<Desc/Clms Page number 1>
"Transmissiesysteem met kwaliteitsbepaling van het ontvangen signaal"
EMI1.1
De uitvinding heeft betrekking op een transmissiesysteem omvattende een zender die via een kanaal is gekoppeld met een ontvanger, welke ontvanger is voorzien van meetmiddelen voor het bepalen van een kwaliteitsmaat vmeen van het kanaal ontvangen signaal.
De uitvinding heeft tevens betrekking op een ontvanger voor gebruik in een dergelijk transmissiesysteem.
Een transmissiesysteem volgens de aanhef is bekend uit het tijdschriftartikel "Forward Error Correcting Coding for fading compensation in Mobile Satellite Channels" Hagenauer en E. Lutz in IEEE on Selected Areas in Communications, Vol. SAC-5, No. 2, Febuary 1987.
Dergelijke transmissiesystemen kunnen bijvoorbeeld gebruikt worden bij de transmissie van analoge of digitale signalen via een transmissiekanaal of bij registratie van deze signalen op een registratiemedium zoals bijvoorbeeld een magnetische of een optische schijf.
In deze transmissiesystemen is het soms wenselijk om een kwaliteitsmaat te bepalen die de transmissiekwaliteit van het kanaal aangeeft. Deze kwaliteitsmaat kan bijvoorbeeld gebruikt worden bij de decodering van met behulp van foutencorrigerende codes gecodeerde digitale symbolen. Hierbij kan aan een symbool dat ontvangen wordt tijdens een periode dat de kwaliteitsmaat een lage transmissiekwaliteit aangeeft een lage betrouwbaarheidsmaat gegeven worden. Hierdoor kan er bij de decodering rekening mee gehouden worden dat het betreffende symbool een hogere foutenkans heeft. Dit principe kan toegepast worden bij Viterbi-decodering van convolutiecodes.
Ook is het mogelijk dat de waarden van onbetrouwbare symbolen in het geheel niet bij de decodering gebruikt worden, maar dat slechts de kennis over de positie (erasures) van deze onbetrouwbare symbolen bij de decodering benut wordt. Dit is mogelijk bij de decodering van foutencorrigerende blokcodes zoals bijvoorbeeld zogenaamde BCH codes, waarbij het mogelijk is om een bepaald aantal te corrigeren en/of een (kleiner) aantal fouten t te corrigeren. Voor 1 en t moet dan gelden
<Desc/Clms Page number 2>
dat 1 + 2t kleiner is dan de zogenaamde Hamming afstand van de betreffende blokcode.
De kwaliteitsmaat kan ook gebruik worden bij diversity ontvangst. Hierbij wordt een door de zender uitgezonden signaal via twee of meer kanalen ontvangen. Aan de hand van een kwaliteitsmaat van de van de verschillende kanalen ontvangen signalen, kan bijvoorbeeld het uitgangssignaal van het kanaal met de beste transmissiekwaliteit geselecteerd worden.
In het uit het bovengenoemde tijdschrift bekende transmissiesysteem is de kwaliteitsmaat evenredig met de amplitude van het ontvangen signaal. Een probleem hierbij is dat bij deze kwaliteitsmaat geen rekening wordt gehenden met de actuele waarde van stoorsignalen, zodat het kan voorkomen dat de kwaliteitsmaat niet altijd even betrouwbaar is.
Het doel van de uitvinding is het verschaffen van een transmissiesysteem volgens de aanhef waarbij een meer betrouwbare kwaliteitsmaat verkregen wordt.
Hiertoe is de uitvinding gekenmerkt doordat de meetmiddelen zijn ingericht voor het bepalen van de kwaliteitsmaat aan de hand van tenminste een eerste karakteristieke grootheid die een waarschijnlijkheidsverdeling van een eerste parameter van het ontvangen signaal karakteriseert en een tweede karakteristieke grootheid die de waarschijnlijkheidsverdeling van een tweede parameter het ontvangen signaal karakteriseert.
Een parameter van het ontvangen signaal kan bijvoorbeeld het vermogen, de (complexe) amplitude, de fase, de frequentie of een momentane waarde van het ontvangen signaal zijn. De uitvinding is gebaseerd op het inzicht dat indien twee karakteristieke grootheden die een waarschijnlijkheidsverdeling van een parameter van het ontvangen signaal karakteriseren, het mogelijk is om uit deze beide karakteristieke grootheden de grootte van een gewenste component van het ingangssignaal en van een ongewenste component van het ingangssignaal te bepalen. Er wordt opgemerkt dat het denkbaar is dat de eerste en de tweede parameter eenzelfde parameter omvatten.
Een karakteristieke grootheid die een waarschijnlijkheidsverdeling van een parameter van het ontvangen signaal beschrijft, kan bijvoorbeeld een gemiddelde waarde of een variantie omvatten. Het is ook denkbaar dat de waarschijnlijkheidsverdeling door een aantal karakteristieke parameters beschreven wordt in de vorm van een histogram.
<Desc/Clms Page number 3>
Een uitvoeringsvorm van de uitvinding is gekenmerkt doordat de tenminste een der karakteristieke grootheden een moment omvat van een orde groter dan een.
Een moment van een orde n van een stochastische grootheid x is gedefinieerd als de verwachtingswaarde E[xn]. Bij discrete stochastische grootheden is het ne moment gelijk aan :
EMI3.1
EMI3.2
Hierin is Xï de discrete waarde van de stochastische grootheid en is P de kans dat de I stochastische grootheid x de betreffende waarde x, aanneemt. Bij continue stochastische grootheden is het ne moment gelijk aan :
EMI3.3
In (2) is p (x) de waarschijn1ijkheidsdichtheidsfunctie van de stochastische grootheid x.
In het algemeen zal een benadering van de waarde van het betreffende moment gebruikt worden.
Een verdere uitvoeringsvorm is gekenmerkt door dat tenminste een karakteristieke grootheid een maat is voor de spreiding van de parameter van het ontvangen signaal.
Een karakteristieke grootheid die een maat is voor de spreiding is vooral dan geschikt indien de parameter van de gewenste component van het ontvangen signaal geen of weinig spreiding heeft en de ongewenste component een stochastisch stoorsignaal is zoals bijvoorbeeld ruis. De gemeten spreiding wordt dan voornamelijk door de ongewenste component van het ontvangen signaal bepaald, zodat de relatieve sterkte van het ongewenste signaal ten opzichte van het gewenste signaal dan eenvoudig bepaald kan worden.
Een uitvoeringsvorm van de uitvinding is gekenmerkt doordat de eerste parameter een maat is voor het vermogen van het ontvangen signaal, dat de eerste karakteristieke grootheid de gemiddelde waarde van de eerste parameter omvat en dat de tweede karakteristieke grootheid een maat voor de spreiding van de tweede parameter omvat welke gelijk is aan de eerste parameter.
Indien de amplitude van de gewenste component van het ontvangen
<Desc/Clms Page number 4>
signaal constant is, is een geschikte eerste karakteristieke waarde de gemiddelde waarde van de amplitude, terwijl een geschikte tweede karakteristieke waarde de spreiding van de amplitude van het ontvangen signaal is. De spreiding van de amplitude is nu een goede maat voor de ongewenste component in het ontvangen signaal, waardoor een betrouwbare kwaliteitsmaat verkregen kan worden.
Een verdere uitvoeringsvorm van de uitvinding is gekenmerkt doordat de ontvanger is ingericht voor het ontvangen van hoekgemoduleerde signalen, dat de parameter een faseverandering van het ontvangen signaal in eeifgegeven tijdinverval omvat en dat de ontvanger is voorzien van quantisatiemiddelen yoor het quantiseren van de faseverandering, en dat de ontvanger is voorzien van middelen voor het bepalen een aantal karakteristieke grootheden, welke ieder een maat is voor de waarschijnlijkheid van voorkomen van de verschillende gequantiseerde waarden van de faseverandering.
