Verfahren für Mehrkanal-Zeitmultiplexübertragung von Fernsprechsignalen Die Erfindung betrifft ein Verfahren für Mehrkanal- Zeitmultiplexübertragung von Fernsprechsignalen, das mit dem für Multiplex-übertragung über Leitungen bisher hauptsächlich angewendeten Einseitenband-Trä- gerfrequenzverfahren konkurrieren kann und gegenüber diesem wichtige Vorteile aufweist.
Den herkömmlichen Träger-Systemen wohnen einige charakteristische Mängel inne, die zum Teil gar nicht und zum anderen Teil nur durch kostspielige zusätzliche Massnahmen behoben werden können. Solche Nachteile sind z. B. aufwendige Kanalfilter sowie das durch nichtli neare Verzerrungen bedingte übersprechen.
Das erfindungsgemäss vorgeschlagene übertragungs- verfahren, das auf einem völlig anderen Prinzip beruht, vermeidet diese Nachteile; es benötigt insbesondere keine Filter zur Trennung von Frequenzkanälen und keine Massnahmen zur Vermeidung des Übersprechens zwischen den einzelnen Kanälen; überdies ermöglicht dieses Verfahren einen Betrieb mit einer minimalen Frequenzbandbreite entsprechend einer Einseitenband- Trägerfrequenzübertragung, d. h. ca. 4 kHz pro Telefo- niekanal.
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die auf m parallelen Kanälen anstehenden Sprechsignale sendeseitig in Signalintervalle gleicher Zeitdauer zerlegt, die Amplituden jedes Signalintervalls in n äquidistanten Zeitpunkten mit einer ersten Abtastfrequenz f, abgeta stet und die abgetasteten Amplitudenwerte im Takt dieser Frequenz in individuelle Kanalregister in der Weise eingespeichert werden, dass am Schluss der Abtastung eines Signalintervalls jedes Kanalregister sämtliche Abtastwerte dieses Signalintervalls speichert,
dass sodann die Zeitmultiplex-Abtastung der in den Kanalregistern gespeicherten Amplitudenwerte, Register für Register, sequentiell mit einer zweiten Abtastfre- quenz Ft vorgenommen wird, die mindestens das m- fache der ersten Abtastfrequenz f8 beträgt, und dass die somit in ihrer Zeitdauer ebenfalls mindestens um den Faktor m komprimierten Signalintervalle, deren Fre- quenzbandbelegung dementsprechend um mindestens denselben Faktor m ausgedehnt ist,
in zeitlicher Ver- schachtelung über einen gemeinsamen Übertragungska nal zur Empfangsseite übertragen werden, wo unter Vornahme der für die Sendeseite beschriebenen Verfah- renschritte in umgekehrter Reihenfolge die Verteilung der komprimierten Signalintervalle auf m empfangskana- leigene Register und mittels Abtastung dieser Register mit der ursprünglichen Frequenz f5 ihre Expansion auf die ursprüngliche Länge und ihre Übermittlung auf die m
Empfangskanäle erfolgt.
Gemäss einer Weiterbildung der Erfindung wird die zweite Abtastfrequenz f" nur soviel grösser gewählt als die erste Abtastfrequenz f6, dass zwischen den über den gemeinsamen Übertragungskanal in zeitlicher Staffe lung übertragenen komprimierten Signalintervallen Übertragungspausen entstehen,
während welcher Syn- chronisiersignale für eine Synchronisierung des sende- und des empfangsseitigen Abtastzyklus übertragen wer den.
Bei Gegensprechbetrieb auf den Telefoniekanälen wird die zweite Abtastfrequenz f. des Abtastzyklus zweckmässigerweise nur soviel grösser gewählt als die erste Abtastfreqnenz f", dass zwischen den über den gemeinsamen Übertragungskanal in zeitlicher Staffelung übertragenen komprimierten Sprechsignal-Intervallen Übertragungspausen von solcher Länge entstehen,
dass in diesen Pausen in umgekehrter Richtung die kompri mierten Gegensprech-Signalintervalle und überdies gege benenfalls Synchronisiersignale übertragen werden sowie auch ein Ausgleich der Laufzeitdifferenzen erfolgt.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Figuren beispielsweise näher erläutert: es zeigen Fig. 1 ein an sich bekanntes Analog-Schieberegister für die Einspeicherung und Weiterübermittlung der abgetasteten Amplitudenwerte, Fig. 2a bis e Impulsdiagramme zur Veranschauli chung des Verschiebeprozesses in einem solchen Regi ster,
Fig. 3 eine schematische Darstellung der Speiche rung und Zeitmultiplex Abtastung der zeitlich kompri- mierten Signalintervalle gemäss der Erfindung, Fig. 4 ein Schema zur Veranschaulichung der sende- seitigen Kompression,
der zeitverschachtelten übertra- gung und der empfangsseitigen Expansion der Sprechsi- gnal-Intervalle gemäss der Erfinding, Fig. 5 ein Diagramm zur Gegenüberstellung der bei einer Einseitenband-Frequenzmultiplex-Übertragung und der bei der Zeitmultiplex-Übertragung gemäss der Erfindung benötigten Frequenzbandbreiten,
Fig. 6 eine schematische Darstellung des übertra- gungsvorgangs beim Gegensprechen auf einer 2-Draht- Leitung.
Beim erfindungsgemässen Verfahren wird ein über- tragungsprinzip verwendet, für das sich in der Fachwelt die Bezeichnung Burst-Kompression eingebürgert hat.
Dabei werden die mit einer bestimmten Geschwindigkeit eintreffenden Informationssignal-Gruppen in der Rei henfolge ihres Eintreffens gespeichert und anschliessend mit einer höheren Geschwindigkeit abgetastet und auf den Übertragungskanal ausgesendet: Am Empfangsort kann wieder eine Expansion , d. h. eine Wiederherstel lung der ursprünglichen Signalfrequenz mittels neuerli cher Zwischenspeicherung und Abtastung mit der ur sprünglichen Geschwindigkeit erfolgen. Bei diesem Ver fahren gewinnt man Übertragungszeit, d. h.
Zeitinterval le zwischen den komprimierten Signalgruppen, während welcher Intervalle der Übertragungskanal für die über mittlung anderer Informationen zur Verfügung steht; andererseits benötigt man wegen der höheren Signalfre quenz auch ein breiteres Frequenzband, so dass das für die Übertragung einer bestimmten Informationsmenge massgebende Produkt Frequenzband mal übertra- gungszeit per Saldo konstant bleibt.
Die bei der Burst-Kompression entstehenden Pausen zwischen den Signalgruppen bieten sich naturgemäss insbesondere für eine Zeitmultiplex-Übertragung von weiteren Eingangssignalen an, die auf einer Vielzahl von Kanälen eintreffen, gespeichert und nacheinander abge tastet werden. In der Telegraphie-Übertragungstechnik wird dieses Verfahren insbesondere bei der Übertragung mehrerer (in der Praxis nicht mehr als vier) Fernschreib nachrichten mit verkürzter Schrittlänge über einen Funk kanal verwendet (siehe z. B. K. Steinbuch Taschenbuch der Nachrichtenverarbeitung , Springer 1962, S. 880).
Bei der Übertragung von analogen Sprachsignalen gibt es nun - im Gegensatz zu Telegraphiesignalen, bei denen stets gleich lange Gruppen von digitalen Codeele menten (Telegraphieschritten) definierter Länge in Ge stalt von Telegraphiezeichen auftreten - a priori keine vorgegebenen Signallängen.
Beim erfindungsgemäss vor geschlagenen Verfahren wird daher eine Zerlegung der auf den parallelen Fernsprechkanälen anstehenden Sprechsignale in Abschnitte gleicher Zeitdauer vorgese= hen. Die auf einer Anzahl Fernsprechkanäle (TfK, Fig. 3, 4) eintreffenden Signale werden in regelmässigen Zeitabständen abgetastet (z.
B. mit einer Abtast-Fre- quenz von f. = 8 KHz). Die bei den Abtastungen erfassten Amplitudenwerte des analogen Sprechsignals in jedem Kanal werden mit der durch die Abtastfrequenz bestimmten Geschwindigkeit in ein kanaleigenes Regi ster eingegeben, und zwar so, dass dieses Register, wenn es vollständig gefüllt ist, sämtliche Werte eines Signalin- tervalls speichert.
Ein solches Register muss also - wenn es sich um ein Analog-Register handelt - so viele Analob Spei cherelemente umfassen, wie ein Signalintervall Abtast- werte enthält, und jedes Speicherelement soll einen Abtastwert speichern. Als Kurzzeit-Speicherelemente für analoge Spannungswerte eigenen sich vorzugsweise Kon densatoren.
