CH620068A5 - - Google Patents

Description

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PATENTANSPRÜCHE

1. Schaltungsanordnung zum Rückgewinnen kodierter Binärinformation, welche in einem Datenstrom an zeitlich festgelegten Stellen dargestellt ist, die sich mit einer Frequenz wiederholen, die nominell vorbestimmt, aber unkontrollierbaren Abweichungen ausgesetzt ist, wobei die Schaltungsanordnung einen Phasenvergleicher (11) enthaltenden, in bezug auf die Frequenz der Datensignale praktisch phasenstarrer Oszillator (9) zum Erzeugen von Signalen mit abwechselnd hohen und niedrigen Pegeln zur Verwendung als Rückgewinnungsfenster, eine logische Rückgewinnungsschaltung (18), der die Fenster zugeführt werden, aufweist, wobei der phasenstarre Oszillator (9) die Zeitpunkte des Auftretens der Fenster festlegt, indem an den Phasenvergleicher (11) zwei Vergleichssignale angelegt werden, von denen das eine ein aus dem Ausgangssignal des phasenstarren Oszillators (9) abgeleitetes Bezugssignal und das andere ein Signal aus dem Datenstrom ist, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (14,16,17), um der logischen Rückgewinnungsschaltung (18) ein Signal zuzuführen, das auch aus dem Datenstrom erhalten worden ist und im wesentlichen gleichzeitig mit dem Signal aus dem Datenstrom auftritt, das dem Phasenvergleicher (11) zugeführt wird, und beide Signale im wesentlichen unabhängig von Frequenzabweichungen auftreten.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückgewinnungsfenster schaffende Einrichtung (14) und der phasenstarre Oszillator so ausgelegt sind,

dass trotz zeitlicher Änderungen des Signals, das der Rückgewinnungsschaltung (18) aus dem Datenstrom zugeführt worden ist, dieses Signal im wesentlichen unabhängig von den Frequenzabweichungen genau mittig in dem Rückgewinnungsfenster liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung, um das aus dem Datenstrom erhaltene Signal der Rückgewinnungsschaltung (18) zuzuführen, eine signalverarbeitende Einrichtung (10) aufweist, um gedehnte Impulse (Fig. 3: c, d) von Impulsen in dem Datenstrom zu erzeugen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung, um das Vergleichssignal aus dem Datenstrom an den Phasenvergleicher (11) zuzuführen, eine signalverarbeitende Einrichtung (10) zum Erzeugen von gedehnten Impulsen (Fig. 3: d, e) aus Impulsen (Fig. 3: d) in dem Datenstrom aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die signalverarbeitende Einrichtung (10) beide Impulse (Fig. 3: d, e) im wesentlichen um dieselben Werte dehnt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die signalverarbeitende Einrichtung (10) ein monostabiler Multivibrator ist, der beide gedehnten Impulse (d, e) erzeugt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die gedehnten Impulse (Fig. 3: d, e) an den Ausgängen (Q bzw. Q) des Multivibrators erzeugt werden.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangssignale der impulsdehnenden Einrichtung (10) an die Rückgewinnungsschaltung (18) ohne Zwischenschaltung einer Verzögerungseinrichtung angelegt werden.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der phasenstarre Oszillator (9) einen spannungsgesteuerten Oszillator (13) aufweist, der auf einer Harmonischen der Folgefrequenz der die zeitlich festgelegten Stellen wiedergebenden Information arbeitet.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die das Rückgewinnungsfenster schaffende Einrichtung ein Zähler (14) ist, an den der Ausgang von dem spannungsgesteuerten Oszillator (13) angelegt wird und der darauf anspricht, um entsprechende Zählwerte zu erzeugen, die sich mit einer Periodizität wiederholen, die gleich der Periode der Folgefrequenz der die zeitlich festgelegten Stellen

5 wiedergebenden Information in dem Datenfluss ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Zähler (14) eine Einrichtung zum Erzeugen eines Ausgangssignals aufweist, das in jeder Periode der Folgefrequenz einen hohen bzw. einen niedrigen Teil hat,

10 die mit vorbestimmten Zählserien übereinstimmen.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Detektor (17), um die hohen und niedrigen Teile des Zählerausgangssignals als Rückgewinnungsfenster an die logische Rückgewinnungsschaltung (18) anzulegen.

'5 13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückgewinnungsschaltung (18) Mittel (30-36) zur Verwendung der Rückgewinnungsfenster und der Ausgangssignale der impulsdehnenden Einrichtung (10) aufweist, um die in den Ausgangssignalen kodierte Information

20 zurückzugewinnen.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel (30-36) der Verwendung eines Fensters in jeder Folgefrequenzperiode dienen, um die in den Ausgangssignalen kodierten Einsen und Nullen rück-

25 Zugewinnen, und der Verwendung des anderen Fensters, um den kodierten Takt zurückzugewinnen.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Rückgewinnungsschaltung (18) zwei Signalwege aufweist, die jeweils mit den Ausgangssignalen der

30 impulsdehnenden Einrichtung (10) und den Rückgewinnungsfenstern gespeist werden und welche jeweils mit Signalen gespeist werden, welche die Mitten des einen oder des anderen Fensters darstellen.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch

35 gekennzeichnet, dass der Zähler (14) so ausgelegt ist, um die hohen und niedrigen Signalanteile mit ungleicher Dauer zu erzeugen.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, wobei der Datenstrom M2FM-kodiert ist, dadurch gekennzeichnet, dass

40 die Dauer der hohen und niedrigen Signalanteile ein 40/60-Ver-hältnis zueinander haben.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der phasenstarre Oszillator (9) eine logische Rückkopplungsschaltung (15) aufweist, die mit dem Aus-

45 gangssignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator (13) gespeist wird.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch einen Detektor 17 um erste und zweite Hilfssignale von dem Zähler (14) zu erhalten, wobei das erste Hilfssignal

50 Übergänge aufweist, die bezüglich denen der Rückgewinnungsfenster um einen vorbestimmten Wert in der Phase verschoben sind und wobei das zweite Hilfssignal Übergänge aufweist, die mit den Mitten der entsprechenden Rückgewinnungsfenster übereinstimmen.

55 20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, wobei der Datenfluss M2FM-kodiert ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Übergänge in dem ersten Hilfssignal um 180° phasenverschoben sind.

21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, gekennzeich-

60 net durch einen Detektor (17) um das erste Hilfssignal an die logische Rückkopplungsschaltung (15) anzulegen, um ein Signal im Takt zu steuern, das aus dem Vergleichssignal erhalten worden ist, mit dem der Phasenvergleicher (11) gespeist worden ist und von dem Datenstrom erhalten wird.

