CN100373797C - 码分多址时分多址移动通信的设备 - Google Patents

Abstract

码分多址时分多址移动通信的设备涉及一种利用码分多址和可变扩频因子实现移动通信方法的改进，针对FDD宽带码分多址或cdma2000标准中利用可变扩频系数(VSF)实现多用户不同数据速率兼容的技术缺陷，提出一种改进设备，该设备包括基站发信设备和用户端收信设备两部分，在基站发信设备中，由多路相同的语音或低速数据用户的数据电路(A)和一路高速数据用户电路(B)以及相加器(5)、复扰码电路(6)、正交移相键控电路(7)组成；用户端收信设备中的射频处理器(14)的输出端经正交移相键控相干解调器(15)接至串行干扰抵消和用户数据解调器(16)。约可节省一半的发功率，同时使自干扰大幅下降，系统容量上升。

Description

码分多址时分多址移动通信的设备

技术领域

本实现方法涉及第三代(3G)码分多址(CDMA)移动通信标准的理论基础，将采用串行干扰抵消器和码分多址/时分多址(TDMA)的方法改善原频分双工宽带码分多址(FDD WCDMA)和cdma2000标准仅采用CDMA和可变扩频因子方式实现多用户多速率兼容的技术缺陷，属于移动通信技术领域。

背景技术

FDD-WCDMA标准和cdma2000标准均采用码分多址(CDMA)和可变扩频因子(VSF)的方法在一个载频上实现多用户不同数据速率信号的兼容。当用户要求的数据速率上升时，可采用减小VSF的方法实现，此时该用户速率和低速用户数据速率的比值较小，在系统中产生的自干扰增加倍数基本上正比于用户速率比，导致大量占用系统容量，并使得要求的发功率上升。而且在码分多址系统中不易使用高频谱效率的调制方式，因为这些调制方式的功率利用率较低，将会使自干扰上升，系统容量下降。然而在时分多址系统中却不存在自干扰，可以使用高频谱效率的调制方式。此外为了使系统容量上升，发功率下降常常希望使用多用户接收机。多用户接收机的技术可实现性和价格直接正比于系统中的码分多址信道数量，并与各信道的数据速率比有关。当系统中的信道数下降时，识别干扰信道的难度下降，当信道的数据速率比上升时，高速数据信道产生的干扰信号强度上升，识别难度下降。也可以采取只消除某些高速数据信道较强干扰的做法，以降低多用户接收机的成本。原方法的技术缺陷是采用码分多址和VSF方法实现不同用户数据速率的兼容时，各用户之间的数据速率比值较小，高速数据用户产生的自干扰正比于用户间的数据速率比，使信道容量下降较快，并使要求的发功率上升，而且信道数量很大，难以使用多用户接收机。

发明内容

技术问题：本发明的目的是针对FDD宽带码分多址(WCDMA)或cdma2000标准中利用可变扩频系数(VSF)实现多用户不同数据速率兼容的技术缺陷，提出一种改进设备，即码分多址时分多址移动通信的设备。

技术方案：本发明将采用码分多址/时分多址的方法取代原FDD WCDMA和cdma2000标准中只使用码分多址和VSF实现多用户多速率兼容的方法。将使用码分多址的方法区分那些语音数据用户、数据速率近似和语音用户相等的数据用户和一条高速数据信道，在高速数据信道中利用时分多址的方法区分那些高速数据用户。在语音和低速数据用户接收机中可以使用最易实现的串行干扰抵消器，只用于消除一条高速数据信道产生的自干扰。这种方法可以增加系统容量，减少发功率需求，并使用较简单的串行干扰抵消器，降低系统成本。还可以在高速时分多址信道中使用16QAM等高频谱利用率的调制器，以提高系统容量，即频谱利用率。