Dabei könnte die Abtastung und Speiche rung des auf einem Kanal eintreffenden Fernsprechsi gnals naheliegenderweise so erfolgen, dass der Fern- sprechkanal über je einen Zweirichtungs-Schalter (z. B. symmetrischer Transistor) mit der freien Belegung je eines Speicherkondensators verbunden ist, dessen zweite Belegung an festem Potential (z. B. an Erde) liegt.
Ein elektronischer Ringverteiler mit ebensovielen bistabilen (oder monostabilem) Stufen, wie das Register Speicher kondensatoren enthält, liefert bei Zuführung von Fort- schaltimpulsen der Reihe nach am Ausgang jeder Stufe einen Steuerimpuls, welcher den zum entsprechenden Speicherkondensator führenden Schalter kurzzeitig schliesst (Basis-Steuerung der Schalttransistoren).
Somit werden sukzessive Augenblicks- Amplitudenwerte des Fernsprechsignals auf benachbarte Speicherkondensato ren des Kanalregisters geleitet und darin gespeichert;
zwischen dem Eingangskanal und jedem Schalter werden zweckmässigerweise noch Verstärker mit hohem Ein gangswiderstand und kleinem Ausgangswiderstand vor gesehen, damit einerseits das Fernsprechsignal bei der Abtastung nicht belastet wird und andererseits die Aufladung der Kondensatoren auf den Abtastwert rasch erfolgen kann.
Dieses naheliegende Verfahren weist aber einige Nachteile auf: Zunächst bringt die Verwendung von Ringverteilern einen ziemlich grossen Aufwand mit sich; es muss ja nicht nur ein Verteiler für den soeben beschriebenen Einspeicherungsvorgang vorgesehen sein, sondern es müsste (wie später noch näher ausgeführt wird) durch weitere Verteiler dafür gesorgt werden, dass die (eventuell in Hilfsspeicher umgespeicherten)
Abtast- Werte während des folgenden Abtastzyklus in schneller Folge neuerlich abgetastet und Kanal für Kanal im Zeitmultiplex zur gemeinsamen Übertragungsstrecke übermittelt werden.
Abgesehen von dem Verteiler-Auf- wand (je ein elektronischer Verteiler mit relativ langsa mem Umschalt-Takt muss ja auf jeden Fall für die sende- und empfangsseitige Kanalabtastung vorgesehen sein) sind aber solche elektronischen Schaltungen nicht immer zuverlässig;
namentlich bei der Schnellabtastung der gespeicherten Abtast-Werte kann es vorkommen, dass eine bistabile Verteilerstufe entweder hängen bleibt oder übersprungen wird, was naturgemäss zu Signalverzerrungen und zur Notwendigkeit zusätzlicher Synchronisiermassnahmen führt.
Das im folgenden beschriebene Ausführungsbeispiel verzichtet daher auf eine Steuerung durch Impulsvertei ler und macht von Kanalregistern Gebrauch, die man als Analog-Schieberegister bezeichnen kann.
Ein solches Analog-Schieberegister kann z. B. in der Weise verwirklicht werden, wie dies in der britischen Zeitschrift Nature Januar 1952, S. 148 beschrieben ist (Artikel von Janssen). Danach ist eine Reihe von Speicherkondensatoren vorgesehen, zwischen denen durch kurzzeitiges Schliessen entsprechender Schalter Ladungen übertragen werden (s. Fig. 1).
Dabei werden durch periodisches Abtasten des anstehenden Analogsi gnals aus diesem Signal Momentanwerte ( samples ) herausgeschnitten; dies geht in der Weise vor sich, dass am Beginn des Abtastvorganges für einen Signalab schnitt (ein Intervall) der erste Schalter S1, der den Eingang des Analog- Schieberegisters mit der freien Belegung des ersten Kondensators Cl verbindet, durch einen Impuls J11 der Impulsfolge J1 für eine kurze Zeit geschlossen wird;
dadurch wird der Kondensator Cl auf den in diesem Zeitpunkt anstehenden Span nungswert des Eingangssignals Uo aufgeladen und spei chert diesen Wert nach dem unmittelbar darauf erfolgen den öffnen dieses Schalters bis zum neuerlichen Schlies- sen von Sl, das eine Zeit T später durch den nächsten Impuls J12 der Schaltimpulsfolge J, erfolgt. T ist die Periode der Abtastungen ( samplings ), so dass die Abtast-Frequenz f3 z.
B. für einen Wert T = 125 ,us 8 kHz beträgt. Unmittelbar vor dem neuerlichen Schliessen von S, - und zwar hat diese Zeitdifferenz gemäss Fig. 2 den Wert z - wird nun ein kurzer Zeitimpuls J21 der Impulsfolge J2 an den elektronischen Schalter S2 zugeführt, so dass SZ bei der Vorderflanke von J21 schliesst und bei seiner Rückflanke wieder geöffnet wird;
zwischen jedem Kondensator und dem nachfolgenden Schalter sollen (nicht dargestellte) Verstärker mit hohem Eingagswiderstand, niedrigem Ausgangswiderstand und dem Spannungs-Verstärkungsfaktor 1 vorgesehen sein, was zur Wirkung hat, dass jeder Kondensator seine Spannung genügend lange behält und im Moment des Schliessens eines Schalters wie beispielsweise S2 im Zeitpunkt der Vorderflanke von J21 der nächste Kon densator (C2) unmittelbar (niederohmiger Verstärker ausgang!) den Spannungswert des ersten Kondensators (Cl)
übernimmt und bis zum neuerlichen Schliessen von S2 (nach der Zeit T) speichert.
Nach dieser Übernahme des zunächst in Cl gespei cherten ersten Abtast-Wertes Uol durch den Kondensa tor C2 wird dem ersten Kondensator (Cl) nach dem Zeitintervall v durch neuerliches Schliessen des Schal ters S, (Schaltimpuls J12)
der nächste Abtast-Wert der Eingangsspannung Uo zugeführt und bewirkt eine Umladung von Cl auf diesen Wert (auch dem Schalter S1 ist ein Verstärker der oben spezifizierten Art vorgeschaltet) Wie aus den Kurven der Fig. 2a<B>...</B> e unmittelbar ersichtlich, bewirkt die Zuführung der jeweils um das Zeitintervall a gegeneinander verschobenen Schalt impulsfolgen J, ...
J" mit der Periode T an die Schalter S, <B>...</B> S" eine schrittweise Verschiebung der eingangsseitig abgetasteten Abtast-Werte des Signals UO und das Nachschieben des nachfolgenden Ab tast-Wertes in den Kondensator, dessen Spannungswert unmittelbar zuvor (Verzögerung z) vom nächsten Kon densator übernommen wurde.
Die Impulsfolge für jeden Schalter wird zweckmässi- gerweise aus der Impulsfolge für den unmittelbar nach folgenden Schalter durch Verzögerung der Impulse um die Zeit z abgeleitet und die Impulsfolge für den letzten Schalter einem Impulsgenerator entnommen. Zur Im pulsverzögerung können bekannte Mittel wie z. B. mo- nostabile Multivibratoren, Verzögerungsleitungen mit Anzapfungen usw. verwendet werden.
Hat ein einem Fernsprechkanal zugeteiltes Analog- Schieberegister der geschilderten Art z. B. 24 Kondensa- s toren und wählt man Schalt-Impulsfolgen, z. B. mit der Periode T = 125,us, so ergibt sich nach einer Zeit 24 - T = 3ms vom Beginn der Abtastung folgende Situation: der erste Kondensator (Cl) speichert den 24.
Abtastwert (dies soll der letzte Abtastwert eines Signalin lo tervalls von 3ms sein), während die folgenden Kondensa toren (2 bis 24) sämtliche vorhergehenden Abtastwerte bis zum ersten Wert speichern, der sich jetzt im letzten Kondensator (C24) befindet.
Dabei muss allerdings die Bedingung 1s n-z < T erfüllt sein, wo n die Zahl der Abtastungen je Signalin tervall und r die Verzögerung zwischen den Impulsfol gen ist; im gewählten Beispiel muss diese Verzögerung also kleiner sein als
EMI0003.0094
,us, was in der Praxis leicht verwirklicht werden kann. Ist diese Bedingung nicht erfüllt, so können sich Signalverzerrungen ergeben, da z. B- zwei benachbarte Kondensator den gleichen Wert speichern können. Man wird a sogar noch kleiner wählen (z.
B. gleich der Hälfte von
EMI0003.0101
), um genü gend Zeit für die Schaltoperationen zu gewinnen, die für die nach Füllung des Kanalspeichers vorzunehmende Schnellabtastung erforderlich sind, von der im folgenden noch ausfübrlich gesprochen werden soll.