65 22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die logische Rückkopplungsschaltung (15) ein Flip-Flop (21) aufweist, an welches das erste Hilfssignal als Takt angelegt wird und welches durch dasselbe Signal

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zurückgesetzt wird, das dem Phasenvergleicher ( 11 ) als Rück- Publishing Corporation, Concord 01742, USA). Mit M2FM wird kopplungsvergleichssignal zugeführt wird. ein FM-Kodieren bezeichnet, bei welchem «Eins»-Datenbits

23. Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, gekennzeich- durch einen Impuls in der Mitte eines Zeitintervalls (eines Bitnet durch einen Detektor (17) zum Anlegen des zweiten Hilfssi- elements bzw. einer Bitzelle) dargestellt sind, und «Null»-Bits gnals an die Rückkoppungsschaltung (15), um das mittels des 5 durch einen Impuls am Rand eines Zeitintervalls dargestellt ersten Hilfssignals taktgesteuerte Signal durchzuschalten. werden. Für jedes Eins-Datenbit ist ein Impuls vorhanden, aber

24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch für Null-Datenbits ist nur ein Impuls vorhanden, wenn weder gekennzeichnet, dass die Rückkopplungsschaltung (15) ein ein Eins- oder noch ein Null-Impuls in dem unmittelbar vorher-NAND-Glied (22), an welches das mittels des ersten Hilfs- gehenden Zeitintervall vorhanden ist und kein Eins-Impuls in signais taktgesteuerte Signal und das zweite Hilfssignal ange- 10 dem Zeitintervall vorkommt, das unmittelbar auf den in Frage legt sind, und ein Flip-Flop (23) aufweist, dem das Ausgangssig- stehenden Rand folgt. Das minimale Intervall T zwischen nal von dem NAND-Glied (22) und als Takt der Ausgang des Impulsen kommt für aufeinanderfolgende Eins-Bits vor. Das spannungsgesteuerten Oszillators (13) zugeführt wird. maximale Intervall zwischen Impulsen ist dann 2,5T und kommt

25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch für ein Eins-Bit vor, auf das drei aufeinanderfolgende Null-Bits gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal des Flip-Flops (23) 15 oder noch höhere ungerade Vielfache derartiger aufeinander-das Ausgangssignal der Rückkopplungsschaltung (15) darstellt folgender Null-Bits folgen. Intervalle von 1,5T und 2T zwischen und als Rückkopplungsvergleichssignal an den Phasenverglei- aufeinanderfolgenden Impulsen können auch in Abhängigkeit cher ( 11 ) angelegt wird. von dem Bitmuster vorkommen.

Aufgrund der Kodiervorschriften, die bei einem derartigen

20 M2FM-Kode angewendet werden, stellen die Impulse an den

Rändern der Zeitintervalle nicht nur Nullen, sondern auch eine sogenannte «Takt»-Information dar. Dies ist eine Zeitinforma-Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum tion, welche die Gesamtnachrichtenzeit, wie das Beginnen von Rückgewinnen kodierter Binärinformation, welche in einem Bytes, Worten und Nachrichten bezeichnet, und wird zur Datenstrom an zeitlich festgelegten Stellen dargestellt ist, die 25 Gesamtsynchronisierung des Daten benutzenden Systems versieh mit einer Frequenz wiederholen, die nominell vorbe- wendet, bei welchem die Einsen und Nullen den im einzelnen stimmt, aber unkontrollierbaren Abweichungen ausgesetzt ist, wiedergegebenen Dateninhalt schaffen. Das Rückgewinnungs-wobei die Schaltungsanordnung einen einen Phasenverglei- bzw. Regenerierungssystem muss daher auch Vorsorge zum eher enthaltenden, in bezug auf die Frequenz der Datensignale Rückgewinnen der Taktinformation schaffen, welche einen praktisch phasenstarrer Oszillator zum Erzeugen von Signalen 30 Teil des Datenflusses bildet. Dies bedeutet, dass in dem Rückge-mit abwechselnd hohen und niedrigen Pegeln zur Verwendung winnungssystem über die Nullen darstellenden Impulse nicht als Rückgewinnungsfenster, eine logische Rückgewinnungs- hinweggegangen werden kann, sondern sie auch neben den die Schaltung, der die Fenster zugeführt werden, aufweist, wobei Einsen darstellenden Impulse rückgewonnen werden müssen, der phasenstarre Oszillator die Zeitpunkte des Auftretens der Die Fenster, welche zur Rückgewinnung geschaffen sind, müs-Fenster festlegt, indem an den Phasenvergleicher zwei Ver- 35 sen auch diesem Ziel angepasst sein.

gleichssignale angelegt werden, von denen das eine das Rück- Der übliche phasenstarre Oszillator zum Erzeugen der Fen-kopplungssignal vom phasenstarren Oszillator und das andere ster der zum Rückgewinnen von M2FM- oder anderen kodierein Signal aus dem Datenstrom ist. ten Signalen benötigt wird, besteht aus einer geschlossenen

Kodierte Binärinformationen können von einem magneti- Rückführungsschaltungsanordnung, welche einen spannungs-

schen Medium, wie einer magnetischen Aufzeichnungsplatte, « gesteuerten Oszillator zum Erzeugen der geforderten Aus-

von einem Nachrichten- und Übertragungskanal oder von gangssignale aufweist. Dieser spannungsgesteuerte Oszillator irgendeiner anderen Quelle erhalten werden. erhält seine Steuersignale über ein Filter. Das Filter wird wie-

Es ist bekannt, dass derartige Daten rückgewonnen oder derum mit dem Ausgang eines Phasenvergleichers gespeist. Ein regeneriert werden können, indem sogenannte Fenster Eingang an diesem Phasenvergleicher wird über eine Rückgeschaffen werden, damit sie mit den Zeitpunkten übereinstim- 45 kopplung von dem Oszillator selbst erhalten, während der men und zusammenfallen, an welchen erwartet werden kann, andere Eingang aus dem externen Signal erhalten wird, mit dass die einzelnen Teile oder Komponenten des Datenstroms welchem der phasenstarre Oszillator zu verriegeln ist. Der (wie Einsen, Nullen, Taktimpulse usw.) auftreten und indem Betrieb des phasenstarren Oszillators ist so, dass eine feste Pha-diese Fenster dazu benutzt werden, um diese Datenkomponen- senbeziehung (z. B. eine Phasenkoinzidenz) zwischen bestimmten aus dem zusammengesetzten Datenstrom auszublenden. 50 ten Parametern der zwei Eingangssignale an dem Phasenver-

Derartige Fenster werden mittels eines phasenstarren gleicher beibehalten wird.

Oszillators erzeugt, welcher von dem Datenstrom selbst Schwierigkeiten sind bei dem Versuch aufgetreten, derar-

gesteuert wird, so dass die geschaffenen Fenster annähernd der tige phasenstarre Oszillatoren beim Rückgewinnen bzw.

Folgefrequenz und den Zeitpunkten des Auftretens der Daten- Regenerieren von Daten zu verwenden. Bei Verwendung eines komponenten entsprechen (US-PS 3 731 220). 55 phasenstarren Oszillators, um die zur Rückgewinnung benötig-

Der Rückgewinnungsvorgang, bei welchem derartige mit- ten Fenster zu erzeugen, ist es üblich gewesen, den Datenfluss tels eines phasenstarren Oszillators (PLO) geschaffene Fenster als das externe Signal zu verwenden, das den spannungsgesteu-

verwendet werden, ist ziemlich schwierig und aufwendig. Ins- erten Oszillator (über den Phasenvergleicher und das Filter)

besondere ist es wichtig, dass die Lage der rückzugewinnenden steuert, während der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszil-

Datenkompònenten so nahe wie möglich in den jeweiligen 611 lators dazu verwendet wird, die Rückgewinnungsfenster zu

Fenstern mittig eingestellt ist. Dies ist unabhängig von der Art erzeugen.

der benutzten Datenkodierung wichtig. Zur Datenkodierung Bei Vorhandensein eines Impulses am Ausgang einer signalwird vielfach Frequenzmodulation (abgekürzt: FM), modifi- verarbeitenden Schaltung wird eine logische Rückkopplungs-zierte Frequenzmodulation (abgekürzt: MFM) oder doppelt schaltung eingestellt, um dadurch dann einen Phasenvergleich modifizierte Frequenzmodulation (abgekürzt: M2FM) verwen- m zwischen der Rückf lanke dieses Impulses und dem Signal vor-det (David J. Kaistrom, «Simple Encoding Schemes Double zubereiten, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator rück-Capacity of a Flexible Disc» in «Computer Design», September gekoppelt ist. Die rohen, noch nicht verarbeiteten Datenim-1976, Seite 98-101, herausgegeben von Computer Design pulse, die anfänglich von dem Aufzeichnungsmedium, dem

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Nachrichten- oder Übertragungskanal oder von einer anderen Quelle zugeführt sind, eignen sich im allgemeinen nicht für den vorstehend angeführten Zweck, da sie üblicherweise die Form von ziemlich kurzen, scharfen Impulsen haben, die eine nicht ausreichende Zeitdauer zwischen ihren Vorder- und Rückflan-ken schaffen, damit der phasenstarre Oszillator den Phasenvergleich einstellen und durchführen kann.