Bij deze uitvoeringsvorm, wordt er van uitgegaan dat de waarschijnlijkheid van het voorkomen van bepaalde waarden van de faseverandering in het gegeven tijdsinterval bekend is. Afwijkingen van deze waarschijnlijkheid kunnen veroorzaakt worden door deterministische stoorsignalen, zoals bijvoorbeeld een ongemoduleerde draaggolf. Bij een ongemoduleerde draaggolf heeft de faseverandering in het gegeven tijdsinterval steeds dezelfde waarde. Is een sterke stoorcomponent aanwezig in de vorm van een ongemoduleerde draaggolf, dan zal dit direct zichtbaar zijn aan de waarschijnlijkheid van de verschillende gequantiseerde waarden van de faseverandering.
De uitvinding zal nu nader toegelicht worden, waarbij gelijke elementen door gelijke verwijzingscijfers aangeduid worden. Hierin toont :
Fig. 1 een eerste uitvoeringsvorm van een transmissiesysteem volgens de uitvinding ;
Fig. 2 een eerste uitvoeringsvorm van de meetmiddelen voor gebruik in het transmissiesysteem volgens Fig. 1 ;
Fig. 3 een tweede uitvoeringsvorm van een transmissiesysteem volgens de uitvinding waarin OFDM modulatie wordt toegepast ;
Fig. 4 een tweede uitvoeringsvorm van de meetmiddelen voor gebruik in een transmissiesysteem volgens Fig. 3 ;
Fig. 5 een transmissiesysteem volgens de uitvinding waarbij gebruik gemaakt wordt van diversity ontvangst.
<Desc/Clms Page number 5>
EMI5.1
In het transmissiesysteem volgens Fig. 1 worden te verzenden symbolen ak toegevoerd aan een ingang van een zender 2. In de zender 2 is deze ingang verbonden met een ingang van een coder 8. De uitgang van de coder 8 is verbonden met een ingang van een modulator 10. De uitgang van de modulator 10, welke de uitgang van de zender 2 is, is via het kanaal 4 verbonden met een ingang van een ontvanger 6.
De ingang van de ontvanger 6 is verbonden met een ingang van een demodulator 12, en met een ingang van meetmiddelen 18 voorthet bepalen van de kwaliteitsmaat van het ontvangen signaal. De uitgang van de demodulator 12 is verbonden met een ingang van een detector 14. De uitgang van de detector 14 is verbonden met een ingang van een decoder 16. Een uitgang van de meetmiddelen 18 is verbonden met een tweede ingang van de decoder 16. De uitgang van de decoder 16 vormt tevens de uitgang van de ontvanger.
Door middel van de coder 8 worden de symbolen ak volgens een foutencorrigerende code gecodeerd. Dit moet een foutencorrigerende code zijn waarvoor decoders bestaan die betrouwbaarheidsinformatie omtrent de ontvangen symbolen kunnen benutten bij de decodering. Dergelijke foutencorrigerende codes zijn bijvoorbeeld convolutiecodes of bepaalde blokcodes, zoals bijvoorbeeld een Reed-Solomon code of een andere BCH (Bose-Chaudhuri-Hocquenchem) code. Met behulp van de modulator 10 worden de uitgangssymbolen van de coder 8 omgezet in modulatie van een draaggolf die via het kanaal 4 naar de ontvanger 6 verzonden wordt.
In de ontvanger 6 wordt de ontvangen draaggolf door de demodulator 12 gedemoduleerd. Door middel van de detector 14 worden gedetecteerde symbolen uit het gedemoduleerde signaal bepaald. De door de detector gedetecteerde symbolen worden door de decoder 16 omgezet in symbolen Met behulp van de meetmiddelen 18 wordt uit het ingangssignaal van de modulator een kwaliteitsmaat voor het ontvangen signaal afgeleid. Deze kwaliteitsmaat wordt door de decoder 16 gebruikt om de een bepaald ontvangen symbool aan een symbool Ak afhankelijk te laten zijn van de betrouwbaarheid van dat betreffende ontvangen symbool. Ook is het mogelijk dat bepaalde symbolen als onbetrouwbaar gekenmerkt worden en in het geheel niet worden gebruikt voor de decodering in de decoder 16.
Een in vele situaties geschikte betrouwbaarheidsmaat is de signaal-ruisverhouding van een signaal. Indien het ingangssignaal r van de demodulator geschreven
<Desc/Clms Page number 6>
kan worden als r = s + n, waarbij s de gewenste signaalcomponent is en n een (Gaussische) ruiscomponent bevat. Voor de kwaliteitsmaat SNR kan nu geschreven worden :
EMI6.1
In (3) stelt E ] de verwachtingsoperator voor, en is s* respectievelijk n* de complex toegevoegde waarde van s en n. Es is de gemiddelde energie per symbool, terwijl No de
EMI6.2
tweezijdige spectrale dichtheid van het ruisvermogen is. De waarden van Es en No I moeten nu uit het ingangssignaal r bepaald worden.
Volgens de uitvindingsgedachte is dit mogelijk door een eerste karakteristieke grootheid, zijnde hier het eerste moment van een vermogensmaat #*, en een tweede karakteristieke grootheid, zijnde hier het tweede moment van de vermogensmaat rr, te bepalen. Voor het eerste moment van rr geldt :
EMI6.3
Omdat n en s ongecorreleerd zijn, gaat (4) over in :
EMI6.4
1
EMI6.5
Voor het tweede moment E [ (n'*) ] van rr2 kan geschreven worden :
EMI6.6
Omdat s en n ongecorreleerd zijn, kan voor (6) geschreven worden :
EMI6.7
Wordt uitgegaan dat het signaal s een constante amplitude heeft dan is E [ (ss*) ] gelijk aan E. Indien aangenomen wordt dat het ruissignaal n een complex Gaussisch signaal
<Desc/Clms Page number 7>
kan worden als r = s + n, waarbij s de gewenste signaalcomponent is en n een (Gaussische) ruiscomponent bevat. Voor de kwaliteitsmaat SNR kan nu geschreven worden :
EMI7.1
In (3) stelt E ] de verwachtingsoperator voor, en is s* respectievelijk n* de complex toegevoegde waarde van s en n. Es is de gemiddelde energie per symbool, terwijl No de
EMI7.2
tweezijdige spectrale dichtheid van het ruisvermogen is. De waarden van Es en No I moeten nu uit het ingangssignaal r bepaald worden.
Volgens de uitvindingsgedachte is dit mogelijk door een eerste karakteristieke grootheid, zijnde hier het eerste moment van een vermogensmaat #*, en een tweede karakteristieke grootheid, zijnde hier het tweede moment van de vermogensmaat rr, te bepalen. Voor het eerste moment van rr geldt :
EMI7.3
Omdat n en s ongecorreleerd zijn, gaat (4) over in :
EMI7.4
1
EMI7.5
Voor het tweede moment E [ (n'*) ] van rr2 kan geschreven worden :
EMI7.6
Omdat s en n ongecorreleerd zijn, kan voor (6) geschreven worden :
EMI7.7
Wordt uitgegaan dat het signaal s een constante amplitude heeft dan is E [ (ss*) ] gelijk aan E. Indien aangenomen wordt dat het ruissignaal n een complex Gaussisch signaal
<Desc/Clms Page number 8>
EMI8.1
Indien er perioden zijn waarin geen gewenste component in r aanwezig is, (bijvoorbeeld nulsymbolen in OFDM) kan de ongewenste component n'in deze betreffende perioden bepaald worden. Voor de signaal-ruisverhouding geldt dan :
EMI8.2
In de meetmiddelen 18 volgens Fig. 2 wordt het ingangssignaal van de modulator toegevoerd aan een amplitudedetector 61. De uitgang van de amplitudedetector 61 is verbonden met de ingang van een kwadrateerschakeling 63.
De uitgang van de kwadrateerschakeling 63 is verbonden met een ingang van een eerste vermenigvuldigingsschakeling 65 en met een eerste ingang van een aftrekschakeling 67. Een constante l-o ! wordt toegevoerd aan een tweede ingang van de vermenigvuldigingsschakeling 65.
