CN101699774B - 用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法，其主要步骤包括：将长度为M个码片的接收信号划分为分别含有N个码片的P个累加窗口，且两相邻的累加窗口含有X个重叠的码片；取P个本地PN序列累加窗口长X个码片的本地零偏置PN码，补零至N点作复值FFT变换，并对变换结果取共轭后与累加窗口数据的复数FFT变换逐点相乘；对相乘结果进行IFFT变换后，取前N-X个结果求模值平方得到第i个累加窗口的相关结果；叠加相关结果，判断是否超过预设门限，从而判断是否捕获到PN序列。本发明大大减少了计算量，加快了PN序列捕获速度；且捕获性能不受接收信号的E_c/N₀变低、频率发生较大偏移的影响。

Description

用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法

技术领域

本发明涉及扩频通信系统中捕获PN序列的方法，尤其涉及应用于CDMA20001x系统下行同步PN序列捕获的实现方法。 

背景技术

在蜂窝无线移动通信领域中，CDMA系统有着许多独有的技术优势，它可以更好的对抗信道干扰并增加信息的保密性，成为3G物理层的关键技术。对直接序列扩频系统而言，为获得理想的系统性能就要求收发双方的扩频序列相位完全同步（误差必须在几分之一码片的量级），接收机必须准确、快速的知道发射机扩频序列的瞬时相位并将本地生成的扩频序列与其对准，才能进行准确的解调。 

在CDMA2000 1x系统中，每个基站都要发送专门的导频信道以便于该小区内的移动台进行同步，导频信道直接由I、Q两路的伪随机噪声（PN）序列周期重复构成，移动台利用该导频信道，进行PN序列相位捕获，获得下行定时同步。下行导频信道发送端基带模型如图1所示。 

CDMA2000 1x系统用于I路和Q路的PN码的特征多项式分别为： 

P_I(x)=x¹⁵+x¹³+x⁹+x⁸+x⁷+x⁵+1 

P_Q(x)=x¹⁵+x¹²+x¹¹+x¹⁰+x⁶+x⁵+x⁴+x³+1 

对应的生成多项式为： 

$i\left(n\right)=i(n-15)\⊕i(n-10)\⊕i(n-8)\⊕i(n-7)\⊕i(n-6)\⊕i(n-2)$

$q\left(n\right)=q(n-15)\⊕q(n-12)\⊕q(n-11)\⊕q(n-10)\⊕q(n-9)$

$\⊕q(n-5)\⊕q(n-4)\⊕q(n-3)$

符号 

表示模2加运算。PN码的生成一般使用线性反馈移位寄存器(LFSR)实现，I路与Q路的PN码LFSR结构图如图2所示。 

15级移位寄存器生成的m序列周期长度为2¹⁵-1，在连续14个0后插入一个0，作为 PN码起始位置，然后进行单极性至双极性的映射（比特0映射为+1；比特1映射为-1）得到周期为2¹⁵(32768个码片)的PN码，首尾相连周期性重复发送。 

接收机的解扰流程如图3所示。假设接收机以某一时刻s为起始缓存M个码片长度的接收信号，设该信号的实部和虚部分别为r₁(s+k)、r_Q(s+k)，其中k＝0,1,2…M-1，利用本地生成的复PN码P_I(k)、P_Q(k)对接收信号解扰，解扰后的I、Q路信号为： 

y_I(s+k)=r_I(s+k)·P_I(k)+r_Q(s+k)·P_Q(k); 

y_Q(s+k)=r_Q(s+k)·P_I(k)-r_I(s+k)·P_Q(k);k=0,1,2…M-1 

现有的PN序列捕获方法一般是将接收信号起始点s在整个PN序列周期上滑动，对每一个可能的同步时刻s，将对应的M点解扰序列y_I(s+k)、y_Q(s+k)（k＝0,1,2…M-1）进行累加，记为θ(s)： 

$\mathrm{\θ}\left(s\right)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_I(s+k)+j\·\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_Q(s+k).$