Aus diesem Grund wird bekanntlich auch eine signaleverarbeitende Schaltung in dem Dateneingang vor dem Phasenvergleicher verwendet, um die kurzen, scharfen, ursprünglichen Datenimpulse in längere Impulse zu dehnen, wobei Pegelübergänge (Flanken) in einer vorbestimmten zeitlichen Beziehung zu den ursprünglichen Datenimpulsen vorgesehen sind. Beispielsweise ist für Systeme, die eine nominelle, minimale Zwischenimpulsdauer T von 2 p,s haben, eine Schaltung, wie beispielsweise ein monostabiler Multivibrator dazu verwendet worden, um sie auf einen Impuls zu dehnen, dessen Rückflanke 1 [xs nach der Vorderflanke des ursprünglichen Datenimpulses auftritt. Ausser der Durchführung einer bestimmten Datendehnung wird durch eine derartige signalverarbeitende Schaltung auch eine bestimmte Gesamtverzögerung in den Datenfluss eingebracht.

Bei der Schaltungsanordnung der bisher verwendeten phasenstarren Oszillatoren ist es ferner üblich gewesen, diese Datenimpulse, welche (mit Hilfe der mittels des phasenstarren Oszillators geschaffenen Fenster) tatsächlich rückzugewinnen sind, von einer Stelle in dem Datenfluss vor dem monostabilen Multivibrator zu nehmen, welcher zum Dehnen dieser Impulse verwendet wird, bevor sie an den phasenstarren Oszillator angelegt sind.

Als Folge der Zwischenschaltung des Impulsdehners in dem Dateneingangsweg zu dem phasenstarren Oszillator, aber nicht in dem Dateneingangsweg zu der Rückgewinnungsschaltung, bestand eine gewisse unterschiedliche Verzögerung zwischen den zwei Wegen (nämlich zwischen dem Datenweg, auf welchem die Fenster erzeugt wurden, und dem Datenweg, welcher den fenstererzeugenden, phasenstarren Oszillator umgeht und unmittelbar zu der Schaltung gelangt, welche die Fenster benutzt, um die Daten tatsächlich rückzugewinnen bzw. zu regenerieren).

Um die nachteilige Wirkung dieser unterschiedlichen Verzögerung zu überwinden, ist es üblich gewesen, absichtlich eine ausgleichende Verzögerung in dem Umgehungsweg vorzusehen. Eine derartige ausgleichende Verzögerungsschaltung stellt einen zusätzlichen Kostenfaktor dar; bei komplizierten Zeit- und Frequenzparametern stellt sie in der Tat einen wesentlichen Kostenfaktor dar. Darüber hinaus muss bei den Datenimpulsen, die Rückgewinnung äusserst genau in ihren jeweiligen Fenstern mittig eingestellt sein, eine derartige Verzögerung in dem Weg, welchem der Datenfluss folgt, fein einstellbar sein und muss während der Ausführung der Anlage einer derartigen Einstellung tatsächlich unterzogen werden. Hierdurch werden der Aufwand und damit die Kosten weiter erhöht.

Am schlimmsten ist nicht, wie genau eine derartige Verzögerung anfangs eingestellt wird und wie stabil die ganze Schaltung im Laufe der Zeit bleibt, sondern die Tatsache, dass die Datenimpulse noch einem sogenannten Driften weg von ihren geforderten mittigen Lagen in den Fenstern wegen möglicher nicht kontrollierbarer Änderungen in der Frequenz des Datenstroms ausgesetzt sind. Derartige Frequenzänderungen können aus verschiedenen Gründen vorkommen, beispielsweise infolge von Drehzahländerungen in dem Transportmechanismus in dem Aufnahme- oder Wiedergabegerät. Wenn sich die Frequenz ändert, ändert sich auch die Phasenverschiebung, die einer vorgegebenen Zeitverzögerung entspricht, und dies hat zur Folge, dass sich die Lage der umgeleiteten Datenimpulse bezüglich ihrer Rückgewinnungsfenster ändert, und insbesondere sie von ihrer geforderten Mittenlage in diesen Fenstern abweicht.

Diese Abweichungen von der Mitte beeinflussen nachteilig die Zuverlässigkeit der Datenrückgewinnung oder, anders aus-5 gedrückt, erhöhen die Fehlerrate. Diese nachteilige Wirkung nimmt zu, wenn die Grösse der Fehlerabweichung zunimmt. Darüber hinaus nimmt die Empfindlichkeit gegenüber derartigen Abweichungen, wenn kompliziertere Kode verwendet werden, bei grösseren Datenpackungsdichten zu.

10 Nicht nur die Toleranzen sind bei dichter gepackten Daten kleiner, sondern die Art der komplizierten Kode ist so, dass kompliziertere und aufwendigere Massnahmen angewendet werden müssen, und diese wiederum sind engeren Toleranzen unterworfen.

15 Wenn wieder der M2FM-Kode als Beispiel benutzt wird, ist dies für eine Rückgewinnung aus dem Datenstrom bei der Verwendung von Fenstern von Vorteil, die ungleiche Längen haben (die nachstehend als nichtsymmetrische Fenster bezeichnet werden). Die Fenster, welche benutzt werden, um 20 die Einsen rückzugewinnen, sind vorzugsweise länger als die, die zum Rückgewinnen der Nullen verwendet werden (d. h. der Taktinformation). Vorzugsweise haben diese zwei Fensterarten Längen bzw. eine Dauer, die in einem Verhältnis von 60/40 stehen. Mit anderen Worten sie besetzen 60 bzw. 40 Prozent 25 eines Bitintervalls T. Durch die Schaffung und Verwendung derartiger nichtsymmetrischer Fenster sind weitere Anforderungen an die Einhaltung einer genauen Mittigeinstellung von Daten gestellt, wodurch wiederum die Empfindlichkeit gegenüber unerwünschten Frequenzänderungen zunimmt. m Ferner sollte beachtet werden, dass dieselben Schwierigkeiten, die der unterschiedlichen Verzögerung zwischen den zwei Signalwegen zuzuschreiben sind, auch auftreten können, wenn das ganze Rückgewinnungssystem so ausgeführt ist, dass die Signalumleitung und nicht der Weg über den phasenstarren 33 Oszillator die grössere Verzögerung aufweist.

£s ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, welche sicherstellt, dass die Daten aus dem Eingangsdatenstrom immer praktisch in der Mitte des Fensters erscheinen.

40 Gemäss der Erfindung wird dies erreicht durch eine Einrichtung, um der logischen Rückgewinnungsschaltung ein Signal zuzuführen, das auch aus dem Datenstrom erhalten worden ist und im wesentlichen gleichzeitig mit dem Signal aus dem Datenstrom auftritt, das dem Phasenvergleicher zugeführt 45 wird und beide Signale im wesentlichen unabhängig von Frequenzabweichungen auftreten.