De uitgang van de vermenigvuldigingsschakeling 65 is verbonden met een eerste ingang van een optelschakeling 69. De uitgang van de optelschakeling 69 is verbonden met een ingang van een vertragingselement 71. De uitgang van het vertragingselement 71 met als uitgangssignaal een signaal po2 is verbonden met een eerste ingang van een vermeng- vuldigingsschakeling 73, een tweede ingang van de aftrekschakeling 67 en met een eerste ingang van een deelschakeling 83. Een constante a. wordt toegevoerd aan een tweede ingang van de vermenigvuldigingsschakeling 73. De uitgang van de vermenigvuldigingsschakeling 73 is verbonden met een tweede ingang van de optelschakeling 69.
De uitgang van de aftrekschakeling 67 is verbonden met een ingang van een absolute waardebepaler 75. De uitgang van de absolute waardebepaler 75 is verbonden met een eerste ingang van een vermenigvuldigingsschakeling 77. Een constante l-axa wordt toegevoerd aan een tweede ingang van de vermenigvuldigingsschakeling 77. De uitgang van de vermenigvuldigingsschakeling 77 is verbonden met een eerste ingang van een optelschakeling 79. De uitgang van de optelschakeling 79 is verbonden met een ingang van een vertragingselement 81. De uitgang van het vertragingselement 81 is verbonden met een eerste ingang van een vermenigvuldigingsschakeling 87 en met een tweede ingang van de deelschakeling 83. Aan een tweede ingang van
<Desc/Clms Page number 9>
de vermenigvuldigingsschakeling 87 wordt een constante α# toegevoerd.
De uitgang van de vermenigvuldigingsschakeling 87 is verbonden met een tweede ingang van de optelschakeling 79. De uitgang van de deelschakeling 83 is verbonden met een eerste ingang van een comparator 85. Aan een tweede ingang van de comparator 85 wordt een referentiewaarde SNRm toegevoerd.
De meetmiddelen 18 volgens Fig. 2 zijn ervoor ingericht voor het bepalen van een kwaliteitsmaat van ontvangen signalen waarbij de amplitude van het ideale ontvangen signaal constant is. Dergelijke signalen zijn bijvoorbeeld frequentie of fase gemoduleerde signalen. De meetmiddelen bepalen op recursieve wijze de eerste karakteristieke grootheid zijnde hier het gemiddelde kwadraat van de amplitude van het ontvangen signaal (E [r]) en de tweede karakteristieke grootheid zijnde hier een schatting van de variantie van dat gemiddelde kwadraat (E [t r -E [r ]}). Door middel van de amplitudedetector 61 en de kwadrateerschakeling 63 wordt het kwadraat van het ingangssignaal van de demodulator 12 in de ontvanger volgens Fig. 1 bepaald.
Met . behulp van de vermenigvuldigingsschakeling 65, de optelschakeling 69, het vertragingselement 71 en de vermenigvuldigingsschakeling 73 wordt de gemiddelde waarde p. 2 van het uitgangssignaal van de kwadrateerschakeling 63 volgens de volgende recursieve betrekking bepaald :
EMI9.1
(17) beschrijft de overdracht van een eerste orde laagdoorlaatfilter waarvan de tijdconstante bepaald wordt door de constante a die gelegen is tussen 0 en 1. Bij een kleine waarde van a. (-0) heeft het laagdoorlaatfilter een kleine tijdconstante, en bij een grote waarde van a ( l) heeft het laagdoorlaatfilter een grote tijdconstante.
Met behulp van de aftrekschakeling 67 wordt het verschil tussen de gemiddelde waarde p. 2 van het kwadraat van de amplitude van het ingangssignaal van de demodulator en de actuele waarde van het kwadraat van deze amplitude bepaald. Door middel van de absolute waarde bepaler 75 wordt de absolute waarde van dat verschil bepaald.
Met behulp van de vermenigvuldigingsschakeling 77, de optelschakeling 79, het vertragingselement 81 en de vermenigvuldigingsschakeling 87 wordt de gemid-
EMI9.2
delde waarde a 2 delde het uitgangssignaal van de kwadrateerschakeling 63 volgens de volgende recursieve betrekking bepaald
<Desc/Clms Page number 10>
EMI10.1
EMI10.2
(18) beschrijft de overdracht van een eerste orde laagdoorlaatfilter waarvan de tijdconstante bepaald wordt door de constante a. die gelegen is tussen 0 en 1.
Met behulp van de deelschakeling 83 wordt het quoti nt van en obepaald, welk quoti nt een maat is voor de signaal-ruisverhouding van het ingangssignaal van de demodulator 12 in Fig. 1. Met behulp van de comparator wordt het uitgangssignaal van de deelschakeling vergeleken met een minimaal vereiste waarde van de signaal-ruisverhouding. Is de actuele signaal-ruisverhouding kleiner dan de minimale waarde van de signaal-ruisverhouding, dan wordt door de comparator 85 een signaal afgegeven ten teken dat het ontvangen signaal onbetrouwbaar is, en kan de decoder 16 in Fig. 1 de betreffende digitale symbolen buiten beschouwing laten.
Bij het gebruik van een Viterbi decoder is een niet gequantiseerde kwaliteitsmaat gewenst, zodat bij gebruik van een dergelijke decoder de comparator 85 achterwege moet blijven. De uitgang van de meetmiddelen 18 wordt dan gevormd door de uitgang van de deelschakeling 83. Er wordt opgemerkt dat de functie van de meetmiddelen ook door middel van een geschikt geprogrammeerde processor uitgevoerd kan worden op basis van de formules (14) en (15).
In het transmissiesysteem volgens Fig. 3 wordt een te verzenden analoog signaal toegevoerd aan een analoog-digitaalomzetter 20. De uitgang van de analoogdigitaalomzetter is verbonden met een coder 22. N uitgangen van de coder 22 zijn verbonden met N ingangen van een interleaver 24. N uitgangen van de interleaver 24 zijn verbonden met N ingangen van een inverse Fourier transformatieschakeling 26. N uitgangen van de inverse Fourier transformatieschakeling zijn verbonden met N ingangen van een optelschakeling 28. De uitgang van de optelschakeling 28 is verbonden met een eerste ingang van een mengtrap 32. Een uitgang van een draaggolfoscillator 30 is verbonden met een tweede ingang van de mengtrap 32. Een uitgang van de mengtrap 32 is verbonden met een ingang van een vermogensversterker 34, waarvan de uitgang is verbonden met een antenne 36.
In de ontvanger 6 van het transmissiesysteem volgens Fig. 3 wordt een door een antenne 38 ontvangen signaal toegevoerd aan een eerste ingang van een mengtrap 40. Een uitgang van een lokale oscillator 42 is verbonden met een tweede ingang van de mengtrap 40. Een uitgang van de mengtrap 40 is verbonden met een
<Desc/Clms Page number 11>
analoog-digitaalomzetter 44. De uitgang van de analoog-digitaalomzetter is verbonden met een ingang van een serie parallelomzetter 46. N uitgangen van de serie-parallelomzetter 46 zijn verbonden met N ingangen van een Fourier transformatieschakeling 48, N uitgangen van de Fourier transformatie schakeling 48 zijn verbonden met N ingangen van een detector/de-interleaver 50.
Bovendien is ieder der uitgangen van de Fourier transformatie schakeling 48 verbonden met een der meetmiddelen 54... 56. N uitgangen van de detector/de-interleaver 50 zijn verbonden met N ingangen van een decoder 52. De uitgangen van de meetmiddelen 54... 56 zi verbonden met ingangen van de decoder 52. Een uitgang van de decoder 52 is verbonden met een ingang van een digitaal-analoogomzetter 58. Aan de uitgang van de digitaal-analoogomzetter is het gewenste uitgangssignaal van het transmissiesysteem beschikbaar.
In het transmissiesysteem volgens Fig. 3 wordt gebruik gemaakt van OFDM (Orthogonale Frequentie Divisie Multiplex) teneinde de invloed van multipad propagatie en fading op de kwaliteit van de transmissie te reduceren. Hierbij wordt een stroom van digitale symbolen op een relatief hoge snelheid omgezet in een aantal parallelle stromen van digitale symbolen met een relatief lage transmissiesnelheid. Ieder van de parallelle stromen van digitale symbolen wordt op een eigen draaggolf gemoduleerd. In de ontvanger worden de verschillende draaggolven gedemoduleerd en de verschillende stromen van digitale symbolen gereconstrueerd. De verschillende reeksen van digitale symbolen worden (eventueel na foutencorrectie) samengevoegd tot een enkele reeks van symbolen.