Diese Schnellabtastung, die zur zeitlichen Kompres sion der gespeicherten Abtast-Signale und zu ihrer Übermittlung auf die gemeinsame Übertragungsstrecke dient, soll ohne Unterbrechung der Langsamabtastung vorgenommen werden. Dies kann so geschehen, dass unmittelbar nach der Speicherung des letzten Abtast- Wertes im ersten Kondensator Cl ein dem ersten Kanalregister (R) zugeteiltes und ihm völlig nachgebilde tes Hilfsregister (HR) sozusagen eine Momentaufnah me des Hauptregisters macht, d. h. seinen momentanen Inhalt abliest und speichert (s. Fig. 3).
Dies muss in dem Zeitintervall zwischen der Einspeicherung des letzten (vierundzwanzigsten) Abtast-Wertes im ersten Konden sator und dem im letzten Kondensator (C24) um die Zeit T-na später erfolgenden Spannungssprung vom ersten auf den zweiten Abtast-Wert geschehen, weil sonst eine Signalverzerrung in dem Sinn auftreten würde, dass die beiden letzten Kondensatoren den zweiten Abtast-Wert und noch ein Verzögerungsintervall später der vorletzte Kondensator (wie der drittletzte) den dritten Abtast- Wert und der letzte Kondensator den zweiten Wert speichern.
Wenn aber na beträchtlich kleiner ist als die Abtastperiode T (s.o.), bleibt für die Füllung des Hilfsregisters HR ein genügendes Zeitintervall, ohne dass Abtastwerte verlorengehen.
Die Langsam-Abtastung der auf den parallelen Fernsprechkanälen eintreffenden Signale schreitet nun auf allen Kanälen parallel fort, d. h. die homologen Signalwerte auf sämtlichen (z. B. 6) Fernsprechkanälen werden jeweils zur gleichen Zeit abgetastet. Unmittelbar nach Abtastung des letzten (z. B. 24. ten) Signalwertes jedes Kanal-Signalintervalls seiner Einspeicherung in den jeweils ersten Kondensator eines jeden Kanalregi sters sind also sämtliche Kondensatoren in allen Kanal registern mit den Abtast-Werten der jeweiligen Signalin tervalle gefüllt.
Die Übernahme dieser Werte in die jeweiligen Hilfsregister, von denen je eines jedem Hauptregister zugeteilt ist, erfolgt, zerstörungsfrei , so dass der Abtastvorgang auf den Fernsprechkanälen und in den Hauptregistern ungehindert und ohne Unterbrechung weitergehen kann. Unmittelbar nach dem Spannungs- sprung des ersten Kondensatores in jedem Hauptregister vom vorletzten auf den letzten, also z.
B. vom 23. auf den 24. Abtast-Wert und innerhalb des Zeitintervalls T nz nach diesem Spannungssprung erfolgt das Able sen des gespeicherten Inhalts der Hauptregister durch die Hilfsregister und die Speicherung der abgelesenen Abtastwerte für alle Kondensatoren in sämtlichen Hauptregistern simultan und parallel in genau derselben Weise, wie dies weiter oben für die Übernahme des Spannungswertes eines Kondensators durch den näch sten Kondensator geschildert wurde.
Dazu sind weitere elektronische Schalter S vorgese hen, von denen je einer zwischen jedem Kondensator eines Hauptregisters R und dem homologen Kondensa tor des zugehörigen Hilfsregisters HR angeordnet ist (s. Fig. 3); wiederum ist einem jeden Schalter S zweckmäs- sigerweise ein Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz, niedriger Ausgangsimpedanz und der Spannungsverstär kung 1 vorgeschaltet, so dass die Hauptregister-Konden- satoren nicht belastet sind und die Aufladung der Hilfsregister-Kondensatoren auf den abgelesenen Wert in sehr kurzer Zeit erfolgen kann.
Nach kurzer gleichzeitiger Schliessung sämtlicher elektronischer Schalter S- und somit kurz vor Beginn der Abtastung des nächsten Signalintervalls in sämtlichen Hauptregistern - ergibt sich somit folgende Situation:
Die Kondensatoren Co der Hauptregister speichern ebenso wie die homologen Hilfsregister-Kondensatoren C, die Abtast-Werte des ersten Signalintervalls; dabei sind sämtliche Schalter S wieder geöffnet,
so dass die niederohmigen Ausgänge der den Schaltern S vorge schalteten Verstärker von den Hilfsregister-Kondensato- ren abgeschaltet sind und diese Kondensatoren somit ihre Spannungswerte halten und für einen zweiten gegenüber dem ersten Abtastvorgang beschleunigten Abtastprozess zur Verfügung stehen" der im Hinblick auf die Zeitmultiplex-Übertragung über die gemeinsame Übertragungsstrecke vorgenommen wird.
Dieser zweite, mit einer höheren Frequenz f, vorgenommene Abtastprozess unterscheidet sich vom ersten dadurch, dass die Abtastung der einzelnen kanal eigenen Hilfsregister HR für die homologen Kondensa toren in diesen Registern nicht simultan erfolgt; vielmehr werden die Signalwerte für jedes Hilfsregister sequentiell ausgespeichert und zum gemeinsamen übertragungska- nal (Draht oder Funk) übermittelt, wonach derselbe Prozess für das Hilfsregister des folgenden Fernsprech kanals TfK wiederholt wird usw.
Ein zweiter Unter schied liegt in der Natur der Sache und ist dadurch gegeben, dass am Eingang der Hilfsregister HR keine neue Information ansteht; diese Eingänge können also z. B. einfach geerdet sein, so dass beim kurzzeitigen Schliessen des zwischen dem Eingang und dem ersten Kondensator (Cl') eines Hilfsregisters befindlichen Schalters S1' (die Hilfsregister sind ja den Hauptregi ster völlig nachgebildet und haben somit ebenfalls entsprechende Schalter zwischen den Speicherstufen)
am Beginn der Schnellabtastung eines Hilfsregisters dieser erste Kondensator des Hilfsregisters völlig entladen wird und den Spannungswert Null enthält.
Bei der Schnellabtastung werden also - genau wie bei der Langsam-Abtastung für die Hauptregister - an alle elektronischen Schalter der Hilfsregister Schaltim- pulsfolgen mit ein und derselben Periode T' zugeführt, und zwar ebenfalls so, dass jede an einen Schalter zugeführte Impulsfolge gegenüber der an den nächsten Schalter (in Richtung vom Anfang zum Ende des (Hilfsregisters) zugeführten Impulsfolge eine Phasenver zögerung aufweist, die einer Zeitdifferenz z' entspricht.
Umgekehrt weist somit jede an einem Schalter wirksame Impulsfolge gegenüber der an den vorhergehenden Schalter zugeführten Impulsfolge einen Phasenvorsprung entsprechend der Verzögerungszeit z' auf.
Am Beginn des Schnellabtastprozess sind sämtliche Hilfsregister HR mit den Abtast-Werten des unmittelbar vorher abgetasteten Signalintervalls gefüllt. Während sich nun die Hauptregister R in der obenbeschriebenen Weise parallel fortschreitend mit den Abtast-Werten des nächsten Signalintervalls füllen,
geht die Schnellabta- stung der Hilfsregister HR und die Übermittlung der darin gespeicherten Abtast-Werte auf den gemeinsamen Übertragungskanal so vor sich, dass ein Hilfsregister nach dem anderen geleert wird und somit zuerst die im ersten Hilfsregister gespeicherten Signalwerte seriell aus gespeichert und zur Übertragungsstrecke übermittelt werden, unmittelbar darauf (oder nach einer Pause) die Ausspeicherung der im zweiten Hilfsregister gespeicher ten Abtastwerte erfolgt usw.,
so dass gerade bei Vollen dung des langsamen Abtastzyklus für das nächste Signal intervall auch die Ausspeicherung der zuvor im letzten (z. B. sechsten) Hilfsregister befindlichen Abtast Werte des ersten Signalintervalls des letzten Fernsprechkanals abgeschlossen ist.
Die schnellen Schaltimpulsfolgen mit der Frequenz f, und der Periode T' werden also in der ersten Schnellabtast-Phase nur den elektronischen Schaltern des ersten Hilfsregisters zugeführt, in der zweiten Ab tastphase nur den Schaltern des zweiten Hilfsregisters usw. Dies kann in bekannter Weise mittels eines elektro nischen Verteilers geschehen; derselbe Verteiler, (Zeit multiplex), der in Fig. 3 schematisch als mechanischer Drehschalter Sm dargestellt ist, kann auch die sukzessi ve Verbindung der einzelnen Hilfsregister mit der ge meinsamen Übertragungsstrecke steuern.
Eine untere Grenze für die Schnell-Abtastfrequenz f, ist dadurch gegeben, dass in dem für die Langsam Abtastung eines Signalabschnittes erforderlichen Zeitin tervall die Schnell-Abtastung sämtlicher (z. B. 6) Hilfsre gister HR abgeschlossen sein muss. Somit muss die Schnell-Abtastfrequenz f, wenn die Zahl der Fern sprechkanäle gleich m ist, mindestens das m = fache der Langsam-Abtastfrequenz betragen (z.
