CN102033219B - 用于定位系统的频率追踪方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于定位系统的频率追踪方法及其装置，包括：接收一基频信号，该基频信号包括一直视信号与一多重路径信号；根据多个等间距频率、基频信号以及信号平均能量产生一成本函数；以及根据成本函数以产生估计的直视信号频率。

Description

用于定位系统的频率追踪方法及其装置

技术领域

本发明有关于一种定位方法及其装置，特别是有关于一种定位系统的频率追踪方法及其装置。

背景技术

前苏联发射第一颗人造卫星史波尼克一号(SputnikI)，宣告人类进入太空时代，对于太空资源的利用遂成为各国研究发展的重要课题。全球定位系统(globalpositioning system，简称GPS)源于美国海军的导航系统，其后美国国防部接续该计划，完成全球性以卫星为定位工具的系统。

美国国防部将整个GPS计划分成三个阶段包括研发期、试验期与成熟期，计画迈入成熟期后开放给民间运用。GPS因采行卫星(Satellite)定位，又称为卫星定位系统(SPS)，目前有32颗GPS卫星(高度两万公里，周期12小时)。

在接收卫星信号的过程中会产生许多偏差(bias)和误差(error)。偏差有一定的特性，可以用数学模型表示，而误差是随机的性质，需以统计方式表示，这些偏差与误差会影响卫星定位的准确性。其中一种重要的误差即是多重路径效应(multipath effect)，亦即接收天线除了直接接收到卫星的信号外，也可能接收到经天线周围地物反射的卫星信号，两种信号到达天线的时间不同步，叠加在一起接收时，由于直视信号与多重路径信号间存在时间差与相位、频率偏移量，会导致接收器无法估测出准确的频率。

尤其在高楼耸立巷道狭窄的都市中，多重路径效应非常严重，对测量(measurement)品质有着高要求的全球定位系统来说是个严苛的挑战。然而，现有技术只针对时间延迟上的多重路径做探讨处理，但在实际的环境中，多重路径往往夹带着频率偏差(frequency offset)导致测距率(range-rate)的估算失真。

一个双路(two-path)的基频信号包括直视信号(light-of-sight，简称LOS)与多重路径信号(multipath，简称MP)，此基频信号可表示为：

$r\left(t\right)=A_{1}c(t-{\mathrm{\τ}}_1)e^{j(2\mathrm{\π}{f}_{1}t+{\mathrm{\θ}}_1)}+A_{2}c(t-{\mathrm{\τ}}_2)e^{j(2\mathrm{\π}{f}_{2}t+{\mathrm{\θ}}_2)}$

其中，c(τ)为粗获取码(coarse acquisition code，简称C/A码)，而A₁、f₁、τ₁、θ₁分别为直视信号的信号强度、频率、延迟与相位，而A₂、f₂、τ₂、θ₂分别为多重路径信号的信号强度、频率、延迟与相位。

根据一同调时间T，对基频信号于一时间区间(k-1)T～kT做一时间及载波恢复相关性的计算(time-and-carrier recovered correlation)，可得其相关性(correlation)结果如下：

s_k(τ，f)＝(A₁R(τ-τ₁)sinc((f-f₁)T))²+(A₂R(τ-τ₂)sinc((f-f₂)T)²

+2A₁A₂cos(2πf_ΔkT+θ_Δ)R(τ-τ₁)R(τ-τ₂)sinc((f-f₁)T)sinc((f-f₂)T)

...................................................(1)

其中，f_Δ＝f₁-f₂，θ_Δ＝θ₁-θ₂-πf_ΔT，R(τ)为C/A码的自相关函数(autocorrelation function)。

现有的多重路径估算(multipath estimation)忽略了频率上的维度并假设LOS与MP为相同频率而得到式(1)的简化式子如下：

s_k(τ)＝(A₁R(τ-τ₁))²+(A₂R(τ-τ₂))²+2A₁A₂cos(θ_Δ)R(τ-τ₁)R(τ-τ₂)

...................................................(2)

