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PATENTANSPRÜCH E
1. Elektrische Leitung mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter zur Unterdrückung von auf der Leitung befind lichen höherfrequenten Störsignalen, bei welcher Leitung mindestens ein Leitungsabschnitt eine Wellenimpedanz hat, welche einen gegenüber der Wellenimpedanz eines benachbarten Leitungsabschnittes oder gegenüber der äquivalenten Wellenimpedanz eines benachbarten diskreten Elementes unterschiedlichen Wert hat, wobei dieser Leitungsabschnitt mit Verlusten behaftet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Leitungsabschnitt eine sich kontinuierlich ändernde Wellenimpedanz hat, um über diesen Leitungsabschnitt verteilte, durch die Verluste des Leitungsabschnittes gedämpfte Reflexionen der Störsignale zu erzeugen.
2. Leitung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Verluste des Leitungsabschnittes dielektrische Verluste und/oder magnetische Verluste und/oder Skineffekt-Verluste sind.
3. Leitung nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass sie mindestens drei aufeinanderfolgende Leitungsabschnitte aufweist, welche voneinander verschiedene Wellenimpedanzen bzw. voneinander verschiedene Impedanzverläufe haben und bei denen mindestens ein Abschnitt mit dielektrischen Verlusten und/oder magnetischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlusten behaftet ist.
4. Leitung nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass sie mehrere aufeinanderfolgende Paare von Leitungsabschnitten mit sich kontinuierlich ändernder Wellenimpedanz aufweist, derart, dass längs der Leitung jeweils ein Leitungsabschnitt mit sich ändernder Wellenimpedanz und ein anderer Leitungsabschnitt mit sich ändernder Wellenimpedanz benachbart sind, wobei mindestens der eine Leitungsabschnitt jeden Paares mit dielektrischen Verlusten und/oder magnetischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlusten behaftet ist.
5. Leitung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass sie mindestens an einem Ende mit mindestens einem diskreten Element gekoppelt ist.
6. Leitung nach einem der Patentansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass sie mindestens einen Leiter, ein diesen umschliessendes Isoliermaterial und eine das Isoliermaterial mindestens teilweise umhüllende Abschirmung aufweist.
7. Leitung nach Patentanspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass sie als ein- oder mehradriges Kabel ausgebildet ist.
8. Leitung nach Patentanspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass sie als Mikrofilter in Dick- oder Dünnfilmtechnik ausgebildet ist.
9. Leitung nach Patentanspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Leiter als Wendel mit teilweise sich kontinuierlich ändernder Steigung ausgebildet ist.
10. Leitung nach Patentanspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Leiter von einer aus einem magnetischen Material bestehenden Wendel mit teilweise sich kontinuierlich ändernder Steigung umgeben ist.
11. Leitung nach einem der Patentansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Isoliermaterial mindestens eines der Leitungsabschnitte eine andere Dielektrizitätskonstante und/oder andere Permeabilitätskonstante als das Isoliermaterial der benachbarten Leitungsabschnitte hat.
12. Leitung nach einem der Patentansprüche 6 bis II, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einer der Leitungsabschnitte andere geometrische Abmessungen als die benachbarten Leitungsabschnitte hat, z.B. eine andere Länge und/oder einen anderen Durchmesser seines Isoliermaterials.
13. Leitung nach einem der Patentansprüche 6 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Leiter aus einem inneren
Leiterteil und mindestens einer darauf befindlichen äusseren Schicht besteht, deren spezifischer elektrischer Widerstand grösser, zum Beispiel mehr als zehnmal grösser, als derjenige des inneren Leiterteils ist.
14. Leitung nach Patentanspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der innere Leiterteil mit mehreren aufeinanderliegenden äusseren Schichten versehen ist, von welchen alle einen grösseren spezifischen elektrischen Widerstand als der innere Leiterteil haben und von welchen die innerste Schicht den kleinsten und die an der Oberfläche des Leiters befindliche äusserste Schicht den grössten spezifischen elektrischen Widerstand hat.
Die Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Leitung mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter zur Unterdrückung von auf der Leitung befindlichen höherfrequenten Störsignalen gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Bekannte Störschutzfilter mit diskreten Schaltungselementen, die wahlweise ohmscher, kapazitiver und induktiver Art sind, haben den Nachteil, dass die mit ihren kapazitiven Schaltungselementen verbundenen parasitären Induktivitäten bzw. die mit ihren induktiven Schaltelementen verbundenen parasitären Kapazitäten im Bereich höherer Frequenzen zu unerwünschten Resonanzen Anlass geben.
Aus der Zeitschrift IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Januar 1964, Seiten 55 bis 61, ferner aus der Zeitschrift Proceedings of the IEEE, Januar 1979, Seiten 159 bis 163, und aus der DE-OS 2939616 sind abgeschirmte elektrische Leitungen mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter als Störschutzfilter bekannt. In der erstgenannten Literaturstelle ist eine koaxiale Übertragungsleitung beschrieben, welche einen oder mehrere Leitungsabschnitte mit einem zwischen den zentralen Leiter und die äussere Abschirmung eingebrachten magnetischen Material, z.B.
einem Ferrit-Material, als verlustbehaftetes Isoliermaterial aufweist. Ein ähnliches, mit einem magnetkeramischen Material versehenes koaxiales Störschutzfilter, das vor allem als Durchführungsfilter vorgeschlagen wird, ist in der zweitgenannten Literaturstelle beschrieben. In der DE-OS 2939616 ist ein verlustbehaftetes elektrisches Kabel beschrieben, bei welchem mindestens ein leitendes Element in Verbindung mit einer den Leiter mindestens teilweise umgebenden, absorbierenden Mischung einen zusammengesetzten Aufbau aufweist, nämlich eine von einem Faden oder einer Faser gebildete Seele und einen leitenden Überzug, derart, dass das Element bei guten mechanischen Eigenschaften einen hohen Widerstand hat.
Diese bekannten verteilten Tiefpass- bzw. Störschutzfilter weisen die Nachteile auf, dass sie mit hohen magnetischen Verlusten, dielektrischen Verlusten oder Leitungsverlusten im Isoliermaterial behaftet sein müssen, da solche Verluste allein ihre Tiefpasswirkung bewirken, und dass sie einen komplizierten Aufbau aufweisen, der nicht nur ihre Herstellung, sondern auch ihre universelle Anwendbarkeit erschwert.
Aus der Veröffentlichung Symposium Record 83CH 1838-2, IEEE 1983 ist eine elektrische Leitung der eingangs genannten Art bekannt, bei welcher in eine Leitung mit einer bestimmten Wellenimpedanz ein Leitungsabschnitt eingesetzt ist, der einerseits eine von der Wellenimpedanz der Leitung abweichende Wellenimpedanz hat und andererseits massgeblich dielektrische Verluste hat. Gemäss der genannten Veröffentlichung kann die Leitung mit Vorteil auch mehrere aufeinanderfolgende, mindestens teilweise mit dielektrischen Verlusten behaftete Leitungsabschnitte unterschiedlicher Wellenimpedanz enthalten. Durch diese Leitungsausbildungen werden an den Stossstellen der sich umseitig ändernden Wellenimpedanz Reflexionen der Störsignale erzeugt, wobei der reflektierte Teil der Störsignale im vorangehenden, verlustbehafteten Leitungsabschnitt mindestens grösstenteils absorbiert werden.
Bei dieser bekannten Leitungsausbildung wird demnach ein einfallendes Störsignal an der ersten Stossstelle unterschiedlicher Wellenimpedanz in ein reflektiertes Signal und ein übertragenes, sich fortpflanzendes Signal aufgespalten.
Gleiche Verhältnisse liegen an der zweiten Stossstelle unterschiedlicher Wellenimpdanz vor. Der an der zweiten Stoss- stelle reflektierte Teil des Störsignals wird im betreffenden, mit Verlusten behafteten Leitungsabschnitt weitgehend absorbiert, insbesondere auch zufolge der mehrfachen Reflexion zwischen den beiden Stosstellen. Ein an eine solche Leitung angeschlossenes elektrisches System ist demnach gegen über die Leitung eintreffende Störsignale im wesentlichen geschützt.
