WO2025004928A1 - アンテナ素子、アンテナアレイおよびアンテナモジュール - Google Patents

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功高 吉野
大俊 辻
正志 今井
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/42—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole with folded element, the folded parts being spaced apart a small fraction of the operating wavelength

Definitions

  • the short wavelength allows the elements to be miniaturized, so pattern antennas formed from conductive materials on electronic substrates are common.
  • the patch antenna which is a planar antenna, is widely known as the antenna structure that is highly mass-producible and has been most widely used as a directional antenna (see Patent Document 1, for example).
  • the objective of this technology is to provide an antenna element, antenna array, and antenna module that can achieve compact size and broadband with a simple structure.
  • An antenna element includes a first conductor layer having a planar element shape, a second conductor layer, a dielectric layer, a first interlayer connection portion, and a second interlayer connection portion.
  • the second conductor layer is connected to a ground potential.
  • the dielectric layer is provided between the first conductor layer and the second conductor layer.
  • the first interlayer connection passes through the dielectric layer and connects the first conductor layer to a power supply.
  • the second interlayer connection portion penetrates the dielectric layer and connects between the first conductor layer and the second conductor layer.
  • the first conductor layer functions as a radiating element
  • the second conductor layer functions as a ground conductor plate
  • the first interlayer connection, the first conductor layer, and the second interlayer connection form a loop antenna.
  • the first conductor layer is typically formed with an area smaller than that of the second conductor layer. This makes it possible to achieve stable resonance in the desired frequency band.
  • the loop length formed by the first interlayer connection, the first conductor layer, and the second interlayer connection may be equal to or less than one wavelength of the radio wave being used, for example, a half wavelength. This allows the antenna element to be further miniaturized.
  • the planar shape of the first conductor layer may be a rectangle having long and short sides.
  • the first conductor layer may have a first region to which the first interlayer connection portion is connected and a second region to which the second interlayer connection portion is connected, and the first region and the second region may be disposed away from the periphery of the first conductor layer. This can widen the directionality of radio waves.
  • the first region and the second region may be arranged in a direction parallel to the long side, or in a direction intersecting the direction parallel to the long side.
  • the dielectric layer may be a dielectric substrate made of a dielectric material
  • the first conductor layer may be a metal layer formed on a first main surface of the dielectric substrate
  • the second conductor layer may be a metal layer formed on a second main surface of the dielectric substrate opposite the first main surface.
  • the second conductor layer may have an opening formed with a larger opening diameter than the first interlayer connection portion. This simplifies the electrical insulation structure between the first interlayer connection portion and the second conductor layer.
  • the first interlayer connection and the second interlayer connection may be through-hole plating or buried vias provided in the dielectric layer.
  • 13 is a simulation result showing radiation characteristics in the azimuth plane at 60 GHz of the antenna element according to Comparative Example 1.
  • 11 is a simulation result showing radiation characteristics in the elevation plane at 60 GHz of the antenna element according to Comparative Example 1.
  • FIG. 11 is a see-through perspective view of an antenna element according to Comparative Example 2.
  • FIG. 11 is a side view of an antenna element according to Comparative Example 2.
  • 13 is a simulation result showing an example of a voltage standing wave ratio of an antenna element according to Comparative Example 2.
  • 13 is a simulation result showing radiation characteristics in the azimuth plane at 60 GHz of the antenna element according to Comparative Example 2.
  • 13 is a simulation result showing radiation characteristics in the elevation plane at 60 GHz of the antenna element according to Comparative Example 2.
  • FIG. 7 is a simulation result comparing antenna characteristics and directivity between the antenna element shown in FIG. 1 and the antenna element of Comparative Example 1 shown in FIG. 6 .
  • FIG. 11 is a see-through perspective view of an antenna module according to a second embodiment of the present technology.
  • FIG. 2 is a plan view of the antenna module.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a circuit configuration of the antenna module.
  • 18 is a perspective view similar to FIG. 17, showing the configuration of the antenna module to which no isolation processing has been applied.
  • FIG. 6 is a simulation result showing the isolation characteristics of one receiving antenna with respect to a transmitting antenna in the above antenna module.
  • 11 is a simulation result showing isolation characteristics of a receiving antenna with respect to a transmitting antenna in the above antenna module.
  • FIG. 4 is a perspective view showing another configuration example of the antenna element shown in FIG. Simulation results showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristics of the antenna element shown in Figure 36 and the radiation characteristics in the azimuth and elevation planes at 60 GHz. 1.
  • FIG. 4 is a perspective view showing another configuration example of the antenna element shown in FIG. 39 is a simulation result showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristic of the antenna element shown in FIG. 38 and the radiation characteristic in the azimuth plane and the elevation plane at 60 GHz.
  • 13A and 13B are diagrams illustrating an example of an antenna module corresponding to a second embodiment.
  • FIG. 41 is a diagram showing the isolation characteristics of the antenna module shown in FIG. 40.
  • FIG. 13 is a see-through perspective view of an antenna module according to a fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a plan view of an antenna module according to a fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing the isolation characteristics of the antenna module according to the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a see-through perspective view of an antenna module according to a modified example of the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing the isolation characteristics of an antenna module according to a modified example of the fourth embodiment.
  • Fig. 1 is a transparent perspective view of an antenna element 100 according to a first embodiment of the present technology
  • Fig. 2 is a side cross-sectional view thereof.
  • the X-axis, the Y-axis, and the Z-axis indicate three axial directions perpendicular to each other, and correspond to the vertical direction (front-rear direction), the horizontal direction (width direction), and the thickness direction (height direction) of the antenna element 100, respectively.
  • the antenna element 100 of this embodiment is configured as a millimeter wave antenna for transmission, reception, or transmission and reception.
  • the antenna element 100 includes a dielectric layer 10, a first conductor layer 21, a second conductor layer 22, a first interlayer connection portion 31, and a second interlayer connection portion 32.
  • the antenna element 100 is configured by a dielectric multilayer substrate (double-sided wiring substrate).
  • the dielectric layer 10 is provided between the first conductor layer 21 and the second conductor layer 22.
  • the dielectric layer 10 is a dielectric substrate having rigidity, and corresponds to the insulating layer constituting the dielectric multilayer substrate.
  • the dielectric layer 10 has a rectangular planar shape, and is formed with a vertical (X-axis direction) and horizontal (Y-axis direction) length of, for example, about 5 mm.
  • the thickness (Z-axis direction) of the dielectric layer 10 is set according to the dielectric constant of the dielectric material constituting the dielectric layer 10 and the wavelength of the radio waves used, and is, for example, 0.65 mm in this embodiment that uses radio waves in the 60 GHz band.
  • the dielectric material constituting the dielectric layer 10 may be, for example, insulating organic materials such as FR4, BT resin, and polytetrafluoroethylene, and insulating inorganic materials such as ceramics.
  • the dielectric constant of the dielectric layer 10 is not particularly limited, and can be set arbitrarily according to the frequency of the radio waves transmitted or received by the antenna element 100. For example, when used to transmit and receive electromagnetic waves in the 60 GHz band, a material with a dielectric constant of, for example, 3.6 is used for the dielectric substrate 10.
  • the first conductor layer 21 corresponds to a conductor layer formed on one surface side of the dielectric multilayer substrate, and in this embodiment is a metal layer formed on the first main surface 10a (the upper surface in Figures 1 and 2) of the dielectric layer 10.
  • the first conductor layer 21 is configured as a radiating element of the antenna element 100.
  • the first conductor layer 21 is formed with an area smaller than that of the second conductor layer 22, and is formed into a planar pattern having a planar element shape, for example, a rectangle.
  • the planar element shape refers to the planar shape (patch shape) of a conductor portion that forms a radiating element such as a patch antenna.
  • the size (length of each side) of the first conductor layer 21 is not particularly limited and can be set arbitrarily depending on the frequency band of the radio waves used. In this embodiment, the length of the long side 21L along the X-axis direction is approximately 1.6 mm, and the length of the short side 21S along the Y-axis direction is approximately 1.0 mm.
  • the planar shape of the first conductor layer 21 is not limited to a rectangle, but may be a polygon other than a rectangle, a circle, an ellipse, or a combination of these. In addition, at least a part of the rectangle (e.g., a side or a vertex) may be deformed into any shape.
  • the second conductor layer 22 corresponds to a conductor layer formed on the other surface side of the dielectric multilayer substrate, and in this embodiment is a metal layer formed on the second main surface 10b (the bottom surface in Figures 1 and 2) opposite the first main surface 10a of the dielectric layer 10.
  • the second conductor layer 22 is configured as a ground conductor plate for the antenna element 100. By being electrically connected to the ground potential G, the second conductor layer 22 is formed over the entire back surface 10b of the dielectric layer 10, but is of course not limited to this.
  • the metals constituting the first conductor layer 21 and the second conductor layer 22 are not particularly limited, and examples include copper and aluminum.
  • the thicknesses of the first conductor layer 21 and the second conductor layer 22 are not particularly limited, and they may be formed to the same thickness or different thicknesses.
  • the first interlayer connection 31 penetrates the dielectric layer 10 in its thickness direction (Z-axis direction) and connects the first conductor layer 21 to the power supply F.
  • the first interlayer connection 31 is a cylindrical conductor electrically connected to the first conductor layer 21, and in this embodiment is formed by through-hole plating provided in the dielectric layer 10 or a buried via filled with a conductive material.
  • the second conductor layer 22 has an opening 22a formed with an opening diameter larger than the outer diameter of the first interlayer connection 31.
  • the first interlayer connection 31 is electrically insulated from the second conductor layer 22 by being accommodated in the opening 22a without contacting the peripheral portion of the opening 22a.
  • the annular region between the opening 22a and the first interlayer connection 31 may be filled with the same material as the dielectric layer 10 or a different dielectric material.
  • the second interlayer connection portion 32 penetrates the dielectric layer 10 in its thickness direction (Z-axis direction) and electrically connects between the first conductor layer 21 and the second conductor layer 22.
  • the second interlayer connection portion 32 is a cylindrical conductor like the first interlayer connection portion 31, and in this embodiment is formed by through-hole plating provided in the dielectric layer 10 or by an embedded via filled with a conductive material.
  • the second interlayer connection portion 32 is formed with the same diameter and height as the first interlayer connection portion 31.
  • the first interlayer connection portion 31 and the second interlayer connection portion 32 are connected perpendicularly to the first conductor layer 21. Therefore, the length (height) of the first interlayer connection portion 31 and the second interlayer connection portion 32 corresponds to the thickness (0.65 mm) of the dielectric layer 10.
  • the first conductor layer 21 has a first region 211 to which the first interlayer connection portion 31 is connected, and a second region 212 to which the second interlayer connection portion 32 is connected.
  • the first region 211 and the second region 212 are both located within the plane of the first conductor layer 21 and spaced apart from the peripheral portion of the first conductor layer 21.
  • first region 211 and the second region 212 are arranged in a direction parallel to the long side 21L (X-axis direction) at positions symmetrical with respect to the center of the first conductor layer 21. This is not limiting, and the first region 211 and the second region 212 may be arranged in a direction intersecting the direction parallel to the long side 21L (X-axis direction) as described later (see FIG. 38).
  • the antenna element 100 of this embodiment configured as described above is configured as a loop antenna having an axis parallel to the width direction (Y-axis direction) by the first conductor layer 21, the first interlayer connection part 31, and the second interlayer connection part 32.
  • the length of each side (long side 21L, short side 21S) of the first conductor layer 21 is set so that the frequency band of the radio waves used is 60 GHz (e.g., 57 GHz to 64 GHz).
  • the first conductor layer 21 is formed in a planar element shape with a length and width greater than the axial diameter and arrangement spacing of the interlayer connections 31, 32, the current density is concentrated on the periphery of the first conductor layer 21, and therefore the relative bandwidth can be increased by setting the length of each side of the first conductor layer 21.
  • the loop length (effective length including wavelength shortening due to the dielectric constant of the dielectric layer 10) formed by the first interlayer connection 31, the second interlayer connection 32, and the first conductor layer 21 is set to be equal to or less than one wavelength of the radio wave being used, and more preferably, to a size equivalent to half the wavelength of the radio wave.
  • the effective length is 2.477 mm, which is equivalent to a half wavelength of a 60 GHz radio wave.
  • the antenna element 100 of this embodiment has multiple resonant frequencies including a resonant frequency corresponding to the loop length and a resonant frequency corresponding to the circumference length of the first conductor layer 21, so that the fractional bandwidth (value obtained by dividing the bandwidth by the center frequency) that can be covered by a single element can be increased.
  • Figure 3 shows a simulation result illustrating an example of the voltage standing wave ratio (VSWR) of the antenna element 100.
  • Figure 4 shows a simulation result illustrating the radiation characteristics of the antenna element 100 in the azimuth plane (XZ plane) at 60 GHz
  • Figure 5 shows a simulation result illustrating the radiation characteristics of the antenna element 100 in the elevation plane (YZ plane) at 60 GHz.
  • the 0° direction (upward) corresponds to the top surface direction (+Z direction).
  • the frequency band where the VSWR ratio was 1.5 or less was 59 GHz to 67 GHz, and the relative bandwidth was 12.7%. Also, as shown in Figures 4 and 5, a well-balanced directional characteristic was obtained over a wide range toward the top surface.
  • this embodiment makes it possible to obtain antenna characteristics that resonate over a wide bandwidth, even with a single element structure.
  • Fig. 6 is a see-through perspective view of an antenna element 101 according to Comparative Example 1
  • Fig. 7 is a side cross-sectional view of the antenna element 101.
  • the antenna element 101 shows a typical structure of a back-feed type patch antenna.