再对五个参数A₁、τ₁、A₂、τ₂、θ_Δ做估计。但实际上，现有技术无法解决当LOS跟MP有频率差的情况。

图1为现有技术的直视信号(LOS)、多重路径信号(MP)及追踪信号(TRK)的信号示意图。理想状况下追踪信号频率(f_TRK)需要等于直视信号频率(f₁)，但现有技术由于未估计多重路径信号在频率上的影响，因此会导致追踪信号频率受多重路径信号影响而偏移，直视信号频率与多重路径信号频率(f₂)可相差达40赫兹(Hz)，追踪信号频率与直视信号频率可相差达30Hz，造成定位系统导航速度及方向上极大的误差。

因此，亟需一种用于定位系统的频率追踪方法及其装置，可以改善多重路径信号效应的估测，让定位系统的频率追踪定位更准确。

发明内容

本发明提出一种用于定位系统的频率追踪方法，包括：接收基频信号，基频信号包括直视信号与多重路径信号；根据多个等间距频率、基频信号以及信号平均能量产生成本函数；以及根据成本函数以产生估计的直视信号频率。

本发明更提出一种用于定位系统的频率追踪装置，用以接收基频信号，包括：第一乘法器，用以将基频信号乘以时间延迟参考点；多个第二乘法器，耦接于第一乘法器，用以将基频信号乘以多个等间距频率；多个相关器，分别耦接于该些第二乘法器；以及多个累加器，分别耦接于该些相关器，用以产生信号平均能量。

本发明更提出一种用于定位系统的频率追踪方法，包括：接收基频信号，基频信号包括直视信号与多重路径信号；以及根据多个参数与基频信号以获得估计的直视信号频率。

为了能更进一步了解本发明特征及技术内容，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，然而所附图仅提供参考与说明，并非用来对本发明加以限制。

附图说明

本案得通过下列附图及说明，俾得更深入的了解：

图1为现有技术的直视信号、多重路径信号及追踪信号的信号示意图。

图2为根据本发明实施例所绘示的用于定位系统的频率追踪方法流程图。

图3为根据本发明实施例所绘示的不等式条件所代表的区间图。

图4显示根据本发明实施例的用于定位系统的频率追踪装置方块图。

图5显示根据本发明实施例的信号测距率估计装置方块图。

图6为根据本发明另一实施例所绘示的用于定位系统的频率追踪方法流程图。

图7为根据本发明实施例与现有技术的导航路径实验图。

具体实施方式

图2为根据本发明实施例所绘示的用于定位系统的频率追踪方法流程图。步骤220为接收双路(two-path)的基频信号包括直视信号(light-of-sight，简称LOS)与多重路径信号(multipath，简称MP)，可表示为：

$r\left(t\right)=A_{1}c(t-{\mathrm{\τ}}_1)e^{j(2\mathrm{\π}{f}_{1}t+{\mathrm{\θ}}_1)}+A_{2}c(t-{\mathrm{\τ}}_2)e^{j(2\mathrm{\π}{f}_{2}t+{\mathrm{\θ}}_2)}$

其中，c(τ)为粗获取码(coarse acquisition code，简称C/A码)，而A₁、f₁、τ₁、θ₁分别为直视信号的信号强度、频率、延迟与相位，而A₂、f₂、τ₂、θ₂分别为多重路径信号的信号强度、频率、延迟与相位。

于此实施例中，根据一同调时间T，对基频信号于一时间区间(k-1)T～kT做一时间及载波恢复相关性的计算(time-and-carrier recovered correlation)，可得一相继时间的相关性(correlation)结果如下：

$s_k(\mathrm{\τ},f)={\∫}_{(k-1)T}^{\mathrm{kT}}r\left(t\right)\·c(t-\mathrm{\τ})\·e^{-j2\mathrm{\πft}}\mathrm{dt}$

$={\left(A_{1}R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_1)\sin c\left((f-f_1)T\right)\right)}^2+{\left(A_{2}R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_2)\sin c((f-f_2)T\right)}^2$

$+2A_1{A}_2\cos (2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}\mathrm{kT}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δ}})R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_1)R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_2)\sin c\left((f-f_1)T\right)\sin c\left((f-f_2)T\right)$

其中f_Δ＝f₁-f₂，θ_Δ＝θ₁-θ₂-πf_ΔT，R(τ)为C/A码的自相关函数(autocorrelation function)。

接着，根据一累加次数K，将相继时间的相关性结果s_k(τ，f)，k＝0、1、…、K-1平均可得：

$P(\mathrm{\τ},f)=\frac{1}{K}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{s}_k(\mathrm{\τ},f)=P_S+P_N$