Eine derartige mit einem verteilten Tiefpassfilter versehene Leitung weist jedoch bedeutende Nachteile auf, indem einerseits Störsignale, welche von der Leitung her auf den Leitungsabschnitt unterschiedlicher Wellenimpedanz, d.h.
dem Eingang des Tiefpassfilters, auftreffen, teilweise auf die Leitung zurückreflektiert werden, so dass sie weitere, am Netz der gleichen Leitung angeschlossene elektrische Systeme stören können. Andererseits werden Störsignale, welche vom an das Tiefpassfilter angeschlossenen elektrischen System selbst erzeugt werden, am Ausgang des Tiefpassfilters zufolge der unterschiedlichen Wellenimpedanz in das System zurückgeworfen und können dadurch das richtige Funktionieren des Systems stark beeinträchtigen.
Somit besteht bei dem bekannten Tiefpassfilter der wesentliche Nachteil, das je nach Grösse des lmpedanzunterschiedes zwischen dem einen Leitungsabschnitt und den benachbarten Leitungsabschnitten entweder ein massgeblicher Teil der Störenergie das Filter durchläuft oder ein massgeblicher Teil der Störenergie auf die benachbarten Leitungsabschnitte zurückreflektiert wird.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine elektrische Leitung mit einem verteilten Tiefpassfilter der eingangs genannten Art zu schaffen, durch welches praktisch die ganze Energie eines über die Leitung eintreffenden Störsignals absorbiert wird und welches schon bei verhältnismässig niedrigen Frequenzen wirksam ist. Zudem soll aufgrund der Erfindung das Tiefpassfilter derart ausgebildet werden können, dass es Störungssignale unabhängig von ihrer Einfallsrichtung absorbiert.
Erfindungsgemäss weist die elektrische Leitung die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angeführten Merkmale auf.
Durch die erfindungsgemässe Kombination von über mindestens einen Leitungsabschnitt verteilten Reflexionen eines Störsignals und von Verlusten in diesem Leitungsabschnitt, welche dielektrische Verluste, magnetische Verluste oder Skineffektverluste sowie deren Kombinationen sein können, lässt sich eine beträchtliche Steigerung der Dämpfungseffekte für Störsignale höherer Frequenzen erzielen. Gleich zeitig kann durch die erfindungsgemässe kontinuierliche Änderung der Wellenimpedanz des Leitungsabschnittes die Reflexion des Störsignals am Eingang des Leitungsabschnittes wesentlich vermindert werden, wenn sich die Wellenimpedanz dieses Leitungsabschnittes, ausgehend von der konstanten Wellenimpedanz des vorangehenden, benachbarten Leitungsabschnittes, stetig oder mindestens angenähert stetig ändert.
Desgleichen kann zum Ausgang des das Tiefpassfilter bildenden Leitungsabschnittes die Veränderung seiner Wellenimpedanz derart sein, dass sie stetig bis zum Wert der konstanten Impedanz des nachfolgenden Leitungsabschnittes verläuft, so dass das Tiefpassfilter bezüglich Verminderung von Reflexionen symmetrisch wird, was einen universellen Einsatz in einem Netz mehrerer an eine gleiche Leitung angeschlossener elektrischer Systeme ermöglicht.
Bei der erfindungsgemässen Leitung ergeben sich längs des genannten Leitungsabschnittes mit sich kontinuierlich ändernder Wellenimpedanz kontinuierliche Reflexionen der Störsignale höherer Frequenz und damit grössere Weglängen für diese Signale. Andererseits werden zufolge der grösseren äquivalenten Weglänge des verlustbehafteten Leitungsabschnittes die Verluste in diesem Leitungsabschnitt ebenfalls vergrössert. Ferner lassen sich durch geeignete Wahl beispielsweise des Dielektrikums im verlustbehafteten Leitungsabschnitt, d.h. dessen Dielektrizitätskonstanten, eine verhältnismässig niedrige Grenzfrequenz des Tiefpassfilters und gleichzeitig hohe Frequenzen von Resonanzen, insbesondere der niedrigsten der auftretenden Resonanzen, erzielen.
Zudem lässt sich eine Leitung mit einem Leitungsabschnitt, oder, zur Steigerung der Störschutzfilterwirkung, mit mehreren aufeinanderfolgenden Leitungsabschnitten unterschiedlicher bzw. sich kontinuierlich ändernder Impedanz und höherer dielektrischer Verluste und/oder magnetischer Verluste und/oder Skineffekt-Verluste in verhältnismässig einfacher Weise und praktisch beliebiger Länge herstellen, so dass die vorliegende Leitung als Störschutzfilter, welches elektrischen Strom niedriger Frequenz oder Gleichstrom ohne merkliche Dämpfung durchlässt, jedoch für hochfrequente Ströme eine grosse Dämpfung aufweist, universell angewendet werden kann.
Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachstehend anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer prinzipiellen erfindungsgemässen Leitung mit einem verlustbehafteten Leitungsabschnitt, der eine sich kontinuierlich ändernde Wellenimpedanz hat,
Fig. 2 den beispielsweisen Verlauf der Filtertransmission und Filterreflexion für eine Leitung gemäss Fig. 1,
Fig. 3 und 4 eine aufgeschnittene Ansicht eines zweiadrigen bzw. dreiadrigen Koaxialkabels zur praktischen Verwirklichung der erfindungsgemässen Leitung,
Fig. 5 eine Draufsicht auf ein als gedruckte Schaltung auf einer Leiterplatte verwirklichtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Leitung,
Fig. 6 eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels der erfindungsgemässen Leitung in der Form eines Wendels.
Fig. 7 eine Teilansicht eines Koaxialkabels mit mehreren Leitungsabschnitten mit sich kontinuierlich ändernder Impedanz,
Fig. 8 eine Leitung mit zwei diskreten, eine äquivalente Wellenimpedanz aufweisenden Induktivitäten,
Fig. 9 eine Leitung mit einer diskreten Induktivität und einem diskreten Kondensator, die beide eine äquivalente Wellenimpedanz aufweisen,
Fig. 10 eine Darstellung der Leitung der Fig. 9 als Leitung mit sich ändernder Wellenimpedanz, und
Fig. 11 einen Schnitt durch das Kabel einer Leitung, deren Verluste auf dem Skineffekt beruhen.
In Fig. list schematisch eine koaxiale Leitung 1 dargestellt, welche in an sich bekannter Weise einen Leiter 2, eine äussere Abschirmung 3 und ein zwischen dem Leiter 2 und der äusseren Abschirmung 3 befindliches, nicht näher darge stelltes Isoliermaterial oder Dielektrikum 4 aufweist. Die Leitung 1 weist einen ersten und einen dritten Leitungsabschnitt 5 bzw. 6 auf, welche beide als charakteristische Daten eine Impedanz Zo und einen Verlustfaktor tgoo haben, der im vorliegenden Beispiel gleich null ist (verlustfreier Leitungsabschnitt).
Dazwischen ist ein Leitungsabschnitt 7 vorgesehen, dessen Impedanz Zl(x) einer kontinuierlichen Veränderung unterworfen ist, die eine relative Dielektrizitätskonstante gr und/oder eine relative Permeabilitätskonstante llr und einen totalen Verlustfaktor tg6l,or hat, und dessen Länge gleich List.
Wenn nun ein Signal 8, welches in Fig. 1 beispielsweise als Einheits-Spannungssprungsignal dargestellt ist, welches sich im Leitungsabschnitt 5 der Impedanz Zo fortpflanzt, an die Stelle A der Leitung 1, nämlich den Anfang des Leitungsabschnittes 7, gelangt, an welcher deren Impedanz sich zu ver ändern beginnt, wird ein kleiner und jedenfalls unbedeutender Teil des Signals reflektiert, während sich der wesentlich grössere Teil im Leitungsabschnitt 7 fortpflanzt.