Diese Schaltung macht es möglich, den Eingangsdatenstrom, der den phasenstarren Oszillator umgeht, mit der eigentlichen Datenrückgewinnungsschaltung zu verbinden, ohne dass 5o eine ausgleichende Verzögerung in dem Umleitungsweg verwendet wird, und ohne dass eine Verzögerungseinstellung erforderlich ist.

Insbesondere wird der Umgehungsweg für diesen Eingangsdatenstrom mit einem Eingangssignal versorgt, dessen 55 sich zeitlich ändernde Kenndaten genau im Gleichschritt mit den sich zeitlich ändernden Kenndaten dieses aus den Daten erhaltenen Eingangssignals gehalten werden, welches dem Phasenvergleicher selbst zugeführt wird.

Dieser Eingang an dem Phasenvergleicher selbst findet 60 statt, nachdem irgendeine Signalverarbeitung (z. B. eine Impulsdehnung) an dem Datenfluss durchgeführt wird. Der Umgehungsweg wird in ähnlicher Weise mit einem Signal versorgt, das genau derselben Signalverarbeitung unterworfen worden ist. Auf diese Weise ist eine Notwendigkeit, eine aus-t>5 gleichende Verzögerung in dem Umgehungsweg vorzusehen, beseitigt. Auch ist es nicht mehr notwendig, eine Verzögerungseinstellung vorzunehmen, um eine Mittigeinstellung von Datenimpulsen in den Rückgewinnungsfenstern zu erhalten;

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darüber hinaus ist die Gefahr von Abweichung gegenüber einer derartigen Mittigeinstellung infolge von Frequenzänderungen beseitigt. Die fensterbildende Schaltung und die Datenrückgewinnungsschaltung, die diese Fenster benutzt, um mit dem umgeleiteten Datenfluss zu arbeiten, sind so ausgelegt, dass sie gemäss der Erfindung mit dem phasenstarren Oszillator zusammenarbeiten.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden nichtsymmetrische Fenster erzeugt und zur Rückgewinnung von M2FM-kodierten Daten benutzt.

Vorteilhaft wird der Datenflusseingang zu der logischen Rückgewinnungsschaltung an einer Stelle entnommen, an welcher dessen Übergänge zeitlich mit denen des Datenflussein-ganges an dem Phasenvergleicher der phasenstarren Oszillatorschleife zusammenfallen, die zum Steuern der Schaffung der Rückgewinnungsfenster verwendet wird. Hierbei ist keine Verzögerung zwischen der Datenfluss-Entnahmestelle und deren Eingang an der logischen Rückgewinnungsschaltung vorgesehen. Der phasenstarre Oszillator und die fenstererzeugenden Schaltungen arbeiten zusammen, um Daten und Taktimpulse darstellende Übergänge in dem Datenfluss aufrechtzuerhalten, der an der logischen Rückgewinnungsschaltung mittig eingestellt in den jeweiligen Fenstern angelegt wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Gesamtanordnung gemäss der Erfindung;

Fig. 2 ein Zeit- und Wellformdiagramm, in welchem die rohen, noch nicht verarbeiteten Daten in einer M2FM-kodier-ten Anordnung wiedergegeben sind;

Fig. 3 die Signalwellenformen an verschiedenen Stellen in dem System der Fig. 1 ;

Fig. 4 die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen für einen binärkodierten Dezimalzähler, welcher einen Teil des Systems der Fig. 1 darstellt;

Fig. 5 die logischen Elemente, welche die logische Rückkopplungsschaltung der Fig. 1 bilden;

Fig. 6 die logischen Elemente, welche den Phasenschieber der Fig. 1 bilden; und

Fig. 7 die logischen Elemente, welche die logische Rückgewinnungsschaltung der Fig. 1 bilden.

In allen Figuren sind dieselben Bezugszeichen zum Bezeichnen entsprechender Elemente verwendet. Pfeile geben die Richtung des Signalflusses zwischen Schaltungselementen an. In den Zeit- und Wellenformdiagrammen läuft die Zeit von links nach rechts quer über die Blattseite (bzw. nimmt in dieser Richtung zu).

In Fig. 1 ist eine Ausführungsform der Erfindung dargestellt, die insbesondere zum Rückgewinnen von Daten ausgelegt ist, die in einer M2FM-Anordnung kodiert sind. Derartige Daten liegen in der Schaltung der Fig. 1 am Eingang an einer signalverarbeitenden Schaltung 10 an. Die übliche Form eines Eingangssignals aus sogenannten rohen, noch nicht verarbeiteten Daten, die an der Schaltung 10 anliegen, ist in Fig. 2 dargestellt. In der oberen Zeile in Fig. 2 sind aufeinanderfolgende Zeitintervalle (die manchmal auch als Bitzellen oder -elemente bezeichnet worden sind) mit jeweils einer Dauer T dargestellt, welche in der Praxis 2 p.s lang sein können. In diesen Zeitintervallen sind in Fig. 2 die Binärzeichen eingesetzt, die in ihnen dargestellt werden sollen. Infolgedessen soll es in dem ersten Intervall eine Eins, in dem zweiten ebenfalls eine Eins, in dem dritten eine Null usw. quer über die Blattseite sein. Die untere Zeile in Fig. 2 zeigt die elektrischen Signalimpulse, die dem Eins-Null-Muster in der oberen Zeile unter Bedingungen einer M2FM-Kodierung entsprechen. Es ist ein Signal ähnlich dem auf der unteren Zeile in Fig. 2, das tatsächlich an eine signalverarbeitende Schaltung in Fig. 1 angelegt wird. Selbstverständlich weichen die Lagen der Impulse bezüglich der Zeitintervalle in der Praxis gegenüber diesen theoretisch bestimmten Lagen ab, und zwar infolge verschiedener Faktoren einschliesslich einer Scheitelwertverschiebung zwischen benachbarten 5 Impulsen, einem Rauschen, Bandbreiten-Begrenzungen, Drehzahlschwankungen der Aufnahme- und Wiedergabegeräte usw. Diese Abweichungen sind es, die ein kompliziertes Rückgewinnungsschema, wie beispielsweise in der vorliegenden Erfindung, erforderlich gemacht haben.

10 In Fig. 1 ist der spannungsgesteuerte Oszillator 13 in üblicher Weise aufgebaut, um ein Signal zu erzeugen, welches im wesentlichen eine Rechteckwelle bei einer Harmonischen der Wiederholungsfrequenz der Zeitintervalle des M2FM-kodier-ten Eingangssignals ist. Aus Gründen, die sich noch zeigen, 15 wird ein Vielfaches von zehn bevorzugt, es können aber auch andere Werte verwendet werden.

In Fig. 3 ist in Zeile (c) das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 13 dargestellt. Um die Untersuchung zu erleichtern, ist auch in Fig. 3, nämlich in deren Zeile (a), ein Teil 20 des Eingangssignals gezeigt, das auf der unteren Zeile der Fig. 2 dargestellt ist, nämlich der Teil, der als Intervall III in Fig. 2 bezeichnet ist. Er weist zwei Impulse 51 und 52 auf. Diese beiden Impulse sind charakteristisch, da der Impuls 51 einer Eins entspricht, während der Impuls 52 der Grenze bzw. dem Rand 25 von zwei aufeinanderfolgenden, eine Null darstellenden Intervallen entspricht.