其中：

P_S＝(A₁R(τ-τ₁)·sinc((f-f₁)T))²+(A₂R(τ-τ₂)·sinc((f-f₂)T))²

$P_N=2A_1{A}_{2}R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_1)R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_2)\sin c\left((f-f_1)T\right)\sin c\left((f-f_2)T\right)\cos (\mathrm{\π}(K-1)f_{\mathrm{\Δ}}T+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δ}})\frac{\sin c\left(K{f}_{\mathrm{\Δ}}T\right)}{\sin c\left(f_{\mathrm{\Δ}}T\right)}$

利用上述两式可推得下式：

|P_N|≤2A₁A₂R(τ-τ₁)R(τ-τ₂)sinc((f-f₁)T)sinc((f-f₂)T)·γ(f_ΔT，K)

令函数 $\mathrm{\γ}(\mathrm{\ω},K)=\left|\frac{\sin c\left(\mathrm{K\ω}\right)}{\sin c\left(\mathrm{\ω}\right)}\right|...\left(3\right)$

其中，sinc(x)＝sin(πx)/πx。

观察式(3)，相对于ω，γ(ω，K)为一周期函数且周期为1，亦即：

γ(ω+Z，K)＝γ(ω，K)，Z为任意整数

而且γ(ω，K)亦为一对称函数，亦即：

γ(-ω，K)＝γ(ω，K)

考虑式(3)的上界，ω在[0，0.5]的区间：

$\mathrm{\γ}(\mathrm{\ω},K)=\frac{1}{K}\left|\frac{\sin \left(\mathrm{\πK\ω}\right)}{\sin \left(\mathrm{\π\ω}\right)}\right|\≤\frac{1}{K}\frac{1}{\sin \left(\mathrm{\π\ω}\right)}$

当ω在[0，0.5]的区间内，上式上界为一严格递减函数，因此若2/K≤ω≤0.5则

$\mathrm{\&gamma;}(\mathrm{\&omega;},K)<\mathrm{\&gamma;}(\frac{2}{K},K)\&le;\frac{1}{K}\frac{1}{\sin (\mathrm{\&pi;}2/K)}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{\sin c(2/K)}$

请一并参考图3，根据本发明实施例所绘示的不等式条件所代表的区间图，如图3所示，如果频率差符合下列条件：

$|{\left(f_{\mathrm{\&Delta;}}T\right)}_1-0.5|\&le;0.5-\frac{2}{K}$

其中，(·)₁＝mod(·，1)。

则

$\mathrm{\&gamma;}(f_{\mathrm{\&Delta;}}T,K)<\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\sin c(2/K)}$

因此，

$\frac{P_S^2}{P_N^2}\&GreaterEqual;\frac{{[{(A_{1}R(\mathrm{\&tau;}-{\mathrm{\&tau;}}_1)\&CenterDot;\sin c\left((f-f_1)T\right))}^2+{(A_{2}R(\mathrm{\&tau;}-{\mathrm{\&tau;}}_2)\&CenterDot;\sin c\left((f-f_2)T\right))}^2]}^2}{{[2A_1{A}_{2}R(\mathrm{\&tau;}-{\mathrm{\&tau;}}_1)R(\mathrm{\&tau;}-{\mathrm{\&tau;}}_2)\sin c\left((f-f_1)T\right)\sin c\left((f-f_2)T\right)\&CenterDot;\mathrm{\&gamma;}(f_{\mathrm{\&Delta;}}T,K)]}^2}$

$\&GreaterEqual;\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}{(f_{\mathrm{\&Delta;}}T,K)}^2}$

$\&GreaterEqual;4{\mathrm{\&pi;}}^2\&CenterDot;{\sin c}^2\left(\frac{2}{K}\right)$

观察上式，当K越大则P_N可被忽略而且所涵盖的可容忍频率差范围也被扩大，因此，基频信号的讯杂比与累加次数相关。举例而言，当K＝10，P_S ²/P_N ²的讯杂比(SNR)至少为34.55，因此可得到一个重要的结果如下：