Längs des Leitungsabschnittes 7 mit sich kontinuierlich ändernder Impedanz Zl(x) und an der Stelle B der Leitung 1, nämlich dem Ende des Leitungsabschnittes 7, an welcher die Impedanz sprunghaft wieder den Wert Zo annimmt, erfolgt eine kontinuierliche Reflexion eines Hauptteils des durchgegangenen Signals. Der reflektierte Teil des Signals, das vorzugsweise beinahe das ganze noch verbleibende Signal ausmacht, wird in Richtung der Stelle A zurückgeschickt und ist dadurch erneuten Reflexionen unterworfen. Somit erfolgen im Leitungsabschnitt 7, der gegenüber den benachbarten Leitungsabschnitte 5 und 6 eine unterschiedliche Impedanz hat, mehrfache Reflexionen der Signalanteile.
Im vorliegenden Falle dielektrischer Verluste des Leitungsabschnittes 7, also tgotTOT* 0, wird durch die mehrfachen kontinuierlichen Reflexionen und die dielektrischen Verluste des Leitungsabschnittes 7 eine ausgeprägte Tiefpasswirkung erzielt. Diese Tiefpasswirkung beruht darauf, dass nicht nur ein kleiner, in den Leitungsabschnitt 7 unterschiedlicher Impedanz eintretender Teil des Einheits-Sprungsignals 8 mehrere Male über diesen Leitungsabschnitt hin- und hergehen muss, bevor er am Ausgang des Leitungsabschnittes 7 eine merkliche Spannung aufbauen kann, sondern, dass auch die Wirkung der dielektrischen und/oder magnetischen Verluste in diesem Leitungsabschnitt vergrössert werden, weil die äquivalente Länge des Leitungsabschnittes mit einem Faktor multipliziert ist, der im wesentlichen durch die kumulative Wirkung aller verteilten Reflexionen gegeben ist.
Diese äquivalente Länge ist dabei definiert als die mittlere Weglänge, die eine impulsförmige Welle bei mehrmaligem Hin- und Hergehen auf dem gleichen Leitungsabschnitt durchlaufen muss, bis sie zur Hälfte aus dem betrachteten Leitungsabschnitt heraustritt.
Wie bereits erwähnt, treten im Leitungsabschnitt 7 mit der unterschiedlichen, sich kontinuierlich ändernden Impedanz Zl(x) bei höheren Frequenzen Resonanzen auf, die grundsätzlich unerwünscht sind. Es zeigt sich nun, dass die Amplituden solcher Resonanzen durch die Wirkung der dielektrischen und/oder magnetischen Verluste des Leitungsabschnittes 7 wesentlich herabgesetzt oder die Resonanzen sogar unterdrückt werden können.
Ein sich im Leitungsabschnitt 5 fortpflanzendes Störsignal höherer Frequenz wird an der Stelle A, dem Anfang des Leitungsabschnittes 7, nicht oder höchstens in sehr geringem Mass reflektiert, da die Impedanz des Leitungsabschnittes 7 an der Stelle A der Impedanz Zo des Leitungsabschnittes 5 entspricht und somit eine vollständige Anpassung vorliegt.
Beim weiteren Vordringen des Störsignals im Leitungsabschnitt 7, dessen Impedanz in der Fortpflanzungsrichtung kontinuierlich zunimmt, wird das Störsignal nur nach und nach reflektiert, wobei das Störsignal bzw. seine Reflexionsanteile durch die dielektrischen und/oder magnetischen Verluste des Leitungsabschnitts 7 geschwächt werden. Durch diese kontinuerlichen Reflexionen im Leitungsabschnitt 7 wird erreicht, dass die Transmission und auch die Reflexion zurück auf den Leitungsabschnitt 5 stark vermindert werden.
In Fig. 2 ist der berechnete Verlauf der Filterdämpfung für eine Leitung nach Fig. 1 dargestellt, wobei die Dämpfung A in dB und die Frequenz f in MHz in logarithmischem Massstab aufgetragen sind, und wobei die Kurve T für die relative Transmission (Verhältnis des übertragenen Teils des Störsignals zum einfallenden Störsignal) und die Kurve R für die Reflexion (zurückreflektierter Teil des Störsignals) eingezeichnet sind. Die Leitungsabschnitte 5 und 6 hatten hierbei eine Wellenimpedanz Zo von 10 Q. Im Leitungsabschnitt 7 nahm die Wellenimpedanz Zl(x) zwischen den Stellen A und B von 1011 kontinuierlich auf 100 Q zu, wobei die Länge L des Leitungsabschnittes 7 den Wert von 1 m betrug. Die dielektrische Verlustwinkel tg6lror im Leitungsabschnitt 7 betrug etwa 0,5.
Es ist ersichtlich, dass sowohl die Transmission Tals auch die Reflexion R beim vorliegenden Beispiel oberhalb etwa 50 MHz stark und ohne nennenswerte Resonanzerscheinungen abfallen, das Filter also einen vorteilhaften Dämpfungsverlauf hat.
Die durch die sich kontinuierlich ändernde Impedanz hervorgerufenen Reflexionen im Leiterabschnitt 7 bestimmen die Filtersteilheit und die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters, während durch die dielektrischen und/oder magnetischen Verluste des Leitungsabschnittes 7 mit zunehmender Frequenz eine Auslöschung oder zumindest eine starke Dämpfung der durch die Reflexionen hervorgerufenen Resonanzen und anschliessend eine stärkere Schwächung in Richtung höherer Frequenzen bewirkt wird.
Der verteilte Reflexionsfaktor Q hängt einerseits von einer Änderung der Dielektrizitätskonstanten Er und/oder der Permeabilitätskonstanten ur und andererseits von einer Änderung der Geometrie der Leitung längs des Leitungsabschnittes 7 ab. Da die Dielektrizitätkonstante materialbedingt nur in verhältnismässig kleinem Ausmass verändert werden kann, ist es vorteilhaft, die neben der Länge L des Leitungsabschnittes beiden anderen Dimensionen, d.h. die Querdimensionen, zu verändern, beispielsweise der Durchmesser bei einer kabelförmigen Leitung.
Um für die in Fig. 1 dargestellte Leitung 1 die unterschiedlichen Impedanzen Zo und Zl(x) der Leitungsabschnitte 5, 6 bzw. 7 zu erzielen, können für die Isoliermaterialien 4 dieser Leitungsabschnitte solche mit unterschiedlicher relativer Dielektrizitätskonstanten und/oder Permeabilitätskonstanten verwendet werden. Vor allen zusätzlich, nämlich im Hinblick auf die Festlegung der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters durch unterschiedliche Dielektrizitätskonstanten und/oder Permeabilitätskonstanten der Leitungsabschnitte 5, 6 bzw. 7 kann auch die Leitungsgeometrie längs der Leitung 1 verändert werden, beispielsweise durch eine Veränderung des Durchmessers des Isoliermaterials 4. Der totale Verlustfaktor tgsslToT des Leitungsabschnittes 7 soll zwar mit Rücksicht auf die Dämpfung der Resonanzen genügend hoch sein.
Jedoch sind besondere Massnahmen in der Materialwahl, wie beispielsweise magnetische Werkstoffe zwar möglich, aber keineswegs erforderlich. Zudem kann auch die ganze Leitung 1, also auch in den Leitungsabschnitten 5 und 6, den gleichen totalen Verlustwinkel tgotot aufweisen. Als geeignete Isoliermaterialien für den verlustbehafteten Leitungsabschnitt 7 mit unterschiedlicher Impedanz Zl(x) seien beispielsweise Polyäthylen mit tgb zwischen 0,02 und 0,2 oder Polyvinylidenfluorid (PVDF) mit tgo zwischen 0,1 und 0,2 im Frequenzbereich von 0,5 bis 200 MHz genannt.
Die in Fig. 1 nur schematisch dargestellte Leitung 1 kann je nach Anwendung verschiedene Ausführungsformen haben, von denen in den Fig. 3 bis 6 vier Beispiele dargestellt sind. In den abgeschnittenen Ansichten ist hierbei nur einer der Leitungsabschnitte 5, 6 und 7 der Fig. 1 dargestellt.