再将累加结果求取模值平方，则在一个PN序列周期内使得|θ(s)|²最大的时刻s即为接收信号PN序列相位同步时刻 

$\hat{s}=\arg \underset{s}{\max }{\left|\mathrm{\θ}\left(s\right)\right|}^2.$

实际系统中，接收信号的E_c/N₀（E_c为接收信号平均码片能量，N₀为噪声功率谱密度）可能会很低，而用于PN序列捕获的导频信道又只占了总发射信号功率的一部分；另外，移动台可能存在较大的射频晶振频率偏差或是处在车载高速移动环境中。这些都将增加PN序列捕获的难度。 

由上可见，对于传统捕获方法而言，主要有两方面的缺陷：一方面，需对接收信号所有可能同步的相位进行滑动相关检测，将解扰序列累加后再取模值平方才能判断是否成功捕获，因此计算量大，所需搜索时间很长，捕获速度慢；另一方面，在接收信号的E_c/N₀较低并存在较大频率偏移的情况下，无法保证捕获性能。 

发明内容

为了克服现有技术所存在的上述缺陷，本发明的目的就是提出一种用于CDMA2000 1x 系统的下行同步PN序列捕获方法，相对于传统方法而言，本方法适用于可编程器件（包含但不限于FPGA、DSP等）实现，大大减少了计算量，加快了PN序列捕获速度；且捕获性能不受接收信号的E_c/N₀变低、频率发生较大偏移的影响；还可以根据实际的信道环境，灵活地配置参数，更好地利用硬件资源。 

本发明采用以下技术方案来实现上述目的：用于CDMA20001x系统的下行同步PN序列捕获方法，包括： 

步骤1、以时刻s作为当前搜索窗口起始位置，缓存M个码片长度的复值接收信号并将其分为P个累加窗口，每个累加窗口含N个码片，相邻两个累加窗口的起始位置相距X个码片，且s时刻为第一个累加窗口的起始位置；其中X<N，N为FFT/IFFT变换（快速傅里叶变换/反变换）点数且取值为2的整数次幂，M=(P-1)·X+N； 

步骤2、令i=0，将复值接收信号第i个累加窗口的N个码片数据进行复数FFT变换，结果记为R_i(n)； 

步骤3、取P个本地PN序列累加窗口的本地零偏置PN码，每个本地PN序列累加窗口长X个码片，相邻两个本地PN序列累加窗口首尾顺序相连；将第i个本地PN序列累加窗口的X个码片数据末尾补零至N点作复值FFT变换，并对结果取共轭得到PN_i(n)^*； 

步骤4、将步骤2所得的结果R_i(n)与步骤3所得的结果PN_i(n)^*逐点相乘，得到Z_i(n)=R_i(n)·PN_i(n)^*；然后再对Z_i(n)进行N点IFFT变换，并将IFFT结果的前N-X个结果求模值平方得到第i个累加窗口的N-X个相关结果|z_i(k)|²，k=0,1…,N-X-1； 

步骤5、令i＝i+1，接收信号滑动至下一个累加窗口的N个码片，本地零偏置PN码滑动至下一个本地PN序列累加窗口的X个码片，重复步骤2-4，直至i＝P-1，得到P个累加窗口的N-X个相关结果：|z₀(k)|²,|z₁(k)|²,…,|z_P-1(k)|²； 

步骤6、将所得的P个累加窗口的N-X个相关结果|z₀(k)|²,z₁(k)|²,…,|z_P-1(k)|²进行叠加，将P个累加窗口的第j个相关结果逐一累加作为第j个叠加结果，得到N-X个叠加结果，1≤j≤N-X； 

步骤7、将步骤6所得的N-X个叠加结果逐一与预设门限进行比较，若有叠加结果超过 预设门限，则成功捕获PN序列；否则，搜索窗口起始位置延时N-X个码片，返回步骤1，直至成功捕获PN序列或搜索完整个PN序列周期。 

所述X=N/2。 

所述步骤7后还执行：步骤8、若搜索完整个PN序列周期后，仍然没有叠加结果超过设定门限，则选择下一个待搜索频率点，按照步骤1-7继续对接收信号搜索一个PN序列周期，直至成功捕获到PN序列。 