本发明的码分多址时分多址的移动通信设备包括基站发信设备和用户端收信设备两部分，在基站发信设备中，由多路相同的语音或低速数据用户的数据电路和一路高速数据用户电路以及相加器、复扰码电路、正交移相键控电路组成；其中，每一路语音或低速数据用户的数据电路中的基带信号处理器的输出端通过扰码器接到地址码电路，地址码电路的输出端经增益调整器接至相加器；高速数据用户电路中的多个高速数据用户信号经时分多址合路器接至时隙基带信号处理器，时隙基带信号处理器的输出端经扰码器接至地址码电路，地址码电路的输出端经时隙增益调整器也接至相加器；相加器的两路输出端经复扰码电路接至正交移相键控电路，正交移相键控的输出端经射频处理器接至天线；用户端收信设备中的射频处理器的输出端经正交移相键控相干解调器接至串行干扰抵消和用户数据解调器。

所述用户端收信设备中的正交移相键控相干解调器由两部分电路组成，其中的第1运算放大器将输入的信号S₈＇分为两路相同的信号经第2运算放大器放大再滤波后送后面由第1乘法器M₁和第2乘法器M₂构成的两路正交移相键控解调电路；导频信号由电阻R₇输入，经第3运算放大器分为两路并行信号，由第4运算放大器放大、滤波后送入第1逆调制器M3和第2逆调制器M4，与经相位调整后的第1扰码序列PN_IL和第2扰码序列PN_QL相乘后，取得相干载波信号送第1乘法器M1和第2乘法器M2。

所述串行干扰抵消和用户数据解调器中的多径接收和正交分集电路中，分别用于两路输入信号时延的是第1时延电感L₁，第1时延电容C₂，第2时延电感L₂，第2时延电容C₃，第5运算放大器用于3路输入信号的相加；第3时延电感L₃，第3时延电容C₅，第4时延电感L₄，第4时延电容C₆，第6运算放大器有类似作用。第7运算放大器用于正交分集。

所述再生重构、低通滤波和多径合路器、干扰抵消器中的第8运算放大器I₁和第9运算放大器I₃用于3路再生重构输入信号的合路，所述第8、第9运算放大器的输出接低通滤波电路；第5时延电感L₃，第5时延电容C₅，第6时延电感L₄，第6时延电容，分别用于两路输入信号S_7I＇、S_7Q＇的时延调整，第10运算放大器I₂和第11运算放大器I₄用于干扰消除。

本发明给出的基本理论如下：

检测的误比特率BER要求一定时，收信的门限信噪比值

应与发信速率R_b无关，其中E_b为比特能量，N_t为自干扰和热噪声的功率谱密度。假设系统中有N个语音用户，1个数据用户，发信速率分别为R_bv和R_bd，并且R_bd＝KR_bv。在上行链路中，基站所接收到语音用户和数据用户的功率分别为P_rv和P_rd，那么，对于某个语音用户，干扰功率谱密度为 $N_{\mathrm{tv}}=N_0+\frac{(N-1)P_{\mathrm{rv}}+P_{\mathrm{rd}}}{W},$ 其中W为信号扩频后的带宽，N₀为热噪声谱密度；对于数据用户， $N_{\mathrm{td}}=N_0+\frac{N{P}_{\mathrm{rv}}}{W}.$ 显然，N_td<N_tv。根据门限信噪比可以导出基站对数据和语音用户的收信功率要求，有门限信噪比 $\frac{E_b}{N_t}=\frac{P_{\mathrm{rd}}/R_{\mathrm{vd}}}{N_{\mathrm{td}}}=d,$ 那么 $P_{\mathrm{rd}}=d{R}_{\mathrm{bd}}{N}_{\mathrm{td}}=d{R}_{\mathrm{bd}}(N_0+\frac{N{P}_{\mathrm{rv}}}{W}).$ 同理可得

$P_{\mathrm{rv}}=d{R}_{\mathrm{bv}}{N}_{\mathrm{Iv}}=d{R}_{\mathrm{bv}}\&lsqb;N_0+\frac{(N-1P_{\mathrm{rv}}+P_{\mathrm{rd}})}{W}\&rsqb;.$ 两者之比为