Ferner ist in Fig. 3 in Zeile (b) ein Diagramm dargestellt, das jedes 2 jxs-lange Intervall T in der Zeile (a) in zehn 200 Nanose-kunden lange «Zähl»-Intervalle unterteilt, die jeweils sich 30 wiederholend von 0 bis 9 bezeichnet sind und dem Auftreten der Rechteckwellen mit der zehnfachen Frequenz entsprechen, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 der Fig. 1 erzeugt worden sind.

Die datenverarbeitende Schaltung 10, an welcher das in 35 Zeile (a) der Fig. 1 dargestellte Eingangssignal angelegt wird, kann in herkömmlicher Weise, beispielsweise als ein monostabiler Multivibrator ausgeführt sein, der die angelegten Eingangsimpulse dehnen kann. Die Ausgänge Q und Q der Schaltung 10 sind in den Zeilen (d) bzw. (e) der Fig. 3 darge-40 stellt. Jeder Eingangsimpuls ist über ein halbes Intervall T, d. h. über eine Mikrosekunde, gedehnt dargestellt. Die gedehnten Impulse am Ausgang Q, die den Eingangsimpulsen 51 und 52 entsprechen, sind mit 51a bzw. 52a und die Impulse am Ausgang Q mit 51b und 52b bezeichnet.

45 Die Impulse am Ausgang Q werden unmittelbar an einen Eingang Vi eines Phasen vergleichers 11 und die Impulse am Ausgang Q werden unmittelbar an einen Eingang einer logischen Rückgewinnungsschaltung angelegt. Der Phasenvergleicher 11 kann eine integrierte Schaltung Motorola model 50 MC4044 sein.

An den Eingang Ri dieses Phasenvergleichers 11 wird ein Rückkopplungssignal angelegt, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 über eine logische Rückkopplungsschaltung 15 in einer Weise erhalten wird, die im folgenden noch genauer 55 beschrieben wird. Im Augenblick reicht es aus, darauf hinzuweisen, dass es Aufgabe des phasenstarren Oszillators 9 ist, der den Phasenvergleicher 11, das Filter 12, den spannungsgesteuerten Oszillator 13 und die logische Rückkopplungsschaltung 15 aufweist, den grösstmöglichen Gleichlauf zwischen den Eingän-60 gen Vi und Ri an dem Phasenvergleicher 11 herzustellen und beizubehalten. Der Phasenvergleicher arbeitet auf folgende Weise. Eine Zeitverschiebung, die zwischen den Übergängen hoch-tief an dem Vi- (d. h. veränderlichen) Eingang und dem Ri-(d. h. Bezugs-) Eingang an dem Phasenvergleicher vorkommt, 65 schafft am Ausgang der Schaltung 11 ein Phasenfehlersignal, das eine solche Zeitverschiebung darstellt. Über das herkömmliche Filter 12 wird dieses Phasenfehlersignal an den spannungsgesteuerten Oszillator 13 angelegt, um die Frequenz des

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letzteren in üblicher Weise zu steuern.

In herkömmlicher Weise ist die Verstärkung und Bandbreite des Filters 12 so eingestellt, dass es auf einer Langzeitdrift des Impulsdatenflusses am Eingang über mehrere Perioden T und nicht auf ein augenblickliches Zittern infolge von Rauschen oder einzelnen Bitverschiebungen anspricht.

Um ihn ausserdem der logischen Rückkopplungsschaltung 15 zuzuführen, wird der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 13 auch an einen binärkodierten Dezimalzähler 14 und an einen Phasenschieber 16 angelegt.

Der binärkodierte Dezimalzähler 14 zählt entsprechend aufeinanderfolgenden Impulsen von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 periodisch bzw. wiederholt von 0 bis 9.

Hierbei erzeugt der Zähler 14 die tatsächlichen Rückgewinnungsfenster und erzeugt auch ein Hilfssteuersignal für die logische Rückkopplungsschaltung über einen 0 & 5-Detektor 17. Der Phasenschieber 16 erzeugt ein zusätzliches Hilfssteuersignal für die logische Rückkopplungsschaltung 15.

In Fig. 4 ist das Muster der Ausgänge an dem binärkodierten Dezimalzähler 14 dargestellt, die an dessen Anschlüssen A bis D entsprechend den Eingangssignalen an dem spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt werden. Aus Fig. 4 ist ferner zu ersehen, dass die Zählwerte 8 bis 3 den einen Pegel am Aus-gangsanschluss C und die Zählwerte 4 bis 7 den anderen Pegel erzeugen. Diese zwei Intervalle stellen eine 60/40-Beziehung dar. Folglich werden am Anschluss C 60/40-Signale erzeugt, die als die nichtsymmetrischen Fenster verwendbar sind. Diese Ausgangssignale am Anschluss C des Zählers 14 sind in Zeile (f) der Fig. 3 dargestellt. Hierbei ist die nichtsymmetrische 60/40-Beziehung zwischen der Dauer ihrer negativen und positiven Abschnitte zu beachten. Dies ist die bevorzugte Fensteranordnung für eine M2FM-kodierte Signalrückgewinnung, wie sie vorstehend erläutert ist. Dies ist auch das Signal, das hierzu an einem zweiten Eingang der logischen Rückgewinnungsschaltung 18 in Fig. 1 angelegt wird (wobei das erste Signal zusammen mit dem Signal angelegt wird, das in Zeile (e) der Fig. 3 dargestellt ist).

Die Elemente der logischen Rückkopplungsschaltung 15 sind in Fig. 5 dargestellt. Diese Schaltung weist drei Flip-Flops 20,21 und 23 und ein NAND-Glied 22 auf, die wie dargestellt miteinander und mit der Aussenseite der logischen Schaltung 15 verbunden sind.

Das gedehnte Eingangssignal von dem gleichen Ausgang Q der signalverarbeitenden Schaltung, welches den Eingang Vi des Phasenvergleichers 11 speist, ist auch mit dem Takteingang des Flip-Flops 20 verbunden, das durch die nächste am Eingang Ri des Phasenvergleichers vorgesehene Signalrückkopplung vom Ausgang der logischen Schaltung 15 aus zurückgesetzt wird. Der sich ergebende Ausgangsimpuls am Ausgang Q des Flip-Flops 20 wird dann an den Ausgang Q des Flip-Flops 21 weiter übertragen, das durch ein Signal von dem binärkodierten Dezimalzähler 14 über den Phasenschieber 16 taktgesteuert wird. Wie nachstehend noch im einzelnen ausgeführt wird, besteht dieses Taktsignal, das an das Flip-Flop 21 der logischen Rückkopplungsschaltung 15 angelegt wird, aus Impulspaaren, deren Vorderflanken zeitlich in demselben 60/40-Verhältnis wie der Rechteckwellenausgang am Anschluss C des binärkodierten Dezimalzählers 14 verschoben ist. Infolge des Phasenschiebers 16 sind die 60/40-Abstände in diesem Signal in der Phase um einen entsprechenden Wert, vorzugsweise um 180°, verschoben.

Diese um 180° phasenverschobenen Reihen von Impulspaaren sind in Zeile (g) der Fig. 3 dargestellt. Der im einzelnen in Fig. 6 dargestellte Phasenschieber 16 weist ein ODER-Glied 25 auf, das von den Ausgängen B und D des Zählers 14 aus gespeist wird und seinerseits das Eingangssignal an einem Flip-Flop 26 schafft, dessen Takteingang das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators ist und dessen Rücksetzeingang das 60/40-Signal von dem Zähleranschluss C ist. Diese Schaltungselemente arbeiten, wie ohne weiteres zu ersehen ist, zusammen, um an dem Ausgang Q des Flip-Flops 26 die geforderten Impulspaare zu erzeugen, die in Abständen mit einer 60/40-Beziehung angeordnet, aber um die geforderten 180° in der Phase verschoben sind. Hierbei ist jeder 60%-Abstand zwischen den Vorderflanken eines Impulspaares an derselben Stelle wie die ursprünglichen 40%-Eenster mittig eingestellt (Zeile (f) in Fig. 3) und umgekehrt.