B. das 6-fache) in Praxis wird man jedoch, um Zeit für die Übermittlung von Betriebssignalen zu gewinnen (Synchronisiersignale u. ä.), die Schnell-Abtastfrequenz noch höher wählen.
Die Schnellabtast-Schaltimpulsfolgen, die für jeden Schalter des z. B. dem ersten Fernsprechkanal zugeteil ten Hilfsregisters um die Zeit i verzögert sind (s.o.), beginnen jeweils mit einem Schaltimpuls der an den letzten Schalter (also z. B. S'24) zugeführten Impulsfol ge. Kurz zuvor (um die Zeit T' früher) wird der letzte Kondensator (z.
B. Q4) über den Zeitmultiplex-Abtaster S (Fig. 3) mit dem gemeinsamen Übertragungskanal verbunden, so dass der in diesem Kondensator gespei cherte erste Abtast-Wert des ersten Signalintervalls im ersten Kanal auf diesen Übertragungskanal übermittelt wird.
Beim Schliessen des Schalters S24 durch den ersten Impuls der Schnell-Abtastfolge J'24 übernimmt C'24 den Abtast-Wert von C'23 und dieser entspricht dem zweiten Abtastwert des ersten Signalintervalls im ersten Kanal, so dass jetzt dieser Wert zum gemeinsamen Übertragungskanal übermittelt und im zeitlichen Ab stand T' hinter dem ersten Wert übertragen wird.
Auf Grund der zwischen den einzelnen Schaltimpulsfolgen vorgesehenen Verzögerung r' pflanzt sich nun der Vorgang des Schliessens der Schalter S'23 bis S'1 mit den Zeitimtervallen z' fort, und zwar wird die Zeit i zweckmässigerweise wieder so gewählt, dass n -,r' (n ist die Zahl der Speicherkondensatoren in einem Hilfs- speicher, also z.
B. 24) kleiner ist als die Periode T' der Schaltimpulsfolgen. Somit hat der Prozess des Schlies- sens aufeinanderfolgender Schalter das gesamte Hilfsre gister HR vom Ende zum Anfang bereits durchlaufen und die Verlagerung sämtlicher in den Kondensatoren gespeicherten Abtast-Werte um eine Nummer in Vor wärtsrichtung bewirkt,
bevor der Schalter S'24 durch den nächsten Schaltimpuls der an diesem Schalter wirksamen Impulsfolge J'24 neuerlich geschlossen wird und den nunmehr im vorletzten Kondensator gespeicher ten dritten Abtast-Wert des ersten Signalintervalls im ersten Kanal wiederum im zeitlichen Abstand T' gegen über dem zweiten Abtast-Wert zum letzten Kondensator C'24 und somit zur gemeinsamen Übertragungsstrecke übermittelt.
Es findet also jeweils innerhalb einer Schnell-Abtast- periode T' eine Verschiebung der gespeicherten Abtast- Werte um einen Schritt und das Hinausschieben des im letzten Kondensator (C24) gespeicherten Wertes auf die Übertragungsstrecke statt. Der Vorgang entspricht durchaus der sequentiellen Leerung eines bekannten digitalen Schieberegisters durch Hinausschieben der darin gespeicherten binären Information (Parallel-Serie Umsetzung).
Genau wie in jenem Fall werden eingangs- seitig Nullen nachgefüllt , d. h. der erste Schalter in jedem Hilfsregister verbindet, wenn er schliesst, die freie Belegung des ersten Kondensators C', mit Nullpoten tial (Erde), so dass C'1 - und später somit C'2, C'3 usw. - im gleichen Takt mit dem Überlaufen der Information am Ausgang des Hilfsregisters HR und ihrer Übermittlung zur Übertragungsstrecke mit Nullinforma tion nachgefüllt werden.
Nach Ausspeicherung und Übertragung sämtlicher Abtastwerte im ersten Hilfsregister sind dessen sämtliche Kondensatoren demnach völlig entladen und stehen für die später erfolgende Speicherung des zweiten Signalin tervalls im ersten Fernsprechkanal zur Verfügung. Die Schalt-Impulsfolgen für das erste Hilfsregister werden jetzt - vorzugsweise (wenn die Abtastfrequenz fz dies erlaubt) nach Ablauf eines kleinen Zeitintervalls, s.o.
auf das zweite Hilfsregister HR geleitet, und gleichzeitig wird das zweite Hilfsregister durch den Zeitmultiplex- Abtaster Sm (Fig. 3) mit der gemeinsamen Übertra gungsstrecke verbunden. Die Zeitmultiplex-Kanalum- schaltung und die Umleitung der Schaltimpulsfolgen vom ersten auf das zweite Hilfsregister kann naturgemäss mittels ein- und desselben elektronischen Verteilers von an sich bekanntem Typ verwirklicht werden.
Der oben geschilderte Schnellabtast-Prozess wieder holt sich nun (während die Lagsam-Abtastung des zweiten Signalintervalls auf sämtlichen Kanälen parallel fortschreitet) für das zweite, dann für das dritte Hilfsre- gister usw., bis sämtliche Hilfsregister völlig entleert sind und ihr Inhalt Register für Register, sequentiell zur gemeinsamen Übertragungsstrecke übertragen wurde.
Die dafür erforderliche Zeit ist nicht länger als die zur Langsamabtastung des nächsten Signalintervalls in den Hauptregistern R benötigte Zeit, so dass die nunmehr in den Hauptregistern gespeicherten Abtast-Werte des zweiten Signalintervalls sämtlicher Kanäle durch kurzzei tiges Schliessen der zwischen den homologen Kondensa toren der Haupt- und der Hilfsregister angeordneten Schalter von den Hilfsregistern zwecks neuerlicher Schnellabtastung übernommen werden können.
Die Einrichtung kann in der Weise vereinfacht werden, dass die soeben erwähnten, zur parallelen und simultanen Füllung der Hilfsregister dienenden elektro nischen Schalter ebenso wie die ihnen vorgeschalteten und weiter oben näher spezifizierten Verstärker doppelt ausgenützt werden können;
sie werden nämlich nach ihrer kurzzeitigen Betätigung vor Beginn einer Schnell abtastung bis zum Beginn der nächsten Schnellabtastung nicht mehr benötigt und können unmittelbar nach dieser Betätigung für die Funktion des Übertragens der sam- pling -Werte zwischen den Kondensatoren der Hilfsregi- ster HR ausgenützt werden.
Dies kann durch an sich bekannte zweipolige Umschalter (bistabile elektronische Kippschaltungen) verwirklicht werden, die unmittelbar nach Übernahme der sampling -Werte durch die Hilfs register jeden zwischen einem Kondensator eines Haupt register R und dem homologen Kondensator des zugehö rigen Hilfsregisters HR angeordneten Schalter mit sei nem vorgeschalteten Verstärker in die zweite Stellung Schnellabtastung umschalten. Da jeder dieser Schalter mit einer seiner Klemmen ständig mit der freien Bele gung eines Hilfsregisters-Kondensators (z.
B. C'3) ver bunden bleibt, braucht dabei nur der Eingang des diesem Schalter vorgeschalteten Verstärkers vom homologen Kondensator (d. h. in diesem Fall C3) abgeschaltet und mit der freien Belegung des vorhergehenden Kondensa- tors (also C'2) des Hilfsregisters HR verbunden zu werden; elektronisch kann dies z.
B. mit einem einzigen bistabilen Flip-Flop und einer Reihe von Transistor- Weichenschaltern verwirklicht werden, wobei jeder Wei chenschalter aus zwei (z B. symmetrischen) Transistor schaltern besteht, deren erste Klemmen jeweils zusam mengeschaltet und mit dem Eingang eines einem Schal ter S vorgeschalteten Verstärkers verbunden sind, wäh rend die zweite Klemme des einen Transistors mit der freien Belegung des homologen Hauptregister-Konden- sators (also z.
B. Cs und die zweite Klemme des anderen Transistors mit der freien Belegung des vorher gehenden Hilfsregister-Kondensators verbunden ist. Die komplementären Flip-Flop-Ausgänge steuern sämtliche Transistorpaare an ihren Basiselektroden. In der ersten kurzzeitigen Flip-Flop-Stellung Parallel-Auslesen in die Hilfsregister leiten jeweils die ersten Transistoren jeder Weiche und verbunden jeden Hauptregister-Kondensa- tor (z.