$\frac{P_{\mathrm{rd}}}{P_{\mathrm{rv}}}=\frac{K(N_0+\frac{N{\mathrm{NP}}_{\mathrm{rv}}}{W})}{N_0+\frac{(N-1)P_{\mathrm{rv}}+P_{\mathrm{rd}}}{W}}---\left(1\right)$

一般，热噪声远小于自干扰，因此可以忽略N₀的影响，一般小区中的语音用户数N>>1，由此简化式(1)可得

$\frac{P_{\mathrm{rd}}}{P_{\mathrm{rv}}}=\sqrt{\mathrm{KN}+\frac{N^2}{4}}-\frac{N}{2}---\left(2\right)$

假设小区中有N个语音用户，M个数据用户，那么式(2)变为

$K\&prime;=\frac{P_{\mathrm{rd}}}{P_{\mathrm{rv}}}=\sqrt{\frac{\mathrm{KN}}{M}+\&lsqb;\frac{N-K(M-1)}{2M}{\&rsqb;}^2-\frac{N-K(M-1)}{2M}}---\left(3\right)$

取语音用户N＝30，数据用户取M＝1、4、8，K值取6、12、24、48时，可得表1。

表1

K	M	K＇	K/K＇
				6	1	5	1.2
4	5.4	1.11
			8		5.6	1.07
12	1	9					1.33
			4	10.3	1.17
	8	10.9				1.1
			24	1	15.7		1.53
4	19.7	1.22
				8	21.4	1.12
48	1	25.8					1.86
			4	38	1.26
	8	42.5				1.13

由表1可知，在码分多址条件下，当数据用户数较多，例如M＝8时，当 $K=\frac{R_{\mathrm{db}}}{R_{\mathrm{bv}}}\&le;6$ 的情况下，BER一定时，用户数据速率比与语音收信功率比K≈K＇，这表明数据用户的收功率比值正比于它们的数据速率比，会导致占用的容量上升，要求的发功率增大。

有益效果：但当数据用户与语音用户的速率比K＝48且只有一个数据用户时，K/K＇＝1.86。此时的数据速率相当于48个语音用户数据速率的捆绑，所需的发功率才相当于25.8个语音用户，约可节省一半的发功率，同时使自干扰大幅下降，系统容量上升。这对于提高CDMA系统的下行链路容量和基站功率利用率有重大意义。这相当48个语音数据速率的信道容量将使用时分多址的方法分配给多个数据用户。同时由于系统中只存在一个高速数据信道的强干扰，可以采用简单的串行干扰抵消器消除。此时，系统可保留原有的语音和低速数据用户的容量，此外还增加一个时分多址的高速数据信道，其容量可能超过原有的系统容量。

附图说明

图1为本发明基站端发信电路框图。其中有基带信号处理器1，扰码器2，地址码电路3，增益调整器4，相加器5，复扰码电路6，正交移相键控电路7，射频处理器8，时分多址合路器9，时隙基带信号处理器10，扰码器11，地址码电路12，时隙增益调整器13。

图2为用户端收信电路框图。其中包括射频处理器14，正交移相键控相干解调器15，串行干扰抵消和用户数据解调器16。

图3为图2中正交移相键控相干解调器15的电路原理框图。

图4为图2中串行干扰抵消和用户数据解调器16的电路原理框图。

图5为图3中多径接收和正交分集电路19的电路原理图。

图6为图3中再生重构、低通滤波器和多径合路器20、干扰抵消器23的电路原理图。

以上的图中还包括第一复扰码、扰码、地址码译码和多径分离17、第二复扰码、扰码、地址码译码和多径分离18、第三复扰码、扰码、地址码译码和多径分离24、第四复扰码、扰码、地址码译码和多径分离25、第一RAKE接收和正交分集19、多径合路器20、时分多址分路21、基带信号处理22、干扰抵消器23、第二RAKE接收和正交分集26、基带信号处理27。