步骤4中将PN_i(n)^*与R_i(n)逐点相乘通过N个复数乘法器实现。 

步骤4中将IFFT结果的前N/2点求模值平方通过N个实数乘法器和N/2个实数加法器实现。 

从以上技术方案可知，本发明的主要步骤包括：将长度为M个码片的接收信号划分为分别含有N个码片的P个累加窗口，且两相邻的累加窗口含有N-X个重叠的码片；取P个本地PN序列累加窗口的本地零偏置PN码，每个本地PN序列累加窗口长X个码片，对每个本地PN序列累加窗口补零至N点作复值FFT变换，并对变换结果取共轭后与累加窗口数据的复数FFT变换逐点相乘；对相乘结果进行IFFT变换后，取前N-X个结果求模值平方得到第i个累加窗口的N-X个相关结果；叠加相关结果，判断是否超过预设门限，从而判断是否捕获到PN序列。 

从以上技术方案及其主要步骤可知，与传统捕获方法相比较，本发明方法的优点及有益效果在于： 

1）利用FFT/IFFT变换简化了传统时域相关运算，有效的减小了计算量，适合在可编程器件上实现。例如可利用专用FFT芯片或在可编程器件中实现FFT/IFFT变换。 

2）将每个累加窗IFFT结果的前N/2点求取模值平方后，再进行叠加，使一定范围内的频率偏移对相关搜索结果的不利影响不会随累加窗口数量的增加而积累。实践证明，当接收信号的频率偏移在±1000Hz范围内，且导频信道的E_c/N₀≥-27dB时，利用本方法可以实现可靠的PN序列相位捕获。 

为保证低E_c/N₀时的捕获性能，可增加累加窗口数目，根据系统要求进行计算量和硬件实现方面的优化。 

3）当N值取值较大时，本方法大幅减小了相关运算计算量、提高了搜索效率。在本发明中，N取64或以上时，运算量相对传统方法更小；N越大，效果越明显，结合硬件实现情况，一般N可取512或1024等。 

对参数X而言，X取值越小，对应搜索窗口越大，搜索效率越高，但相同捕获性能下需要的累加窗口数目也越多。当X=N/2时，本方法搜索效率最高。 

通过存储本地PN码FFT的共轭结果和接收信号各个累加窗的FFT结果，还可以进一步减小计算量。 

4）当接收信号的频率偏移超过±1000Hz的范围时，频率偏移的影响可能会使上述方法无法捕获接收信号的PN序列。此时将实际中需要考虑的频率偏移范围（蜂窝无线通信中，接收机频率偏移一般在±3000Hz的范围内）划分为2000Hz间隔的有限多个待搜索频率点的集合，记为{f_δ|f_δ=δ·2000Hz,δ=0,±1,…}；然后调整本地接收机晶振频率，使其在频域上以2000Hz的间隔搜索所有频率点f_δ（实际只考虑频率偏移范围内的有限多个可能值），可确保成功捕获PN序列。 

附图说明

图1为CDMA2000 1x系统发送端基带导频信号的示意图； 

图2为CDMA2000 1x系统生成I、Q两路PN码的示意图； 

图3为接收端利用复数PN码对基带信号进行解扰的示意图； 

图4为本发明对M个码片长度的接收信号进行相关运算的示意图； 

图5为本发明的流程图。 

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。 

实施例 

本发明可在可编程器件上实现，对接收信号进行相关运算的过程如图4所示，整个捕获过程如图5所示；具体包括以下步骤： 

步骤1、在待搜索频率点集合{f_δ}中，选择一个当前搜索频率点，以时刻s作为当前搜索窗口起始位置，缓存M个码片长度的复值接收信号r(s+k)＝r_I(s+k)+j·r_Q(s+k)， k=0,1,2…,M-1，然后将接收信号分为P个累加窗口，每个累加窗口含N个码片，相邻两个累加窗口的起始位置相距X个码片，且s时刻为第一个累加窗口的起始位置；其中X<N，N为FFT/IFFT变换（快速傅里叶变换/反变换）点数且取值为2的整数次幂，M=(P-1)·X+N。 

本实施例中优选X＝N/2，则M=N·(P+1)/2；相邻两个累加窗口的接收信号有N-X个码片是重叠的，即有N/2个码片是重叠的。 

步骤2、令i=0，将复值接收信号第i个累加窗口的N个码片数据r(s+k)进行复数FFT变换，结果记为R_i(n)，其中k=i·X,i·X+1,…,i·X+N-1，n=0,1,2…N-1。 