In het transmissiesysteem volgens Fig. 3 wordt een te verzenden analoog signaal door middel van de analoog-digitaalomzetter 20 omgezet in een digitaal signaal.
Dit digitale signaal wordt door de coder omgezet in een met behulp van een foutencorrigerende code gecodeerd digitaal signaal. Bovendien splitst de coder 22 het digitale signaal in een aantal parallelle stromen van digitale symbolen. De interleaver 24 verandert de tijdsvolgorde van opeenvolgende aan de interleaver 24 aangeboden symbolen. Dit wordt gedaan om te voorkomen dat gedurende een periode van verslechterde transmissiekwaliteit een relatief groot aantal gerelateerde digitale symbolen foutief worden overgedragen, waardoor foutencorrectie meestal niet meer mogelijk is. Door de tijdvolgorde van de digitale symbolen te veranderen, wordt bereikt dat van een aantal gerelateerde symbolen slechts steeds een beperkt aantal foutief wordt overgedragen.
De uitgangssignalen van de interleaver 24 worden door middel van de
<Desc/Clms Page number 12>
inverse Fourier transformatieschakeling 26 op N verschillende draaggolven gemoduleerd. Deze gemoduleerde draaggolven worden door middel van de optelschakeling 28 gecombineerd tot een enkel signaal. Dit signaal wordt door de combinatie van de mengtrap 32 en de oscillator 30 omgezet naar een signaal met een gewenste draaggolffrequentie. Het uitgangssignaal van de mengtrap 32 wordt door de vermogensversterker 34 tot een gewenst niveau versterkt. Het uitgangssignaal van de vermogensversterker 34 wordt door de antenne 36 uitgezonden.
Het door de antenne 38 ontvangen signaal wordt'door middel van de mengtrap 40 en de lokale oscillator 42 omgezet in een uitgangssignaal met een gewenste middenfrequentie. Het uitgangssignaal van de mengtrap 40 wordt door middel van de analoog-digitaalomzetter 44 omgezet in een digitaal signaal. Het uitgangssignaal van de digitaal-analoogomzetter wordt door middel van de serie-parallelomzetter 46 omgezet in N parallelle stromen van digitale signalen. Met behulp van de Fourier transformatieschakeling 48 wordt het signaal dat uit N opeenvolgende monsters van een gemoduleerd signaal bestaat gedemoduleerd. Aan de uitgang van de Fourier transformatieschakeling 48 zijn N gedemoduleerde signalen beschikbaar.
Door middel van de detector/deinterleaver, worden uit de gedemoduleerde signalen schattingen van digitale symbolen bepaald, en wordt de originele tijdvolgorde van de digitale symbolen, welke was veranderd door de interleaver 24, weer hersteld. Met behulp van de decoder 50 worden beslissingen x omtrent de waarde van de digitale symbolen as uit de uitgangssymbolen van de detector/de-interleaver 50 bepaald. Hierbij wordt gebruik gemaakt van een door de meetmiddelen 54... 56 bepaalde kwaliteit van ieder der gedemoduleerde signalen.
Door middel van de digitaal-analoogomzetter 58 wordt uit de symbolen k het gewenste analoge signaal verkregen.
In de meetmiddelen 54... 56 volgens Fig. 4 wordt een in-fase component (I) van het gedemoduleerde signaal toegevoerd aan een kwadrateerschakeling 90 en aan een eerste ingang van quantisatiemiddelen 96. Een quadratuur component (Q) van het gedemoduleerde signaal wordt toegevoerd aan een kwadrateerschakeling 92 en aan een tweede ingang van de quantisatiemiddelen 96. Een uitgang van de kwadrateerschakeling 90 is verbonden met een eerste ingang van een optelschakeling 94, terwijl een uitgang van de tweede kwadrateerschakeling 92 is verbonden met een tweede ingang van de optelschakeling 94.
De uitgang van de optelschakeling is verbonden met een ingang van meetmiddelen welke grotendeels overeenkomen met de meetmiddelen
<Desc/Clms Page number 13>
EMI13.1
volgens Fig. 2, waarbij echter de amplitudedetector 61 en de kwadrateerschakeling 63 weggelaten zijn.
Een eerste uitgang van de quantisatiemiddelen 96 is verbonden met een ingang van een laagdoorlaatfilter 98. Een tweede uitgang van de quantisatiemiddelen 96 is verbonden met een ingang van een laagdoorlaatfilter 100. Een derde uitgang van de quantisatiemiddelen 96 is verbonden met een laagdoorlaatfilter 102, terwijl een vierde uitgang van de quantisatiemiddelen 96 is verbonden met een ingang van een laagdoor- 1. laatfilter 98. De uitgangssignalen van de laagdoorlaatfilters vormen de karakteristieke grootheden volgens de uitvindingsgedachte welke grootheden een maat is voor de waarschijnlijkheid van voorkomen van de verschillende waarden van de faseverandering. De uitgang van ieder der laagdoorlaatfilters 98, 100, 102 en 104 is verbonden met een corresponderende ingang van een maximum waarde bepaler 106.
De uitgang van de maximum waarde bepaler 106 is verbonden met een eerste ingang van een comparator 108. Een referentiewaarde P wordt toegevoerd aan een tweede ingang van de comparator 108. De uitgang van de comparator 108 is verbonden met een eerste ingang van een OF-poort 110. Een uitgang van de meetmiddelen 18 is verbonden met een tweede ingang van de OF-poort 110. De uitgang van de OF-poort 110 vormt de uitgang van de meetmiddelen 54...
Er wordt vanuit gegaan dat de Fourier transformatieschakeling 48 een infase component (reële deel) en een quadratuur component (imaginaire deel) van ieder der gedemoduleerde draaggolven bepaalt. Bovendien wordt aangenomen dat de amplitude van een ideaal ontvangen signaal constant is. Door middel van de kwadrateerschakelingen 90 en 92 en de optelschakeling 94 wordt een maat voor het vermogen van de draaggolf, zijnde hier het kwadraat van de amplitude van de draaggolf bepaald. Met behulp van de meetmiddelen 18 wordt bepaald of de signaal-ruisverhouding van de betreffende draaggolf boven een bepaalde waarde ligt. Indien dit niet het geval is, heeft het uitgangssignaal van de meetmiddelen 18 een logische waarde en heeft het uitgangssignaal van de meetmiddelen 54... ook de logische waarde ten teken dat het ontvangen signaal onbetrouwbaar is.
De combinatie van de quantisatiemiddelen 96, de laagdoorlaatfilters 98, 100, 102, en 104, de maximum waarde bepaler 106 en de comparator 108, heeft tot doel om de aanwezigheid van een stoorsignaal met een ongeveer gelijke frequentie als de betreffende de draaggolffrequentie vast te stellen. Dit kan niet gebeuren met de
<Desc/Clms Page number 14>
meetmiddelen 18 omdat deze bij een sterke stoorcomponent die sinusvormig is een grote signaal-ruisverhouding zal constateren.
Voor de detectie van ongewenste deterministische stoorsignalen, wordt ervan uitgegaan dat het gewenste signaal in fase wordt gemoduleerd, waarbij alle fasen een gelijke waarschijnlijkheid hebben, en waarbij tevens de waarde van. opeenvolgende fasen ongecorreleerd is. Dit betekent dat de waarschijnlijkheid van de mogelijke waarden van opeenvolgende faseverschillen ook gelijk is. In het geval van 4-fase modulatie zijn de waarschijnlijkheden van ieder der faseverschillen 0, tu/2, 7'en 37r/2 gelijk aan ·. In er nu bijvoorbeeld een sterke sinusvormige stoprcomponent aanwezig in het gemoduleerde signaal, dan zal een bepaalde waarde van het faseverschil een hogere waarschijnlijkheid hebben dan ·.
De reden hiervoor is dat het faseverschil van een sinusvormig signaal gedurende een vaste tijd een constante waarde heeft, en niet de waarden 0, Tt72,-r en 3ir/2 met een gelijke waarschijnlijkheid kan aannemen.
