变频的频率为

以还原步骤（2）中乘以

的下变频操作。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述方法用于包括全球移动通讯系统GSM、时分同步码分多址TD-SCDMA、宽带码分多址WCDMA、码分多址2000CDMA2000和长期演进LTE的通信系统中，形成不同通信制式的直放站和基站的通信设备的数字前端。

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