P(τ，f)＝(A₁R(τ-τ₁)sinc((f-f₁)T))²+(A₂R(τ-τ₂)sinc((f-f₂)T))²＝P_S

将时间延迟参考点

带入上式可得式子如下：

$P(\widetilde{\mathrm{\&tau;}},f)={\left(A_{1}R(\widetilde{\mathrm{\&tau;}}-{\mathrm{\&tau;}}_1)\sin c\left((f-f_1)T\right)\right)}^2+{\left(A_{2}R(\widetilde{\mathrm{\&tau;}}-{\mathrm{\&tau;}}_2)\sin c\left((f-f_2)T\right)\right)}^2$

$=a_1{\sin c}^2\left((f-f_1)T\right)+a_2{\sin c}^2\left((f-f_2)T\right)...\left(4\right)$

其中，第一、第二相关系数 $a_i=A_i^2{R}^2(\widetilde{\mathrm{\&tau;}}-{\mathrm{\&tau;}}_i),$ i＝1，2，A_i、τ_i分别为直视信号(i＝1)与多重路径信号(i＝2)的信号强度、延迟，R(τ)为C/A码的自相关函数，因此第一、第二相关系数分别与直视信号、多重路径信号的信号强度、延迟及粗获取码的自相关函数相关。此外，由式(4)可知，信号平均能量可根据时间延迟参考点、同调时间及累加次数产生，而且，式(4)剩下四个未知数，亦即，可以对四个参数做估测，即{a₁，a₂，f₁，f₂}。

更进一步地，对等间距频率

n＝1，2，...，N分别作相关性计算取得

并且对累加以产生累加能量E如下：

$E\&equiv;{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^{N}P(\widetilde{\mathrm{\&tau;}},{\tilde{f}}_n)$

$={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N{a}_{1,}{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_1)T\right)+a_2{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_2)T\right)$

等间距频率累加范围可涵盖f₁、f₂，则上式可进一步被推导如下：

$E\&ap;a_1{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=-\&infin;}^{\&infin;}{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_1)T\right)+a_2{\mathrm{\&Sigma;}}_{n=-\&infin;}^{\&infin;}{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_2)T\right)...\left(5\right)$

由巴斯瓦定理(Parseval’s theorem)可以知道：

${\mathrm{\&Sigma;}}_{n=-\&infin;}^{\&infin;}x{\left[n\right]}^2=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\mathrm{\&pi;}}^{\mathrm{\&pi;}}{\left|X\left(e^{\mathrm{j\&omega;}}\right)\right|}^2\mathrm{d\&omega;}$

其中，X(e^jω)为x[n]的离散时间傅立叶转换(discrete-time Fouriertransform)，可推得：

${\mathrm{\&Sigma;}}_{n=-\&infin;}^{\&infin;}{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_k)T\right)=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\mathrm{\&pi;}}^{\mathrm{\&pi;}}{|\frac{1}{f_{\mathrm{step}}T}\&CenterDot;\mathrm{rect}\left(\frac{\mathrm{\&omega;}}{2f_{\mathrm{step}}\mathrm{T\&pi;}}\right)|}^2\mathrm{d\&omega;}$

$=\frac{1}{f_{\mathrm{step}}T}\mathrm{fork}=\mathrm{1,2}.$

其中：

$\mathrm{rect}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& ,\left|t\right|>1/2\\ 1/2& ,\left|t\right|=1/2\\ 1& ,\left|t\right|<1/2\end{array}\right.$

因此式(5)可推导为：

$E\&ap;a_1\frac{1}{f_{\mathrm{step}}T}+a_2\frac{1}{f_{\mathrm{step}}T}=(a_1+a_2)\frac{1}{f_{\mathrm{step}}T}$

其中，f_step为

n＝1，2，...，N的等间距步距。上式说明了E跟第一相关系数a₁以及第二相关系数a₂的关系，故第二相关系数可由累加能量及第一相关系数得到如下式：

a₂＝Ef_stepT-a₁

把上式结果带入式(4)可得下式：

$P(\widetilde{\mathrm{\&tau;}},{\tilde{f}}_n)=a_1{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_1)T\right)+(E{f}_{\mathrm{step}}T-a_1){\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_2)T\right)$

观察上式，可以进一步简化为三个参数需要被估测，即{a₁，f₁，f₂}。

步骤240，根据等间距频率

n＝1，2，...，N、基频信号以及信号平均能量

产生成本函数(cost function)，成本函数定义如下：

$C(a_1,f_1,f_2)={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N{\{P(\widetilde{\mathrm{\&tau;}},{\tilde{f}}_n)-[a_1{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_1)T\right)+(E{f}_{\mathrm{step}}T-a_1){\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_2)T\right)\left]\right\}}^2$