De quantisatiemiddelen 96 geven een uitgangspuls op hun eerste uitgang als het gequantiseerde faseverschil gelijk is aan 0. De quantisatiemiddelen 96 geven een uitgangspuls op hun tweede uitgang als het gequantiseerde faseverschil gelijk is aan 7r/2.
De quantisatiemiddelen 96 geven een uitgangspuls op hun derde uitgang als het gequantiseerde faseverschil gelijk is aan 7', en de quantisatiemiddelen 96 geven een uitgangspuls op hun vierde uitgang als het gequantiseerde faseverschil gelijk is aan 3sol2.
Uit de waarden van de signalen I (k-l) en Q (k-l) op een tijdstip kT en de waarde van de signalen I (k) en Q (k) op een tijdstip kT kan een complex getal bepaald worden met een argument dat gelijk is aan het verschil tussen de fasen van het gemoduleerde signaal op tijdstippen (k-l) T en kT. Dit complexe getal z (k) is dan gelijk aan :
EMI14.1
(19) kan geschreven worden als :
<Desc/Clms Page number 15>
EMI15.1
Voor het argument van z (k) kan dan geschreven worden :
EMI15.2
Met re{z(k)} :: I(k).I(k-1) + Q (k). Q (k-l) en im {z (k)} : : 1 ( 1). Q (k)-Q (k-l).
I (k) kan de quantisatie van het faseverschil t volgens de volgende tabel uitgevoerd worden :
EMI15.3
<tb>
<tb> re <SEP> {z(k)} <SEP> - <SEP> im{z(k)} <SEP> re{z(k)} <SEP> im{z(k)} <SEP> ##
<tb> 0 <SEP> #0 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> 0 <SEP> #0 <SEP> > 0 <SEP> 0
<tb> 0 <SEP> < 0 <SEP> #0 <SEP> #
<tb> #0 <SEP> > 0 <SEP> > 0 <SEP> #
<tb> < 0 <SEP> #0 <SEP> #0 <SEP> #/2
<tb> > 0 <SEP> #0 <SEP> > 0 <SEP> 3#/2
<tb> < 0 <SEP> < 0 <SEP> #0 <SEP> #/2
<tb> < 0 <SEP> < 0 <SEP> < 0 <SEP> 3tir/2
<tb>
Aan de uitgang van ieder van de laagdoorlaatilters 98,100, 102 en 104 is dan een signaal aanwezig dat evenredig is met de waarschijnlijkheid van het betreffende faseverschil. Door de maximum waarde bepaler 106 wordt de maximale waarde van de maat voor de waarschijnlijkheid van voorkomen van de verschillende gequantiseerde waarden van de faseverandering bepaald.
Door deze maximale waarde te vergelijken met een referentiewaarde Pmax'wordt aan de uitgang van de comparator 108 een signaal verkregen met een logische waarde "1" indien de waarschijnlijkheid van een van de waarden van AO aanzienlijk groter is dan ·. In dat geval is er waarschijnlijk een deterministisch stoorsignaal aanwezig, en zijn de bij het gemoduleerde signaal behoren-
<Desc/Clms Page number 16>
de digitale symbolen onbetrouwbaar. Het uitgangssignaal van de OF-poort 110 zal eveneens de logische waarde "1" aannemen ten teken dat de ontvangen digitale symbolen onbetrouwbaar zijn.
Een alternatieve wijze voor het detecteren van de aanwezigheid van een deterministisch stoorsignaal is het bepalen van de verwachtingswaarde van de faseverschuiving van r gedurende een tijdsduur die gelijk is aan een veelvoud van een symboolinterval van verzonden symbolen. Een maat voor deze faseverschuiving v (k) is de waarde r (k) r" (k-l). Verder wordt aangenomen dat een deterministisch sinusvormig stoorsignaal aanwezig is dat gelijk is aan c- "O i , waarin c de amplitude is en kAo de fasehoek is, welke lineair toeneemt met k. dan Voor de verwachtingswaarde van rr* wordt dan gevonden :
EMI16.1
Voor de waarde van v (k) geldt :
EMI16.2
Voor de verwachtingswaarde E [v (k) v* (k-l)] van v (k) v* (k-l) volgt dan een waarde die gelijk is aan c4. Een schatting van c2 is dan gelijk aan'\/E [v (k) v* (k-l)]. Voor de signaal-interferentie verhouding SNI geldt dan :
EMI16.3
In het transmissiesysteem volgens Fig. 5 wordt een te verzenden signaal toegevoerd aan een zender 2. De uitgang van de zender 2 is verbonden met een antenne 36. Een eerste antenne 38 is verbonden met een eerste ingang van een ontvanger 6, terwijl een tweede antenne 39 is verbonden met een tweede ingang van de ontvanger 6.
De eerste ingang van de ontvanger 6 is verbonden met een ingang van meetmiddelen 64 en met een eerste ingang van combinatiemiddelen 68. Een uitgang van de meetmiddelen 64 is verbonden met een tweede ingang van de combinatiemiddelen 68. De tweede ingang van de ontvanger 6 is verbonden met een ingang van meetmiddelen 66 en met een derde ingang van combinatiemiddelen 68. Een uitgang van de meetmiddelen 66 is
<Desc/Clms Page number 17>
verbonden met een vierde ingang van de combinatiemiddelen 68. Een uitgang van de combinatiemiddelen 68 is verbonden met een ingang van een demodulator 70, waarbij de uitgang van de demodulator 70 de uitgang van de ontvanger vormt.
Een te verzenden signaal wordt door de zender 2 uitgezonden, en bereikt via twee verschillende transmissiekanalen de antennes 38 respectievelijk 39. De door de beide antennes 38 en 39 ontvangen signalen worden door middel van de versterkers 60 respectievelijk 62 versterkt. Door middel van de meetmiddelen 64 en 66 wordt een kwaliteitsmaat zoals bijvoorbeeld de signaal-ruisverhouding volgens de uitvindingsgedachte bepaald. Met behulp van de combinatiemiddelen 68 worden de uitgangssignalen van de versterkers 60 en 62 in afhankelijkheid van de kwaliteitsmaten die bepaald zijn door de meetmiddelen 64 en 66 gecombineerd. Het is bijvoorbeeld mogelijk dat de combinatiemiddelen een omschakelaar bevat die dat ingangssignaal kiest waarvan de kwaliteitsmaat de beste signaalkwaliteit aangeeft.
Ook is het bijvoorbeeld mogelijk dat de combinatiemiddelen een gewogen som van de beide ingangssignalen, waarbij de beide weegfactoren evenredig zijn met de kwaliteitsmaat zoals bijvoorbeeld de signaalruisverhouding.
<Desc / Clms Page number 1>
"Transmission system with quality determination of the received signal"
EMI1.1
The invention relates to a transmission system comprising a transmitter which is coupled via a channel to a receiver, which receiver is provided with measuring means for determining a quality measure of the signal received from the channel.
The invention also relates to a receiver for use in such a transmission system.
A transmission system according to the preamble is known from the magazine article "Forward Error Correcting Coding for fading compensation in Mobile Satellite Channels" Hagenauer and E. Lutz in IEEE on Selected Areas in Communications, Vol. SAC-5, No. 2, Febuary 1987.
Such transmission systems can be used, for example, in the transmission of analog or digital signals via a transmission channel or in the recording of these signals on a recording medium such as, for example, a magnetic or an optical disc.
In these transmission systems it is sometimes desirable to determine a quality measure that indicates the transmission quality of the channel. This quality measure can be used, for example, in the decoding of digital symbols encoded with error-correcting codes. Here, a symbol that is received during a period that the quality measure indicates a low transmission quality can be given a low reliability measure. As a result, it can be taken into account when decoding that the respective symbol has a higher chance of error. This principle can be applied in Viterbi decoding of convolution codes.
It is also possible that the values of unreliable symbols are not used at all in the decoding, but that only the knowledge about the position (erasures) of these unreliable symbols is used in the decoding. This is possible with the decoding of error-correcting block codes such as, for example, so-called BCH codes, whereby it is possible to correct a certain number and / or to correct a (smaller) number of errors t. Then 1 and t must apply
<Desc / Clms Page number 2>
that 1 + 2t is less than the so-called Hamming distance of the relevant block code.