  • the antenna element 101 has a dielectric layer 110, a first conductor layer 121 as a radiating element formed on the surface of the dielectric layer 110, a second conductor layer 122 as a ground conductor plate formed on the back surface of the dielectric layer 110, and an interlayer connection portion 131 that penetrates the dielectric layer 110 and connects the first conductor layer 121 to a feed point.
  • the interlayer connection portion 131 is electrically insulated from the second conductor layer 122.
  • the shape of the first conductor layer 121 is a rectangle with long sides of 1.2 mm and short sides of 1.0 mm.
  • Figure 8 shows a simulation result illustrating an example of the voltage standing wave ratio (VSWR) of the antenna element 101.
  • Figure 9 shows a simulation result illustrating the radiation characteristics of the antenna element 101 in the azimuth plane (XZ plane) at 60 GHz
  • Figure 10 shows a simulation result illustrating the radiation characteristics of the antenna element 101 in the elevation plane (YZ plane) at 60 GHz.
  • the 0° direction (upward) corresponds to the top surface direction (+Z direction).
  • the frequency band where the VSWR ratio is 1.5 or less is 57 GHz to 61 GHz, and the relative bandwidth is 6.7%.
  • the relative bandwidth is 12.7% as described above (see FIG. 3), so the relative bandwidth can be increased by about two times compared to Comparative Example 1. This makes it possible to achieve a wider frequency band than the antenna element 101 of Comparative Example 1.
  • the antenna directivity was almost the same as that of the antenna element 101 of Comparative Example 1 shown in Figures 9 and 10. This shows that this embodiment can expand the frequency band while providing antenna directivity equivalent to that of a patch antenna structure.
  • FIG. 11 is a perspective view of an antenna element 102 according to Comparative Example 2
  • Fig. 12 is a side view thereof.
  • This antenna element 102 includes a loop-shaped antenna structure 123 formed perpendicular to a ground conductor plate 124. One end of the antenna structure is connected to a power feed point, and the other end is connected to the ground conductor plate 124.
  • the loop length is set to a size equivalent to half the wavelength of a 60 GHz radio wave.
  • Figure 13 shows a simulation result showing an example of the voltage standing wave ratio (VSWR) of the antenna element 102.
  • Figure 14 shows a simulation result showing the radiation characteristics of the antenna element 102 in the azimuth plane (XZ plane) at 60 GHz
  • Figure 15 shows a simulation result showing the radiation characteristics of the antenna element 102 in the elevation plane (YZ plane) at 60 GHz.
  • the 0° direction (upward) corresponds to the top surface direction (+Z direction).
  • the frequency band where the VSWR ratio is 1.5 or less is 58 GHz to 60 GHz, and the relative bandwidth is 6.6%.
  • the relative bandwidth is 12.7% as described above (see FIG. 3), so the relative bandwidth can be increased by approximately two times compared to Comparative Example 2. This makes it possible to achieve a wider frequency band than the antenna element 101 of Comparative Example 1.
  • the directivity has figure-8 characteristics like a dipole antenna, and is not suitable for use as a directional antenna toward the radiation surface (top surface) used in the millimeter wave region. Therefore, according to this embodiment, compared to a typical loop antenna structure, it is possible to achieve a wide frequency band while achieving well-balanced directional characteristics over a wide range toward the top surface.
  • Figure 16 shows the results of a simulation comparing the antenna characteristics and directivity of the antenna element 100 of this embodiment and the antenna element 101 of Comparative Example 1.
  • each element was formed to the same size with a resonant frequency of 60 GHz, and the antenna characteristics and directivity from 50 to 65 GHz were measured at 5 GHz intervals.
  • the antenna element 100 of this embodiment has a directional characteristic similar to that of the antenna element 101 of Comparative Example 1.
  • the antenna gain in the top surface direction in the frequency range of 55 GHz to 65 GHz exceeds that of Comparative Example 1.
  • methods such as making it into an array shape requiring multiple antenna elements or increasing the number of layers in a laminated substrate and adding reflection/broadening patterns in between have been used.
  • broadening the bandwidth can be achieved using an inexpensive and simple method.
  • Fig. 17 is a see-through perspective view of an antenna module 300 according to a second embodiment of the present technology
  • Fig. 18 is a plan view thereof
  • Fig. 19 is a block diagram showing a circuit configuration of the antenna module 300.
  • parts corresponding to those in the above-described first embodiment are given the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the antenna module 300 of this embodiment includes an antenna array 200 and a signal processing circuit 301 ( Figure 19).
  • the antenna array 200 and the signal processing circuit 301 are formed or mounted on a common dielectric multilayer substrate 1.
  • the antenna array 200 has a plurality of antenna elements 100.
  • the plurality of antenna elements 100 includes one transmitting antenna Tx and three receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • Each antenna element 100 has the same configuration, and is configured similarly to the antenna element described in the first embodiment.
  • the number of transmitting antennas is not limited to one, and may be two or more.
  • the number of receiving antennas is not limited to three, and may be two or four or more.
  • each antenna element 100 is arranged independently on the first main surface 10a of the dielectric layer 10.
  • Each first conductor layer 21 is formed into a similar planar element shape, and in this embodiment is formed into a roughly rectangular shape with a long side in the X-axis direction and a short side in the Y-axis direction.
  • These antenna elements 100 are arranged in a matrix along the X-axis and Y-axis directions on the first main surface 10a of the dielectric layer 10, as shown in FIG. 18.
  • the second conductor layer 22 of each antenna element 100 is formed of a common conductor layer connected to ground potential.
  • An opening 22a is provided in the second conductor layer 22 in the region where the first interlayer connection portion 31 of each antenna element 100 is formed, thereby electrically insulating the second conductor layer 22 from each first interlayer connection portion 31.
  • the first interlayer connection portion 31 of each antenna element 100 is connected to the signal processing circuit 301 via a signal transmission line (not shown) formed on the second main surface 10b of the dielectric layer 10.
  • a signal transmission line As the signal transmission line, various signal lines such as a microstrip line, a strip line, and a coplanar waveguide line can be used.
  • the signal processing circuit 301 is a millimeter wave radar IC that generates a millimeter wave signal to be transmitted to the transmitting antenna Tx and processes the millimeter wave signals received by the receiving antennas Rx1 to Rx3 to calculate the angle of arrival, and corresponds to a power supply unit.
  • the dielectric multilayer substrate 1 further includes a regulator 302 that adjusts the voltage supplied to the signal processing circuit 301, a memory 303 that stores driving parameters for the signal processing circuit 301, and a connector 304 that electrically connects the signal processing circuit, the regulator 302, and the memory 303 to an external device (not shown), as shown in FIG.
  • the antenna module 300 of this embodiment is configured as a MIMO (Multi-Input Multi-Output) radar antenna. According to this embodiment, transmitting and receiving antennas are mounted on the same substrate, so that it is possible to obtain the same effects as the first embodiment described above, while also making it possible to reduce the size and thickness of the antenna device.
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the first conductor layer 21 of each antenna element 100 constituting the antenna array 200 has a rectangular planar shape with long sides parallel to the X-axis direction and short sides parallel to the Y-axis direction. Therefore, when the antenna elements 100 are arranged on the first main surface 10a of the square-shaped dielectric layer 10, the interval between adjacent antenna elements 100 in the X-axis direction is smaller than the interval between adjacent antenna elements 100 in the Y-axis direction.
  • a cutout portion 210 that partially expands the distance between the two first conductor layers 21 is provided on the opposing short sides 21s of the two first conductor layers 21 arranged in the X-axis direction. This makes it possible to improve the isolation characteristics between two antenna elements 100 adjacent in the X-axis direction (between the transmitting antenna Tx and the receiving antenna Rx1, and between the two receiving antennas Rx2 and Rx3) compared to an antenna array 200 that does not have a cutout portion 210, as shown in FIG. 20, for example.
  • the shape of the cutout portion 210 is not particularly limited, and in this embodiment, it is formed in an arc shape. Alternatively, as shown in FIG. 27, the cutout portion 210 may be formed in a triangular shape, a rectangular shape, or a trapezoidal shape.
  • Figure 21 shows the results of a simulation showing the isolation characteristics of receiving antenna Rx1 relative to transmitting antenna Tx.
  • the solid line in the figure shows the characteristics when there is a cutout 210 (hereinafter also referred to as with isolation processing), and the dashed line shows the characteristics when there is no cutout 210 (hereinafter also referred to as without isolation processing).
  • With isolation processing an improvement of approximately 1 dB is observed compared to without isolation processing.
  • Figure 22 shows the results of a simulation showing the isolation characteristics of the receiving antenna Rx2 with respect to the transmitting antenna Tx.
  • the solid line in the figure shows the characteristics with isolation processing, and the dashed line shows the characteristics without isolation processing.
  • no significant difference was observed between the cases with and without isolation processing. This is thought to be because the transmitting antenna Tx and receiving antenna Rx2 are diagonally positioned with respect to each other, and there is a large physical distance between them.
  • Figure 23 shows the results of a simulation showing the isolation characteristics of the receiving antenna Rx3 relative to the transmitting antenna Tx.
  • the solid line in the figure shows the characteristics with isolation processing
  • the dashed line shows the characteristics without isolation processing.
  • With isolation processing a significant improvement is seen in the 60 GHz to 64 GHz band compared to without isolation processing. This is thought to be because, since the long sides of the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx and the receiving antenna Rx3 face each other, there is no effect from the formation of the notch 210, but because the current density is high at the periphery of the first conductor layer 21, the shape effect of the notch 210 provides a filter-like function at a specific frequency.
  • Figure 24 shows the simulation results showing the isolation characteristics between receiving antennas Rx2 and Rx3.
  • the solid line in the figure shows the characteristics when isolation processing is applied, and the dashed line shows the characteristics when isolation processing is not applied.
  • an improvement of approximately 2 dB is observed compared to when isolation processing is not applied.
  • Figure 25 shows the results of a simulation showing the isolation characteristics between receiving antennas Rx1 and Rx3.
  • the solid line shows the characteristics when isolation processing is applied
  • the dashed line shows the characteristics when isolation processing is not applied.
  • no significant difference was observed between the cases with and without isolation processing. This is thought to be because receiving antennas Rx1 and Rx3 are diagonally opposite each other, and the physical distance between them is large.
  • Figure 26 shows the results of a simulation showing the isolation characteristics between receiving antennas Rx1 and Rx2.
  • the solid line in the figure shows the characteristics when isolation processing is applied, and the dashed line shows the characteristics when isolation processing is not applied.
  • the shape effect of the cutout portion 210 provides a filter-like function at a specific frequency.
  • the antenna element 151 shown in FIG. 28 differs from the antenna element 100 shown in FIG. 1 in that the first conductor layer 21 serving as the radiating element is formed with the same area as the second conductor layer 22 serving as the ground conductor plate.
  • the length of each side of the first conductor layer 21 and the second conductor layer 22 is set to 3 mm.
  • Figure 29 shows the results of a simulation showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristics of the antenna element 151 and the radiation characteristics in the azimuth plane (XZ plane) and elevation plane (YZ plane) at 60 GHz.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the area of the first conductor layer 21 is too large, which changes the resonance state and makes it difficult to use as an antenna for the 60 GHz band.
  • the first conductor layer 21 must be formed with an area at least smaller than that of the second conductor layer 22, for example, and it is preferable to optimize the circuit length of the first conductor layer 21 according to the band being used.
  • Figure 31 shows the simulation results showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristics of the antenna element 152 and the radiation characteristics in the azimuth plane (XZ plane) and elevation plane (YZ plane) at 60 GHz. As shown in the figure, resonance occurs in the 60 GHz band, but the radiation characteristics of the antenna remain directional like a loop antenna.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the antenna element 153 shown in FIG. 32 differs from the antenna element 152 shown in FIG. 30 in that, when viewed from the Z-axis direction, the antenna element 153 is formed in a band shape with the outer periphery of the first interlayer connection portion 31 (first region 211) and the second interlayer connection portion 32 (second region 212) located inside the peripheral portion (long side and short side) of the first conductor layer 21 as a radiating element.
  • the length of the short side of the first conductor layer 21 is 0.5 mm
  • the length of the long side is 1.3 mm.
  • Figure 33 shows the simulation results showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristics of antenna element 153 and the radiation characteristics in the azimuth plane (XZ plane) and elevation plane (YZ plane) at 60 GHz. As shown in the figure, the band begins to widen around the 60 GHz band, and as an antenna, the radiation characteristics toward the ceiling become larger.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • Figure 35 shows the simulation results showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristics of the antenna element 154 and the radiation characteristics in the azimuth plane (XZ plane) and elevation plane (YZ plane) at 60 GHz. As shown in the figure, it can be seen that the band is further expanded and the antenna radiation pattern is optimized in the direction of the ceiling.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the antenna element 155 shown in FIG. 36 differs from the antenna element 154 shown in FIG. 34 in that the length of the short side of the first conductor layer 21 as the radiating element is 0.5 mm and the length of the long side is 1.6 mm.
  • Figure 37 shows the simulation results showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristics of antenna element 155 and the radiation characteristics in the azimuth plane (XZ plane) and elevation plane (YZ plane) at 60 GHz. As shown in the figure, multiple resonances are also generated in the Y-axis direction, widening the band, and the antenna radiation pattern becomes stronger toward the top surface.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the two antenna elements 156 shown in FIG. 38 differ from the antenna element 100 shown in FIG. 1 in that the first interlayer connection portion 31 and the second interlayer connection portion 32 connected to the first conductor layer 21 as a radiating element are arranged in a direction intersecting the direction parallel to the long side (X-axis direction).