Zur Verwendung der Leitung als Netzstörfilter für elektrische und elektronische Geräte ist beispielsweise die Ausführungsform eines mehradrigen, abgeschirmten Anschlusskabels gemäss den Fig. 3 und 4 gezeigt. Fig. 3 zeigt eine zweiadrige Leitung mit zwei Leitern 10, welche je von einem
Isoliermaterial 11 bestimmten, sich längs den Leitern 10 ver ändernden Durchmesser und bestimmter dielektrischer
Eigenschaften umgeben sind. Eine getrennte metallische Abschirmung 12 umhüllt jedes Isoliermaterial 11. Ferner ist ein Kunststoff-Schutzmantel 13 vorgesehen. In Fig. 4 ist eine ähnliche Anordnung mit drei Leitern 10 dargestellt, bei der jedoch eine Abschirmung 14 für die drei Isoliermaterialien 11 aller drei Leiter 10 gemeinsam ist.
Die Ausführungsform gemäss Fig. 3 eignet sich auch für Anwendungen als antiparasitäre Signal- oder Datenleitung, während die Ausführungs form gemäss Fig. 4 insbesondere auch bei einer Anwendung als antiparasitäres Netzleitungskabel für Gebäude- und
Hausinstallationen geeignet ist.
Die erfindungsgemässe Leitung kann in vorteilhafter
Weise auch die Form einer gedruckten Schaltung aufweisen.
In Fig. 5 ist eine Leiterplatte oder ein Substrat 16 aus einem
Isolierstoff dargestellt, auf welche bzw. welches eine mit einer Anschlussfahne 17 versehene erste Metallschicht 18 aufgebracht ist, die als gemeinsame Masse-Elektrode vorgesehen ist. Auf die Metallschicht 18 ist eine Schicht 19 eines
Dielektrikums aufgebracht. Über dieser dielektrischen
Schicht liegen zwei weitere, als Leitungselektroden vorgese hene Metallschichten 20, die beidseitig mit Anschlussfahnen
21 bzw. 22 versehen sind. Ausgehend von der einen
Anschlussfahne 21 weist jede der Metallschichten 20 einen ersten schmäleren Abschnitt auf, der demnach mit der
Masse-Elektrode 18 eine bestimmte Wellenimpedanz Zo hat.
In der Richtung x verbreitern sich die Metallschichten 20 kontinuierlich und bieten demnach eine sich kontinuierlich bis zu einem Minimalwert vermindernde Wellenimpedanz
Zi(x) dar. Hierauf wird die Breite der Metallschichten 20 wieder schmaler bis zu einem mit den Anschlussfahnen 22 versehenen Abschnitt der Wellenimpedanz Zo. Die beiden
Leitungsanordnungen mit gemeinsamer Masse-Elektrode 18, dem Dielektrikum 19 und je einer Leitungselektrode 20 ver änderlicher Breite stellen demnach zwei getrennte elek trische Leitungen mit je einem verteilten Tiefpassfilter gemäss der Erfindung dar, wobei der das Tiefpassfilter bil dende Leitungsabschnitt symmetrisch ausgebildet ist, d.h.
beidseitig an die eine konstante Wellenimpedanz Zo aufwei senden Leitungsabschnitte angepasst ist. Ein solches Filter kann als Mikrofilter in Dick- und Dünnfilmtechnik ausge bildet sein.
Eine kabelförmige Leitung mit verteiltem Tiefpassfilter gemäss der Erfindung kann gemäss Fig. 6 auch die Form einer Drahtwendel 24 mit kontinuierlich veränderlicher Stei gung haben. Die Wendel ist auf einen zylindrischen Träger
25 aus biegsamem Isoliermaterial aufgewickelt und von einem Mantel 26 aus einem Dielektrikum umhüllt. Der di elektrische Mantel 26 ist seinerseits von einer Metallabschir mung 27 umgeben, die von einem Kunststoff-Schutzmantel
28 umhüllt ist. Statt des zylindrischen Trägers kann auch ein
Kupferdraht vorgesehen sein, wobei dann die Drahtwendel vorzugsweise aus einem isolierten magnetischen Material, z.B. mit lackisoliertem Eisendraht, besteht.
Es ist ersichtlich, dass die dargestellte Leitung der Ausfüh rungsform nach Fig. 1 entspricht, wobei die beiden Leitungs abschnitte 5 und 6 mit konstanter Wendelsteigung eine kon stante Impedanz Zo haben und der mittlere Leitungsabschnitt 7 eine durch die zunehmende Wendelsteigung kontinuierlich grösser werdende Impedanz Zi(x) hat, durch welche die bereits erwähnten Reflexionen erzeugt werden. Die zur Absorption des Störsignals bzw. der Störsignal-Reflexionen vorzusehenden Verluste werden bei diesem Ausführungsbeispiel einerseits durch Skineffekt-Verluste bzw. magnetische Verluste der Wendel im Leitungsabschnitt 7 und andererseits auch durch den dielektrischen Mantel 26 hervorgerufen.
Es ist von Vorteil, zur Erhöhung der Filterwirkung mehrere verlustbehaftete Leitungsabschnitte unterschiedlicher.
kontinuierlich veränderlicher Impedanz längs der Leitung vorzusehen, anstelle eines einzigen Leitungsabschnittes 7 gemäss Fig. 1. In Fig. 7 ist eine solche Weiterbildung an einem Koaxialkabel schematisch dargestellt, wobei die Abschirmung und der Schutzmantel übersichtshalber weggelassen sind. Dieses Kabel weist einen zentralen Leiter 30 und mehrere aus Isoliermaterial bestehende Leitungsabschnitte 31, 32, 33, 34, usw. auf, die entsprechende Impedanzen Zi(x), Z2(x), Z3(x), Z4(x), usw. sowie entsprechende Längen L,- L2 L3, L4, usw. haben, wobei die genannten Impedanzen in der Richtung x sich kontinuierlich ändern. Ferner ist ersichtlich dass die Leitungsabschnitte 31,32,33,34 unterschiedliche, veränderliche Durchmesser aufweisen.
Auch die Dielektrizitätskonstanten der Isoliermaterialien dieser Leitungsabschnitte sowie ihre Verlustwinkel sind im allgemeinen Fall unterschiedlich. Praktisch wird es jedoch oft zweckmässig sein, jeden zweiten Abschnitt bezüglich seines Durchmessers und Durchmesserverlaufs sowie bezüglich der Dielektrizitätskonstanten und des Verlustwinkels seines Isoliermaterials gleich auszubilden. Die Längen Ll bis L4 können jedoch voneinander abweichen, um eine gegebenenfalls störende Kumulation geringer störender Effekte der Reflexionen zu vermeiden.
Praktisch können die Längen Ll bis L4 wie auch die Länge L gemäss Fig. 1 Werte zwischen etwa 1 cm und 500 cm haben, so dass bei kleinen Längen die vorliegende Leitung auch die Form eines diskreten Störschutzfilter-Bauteils für elektrische und elektronische Geräte, z.B. zur Montage auf einer Leiterplatte, haben kann. Entsprechendes gilt für magnetische Verluste.
Bei einer derartigen vereinfachten Kaskadenanordnung, in der unter Bezugnahme auf Fig. 1 auf einen Leitungsabschnitt mit der Impedanz Zo ein solcher mit der variablen Impedanz Zi(x) und dem Verlustfaktor tag61 folgt. sich diesem wieder ein Leitungsabschnitt mit der Impedanz Zo anschliesst und hierauf erneut ein Leitungsabschnitt mit der variablen
Impedanz Zl(x) und dem Verlustfaktor tglToT bei magnetischen Verlusten folgt, usw., wird die Filterwirkung stark gesteigert.
Bei den vorgängig beschriebenen Ausführungsbeispielen des Erfindungsgegenstandes ist davon ausgegangen worden, dass das vorteilhafte Tiefpassfilter effektiv, d.h. bei jeder Frequenz, längs den Leitungsabschnitten gleichmässig verteilte Impedanzen und Verlustelemente aufweist, jedoch keine dis kreten Elemente. Wenn man das Verhalten irgendwelcher elektrischer Bauelemente gegenüber sehr schnellen
Impulsen bzw. hohen Frequenzen betrachtet, ersieht man, dass im Sinne des Wortes diskrete Schaltungselemente wie
Induktivitäten und Kondensatoren nicht mehr vorliegen, sondern, dass es nur noch in regelmässiger oder unregelmässiger Weise verteilte Elemente hat.