The quality measure can also be used for diversity reception. A signal transmitted by the transmitter is received via two or more channels. For example, based on a quality measure of the signals received from the different channels, the output signal of the channel with the best transmission quality can be selected.
In the transmission system known from the above-mentioned magazine, the quality measure is proportional to the amplitude of the received signal. A problem with this is that this quality measure does not take into account the current value of interference signals, so it is possible that the quality measure is not always reliable.
The object of the invention is to provide a transmission system according to the preamble in which a more reliable quality measure is obtained.
To this end, the invention is characterized in that the measuring means are adapted to determine the quality measure on the basis of at least a first characteristic quantity which characterizes a probability distribution of a first parameter of the received signal and a second characteristic quantity which indicates the probability distribution of a second parameter. received signal.
A parameter of the received signal can for instance be the power, the (complex) amplitude, the phase, the frequency or a current value of the received signal. The invention is based on the insight that if two characteristic quantities that characterize a probability distribution of a parameter of the received signal, it is possible from these two characteristic quantities to determine the magnitude of a desired component of the input signal and of an undesired component of the input signal. to decide. It is noted that it is conceivable that the first and the second parameter comprise the same parameter.
For example, a characteristic quantity describing a probability distribution of a parameter of the received signal may include an average value or a variance. It is also conceivable that the probability distribution is described by a number of characteristic parameters in the form of a histogram.
<Desc / Clms Page number 3>
An embodiment of the invention is characterized in that the at least one of the characteristic quantities comprises a moment of an order greater than one.
A moment of an order n of a stochastic quantity x is defined as the expected value E [xn]. For discrete stochastic quantities, the ne moment is equal to:
EMI3.1
EMI3.2
Here Xi is the discrete value of the stochastic quantity and P is the probability that the I stochastic quantity x assumes the relevant value x. For continuous stochastic quantities, the ne moment is equal to:
EMI3.3
In (2), p (x) is the probability density function of the stochastic quantity x.
In general, an approximation of the current moment value will be used.
A further embodiment is characterized in that at least one characteristic quantity is a measure of the spread of the parameter of the received signal.
A characteristic quantity that is a measure of the spread is especially suitable if the parameter of the desired component of the received signal has little or no spread and the undesired component is a stochastic interference signal such as, for example, noise. The measured spread is then mainly determined by the unwanted component of the received signal, so that the relative strength of the unwanted signal relative to the desired signal can then be easily determined.
An embodiment of the invention is characterized in that the first parameter is a measure of the power of the received signal, that the first characteristic quantity comprises the average value of the first parameter and that the second characteristic quantity measures the spread of the second parameter. includes which is equal to the first parameter.
If the amplitude of the desired component of receiving
<Desc / Clms Page number 4>
signal is constant, a suitable first characteristic value is the mean value of the amplitude, while a suitable second characteristic value is the spread of the amplitude of the received signal. The spread of the amplitude is now a good measure of the unwanted component in the received signal, so that a reliable measure of quality can be obtained.
A further embodiment of the invention is characterized in that the receiver is adapted to receive angle modulated signals, that the parameter comprises a phase change of the received signal in a given time decay and that the receiver is provided with quantizing means for quantizing the phase change, and that the receiver is provided with means for determining a number of characteristic quantities, each of which is a measure of the probability of occurrence of the different quantized values of the phase change.
In this embodiment, it is assumed that the probability of occurrence of certain phase change values in the given time interval is known. Deviations from this probability can be caused by deterministic interference signals, such as an unmodulated carrier wave, for example. With an unmodulated carrier wave, the phase change in the given time interval always has the same value. If a strong interference component is present in the form of an unmodulated carrier wave, this will be immediately visible from the probability of the different quantized values of the phase change.
The invention will now be explained in more detail, whereby like elements are designated by like reference numerals. Herein shows:
Fig. 1 a first embodiment of a transmission system according to the invention;
Fig. 2 a first embodiment of the measuring means for use in the transmission system according to FIG. 1;
Fig. 3 a second embodiment of a transmission system according to the invention in which OFDM modulation is applied;
Fig. 4 a second embodiment of the measuring means for use in a transmission system according to FIG. 3;
Fig. 5 a transmission system according to the invention using diversity reception.
<Desc / Clms Page number 5>
EMI5.1
In the transmission system of FIG. 1 symbols ak to be transmitted are applied to an input of a transmitter 2. In the transmitter 2 this input is connected to an input of a coder 8. The output of the coder 8 is connected to an input of a modulator 10. The output of the modulator 10, which is the output of the transmitter 2, is connected via the channel 4 to an input of a receiver 6.
The input of the receiver 6 is connected to an input of a demodulator 12, and to an input of measuring means 18 for determining the quality measure of the received signal. The output of demodulator 12 is connected to an input of a detector 14. The output of detector 14 is connected to an input of a decoder 16. An output of the measuring means 18 is connected to a second input of the decoder 16. The the output of the decoder 16 also forms the output of the receiver.
By means of the coder 8, the symbols ak are coded according to an error-correcting code. This must be an error-correcting code for which decoders exist that can use reliability information about the received symbols in decoding. Such error-correcting codes are, for example, convolution codes or certain block codes, such as, for example, a Reed-Solomon code or another BCH (Bose-Chaudhuri-Hocquenchem) code. Using the modulator 10, the output symbols of the coder 8 are converted into modulation of a carrier wave which is sent via the channel 4 to the receiver 6.
In the receiver 6, the received carrier wave is demodulated by the demodulator 12. Detected symbols are determined from the demodulated signal by means of the detector 14. The symbols detected by the detector are converted into symbols by the decoder 16. With the aid of the measuring means 18, a quality measure for the received signal is derived from the input signal of the modulator. This quality measure is used by the decoder 16 to make the given symbol received at a symbol Ak dependent on the reliability of that received received symbol. It is also possible that certain symbols are marked as unreliable and are not used at all for decoding in decoder 16.
A measure of reliability suitable in many situations is the signal-to-noise ratio of a signal. If the input signal r of the demodulator is written
<Desc / Clms Page number 6>
can be as r = s + n, where s is the desired signal component and n contains a (Gaussian) noise component. For the quality measure SNR you can now write:
EMI6.1
In (3), E] represents the expectation operator, and s * and n * are the complex added value of s and n, respectively. Es is the average energy per symbol, while No is the
EMI6.2
bilateral spectral density of the noise power. The values of Es and No I must now be determined from the input signal r.
According to the inventive idea, this is possible by determining a first characteristic quantity, here being the first moment of a power measure # *, and a second characteristic quantity, here being the second moment of the power measure rr. For the first moment of rr:
EMI6.3
Since n and s are uncorrelated, (4) turns into:
EMI6.4
1
EMI6.5
For the second moment E [(n '*)] of rr2 it can be written:
EMI6.6
Since s and n are uncorrelated, it can be written for (6):
EMI6.7
If the signal s is assumed to have a constant amplitude, then E [(ss *)] is equal to E. If the noise signal n is assumed to be a complex Gaussian signal
<Desc / Clms Page number 7>
can be as r = s + n, where s is the desired signal component and n contains a (Gaussian) noise component. For the quality measure SNR you can now write:
EMI7.1
In (3), E] represents the expectation operator, and s * and n * are the complex added value of s and n, respectively. Es is the average energy per symbol, while No is the
EMI 7.2
bilateral spectral density of the noise power. The values of Es and No I must now be determined from the input signal r.
According to the inventive idea, this is possible by determining a first characteristic quantity, here being the first moment of a power measure # *, and a second characteristic quantity, here being the second moment of the power measure rr. For the first moment of rr:
EMI7.3
Since n and s are uncorrelated, (4) turns into:
EMI7.4
1
EMI7.5
For the second moment E [(n '*)] of rr2 it can be written:
EMI7.6
Since s and n are uncorrelated, it can be written for (6):
EMI7.7
If the signal s is assumed to have a constant amplitude, then E [(ss *)] is equal to E. If the noise signal n is assumed to be a complex Gaussian signal
<Desc / Clms Page number 8>
EMI8.1
If there are periods in which no desired component is present in r, (for example zero symbols in OFDM), the undesired component n 'can be determined in these respective periods. The following applies to the signal-to-noise ratio:
EMI8.2
In the measuring means 18 according to FIG. 2, the input signal of the modulator is applied to an amplitude detector 61. The output of the amplitude detector 61 is connected to the input of a squaring circuit 63.