  • the second interlayer connection portion 32 is arranged in a corner of the first conductor layer 21.
  • Figure 39 shows simulation results showing the voltage standing wave ratio (VSWR) characteristics of antenna element 156 and the radiation characteristics in the azimuth plane (XZ plane) and elevation plane (YZ plane) at 60 GHz. As shown in the figure, simulation results similar to the VSWR characteristics ( Figure 3) and radiation characteristics ( Figures 4 and 5) of antenna element 100 shown in Figure 1 are obtained, so this configuration example can also achieve the same effects as the first embodiment.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • Figure 40 is a diagram showing an example of an antenna module 300 corresponding to the second embodiment described above.
  • the antenna module 300 (antenna array 200) has multiple antenna elements 100, which include one transmitting antenna Tx and three receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • the first conductor layers 21 of the transmitting antenna Tx and the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx each have a notch 210 on the short sides that face each other in the X-axis direction.
  • the antenna module 300 has a rectangular shape in the planar direction, and in this example, the length in the X-axis direction is 5.0 mm, and the width in the Y-axis direction is 5.0 mm.
  • the distance between the center position of receiving antenna Rx1 and the center position of receiving antenna Rx2, and the distance between the center position of receiving antenna Rx1 and the center position of receiving antenna Rx3, are 2.5 mm.
  • the distance between the center position of receiving antenna Rx2 and the center position of receiving antenna Rx3, and the distance between the center position of receiving antenna Rx1 and the center position of receiving antenna Rx3, are 2.5 mm.
  • FIG. 41 is a diagram showing the isolation characteristics of the antenna module 300 shown in FIG. 40.
  • the horizontal axis shows the frequency [GHz] of the radio waves used in the antenna element 100
  • the vertical axis shows the isolation characteristics [dB]. Note that a lower value [dB] on the vertical axis means a higher isolation characteristic.
  • three graphs respectively show the isolation characteristics of the receiving antenna Rx1 relative to the transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx1), the isolation characteristics of the receiving antenna Rx2 relative to the transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx2), and the isolation characteristics of the receiving antenna Rx3 relative to the transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx3).
  • thermography format a map (in thermography format) is shown to visualize the effect of the transmitting antenna Tx on the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • the first conductor layer 21 has a notch 210, and therefore the isolation characteristics are improved compared to a configuration without the notch 210.
  • FIG. 42 is a see-through perspective view of an antenna module 400 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 43 is a plan view of an antenna module 400 according to the fourth embodiment. In explaining this fourth embodiment, the differences from the second embodiment (and FIGS. 40 and 41) will be mainly explained.
  • a notch 210 is provided in each of the first conductor layers 21 (similar to the second embodiment described above).
  • a shielding layer 41 is provided to shield the electric field from the transmitting antenna Tx to the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • a third interlayer connection portion 42 is provided to connect the shielding layer 41 and the second conductor layer 22, and the shielding layer 41 is connected to the ground potential.
  • the antenna module 400 (antenna array) has multiple antenna elements 100, which include one transmitting antenna Tx and three receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • the first conductor layers 21 of the transmitting antenna Tx and the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx each have a notch 210 on the short sides that face each other in the X-axis direction.
  • the antenna module 400 has a rectangular shape in the planar direction that is long in the X-axis direction.
  • the length in the X-axis direction (direction parallel to the long side of the first conductor layer 21) is 12.5 mm
  • the width in the Y-axis direction (direction parallel to the short side of the first conductor layer 21) is 7.5 mm (5 mm x 5 mm in Figure 40).
  • the specific numerical values described in the fourth embodiment are merely examples and can be changed as appropriate.
  • the distance between the center position of receiving antenna Rx1 and the center position of receiving antenna Rx2, and the distance between the center position of receiving antenna Rx1 and the center position of receiving antenna Rx3, are 2.5 mm.
  • the distance between the center position of receiving antenna Rx2 and the center position of receiving antenna Rx3, and the distance between the center position of receiving antenna Rx1 and the center position of receiving antenna Rx3, are 2.5 mm.
  • the distance D between the center position of the transmitting antenna Tx and the center positions of the three receiving antennas Rx1, Rx3, Rx3 is 5 mm.
  • the center positions of the three receiving antennas Rx1, Rx3, Rx3 in the planar directions are the midpoint between the center positions of the receiving antenna Rx1 and the receiving antenna Rx2 in the Y-axis direction, and the midpoint between the center positions of the receiving antenna Rx2 and the receiving antenna Rx3 in the X-axis direction.
  • the relative positional relationship of the three receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 is the same as in the example shown in FIG. 40 (and in the second embodiment).
  • the distance D between the center position of the transmitting antenna Tx and the center positions of the three receiving antennas Rx1, Rx3, and Rx3 is 2 mm in the example shown in FIG. 40, whereas in this example it is 5 mm, which is longer than the example shown in FIG. 40.
  • the three receiving antennas Rx1, Rx2, R3 are moved in the X-axis direction away from the transmitting antenna Tx while the relative positional relationship between them remains fixed.
  • the reason that the relative positional relationship between the three receiving antennas Rx1, Rx2, R3 is fixed is because the relative positional relationship between the three receiving antennas Rx1, Rx2, R3 is roughly determined due to the use of MIMO in this technology.
  • the distance D in the XY directions (plane directions) between the center position of the transmitting antenna Tx and the center positions of the three receiving antennas Rx1, Rx3, and Rx3 is set to be equal to or greater than half the wavelength (1/2 ⁇ ) of the radio waves used.
  • Experimental results have shown that by setting the distance D to a length equal to or greater than half the wavelength (1/2 ⁇ ), the isolation characteristics of the receiving antennas Rx1, Rx3, and Rx3 with respect to the transmitting antenna Tx are improved.
  • the isolation characteristics of the receiving antennas Rx1, Rx3, and Rx3 relative to the transmitting antenna Tx will improve as the distance D is increased, but experimental results show that the tendency for improvement plateaus when the distance D exceeds a certain distance.
  • the antenna module 400 becomes larger as the distance D is increased. If the antenna module 400 becomes larger, there is also the problem that transmission losses occur between the millimeter wave radar IC 301 and the receiving antenna Tx and the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx2, deteriorating the performance of the entire system.
  • the distance D in the XY directions (planar directions) between the center position of the transmitting antenna Tx and the center positions of the three receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 is set to 1.5 times (1.5 ⁇ ) the wavelength of the radio wave used. This allows the isolation characteristics to be appropriately improved without increasing the size of the antenna module 400.
  • the shielding layer 41 is formed in a ring shape (and strip shape) on the surface 10a of the dielectric layer 10 so as to surround the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx.
  • the shielding layer 41 is in the shape of a rectangular ring, but this shape may be other shapes such as an elliptical ring.
  • the shielding layer 41 is typically a metal layer formed on the surface 10a of the dielectric layer 10.
  • Metal materials used for the shielding layer 41 include, for example, copper and aluminum, but the material is not particularly limited. The material may be the same as that of the first conductor layer 21 and the second conductor layer, or a different material may be used.
  • the thickness of the shielding layer 41 is also not particularly limited, and may be the same thickness as that of the first conductor layer 21 and the second conductor layer 22, or may be a different thickness.
  • the outer periphery of the shielding layer 41 is 3.5 mm x 3.5 mm (X-axis x Y-axis), and the width (band width) of the shielding layer 41 is 0.25 mm.
  • the distance between the inner periphery of the shielding layer 41 and the long side of the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx is 1 mm.
  • the distance between the inner periphery of the shielding layer 41 and the short side of the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx is 0.6 mm.
  • the antenna module 400 also has a plurality of third interlayer connections 42.
  • the third interlayer connections 42 penetrate the dielectric layer 10 in its thickness direction (Z-axis direction) and electrically connect between the shielding layer 41 and the second conductor layer 22.
  • the third interlayer connections 42 are cylindrical conductors like the first interlayer connections 31 and the second interlayer connections 32, and are formed by through-hole plating provided in the dielectric layer 10 or embedded vias filled with a conductive material.
  • the third interlayer connection part 42 is connected perpendicularly to the shielding layer 41 and the second conductor layer 22, so the length (height) of the third interlayer connection part 42 corresponds to the thickness (0.65 mm) of the dielectric layer 10.
  • the diameter of the third interlayer connection part 42 is, for example, the same size as the width (band width) of the shielding layer 41.
  • the diameter of the third interlayer connection part 42 may be the same as the diameter of the first interlayer connection part 31 and the second interlayer connection part 32, or may be a different diameter.
  • the third interlayer connections 42 are arranged at a predetermined interval (0.8 mm) along the circumferential direction of the shielding layer 41.
  • the third interlayer connections 42 are not provided around the entire circumference of the shielding layer 41, but are provided around a portion of the entire circumference of the shielding layer 41.
  • the third interlayer connections 42 are provided at a location corresponding to one side along the Y-axis direction (one side between the transmitting antenna Tx and the receiving antenna Rx) and two sides along the X-axis direction among the four sides of the rectangle of the shielding layer 41.
  • the third interlayer connections 42 may be provided around the entire circumference of the shielding layer 41.
  • the shielding layer 41 is connected to the second conductor layer 22 via a plurality of third interlayer connections 42. Since the second conductor layer 22 is grounded, the shielding layer 41 is also at ground potential accordingly. In this way, by setting the shielding layer 41 at ground potential, it is possible to appropriately shield the electric field (radio waves) from the transmitting antenna Tx to the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • Figure 44 is a diagram showing the isolation characteristics of the antenna module 400.
  • the horizontal axis shows the frequency [GHz] of the radio waves used in the antenna element 100
  • the vertical axis shows the isolation characteristics [dB]. Note that a lower value [dB] on the vertical axis means a higher isolation characteristic.
  • FIG. 44 three graphs respectively show the isolation characteristics of the receiving antenna Rx1 relative to the transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx1), the isolation characteristics of the receiving antenna Rx2 relative to the transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx2), and the isolation characteristics of the receiving antenna Rx3 relative to the transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx3).
  • thermography format a map (in thermography format) is shown to visualize the effect of the transmitting antenna Tx on the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • the value indicating the isolation characteristic is approximately 30 dB or less. In this way, by setting the value indicating the isolation characteristic to 30 dB or less, sufficient isolation characteristics can be obtained.
  • the shielding layer 41 (metal layer) that shields the electric field from the transmitting antenna Tx to the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 is provided between the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx and the first conductor layer 21 of the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 on the surface 10a of the dielectric layer 10. This can further improve the isolation characteristics of the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 with respect to the transmitting antenna Tx.
  • the shielding layer 41 is formed in a ring shape on the surface 10a of the dielectric layer 10 so as to surround the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx. This can further improve the isolation characteristics of the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 with respect to the transmitting antenna Tx.
  • a third interlayer connection 42 is provided that penetrates the dielectric layer 10 and connects between the shielding layer 41 and the second conductor layer 22. This allows the shielding layer 41 to be at ground potential, and allows the electric field (radio waves) from the transmitting antenna Tx to the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 to be appropriately shielded.
  • the third interlayer connection 42 is a through-hole plating or a buried via provided in the dielectric layer 10. This allows for an appropriate connection between the shielding layer 41 and the second conductor layer 22.
  • the wavelength of the radio waves used is ⁇ and the distance in the planar direction between the center position of the transmitting antenna Tx and the center positions of the front receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 is D, 0.5 ⁇ D ⁇ 1.5 ⁇ is satisfied.
  • the distance D longer than half the wavelength (1/2 ⁇ )
  • the isolation characteristics of the receiving antennas Rx1, Rx3, and Rx3 with respect to the transmitting antenna Tx can be further improved.
  • the distance D 1.5 times (1.5 ⁇ ) or less the wavelength of the radio waves used the isolation characteristics can be appropriately improved without increasing the size of the antenna module 400.
  • Fig. 45 is a see-through perspective view of an antenna module 500 according to a modified example of the fourth embodiment.
  • the shielding portion 41 and the third interlayer connection portion 42 are omitted compared to the antenna module 400 shown in Fig. 42.
  • the rest is the same as Fig. 42.
  • the first conductor layers 21 of the transmitting antenna Tx and the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx each have a notch 210 on the short sides that face each other in the X-axis direction.
  • the distance D between the center position of the transmitting antenna Tx and the center positions of the three receiving antennas Rx1, Rx3, and Rx3 is 5 mm. In other words, the distance D satisfies the condition 0.5 ⁇ D ⁇ 1.5 ⁇ .
  • Figure 46 is a diagram showing the isolation characteristics of the antenna module 500.
  • the horizontal axis shows the frequency [GHz] of the radio waves used in the antenna element 100
  • the vertical axis shows the isolation characteristics [dB]. Note that a lower value [dB] on the vertical axis means a higher isolation characteristic.
  • FIG. 46 three graphs respectively show the isolation characteristics of receiving antenna Rx1 relative to transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx1), the isolation characteristics of receiving antenna Rx2 relative to transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx2), and the isolation characteristics of receiving antenna Rx3 relative to transmitting antenna Tx (Tx ⁇ Rx3).
  • thermography format a map (in thermography format) is shown to visualize the effect of the transmitting antenna Tx on the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • the shielding layer 41 completely surrounds the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx.
  • the shielding layer 41 may be formed to partially surround the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx.
  • the shielding layer 41 may be formed to be interposed between the first conductor layer 21 of the transmitting antenna Tx and the first conductor layer 21 of the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3.
  • the shielding layer 41 surrounds the transmitting antenna Tx, but the shielding layer 42 may be formed to surround (partially or entirely) the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3. In this case, the shielding layer 41 may be formed to surround entirely the three receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 together, or may be formed to surround each of the three receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 individually.