步骤260，根据成本函数以产生直视信号频率的估计值

利用数学分析，举例而言，利用三个参数维度的搜寻或非线性最小平方方法，可求得：

$({\hat{a}}_1,{\hat{f}}_1,{\hat{f}}_2)=\arg \min C(a_1,f_1{,f}_2)$

其中，

分别为第一相关系数、直视信号频率与多重路径信号频率的C(a₁，f₁，f₂)函数估计值，以使得C(a₁，f₁，f₂)函数的估计值最小。本实施例可实现在定位系统(例如：GPS)接收器中，并可解决因多重路径信号所造成的频率偏差与测距率估算不准确。

图4为根据本发明实施例所绘示的用于定位系统的频率追踪装置40的方块图，频率追踪装置40包括乘法器410、430、432、...、438、相关器450、452、...、458、累加器470、472、...、478与信号测距率估计装置490。信号测距率估计装置490也可以软件实现，并不局限于一硬件架构，例如利用8051处理器来实现。

于图4中，输入一基频信号r(t)，基频信号包括直视信号与多重路径信号，将基频信号经由乘法器410乘以一时间延迟参考点

以获得

再透过N个乘法器430、432、...、438分别乘以一系列的等间距频率

n＝1、2、...、N，以获得 $r\left(t\right)\&CenterDot;c(t-\widetilde{\mathrm{\&tau;}})\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;}{\tilde{f}}_{n}t}.$

接着，根据一同调时间T及一累加次数K，将前述基频信号分别通过N个相关器(correlator)450、452、...、458，对基频信号于一时间区间(k-1)T～kT做一时间及载波恢复相关性的计算并取得其积分能量：

${\&Integral;}_{(k-1)T}^{\mathrm{kT}}r\left(t\right)\&CenterDot;c(t-\widetilde{\mathrm{\&tau;}})\&CenterDot;e^{-j2\mathrm{\&pi;}{\tilde{f}}_{n}t}\mathrm{dt}$

以产生一相继时间的相关性结果

k＝0、1、...、K-1，n＝1、2、...、N。再分别通过N个累加器470、472、...、478以产生信号平均能量

n＝1、2、...、N。然后将结果送给一信号测距率估计装置490以产生参数估计值

其中分别为第一相关系数、直视信号频率与多重路径信号频率的估计值。

图5显示根据本发明实施例的信号测距率估计装置590方块图，包括累加器592、成本函数产生装置594、估计装置596。将信号平均能量

n＝1、2、...、N输入信号测距率估计装置590，接着将信号平均能量

n＝1、2、...、N透过累加器592以产生累加能量 $E={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^{N}P(\widetilde{\mathrm{\&tau;}},{\tilde{f}}_n).$

然后将信号平均能量及累加能量E输入成本函数产生装置594以产生成本函数C(a₁，f₁，f₂)如下：

$C(a_1,f_1,f_2)={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=1}^N{\{P(\widetilde{\mathrm{\&tau;}},{\tilde{f}}_n)-[a_1{\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_1)T\right)+(E{f}_{\mathrm{step}}T-a_1){\sin c}^2\left(({\tilde{f}}_n-f_2)T\right)\left]\right\}}^2$

其中，a₁为第一相关系数、f₁为直视信号频率、f₂为多重路径信号频率、为信号平均能量、

为等间距频率、T为同调时间、E为累加能量、f_step为等间距步距。接着将成本函数C(a₁，f₁，f₂)输入估计装置596以产生参数估计值

其中

分别为第一相关系数、直视信号频率与多重路径信号频率的估计值。

图6为根据本发明另一实施例所绘示的用于定位系统的频率追踪方法流程图。步骤620，接收双路的基频信号，包括一直视信号与一多重路径信号。步骤640，根据多个参数与基频信号以获得一估计的直视信号频率。该些参数可以是上述实施例所揭露的三个参数，包括：第一相关系数、直视信号频率与多重路径信号频率；或者，可利用更多个参数进行运算，例如可多增加第二相关系数为四个估计参数，而这些参数可利用多个等间距频率所产生应注意到，更多个参数代表计算量愈大，对于手持式装置的耗电量有显著影响。

