WO2024237348A1

WO2024237348A1 - インターリーブ方式高電圧比双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ

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Publication number: WO2024237348A1
Application number: PCT/JP2024/018569
Authority: WO
Inventors: 智和三島; 慶明頼
Original assignee: Kobe University NUC
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Priority date: 2023-05-18
Filing date: 2024-05-20
Publication date: 2024-11-21
Anticipated expiration: 2025-11-18
Also published as: TW202448100A; JP2024165987A

Abstract

放電モードでの電圧ダブラー特性と、充電モードでの分圧器特性を広範囲に拡張し、広い入力／出力範囲の用途のための電圧変換比の向上という点で優れた性能を有する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを提供する。インターリーブ方式双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、各相のインダクタ電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、充電モードと放電モードのモード毎にそれぞれ制御対象となる一部のスイッチの駆動パルスのオン時比率の上限又は下限のリミットが非対称に設けられ、スイッチングされる。

Description

インターリーブ方式高電圧比双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ

　本発明は、インターリーブ方式の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに関するものである。

　近年アジア諸国では深刻な電力トラブルに見舞われており、消費者は、電気自動車（ＥＶ；Electric Vehicle）を接続する直流マイクログリッド(ＤＣ Micro-Grid)を停電時の潜在的な電源として用いている。この実現には、広範囲の電圧変換比を有する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータが必要である。
　図１２に示すような、太陽光発電（ＰＶ）用パワーコンディショナーや電力系統に電気自動車（ＥＶ）をつなげるＶ２Ｇシステムには、電位差の激しい２つの直流電圧源間で、双方向に電力を伝送できる双方向ＤＣ－ＤＣコンバータが不可欠である。一般に、直流電圧源間の電位差が大きい場合、ＤＣ－ＤＣコンバータを構成する半導体スイッチの耐圧が増加する傾向にあり、高耐圧のパワー半導体素子は電流導通損失が大きいことから、高効率な電力変換効率が達成し難い技術課題がある。

　また、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの電力容量（動作電流）を向上させるため、２相の変換器を間欠駆動（インターリーブ）する回路方式がよく利用されるが、パワー半導体素子の動作責務や回路部品のパラメータのわずかな差異により電流の不均衡が起こりやすく、そのための電流バランス制御を必要とする。ここで、パワー半導体素子のオン時比率が５０％以下という従来技術の制約を受ければ、電流不平衡は解消せず、昇降圧比の制限も受けることから、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの応用先が限定的となる問題がある。
　このような状況下、パワー半導体素子のオン時比率の制約が少なく、かつ、高昇降圧比を実現する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの実用的回路トポロジーを確立することが求められている。

　燃料電池や太陽光発電（ＰＶ）のバッテリなど低電圧のクリーンエネルギー源に、一般的に使用されるコンバータの１つは、インターリーブ方式のバックブースト双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＩＢＤＣ）である。あるシナリオでは、インターリーブ方式の昇降圧双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの高電圧変換比の要件が満たされない可能性があり、そのため、低電圧のクリーンエネルギー源は、ＡＣ主電源または高電圧のＤＣバスに接続された家電製品への電力供給には適していないと言われている。

　また、インターリーブ方式のチャージポンプ双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＩＣＰＢＤＣ；Interleaved Charge-Pump Bidirectional DC-DC Converter）が知られている（非特許文献１）。ＩＣＰＢＤＣは、従来のＩＢＤＣ（Interleaved Bidirectional DC-DC Converter）と比較して、優れた電圧変換比を備えているが、動作中のアンバランスな電流条件により、分圧器特性および電圧ダブラー特性が失われるという重大な問題がある。すなわち、入力電流リプルを効果的に低減し装置容量増にも対応できるメリットを持つ一方、２相スイッチのオン時比率のリミット値がともに０．５であることが条件となる（降圧動作は０．５以下、昇圧動作は０．５以上）。本明細書では、このオン時比率の条件をＦＤＣＬ（Fixed Duty Cycle Limit )と称す。このため、降圧動作では主となるスイッチのオン時比率が０．５以上の領域となり、昇圧動作では０．５以下の領域では２相電流のバランスが崩れ、高降圧および高昇圧特性が失われてしまう。

　かかる問題に対処するために、広範囲のＤＣバス電圧動作とインダクタ電流の平衡化を可能にするＩＣＰＢＤＣの新たな提案が求められている。

特表２０１１－５０４３５６号公報再表２０１８／０６６４４４号公報

C. M. Lai, "Development of a Novel Bidirectional DC/DC Converter Topology with High Voltage Conversion Ratio for Electric Vehicles and DC-Microgrids", Energies, Vol. 9, No. 6, pp.410:1-25, June 2016.