  • a third interlayer connection 42 is provided in the shielding layer 41, and the shielding layer 41 is set to ground potential.
  • the shielding layer 41 when the shielding layer 41 is provided on the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 side, if the shielding layer 41 is not set to ground potential, it has been found from experimental results that the shielding layer 41 adversely affects the isolation characteristics. This is because if the non-grounded shielding layer 41 is provided near the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3, the shielding layer 41 acts as a bridge for the electric field (radio waves) from the transmitting antenna Tx to the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3. Therefore, when the shielding layer 41 is provided on the receiving antennas Rx1, Rx2, and Rx3 side, typically a third interlayer connection part 42 is provided in the shielding layer 41, and the shielding layer 41 is set to ground potential.
  • the present technology can also be configured as follows. (1) a first conductor layer having a planar element shape; A second conductor layer connected to a ground potential; a dielectric layer provided between the first conductor layer and the second conductor layer; an antenna element comprising: a first interlayer connection portion that penetrates the dielectric layer and connects the first conductor layer to a power supply portion; and a second interlayer connection portion that penetrates the dielectric layer and connects between the first conductor layer and the second conductor layer. (2) The antenna element according to (1), The first conductor layer is formed to have an area smaller than that of the second conductor layer.
  • the dielectric layer is a dielectric substrate made of a dielectric material; the first conductor layer is a metal layer formed on a first main surface of the dielectric substrate, The second conductor layer is a metal layer formed on a second main surface of the dielectric substrate opposite to the first main surface.
  • the second conductor layer has an opening formed with a diameter larger than an outer diameter of the first interlayer connection portion.
  • An antenna including a plurality of antenna elements, each of which has a first conductor layer having a planar element shape, a second conductor layer connected to a ground potential, a dielectric layer provided between the first conductor layer and the second conductor layer, a first interlayer connection portion penetrating the dielectric layer and connecting the first conductor layer to a power supply portion, and a second interlayer connection portion penetrating the dielectric layer and connecting between the first conductor layer and the second conductor layer,
  • the first conductor layer of each of the plurality of antenna elements is arranged on one surface of the dielectric layer.
  • the antenna array according to (12) above An antenna array, wherein at least one of the plurality of antenna elements is a transmitting antenna element and at least one of the plurality of antenna elements is a receiving antenna element.
  • the first conductor layer has a rectangular planar shape having long sides parallel to the first axis direction and short sides parallel to the second axis direction; An antenna array, wherein opposing short sides of two of the first conductor layers arranged in the first axial direction have cutouts that partially expand the gap between the two first conductor layers.
  • the antenna array according to (19) above, The third interlayer connection is a through-hole plating or a buried via provided in the dielectric layer.
  • the antenna array according to any one of (17) to (20), The shielding layer is a metal layer formed on the surface of the dielectric layer.
  • the antenna array according to any one of (13) to (21), The plurality of antenna elements includes one transmitting antenna element and a plurality of receiving antenna elements, An antenna array in which 0.5 ⁇ D is satisfied, where ⁇ is the wavelength of the radio waves used and D is the distance in a planar direction between the center position of the one transmitting antenna element and the center positions of the multiple receiving antenna elements.
  • the antenna array according to (22), The antenna array has D ⁇ 1.5 ⁇ .

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Abstract

【課題】簡素な構造で小型化、広帯域化を実現することができるアンテナ素子、アンテナアレイおよびアンテナモジュールを提供する。 【解決手段】本技術の一形態に係るアンテナ素子は、平面素子形状の第１導体層と、第２導体層と、誘電体層と、第１層間接続部と、第２層間接続部とを具備する。前記第２導体層は、グランド電位に接続される。前記誘電体層は、前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられる。前記第１層間接続部は、前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層を給電部へ接続する。前記第２層間接続部は、前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する。

Description

アンテナ素子、アンテナアレイおよびアンテナモジュール
　本技術は、例えばミリ波の電磁波を送信あるいは受信可能なアンテナ素子、アンテナアレイおよびアンテナモジュールに関する。
　高周波領域に用いられるアンテナにおいては、波長の短さから素子の小型化が可能なため、電子基板上に導電材料で形成されるパターンアンテナが一般的である。特に近年、セルラやレーダー用途に用いられるミリ波領域における小型アンテナでは、限られたスペースの中により安価・小型で高利得、さらには広帯域で指向性の高いアンテナ構造が求められている。量産性が高く指向性アンテナとしてもっとも広く使用されてきたアンテナ構造としては、平面アンテナであるパッチアンテナが広く知られている（例えば特許文献１参照）。
特開２０２２－５１８９０号公報
　しかしパッチアンテナは、単一素子でカバーできる比帯域は数％程度であり、広帯域化には複数素子によるアレイ化や積層内を跨いで配置した素子同士の共振構造などより複雑な構造が必要となり、スペース面およびコスト面での制約が存在する。
　以上のような事情に鑑み、本技術の目的は、簡素な構造で小型化、広帯域化を実現することができるアンテナ素子、アンテナアレイおよびアンテナモジュールを提供することにある。
　本技術の一形態に係るアンテナ素子は、平面素子形状の第１導体層と、第２導体層と、誘電体層と、第１層間接続部と、第２層間接続部とを具備する。
　前記第２導体層は、グランド電位に接続される。
　前記誘電体層は、前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられる。
　前記第１層間接続部は、前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層を給電部へ接続する。
　前記第２層間接続部は、前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する。
　上記アンテナ素子は、第１導体層が放射素子、第２導体層が地導体板として機能するとともに、第１層間接続部、第１導体層および第２層間接続部でループアンテナを形成する。これにより、簡素な構造で小型化、広帯域化を実現することができる。
　前記第１導体層は、典型的には、前記第２導体層よりも小さい面積で形成される。これにより目的とする周波数帯域での安定した共振を実現することができる。
　前記第１層間接続部と、前記第１導体層と、前記第２層間接続部とにより形成されるループ長は、使用電波の１波長以下、例えば半波長に相当する大きさであってもよい。これによりアンテナ素子のさらなる小型化を図ることができる。
　前記第１導体層の平面形状は、長辺および短辺を有する矩形であってもよい。
　前記第１導体層は、前記第１層間接続部が接続される第１領域と、前記第２層間接続部が接続される第２領域とを有し、前記第１領域および前記第２領域は、前記第１導体層の周縁部から離間して配置されてもよい。これにより電波の指向性を広げることができる。
　前記第１領域と前記第２領域は、前記長辺に平行な方向に配置されてもよいし、前記長辺に平行な方向と交差する方向に配置されてもよい。
　前記誘電体層は、誘電体材料で構成された誘電体基板であり、前記第１導体層は、前記誘電体基板の第１主面に形成された金属層であり、前記第２導体層は、前記第１主面とは反対側の前記誘電体基板の第２主面に形成された金属層であってもよい。
　前記第２導体層は、前記第１層間接続部よりも大きな開口径で形成された開口部を有してもよい。これにより、第１層間接続部と第２導体層との間の電気的絶縁構造を簡素化できる。
　前記第１層間接続部および前記第２層間接続部は、前記誘電体層に設けられたスルーホールめっき又は埋込ビアであってもよい。
　本技術の一形態に係るアンテナアレイは、複数のアンテナ素子を具備する。
　前記複数のアンテナ素子は、平面素子形状の第１導体層と、グランド電位に接続される第２導体層と、前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部とをそれぞれ有する。
　前記複数のアンテナ素子各々の前記第１導体層は、前記誘電体層の一方の表面に配列される。
　前記複数のアンテナ素子のうち少なくとも１つは送信用のアンテナ素子であり、他の少なくとも１つは受信用のアンテナ素子であってもよい。
　前記複数のアンテナ素子は、前記表面上において相互に直交する第１の軸方向および第２の軸方向に沿ってマトリクス状に配列されてもよい。
　前記第１導体層は、前記第１の軸方向に平行な長辺と、前記第２の軸方向に平行な短辺とを有する矩形の平面形状を有し、前記第１の軸方向に配列される２つの前記第１導体層の互いに対向する短辺は、前記２つの第１導体層の間隔を部分的に拡張する切欠き部を有してもよい。
　前記複数のアンテナ素子各々の前記第２導体層は、共通の導体層で形成されてもよい。
　本技術の一形態に係るアンテナモジュールは、複数のアンテナ素子と、信号処理回路とを具備する。
　前記複数のアンテナ素子は、平面素子形状の第１導体層と、グランド電位に接続される第２導体層と、前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部と、をそれぞれ有する。
　前記信号処理回路は、前記複数のアンテナ素子に接続される。