B. C3 über den besagten Verstärker und den (durch das Flip-Flop-Signal ebenfalls geschlossenen ent sprechenden Schalter S mit der freien Belegung des homologen Hilfsregister-Kondensators (also C3 ), so dass der letztere den Abtast-Wert aus dem Hauptregi- ster-Kondensator ablesen und speichern kann;
dagegen wird in der zweiten Flip-Flop-Stellung Schnellabta- stung in jeder Weichenschaltung der erste Transistor gesperrt und auch der zugehörige Schalter S zunächst geöffnet, während umgekehrt, der zweite Transistor leitend gesteuert wird und jetzt eine Verbindung zwi schen dem Verstärker-Eingang und der freien Belegung des jeweils vorhergehenden Hilfsregister-Kondensators (hier also C'2) schafft. Diese zweite Flip-Flop-Stellung wird während der Dauer des gesamten Schnellabtast- Prozesses beibehalten.
Es gibt auch Möglichkeiten (die hier nicht detailliert untersucht werden sollen), um die Hilfsregister (HR) überhaupt einzusparen und die Schnellabtastung in den Hauptregistern R gleichzeitig mit der Langsam-Abtas- tung des folgenden Signalintervalls vorzunehmen. Dabei müsste die sequentielle Einspeicherung der Abtast-Werte der einzelnen Fernsprechkanäle nicht in allen Kanalregi stern parallel fortschreiten, sondern (wie dies in Fig. 4 angedeutet ist) von Kanal zu Kanal in der Weise verzögert sein, dass die Summe der Verzögerungen der Länge eines Signalintervalls entspricht (also z.
B. bei 24 Kondensatoren je Kanalregister, einer Abtast-Periode T gleich 125,us sowie einer Kanalzahl m = 6 eine Verzö gerung von 500 ,us entsprechend 4 Kondensatoren zwischen zwei benachbarten Registern, so dass die Summe der Verzögerungen 6 x 500,us genau der Länge eines Signalintervalls von 3 ms entspricht).
Die Schnellabtastung müsste sofort nach Füllung eines Kanalregisters mit den Abtast-Werten eines Signal intervalls beginnen, und zwar noch innerhalb des Zeitin tervalls T bis zur Speicherung des ersten Abtast-Wertes des folgenden Signalintervalls im ersten Kondensator dieses Registers.
Dabei müsste dieser Kondensator Cl bei Beginn der Schnellabtastung nicht völlig entladen werden, da die darin gespeicherte Information (letzter Abtast-Wert des ersten Signalintervalls) beim ausgangs- seitigen Überlaufen des Registers in die ersten Speicherkondensatoren genauso nachgefüllt wird, wie dies bei dem oben beschriebenen Verfahren mit den Hilfsregistern für die Nullinformation der Fall ist.
Bei diesem Verfahren würde die Schnellabtastung somit der nachfolgenden Langsam-Abtastung sozusagen davonlaufen und wäre gerade in dem Zeitpunkt der kompletten Füllung des nächsten Registers (also z. B. 4 Langsam-Abtastperioden T = 50D Ms nach Beginn der Schnellabtastung des ersten Registers abgeschlossen, so dass die Schnellabtastung des nächsten (vollständig gefüllten) Registers unmittelbar anschliessen kann.
Die Impulsfolgen für Langsam- bzw. Schnellabtastung dürften hierbei jedoch keineswegs interferieren, es müss- te also dafür gesorgt werden, dass für die Gesamtdauer der Schnellabtastung in jedem Register die zuvor an sämtliche Schalter S dieses Registers zugeführten, gegen einander zeitlich versetzten Impulsfolgen unterbrochen und bei Beginn der darauffolgenden Langsamabtastung von Schalter zu Schalter schrittweise wieder aufgebaut werden, bis die Schnellabtastung abgeschlossen ist;
von diesem Zeitpunkt an können die Impulsfolgen, wie vor der Schnellabtastung, wieder an alle Schalter zugeführt werden, und zwar bis zur neuerlichen vollständigen Füllung dieses Registers.
Diese Unterbrechung und der sukzessive Aufbau der Langsam-Impulsfolgen während der Schnellabtastung er fordern jedoch zusätzliche Massnahmen, die ziemlich aufwendig und verwickelt sein können, so dass das an erster Stelle geschilderte Abtastverfahren trotz der dabei verwendeten Hilfsregister im allgemeinen doch einfacher zu verwirklichen und daher vorzuziehen ist.
Die komprimierten Signalintervalle ( bursts ) mit der gegenüber der Langsam-Abtastfrequenz um den Kompressionsfaktor k höheren Frequenz der abgetaste ten Amplitudenwerte werden nun in zeitlicher Ver- schachtelung über die gemeinsame Übertragungsstrecke (Drahtverbindung oder Funkkanal) zur Empfangsseite übertragen. Dort erfolgt unter sinngemässer Umkehrung der beschriebenen Verfahrensschritte die Verteilung der komprimierten Signalintervalle auf m Empfangskanäle und ihre Expansion auf die ursprüngliche Länge.
Ist der Kompressionsfaktor k genau gleich der Kanalzahl n, so schliessen sich die komprimierten bursts bei der Übertragung lückenlos aneinander an. Will man jedoch zwecks Übertragung von Betriebssigna len (z. B. Synchronisierimpulsen) zwischen den bursts Übertragungspausen einlegen (s.Fig. 4) so muss man die Schnellabtastung mit einer noch höheren Frequenz vor nehmen.
Das ursprüngliche Signalintervall, das P = n - T beträgt (n ist die Anzahl der Langsam- Abtastungen je Signalintervall und T die Abtastperiode),
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wird <SEP> dabei <SEP> auf <SEP> dt <SEP> = <SEP> k <SEP> verkürzt. Bei 6 Kanälen (s. Fig. 4) kann der Kompressionsfak tor k zwecks Schaffung der Pausen für die Synchronisier- impulse z. B. gegenüber dem Mindestwert m = 6 um 10<B>%</B> auf 6,6 erhöht werden (k = 1,1 m).
Dabei wird das Sprachband 0,3<B>...</B> 3,4 kHz, in dem die ursprüngli- che Übertragung auf den Fernsprechkanälen erfolgt dementsprechend auf 2<B>...</B> 22 kHz erweitert. Die Fre- quenzbandbelegung entspricht somit etwa derjenigen einer Einseitenband Trägerfrequenzübertragung, d. h. ca. 4 kHz pro Fernsprechkanal.
Diese Verhältnisse werden durch das in Fig. 5 gezeigte Frequenz = Zeit = Diagramm veranschau licht, in welchem die Übertragung im Einseitenband- Frequenzmultiplex der komprimierten Übertragung im Zeitmultiplex gegenübergestellt ist.
Man spart also gegenüber der Frequenzmultiplex- Übertragung per Saldo weder Zeit noch Frequenzband ein, doch bietet die burst Zeitmultiplex-Übertragung insofern einen wichtigen Vorteil, als eine Intermodula- tion zwischen den einzelnen Kanälen ausgeschlossen ist.
Im Gegensatz zu Zeit-Multiplexsystemen mit Kurzim pulsen wird bei einer burst -Dauer von einigen ms auch ein durch Pulsverschmierungen bei linearen Verzerrungen der Übertragungskanäle bedingtes Über sprechen vermieden.
Erhöht man den Kompressionsfaktor k auf etwas mehr als das Doppelte des zulässigen Mindeswertes m, so entstehen zwischen den bursts so grosse Pausen, dass auf 2 Drahtleitungen ein Gegensprechbetrieb (Dup lex) möglich wird. Durch eine solche Wahl von K können auch zusätzliche Zeitintervalle für den Ausgleich der Laufzeitdifferenzen berücksichtigt werden. Das be legte Frequenzband entspricht ungefähr demjenigen bei einer Trägerfrequenz-Übertragung mit richtungsgetrenn ten Frequenzbändern.
Bei dem erfindungsgemäss vorgeschlagenen Verfah ren können die abgetasteten Amplitudenwerte vor ihrer Speicherung und zeitkomprimierten Übertragung natur- gemäss auch digitalisiert werden, dies mit besonderem Vorteil deshalb, weil dann einfache und raumsparende digitale Schieberegister (vorzugsweise in IC-Technik) Verwendung finden können. In Betracht kommt dabei für. die Codierung der abgetasteten Signal-Amplituden- werte die Pulscode-Modulation und namentlich die Delta-Modulation.
Vor der Übertragung auf den gemeinsamen Zeitmul- tiplexkanal werden durch Demodulation und anschlies- sende , Tiefpassfilterüng (welche:. letztere naturgemäss auch vor der Übertragung von -analog gespeicherten Abtastwerte notwendig ist) wieder analoge Signale gewonnen, die ein verkürztes Abbild des ursprünglichen Signalintervalls mit entsprechend erhöhten Frequenzen darstellen.
Besonders vorteilhaft kann das erfindungsgemäss vorgeschlagene Verfahren in den Fällen eingesetzt wer den, wo es auf eine Verhütung des unbefugten Abhörens der übertragenen Ferngespräche ankommt. Eine Ent schlüsselung von unbefugterweise empfangene Signalen ist nur möglich, wenn sowohl die Frequenz als auch der Kompressionsfaktor bekannt sind.