　かかる状況に鑑みて、本発明は、降圧，昇圧の各動作に応じて２つの主スイッチのオン時比率を非対称かつ調整範囲に制限をつけることにより、２相インダクタ電流のバランスをとって、その結果、電圧変換比を改善することを図る。
　すなわち、本発明は、ＩＣＰＢＤＣにおける動作中のアンバランスな電流条件により、分圧器特性および倍電圧特性が失われるといった問題を解決すべく、放電モードでの電圧ダブラー特性と、充電モードでの分圧器特性を広範囲に拡張し、広い入力／出力範囲の用途のための電圧変換比の向上という点で優れた性能を有する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

　上記課題を解決すべく、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、インターリーブ方式双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、各相のインダクタ電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、充電モードと放電モードのモード毎にそれぞれ制御対象となる一部のスイッチの駆動パルスのオン時比率の上限又は下限のリミットが非対称に設けられ、スイッチングされることを特徴とする。

　各相のインダクタ電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、充電モードと放電モードのモード毎にそれぞれ制御対象となる一部のスイッチの駆動パルスのオン時比率の上限又は下限のリミットを設けることにより、放電モードでの電圧ダブラー特性と、充電モードでの分圧器特性を広範囲に拡張し、広い入力／出力範囲の用途のための電圧変換比を向上する。
　すなわち、本発明は、ＩＣＰＢＤＣにおいて、充電モードと放電モードのモード毎にそれぞれ制御対象となる一部のスイッチの駆動パルスのオン時比率の上限又は下限のリミットを設けるといったシンプルなデューティ制限制御を提案する。これにより、自動電流バランス、低導通損失、低スイッチストレス、高速過渡応答、および高電力密度が実現できることから、理想的なソリューションを提供することになる。

　本発明は、ＩＣＰＢＤＣにおけるパワー半導体素子のスイッチ駆動の制御ロジックを工夫するものであるため、電源工場による大量生産に適したＩＣＰＢＤＣに、さらなる追加のハードウェアは必要なく、低コストのアナログ制御回路またはデジタル制御プロセッサを用いて、シンプルなデューティ制限制御ロジックを実装することができる。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータでは、上記のＤＣ－ＤＣコンバータの回路は、第１の低圧ＤＣ電源と第２の高圧ＤＣ電源の間に設けられ、下記ａ）～ｉ）を備える。そして、駆動回路が、第１のインダクタ（Ｌ_１）電流と第２のインダクタ（Ｌ_２）電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の上限リミットと、第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の下限リミットとが設けられる。

ａ）第１の低圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｌ）。
ｂ）第２の高圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｈ）。
ｃ）第１の低圧ＤＣ電源の正端子側に並列接続された２つの第１及び第２のインダクタ（Ｌ_１，Ｌ_２）。
ｄ）第１のインダクタ（Ｌ_１）に直列接続された第２のスイッチ（Ｑ_２）。
ｅ）第２のスイッチ（Ｑ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の正端子の間に接続された第１のスイッチ（Ｑ_１）。
ｆ）第１のインダクタ（Ｌ_１）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続された第３のスイッチ（Ｑ_３）。
ｇ）第２のインダクタ（Ｌ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続された第４のスイッチ（Ｑ_４）。
ｈ）第１及び第２のスイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）の接続点と、第２のインダクタ（Ｌ_２）と第４のスイッチ（Ｑ_４）の接続点の間に接続されたチャージポンプ（Ｃ_Ｂ）。
ｉ）第１乃至第４のスイッチを制御する駆動回路。