本技術の第１の実施形態に係るアンテナ素子の透過斜視図である。 上記アンテナ素子の側断面図である。 上記アンテナ素子の電圧定在波比の一例を示すシミュレーション結果である。 上記アンテナ素子の６０ＧＨｚでの方位角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 上記アンテナ素子の６０ＧＨｚでの仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 比較例１に係るアンテナ素子の透過斜視図である。 比較例１に係るアンテナ素子の側断面図である。 比較例１に係るアンテナ素子の電圧定在波比の一例を示すシミュレーション結果である。 比較例１に係るアンテナ素子の６０ＧＨｚでの方位角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 比較例１に係るアンテナ素子の６０ＧＨｚでの仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 比較例２に係るアンテナ素子の透過斜視図である。 比較例２に係るアンテナ素子の側面図である。 比較例２に係るアンテナ素子の電圧定在波比の一例を示すシミュレーション結果である。 比較例２に係るアンテナ素子の６０ＧＨｚでの方位角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 比較例２に係るアンテナ素子の６０ＧＨｚでの仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 図１に示すアンテナ素子と図６に示す比較例１のアンテナ素子とのアンテナ特性と指向性を比較したシミュレーション結果である。 本技術の第２の実施形態に係るアンテナモジュールの透過斜視図である。 上記アンテナモジュールの平面図である。 上記アンテナモジュールの回路構成を示すブロック図である。 アイソレーション処理が施されていない上記アンテナモジュールの構成を示す図１７と同様な斜視図である。 上記アンテナモジュールにおいて送信アンテナに対する一の受信アンテナのアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。 上記アンテナモジュールにおいて送信アンテナに対する他の受信アンテナのアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。 上記アンテナモジュールにおいて送信アンテナに対するさらに他の受信アンテナのアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。 上記アンテナモジュールにおいて受信アンテナ間のアイソレーション特性の一例を示すシミュレーション結果である。 上記アンテナモジュールにおいて受信アンテナ間のアイソレーション特性の他の一例を示すシミュレーション結果である。 上記アンテナモジュールにおいて受信アンテナ間のアイソレーション特性のさらに他の一例を示すシミュレーション結果である。 上記アイソレーション処理の他の構成例を示す説明図である。 図１に示すアンテナ素子の他の構成例を示す斜視図である。 図２８に示すアンテナ素子の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面および仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 図１に示すアンテナ素子の他の構成例を示す斜視図である。 図３０に示すアンテナ素子の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面および仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 図１に示すアンテナ素子の他の構成例を示す斜視図である。 図３２に示すアンテナ素子の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面および仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 図１に示すアンテナ素子の他の構成例を示す斜視図である。 図３４に示すアンテナ素子の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面および仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 図１に示すアンテナ素子の他の構成例を示す斜視図である。 図３６に示すアンテナ素子の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨ ｚでの方位角平面および仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 図１に示すアンテナ素子の他の構成例を示す斜視図である。 図３８に示すアンテナ素子の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面および仰角平面における放射特性を示すシミュレーション結果である。 第２実施形態に対応するアンテナモジュールの一例を示す図である。 図４０に示すアンテナモジュールのアイソレーション特性を示す図である。 第４実施形態に係るアンテナモジュールの透過斜視図である。 第４実施形態に係るアンテナモジュールの平面図である。 第４実施形態に係るアンテナモジュールのアイソレーション特性を示す図である。 第４実施形態の変形例に係るアンテナモジュールの透過斜視図である。 第４実施形態の変形例に係るアンテナモジュールのアイソレーション特性を示す図である。
　以下、本技術に係る実施形態を、図面を参照しながら説明する。
＜第１の実施形態＞
　図１は、本技術の第１の実施形態に係るアンテナ素子１００の透過斜視図、図２はその側断面図である。なお、図においてＸ軸、Ｙ軸およびＺ軸は相互に直交する３軸方向を示しており、それぞれアンテナ素子１００の縦方向（前後方向）、横方向（幅方向）および厚み方向（高さ方向）に相当する。
［アンテナ素子の基本構成］
　本実施形態のアンテナ素子１００は、送信用、受信用あるいは送受信用のミリ波アンテナとして構成される。アンテナ素子１００は、アンテナ素子１００は、誘電体層１０と、第１導体層２１と、第２導体層２２と、第１層間接続部３１と、第２層間接続部３２とを備える。アンテナ素子１００は、誘電体多層基板（両面配線基板）により構成される。
　誘電体層１０は、第１導体層２１と第２導体層２２との間に設けられる。誘電体層１０は、リジッド性を有する誘電体基板であり、上記誘電体多層基板を構成する絶縁層に相当する。誘電体層１０は、平面形状が矩形であり、縦（Ｘ軸方向）および横（Ｙ軸方向）の長さが例えば約５ｍｍで形成される。誘電体層１０の厚み（Ｚ軸方向）は、誘電体層１０を構成する誘電体材料の誘電率、使用する電波の波長に応じて設定され、６０ＧＨｚ帯の電波を使用する本実施形態では、例えば０．６５ｍｍである。
　誘電体層１０を構成する誘電体材料としては、例えば、ＦＲ４、ＢＴレジン、ポリテトラフルオロエチレンなどの絶縁性有機材料、セラミックスなどの絶縁性無機材料などが挙げられる。誘電体層１０の誘電率は特に限定されず、アンテナ素子１００が送信または受信する電波の周波数に応じて任意に設定可能である。例えば、６０ＧＨｚ帯域の電磁波の送受信用途の場合には、誘電体基板１０としては、誘電率が例えば３．６の材料が使用される。
　第１導体層２１は、上記誘電体多層基板における一方の表面側に形成された導体層に相当し、本実施形態では誘電体層１０の第１主面１０ａ（図１および図２において上面）に形成された金属層である。第１導体層２１は、アンテナ素子１００の放射素子として構成される。
　第１導体層２１は、第２導体層２２よりも小さい面積で形成されており、平面形状が例えば矩形の平面素子形状の平面パターンに形成される。平面素子形状とは、例えばパッチアンテナのような放射素子を形成する導体部の平面形状（パッチ形状）をいう。第１導体層２１の大きさ（各辺の長さ）は特に限定されず、使用する電波の周波数帯域に応じて任意に設定可能であり、本実施形態ではＸ軸方向に沿った長辺２１Ｌの長さが約１．６ｍｍ、Ｙ軸方向に沿った短辺２１Ｓの長さが約１．０ｍｍである。
　なお、第１導体層２１の平面形状は矩形に限られず、矩形以外の多角形のほか、円形や楕円形、あるいはこれらを組み合わせた形状であってもよい。また、矩形の少なくとも一部（例えば、辺や頂点）が任意の形状に変形されてもよい。
　第２導体層２２は、上記誘電体多層基板における他方の表面側に形成された導体層に相当し、本実施形態では誘電体層１０の第１主面１０ａとは反対側の第２主面１０ｂ（図１および図２において下面）に形成された金属層である。第２導体層２２は、アンテナ素子１００の地導体板として構成される。グランド電位Ｇに電気的に接続されることで、第２導体層２２は、誘電体層１０の裏面１０ｂの全域にわたって形成されるが、勿論これに限られない。
　第１導体層２１および第２導体層２２を構成する金属は特に限定されず、例えば、銅やアルミニウム等が挙げられる。第１導体層２１および第２導体層２２の厚みは特に限定されず、互いに同一の厚みで形成されてもよいし、互いに異なる厚みで形成されてもよい。
　第１層間接続部３１は、誘電体層１０をその厚み方向（Ｚ軸方向）に貫通し、第１導体層２１を給電部Ｆへ接続する。第１層間接続部３１は、第１導体層２１と電気的に接続される円柱状の導電体であり、本実施形態では誘電体層１０に設けられたスルーホールめっき又は導電材料が充填された埋込ビアで形成される。第２導体層２２は、第１層間接続部３１の外径よりも大きな開口径で形成された開口部２２ａを有する。第１層間接続部３１は、開口部２２ａの周縁部と非接触で開口部２２ａ内に収容されることで、第２導体層２２から電気的に絶縁される。開口部２２ａと第１層間接続部３１との間の環状領域は誘電体層１０と同一の材料又はこれと異なる誘電体材料で充填されてもよい。
　第２層間接続部３２は、誘電体層１０をその厚み方向（Ｚ軸方向）に貫通し、第１導体層２１と第２導体層２２との間を電気的に接続する。第２層間接続部３２は、第１層間接続部３１と同様に円柱状の導電体であり、本実施形態では誘電体層１０に設けられたスルーホールめっき又は導電材料で充填された埋込ビアで形成される。第２層間接続部３２は、第１層間接続部３１と同径、同一の高さで形成される。
　第１層間接続部３１および第２層間接続部３２は、第１導体層２１に対して垂直に接続される。したがって第１層間接続部３１および第２層間接続部３２の長さ（高さ）は、誘電体層１０の厚み（０．６５ｍｍ）に相当する。第１導体層２１は、図１に示すように、第１層間接続部３１が接続される第１領域２１１と、第２層間接続部３２が接続される第２領域２１２とを有する。第１領域２１１および第２領域２１２は、いずれも第１導体層２１の面内であって、第１導体層２１の周縁部から離間して配置される。
　本実施形態では、第１領域２１１と第２領域２１２は、第１導体層２１の中心に関して対称な位置に、長辺２１Ｌに平行な方向（Ｘ軸方向）に配置される。これに限られず、第１領域２１１と第２領域２１２は、後述するように長辺２１Ｌに平行な方向（Ｘ軸方向）と交差する方向に配置されてもよい（図３８参照）。
　以上のように構成される本実施形態のアンテナ素子１００は、第１導体層２１、第１層間接続部３１および第２層間接続部３２により、幅方向（Ｙ軸方向）に平行な軸心を有するループアンテナとして構成される。
　本実施形態のアンテナ素子１００は、使用する電波の周波数帯域が６０ＧＨｚ（例えば、５７ＧＨｚ～６４ＧＨｚ）となるように第１導体層２１の各辺（長辺２１Ｌ、短辺２１Ｓ）の長さが設定される。すなわち、第１導体層２１が層間接続部３１，３２の軸径および配置間隔よりも大きい長さおよび幅の平面素子形状に形成されているため、第１導体層２１の周縁部に電流密度が集中し、したがって第１導体層２１の各辺の長さの設定で比帯域の増加を図ることができる。
　また、第１層間接続部３１と、第２層間接続部３２と、第１導体層２１とにより形成されるループ長（誘電体層１０の誘電率による波長短縮を含む実効長）が、使用する電波の１波長以下、より好ましくは、当該電波の半波長に相当する大きさとなるように設定される。本実施形態では、上記実効長が２．４７７ｍｍであり、６０ＧＨｚの電波の半波長に相当する大きさとされる。
　本実施形態のアンテナ素子１００によれば、ループ長に対応する共振周波数と第１導体層２１の周回長に対応する共振周波数とを含む複数の共振周波数を有するため、単一素子でカバーできる比帯域（帯域幅を中心周波数で割った値）を増加させることができる。
　図３は、アンテナ素子１００の電圧定在波比（ＶＳＷＲ：Voltage Standing Wave Ratio）の一例を示すシミュレーション結果である。図４は、アンテナ素子１００の６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果であり、図５はアンテナ素子１００の６０ＧＨｚでの仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。図４および図５において０°方向（上方向）が天面方向（＋Ｚ方向）に相当する。
　図３に示すようにＶＳＷＲ比が１．５以下である周波数帯域は、５９ＧＨｚ～６７ＧＨｚであり、比帯域は１２．７％であった。また図４および図５に示すように、天面方向に向かって広範囲にバランスのよい指向特性が得られた。
　以上のように本実施形態によれば、単一素子構造でありながら広帯域に渡って共振しているアンテナ特性を得ることができる。
［比較例］
　続いて、本実施形態のアンテナ素子１００の放射特性を、以下に説明する比較例１，２に係るアンテナ構造と比較して説明する。
（比較例１）
　図６は、比較例１に係るアンテナ素子１０１の透過斜視図、図７はその側断面図である。このアンテナ素子１０１は、裏面給電型のパッチアンテナの代表的な構造を示している。
　すなわち、アンテナ素子１０１は、誘電体層１１０と、誘電体層１１０の表面に形成された放射素子としての第１導体層１２１と、誘電体層１１０の裏面に形成された地導体板としての第２導体層１２２と、誘電体層１１０を貫通し第１導体層１２１を給電点に接続する層間接続部１３１とを有する。層間接続部１３１は、第２導体層１２２と電気的に絶縁される。ここでは、第１導体層１２１の形状を長辺が１．２ｍｍ、短辺が１．０ｍｍの矩形状とした。
　図８は、アンテナ素子１０１の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の一例を示すシミュレーション結果である。図９は、アンテナ素子１０１の６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果であり、図１０はアンテナ素子１０１の６０ＧＨｚでの仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。図９および図１０において０°方向（上方向）が天面方向（＋Ｚ方向）に相当する。
　図８に示すように、比較例１のアンテナ素子１０１においてはＶＳＷＲ比が１．５以下となる周波数帯域は５７ＧＨｚ～６１ＧＨｚであり、比帯域は６．７％であった。これに対して本実施形態のアンテナ素子１００によれば、上述のように比帯域が１２．７％であることから（図３参照）、比較例１よりも比帯域を約２倍に増加させることができる。これにより比較例１に係るアンテナ素子１０１よりも周波数帯域の広帯域化を実現することができる。
　なお、アンテナ指向性に関しては、図９および図１０に示す比較例１のアンテナ素子１０１とほぼ同等の特性であった。このことから本実施形態によれば、パッチアンテナ構造と同等のアンテナ指向性を有しつつ、周波数帯域の拡大を図ることができる。
（比較例２）
　図１１は、比較例２に係るアンテナ素子１０２の斜視図、図１２はその側面図である。このアンテナ素子１０２は、地導体板１２４に対して垂直に形成されたループ形状のアンテナ構造体１２３を備える。アンテナ構造体の一端は給電点に接続され、他端は地導体板１２４に接続される。ループ長は６０ＧＨｚの電波の半波長に相当する大きさとした。
　図１３は、アンテナ素子１０２の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の一例を示すシミュレーション結果である。図１４は、アンテナ素子１０２の６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果であり、図１５はアンテナ素子１０２の６０ＧＨｚでの仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。図１４および図１５において０°方向（上方向）が天面方向（＋Ｚ方向）に相当する。
　図１３に示すように、比較例２のアンテナ素子１０２においてはＶＳＷＲ比が１．５以下となる周波数帯域は５８ＧＨｚ～６０ＧＨｚであり、比帯域は６．６％であった。これに対して本実施形態のアンテナ素子１００によれば、上述のように比帯域が１２．７％であることから（図３参照）、比較例２よりも比帯域を約２倍に増加させることができる。これにより比較例１に係るアンテナ素子１０１よりも周波数帯域の広帯域化を実現することができる。
　また指向性に関しては、比較例１と異なり、ダイポールアンテナのような８の字型の特性となり、ミリ波領域で使われる、放射面（天面）への指向性アンテナには向かない構造であるといえる。このことから本実施形態によれば、代表的なループアンテナ構造と比較して、天面方向に向かって広範囲にバランスのよい指向特性を実現しつつ、周波数帯域の広帯域化を図ることができる。
　図１６は、本実施形態のアンテナ素子１００と比較例１のアンテナ素子１０１とのアンテナ特性と指向性を比較したシミュレーション結果である。ここでは、各素子を６０ＧＨｚの共振周波数にて同じサイズで形成し、５０～６５ＧＨｚまでのアンテナ特性と指向性を５ＧＨｚ間隔で測定した。
　図１６に示すように、本実施形態のアンテナ素子１００は、比較例１のアンテナ素子１０１と同様な指向特性が得られた。一方、本実施形態によれば、５５ＧＨｚ～６５ＧＨｚにおいて天面方向のアンテナ利得が比較例１を上回る結果が得られた。
　これまではアンテナを広帯域化・高利得化するにはアンテナ素子を複数個要するアレイ形状にしたり、積層基板の層数を増やして中間に反射・広帯域化のパターンを追加したりする等の手法が用いられていたが、本実施形態によれば安価且つ簡単な手法で広帯域化を実現することができる。
＜第２の実施形態＞
　図１７は、本技術の第２の実施形態に係るアンテナモジュール３００の透過斜視図、図１８はその平面図、図１９はアンテナモジュール３００の回路構成を示すブロック図である。なお図において上述の第１の実施形態と対応する部分については同一の符号を付し、その説明は省略する。
　本実施形態のアンテナモジュール３００は、アンテナアレイ２００と、信号処理回路３０１（図１９）とを備える。アンテナアレイ２００および信号処理回路３０１は、共通の誘電体多層基板１に形成あるいは搭載される。
［アンテナアレイ］
　アンテナアレイ２００は、複数のアンテナ素子１００を有する。複数のアンテナ素子１００は、１つの送信アンテナＴｘと、３つの受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３とを含む。各アンテナ素子１００は同一の構成を有し、第１の実施形態で説明したアンテナ素子と同様に構成される。送信アンテナは１つに限られず、２つ以上であってもよい。また、受信アンテナは３つに限られず、２つまたは４つ以上であってもよい。