In der in Fig. 5 im einzelnen dargestellten, logischen Rückkopplungsschaltung 15 wird der Ausgang Q des Flip-Flops 21 über das NAND-Glied 22 durch das nächstfolgende Signal von dem binärkodierten Dezimalzähler 14 durchgeschaltet, der entweder einen Zählerstand von 0 oder einen Zählerstand von 5 darstellt. Hierzu sind die vier Ausgangsanschlüsse des Zählers 14 mit dem 0 & 5-Detektor 17 verbunden. Dieser Detektor kann eine herkömmliche Ausführungsform einer digitalen logischen Schaltung haben, um die 0- bzw. 5-Zählformen der Zählerausgangssignale zu fühlen (siehe die in Fig. 4 dargestellten Ausgangsmuster) und um diese zusammenzufassen, um ein Ansteuersignal für das NAND-Glied 22 entsprechend jedem 0-und 5-ZähIerstand zu erzeugen.

Schliesslich wird der Ausgang des NAND-Glieds 22 an das Flip-Flop 23 angelegt, über welches es durch das Ausgangssignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 taktgesteuert wird. Der Ausgang Q von dem Flip-Flop 23 stellt das Bezugssignal dar, das an den Eingang Ri des Phasenvergleichers 11 angelegt wird.

Der Ausgang Q des Flip-Flops 23 ist in Zeile (1) der Fig. 3 dargestellt und hat, wie zu erkennen ist, Übergänge 51c und 52c von dem hohen auf den niedrigen Pegel, welche mit den Übergängen von einem hohen auf einen niedrigen Pegel bei den veränderlichen Eingängen 51a und 52a am Eingang Vi des Phasenvergleichers 11 zusammenfallen, wie für den richtigen Betrieb des Systems gefordert wird.

Die Signalabwandlungen, die folglich in der logischen Rückkopplungsschaltung 15 stattfinden, sind in den Zeilen (h) bis (j) der Fig. 3 dargestellt. Bevor die Signale in den Zeilen (h) bis (j) besprochen werden, ist zu beachten, dass das Signal, das von dem Ausgang Q des Flip-Flops 20 an den Eingang J des Flip-Flops 21 der Logischen Schaltung 15 angelegt wird, Übergänge von einem hohen auf einen niedrigen Pegel aufweisen, die zeitlich bezüglich der Übergänge von einem hohen auf einen niedrigen Pegel in dem in Zeile (d) der Fig. 3 dargestellten Signal ausgerichtet sind bzw. übereinstimmen, d. h. Übergänge von einem hohen auf einen niedrigen Pegel aufweist, die denen der Impulse 51a und 52a entsprechen.

In dem Flip-Flop 21 arbeitet die Taktsteuerung des Signals von dem Phasenschieber 16 (Zeile (g) in Fig. 3) mit der Rückset-zung des Signals von dem Flip-Flop 23 zusammen, um den in Zeile (h) der Fig. 3 dargestellten Ausgang Q zu erzeugen. Der positiv verlaufende Impuls 51 d in dem Signal am Ausgang Q, welcher dem veränderlichen Signal 51a entspricht, ist 400 ns lang, während der positiv verlaufende Impuls 52d, welcher dem veränderlichen Signal 52a entspricht, 600 ns lang ist. Jeder dieser zwei Impulse hat eine negativ verlaufende (Rück-)Flanke, die bezüglich des entsprechenden veränderlichen Impulses ausgerichtet ist, wobei der Unterschied in der Länge (bzw. der zeitlichen Dauer) in der unterschiedlichen Zeitbemessung ihrer Vorderflanken aufgefangen wird.

Die Bedeutung der 180°-Phasenverschiebung mittels des Phasenschiebers 16 wird nunmehr offensichtlich. Bei Fehlen des Phasenschiebers 16 würde jeder Übergang von einem niedrigen auf einen hohen Pegel des veränderlichen Eingangs am Phasenvergleicher von dem Eingang Q der signalverarbeitenden Schaltung 10 aus - nach einem Durchlauf über das Flip-Flop 20 - über das Flip-Flop 21 durch den Beginn des nächsten nachfolgenden Fensters von dem Anschluss C des binärkodier6

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

tiO

65

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ten Dezimalzählers aus taktgesteuert sein. Ein Vergleich der Zeilen (d) und (f) in Fig. 3 zeigt jedoch, dass (wieder bei Fehlen des Phasenschiebers 16) das Fenster, das einen derartigen Übergang von einem niedrigen auf einen hohen Pegel in einem Datenimpuls 51a begleitet, ein 40%-Fenster ist, während das Fenster, das einen Übergang von einem niedrigen auf einen hohen Pegel in dem Taktimpuls 52a begleitet, ein 60%-Fenster ist. Das ist die genaue Umkehr der geforderten Bedingung, bei welcher die Daten-(Eins-)Übergänge die 60%-Fenster und die Taktübergänge die 40%-Fenster begleiten sollen. Dies wird durch den 180°-Phasenschieber 16 korrigiert. Infolge dieses Vorgangs wird der Übergang in dem Impuls 51a über das Flip-Flop 21 durch ein 60(%)-Fenster und der Übergang in dem Impuls 52a durch ein 40(%)-Fenster taktgesteuert.

Die dann von dem NAND-Glied 22 erzeugten Signale 51 e und 52e sind in Zeile (j) der Fig. 3 dargestellt. Der vorerwähnte Unterschied zwischen den Längen der Impulse 51 d und 52d ist offensichtlich bei den Impulsen 51 e und 52e nicht grösser.

Der Sinn, weshalb die 0- und 5-Ausgänge von dem 0 und 5-Detektor 17 diesem NAND-Glied 22 zugeführt werden, wird nunmehr ebenfalls klar. Der Übergang in dem Zählerstand von 0 auf l,der mittels des binärkodierten Dezimalzählers 14 geschaffen wird, entspricht der Mitte des von demselben Zähler geschaffenen 60%-Fensters, und der Übergang in dem Zählerstand von 5 auf 6 entspricht der Mitte des 40%-Fensters. Folglich wird das NAND-Glied in der Mitte dieser jeweiligen Intervalle infolge des gleichzeitigen Vorhandenseins der 0-oder 5-Zählerstandübergänge (siehe Zeile (i) in Fig. 3) und der Übergänge am Ausgang des Flip-Flops 21 (siehe Zeile (h) in Fig. 3) durchgesteuert.

Schliesslich ist bezüglich des Ausgangs Q von dem Flip-Flop 23, welches, wie vorstehend hervorgehoben ist, die Bezugsrückkopplung von dem spannungsgesteuerten Oszillator 13 zu dem Phasenvergleicher 11 dargestellt, nunmehr zu sehen, dass ihre Übergänge 51c und 52c von einem hohen auf einen niedrigen Pegel in mehrfacher Hinsicht genau ausgerichtet sind.

Ein derartiger Gesichtspunkt ist die genaue Ausrichtung bezüglich der Übergänge von einem hohen auf einen niedrigen Pegel der entsprechenden veränderlichen Eingänge 51a und 52a an dem Vergleicher. Dies entspricht einer genauen Gleichlaufbedingung für den phasenstarren Oszillator.