　ここで、充電モードと放電モードのモード毎にそれぞれ制御対象となるスイッチは、充電モードでは第１及び第２のスイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）であり、放電モードでは第３及び第４のスイッチ（Ｑ_３，Ｑ_４）である。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ１）と第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ４）は、充電モードと放電モードによらず共通で、それぞれ、０＜Ｄ_Ｑ１≦０．５，０＜Ｄ_Ｑ４≦０．５であり、また、第２のスイッチ（Ｑ_２）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ２）と第３のスイッチ（Ｑ_３）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ３）は、充電モードと放電モードによらず共通で、それぞれ、０＜Ｄ_Ｑ１＜１，０＜Ｄ_Ｑ４＜１である。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおける駆動回路は、第１のスイッチ（Ｑ_１）と第４のスイッチ（Ｑ_４）、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）と第３のスイッチ（Ｑ_３）を、それぞれ相補的に動作し、第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率と第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率の合計、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率の合計は、共に１である。そして、充電モード時は、下記１）とし、かつ、放電モード時は、下記２）とする。
　１）充電モード時、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５未満である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）と第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率は同一とし、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５以上である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率は０．５に固定する。
　２）放電モード時、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５未満である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率は０．５に固定し、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５以上である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率は同一とする。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、第２の高圧ＤＣ電圧に対する第１の低圧ＤＣ電圧比は、充電モード時、第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率（Ｄ_Ｑ１）と第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率（Ｄ_Ｑ２）の積である。すなわち、電圧比＝第１の低圧ＤＣ電圧／第２の高圧ＤＣ電圧＝Ｄ_Ｑ１×Ｄ_Ｑ２である。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、第２の高圧ＤＣ電圧に対する第１の低圧ＤＣ電圧比は、放電モード時、値１から第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率を減算した値と、値１から第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率を減算した値との積の逆数である。すなわち、電圧比＝第１の低圧ＤＣ電圧／第２の高圧ＤＣ電圧＝１／（１－Ｄ_Ｑ３）・（１－Ｄ_Ｑ４）である。

　次に、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法について説明する。
　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、上記ａ）～ｉ）を備えるインターリーブ方式双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路の制御方法であって、第１のインダクタ（Ｌ_１）電流と第２のインダクタ（Ｌ_２）電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の上限リミットと、第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の下限リミットとが設けられ、充電モード時に制御対象となる第１のスイッチ（Ｑ_１）と放電モード時に制御対象となる第４のスイッチ（Ｑ_４）をスイッチングする。

　ここで、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおける駆動回路の制御は、以下のＳ１～Ｓ４のステップを備える。
　Ｓ１）第１のスイッチ（Ｑ_１）と第４のスイッチ（Ｑ_４）、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）と第３のスイッチ（Ｑ_３）を、それぞれ相補的に動作するステップ。
　Ｓ２）第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率と第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率の合計、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率の合計は、共に１とするステップ。
　Ｓ３）充電モード時に、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５未満である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）と第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率は同一とし、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５以上である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率は０．５に固定するステップ。
　Ｓ４）放電モード時に、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５未満である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率は０．５に固定し、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５以上である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率は同一とするステップ。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータによれば、放電モードでの電圧ダブラー特性と、充電モードでの分圧器特性を広範囲に拡張し、広い入力／出力範囲の用途のための電圧変換比の向上という点で優れた性能を有するといった効果がある。
　また、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータによれば、自動電流バランス、低導通損失、低スイッチストレス、高速過渡応答、および高電力密度を実現できるといった効果がある。

双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの概要図双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成図本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの駆動回路の制御ブロック図従来のＩＢＤＣおよびＩＣＰＢＤＣの降圧／昇圧の電圧変換比を示すグラフ本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの降圧／昇圧の電圧変換比を示すグラフ充電モードでのＩＣＰＢＤＣの遷移等価回路図放電モードでのＩＣＰＢＤＣの遷移等価回路図本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの典型的なスイッチ駆動パルスのパターン充電モードにおけるスイッチ駆動パルスのパターン１充電モードにおけるスイッチ駆動パルスのパターン２放電モードにおけるスイッチ駆動パルスのパターン１放電モードにおけるスイッチ駆動パルスのパターン２従来のＩＣＰＢＤＣの制御方法と本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法を用いた降圧動作の実測波形を示すグラフ本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法の電圧変換効率を示すグラフ電気自動車（ＥＶ）や太陽光発電（ＰＶ）を接続する直流マイクログリッドシステムの構成図