具体实施方式

本发明可用于增大现存FDD CDMA移动通信系统的下行链路容量，可在cdma20001x系统原语音或低速数据用户容量的基础上增加一条下行码元速率可达1.2288Msps的高速数据信道。假定取纠错编码率Rc＝1/2时，则高速数据信道的比特速率可达614.4kbps。

本实施例可使用图1中的基站端发电路框图。主要由基站信号处理器1，扰码器2，地址码电路3，增益调整器4，相加器5，复扰码电路6，正交移相键控电路7，射频处理器8，时分多址合路器9，时隙基带信号处理器10，扰码器11，地址码电路12和时隙增益调整器13。图中的S₁₁、S₁₂、……、S_1N为N个语音或低速数据用户的数据，也可是信令信道的数据。经基带信号处理器(1)完成纠错编码等过程，扰码器(2)将输入数据溜S₂₁与2⁴²-1位长的伪随机序列PN₇相加，有加密作用，PN₇、PN₈、……、PN_6+N和PN₀的序列结构相同，但具有不同的时延。地址码电路3将S₃₁信号与输入的信道地址码W₂相乘，完成地址码编码、扩频过程，输入沃尔什(Walsh)地址码的码片速率取1.2288Mcps，码字长度为64个码片。增益调制器4将根据移动台的收信误帧率要求调整该路信道的发功率。N路输入信号经上述类似处理后送入相加器5.

各路高速数据用户的信号D₁₁、D₁₂、……、D_1N进入时分多址合路器9，形成一条数据速率达614.4kbps的高速数据信道，假定有12个高速数据用户时，则每一用户的数据速率可达614.4/12＝153.6kbps，合路后的信号S_1D分为12个时隙，每一个时隙对应一个高速数据用户。时隙基带信号处理器10主要用于信号S_1D分时隙(用户)实现纠错编码率Rc＝1/2的纠错编码和加密，取64位长的Walsh码字之一W_D作为信号S_2D的地址码，W_D不应该是任一个已经在语音或低速数据用户信道中使用的地址码。扰码器11用于改善高速数据信道的功率谱均匀度，时隙增益调整器13用于高速数据信道各用户的发功率调整。高速数据信道的信号S_5D也送至相加器5。

相加器5输出经复扰码电路6处理后形成两路信息内容相同的信号S_7I和S_7Q，PN_I和PN_Q分别为I、Q两路不同的短扰码序列。正交移相键控电路7用于形成2路正交分集的二相相移键控信号，送入射频处理器8，最后形成用于天线发送的射频信号。

图2中下行链路用户端的收信电路框图中包括射频处理器14用于将无线接收的射频信号变换为与发端信号S₈对应的中频信号S₈＇，送正交移相键控相干解调器15，它的两路输出信号S_7I＇和S_7Q＇送串行干扰抵消和用户数据解调器16，由该电路输出高速数据用户K的信号D_1K＇，也可以送出语音或低速数据用户K的信号S_1K＇。

正交移相键控相干解调器15的电路见图3，其中的第1运算放大器U1将输入的信号S₈＇分为两路相同的信号经第2运算放大器U2放大再滤波后送后面由M₁和M₂构成的两路正交移相键控解调电路。导频信号由R₇输入，经第3运算放大器U3分为两路并行信号，由第4运算放大器U4放大、滤波后送入逆调制器M3和M4，与经相位调整后的PN_IL和PN_QL相乘后，取得相干载波信号送M1和M2。