Ein weiterer Gesichtspunkt ist die Ausrichtung bezüglich der Mitten der entsprechenden Rückgewinnungsfenster. Infolgedessen ist der Bezugsübergang 51c von einem hohen auf einen niedrigen Pegel, welcher einem Eins-Impuls 51 entspricht, bezüglich der Mitte der 60(%)-Fensters ausgerichtet. (Vergleiche hierzu die Zeilen (1) und (f) in Fig. 3.)

Andererseits ist der Bezugsübergang 52c von einem hohen auf einen niedrigen Pegel, welcher dem Nullgrenzen (d. h. einen Taktimpuls) darstellenden Impuls 52 entspricht, bezüglich der Mitte eines 40(%)-Fensters ausgerichtet. Hieraus ist zu ersehen, dass diese Bedingung im wesentlichen unabhängig von den Abweichungen der Datenfrequenz von deren Nenn- bzw. Sollwert ist. Die eingangs angeführten Schwierigkeiten bei Rückgewinnungssystemen, die sonst bei derartigen Frequenzabweichungen auftreten, sind dadurch verhütet.

In den Wellenformdiagrammen der Fig. 2 und 3 würden derartige Frequenzabweichungen entweder durch einen geringeren Abstand von aufeinanderfolgenden rohen (noch nicht verarbeiteten) Datenimpulsen (wenn die Frequenz steigt) oder durch einen grösseren Abstand (wenn die Frequenz abnimmt) zutage treten. Dies bedeutet, dass die absolute Länge des Intervalls T (das bisher mit 2 jxs angenommen worden ist) sich entsprechend ändern würde. Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 13 würde sich jedoch dann in derselben Weise ändern, und das neue Intervall T würde in zwei Fensterteile in einem 60/40-Verhältnis infolge der Arbeitsweise des fensterbildenden binärkodierten Dezimalzählers 14 geteilt werden. Alle anderen Zeitfunktionen würden weiter in derselben Weise durchgeführt werden, aber zu Zeitpunkten, die bezüglich des neuen Intervalls T und der neuen 60/40-Fenster entsprechend 5 versetzt bzw. zurückgesetzt sein.

Das Umleiten einer veränderlichen Information von dem Eingang Q der signalverarbeitenden Schaltung 10 zu der logischen Rückgewinnungsschaltung 18 ist nicht irgendeiner unterschiedlichen Phasenverschiebung ausgesetzt, da nichts zu 10 einer derartigen Phasenverschiebung in dem Umgehungsweg führen kann. Infolgedessen bleiben die mittig eingestellten Lagen dieser Daten in den jeweiligen Fenstern bei einer Frequenzänderung unbeeinträchtigt.

Der tatsächliche Rückkopplungsweg von dem Ausgang des 15 spannungsgesteuerten Oszillators 13 zu de„m Bezugseingang Ri des Phasenvergleichers 11 kann auch auf ein einziges Flip-Flop 23 herabgesetzt werden. Alle übrigen Steuerfunktionen, die diese Rückkopplung beeinflussen, d. h. die, welche von den Schaltungen 20,21 und 22 durchgeführt werden und die 20 Signale, welche dieselben steuern, sind aus dem eigentlichen Rückkopplungsweg herausgenommen worden. Dies führt zu einer Rückkopplungsverzögerung, die wesentlich unter dem nicht reduzierbaren Minimum liegt, und verbessert somit die richtige Arbeitsweise des Systems.

2s Obwohl es auf die vorerwähnten Vorteile keinen Einfluss hat, ist es doch bemerkenswert, dass die Erfindung einen phasenstarren Oszillator schafft, dessen spannungsgesteuerter Oszillator 13 in der Frequenz nicht abgerissen ist, trotz der Tatsache, dass die tatsächlichen Daten infolge der M2FM-Kode-i0 form nichtperiodisch sind. Bei der Erfindung wird keine Bezugsrückkopplung dem Phasenvergleicher zugeführt, ausser wenn ein von Daten abgeleiteter, veränderlicher Eingang tatsächlich vorhanden ist. Infolgedessen findet, während keine veränderlichen Eingänge vorhanden sind, keine Ziehen der 35 Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators statt. Natürlich arbeitet das System auch mit genau periodischen Einga. *s-signalen.

Da mit Hilfe der bisher beschriebenen Einrichtung zuverlässig datendarstellende Signale vorhanden sind, die in den 40 erhaltenen Rückgewinnungsfenstern mittig eingestellt sind, werden tatsächlich die Daten immer rückgewonnen. Dies wird in einer logischen Rückgewinnungsschaltung erreicht, deren innerer Schaltungsaufbau in Fig. 7 dargestellt ist.

Wie in Fig. 7 gezeigt, werden die (datendarstellenden) 43 Signale vom Ausgang Q der signalverarbeitenden bzw. impulsdehnenden Schaltung 10 an die Takteingänge C von zwei Flip-Flops 30 und 31 angelegt. An die Dateneingänge D derselben Flip-Flops werden die 60/40-Fenster von dem Anschluss C des Zählers 14 aus angelegt. Der Rücksetzeingang an dem Flip-Flop 30 ist der O-Zählerstand des Zählers 14, der über den 0- und 5-Dekodierer 17, in der Polarität aber umgekehrt, erhalten wird, wie durch die Bezeichnung DEKODIEREN 0 in Fig. 7 angezeigt ist. Der Rücksetzeingang an dem Flip-Flop 31 ist der Zählerstand 5, der ebenfalls in der Polarität 55 umgekehrt ist, wie durch DEKODIEREN 5 in Fig. 7 angezeigt ist.

Die Ausgänge Q der Flip-Flops 30 und 31 werden an entsprechende Eingänge D von zwei weiteren Flip-Flops 32 und 33 angelegt, deren Eingänge C Ausgangssignale vom Anschluss C 60 des Zählers 14 zugeführt werden, wobei der Eingang C an dem Flip-Flop 32 zuerst über einen Inverter 34 läuft, bevor er das Flip-Flop 32 erreicht.

Schliesslich wird der Ausgang Q von dem Flip-Flop 32 dem Eingang D eines weiteren Flip-Flops 35 zugeführt; der Ausgang 65 Q des Flip-Flops 33 wird an den Eingang D noch eines weiteren Flip-Flops 36 angelegt, die Eingänge C der beiden Flip-Flops 35 und 36 werden mit demselben Eingang DEKODIEREN 5 von dem Detektor 17 aus versorgt.