由于优选X＝N/2，所以k=i·N/2,i·N/2+1,…,i·N/2+N-1。其中，FFT变换可使用专用FFT 芯片或在可编程器件中使用N·log₂N个复数乘法器和2·N·log₂N个复数加法器实现。 

步骤3、取P个本地PN序列累加窗口的本地零偏置PN码pn(k)=P_I(k)+j·P_Q(k)，k=0,1,…,X·P-1，每个本地PN序列累加窗口长X个码片，相邻两个本地PN序列累加窗口首尾顺序相连；将第i个本地PN序列累加窗口的X个码片数据pn(k)，k=i·X,i·X+1,…,(i+1)·X-1,末尾补零至N点作复值FFT变换，并对结果PN_i(n)，n=0,1,2…N-1,取共轭，得到PN_i(n)^*，其中*符号表示复数取共轭。 

由于优选X＝N/2，所以k=i·N/2,i·N/2+1,…,(i+1)·N/2-1。 

步骤4、将步骤2所得的结果R_i(n)与步骤3所得的结果PN_i(n)^*逐点相乘，得到Z_i(n)=R_i(n)·PN_i(n)^*；然后再对Z_i(n)进行N点IFFT变换，并将IFFT结果的前N-X个结果求模值平方，结果记为|z_i(k)|²，即得到第i个累加窗口的N-X个相关结果，其中n=0,1,2…N-1，k=0,1…,N-X-1。 

由于优选X＝N/2，所以k=0,1…,N/21，求模值平方是对IFFT结果的前N/2点进行的。 

将PN_i(n)^*与R_i(n)逐点相乘可以通过在可编程器件中使用N个复数乘法器来实现；IFFT变换为FFT变换的逆过程，因此IFFT变换的实现方法与FFT变换的相同；将IFFT结果的前N/2点求模值平方可以通过N个实数乘法器和N/2个实数加法器来实现。 

步骤5、令i＝i+1，接收信号滑动至下一个累加窗口的N个码片，本地零偏置PN码滑动至下一个本地PN序列累加窗口的X个码片，重复步骤2-4，直至i＝P-1，得到P个累加窗口，每个窗口N-X个相关结果：|z₀(k)|²,|z₁(k)|²,…,|z_P-1(k)|²，k=0,1…,N-X-1。 

由于优选X＝N/2，所以PN序列滑动N/2个码片至下一个本地PN序列累加窗口，k=0,1…,N/2-1。 

步骤6、将所得的P个累加窗口的N-X个相关结果|z₀(k)|²,|z₁(k)|²,…,|z_P-1(k)|²进行叠加，将P个累加窗口的第j个相关结果逐一累加作为第j个叠加结果，得到N-X个叠加结果： 

k=0,1…,N-X-1，1≤j≤N-X，作为以s时刻为起始、N-X个码片长度的当前搜索窗口的相关结果。 

本步骤所述叠加是累加窗口与累加窗口之间的叠加。假设P个累加窗口的N-X个相关结果用矩阵表示：行代表一个累加窗口上的N-X个相关结果，列代表累加窗口；则叠加应该是按行叠加，将矩阵中每一列上的相关结果逐一累加作为一个叠加结果，最后得到一行叠加结果。优选X＝N/2。对P个累加窗口的相关结果进行叠加时可以采用N·(P-1)/2个实数加法器来实现。 

步骤7、将步骤6所得的N-X个叠加结果（即当前搜索窗口的相关结果）逐一与预设门限进行比较，若有叠加结果超过预设门限，则成功捕获PN序列；否则，令s=s+(N-X)，搜索窗口起始位置延时N-X个码片，返回步骤1，直至成功捕获PN序列或搜索完整个PN序列周期。 

由于X＝N/2，所以上述s=s+N/2，搜索窗口的起始位置延时N/2个码片。N-X个叠加结果与预设门限的比较可以采用N/2个比较器实现。 

步骤8、若搜索完整个PN序列周期后（即搜索窗口滑动次数大于等于32768·2/N次），仍然没有叠加结果超过设定门限，则选择下一个待搜索频率点f_δ，按照上述步骤1-7继续对接收信号搜索一个PN序列周期，直至成功捕获到PN序列。 