图2中的串行干扰抵消和用户数据解调器15电路见图4。图4中的复扰码、扰码、地址码译码和多径分离17用于从S_7I＇信号中取出高速数据信道的信号，设多径传播信道数为3时，则它输出3条路径信号。复扰码、扰码、地址码译码和多径分离18、24、25的作用类似。RAKE接收和正交分集26用于两路输入的三路传播路径信号的时延调整，将每一组三路传播路径信号合为一路，再将两路正交分集信号合并，可用于克服多径传播衰落的影响。RAKE接收和正交分集26电路的作用与RAKE接收和正交分集19的作用类似，不过它是用于语音或低速数据用户信号的接收。时分多址分路与用于从高速数据信道中取出某一高速数据用户K的信号再经基带信号处理22解密和纠错后恢复用户K的数据信号D_1K＇，它对应与基站发端的高速数据用户K的发信号D_1K。

图4中的再生重构、低通滤波和多径合路器20用于将第一复扰码、扰码、地址码译码和多径分离17输出的三路传播路径的信号合路，经低通滤波后恢复成S_7I＇中的高速信道信号S_7II＇，对第一复扰码、扰码、地址码译码和多径分离18输出的信号进行类似处理，恢复成S_7Q＇中的高速信道信号S_7QI＇。干扰抵消器23含有S_7I＇和S_7Q＇的延迟调整电路和减法电路，将S_7I＇延迟，使其中的高速信道信号和S_7II＇对齐，再从S_7I＇中减去S_7II＇信号，可消除S_7I＇中的高速信道信号干扰；干扰抵消器23对S_7Q＇有类似的作用。使用于语音和低速数据用户K信号解调的第三复扰码、扰码、地址码译码和多径分离24、第四复扰码、扰码、地址码译码和多径分离25输入信号中的高速数据信道干扰大为下降，使要求的收信号功率下降，系统容量上升，RAKE接收和正交分集26与19有类似的作用，基带信号处理27主要用于纠错译码。

图5中给出多径接收和正交分集框图中的具体电路，其中L₁，C₂，L₂，C₃分别用于两路输入信号的时延，第5运算放大器A1用于3路输入信号的相加。L₃，C₅，L₄，C₆，A2有类似作用。第7运算放大器A3用于正交分集。

1.图6给出图4中再生重构、低通滤波和多径合路器20、干扰抵消器23的电路图。其中第8运算放大器I₁和第9运算放大器I₃用于3路输入信号的合路，所述第8运算放大器I₁和第9运算放大器I₃的输出接低通滤波电路。第5时延电感(L₃)，第5时延电容(C₅)，第6时延电感(L₄)，第6时延电容(C₆)，分别用于两路输入信号(S_7I、S_7Q＇)的时延调整，第10运算放大器(I₂)和第11运算放大器(I₄)用于干扰消除。

从上述实施例可以看出，由于基站端发信和用户收信设备的简单性和易实施性，使串行干扰抵消器得以应用，使发明的CDMA/TDMA系统能克服现存单纯采用码分多址和可变扩频因子多用户多速率兼容系统自干扰大、容量受限、频谱利用率低、上下行容量基本对称的严重缺陷，使高速数据用户的用户数和数据速率在原有语音和低速数据容量的基础上大幅上升，并可满足多用户下行高速率的移动因特网要求。

除上述实施例外，本发明还可以有其它实施方式。凡采用等同替换成等效变换形成的技术方案，均落在本发明专利要求的保护范围。

Claims (4)

1.一种码分多址时分多址的移动通信设备，其特征在于该设备包括基站发信设备和用户端收信设备两部分，在基站发信设备中，由多路相同的语音或低速数据用户的数据电路(A)和一路高速数据用户电路(B)以及相加器(5)、复扰码电路(6)、正交移相键控电路(7)组成；其中，每一路语音或低速数据用户的数据电路(A)中的基带信号处理器(1)的输出端通过第一扰码器(2)接到第一地址码电路(3)，第一地址码电路(3)的输出端经增益调整器(4)接至相加器(5)；高速数据用户电路(B)中的多个高速数据用户信号(D)经时分多址合路器(9)接至时隙基带信号处理器(10)，时隙基带信号处理器(10)的输出端经第二扰码器(11)接至第二地址码电路(12)，第二地址码电路(12)的输出端经时隙增益调整器(13)也接至相加器(5)；相加器(5)的两路输出端经复扰码电路(6)接至正交移相键控电路(7)，正交移相键控电路(7)的输出端经射频处理器(8)接至天线；用户端收信设备中的射频处理器(14)的输出端经正交移相键控相干解调器(15)接至串行干扰抵消和用户数据解调器(16)。