The output of the squaring circuit 63 is connected to an input of a first multiplication circuit 65 and to a first input of a subtracting circuit 67. A constant 100. is applied to a second input of the multiplier circuit 65.
The output of the multiplication circuit 65 is connected to a first input of an adder circuit 69. The output of the adder circuit 69 is connected to an input of a delay element 71. The output of the delay element 71 with an output signal po2 is connected to a first input of a multiplication circuit 73, a second input of the subtraction circuit 67 and with a first input of a sub-circuit 83. A constant a. is applied to a second input of the multiplication circuit 73. The output of the multiplication circuit 73 is connected to a second input of the adder circuit 69.
The output of the subtractor circuit 67 is connected to an input of an absolute value determiner 75. The output of the absolute value determiner 75 is connected to a first input of a multiplier circuit 77. A constant 1-axa is applied to a second input of the multiplier circuit 77 The output of the multiplication circuit 77 is connected to a first input of an adder circuit 79. The output of the adder circuit 79 is connected to an input of a delay element 81. The output of the delay element 81 is connected to a first input of a multiplication circuit 87 and with a second input of the sub-circuit 83. At a second input of
<Desc / Clms Page number 9>
the multiplier circuit 87 is supplied with a constant α#.
The output of the multiplier circuit 87 is connected to a second input of the adder circuit 79. The output of the divider circuit 83 is connected to a first input of a comparator 85. A reference value SNRm is applied to a second input of the comparator 85.
The measuring means 18 according to FIG. 2 are adapted for determining a quality measure of received signals, wherein the amplitude of the ideal received signal is constant. Such signals are, for example, frequency or phase modulated signals. The measuring means recursively determine the first characteristic quantity here being the mean square of the amplitude of the received signal (E [r]) and the second characteristic quantity being here an estimate of the variance of that mean square (E [tr-E [r]}). By means of the amplitude detector 61 and the squaring circuit 63, the square of the input signal of the demodulator 12 in the receiver according to FIG. 1 determined.
With. by means of the multiplication circuit 65, the adder circuit 69, the delay element 71 and the multiplication circuit 73, the mean value p. 2 of the output signal of squaring circuit 63 is determined according to the following recursive relationship:
EMI9.1
(17) describes the transfer of a first order low-pass filter whose time constant is determined by the constant a which is between 0 and 1. At a small value of a. (-0) the low-pass filter has a small time constant, and at a large value of a (l), the low-pass filter has a large time constant.
Using the subtractor 67, the difference between the mean value p. 2 of the square of the amplitude of the input signal of the demodulator and the actual value of the square of this amplitude are determined. The absolute value of that difference is determined by means of the absolute value determiner 75.
With the aid of the multiplication circuit 77, the adder circuit 79, the delay element 81 and the multiplication circuit 87, the average
EMI9.2
divided value a 2 divided the output of the square circuit 63 according to the following recursive relationship determined
<Desc / Clms Page number 10>
EMI10.1
EMI10.2
(18) describes the transfer of a first order low pass filter whose time constant is determined by the constant a. Which is between 0 and 1.
Using the dividing circuit 83, the quotient of and is determined, which quotient is a measure of the signal-to-noise ratio of the input signal of the demodulator 12 in FIG. 1. Using the comparator, the output signal of the division circuit is compared with a minimum required value of the signal-to-noise ratio. If the actual signal-to-noise ratio is less than the minimum value of the signal-to-noise ratio, a signal is output from comparator 85 to indicate that the received signal is unreliable, and decoder 16 in FIG. 1 disregard the relevant digital symbols.
When using a Viterbi decoder, a non-quantized quality measure is desired, so that when using such a decoder the comparator 85 should be omitted. The output of the measuring means 18 is then formed by the output of the dividing circuit 83. It is noted that the function of the measuring means can also be performed by means of an appropriately programmed processor on the basis of formulas (14) and (15).
In the transmission system of FIG. 3, an analog signal to be transmitted is applied to an analog-to-digital converter 20. The output of the analog-to-digital converter is connected to a coder 22. N outputs of the coder 22 are connected to N inputs of an interleaver 24. N outputs of the interleaver 24 are connected to N inputs of an inverse Fourier transform circuit 26. N outputs of the inverse Fourier transform circuit are connected to N inputs of an adder circuit 28. The output of the adder circuit 28 is connected to a first input of a mixer 32. An output of a carrier oscillator 30 is connected to a second input of the mixing stage 32. An output of the mixing stage 32 is connected to an input of a power amplifier 34, the output of which is connected to an antenna 36.
In the receiver 6 of the transmission system according to FIG. 3, a signal received by an antenna 38 is applied to a first input of the mixer 40. An output of a local oscillator 42 is connected to a second input of the mixer 40. An output of the mixer 40 is connected to a
<Desc / Clms Page number 11>
analog-to-digital converter 44. The output of the analog-to-digital converter is connected to an input of a series parallel converter 46. N outputs of the series-parallel converter 46 are connected to N inputs of a Fourier transform circuit 48, N outputs of the Fourier transform circuit 48 are connected to N inputs of a detector / de-interleaver 50.
In addition, each of the outputs of the Fourier transform circuit 48 is connected to one of the measuring means 54 ... 56. N outputs of the detector / de-interleaver 50 are connected to N inputs of a decoder 52. The outputs of the measuring means 54 .. 56 are connected to inputs of the decoder 52. An output of the decoder 52 is connected to an input of a digital-analog converter 58. At the output of the digital-analog converter, the desired output signal of the transmission system is available.
In the transmission system of FIG. 3, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) is used to reduce the influence of multipath propagation and fading on transmission quality. Here, a stream of digital symbols at a relatively high speed is converted into a number of parallel streams of digital symbols with a relatively low transmission speed. Each of the parallel flows of digital symbols is modulated on its own carrier. In the receiver, the different carriers are demodulated and the different flows of digital symbols are reconstructed. The different series of digital symbols (possibly after error correction) are combined into a single series of symbols.
In the transmission system of FIG. 3, an analog signal to be transmitted is converted into a digital signal by means of the analog-to-digital converter 20.
This digital signal is converted by the coder into a digital signal coded by means of an error-correcting code. In addition, the coder 22 splits the digital signal into a number of parallel streams of digital symbols. Interleaver 24 changes the time order of successive symbols presented to interleaver 24. This is done to prevent a relatively large number of related digital symbols from being erroneously transferred during a period of deteriorated transmission quality, which usually means that error correction is no longer possible. By changing the time order of the digital symbols, it is achieved that of a number of related symbols, only a limited number of errors are always transmitted incorrectly.
The output signals of interleaver 24 are output by means of the
<Desc / Clms Page number 12>
inverse Fourier transform circuit 26 modulated on N different carriers. These modulated carriers are combined into a single signal by the adder circuit 28. This signal is converted by the combination of the mixing stage 32 and the oscillator 30 into a signal with a desired carrier frequency. The output of the mixer 32 is amplified by the power amplifier 34 to a desired level. The output signal from the power amplifier 34 is output from the antenna 36.
The signal received by the antenna 38 is converted by means of the mixing stage 40 and the local oscillator 42 into an output signal with a desired intermediate frequency. The output of the mixer 40 is converted into a digital signal by means of the analog-to-digital converter 44. The output of the digital-to-analog converter is converted into N parallel streams of digital signals by means of the serial-parallel converter 46. Using the Fourier transform circuit 48, the signal consisting of N consecutive samples of a modulated signal is demodulated. N demodulated signals are available at the output of the Fourier transform circuit 48.
By means of the detector / deinterleaver, estimates of digital symbols are determined from the demodulated signals, and the original time sequence of the digital symbols, which was changed by the interleaver 24, is restored. With the aid of the decoder 50, decisions x regarding the value of the digital symbols as from the output symbols of the detector / de-interleaver 50 are determined. Use is made here of a quality determined by the measuring means 54 ... 56 of each of the demodulated signals.