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In Zeile (m) der Fig. 3 ist das Signal dargestellt, das am Aus- wird die Schaltung 10 abgeschaltet, so dass sie nicht auf den gang Q des Flip-Flops 31 erzeugt wird, und in Zeile (n) ist das ersten Vorspannimpuls anspricht. Das Signal ANKLEMMEN Signal dargestellt, das am Ausgang Q des Flip-Flops 30 anliegt. mit einem nunmehr niedrigen Pegel schaltet auch den span-Hierbei ist in Zeile (m) ein Intervall von 80 ns mit niedrigem nungsgesteuerten Oszillator 13 ab und lädt einen Zählerstand Pegel und in der Zeile (n) ein Intervall von 80 ns mit niedrigem 5 von sieben in den Zähler 17. Bei Auftreten des nächsten VorPegel und in der Zeile (n) ein Intervall derselben Dauer mit spannimpulses schaltet, wie vorbestimmt, beispielsweise bei hohem Pegel wiedergegeben. Diese (Intervalle) stellen das dar, Zusammenfallen eines derartigen Impulses und einer verzöger-was sogenannte Elementar- bzw. Anfangsformen der rückge- ten Wiedergabe des ersten Vorspannimpulses das Signal wonnenen Information sein kann, die durch die Impulse 51 und ANKLEMMEN zurück auf den hohen Pegel. Hierdurch wird 52 in Zeile (a) der Fig. 3 dargestellt ist. 10 das Sperrsignal von der Schaltung 10 entfernt, aber nicht zu

In den Zeilen (o) und (p) der Fig. 3 sind die endgültigen Aus- einem Zeitpunkt, um auf den augenblicklichen Vorspannimpuls gangssignale an den Flip-Flops 36 bzw. 35 dargestellt. anzusprechen. Das Signal ANKLEMMEN mit einem nunmehr

Das Signal in Zeile (o) ist das rückgewonnene Datensignal. wieder hohen Pegel entfernt auch die Sperrsignale von dem Sein Teil 51 f mit hohem Pegel entspricht dem eine Eins darstel- spannungsgesteuerten Oszillator 13, so dass dieser nach einer lenden Impuls 51 in Zeile (a) der Fig. 3 und der Fig. 2. Er hat eine 15 Verzögerung von einer Periode zu schwingen beginnen kann. Dauer T (2 |is) und an ihn grenzen, wie es sein sollte, Teile mit Ein spannungsgesteuerter Oszillator, Model 74S124 von Texas niedrigem Pegel an, die den Nullen in den rohen, noch nicht Instruments arbeitet auf diese Weise. Danach werden zusätzverarbeiteten Daten entsprechen. liehe Vorspannimpulse an die Schaltung 10 angelegt, und der

Das Signal in Zeile (p) ist das rückgewonnene Taktsignal. phasenstarre Oszillator spricht, wie vorstehend für eine Daten-

Sein Teil 52f mit hohem Pegel entspricht dem den Takt darstel- 20 rückgewinnung ausgeführt ist, zusammen mit dem Signal am lenden Impuls 52 in Zeile (a) der Fig. 3 oder in Fig. 2. Ausgang des Filters 12 an, das wieder auf einen Ruhewert

Der beschränkte Platz in Fig. 3 verhindert ein Darstellen gebracht wird, der dem Intervall T für die Vorspannimpulse weiterer Teile der rückgewonnenen Signale, die dem Daten- entspricht. Nach einer vorbestimmten Anzahl von Vorspann-

fluss der Fig. 2 entsprechen, diese würden aber ebenfalls den impulsen ist dann der phasenstarre Oszillator für eine Rückge-.

entsprechenden Daten und Taktimpulse "darstellenden Inhalt 25 winnung von Datenimpulsen bereit.

aufweisen. Selbstverständlich ist die Erfindung nicht auf die dargestell-Die Unempfindlichkeit des vorliegenden Systems ten Signalformen noch auf die spezielle Schaltungsausführung gegenüber Frequenzabweichungen des Datenflusses am Ein- begrenzt. Die Erfindung umfasst vielmehr alle Ausführungsforgang wird nochmals besonders betont. Derartige Abweichun- men, mit welchen Datenrückgewinnungsfenster geschaffen gen entsprechen einer Änderung im Absolutwert des Intervalls 30 werden können, in welcher die datendarstellenden Signalpara-T in den Fig. 2 und 3. Jedoch passen sich alle zeitlichen Bezie- meter ohne eine ausgleichende Verzögerung und trotz Fre-hungen in diesen Figuren in einfacher Weise dann an den neuen quenzabweichungen mittig gehalten sind.

Absolutwert des Intervalls T an und die relativen Lagen aller Beispielsweise kann ohne weiteres ein spannungsgesteuer-

wichtigen Vorgänge und Ergebnisse bleiben unbeeinträchtigt. ter Oszillator mit der zehnfachen nominellen Datenfolgefre-

Die mittels der logischen Schaltung 18 geschaffenen, rückge- 35 qUenz verwendet werden. Es können auch andere Vielfache wonnenen Signale können in üblicher Weise weiterverwendet verwendet werden. Ein Vielfaches von 10 ist bei der Schaffung werden und werden daher im folgenden nicht weiter ausge- von 60/40-Fenstern vorteilhaft. Bei anderen Kodeformen kann führt. möglicherweise eine andere Unsymmetrie vorzuziehen sein

Bisher ist angenommen worden, dass das System der Fig. 1 und hierbei wiederum könnte vorteilhafterweise eine andere in einem stationären Betriebszustand sich befindet, wobei die 40 Vielfache des spannungsgeteuerten Oszillators verwendet wer-

Daten an die signalverarbeitende Schaltung 10 angelegt wer- den. Ebenso braucht der Wert der Phasenverschiebung, der den und die verschiedenen anderen Zeitsteuer- und Zählvor- mittels des Phasenverschiebers 16 eingebracht wird, nicht in gänge entsprechend weiterlaufen. jedem Anwendungsfall der Erfindung notwendigerweise 180°

Dieser Zustand kann im Anschluss an das Anschalten des sein.

Systems in der geforderten Art und Weise hergestellt werden, 45 In der beschriebenen Ausführungsform dehnt die datenver-

indem beispielsweise das dargestellte Signal ANKLEMMEN arbeitende Schaltung 10 die Datenflussimpulse um 1 us, bevor an die Schaltung 10 und auch den spannungsgesteuerten Oszil- sie an den Eingang Vi des Phasenvergleichers 11 der Fig. 1

lator 13 sowie den Zähler 14 in Fig. 1 angelegt wird. Anfangs angelegt werden. Diese Dehnung entspricht der Hälfte des wird dann an die Schaltung 10 anstelle des üblichen Datenflus- Zeitintervalls T von 2 ji.s, das mittels jedes Datenbits besetzt ses ein Signal von einem nicht dargestellten örtlichen Quarzos- 50 wird. In der Frequenz-Technologie ist dies das Äquivalent zu zillator bei einer Frequenz angelegt, die dem nominellen Soll- einer 180°-Phasenverzögerung bezüglich der Nennfrequenz intervall T entspricht. Solange dies stattfindet, wird das Signal des Bitstroms. Aus diesem Grund ist es auch angemessen, einen

«ANKLEMMEN» auf hohem Pegel gehalten. 180°-Phasenschieber in dem System der Fig. 1 vorzusehen. Bei

Der erhaltene Datenfluss enthält üblicherweise einen Vor- Verwenden einer derartigen Phasenverschiebung um 180° wer-

spann, der aus einer Folge von 1 Bits entsteht, die jeweils in 35 den die Eins-Bits der Daten durchgesteuert, um die Rückkopp-

einem Intervallabstand T von benachbarten Bits angeordnet lung des phasenstarren Oszillators durch 60(%>Fenster und die sind. Nachdem der phasenstarre Oszillator entsprechend den Taktbits durch 40(%)-Fenster zu steuern, wie oben ausgeführt

Impulsen von dem Quarzoszillator in einen Ruhezustand ist. Wenn eine andere Impulsdehnung benutzt wird, ist die von gekommen ist, wird der Quarzoszillator vom Eingang der Schal- dem Phasenschieber 16 geschaffene Phasenverschiebung ent-

tung 10 getrennt und durch den Datenflussvorspann ersetzt. 60 sprechend zu ändern, um so die vorstehend beschriebene

Sobald der erste Vorspannimpuls anliegt, wird auch das Signal Wechselwirkung zwischen den Datenflusskomponenten und

ANKLEMMEN auf niedrigen Pegel geschaltet. Hierdurch den entsprechenden Fenstern zu schaffen.

G

3 Blatt Zeichnungen