Method for multichannel time division multiplex transmission of telephone signals The invention relates to a method for multichannel time division multiplex transmission of telephone signals which can compete with the single sideband carrier frequency method previously mainly used for multiplex transmission over lines and which has important advantages over this.
There are some characteristic defects inherent in conventional carrier systems, some of which cannot be remedied at all and some of which can only be remedied by costly additional measures. Such disadvantages are e.g. B. complex channel filters as well as the crosstalk caused by non-linear distortions.
The transmission method proposed according to the invention, which is based on a completely different principle, avoids these disadvantages; In particular, it does not require any filters to separate frequency channels and no measures to avoid crosstalk between the individual channels; Moreover, this method enables operation with a minimum frequency bandwidth corresponding to a single sideband carrier frequency transmission, i. H. approx. 4 kHz per telephony channel.
The invention is characterized in that the speech signals pending on m parallel channels are broken down on the transmission side into signal intervals of the same duration, the amplitudes of each signal interval in n equidistant times with a first sampling frequency f, sampled and the sampled amplitude values in the cycle of this frequency in individual channel registers in the Are stored in such a way that at the end of the sampling of a signal interval each channel register stores all sampling values of this signal interval,
that then the time-division multiplex sampling of the amplitude values stored in the channel registers, register by register, is carried out sequentially with a second sampling frequency Ft which is at least m times the first sampling frequency f8, and that the time duration is thus also at least by the factor m compressed signal intervals, whose frequency band occupancy is accordingly expanded by at least the same factor m,
are transmitted in time interleaving over a common transmission channel to the receiving side, where the distribution of the compressed signal intervals to m receiving channel's own registers and by scanning these registers with the original frequency f5 by performing the process steps described for the transmitting side in reverse order their expansion to the original length and their transmission to the m
Receiving channels takes place.
According to a further development of the invention, the second sampling frequency f "is selected to be only so much greater than the first sampling frequency f6 that there are transmission pauses between the compressed signal intervals transmitted over the common transmission channel in staggered times,
during which synchronization signals for a synchronization of the transmission and the reception scanning cycle are transmitted.
With intercom operation on the telephony channels, the second sampling frequency f. of the sampling cycle expediently selected only so much larger than the first sampling frequency f "that there are transmission pauses of such length between the compressed speech signal intervals transmitted over the common transmission channel in time graduation,
that in these pauses the compressed two-way talk signal intervals and also, if necessary, synchronization signals are transmitted in the opposite direction, and the delay differences are also compensated.
The invention is explained in more detail below with reference to the figures, for example: FIG. 1 shows an analog shift register known per se for storing and forwarding the sampled amplitude values, FIGS. 2a to e are pulse diagrams to illustrate the shifting process in such a register,
3 shows a schematic representation of the storage and time-division multiplex sampling of the time-compressed signal intervals according to the invention, FIG. 4 shows a diagram to illustrate the compression on the transmission side,
the time-interleaved transmission and the expansion of the speech signal intervals at the receiving end according to the invention, FIG. 5 shows a diagram to compare the frequency bandwidths required for single sideband frequency division multiplex transmission and the frequency bandwidths required for time division multiplex transmission according to the invention,
6 shows a schematic representation of the transmission process during two-way communication on a 2-wire line.
In the method according to the invention, a transmission principle is used for which the term burst compression has become established in the specialist field.
The information signal groups arriving at a certain speed are stored in the order in which they arrive and then scanned at a higher speed and transmitted to the transmission channel. H. the original signal frequency can be restored by means of renewed intermediate storage and sampling at the original speed. In this process one gains transmission time, i. H.
Time intervals between the compressed signal groups, during which intervals the transmission channel is available for transmitting other information; on the other hand, because of the higher signal frequency, a wider frequency band is required so that the product frequency band times transmission time, which is decisive for the transmission of a certain amount of information, remains constant on balance.
The pauses between the signal groups resulting from burst compression are of course particularly suitable for time-division multiplex transmission of additional input signals that arrive on a large number of channels, are stored and scanned one after the other. In telegraphy transmission technology, this method is used in particular for the transmission of several (in practice no more than four) telex messages with a shortened step length over a radio channel (see e.g. K. Steinbuch Taschenbuch der Nachrichtenverarbeitung, Springer 1962, p. 880).
In the transmission of analog voice signals there are now - in contrast to telegraphy signals, in which groups of digital code elements of the same length (telegraphy steps) of defined length in the form of telegraphic characters always occur - no predetermined signal lengths a priori.
In the method proposed according to the invention, the speech signals present on the parallel telephone channels are therefore broken down into sections of the same duration. The signals arriving on a number of telephone channels (TfK, Fig. 3, 4) are sampled at regular time intervals (e.g.
B. with a sampling frequency of f. = 8 KHz). The amplitude values of the analog speech signal recorded during the sampling in each channel are entered into a channel's own register at the speed determined by the sampling frequency, in such a way that this register, when it is completely filled, stores all values of a signal interval.
If it is an analog register, such a register must therefore contain as many analog storage elements as a signal interval contains sample values, and each storage element should store one sample value. Capacitors are preferably suitable as short-term storage elements for analog voltage values.
The scanning and storage of the incoming telephony signal on a channel could obviously be done in such a way that the telephony channel is connected via a bidirectional switch (e.g. symmetrical transistor) to the free allocation of one storage capacitor, the second allocation of which is at a fixed potential (e.g. at earth).
An electronic ring distributor with the same number of bistable (or monostable) stages as the register contains storage capacitors, delivers a control pulse at the output of each stage when incremental pulses are supplied, which briefly closes the switch leading to the corresponding storage capacitor (basic control of the Switching transistors).
Thus, successive instantaneous amplitude values of the telephone signal are passed to adjacent storage capacitors of the channel register and stored therein;
Between the input channel and each switch, amplifiers with a high input resistance and a small output resistance are expediently seen, so that on the one hand the telephone signal is not burdened during scanning and on the other hand the charging of the capacitors to the sample can be done quickly.
However, this obvious method has some disadvantages: First of all, the use of ring distributors involves quite a lot of effort; Not only does a distributor have to be provided for the storage process just described, but it would have to be ensured (as will be explained in more detail later) by further distributors that the (possibly relocated in auxiliary storage)
Sampling values are re-sampled in rapid succession during the following sampling cycle and transmitted channel by channel in time division multiplex to the common transmission link.
Apart from the distribution effort (an electronic distributor with a relatively slow changeover cycle must definitely be provided for the sending and receiving side channel scanning) such electronic circuits are not always reliable;
In particular, when the stored sample values are rapidly sampled, it can happen that a bistable distributor stage either gets stuck or is skipped, which naturally leads to signal distortions and the need for additional synchronization measures.
The embodiment described in the following therefore dispenses with control by pulse distributors and makes use of channel registers that can be referred to as analog shift registers.
Such an analog shift register can e.g. B. in the manner described in the British journal Nature January 1952, p. 148 (article by Janssen). Thereafter, a series of storage capacitors is provided, between which charges are transferred by briefly closing the corresponding switches (see FIG. 1).
Instantaneous values (samples) are cut out of this signal by periodic sampling of the analog signal; this is done in such a way that at the beginning of the sampling process for a Signalab cut (an interval) the first switch S1, which connects the input of the analog shift register with the free assignment of the first capacitor Cl, by a pulse J11 of the pulse train J1 is closed for a short time;
as a result, the capacitor C1 is charged to the voltage value of the input signal Uo present at this point in time and stores this value after this switch is opened immediately afterwards until S1 closes again, a time T later with the next pulse J12 the switching pulse sequence J occurs. T is the period of the samples (samplings), so that the sampling frequency f3 z.
B. for a value T = 125, us is 8 kHz. Immediately before S closes again - and this time difference according to FIG. 2 has the value z - a short time pulse J21 of the pulse train J2 is now fed to the electronic switch S2, so that SZ closes on the leading edge of J21 and on his Trailing edge is opened again;
between each capacitor and the subsequent switch (not shown) amplifiers with high input resistance, low output resistance and the voltage gain factor of 1 should be provided, which has the effect that each capacitor retains its voltage for a long enough time and at the moment of closing a switch such as S2 at the time of the leading edge of J21 the next capacitor (C2) immediately (low-impedance amplifier output!) The voltage value of the first capacitor (Cl)
takes over and saves until S2 closes again (after time T).
After this transfer of the first sample value Uol, initially stored in Cl, by the capacitor C2, the first capacitor (Cl) is switched to the first capacitor (Cl) after the time interval v by closing the switch S again (switching pulse J12)
the next sample value is fed to the input voltage Uo and causes a charge reversal of Cl to this value (an amplifier of the type specified above is also connected upstream of switch S1) As from the curves in FIG. 2a... e immediately apparent, causes the supply of the switching pulse sequences J, ...