　各アンテナ素子１００の第１導体層２１は、誘電体層１０の第１主面１０ａ上に各々独立して配列される。各第１導体層２１は、同様な平面素子形状に形成され、本実施形態ではＸ軸方向に長辺、Ｙ軸方向に短辺をそれぞれ有する概略矩形に形成される。これら各アンテナ素子１００は、図１８に示すように、誘電体層１０の第１主面１０ａ上においてＸ軸方向およびＹ軸方向に沿ってマトリクス状に配列される。
　一方、各アンテナ素子１００の第２導体層２２は、グランド電位に接続された共通の導体層で形成される。第２導体層２２には、各アンテナ素子１００の第１層間接続部３１の形成領域に開口部２２ａが設けられることで、第２導体層２２と各第１層間接続部３１との間が電気的に絶縁される。各アンテナ素子１００の第１層間接続部３１は、誘電体層１０の第２主面１０ｂに形成された図示しない信号伝送ラインを介して信号処理回路３０１に接続される。信号伝送ラインとしては、マイクロストリップ線路、ストリップ線路、コプレーナウェーブガイド線路などの種々の信号線路が採用可能である。
［信号処理回路］
　信号処理回路３０１は、送信アンテナＴｘへ送信されるミリ波信号を生成するとともに、受信アンテナＲｘ１～Ｒｘ３で受信されたミリ波信号を処理して到来角を算出するミリ波レーダーＩＣであり、給電部に相当する。誘電体多層基板１にはさらに、図１９に示すように信号処理回路３０１へ供給する電圧を調整するレギュレータ３０２、信号処理回路３０１の駆動用パラメータ等を格納したメモリ３０３、これら信号処理回路、レギュレータ３０２およびメモリ３０３を図示しない外部装置と電気的に接続するためのコネクタ３０４などが搭載される。
　本実施形態のアンテナモジュール３００は、ＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）レーダーアンテナとして構成される。本実施形態によれば、同一基板上に送信用および受信用の各アンテナが搭載されるため、上述の第１の実施形態と同様の作用効果が得られるとともに、アンテナ装置の小型化および薄型化を図ることができる。
［アイソレーション特性の改善］
　上述のようにアンテナアレイ２００を構成する各アンテナ素子１００の第１導体層２１は、Ｘ軸方向に平行な長辺と、Ｙ軸方向に平行な短辺とを有する矩形の平面形状を有する。このため、正方形状の誘電体層１０の第１主面１０ａ上に各アンテナ素子１００を配列する場合、Ｙ軸方向に隣り合うアンテナ素子１００の間隔と比較して、Ｘ軸方向に隣り合うアンテナ素子１００の間隔が小さくなる。
　そこで本実施形態では、Ｘ軸方向に配列される２つの第１導体層２１の互いに対向する短辺２１ｓには、これら２つの第１導体層２１の間隔を部分的に拡張する切欠き部２１０が設けられる。これにより、例えば図２０に示すように切欠き部２１０を備えていないアンテナアレイ２００と比較して、Ｘ軸方向に隣り合う２つのアンテナ素子１００間（送信アンテナＴｘと受信アンテナＲｘ１との間、および、２つの受信アンテナＲｘ２，Ｒｘ３との間）におけるアイソレーション特性を改善させることができる。
　切欠き部２１０の形状は特に限定されず、本実施形態では円弧状に形成される。これ以外にも図２７に示すように、切欠き部２１０は、三角形状に形成されてもよいし、矩形状あるいは台形状に形成されてもよい。このように切欠き部２１０を第１導体層２１の短辺２１Ｓの一部に設けることで、第１導体層２１の周回長が大きく変化することを防ぐことができる。これにより、広帯域化を確保しつつアイソレーション特性の改善を図ることができる。
　図２１は、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１のアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。図中実線は切欠き部２１０を有する（以下、アイソレーション処理有りともいう）ときの特性を示し、破線は切欠き部２１０が無い（以下、アイソレーション処理無しともいう）ときの特性を示している。同図に示すように、アイソレーション処理有りの場合は、アイソレーション処理無しの場合と比較して、約１ｄＢの改善がみられる。
　図２２は、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ２のアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。図中実線はアイソレーション処理有りのときの特性を示し、破線はアイソレーション処理無しのときの特性を示している。同図に示すようにこの実験では、アイソレーション処理有りの場合と無しの場合とで大きな差は見られなかった。これは、送信アンテナＴｘと受信アンテナＲｘ２が互いに対角関係の位置にあり、物理的な距離が大きいためであると考えられる。
　図２３は、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ３のアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。図中実線はアイソレーション処理有りのときの特性を示し、破線はアイソレーション処理無しのときの特性を示している。同図に示すように、アイソレーション処理有りの場合は、アイソレーション処理無しの場合と比較して、６０ＧＨｚ～６４ＧＨｚの帯域において大幅な改善がみられる。これは、送信アンテナＴｘと受信アンテナＲｘ３は第１導体層２１の長辺どうしが対向するため切欠き部２１０の形成による影響はないが、第１導体層２１の周縁部における電流密度が高いため、切欠き部２１０の形状効果によって特定周波数でのフィルタのような機能が得られるためと考えられる。
　図２４は、受信アンテナＲｘ２と受信アンテナＲｘ３との間のアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。図中実線はアイソレーション処理有りのときの特性を示し、破線はアイソレーション処理無しのときの特性を示している。同図に示すように、アイソレーション処理有りの場合は、アイソレーション処理無しの場合と比較して、約２ｄＢの改善がみられる。
　図２５は、受信アンテナＲｘ１と受信アンテナＲｘ３との間のアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。図中実線はアイソレーション処理有りのときの特性を示し、破線はアイソレーション処理無しのときの特性を示している。同図に示すようにこの実験では、アイソレーション処理有りの場合と無しの場合とで大きな差は見られなかった。これは、受信アンテナＲｘ１と受信アンテナＲｘ３が互いに対角関係の位置にあり、物理的な距離が大きいためであると考えられる。
　図２６は、受信アンテナＲｘ１と受信アンテナＲｘ２との間のアイソレーション特性を示すシミュレーション結果である。図中実線はアイソレーション処理有りのときの特性を示し、破線はアイソレーション処理無しのときの特性を示している。同図に示すように、アイソレーション処理有りの場合は、アイソレーション処理無しの場合と比較して、６０ＧＨｚ～６４ＧＨｚの帯域において大幅な改善がみられる。これは、図２３に示す結果と同様に、切欠き部２１０の形状効果によって特定周波数でのフィルタのような機能が得られるためと考えられる。
＜第３の実施形態＞
［アンテナ素子の他の構成例］
　続いて、本技術に係るアンテナ素子の他の構成例について説明する。なお各図において図１と対応する部分については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。
　図２８に示すアンテナ素子１５１は、放射素子としての第１導体層２１が地導体板としての第２導体層２２と同一の面積で形成されている点で、図１に示すアンテナ素子１００と相違する。ここでは、第１導体層２１および第２導体層２２の各辺の長さをそれぞれ３ｍｍとした。
　図２９は、アンテナ素子１５１の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）および仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。同図に示すように、第１導体層２１の面積が広すぎることで共振状態が変化してしまい、６０ＧＨｚ帯用のアンテナとしては成立が困難であった。このため、第１導体層２１は、例えば、少なくとも第２導体層２２よりも小さい面積で形成する必要があり、使用帯域に応じて第１導体層２１の周回長の最適化を図るのが好適である。
　図３０に示すアンテナ素子１５２は、Ｚ軸方向から見たときに、放射素子としての第１導体層２１の周縁部（長辺および短辺）が第１層間接続部３１（第１領域２１１）と第２層間接続部３２（第２領域２１２）の外周部に接する帯状に形成されている点で、図１に示すアンテナ素子１００と相違する。ここでは、第１導体層２１の短辺の長さを０．３ｍｍ、長辺の長さを１．１ｍｍとした。
　図３１は、アンテナ素子１５２の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）および仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。同図に示すように、６０ＧＨｚ帯に共振が発生するが、アンテナの放射特性はループアンテナの指向性のままであった。
　一方、図３２に示すアンテナ素子１５３は、Ｚ軸方向から見たときに、放射素子としての第１導体層２１の周縁部（長辺および短辺）よりも内側に第１層間接続部３１（第１領域２１１）と第２層間接続部３２（第２領域２１２）の外周部が位置する帯状に形成されている点で、図３０に示すアンテナ素子１５２と相違する。ここでは、第１導体層２１の短辺の長さを０．５ｍｍ、長辺の長さを１．３ｍｍとした。
　図３３は、アンテナ素子１５３の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）および仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。同図に示すように、６０ＧＨｚ帯を中心に帯域が広がりはじめ、アンテナとしても天面への放射特性が大きくなる。
　また、図３４に示すアンテナ素子１５４は、放射素子としての第１導体層２１の短辺の長さを１．０ｍｍ、長辺の長さを１．３ｍｍとした点で、図３２に示すアンテナ素子１５３と相違する。
　図３５は、アンテナ素子１５４の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）および仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。同図に示すように、帯域がさらに広がり、アンテナの放射パターンが天面方向に最適化されていくことがわかる。
　さらに、図３６に示すアンテナ素子１５５は、放射素子としての第１導体層２１の短辺の長さを０．５ｍｍ、長辺の長さを１．６ｍｍとした点で、図３４に示すアンテナ素子１５４と相違する。
　図３７は、アンテナ素子１５５の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）および仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。同図に示すように、Ｙ軸方向へも同様に複数共振が生まれて帯域がより広がり、アンテナの放射パターンも天面に対して強くなっていくことがわかる。
　そして、図３８に示す２つのアンテナ素子１５６は、放射素子としての第１導体層２１に接続される第１層間接続部３１および第２層間接続部３２が長辺に平行な方向（Ｘ軸方向）と交差する方向に配置される点で、図１に示すアンテナ素子１００と相違する。ここでは、第２層間接続部３２が第１導体層２１の隅部に配置された例を示している。
　図３９は、アンテナ素子１５６の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）特性と、６０ＧＨｚでの方位角平面（ＸＺ平面）および仰角平面（ＹＺ平面）における放射特性を示すシミュレーション結果である。同図に示すように、図１に示すアンテナ素子１００のＶＳＷＲ特性（図３）および放射特性（図４，図５）と同様なシミュレーション結果が得られることから、本構成例においても第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
＜第４の実施形態＞
　［アイソレーション特性の改善における他の例］
　次に、本技術における第４実施形態について説明する。この第４実施形態においては、上述の第２実施形態で説明したアイソレーション特性を改善する形態における他の例について説明する。
　ここで、上述の第２実施形態においては、各第１導体層２１において、Ｘ軸方向で互いに対向する短辺に切欠き部２１０を設けることで、アイソレーション特性を改善する方法について説明した。一方、第４実施形態では、切欠き部２１０の他に、さらに他の観点での改善を加えることで、アイソレーション特性をさらに改善する。
　ここでの説明では、まず、上述の第２実施形態に対応する形態について一例をあげて説明する。図４０は、上述の第２実施形態に対応するアンテナモジュール３００の一例を示す図である。
　図４０に示すように、アンテナモジュール３００（アンテナアレイ２００）は、複数のアンテナ素子１００を有しており、この複数のアンテナ素子１００は、１つの送信アンテナＴｘと、３つの受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３とを含む。送信アンテナＴｘ及び受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘにおけるそれぞれの第１導体層２１は、Ｘ軸方向で互いに対向する短辺に切欠き部２１０を有している。
　アンテナモジュール３００は、平面方向での形状が矩形とされており、ここでの例では、Ｘ軸方向での長さが５．０ｍｍとされており、Ｙ軸方向での幅が５．０ｍｍとされている。
　また、Ｙ軸方向において、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ２の中心位置との間の距離、並びに、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の距離は、２．５ｍｍとされている。また、Ｘ軸方向において、受信アンテナＲｘ２の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の距離、並びに、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の距離は、２．５ｍｍとされている。
　また、ＸＹ方向（平面方向）において、送信アンテナＴｘの中心位置と、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の中心位置との間の距離Ｄは、２ｍｍとされている。なお、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の平面方向での中心位置は、Ｙ軸方向において、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ２の中心位置との間の中点の位置であって、かつ、Ｘ軸方向において、受信アンテナＲｘ２の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の中点の位置である。
　図４１は、図４０に示すアンテナモジュール３００のアイソレーション特性を示す図である。図４１において横軸は、アンテナ素子１００において使用される電波の周波数［ＧＨｚ］を示しており、縦軸は、アイソレーション特性［ｄＢ］を示している。なお、縦軸の値［ｄＢ］は、低い方がアイソレーション特性が高いことを意味する。
　また、図４１において、３つのグラフは、それぞれ、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ１）、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ２のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ２）、及び送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ３のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ３）を示している。
　また、図４１の右上には、送信アンテナＴｘによる受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３への影響を可視化するためのマップ（サーモグラフィー形式）が示されている。
　第２実施形態において上述したように、図４０に示す形態では、第１導体層２１に切欠き部２１０が設けられているので、切欠き部２１０が無い形態に比べて、アイソレーション特性は向上する。
　一方、アイソレーション特性については、さらなる改善が見込まれる。そこで、第４実施形態では、このアイソレーション特性をさらに改善する。
　図４２は、第４実施形態に係るアンテナモジュール４００の透過斜視図である。図４３は、第４実施形態に係るアンテナモジュール４００の平面図である。この第４実施形態の説明では、上述の第２実施形態（及び図４０、図４１）と異なる点を中心に説明する。
　典型的には、この第４実施形態においては、送信アンテナＴｘに対する、受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３のアイソレーション特性を向上させるために、主に以下の（Ａ）～（Ｃ）による３つの手法が用いられる。
（Ａ）各第１導体層２１に対して、それぞれ、切欠き部２１０を設ける（上述の第２実施形態と同様）。