Wenn deshalb an die Enden eines Leitungsabschnittes mit einer bestimmten Weise sich kontinuierlich ändernden Wellenimpedanz je eine diskrete Induktivität geschaltet wird, so muss die Dämpfungskurve dieser Anordnung für die höheren zu dämpfenden Frequenzen unter dem Gesichtspunkt betrachtet werden, dass die Induktivitäten verteilte
Elemente sind, deren Impedanz eine Funktion der Koordi nate zwischen einem Anfangspunkt und dem Ende der Induktivität ist.
Eine Annäherung einer solchen Impedanz kann dadurch erhalten werden, dass man nur den mittleren Wert nimmt, der mit äquivalenter Wellenimpedanz bezeichnet wird. Die erwähnte Anordnung stellt somit eine Leitung dar, die einen ersten Leitungsabschnitt mit einer äquivalenten Wellenimpedanz Zaq, einen zweiten Leitungsabschnitt mit einer sich kontinuierlich ändernden Wellenimpedanz Z(x) und einen dritten Leitungsabschnitt mit einer äquivalenten Wellenimpedanz Zaq hat. Somit liegt eine Leitung mit sich diskontinuierlich und kontinuierlich ändernden Wellenimpedanzen vor, deren durch Reflexionen an den Stellen ändernder Wellenimpedanz erzeugte frequenzabhängige Dämpfung wie bei den vorangehenden Ausführungsbeispielen betrachtet werden kann.
In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen elektrischen Leitung dargestellt, bei welcher ein Leitungsabschnitt eine diskrete Induktivität 36 hat, ein zweiter Leitungsabschnitt durch ein koaxiales Kabel 37 gebildet ist und ein dritter Leitungsabschnitt eine weitere diskrete Induktivität 38 hat, wobei der zweite Leitungsabschnitt eine sich kontinuierlich ändernde Wellenimpedanz Z(x) und die benachbarten Leitungsabschnitte äquivalente, von Z(x) verschiedene Wellenimpedanzen iq haben.
Fig. 9 zeigt eine ähnliche Ausbildung einer Leitung, bei welcher jedoch der entsprechende dritte Leitungsabschnitt einen Kondensator 39 hat. Impedanzmässig entspricht diese Ausbildung der in Fig. 10 dargestellten Leitung, deren Leitungsabschnitte die äquivalente Wellenimpedanz Za'q(L), die Wellenimpedanz Z(x) und die äquivalente Wellenimpedanz Zaq(C) haben. Der Kondensator 39 spielt hierbei die gleiche Rolle wie eine offene Stichleitung. Wie in den Fig. 9 und 10 angedeutet, kann die gesamte Leitung aus mehreren, abwechselnd aufeinanderfolgenden Leitungsabschnitten der beschriebenen Art bestehen.
Als Alternative zu den beschriebenen und auch bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 8 und 9 vorgesehenen dielektrischen oder magnetischen Verlusten kann der bekannte, bei höheren Frequenzen wirksame Skineffekt ausgenützt werden, um in einfacher Weise Verluste zu erzeugen, welche die als Folge der Signalreflexionen auftretenden Resonanzen stark dämpfen und auch für den Höchstfrequenzbereich die gewünschte Filterdämpfung der vorlie- genden Leitung bewirken (Fig. 2). Solche Skineffekt-Verluste erhöhen den totalen Verlustwinkel AITOT des jeweils betrachteten Leitungsabschnittes.
Die Massnahme zur Erzeugung von frequenzabhängigen Verlusten aufgrund des Skineffektes besteht darin, dass der Leiter der Leitung einen inneren Leiterteil (oder eine Seele) mit hoher elektrischer Leitfähigkeit hat, um die verhältnismässig niedrigen Frequenzen bis einige tausend Hertz einschliesslich des Gleichstroms verlustfrei zu übertragen. Der innere Leiterteil weist einen Überzug oder eine Oberflächenschicht auf, die eine geringere elektrische Leitfähigkeit hat oder sogar halbleitend ist, in welcher die Ströme höherer Frequenz zufolge des Skineffektes fliessen.
Da dieser Überzug ein schlechter Leiter ist, wird die stromleitende Schicht oder Haut bei höheren und sehr hohen Frequenzen noch dünner als bei einem vollständig aus einem gutleitenden Material bestehenden Leiter, so dass die Stromleitung nochmals verschlechtert ist, d.h. die an sich schon durch den Skineffekt auftretenden Verluste wesentlich grösser sind.
Dielektrische Verluste nehmen proportional zur Frequenz zu, Verluste aufgrund des Skineffektes jedoch nur mit der
Quadratwurzel der Frequenz. Da aber, wie nachstehend noch erwähnt, der genannte Überzug eine wesentlich kleinere elektrische Leitfähigkeit als beispielsweise Kupfer aufweisen kann, sind die erzielbaren Skineffekt-Verluste ausreichend, um die gewünschte Filterdämpfung zu erhalten.
In Fig. 1 1 ist der Schnitt durch eine entsprechende kabelförmige Leitung dargestellt. Ein innerer Leiterteil 41 besteht aus einem elektrisch gut leitenden Material, z.B. Kupfer, mit einem spezifischen elektrischen Widerstand von 1,7 ,uQ zucm.
Der innere Leiterteil 41 weist eine dünne Oberflächenschicht 42 aus einem schlechter leitenden Metall auf, z.B.
Antimon (spez. el. Widerstand 42 ZQ cm) Wismut (spez. el. Widerstand 120 u11- cm) Nichrome (spez. el. Widerstand 100 zu u11.cm) Mangan (spez. el. Widerstand 70 ,uQ 11-cm).
Die Oberflächenschicht kann auch aus einem halbleitenden Material bestehen.
An die Oberflächenschicht 42 schliesst sich eine Lage 43 eines Isoliermaterials an, welche wiederum von einem äusseren, als Abschirmung vorgesehenen Leiter 44 mit hoher elektrischer Leitfähigkeit, zum Beispiel ebenfalls aus Kupfer, umhüllt ist. Durch diese einfache Ausbildung der Leitung werden die Eigenschaften des die Signale relativ tiefer Frequenzen gut leitenden, zentralen Leiters bei gleichzeitiger starker Dämpfung der Signale höherer und höchster Frequenzen beibehalten.
Der innere Leiterteil 41 kann auch mit mehreren aufeinanderliegenden äusseren, dünnen Schichten aus einem schlechter leitenden Material versehen sein, wobei der spezifische Widerstand der Schichten in Richtung nach aussen zunimmt. Dadurch wird gewährleistet, dass bei hohen Frequenzen der Strom in den schlecht leitenden äusseren Leiterteil eindringt.
Selbstverständlich ist es auch möglich, die vorgängig beschriebenen dielektrischen und/oder magnetischen Verluste mit den Skineffekt-Verlusten zu kombinieren, nämlich durch entsprechende Wahl des Isoliermaterials und des Überzugsmaterials des zentralen Leiters.
Bei allen beschriebenen Ausführungsformen und weiteren denkbaren Ausführungsformen, z.B. mit dazwischengeschalteten Leitungsabschnitten unterschiedlicher, aber gleichbleibender Wellenimpedanz, zeigen sich, dass die verlustbehafteten Leitungsabschnitte mit nicht-uniformer, sondern sich kontinuierlich ändernder Wellenimpedanz eine gute Dämpfung von höherfrequenten Störsignalen gewährleisten. Bei einer vorgesehenen Wellenimpedanz-Anpassung dieser Leitungsabschnitte an die benachbarten Leitungsabschnitte bzw. angeschlossenen Systeme wird zudem eine Rückreflexion der Störsignale vermieden.
Anwendung der erfindungsgemässen elektrischen Leitung mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter sind beispielsweise - Entstörung von Datenleitungen mit relativ niedrigen Übertragungsfrequenzen, - Entstörung von Systemen im gleichen Verbund-Netz, - Schutz gegen Störungen, welche vom System selbst erzeugt werden.