J "with the period T to the switch S, <B> ... </B> S" a step-by-step shift of the sampled values of the signal UO sampled on the input side and the subsequent shifting of the subsequent sampled value into the capacitor, its voltage value immediately before (delay z) was taken over by the next capacitor.
The pulse sequence for each switch is expediently derived from the pulse sequence for the immediately following switch by delaying the pulses by the time z, and the pulse sequence for the last switch is taken from a pulse generator. In the pulse delay known means such. B. monostable multivibrators, delay lines with taps, etc. can be used.
Has a telephone channel assigned analog shift register of the type described z. B. 24 capacitors and if you choose switching pulse trains, z. B. with the period T = 125 μs, the following situation arises after a time 24 - T = 3 ms from the beginning of the sampling: the first capacitor (C1) stores the 24th.
Sampling value (this should be the last sampling value of a signal interval of 3ms), while the following capacitors (2 to 24) store all previous sampling values up to the first value, which is now in the last capacitor (C24).
However, the condition 1s n-z <T must be fulfilled, where n is the number of samples per signal interval and r is the delay between the pulse sequences; In the example chosen, this delay must therefore be less than
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, us, which can easily be realized in practice. If this condition is not met, signal distortions can result because z. B- two adjacent capacitors can store the same value. One will choose a even smaller (e.g.
B. equal to half of
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), in order to gain enough time for the switching operations that are required for the rapid scanning to be carried out after filling the channel memory, which will be discussed in detail below.
This fast scanning, which is used for the temporal Kompres sion of the stored scanning signals and for their transmission to the common transmission link, should be carried out without interrupting the slow scanning. This can be done in such a way that immediately after the last sample value has been stored in the first capacitor C1, an auxiliary register (HR) allocated to the first channel register (R) and completely replicated to it makes a snapshot of the main register, so to speak. H. reads and saves its current content (see Fig. 3).
This must happen in the time interval between the storage of the last (twenty-fourth) sample value in the first capacitor and the voltage jump from the first to the second sample value that occurs later in the last capacitor (C24) by the time T-na, because otherwise one Signal distortion would occur in the sense that the last two capacitors store the second sample value and a delay interval later the penultimate capacitor (like the third from last) store the third sample value and the last capacitor store the second value.
If, however, na is considerably smaller than the sampling period T (see above), a sufficient time interval remains for the auxiliary register HR to be filled without the sampling values being lost.
The slow sampling of the incoming signals on the parallel telephone channels now proceeds in parallel on all channels; H. the homologous signal values on all (e.g. 6) telephone channels are each sampled at the same time. Immediately after sampling the last (z. B. 24 th) signal value of each channel signal interval of its storage in the first capacitor of each Kanalregi star, all capacitors in all channel registers are filled with the sampling values of the respective signal intervals.
The transfer of these values to the respective auxiliary registers, one of which is assigned to each main register, takes place non-destructively, so that the scanning process on the telephone channels and in the main registers can continue unhindered and without interruption. Immediately after the voltage jump of the first capacitor in each main register from the penultimate to the last, e.g.
B. from the 23rd to the 24th sample value and within the time interval T nz after this voltage jump, the reading of the stored content of the main register is carried out by the auxiliary register and the storage of the read samples for all capacitors in all main registers simultaneously and in parallel in exactly the same way as described above for the takeover of the voltage value of a capacitor by the next capacitor.
For this purpose, further electronic switches S are provided, one of which is arranged between each capacitor of a main register R and the homologous capacitor of the associated auxiliary register HR (see FIG. 3); in turn, each switch S is expediently preceded by an amplifier with high input impedance, low output impedance and voltage amplification 1 so that the main register capacitors are not loaded and the auxiliary register capacitors are charged to the read value in a very short time can be done.
After a short simultaneous closing of all electronic switches S- and thus shortly before the start of the scanning of the next signal interval in all main registers - the following situation arises:
The capacitors Co of the main register, like the homologous auxiliary register capacitors C, store the sample values of the first signal interval; all switches S are open again,
so that the low-resistance outputs of the amplifiers connected upstream of the switches S are switched off by the auxiliary register capacitors and these capacitors thus maintain their voltage values and are available for a second sampling process that is accelerated compared to the first sampling process with regard to time-division multiplex transmission is carried out over the common transmission path.
This second sampling process, carried out with a higher frequency f, differs from the first in that the sampling of the individual channel-specific auxiliary registers HR for the homologous capacitors in these registers does not take place simultaneously; Instead, the signal values for each auxiliary register are sequentially stored and transmitted to the common transmission channel (wire or radio), after which the same process is repeated for the auxiliary register of the following telephone channel TfK, etc.
A second difference lies in the nature of the matter and is given by the fact that no new information is pending at the input of the auxiliary register HR; these inputs can be B. be simply grounded, so that when the switch S1 'located between the input and the first capacitor (Cl') of an auxiliary register closes for a short time (the auxiliary registers are completely modeled on the main registers and thus also have corresponding switches between the storage stages)
at the beginning of the rapid scanning of an auxiliary register, this first capacitor of the auxiliary register is completely discharged and contains the voltage value zero.
With fast scanning - just like with slow scanning for the main registers - switching pulse sequences with one and the same period T 'are supplied to all electronic switches of the auxiliary registers, also in such a way that each pulse sequence supplied to a switch is opposite to that of the the next switch (in the direction from the beginning to the end of the (auxiliary register) supplied pulse train has a phase delay which corresponds to a time difference z '.
Conversely, each pulse train effective at a switch thus has a phase lead corresponding to the delay time z 'compared to the pulse train fed to the preceding switch.
At the beginning of the rapid scanning process, all auxiliary registers HR are filled with the scanning values of the signal interval scanned immediately before. While the main registers R are now filling in the manner described above in parallel progressively with the sample values of the next signal interval,
the rapid scanning of the auxiliary registers HR and the transmission of the scanning values stored therein to the common transmission channel proceed in such a way that one auxiliary register after the other is emptied and thus the signal values stored in the first auxiliary register are first stored serially and transmitted to the transmission path , immediately afterwards (or after a pause) the sampling values stored in the second auxiliary register are saved, etc.,
so that when the slow sampling cycle for the next signal interval is completed, the sampling of the sampling values of the first signal interval of the last telephone channel previously in the last (e.g. sixth) auxiliary register is also completed.
The fast switching pulse trains with the frequency f, and the period T 'are therefore only fed to the electronic switches of the first auxiliary register in the first fast scanning phase, in the second scanning phase only the switches of the second auxiliary register, etc. This can be done in a known manner by means of a electronic distribution box happen; the same distributor (time multiplex), which is shown schematically in Fig. 3 as a mechanical rotary switch Sm, can also control the successive connection of the individual auxiliary registers with the common transmission link.
A lower limit for the fast sampling frequency f is given by the fact that the fast sampling of all (e.g. 6) auxiliary registers HR must be completed in the time interval required for slow sampling of a signal section. Thus, the fast sampling frequency f, if the number of telephone channels is equal to m, must be at least m = times the slow sampling frequency (e.g.
B. 6 times) in practice, however, in order to gain time for the transmission of operating signals (synchronizing signals, etc.), the high-speed sampling frequency will be selected even higher.
The Schnellabtast switching pulse trains that for each switch of the z. B. the first telephone channel assigned th auxiliary registers are delayed by the time i (see above), each start with a switching pulse of the pulse sequence fed to the last switch (e.g. S'24). Shortly before this (earlier by the time T ') the last capacitor (e.g.
B. Q4) via the time-division multiplex sampler S (Fig. 3) connected to the common transmission channel, so that the first sampling value of the first signal interval stored in this capacitor in the first channel is transmitted to this transmission channel.
When the switch S24 is closed by the first pulse of the fast scanning sequence J'24, C'24 takes over the scanning value from C'23 and this corresponds to the second scanning value of the first signal interval in the first channel, so that this value is now transmitted to the common transmission channel and at a time T 'is transmitted after the first value.
Due to the delay r 'provided between the individual switching pulse sequences, the process of closing the switches S'23 to S'1 continues with the time intervals z', namely the time i is expediently chosen again so that n -, r '(n is the number of storage capacitors in an auxiliary storage unit, e.g.
B. 24) is smaller than the period T 'of the switching pulse trains. Thus, the process of closing successive switches has already run through the entire auxiliary register HR from end to beginning and has shifted all the sampled values stored in the capacitors by one number in the forward direction,
before the switch S'24 is again closed by the next switching pulse of the pulse sequence J'24 effective at this switch and the third sample value of the first signal interval now stored in the penultimate capacitor in the first channel again at a time interval T 'compared to the second Sample value transmitted to the last capacitor C'24 and thus to the common transmission link.
There is therefore a shift of the stored sampling values by one step and the shifting out of the value stored in the last capacitor (C24) onto the transmission path in each case within a fast sampling period T '. The process corresponds to the sequential emptying of a known digital shift register by shifting out the binary information stored in it (parallel series conversion).