图7为根据本发明实施例相较于现有技术的导航路径实验图。较直的白色部分是根据本实施例所仿真的导航路线，弯曲的黑色部分则是现有技术所描绘出的导航路线，由图可知，根据本实施例所仿真的导航路线较接近实际行走路线，显然较现有技术所导航的路线更为准确。

本发明首揭可考量直视信号与多重路径信号频率差的特性，让定位系统(例如：GPS)导航路线变得更准确。

综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。任何熟习此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，本发明的保护范围当以权利要求所界定的为准。

Claims (20)

1.一种用于定位系统的频率追踪方法，包括：

接收一基频信号，该基频信号包括一直视信号与一多重路径信号；

根据多个等间距频率、该基频信号以及一信号平均能量产生一成本函数，其中将该基频信号乘以一时间延迟参考点，将该基频信号乘以该多个等间距频率，并产生该信号平均能量；以及

根据该成本函数以产生一估计的直视信号频率。

2.如权利要求1所述的频率追踪方法，其特征在于，更包括根据一时间延迟参考点与一同调时间产生该信号平均能量。

3.如权利要求1所述的频率追踪方法，其特征在于，更包括根据一累加次数产生该信号平均能量。

4.如权利要求3所述的频率追踪方法，其特征在于，该基频信号的一讯杂比与该累加次数相关。

5.如权利要求1所述的频率追踪方法，其特征在于，更包括根据该信号平均能量产生一累加能量。

6.如权利要求5所述的频率追踪方法，其特征在于，该产生该累加能量的一等间距频率累加范围涵盖该直视信号频率与一多重路径信号频率。

7.如权利要求1所述的频率追踪方法，其特征在于，该产生该估计的直视信号频率的步骤是利用多个参数维度的搜寻或非线性最小平方法则估计多个参数。

8.如权利要求1所述的频率追踪方法，其特征在于，更包括利用多个参数以产生该估计的直视信号频率，该些参数包括该直视信号频率、一多重路径信号频率与一相关系数。

9.如权利要求8所述的频率追踪方法，其特征在于，该相关系数与该直视信号的一信号强度、一延迟及一粗获取码的一自相关函数相关。

10.如权利要求1所述的频率追踪方法，其特征在于，该频率追踪方法是用于全球定位系统的频率追踪。

11.一种用于定位系统的频率追踪装置，用以接收一基频信号，包括：

一第一乘法器，用以将该基频信号乘以一时间延迟参考点；

多个第二乘法器，耦接于该第一乘法器，用以将该基频信号乘以多个等间距频率；

多个相关器，分别耦接于该些第二乘法器；以及

多个累加器，分别耦接于该些相关器，用以产生一信号平均能量。

12.如权利要求11所述的频率追踪装置，其特征在于，更包括一信号测距率估计装置，耦接于该些累加器，用以根据该信号平均能量以产生一参数估计值。

13.如权利要求12所述的频率追踪装置，其特征在于，该信号测距率估计装置是利用一处理器实现。

14.如权利要求12所述的频率追踪装置，其特征在于，该信号测距率估计装置包括：

一成本函数产生装置，用以产生一成本函数；以及

一估计装置，耦接于该成本函数产生装置，用以根据该成本函数产生该参数估计值。

15.如权利要求14所述的频率追踪装置，其特征在于，该信号测距率估计装置更包括一累加器，耦接于该成本函数产生装置，用以产生一累加能量。

16.如权利要求14所述的频率追踪装置，其特征在于，该成本函数相关于多个参数，该些参数包括一相关系数、一直视信号频率及一多重路径信号频率。

17.一种用于定位系统的频率追踪方法，包括：

接收一基频信号，该基频信号包括一直视信号与一多重路径信号；以及

根据多个参数与该基频信号以获得一估计的直视信号频率，该多个参数包括一时间延迟参考点、多个等间距频率，其中将该基频信号乘以该时间延迟参考点，将该基频信号乘以该多个等间距频率，并产生一信号平均能量。

18.如权利要求17所述的频率追踪方法，其特征在于，该些参数包括三个参数。

19.如权利要求17所述的频率追踪方法，其特征在于，该些参数包括四个参数。

20.如权利要求17所述的频率追踪方法，其特征在于，更包括利用多个等间距频率以产生该些参数。

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