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PATENT CLAIM E
1. Electrical line with at least one distributed low-pass filter for suppressing higher-frequency interference signals present on the line, in which line at least one line section has a wave impedance that has a different value than the wave impedance of an adjacent line section or the equivalent wave impedance of an adjacent discrete element , wherein this line section is subject to losses, characterized in that the line section has a continuously changing wave impedance in order to produce reflections of the interference signals which are distributed over this line section and are attenuated by the losses of the line section.
2. Line according to claim 1, characterized in that the losses of the line section are dielectric losses and / or magnetic losses and / or skin effect losses.
3. Line according to claim 1 or 2, characterized in that it has at least three successive line sections, which have mutually different wave impedances or mutually different impedance profiles and in which at least one section with dielectric losses and / or magnetic losses and / or skin effect losses is afflicted.
4. Line according to claim 1 or 2, characterized in that it has several successive pairs of line sections with continuously changing wave impedance, such that along the line a line section with changing wave impedance and another line section with changing wave impedance are adjacent, wherein at least one line section of each pair has dielectric losses and / or magnetic losses and / or skin effect losses.
5. Line according to one of the claims 1 to 4, characterized in that it is coupled at least at one end to at least one discrete element.
6. Line according to one of the claims 1 to 5, characterized in that it has at least one conductor, an insulating material enclosing it and a shield at least partially enveloping the insulating material.
7. Line according to claim 6, characterized in that it is designed as a single or multi-core cable.
8. Line according to claim 6, characterized in that it is designed as a microfilter in thick or thin film technology.
9. Line according to claim 6, characterized in that the conductor is designed as a helix with a partially continuously changing slope.
10. Line according to claim 6, characterized in that the conductor is surrounded by a coil made of a magnetic material with a partially continuously changing slope.
11. Line according to one of the claims 6 to 10, characterized in that the insulating material of at least one of the line sections has a different dielectric constant and / or different permeability constant than the insulating material of the adjacent line sections.
12. Line according to one of the claims 6 to II, characterized in that at least one of the line sections has different geometric dimensions than the adjacent line sections, e.g. a different length and / or a different diameter of its insulating material.
13. Line according to one of claims 6 to 12, characterized in that the conductor consists of an inner
Conductor part and at least one outer layer located thereon, the specific electrical resistance is greater, for example more than ten times greater than that of the inner conductor part.
14. Line according to claim 13, characterized in that the inner conductor part is provided with several superimposed outer layers, all of which have a greater specific electrical resistance than the inner conductor part and of which the innermost layer is the smallest and that on the surface of the conductor outermost layer has the greatest specific electrical resistance.
The invention relates to an electrical line with at least one distributed low-pass filter for suppressing higher-frequency interference signals located on the line according to the preamble of patent claim 1.
Known interference filters with discrete circuit elements, which are optionally ohmic, capacitive and inductive, have the disadvantage that the parasitic inductances connected to their capacitive circuit elements or the parasitic capacitances connected to their inductive switching elements give rise to undesirable resonances in the region of higher frequencies.
From the magazine IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, January 1964, pages 55 to 61, further from the magazine Proceedings of the IEEE, January 1979, pages 159 to 163, and from DE-OS 2939616 are shielded electrical lines with at least one distributed low-pass filter known as a noise filter. In the first-mentioned literature reference a coaxial transmission line is described, which comprises one or more line sections with a magnetic material introduced between the central conductor and the outer shield, e.g.
a ferrite material, as lossy insulating material. A similar coaxial interference protection filter provided with a magnetic ceramic material, which is mainly proposed as a feedthrough filter, is described in the second-mentioned literature reference. DE-OS 2939616 describes a lossy electrical cable in which at least one conductive element in connection with an absorbent mixture at least partially surrounding the conductor has a composite structure, namely a core formed by a thread or a fiber and a conductive coating , such that the element has a high resistance with good mechanical properties.
These known distributed low-pass or interference protection filters have the disadvantages that they must be subject to high magnetic losses, dielectric losses or line losses in the insulating material, since such losses alone have their low-pass effect, and that they have a complicated structure, which is not only theirs Manufacturing, but also their universal applicability difficult.
From the publication Symposium Record 83CH 1838-2, IEEE 1983, an electrical line of the type mentioned is known, in which a line section is inserted into a line with a specific wave impedance, which has a wave impedance that deviates from the wave impedance of the line, on the one hand, and a significant one on the other has dielectric losses. According to the publication mentioned, the line can advantageously also contain a plurality of successive line sections of different wave impedance, which are at least partially subject to dielectric losses. By means of these line designs, reflections of the interference signals are generated at the joints of the wave impedance that changes overleaf, the reflected part of the interference signals being at least largely absorbed in the preceding, lossy line section.
In this known line design, an incident interference signal at the first junction of different wave impedance is split into a reflected signal and a transmitted, propagating signal.
The same conditions exist at the second junction of different wave impedance. The part of the interference signal reflected at the second impact point is largely absorbed in the relevant line section which is subject to losses, in particular also as a result of the multiple reflection between the two impact points. An electrical system connected to such a line is therefore essentially protected against interference signals arriving via the line.
Such a line provided with a distributed low-pass filter, however, has significant disadvantages in that, on the one hand, interference signals which are transmitted from the line to the line section of different wave impedance, i.e.
the input of the low-pass filter, are partially reflected back on the line, so that they can interfere with other electrical systems connected to the network of the same line. On the other hand, interference signals, which are generated by the electrical system connected to the low-pass filter itself, are thrown back into the system at the output of the low-pass filter due to the different wave impedance and can thereby seriously impair the correct functioning of the system.
Thus, the known disadvantage of the known low-pass filter is that, depending on the size of the impedance difference between the one line section and the adjacent line sections, either a significant part of the interference energy passes through the filter or a significant part of the interference energy is reflected back onto the adjacent line sections.
It is an object of the invention to provide an electrical line with a distributed low-pass filter of the type mentioned at the beginning, by means of which virtually all of the energy of an interference signal arriving via the line is absorbed and which is effective even at relatively low frequencies. In addition, based on the invention, the low-pass filter should be designed such that it absorbs interference signals regardless of their direction of incidence.
According to the invention, the electrical line has the features stated in the characterizing part of patent claim 1.
The combination according to the invention of reflections of an interference signal distributed over at least one line section and of losses in this line section, which can be dielectric losses, magnetic losses or skin effect losses and combinations thereof, can achieve a considerable increase in the damping effects for interference signals of higher frequencies. At the same time, the continuous change in the wave impedance of the line section according to the invention can substantially reduce the reflection of the interference signal at the input of the line section if the wave impedance of this line section changes continuously or at least approximately continuously, starting from the constant wave impedance of the preceding, adjacent line section.
Likewise, at the output of the line section forming the low-pass filter, the change in its wave impedance can be such that it runs continuously up to the value of the constant impedance of the subsequent line section, so that the low-pass filter becomes symmetrical with regard to the reduction of reflections, which is universal in a network of several enables the same line of connected electrical systems.
In the line according to the invention, continuous reflections of the interference signals of higher frequency and thus longer path lengths for these signals result along the line section with continuously changing wave impedance. On the other hand, due to the greater equivalent path length of the lossy line section, the losses in this line section are also increased. Furthermore, by suitable selection of, for example, the dielectric in the lossy line section, i.e. whose dielectric constants, a relatively low cut-off frequency of the low-pass filter and at the same time high frequencies of resonances, in particular the lowest of the resonances that occur.
In addition, a line with a line section or, to increase the interference filter effect, with several successive line sections of different or continuously changing impedance and higher dielectric losses and / or magnetic losses and / or skin effect losses in a relatively simple manner and practically any length Manufacture so that the present line can be used universally as a noise filter, which allows electrical current of low frequency or direct current to pass without noticeable damping, but which has a large damping for high-frequency currents.