　以下、本発明の実施形態の一例を、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。

　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１の概要図を図１に示す。ここでは、バッテリＶ_ｂａｔを低圧側、ＤＣバスＶ_ｂｕｓを高圧側とし、Ｖ_ｂｕｓからＶ_ｂａｔへの電力伝送を充電モード（降圧動作）とし、Ｖ_ｂａｔからＶ_ｂｕｓへの電力伝送を放電モード（昇圧動作）とする。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、電気自動車(Electric Vehicle)が接続される直流マイクログリッド(Direct Current Micro-Grid)用のチャージポンプ双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（ＩＣＰＢＤＣ）のトポロジーの回路で構成される。図２は、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成を示す。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、図２に示すように、第１の低圧ＤＣ電源と第２の高圧ＤＣ電源の間に設けられ、第１の低圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｌ）と第２の高圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｈ）と、第１の低圧ＤＣ電源の正端子側に並列接続された２つの第１及び第２のインダクタ（Ｌ_１，Ｌ_２）と、第１～第４のスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４）と、チャージポンプ（Ｃ_Ｂ）と、第１～第４のスイッチを制御する駆動回路で構成される。
　第２のスイッチ（Ｑ_２）は、第１のインダクタ（Ｌ_１）に直列接続され、第１のスイッチ（Ｑ_１）は、第２のスイッチ（Ｑ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の正端子の間に接続される。
　第３のスイッチ（Ｑ_３）は、第１のインダクタ（Ｌ_１）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続され、第４のスイッチ（Ｑ_４）は、第２のインダクタ（Ｌ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続される。
　チャージポンプ（Ｃ_Ｂ）は、第１及び第２のスイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）の接続点と、第２のインダクタ（Ｌ_２）と第４のスイッチ（Ｑ_４）の接続点の間に接続される。
　ここで、充電モードと放電モードのモード毎にそれぞれ制御対象となるスイッチは、充電モードでは第１及び第２のスイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）であり、放電モードでは第３及び第４のスイッチ（Ｑ_３，Ｑ_４）である。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおける駆動回路は、第１のインダクタ（Ｌ_１）電流と第２のインダクタ（Ｌ_２）電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の上限リミットと、第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の下限リミットとが設けられる。より具体的には、駆動回路は、図３に示す制御ロジックで動作する。
　すなわち、第１のインダクタ（Ｌ_１）電流と第２のインダクタ（Ｌ_２）電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ１）と第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ４）は、充電モードと放電モードによらず共通で、それぞれ、０＜Ｄ_Ｑ１≦０．５，０＜Ｄ_Ｑ４≦０．５であり、第２のスイッチ（Ｑ_２）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ２）と第３のスイッチ（Ｑ_３）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ３）は、充電モードと放電モードによらず共通で、それぞれ、０＜Ｄ_Ｑ１＜１，０＜Ｄ_Ｑ４＜１である。
　下記表１は、駆動回路の動作モードの各スイッチのスイッチ駆動パルスのオン時比率の範囲を纏めたものである。また、下記表２は、動作モード毎の制御対象のスイッチの制御スキームを纏めたものである。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータでは、従来のＩＢＤＣおよびＩＣＰＢＤＣの降圧および昇圧の電圧変換比(ＶＣＲ；Voltage Conversion Ratio)を改善するものである。図４－１に従来のＩＢＤＣおよびＩＣＰＢＤＣの降圧および昇圧の電圧変換比(ＶＣＲ)を示す。上述のオン時比率の条件であるＦＤＣＬを適用したＩＣＰＢＤＣの重要な技術課題は、パワー半導体スイッチのオン時比率が制限されることで、ＤＣバス電圧の制御範囲が大きく制限されることである。
　すなわち、充電モード（降圧動作）ではオン時比率が０．５以下，放電モード（昇圧動作）ではオン時比率が０．５以上の領域に限定されるため、その結果、ＩＣＰＢＤＣが広いＤＣバス電圧に対応した動作が制限されることになる。

　この対策として、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータでは、ＩＣＰＢＤＣを構成するパワー半導体スイッチの駆動回路において、デューティサイクル制限値制御（Duty Limit Control；以下、「ＤＬＣ」という。）を実装することによって、広範囲のＤＣバス電圧制御を実現する。上述のＤＬＣの実装により、ＩＣＰＢＤＣのインダクタ電流は平衡を実現することができ、放電モードでの高昇圧比特性および充電モードでの高降圧比特性を、図４－２に示す降圧および昇圧の電圧変換比(ＶＣＲ)のように改善し、理論上、全範囲に拡大することができる。