（Ｂ）平面方向（ＸＹ方向）において、送信アンテナＴｘと、受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３との間の距離を離す。
（Ｃ）送信アンテナＴｘから、受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３への電界を遮蔽するための遮蔽層４１を設ける。（ｃ）遮蔽層４１と、第２導体層２２とを繋ぐ第３層間接続部４２を設けて、遮蔽層４１をグランド電位へと落とす。
　図４２及び図４３に示すように、アンテナモジュール４００（アンテナアレイ）は、複数のアンテナ素子１００を有しており、この複数のアンテナ素子１００は、１つの送信アンテナＴｘと、３つの受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘ３とを含む。送信アンテナＴｘ及び受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘおけるそれぞれの第１導体層２１は、Ｘ軸方向で互いに対向する短辺に切欠き部２１０を有している。
　アンテナモジュール４００は、平面方向での形状が、Ｘ軸方向に長い矩形とされており、ここでの例では、Ｘ軸方向（第１導体層２１の長辺に平行な方向）での長さが１２．５ｍｍとされており、Ｙ軸方向（第１導体層２１の短辺に平行な方向）での幅が７．５ｍｍとされている（図４０では、５ｍｍ×５ｍｍ）。なお、第４実施形態において説明される具体的な数値については、単なる一例であり、適宜変更することができる。
　また、Ｙ軸方向において、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ２の中心位置との間の距離、並びに、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の距離は、２．５ｍｍとされている。また、Ｘ軸方向において、受信アンテナＲｘ２の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の距離、並びに、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の距離は、２．５ｍｍとされている。
　また、ＸＹ方向（平面方向）において、送信アンテナＴｘの中心位置と、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の中心位置との間の距離Ｄは、５ｍｍとされている。なお、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の平面方向での中心位置は、Ｙ軸方向において、受信アンテナＲｘ１の中心位置と、受信アンテナＲｘ２の中心位置との間の中点の位置であって、かつ、Ｘ軸方向において、受信アンテナＲｘ２の中心位置と、受信アンテナＲｘ３の中心位置との間の中点の位置である。
　ここで、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３の相対位置関係は、図４０に示した例（及び第２実施形態）と同じである。一方、送信アンテナＴｘの中心位置と、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の中心位置との間の距離Ｄは、図４０に示した例では、２ｍｍであったのに対して、ここでの例では、５ｍｍとなっており、図４０に示した例よりもその距離が長くされている。
　この第４実施形態を、図４０に示す例（及び第２実施例）と比べると、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒ３の相対位置関係が固定されたまま、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒ３が、Ｘ軸方向において送信アンテナＴｘから離れる方向に移動されている。なお、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒ３の相対位置関係が固定されているのは、本技術においてＭＩＭＯが用いられている関係上、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒ３の相対位置関係はおおよそ決まっているためである。
　このように、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の中心位置を、送信アンテナＴｘの中心位置から遠ざけることで、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３のアイソレーション特性を改善することができる。
　典型的には、送信アンテナＴｘの中心位置と、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の中心位置との間のＸＹ方向（平面方向）における距離Ｄは、使用電波の半波長（１／２λ）以上とされる。なお、距離Ｄを半波長（１／２λ）以上の長さとすることで、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３のアイソレーション特性が向上することが実験結果から分かっている。
　一方、距離Ｄを大きくすればするほど、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３のアイソレーション特性が改善するとも思われるが、改善傾向は、距離Ｄがある一定の距離以上となると頭打ちとなることが実験結果から分かっている。また、当然ながら距離Ｄを大きくすればするほど、アンテナモジュール４００が大型化してしまうといった問題もある。アンテナモジュール４００が大型化してしまうと、ミリ波レーダーＩＣ３０１と、受信アンテナＴｘ、受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ２との間の伝送損失が発生し、システム全体の性能が悪化してしまうといった問題もある。
　このため、典型的には、送信アンテナＴｘの中心位置と、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の中心位置との間のＸＹ方向（平面方向）における距離Ｄは、使用電波の波長の１．５倍（１．５λ））以下とされる。これにより、アンテナモジュール４００を大型化せずに、アイソレーション特性を適切に改善することができる。
　また、アンテナモジュール４００（アンテナアレイ）は、誘電体層１０の表面１０ａにおいて、送信アンテナＴｘの第１導体層２１と、受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３の第１導体層２１との間に設けられた遮蔽層４１を有している。この遮蔽層４１は、送信用アンテナＴｘから受信用アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３へ直接飛び込む不要な電界（電波）を遮蔽することが可能とされている。
　遮蔽層４１は、誘電体層１０の表面１０ａにおいて、送信アンテナＴｘにおける第１導体層２１を囲むように環状（かつ帯状）に形成されている。ここでの例では、遮蔽層４１は、矩形の環状とされているが、この形状については、楕円形の環状等の他の形状であっても構わない。
　遮蔽層４１は、典型的には、誘電体層１０の表面１０ａに形成された金属層である。遮蔽層４１に用いられる金属材料としては、例えば、銅やアルミニウム等が挙げられるが、材料については特に限定されない。また、この材料についは、第１導体層２１及び第２導体層と同じ材料が用いられてもよいし、異なる材料が用いられてもよい。遮蔽層４１の厚みについても特に限定されず、第１導体層２１および第２導体層２２と同一の厚みであってもよいし、異なる厚みであってもよい。
　ここでの例では、遮蔽層４１の外周の長さは、３．５ｍｍ×３．５ｍｍ（Ｘ軸×Ｙ軸）とされており、遮蔽層４１の幅（帯の幅）は、０．２５ｍｍとされている。また、Ｙ軸方向において、遮蔽層４１の内周と、送信アンテナＴｘにおける第１導体層２１の長辺との間の距離は、１ｍｍとされている。また、Ｘ軸方向において、遮蔽層４１の内周と、送信アンテナＴｘにおける第１導体層２１の短辺との間の距離は、０．６ｍｍとされている。
　また、アンテナモジュール４００（アンテナアレイ）は、複数の第３層間接続部４２を有している。この第３層間接続部４２は、誘電体層１０をその厚み方向（Ｚ軸方向）に貫通し、遮蔽層４１と第２導体層２２との間を電気的に接続する。第３層間接続部４２は、第１層間接続部３１及び第２層間接続部３２と同様に円柱状の導電体であり、誘電体層１０に設けられたスルーホールめっき又は導電材料で充填された埋込ビアで形成される。
　第３層間接続部４２は、遮蔽層４１及び第２導体層２２に対して垂直に接続されるので、第３層間接続部４２の長さ（高さ）は、誘電体層１０の厚み（０．６５ｍｍ）に相当する。第３層間接続部４２の径は、例えば、遮蔽層４１の幅（帯の幅）と同じ大きさとされる。第３層間接続部４２の径は、第１層間接続部３１及び第２層間接続部３２と同じ径であってもよいし、異なる径であってもよい。
　複数の第３層間接続部４２は、遮蔽層４１の周方向に沿って、所定の間隔（０．８ｍｍ）で配置される。なお、ここでの例では、複数の第３層間接続部４２は、遮蔽層４１の全周にわたって設けられておらず、遮蔽層４１の全周のうち一部について設けられている。具体的には、複数の第３層間接続部４２は、遮蔽層４１における矩形の４辺のうち、Ｙ軸方向に沿う１辺に対応する箇所（送信アンテナＴｘ及び受信アンテナＲｘの間の１辺）と、Ｘ軸方向に沿う方向の２辺に対応する箇所とに設けられている。なお、複数の第３層間接続部４２は、遮蔽層４１の全周にわたって設けられていてもよい。
　ここで、遮蔽層４１は、複数の第３層間接続部４２を介して第２導体層２２と接続される。第２導体層２２は、グランドされているので、対応して、遮蔽層４１もグランド電位とされる。このように、遮蔽層４１をグランド電位とすることで、送信用アンテナＴｘから受信用アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３への電界（電波）を適切に遮蔽することができる。
　図４４は、アンテナモジュール４００のアイソレーション特性を示す図である。図４４において横軸は、アンテナ素子１００において使用される電波の周波数［ＧＨｚ］を示しており、縦軸は、アイソレーション特性［ｄＢ］を示している。なお、縦軸の値［ｄＢ］は、低い方がアイソレーション特性が高いことを意味する。
　また、図４４において、３つのグラフは、それぞれ、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ１）、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ２のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ２）、及び送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ３のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ３）を示している。
　また、図４４の右上には、送信アンテナＴｘによる受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３への影響を可視化するためのマップ（サーモグラフィー形式）が示されている。
　図４４（第４実施形態）と、図４１（第２実施形態）とを比較すると、Ｔｘ→Ｒｘ１のグラフ、Ｔｘ→Ｒｘ２のグラフ、Ｔｘ→Ｒｘ３のグラフは、全体的に下側に下がる傾向となっている。これは、つまり、上記（Ａ）「切欠き部２１０」、（Ｂ）「距離Ｄ」、及び（Ｃ）「遮蔽層４２」の組み合わせである第４実施形態では、上記（Ａ）「切欠き部」のみの第２実施形態に比べて、さらにアイソレーション特性が改善されていることを意味している。
　また、図４４における３つのグラフでは、アイソレーション特性を示す値が、略３０［ｄＢ］以下とされている。このように、アイソレーション特性を示す値を３０［ｄＢ］以下とすることで、十分なアイソレーション特性を得ることができる。
［作用等］
　以上説明したように、第４実施形態では、誘電体層１０の表面１０ａにおいて、送信アンテナＴｘの第１導体層２１と、受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３の第１導体層２１との間に、送信アンテナＴｘから受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３への電界を遮蔽する遮蔽層４１（金属層）が設けられる。これにより、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３のアイソレーション特性をさらに改善することができる。
　また、第４実施形態では、遮蔽層４１は、誘電体層１０の表面１０ａにおいて、送信アンテナＴｘの第１導体層２１を囲むように環状に形成される。これにより、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３のアイソレーション特性をさらに改善することができる。
　また、第４実施形態では、誘電体層１０を貫通し遮蔽層４１と第２導体層２２との間を接続する第３層間接続部４２が設けられる。これにより、遮蔽層４１をグランド電位とすることができ、送信用アンテナＴｘから受信用アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３への電界（電波）を適切に遮蔽することができる。
　また、第４実施形態において、第３層間接続部４２は、誘電体層１０に設けられたスルーホールめっき又は埋込ビアとされる。これにより、遮蔽層４１と第２導体層２２との間を適切に接続することができる。
　また、第４実施形態では、使用電波の波長をλとし、送信アンテナＴｘの中心位置と、前受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３の中心位置との間の平面方向での距離をＤとしたとき、０．５λ≦Ｄ≦１．５λとされる。距離Ｄを半波長（１／２λ）以上の長さとすることで、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３のアイソレーション特性をさらに改善することができる。また、距離Ｄを、使用電波の波長の１．５倍（１．５λ）以下とすることで、アンテナモジュール４００を大型化せずに、アイソレーション特性を適切に改善することができる。
　＜第４実施形態における各種変形例＞
　次に、第４実施形態における各種変形例について説明する。
　上述の第４実施形態では、（Ａ）「切欠き部２１０」、（Ｂ）「距離Ｄ」、及び（Ｃ）「遮蔽層４２」の３つの組み合わせが用いられる場合について説明した。一方、（Ａ）「切欠き部２１０」、（Ｂ）「距離Ｄ」、及び（Ｃ）「遮蔽層４２」の組み合わせについては、以下に示すいずれの組み合わせであってもよい。
　１．（Ａ）「切欠き部２１０」のみの形態（第２実施形態）
　２．（Ｂ）「距離Ｄ」のみの形態
　３．（Ｃ）「遮蔽層４２」のみの形態
　４．（Ａ）「切欠き部２１０」及び（Ｂ）「距離Ｄ」の組み合わせの形態
　５．（Ａ）「切欠き部２１０」及び（Ｃ）「遮蔽層４２」の組み合わせの形態
　６．（Ｂ）「距離Ｄ」及び（Ｃ）「遮蔽層４２」の組み合わせの形態
　７．（Ａ）「切欠き部２１０」、（Ｂ）「距離Ｄ」及び（Ｃ）「遮蔽層４２」の組み合わせの形態（第４実施形態）
　ここで、上記（Ｃ）における「遮蔽層４２」を含む形態の場合、つまり、上記３．５．６．７．の４つの形態においては、（ｃ）「第３層間接続部４２」が設けられてもよいし、一方、（ｃ）「第３層間接続部４２」を省略することもできる。従って、上記３．５．６．７．の４つの形態は、（ｃ）「第３層間接続部４２」の有無に応じて、２つに分岐するが、このいずれの形態であってもよい。なお、上述の第４実施形態では、７．（Ａ）「切欠き部２１０」、（Ｂ）及び（Ｃ）の３つの組み合わせであって、かつ、（ｃ）を含む形態について代表的に説明している。
　ここで、上記４．における（Ａ）「切欠き部２１０」及び（Ｂ）「距離Ｄ」の組み合わせの形態について、一例を挙げて代表的に説明する。
　図４５は、第４実施形態の変形例に係るアンテナモジュール５００の透過斜視図である。図４５に示すアンテナモジュール５００では、図４２に示すアンテナモジュール４００と比較して、遮蔽部４１及び第３層間接続部４２が省略されている。それ以外については、図４２と同じである。
　なお、アンテナモジュール５００において、送信アンテナＴｘ及び受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，Ｒｘおけるそれぞれの第１導体層２１には、Ｘ軸方向で互いに対向する短辺に切欠き部２１０が設けられている。また、ＸＹ方向（平面方向）において、送信アンテナＴｘの中心位置と、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ３、Ｒｘ３の中心位置との間の距離Ｄは、５ｍｍとされている。つまり、距離Ｄは、０．５λ≦Ｄ≦１．５λの条件を満たす。
　図４６は、アンテナモジュール５００のアイソレーション特性を示す図である。図４６において横軸は、アンテナ素子１００において使用される電波の周波数［ＧＨｚ］を示しており、縦軸は、アイソレーション特性［ｄＢ］を示している。なお、縦軸の値［ｄＢ］は、低い方がアイソレーション特性が高いことを意味する。