Exemplary embodiments of the subject matter of the invention are explained below with reference to the drawings. Show it:
1 is a schematic representation of a basic line according to the invention with a lossy line section which has a continuously changing wave impedance,
2 shows the exemplary course of the filter transmission and filter reflection for a line according to FIG. 1,
3 and 4 is a cut-away view of a two-wire or three-wire coaxial cable for the practical implementation of the line according to the invention,
5 shows a plan view of an exemplary embodiment of the line according to the invention realized as a printed circuit on a printed circuit board,
Fig. 6 is a schematic representation of a further embodiment of the line according to the invention in the form of a coil.
7 is a partial view of a coaxial cable with several line sections with continuously changing impedance,
8 shows a line with two discrete inductances having an equivalent wave impedance,
9 shows a line with a discrete inductance and a discrete capacitor, both of which have an equivalent wave impedance,
Fig. 10 is an illustration of the line of Fig. 9 as a line with changing wave impedance, and
11 shows a section through the cable of a line, the losses of which are based on the skin effect.
In Fig. List schematically shown a coaxial line 1, which has a conductor 2, an outer shield 3 and a located between the conductor 2 and the outer shield 3, not shown Darge provided insulating material or dielectric 4 in a conventional manner. The line 1 has a first and a third line section 5 and 6, both of which have as characteristic data an impedance Zo and a loss factor tgoo, which in the present example is zero (loss-free line section).
In between is a line section 7, the impedance Zl (x) of which is subject to a continuous change, which has a relative dielectric constant gr and / or a relative permeability constant llr and a total loss factor tg6l, or, and whose length is List.
If now a signal 8, which is shown in FIG. 1, for example, as a unit voltage jump signal, which propagates in line section 5 of impedance Zo, reaches point A of line 1, namely the beginning of line section 7, at which its impedance begins to change ver, a small and at least insignificant part of the signal is reflected, while the much larger part propagates in the line section 7.
Along the line section 7 with continuously changing impedance Zl (x) and at point B of line 1, namely the end of line section 7, at which the impedance suddenly returns to the value Zo, there is a continuous reflection of a main part of the passed signal. The reflected part of the signal, which preferably makes up almost all of the remaining signal, is sent back in the direction of point A and is therefore subjected to renewed reflections. Thus, multiple reflections of the signal components take place in the line section 7, which has a different impedance than the adjacent line sections 5 and 6.
In the present case, dielectric losses of line section 7, ie tgotTOT * 0, a pronounced low-pass effect is achieved due to the multiple continuous reflections and the dielectric losses of line section 7. This low-pass effect is based on the fact that not only does a small part of the unit step signal 8 entering the line section 7 with different impedance have to go back and forth several times over this line section before it can build up a noticeable voltage at the output of the line section 7, but that the effect of the dielectric and / or magnetic losses in this line section is also increased because the equivalent length of the line section is multiplied by a factor which is essentially given by the cumulative effect of all distributed reflections.
This equivalent length is defined as the mean path length that a pulse-shaped wave must travel through on the same line section when it goes back and forth several times until half of it comes out of the line section in question.
As already mentioned, resonances occur in line section 7 with the different, continuously changing impedance Z1 (x) at higher frequencies, which are fundamentally undesirable. It can now be seen that the amplitudes of such resonances can be significantly reduced by the effect of the dielectric and / or magnetic losses of the line section 7 or the resonances can even be suppressed.
An interfering signal of higher frequency propagating in line section 5 is not, or at most, reflected at point A, the beginning of line section 7, since the impedance of line section 7 at point A corresponds to the impedance Zo of line section 5 and thus a complete adjustment is available.
As the interference signal continues to advance in line section 7, the impedance of which continuously increases in the direction of propagation, the interference signal is only gradually reflected, the interference signal or its reflection components being weakened by the dielectric and / or magnetic losses of line section 7. As a result of these continuous reflections in the line section 7, the transmission and also the reflection back onto the line section 5 are greatly reduced.
FIG. 2 shows the calculated course of the filter attenuation for a line according to FIG. 1, the attenuation A in dB and the frequency f in MHz being plotted on a logarithmic scale, and the curve T for the relative transmission (ratio of the transmitted Part of the interference signal for the incident interference signal) and the curve R for the reflection (part of the interference signal reflected back) are shown. The line sections 5 and 6 here had a wave impedance Zo of 10 Q. In the line section 7, the wave impedance Zl (x) between points A and B increased continuously from 1011 to 100 Q, the length L of the line section 7 being 1 m amounted to. The dielectric loss angle tg6lror in the line section 7 was approximately 0.5.
It can be seen that both the transmission valley and the reflection R drop sharply above approximately 50 MHz in the present example and without any appreciable resonance phenomena, that is to say the filter has an advantageous attenuation curve.
The reflections in the conductor section 7 caused by the continuously changing impedance determine the filter steepness and the cut-off frequency of the low-pass filter, while the dielectric and / or magnetic losses of the line section 7 increase the frequency with an extinction or at least a strong attenuation of the resonances caused by the reflections and then a stronger weakening in the direction of higher frequencies is effected.
The distributed reflection factor Q depends on the one hand on a change in the dielectric constant Er and / or the permeability constant ur and on the other hand on a change in the geometry of the line along the line section 7. Since the dielectric constant can only be changed to a relatively small extent due to the material, it is advantageous to consider the two other dimensions, i.e. the length L of the line section, i.e. to change the transverse dimensions, for example the diameter of a cable.
In order to achieve the different impedances Zo and Zl (x) of the line sections 5, 6 and 7 for the line 1 shown in FIG. 1, those with different relative dielectric constants and / or permeability constants can be used for the insulating materials 4 of these line sections. Above all, namely with regard to the definition of the cut-off frequency of the low-pass filter by means of different dielectric constants and / or permeability constants of the line sections 5, 6 and 7, the line geometry along the line 1 can also be changed, for example by changing the diameter of the insulating material 4. The total loss factor tgsslToT of the line section 7 should be sufficiently high considering the damping of the resonances.
However, special measures in the choice of materials, such as magnetic materials, are possible, but are in no way necessary. In addition, the entire line 1, ie also in line sections 5 and 6, can have the same total loss angle tgotot. Suitable insulating materials for the lossy line section 7 with different impedance Zl (x) are, for example, polyethylene with tgb between 0.02 and 0.2 or polyvinylidene fluoride (PVDF) with tgo between 0.1 and 0.2 in the frequency range from 0.5 to Called 200 MHz.
Depending on the application, the line 1 shown only schematically in FIG. 1 can have various embodiments, four examples of which are shown in FIGS. 3 to 6. In the cut-away views, only one of the line sections 5, 6 and 7 of FIG. 1 is shown.
For the use of the line as a mains interference filter for electrical and electronic devices, for example the embodiment of a multi-core, shielded connection cable according to FIGS. 3 and 4 is shown. Fig. 3 shows a two-wire line with two conductors 10, each of one
Insulating material 11 certain, along the conductors 10 changing diameter and certain dielectric
Properties are surrounded. A separate metallic shield 12 envelops each insulating material 11. Furthermore, a plastic protective jacket 13 is provided. 4 shows a similar arrangement with three conductors 10, but in which a shield 14 for the three insulating materials 11 of all three conductors 10 is common.
The embodiment according to FIG. 3 is also suitable for applications as an anti-parasitic signal or data line, while the embodiment according to FIG. 4 is also particularly suitable for use as an anti-parasitic mains cable for buildings and
House installations is suitable.
The line according to the invention can be advantageous
Way also have the form of a printed circuit.
5 is a circuit board or a substrate 16 made of a
Insulating material is shown, to which a first metal layer 18 provided with a connecting lug 17 is applied, which is provided as a common ground electrode. On the metal layer 18 is a layer 19 one
Dielectric applied. Over this dielectric
Layer are two further metal layers 20 provided as line electrodes, which are provided on both sides with connecting lugs
21 and 22 are provided. Starting from one
Terminal lug 21 has each of the metal layers 20 a first narrower section, which accordingly with the
Ground electrode 18 has a certain wave impedance Zo.
The metal layers 20 widen continuously in the direction x and accordingly offer a wave impedance which decreases continuously to a minimum value
Zi (x). Then the width of the metal layers 20 becomes narrower again up to a section of the wave impedance Zo provided with the connecting tabs 22. The two
Line arrangements with a common ground electrode 18, the dielectric 19 and a line electrode 20 of variable width each represent two separate electrical lines, each with a distributed low-pass filter according to the invention, the line section forming the low-pass filter being symmetrical, i.e.
on both sides is matched to the line sections having a constant wave impedance Zo. Such a filter can be formed as a microfilter in thick and thin film technology.