　次に、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの動作モードについて説明する。
　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータでは、図２の回路構成に示すとおり、アクティブスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４），チャージポンプ（Ｃ_Ｂ），低圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｌ），及び高圧ＤＣ電源側フィルキャパシタ（Ｃ_Ｈ）を含む。これらはすべて理想素子であるとし、２つのインダクタンス電流（ｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２）は連続電流モードで動作すると仮定する。さらに、すべてのキャパシタの容量は十分大きく、電圧変動を無視できるものとする。
　以下の解析は、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの駆動回路においてＤＬＣを実装することにより、充電モード（降圧動作）におけるスイッチＱ_２のオン時比率Ｄ_Ｑ２＞０．５、放電モード（昇圧動作）においてはスイッチＱ_３のオン時比率Ｄ_Ｑ３＞０．５に焦点を当てる。

＜充電モード（降圧動作）＞
　充電モードでのＩＣＰＢＤＣの遷移等価回路を、図５（１）～（４）を参照して説明する。
（１－１）ＣＭ１：スイッチＱ_１とＱ_２が開き、スイッチＱ_３とＱ_４が閉じる（図５（１）参照）。２相のインダクタＬ_１，Ｌ_２電圧とポンプキャパシタＣ_Ｂ電流は、それぞれ下記の式１で表される。

（１－２）ＣＭ２：スイッチＱ_１とＱ_３が開き、スイッチＱ_２とＱ_４が閉じる（図５（２）参照）。インダクタＬ_１，Ｌ_２電圧と、Ｃ_Ｂ電流はそれぞれ下記の式２で表される。

（１－３）ＣＭ３：上述のＣＭ１と同様に、スイッチＱ_１とＱ_２が開き、スイッチＱ_３とＱ_４が閉じる（図５（３）参照）。２相のインダクタＬ_１，Ｌ_２電圧とポンプキャパシタＣ_Ｂ電流は、それぞれ上記の式１で表される。

（１－４）ＣＭ４：スイッチＱ_２とＱ_４が開き、スイッチＱ_１とＱ_３が閉じる（図５（４）参照）。電圧とコンデンサ電流は下記の式３で表される。

　充電モードでは、電圧－時間積の平衡条件に基づき、電圧変換比とチャージポンプ電圧は下記の式４で定義され、また、電流－時間積の平衡条件に基づき、インダクタンス電流（ｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２）は下記の式５で定義される。

＜放電モード（昇圧動作）＞
　放電モードでのＩＣＰＢＤＣの遷移等価回路を、図６（１）～（４）を参照して説明する。
（２－１）ＤＭ１：スイッチＱ_２とＱ_４が開き、スイッチＱ_１とＱ_３が閉じる（図６（１）参照）。インダクタンス電圧とコンデンサ電流は、それぞれ下記の式６で表される。

（２－２）ＤＭ２：スイッチＱ_１とＱ_２が開き、スイッチＱ_３とＱ_４が閉じる（図６（２）参照）。インダクタンス電圧とコンデンサ電流は、それぞれ下記の式７で表される。

（２－３）ＤＭ３：スイッチＱ_１とＱ_３が開き、スイッチＱ_２とＱ_４が閉じる（図６（３）参照）。インダクタンス電圧とコンデンサ電流は、それぞれ下記の式８で表される。

（２－４）ＤＭ４：上述のＤＭ２と同様に、スイッチＱ_１とＱ_２が開き、スイッチＱ_３とＱ_４が閉じる（図６（４）参照）。インダクタンス電圧とコンデンサ電流は、それぞれ上記の式７で表される。

　放電モードでは、電圧－時間積の平衡条件に基づき、電圧変換比とチャージポンプ電圧は下記の式９で定義され、また、電流－時間積の平衡条件に基づき、インダクタンス電流（ｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２）は下記の式１０で定義される。