通过调节本地晶振频率，使其偏移2000Hz，即可完成对下一个待搜索频率点f_δ的选择。在可编程器件上实现本发明时，还可以通过增加存储空间来进一步减少步骤8的计算量： 

（1）直接存储P段本地PN序列累加窗口的FFT共轭结果PN_i(n)^*（i＝0,1,…,P-1，n=0,1,…,N-1），可省去步骤3中的重复计算。 

（2）当X=N/2时，接收信号当前搜索窗口的第i个（i＝1,2,…,P-1）累加窗口与下一个搜索窗口的第i-1个累加窗口重合，在可编程器件中缓存接收信号第P-1个累加窗口的FFT结果R_i(n)（i＝1,2,…,P-1，n=0,1,…,N-1），则对下一个搜索窗口，当i≠P-1时，可省去步骤2中的重复计算。 

使用上述简化方法后，每滑动一个搜索窗（起始位置延时N/2个码片），只需要对接收信号的第P-1个（即最后一个）累加窗口进行1次FFT变换并将结果保存，而IFFT变换次数不变。实现时可根据硬件条件灵活选择。 

上述实施例以单倍采样为例，是本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，例如多倍采样的原理与实现可在本实施例所述基础上简单扩展得到；其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (6)

1.用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1、以时刻s作为当前搜索窗口起始位置，缓存M个码片长度的复值接收信号并将其分为P个累加窗口，每个累加窗口含N个码片，相邻两个累加窗口的起始位置相距X个码片，且s时刻为第一个累加窗口的起始位置；其中X<N，N为FFT/IFFT变换点数且取值为2的整数次幂，M=(P-1)·X+N；

步骤2、令i=0，将接收信号第i个累加窗口的N个码片数据进行复数FFT变换，结果记为R_i(n)；

步骤3、取P个本地PN序列累加窗口的本地零偏置PN码，每个本地PN序列累加窗口长X个码片，相邻两个本地PN序列累加窗口首尾顺序相连；将第i个本地PN序列累加窗口的X个码片数据末尾补零至N点作复值FFT变换，并对结果取共轭得到PN_i(n)^*；

步骤4、将步骤2所得的结果R_i(n)与步骤3所得的结果PN_i(n)^*逐点相乘，得到Z_i(n)=R_i(n)·PN_i(n)^*；然后再对Z_i(n)进行N点IFFT变换，并将IFFT结果的前N-X个结果求模值平方得到第i个累加窗口的N-X个相关结果|z_i(k)|²，k=0,1…,N-X-1；

步骤5、令i＝i+1，接收信号滑动至下一个累加窗口的N个码片，本地零偏置PN码滑动至下一个本地PN序列累加窗口的X个码片，重复步骤2-4，直至i＝P-1，得到P个累加窗口的N-X个相关结果：|z₀(k)|²,|z₁(k)|²,…,|z_P-1(k)|²；

步骤6、将所得的P个累加窗口的N-X个相关结果|z₀(k)|²,z₁(k)|²，…,|z_P-1(k)|²进行叠加，将P个累加窗口的第j个相关结果逐一累加作为第j个叠加结果，得到N-X个叠加结果，1≤j≤N-X；

步骤7、将步骤6所得的N-X个叠加结果逐一与预设门限进行比较，若有叠加结果超过预设门限，则成功捕获PN序列；否则，搜索窗口起始位置延时N-X个码片，返回步骤1，直至成功捕获PN序列或搜索完整个PN序列周期。

2.根据权利要求1所述的用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法，其特征在于：所述X=N/2。

3.根据权利要求2所述的用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法，其特征在于所述步骤7后还执行：

步骤8、若搜索完整个PN序列周期后，仍然没有叠加结果超过设定门限，则选择下一个待搜索频率点，按照步骤1-7继续对接收信号搜索一个PN序列周期，直至成功捕获到PN序列。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法，其特征在于：将步骤3所得到的PN_i(n)^*存储在存储空间。

5.根据权利要求1-3中任一项所述的用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法，其特征在于：步骤4中将PN_i(n)^*与R_i(n)逐点相乘通过N个复数乘法器实现。

6.根据权利要求2或3所述的用于CDMA2000 1x系统的下行同步PN序列捕获方法，其特征在于：步骤4中将IFFT结果的前N/2点求模值平方通过N个实数乘法器和N/2个实数加法器实现。

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