　また、図４６において、３つのグラフは、それぞれ、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ１のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ１）、送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ２のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ２）、及び送信アンテナＴｘに対する受信アンテナＲｘ３のアイソレーション特性（Ｔｘ→Ｒｘ３）を示している。
　また、図４６の右上には、送信アンテナＴｘによる受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３への影響を可視化するためのマップ（サーモグラフィー形式）が示されている。
　図４６（第４実施形態変形例）と、図４１（第２実施形態）とを比較すると、Ｔｘ→Ｒｘ１のグラフ、Ｔｘ→Ｒｘ２のグラフ、Ｔｘ→Ｒｘ３のグラフは、全体的に下側に下がる傾向となっている。これは、つまり、上記（Ａ）「切欠き部２１０」、（Ｂ）「距離Ｄ」の組み合わせである第４実施形態の変形例では、上記（Ａ）「切欠き部」のみの第２実施形態に比べて、さらにアイソレーション特性が改善されていることを意味している。
　以上の説明では、遮蔽層４１が送信アンテナＴｘの第１導体層２１の周囲を全体的に囲む形態について説明した。一方、遮蔽層４１は、送信アンテナＴｘの第１導体層２１の周囲を部分的に囲むように形成されてもよい。典型的には、遮蔽層４１は、送信アンテナＴｘの第１導体層２１と、受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３の第１導体層２１との間に介在されるように形成されていればよい。
　また、以上の説明では、遮蔽層４１が送信アンテナＴｘ側を囲む場合について説明したが、遮蔽層４２は、受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３を（部分的又は全体的に）囲むように形成されていてもよい。この場合、遮蔽層４１は、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３をまとめて全体的に囲むように形成されていてもよいし、３つの受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３を個別に囲むように形成されていてもよい。
　なお、遮蔽層４１が受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３側に設けられる場合、典型的には、遮蔽層４１に第３層間接続部４２が設けられて、遮蔽層４１がグランド電位に設定される。
　ここで、遮蔽層４１が受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３側に設けられる場合において、遮蔽層４１がグランド電位に設定されない場合、遮蔽層４１が逆にアイソレーション特性に悪影響を与えることが実験結果から分かっている。これは、グランドされていない遮蔽層４１が、受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３の近傍に設けられると、この遮蔽層４１が、送信アンテナＴｘからの電界（電波）の受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３への橋渡し役となってしまうためである。従って、遮蔽層４１が受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２、Ｒｘ３側に設けられる場合、典型的には、遮蔽層４１に第３層間接続部４２が設けられて、遮蔽層４１がグランド電位に設定される。
　なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）平面素子形状の第１導体層と、
　グランド電位に接続される第２導体層と、
　前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、
　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と
　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部と
　を具備するアンテナ素子。
（２）上記（１）に記載のアンテナ素子であって、
　前記第１導体層は、前記第２導体層よりも小さい面積で形成される
　アンテナ素子。
（３）上記（２）に記載のアンテナ素子であって、
　前記第１層間接続部と、前記第１導体層と、前記第２層間接続部とにより形成されるループ長は、使用電波の１波長以下である
　アンテナ素子。
（４）上記（３）に記載のアンテナ素子であって、
　前記ループ長は、使用電波の半波長に相当する大きさである
　アンテナ素子。
（５）上記（２）～（４）のいずれか１つに記載のアンテナ素子であって、
　前記第１導体層の平面形状は、長辺および短辺を有する矩形である
　アンテナ素子。
（６）上記（５）に記載のアンテナ素子であって、
　前記第１導体層は、前記第１層間接続部が接続される第１領域と、前記第２層間接続部が接続される第２領域とを有し、
　前記第１領域および前記第２領域は、前記第１導体層の周縁部から離間して配置される
　アンテナ素子。
（７）上記（６）に記載のアンテナ素子であって、
　前記第１領域と前記第２領域は、前記長辺に平行な方向に配置される
　アンテナ素子。
（８）上記（６）または（７）に記載のアンテナ素子であって、
　前記第１領域と前記第２領域は、前記長辺に平行な方向と交差する方向に配置される
　アンテナ素子。
（９）上記（１）～（８）のいずれか１つに記載のアンテナ素子であって、
　前記誘電体層は、誘電体材料で構成された誘電体基板であり、
　前記第１導体層は、前記誘電体基板の第１主面に形成された金属層であり、
　前記第２導体層は、前記第１主面とは反対側の前記誘電体基板の第２主面に形成された金属層である
　アンテナ素子。
（１０）上記（１）～（９）のいずれか１つに記載のアンテナ素子であって、
　前記第２導体層は、前記第１層間接続部の外径より大きな開口径で形成された開口部を有する
　アンテナ素子。
（１１）上記（１）～（１０）のいずれか１つに記載のアンテナ素子であって、
　前記第１層間接続部および前記第２層間接続部は、前記誘電体層に設けられたスルーホールめっき又は埋込ビアである
　アンテナ素子。
（１２）　平面素子形状の第１導体層と、グランド電位に接続される第２導体層と、前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部と、をそれぞれ有する複数のアンテナ素子を具備し、
　前記複数のアンテナ素子各々の前記第１導体層は、前記誘電体層の一方の表面に配列される
　アンテナアレイ。
（１３）上記（１２）に記載のアンテナアレイであって、
　前記複数のアンテナ素子のうち少なくとも１つは送信用のアンテナ素子であり、他の少なくとも１つは受信用のアンテナ素子である
　アンテナアレイ。
（１４）上記（１３）に記載のアンテナアレイであって、
　前記複数のアンテナ素子は、前記表面上において相互に直交する第１の軸方向および第２の軸方向に沿ってマトリクス状に配列される
　アンテナアレイ。
（１５）上記（１４）に記載のアンテナアレイであって、
　前記第１導体層は、前記第１の軸方向に平行な長辺と、前記第２の軸方向に平行な短辺とを有する矩形の平面形状を有し、
　前記第１の軸方向に配列される２つの前記第１導体層の互いに対向する短辺は、前記２つの第１導体層の間隔を部分的に拡張する切欠き部を有する
　アンテナアレイ。
（１６）上記（１２）～（１５）のいずれか１つに記載のアンテナアレイであって、
　前記複数のアンテナ素子各々の前記第２導体層は、共通の導体層で形成される
　アンテナアレイ。
（１７）上記（１３）～（１６）のうちいずれか１つに記載のアンテナアレイであって、
　前記誘電体層の前記表面において、前記送信用のアンテナ素子の前記第１導体層と、前記受信用のアンテナ素子の前記第１導体層との間に設けられ、前記送信用のアンテナ素子から前記受信用のアンテナへの電界を遮蔽する遮蔽層
　をさらに具備するアンテナアレイ。
（１８）　上記（１７）に記載のアンテナアレイであって、
　前記遮蔽層は、前記誘電体層の前記表面において、前記送信用のアンテナ素子における第１導体層を囲むように環状に形成される
　アンテナアレイ。
（１９）　上記（１７）又は（１８）に記載のアンテナアレイであって、
　前記誘電体層を貫通し前記遮蔽層と前記第２導体層との間を接続する第３層間接続部
　をさらに具備するアンテナアレイ。
（２０）　上記（１９）に記載のアンテナアレイであって、
　前記第３層間接続部は、前記誘電体層に設けられたスルーホールめっき又は埋込ビアである
　アンテナアレイ。
（２１）　上記（１７）～（２０）のうちいずれか１つに記載のアンテナアレイであって、
　前記遮蔽層は、前記誘電体層の前記表面に形成された金属層である
　アンテナアレイ。
（２２）上記（１３）～（２１）のうちいずれか１つに記載のアンテナアレイであって、
　前記複数のアンテナ素子は、１つの送信用のアンテナ素子と、複数の受信用のアンテナ素子とを含み、
　使用電波の波長をλとし、前記１つの送信用のアンテナ素子の中心位置と、前記複数の受信用アンテナ素子の中心位置との間の平面方向での距離をＤとしたとき、０．５λ≦Ｄである
　アンテナアレイ。
（２３）上記（２２）に記載のアンテナアレイであって、
　Ｄ≦１．５λである
　アンテナアレイ。
（２４）　平面素子形状の第１導体層と、
　グランド電位に接続される第２導体層と、
　前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、
　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と、
　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部と
　をそれぞれ有する複数のアンテナ素子と、
　前記複数のアンテナ素子に接続された信号処理回路と
　を具備するアンテナモジュール。
　１０…誘電体層
　１０ａ…第１主面
　１０ｂ…第２主面
　２１…第１導体層
　２２…第２導体層
　２２ａ…開口部
　３１…第１層間接続部
　３２…第２層間接続部
　４１…遮蔽層
　４２…第３層間接続部
　１００，１５１～１５６…アンテナ素子
　２００…アンテナアレイ
　２１０…切欠き部
　３００、４００、５００…アンテナモジュール
　３０１…信号処理回路

Claims (24)

  1. 　平面素子形状の第１導体層と、
    　グランド電位に接続される第２導体層と、
    　前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、
    　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と
    　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部と
    　を具備するアンテナ素子。
  2. 　請求項１に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第１導体層は、前記第２導体層よりも小さい面積で形成される
    　アンテナ素子。
  3. 　請求項２に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第１層間接続部と、前記第１導体層と、前記第２層間接続部とにより形成されるループ長は、使用電波の１波長以下である
    　アンテナ素子。
  4. 　請求項３に記載のアンテナ素子であって、
    　前記ループ長は、使用電波の半波長に相当する大きさである
    　アンテナ素子。
  5. 　請求項２に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第１導体層の平面形状は、長辺および短辺を有する矩形である
    　アンテナ素子。
  6. 　請求項５に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第１導体層は、前記第１層間接続部が接続される第１領域と、前記第２層間接続部が接続される第２領域とを有し、
    　前記第１領域および前記第２領域は、前記第１導体層の周縁部から離間して配置される
    　アンテナ素子。
  7. 　請求項６に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第１領域と前記第２領域は、前記長辺に平行な方向に配置される
    　アンテナ素子。
  8. 　請求項６に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第１領域と前記第２領域は、前記長辺に平行な方向と交差する方向に配置される
    　アンテナ素子。
  9. 　請求項１に記載のアンテナ素子であって、
    　前記誘電体層は、誘電体材料で構成された誘電体基板であり、
    　前記第１導体層は、前記誘電体基板の第１主面に形成された金属層であり、
    　前記第２導体層は、前記第１主面とは反対側の前記誘電体基板の第２主面に形成された金属層である
    　アンテナ素子。
  10. 　請求項１に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第２導体層は、前記第１層間接続部の外径より大きな開口径で形成された開口部を有する
    　アンテナ素子。
  11. 　請求項１に記載のアンテナ素子であって、
    　前記第１層間接続部および前記第２層間接続部は、前記誘電体層に設けられたスルーホールめっき又は埋込ビアである
    　アンテナ素子。
  12. 　平面素子形状の第１導体層と、グランド電位に接続される第２導体層と、前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と、前記誘電体層を貫通し前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部と、をそれぞれ有する複数のアンテナ素子を具備し、
    　前記複数のアンテナ素子各々の前記第１導体層は、前記誘電体層の一方の表面に配列される
    　アンテナアレイ。
  13. 　請求項１２に記載のアンテナアレイであって、
    　前記複数のアンテナ素子のうち少なくとも１つは送信用のアンテナ素子であり、他の少なくとも１つは受信用のアンテナ素子である
    　アンテナアレイ。
  14. 　請求項１３に記載のアンテナアレイであって、
    　前記複数のアンテナ素子は、前記表面上において相互に直交する第１の軸方向および第２の軸方向に沿ってマトリクス状に配列される
    　アンテナアレイ。
  15. 　請求項１４に記載のアンテナアレイであって、
    　前記第１導体層は、前記第１の軸方向に平行な長辺と、前記第２の軸方向に平行な短辺とを有する矩形の平面形状を有し、
    　前記第１の軸方向に配列される２つの前記第１導体層の互いに対向する短辺は、前記２つの第１導体層の間隔を部分的に拡張する切欠き部を有する
    　アンテナアレイ。
  16. 　請求項１２に記載のアンテナアレイであって、
    　前記複数のアンテナ素子各々の前記第２導体層は、共通の導体層で形成される
    　アンテナアレイ。
  17. 　請求項１３に記載のアンテナアレイであって、
    　前記誘電体層の前記表面において、前記送信用のアンテナ素子の前記第１導体層と、前記受信用のアンテナ素子の前記第１導体層との間に設けられ、前記送信用のアンテナ素子から前記受信用のアンテナへの電界を遮蔽する遮蔽層
    　をさらに具備するアンテナアレイ。
  18. 　請求項１７に記載のアンテナアレイであって、
    　前記遮蔽層は、前記誘電体層の前記表面において、前記送信用のアンテナ素子における第１導体層を囲むように環状に形成される
    　アンテナアレイ。
  19. 　請求項１７に記載のアンテナアレイであって、
    　前記誘電体層を貫通し前記遮蔽層と前記第２導体層との間を接続する第３層間接続部
    　をさらに具備するアンテナアレイ。
  20. 　請求項１９に記載のアンテナアレイであって、
    　前記第３層間接続部は、前記誘電体層に設けられたスルーホールめっき又は埋込ビアである
    　アンテナアレイ。
  21. 　請求項１７に記載のアンテナアレイであって、
    　前記遮蔽層は、前記誘電体層の前記表面に形成された金属層である
    　アンテナアレイ。
  22. 　請求項１３に記載のアンテナアレイであって、
    　前記複数のアンテナ素子は、１つの送信用のアンテナ素子と、複数の受信用のアンテナ素子とを含み、
    　使用電波の波長をλとし、前記１つの送信用のアンテナ素子の中心位置と、前記複数の受信用アンテナ素子の中心位置との間の平面方向での距離をＤとしたとき、０．５λ≦Ｄである
    　アンテナアレイ。
  23. 　請求項２２に記載のアンテナアレイであって、
    　Ｄ≦１．５λである
    　アンテナアレイ。
  24. 　平面素子形状の第１導体層と、
    　グランド電位に接続される第２導体層と、
    　前記第１導体層と前記第２導体層との間に設けられた誘電体層と、
    　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層を給電部へ接続する第１層間接続部と、
    　前記誘電体層を貫通し、前記第１導体層と前記第２導体層との間を接続する第２層間接続部と
    　をそれぞれ有する複数のアンテナ素子と、
    　前記複数のアンテナ素子に接続された信号処理回路と
    　を具備するアンテナモジュール。
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