Exactly as in that case, zeros are filled in on the input side, i. H. the first switch in each auxiliary register, when it closes, connects the free assignment of the first capacitor C 'to zero potential (earth), so that C'1 - and later C'2, C'3, etc. - in the same cycle with the overflow of the information at the output of the auxiliary register HR and its transmission to the transmission link with null information.
After all the sampled values have been stored and transferred in the first auxiliary register, all of the capacitors thereof are therefore completely discharged and are available for the later storage of the second signal interval in the first telephone channel. The switching pulse trains for the first auxiliary register are now - preferably (if the sampling frequency fz allows this) after a short time interval has elapsed, see above.
passed to the second auxiliary register HR, and at the same time the second auxiliary register is connected to the common transmission path by the time-division multiplex scanner Sm (Fig. 3). The time-division multiplex channel switching and the rerouting of the switching pulse sequences from the first to the second auxiliary register can of course be implemented by means of one and the same electronic distributor of a type known per se.
The rapid scanning process described above is repeated (while the Lagsam scanning of the second signal interval progresses in parallel on all channels) for the second, then for the third auxiliary register, etc., until all auxiliary registers are completely emptied and their contents are registers for Register that was transferred sequentially to the common transmission link.
The time required for this is no longer than the time required for the slow sampling of the next signal interval in the main registers R, so that the sampling values of the second signal interval of all the channels now stored in the main registers by briefly closing the between the homologous capacitors of the main and switches arranged in the auxiliary register can be taken over by the auxiliary registers for the purpose of renewed rapid scanning.
The device can be simplified in such a way that the electronic switches just mentioned, serving for the parallel and simultaneous filling of the auxiliary registers, as well as the amplifiers connected upstream of them and specified in more detail above, can be used twice;
After their brief actuation before the start of a rapid scan, they are no longer required until the start of the next rapid scan and can be used immediately after this actuation for the function of transferring the sampling values between the capacitors of the auxiliary registers HR.
This can be achieved by known two-pole changeover switches (bistable electronic flip-flops), which immediately after the sampling values have been taken over by the auxiliary register, each switch located between a capacitor of a main register R and the homologous capacitor of the associated auxiliary register HR has a switch Switch the upstream amplifier to the second fast scanning position. Since each of these switches with one of its terminals is constantly connected to the free assignment of an auxiliary register capacitor (e.g.
B. C'3) remains connected, only the input of the amplifier connected upstream of this switch needs to be disconnected from the homologous capacitor (ie in this case C3) and with the free assignment of the preceding capacitor (ie C'2) of the auxiliary register HR to be connected; electronically this can be done e.g.
B. can be realized with a single bistable flip-flop and a number of transistor switch switches, each Wei chenschalter consists of two (e.g. symmetrical) transistor switches, the first terminals of which are connected together and connected to the input of a scarf ter S. upstream amplifier are connected, while the second terminal of one transistor with the free assignment of the homologous main register capacitor (ie z.
B. Cs and the second terminal of the other transistor is connected to the free assignment of the preceding auxiliary register capacitor. The complementary flip-flop outputs control all transistor pairs at their base electrodes. In the first brief flip-flop position parallel read-out into the auxiliary register, the first transistors of each switch conduct and connect each main register capacitor (e.g.
B. C3 via said amplifier and the corresponding switch S (also closed by the flip-flop signal) with the free assignment of the homologous auxiliary register capacitor (ie C3), so that the latter receives the sample value from the main register -Capacitor can read and save;
in contrast, in the second flip-flop position Schnellabtastung in each switch circuit the first transistor is blocked and the associated switch S is initially opened, while conversely, the second transistor is turned on and now a connection between the amplifier input and the free assignment of the respective preceding auxiliary register capacitor (here C'2). This second flip-flop position is maintained for the duration of the entire fast scan process.
There are also possibilities (which will not be examined in detail here) to save the auxiliary registers (HR) at all and to carry out the fast scanning in the main registers R at the same time as the slow scanning of the following signal interval. The sequential storage of the sample values of the individual telephone channels would not have to proceed in parallel in all Kanalregi stars, but (as indicated in Fig. 4) be delayed from channel to channel in such a way that the sum of the delays is the length of a signal interval corresponds to (e.g.
B. with 24 capacitors per channel register, a sampling period T equal to 125 us and a number of channels m = 6 a delay of 500 us corresponding to 4 capacitors between two adjacent registers, so that the sum of the delays 6 x 500 us exactly corresponds to the length of a signal interval of 3 ms).
The rapid sampling would have to begin immediately after filling a channel register with the sampling values of a signal interval, namely within the time interval T until the first sampling value of the following signal interval is stored in the first capacitor of this register.
This capacitor C1 would not have to be completely discharged at the beginning of the rapid sampling, since the information stored in it (last sampling value of the first signal interval) is refilled into the first storage capacitors when the register overflows on the output side, as in the method described above is the case with the auxiliary registers for the zero information.
With this method, the fast scanning would run away from the subsequent slow scanning, so to speak, and would be completed at the point in time when the next register was completely filled (e.g. 4 slow scanning periods T = 50D Ms after the beginning of the fast scanning of the first register, so that rapid scanning of the next (completely filled) register can follow immediately.
The pulse sequences for slow or fast scanning should not interfere in this case, however, so it should be ensured that for the total duration of the fast scanning in each register, the pulse sequences previously fed to all switches S of this register and offset in time are interrupted and at The beginning of the subsequent slow scan from switch to switch is gradually rebuilt until the rapid scan is completed;
from this point on, the pulse trains can be fed back to all switches, as before the rapid scanning, until this register is again completely filled.
However, this interruption and the successive build-up of the slow pulse trains during fast scanning require additional measures that can be quite time-consuming and involved, so that the scanning process described above is generally easier to implement and is therefore preferable, despite the auxiliary registers used .
The compressed signal intervals (bursts) with the frequency of the sampled amplitude values higher by the compression factor k compared to the slow sampling frequency are now transmitted in temporal interleaving over the common transmission path (wire connection or radio channel) to the receiving end. There, with the analogous reversal of the method steps described, the compressed signal intervals are distributed over m receiving channels and their expansion to the original length.
If the compression factor k is exactly the same as the number of channels n, then the compressed bursts follow one another without gaps during transmission. However, if you want to insert transmission pauses between the bursts for the purpose of transmitting operating signals (e.g. synchronization pulses) (see Fig. 4), you have to carry out fast scanning with an even higher frequency.
The original signal interval, which is P = n - T (n is the number of slow samples per signal interval and T is the sampling period),
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<SEP> is shortened to <SEP> dt <SEP> = <SEP> k <SEP>. With 6 channels (see FIG. 4), the compression factor k can be used to create the pauses for the synchronization pulses. B. compared to the minimum value m = 6 by 10 <B>% </B> to 6.6 (k = 1.1 m).
The voice band 0.3 <B> ... </B> 3.4 kHz, in which the original transmission on the telephone channels takes place, is accordingly expanded to 2 <B> ... </B> 22 kHz. The frequency band occupancy thus corresponds roughly to that of a single sideband carrier frequency transmission, i.e. H. approx. 4 kHz per telephone channel.
These relationships are illustrated by the frequency = time = diagram shown in FIG. 5, in which the transmission in single sideband frequency division multiplex is compared with the compressed transmission in time division multiplex.
Compared to frequency division multiplex transmission, on balance, neither time nor frequency band is saved, but burst time division multiplex transmission offers an important advantage in that intermodulation between the individual channels is excluded.
In contrast to time-division multiplex systems with short pulses, a burst duration of a few ms also avoids over-talking caused by pulse smearing and linear distortion of the transmission channels.
If the compression factor k is increased to slightly more than twice the permissible minimum value m, pauses between the bursts are so large that two-way communication (duplex) is possible on 2 wire lines. By choosing K in this way, additional time intervals can also be taken into account to compensate for the transit time differences. The assigned frequency band corresponds approximately to that in a carrier frequency transmission with direction-separated frequency bands.
In the method proposed according to the invention, the sampled amplitude values can naturally also be digitized before they are stored and time-compressed transmission, this with particular advantage because simple and space-saving digital shift registers (preferably in IC technology) can then be used. It comes into consideration for. the coding of the sampled signal amplitude values the pulse code modulation and specifically the delta modulation.
Before transmission on the common time division multiplex channel, analog signals are obtained again by demodulation and subsequent low-pass filtering (which: the latter is of course also necessary before the transmission of analog stored samples), which accordingly provide a shortened image of the original signal interval represent increased frequencies.
The method proposed according to the invention can be used particularly advantageously in those cases where it is important to prevent unauthorized eavesdropping on the transmitted long-distance calls. A decryption of signals received without authorization is only possible if both the frequency and the compression factor are known.