2.根据权利要求1所述的码分多址时分多址的移动通信设备，其特征在于所述用户端收信设备中的正交移相键控相干解调器(15)由两部分电路组成，其中的第1运算放大器(U1)将输入的信号S₈′分为两路相同的信号经第2运算放大器(U2)放大再滤波后送后面由第1乘法器(M₁)和第2乘法器(M₂)构成的两路正交移相键控解调电路；导频信号由电阻R₇输入，经第3运算放大器(U3)分为两路并行信号，由第4运算放大器(U4)放大、滤波后送入第1逆调制器(M3)和第2逆调制器(M4)，与经相位调整后的第1扰码序列(PN_IL)和第2扰码序列(PN_QL)相乘后，取得相干载波信号送第1乘法器(M1)和第2乘法器(M2)。

3.根据权利要求1所述的码分多址时分多址的移动通信设备，其特征在于所述串行干扰抵消和用户数据解调器(16)包括多径接收和正交分集电路(19)、第1复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(17)、第2复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(18)，由第1复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(17)输出的3路信号用于所述多径接收和正交分集电路(19)中第5运算放大器(A1)的第一组3路输入信号，第一组3路输入信号中的两路输入信号在输入第5运算放大器(A1)之前要分别经过第1时延电感(LF₁)、第1时延电容(CF₂)和第2时延电感(LF₂)、第2时延电容(CF₃)进行时延调整；第一组3路输入信号在第5运算放大器(A1)中相加，输出第1路分集接收信号；由第2复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(18)输出的3路信号用于所述多径接收和正交分集电路(19)中第6运算放大器(A2)的第二组3路输入信号，第二组3路输入信号中的两路输入信号在输入第6运算放大器(A2)之前要分别经过第3时延电感(LF₃)、第3时延电容(CF₅)和第4时延电感(LF₄)、第4时延电容(CF₆)进行时延调整，第二组3路输入信号在第6运算放大器(A2)中相加，输出正交的第2路分集接收信号；所述第5运算放大器(A1)和第6运算放大器(A2)的输出接到第7运算放大器(A3)的2路输入端，其输出为合成正交分集接收信号。

4.根据权利要求1所述使用码分多址时分多址的移动通信设备，其特征在于：所述串行干扰抵消和用户数据解调器(16)包括再生重构、低通滤波和多径合路器(20)、干扰抵消器(23)、第1复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(17)、第2复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(18)，由第1复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(17)输出的3路信号用于所述再生重构、低通滤波和多径合路器(20)、干扰抵消器(23)中第8运算放大器(I₁)的3路输入信号，由第2复扰码、扰码、地址码译码和多径分离电路(18)输出的3路信号用于所述再生重构、低通滤波和多径合路器(20)、干扰抵消器(23)中第9运算放大器(I₃)的3路输入信号，所述第8运算放大器(I₁)、第9运算放大器(I₃)的输出端分别接低通滤波电路，滤波后得到2路仿真干扰信号，并输入到第10运算放大器(I₂)和第11运算放大器(I₄)；第5时延电感(LS₃)，第5时延电容(CS₅)，第6时延电感(LS₄)，第6时延电容(CS₆)，分别用于两路正交输入信号(S_7I’、S_7Q’)的时延调整，所述两路正交输入信号(S_7I’、S_7Q’)是所述正交移相键控相干解调器(15)的2路正交输出信号；第10运算放大器(I₂)和第11运算放大器(I₄)用于从经时延调整后的两路正交输入信号中消除所述2路仿真干扰信号的干扰。

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