The desired analog signal is obtained from the symbols k by means of the digital-analog converter 58.
In the measuring means 54 ... 56 according to FIG. 4, an in-phase component (I) of the demodulated signal is applied to a squaring circuit 90 and to a first input of quantizers 96. A quadrature component (Q) of the demodulated signal is applied to a squaring circuit 92 and to a second input of the quantizing means 96. An output of the squaring circuit 90 is connected to a first input of the adder circuit 94, while an output of the second squaring circuit 92 is connected to a second input of the adder circuit 94.
The output of the adder circuit is connected to an input of measuring means which largely correspond to the measuring means
<Desc / Clms Page number 13>
EMI13.1
according to fig. 2, however, with the amplitude detector 61 and the squaring circuit 63 omitted.
A first output of the quantizing means 96 is connected to an input of a low-pass filter 98. A second output of the quantizing means 96 is connected to an input of a low-pass filter 100. A third output of the quantizing means 96 is connected to a low-pass filter 102, while a fourth output of the quantizing means 96 is connected to an input of a low-pass filter 98. The output signals of the low-pass filters form the characteristic quantities according to the inventive idea, which quantities are a measure of the probability of occurrence of the different values of the phase change. The output of each of the low-pass filters 98, 100, 102 and 104 is connected to a corresponding input of a maximum value determiner 106.
The output of the maximum value determiner 106 is connected to a first input of a comparator 108. A reference value P is applied to a second input of the comparator 108. The output of the comparator 108 is connected to a first input of an OR gate 110. An output of the measuring means 18 is connected to a second input of the OR gate 110. The output of the OR gate 110 forms the output of the measuring means 54 ...
It is believed that the Fourier transform circuit 48 determines an in-phase component (real part) and a quadrature component (imaginary part) of each of the demodulated carriers. In addition, it is assumed that the amplitude of an ideally received signal is constant. By means of the squaring circuits 90 and 92 and the adding circuit 94, a measure of the power of the carrier wave, here being the square of the amplitude of the carrier wave, is determined. It is determined with the aid of the measuring means 18 whether the signal-to-noise ratio of the relevant carrier wave is above a certain value. If this is not the case, the output of the measuring means 18 has a logical value and the output of the measuring means 54 ... also has the logical value to indicate that the received signal is unreliable.
The combination of the quantizing means 96, the low-pass filters 98, 100, 102, and 104, the maximum value determiner 106 and the comparator 108, aims to determine the presence of an interference signal with approximately the same frequency as the respective carrier frequency . This cannot happen with the
<Desc / Clms Page number 14>
measuring means 18 because it will detect a large signal-to-noise ratio with a strong interference component which is sinusoidal.
For the detection of undesirable deterministic interfering signals, it is assumed that the desired signal is phase-modulated, with all phases having an equal probability, and also the value of. successive stages are uncorrelated. This means that the probability of the possible values of successive phase differences is also equal. In the case of 4-phase modulation, the probabilities of each of the phase differences 0, tu / 2,7, and 37r / 2 are equal to. For example, if there is now a strong sinusoidal stop component present in the modulated signal, then a certain value of the phase difference will have a higher probability than ·.
The reason for this is that the phase difference of a sinusoidal signal has a constant value for a fixed time, and cannot assume the values 0, Tt72, -r and 3ir / 2 with an equal probability.
The quantizing means 96 give an output pulse on their first output when the quantized phase difference is equal to 0. The quantizing means 96 give an output pulse on their second output when the quantized phase difference is 7r / 2.
The quantizing means 96 output an output pulse on their third output when the quantized phase difference is equal to 7 ', and the quantizing means 96 output an output pulse on their fourth output when the quantized phase difference is equal to 3sol2.
From the values of the signals I (kl) and Q (kl) at a time kT and the value of the signals I (k) and Q (k) at a time kT, a complex number can be determined with an argument that is equal to the difference between the phases of the modulated signal at times (kl) T and kT. This complex number z (k) is then equal to:
EMI14.1
(19) can be written as:
<Desc / Clms Page number 15>
EMI15.1
For the argument of z (k) it can then be written:
EMI15.2
With re {z (k)} :: I (k) .I (k-1) + Q (k). Q (k-1) and im {z (k)}:: 1 (1). Q (k) -Q (k-1).
I (k), the quantization of the phase difference t can be performed according to the following table:
EMI15.3
<tb>
<tb> re <SEP> {z (k)} <SEP> - <SEP> im {z (k)} <SEP> re {z (k)} <SEP> im {z (k)} <SEP> ##
<tb> 0 <SEP> # 0 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> 0 <SEP> # 0 <SEP>> 0 <SEP> 0
<tb> 0 <SEP> <0 <SEP> # 0 <SEP> #
<tb> # 0 <SEP>> 0 <SEP>> 0 <SEP> #
<tb> <0 <SEP> # 0 <SEP> # 0 <SEP> # / 2
<tb>> 0 <SEP> # 0 <SEP>> 0 <SEP> 3 # / 2
<tb> <0 <SEP> <0 <SEP> # 0 <SEP> # / 2
<tb> <0 <SEP> <0 <SEP> <0 <SEP> 3tir / 2
<tb>
At the output of each of the low-pass filters 98, 100, 102 and 104 there is then a signal which is proportional to the probability of the respective phase difference. The maximum value of the measure of the probability of occurrence of the various quantized values of the phase change is determined by the maximum value determiner 106.
By comparing this maximum value with a reference value Pmax ', a signal with a logic value "1" is obtained at the output of comparator 108 if the probability of one of the values of A0 is considerably greater than. In that case there is probably a deterministic interference signal present, and the modulated signal are associated with the
<Desc / Clms Page number 16>
the digital symbols are unreliable. The output of the OR gate 110 will also assume the logic value "1" to indicate that the received digital symbols are unreliable.
An alternative way to detect the presence of a deterministic spurious signal is to determine the expected phase shift value of r over a period of time equal to a multiple of a symbol interval of transmitted symbols. A measure of this phase shift v (k) is the value r (k) r "(kl). It is further assumed that a deterministic sinusoidal interference signal is present which is equal to c-" O i, where c is the amplitude and kAo is the phase angle, which increases linearly with k. Then For the expected value of rr * it is found:
EMI16.1
For the value of v (k) holds:
EMI16.2
For the expected value E [v (k) v * (k-l)] of v (k) v * (k-l), a value is then equal to c4. An estimate of c2 is then equal to '\ / E [v (k) v * (k-1)]. The following applies to the signal-interference ratio SNI:
EMI16.3
In the transmission system of FIG. 5, a signal to be transmitted is applied to a transmitter 2. The output of the transmitter 2 is connected to an antenna 36. A first antenna 38 is connected to a first input of a receiver 6, while a second antenna 39 is connected to a second receiver input 6.
The first input of the receiver 6 is connected to an input of measuring means 64 and to a first input of combination means 68. An output of the measuring means 64 is connected to a second input of the combination means 68. The second input of the receiver 6 is connected with an input of measuring means 66 and with a third input of combination means 68. An output of the measuring means 66 is
<Desc / Clms Page number 17>
connected to a fourth input of the combination means 68. An output of the combination means 68 is connected to an input of a demodulator 70, the output of the demodulator 70 forming the output of the receiver.
A signal to be transmitted is transmitted by the transmitter 2 and reaches the antennas 38 and 39, respectively, via two different transmission channels. The signals received by the two antennas 38 and 39 are amplified by means of the amplifiers 60 and 62, respectively. A quality measure such as, for example, the signal-to-noise ratio according to the inventive idea is determined by means of the measuring means 64 and 66. Using the combination means 68, the output signals of the amplifiers 60 and 62 are combined depending on the quality measures determined by the measuring means 64 and 66. It is possible, for example, that the combination means comprises a change-over switch which selects that input signal whose quality measure indicates the best signal quality.
It is also possible, for example, for the combination means to have a weighted sum of the two input signals, the two weighting factors being proportional to the quality measure, such as, for example, the signal-to-noise ratio.