A cable-shaped line with a distributed low-pass filter according to the invention can also have the shape of a wire coil 24 with a continuously variable pitch according to FIG. 6. The helix is on a cylindrical support
25 wound from flexible insulating material and encased in a jacket 26 made of a dielectric. The di electric jacket 26 is in turn surrounded by a metal shielding 27, which is covered by a plastic protective jacket
28 is wrapped. Instead of the cylindrical support, a
Copper wire may be provided, in which case the wire coil is preferably made of an insulated magnetic material, e.g. with enameled iron wire.
It can be seen that the line shown corresponds to the embodiment according to FIG. 1, the two line sections 5 and 6 having a constant helix pitch having a constant impedance Zo and the middle line section 7 having a continuously increasing impedance Zi (due to the increasing helix pitch) x) by which the reflections already mentioned are generated. The losses to be provided for the absorption of the interference signal or the interference signal reflections are caused in this exemplary embodiment on the one hand by skin effect losses or magnetic losses of the coil in the line section 7 and on the other hand also by the dielectric jacket 26.
It is advantageous to increase the filter effect by using several lossy line sections.
to provide continuously variable impedance along the line, instead of a single line section 7 according to FIG. 1. Such a development is shown schematically on a coaxial cable in FIG. 7, the shielding and the protective jacket being omitted for the sake of clarity. This cable has a central conductor 30 and a plurality of line sections 31, 32, 33, 34, etc. consisting of insulating material, the corresponding impedances Zi (x), Z2 (x), Z3 (x), Z4 (x), etc. and corresponding lengths L, -L2, L3, L4, etc., the mentioned impedances in the direction x continuously changing. It can also be seen that the line sections 31, 32, 33, 34 have different, variable diameters.
The dielectric constants of the insulating materials of these line sections and their loss angles are also different in the general case. In practice, however, it will often be expedient to design every second section in the same way with regard to its diameter and course as well as with regard to the dielectric constant and the loss angle of its insulating material. The lengths L1 to L4 can, however, differ from one another in order to avoid any cumbersome accumulation of minor disturbing effects of the reflections.
In practice, the lengths L1 to L4 as well as the length L according to FIG. 1 can have values between approximately 1 cm and 500 cm, so that in the case of small lengths, the present line also takes the form of a discrete interference filter component for electrical and electronic devices, e.g. for mounting on a circuit board. The same applies to magnetic losses.
In such a simplified cascade arrangement, in which, with reference to FIG. 1, a line section with the impedance Zo is followed by a line section with the variable impedance Zi (x) and the loss factor tag61. this is followed by a line section with the impedance Zo and then another line section with the variable
Impedance Zl (x) and the loss factor tglToT with magnetic losses, etc., the filter effect is greatly increased.
In the previously described exemplary embodiments of the subject matter of the invention, it has been assumed that the advantageous low-pass filter is effective, i.e. at any frequency, along the line sections evenly distributed impedances and loss elements, but no discrete elements. If you compare the behavior of any electrical components to very fast ones
Considered impulses or high frequencies, you can see that in the sense of the word discrete circuit elements such as
Inductors and capacitors are no longer present, but that it only has elements distributed in a regular or irregular manner.
Therefore, if a discrete inductor is connected to the ends of a line section with a continuously changing wave impedance, the attenuation curve of this arrangement for the higher frequencies to be attenuated must be considered from the point of view that the inductances are distributed
Are elements whose impedance is a function of the coordinate between a starting point and the end of the inductance.
An approximation of such an impedance can be obtained by taking only the average value, which is called the equivalent wave impedance. The arrangement mentioned thus represents a line which has a first line section with an equivalent wave impedance Zaq, a second line section with a continuously changing wave impedance Z (x) and a third line section with an equivalent wave impedance Zaq. Thus, there is a line with discontinuously and continuously changing wave impedances, the frequency-dependent attenuation of which can be viewed by reflections at the points of changing wave impedance, as in the previous exemplary embodiments.
FIG. 8 shows an exemplary embodiment of the electrical line according to the invention, in which one line section has a discrete inductance 36, a second line section is formed by a coaxial cable 37 and a third line section has a further discrete inductance 38, the second line section being one continuously changing wave impedance Z (x) and the adjacent line sections have equivalent wave impedances iq different from Z (x).
FIG. 9 shows a similar design of a line, but in which the corresponding third line section has a capacitor 39. In terms of impedance, this configuration corresponds to the line shown in FIG. 10, the line sections of which have the equivalent wave impedance Za'q (L), the wave impedance Z (x) and the equivalent wave impedance Zaq (C). The capacitor 39 plays the same role as an open stub. As indicated in FIGS. 9 and 10, the entire line can consist of several, alternately successive line sections of the type described.
As an alternative to the dielectric or magnetic losses described and also provided in the exemplary embodiments according to FIGS. 8 and 9, the known skin effect, which is effective at higher frequencies, can be used in order to generate losses in a simple manner, which greatly increases the resonances that occur as a result of the signal reflections attenuate and also achieve the desired filter attenuation of the existing line for the maximum frequency range (Fig. 2). Such skin effect losses increase the total loss angle AITOT of the line section in question.
The measure for generating frequency-dependent losses due to the skin effect is that the conductor of the line has an inner conductor part (or a core) with high electrical conductivity in order to transmit the relatively low frequencies up to a few thousand hertz including the direct current without loss. The inner conductor part has a coating or a surface layer which has a lower electrical conductivity or is even semiconducting, in which the currents of higher frequency flow due to the skin effect.
Since this coating is a poor conductor, the current-conducting layer or skin becomes even thinner at higher and very high frequencies than in the case of a conductor made entirely of a highly conductive material, so that the current conduction is further deteriorated, i.e. the losses that occur as a result of the skin effect are substantially greater.
Dielectric losses increase in proportion to the frequency, but losses due to the skin effect only increase with the
Square root of frequency. However, since, as mentioned below, the coating mentioned can have a significantly lower electrical conductivity than, for example, copper, the skin effect losses which can be achieved are sufficient to obtain the desired filter damping.
In Fig. 1 1 the section through a corresponding cable-shaped line is shown. An inner conductor part 41 consists of an electrically highly conductive material, e.g. Copper, with a specific electrical resistance of 1.7, uQ zucm.
The inner conductor part 41 has a thin surface layer 42 made of a poorly conducting metal, e.g.
Antimony (special resistance 42 ZQ cm) bismuth (special resistance 120 u11- cm) Nichrome (special resistance 100 to 11 cm) Manganese (special resistance 70, resistance 11-cm) .
The surface layer can also consist of a semiconducting material.
A layer 43 of an insulating material adjoins the surface layer 42, which in turn is encased by an outer conductor 44, which is provided as a shield and has a high electrical conductivity, for example also made of copper. This simple design of the line maintains the properties of the central conductor, which conducts the signals of relatively low frequencies, while at the same time strongly attenuating the signals of higher and highest frequencies.
The inner conductor part 41 can also be provided with a plurality of outer, thin layers of a poorly conducting material lying on top of one another, the specific resistance of the layers increasing towards the outside. This ensures that the current penetrates into the poorly conductive outer conductor part at high frequencies.
Of course, it is also possible to combine the dielectric and / or magnetic losses described above with the skin effect losses, namely by appropriate selection of the insulating material and the coating material of the central conductor.
In all described embodiments and other conceivable embodiments, e.g. with interposed line sections of different, but constant wave impedance, it can be seen that the lossy line sections with non-uniform, but continuously changing wave impedance ensure good attenuation of higher-frequency interference signals. If the wave impedance is to be matched to these adjacent line sections or connected systems, back-reflection of the interference signals is also avoided.
Application of the electrical line according to the invention with at least one distributed low-pass filter are, for example - interference suppression of data lines with relatively low transmission frequencies, - interference suppression of systems in the same network, - protection against disturbances which are generated by the system itself.