　次に、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおける駆動回路に実装する制御ロジックについて説明する。前述したとおり、第１のインダクタ（Ｌ_１）電流と第２のインダクタ（Ｌ_２）電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の上限リミットと、第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の下限リミットと設定する。
　すなわち、図３に示したように、２相インダクタ電流の合成電流を検出し、その基準値と付き合わせした後に、比例・積分（ＰＩ）器を通し、リミット回路を介した後に、降圧・昇圧に応じてスイッチＱ_１～Ｑ_４へのスイッチ駆動パルスのオン時比率を決定する。２相インダクタ電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、充電モードと放電モードのオン時比率を非対称に制御することにより、２相インダクタ電流の平衡が実現し、かつオン時比率の幅を広げることで、より広い電圧変動にも対応することができる。
　Ｖ_ｏ基準値は動作モードに応じて、Ｖ_ｏとＶ_{ｏ，ｒｅｆ}で切り替わる。ｉ_{Ｌｔ，ｒｅｆ}は電圧誤差のＰＩ制御により生成される。ｉ_{Ｌｔ，ｒｅｆ}の値と入力電流ｉ_Ｌｔ（２相インダクタ電流の合成値）との誤差をＰＩ制御器により演算し、ＰＩ制御器を経てモード別に決まるスイッチのオン時比率を決定する。ここで、Ｖ_ｃｏｎは電圧・電流制御ループから算出されるスイッチオン時比率制御量であり、また、Ｖ_ｃｏｎ,cは充電モードのときのスイッチオン時比率制御量、Ｖ_{ｃｏｎ,ｄ}は放電モードのときのスイッチオン時比率制御量である。Ｖ_tri,cとＶ_tri,dは同一三角波、Ｖ_tri,cJとＶ_tri,dJは同一の三角波である。互いに位相が１８０°異なる。モードセレクタにより、充電モードと放電モードに対応したスイッチ駆動パルスパターンを生成する。

　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの典型的なスイッチ駆動パルスのパターンを図７に示す。図７（１）は充電モードのスイッチ駆動パルスのパターンであり、図７（２）は放電モードのスイッチ駆動パルスのパターンである。充電モードにおいて、オン時比率Ｄ_Ｑ１, Ｄ_Ｑ２は上限値を非対称に制御する。一方、放電モードでは、オン時比率Ｄ_Ｑ３, Ｄ_Ｑ４は上限値を非対称に制御する。いずれのモードもスイッチＱ_１とＱ_４は相補的に、また、スイッチＱ_２とＱ_３は相補的に動作する。
　図８－１は、充電モードでスイッチＱ_１，Ｑ_２のオン時比率０．５以下の場合の各部の動作波形を示す。インダクタ電流ｉ_Ｌ１はスイッチＱ_２のオン区間で線形上昇の特性を有し、インダクタ電流ｉ_Ｌ２はスイッチＱ_１のオン区間で線形上昇の特性を有する。各スイッチのオフ電圧は、別途式で定義したとおりのオフ電圧である。
　また、図８－２は、充電モードでスイッチＱ_２のオン時比率が０．５を超える場合の動作波形である。本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの駆動回路におけるデューティ制限制御方法に従い、スイッチＱ_１は０．５に制限されており、非対称のオン時比率となる。
　図９－１は、放電モードでの各部の動作波形であり、スイッチＱ_３，Ｑ_４はオン時比率０．５を超えたと共に同一のオン時比率を持つ。インダクタ電流ｉ_Ｌ２はスイッチＱ_４がオン時に電流が線形上昇し、インダクタ電流ｉ_Ｌ１はスイッチＱ_３がオン時に電流が線形上昇し、各インダクタにエネルギーが蓄積する。スイッチＱ_４と相補的に動作するスイッチＱ_１がオン時のインダクタ電流ｉ_Ｌ２は線形下降し、インダクタＬ_２に蓄積された電磁エネルギーをＶ_ｂｕｓ側へ放出して昇圧動作となる。スイッチＱ_３と相補的に動作するスイッチＱ_２がオン時のインダクタ電流ｉ_Ｌ１は線形下降し、インダクタＬ_１に蓄積された電磁エネルギーをＶ_ｂｕｓ側へ放出して昇圧動作となる。
　また、図９－２は、放電モードでの各部の動作波形であり、スイッチＱ_３はオン時比率０．５より小さく、スイッチＱ_４はオン時比率０．５に制限されているパターンである。インダクタ電流ｉ_Ｌ２はスイッチＱ_４がオン時に電流が線形上昇し、インダクタ電流ｉ_Ｌ１はスイッチＱ_３がオン時に電流が線形上昇しており、各インダクタにエネルギーが蓄積する。スイッチＱ_４と相補的に動作するスイッチＱ_１がオン時のインダクタ電流ｉ_Ｌ２は線形下降し、インダクタＬ_２に蓄積された電磁エネルギーをＶ_ｂｕｓ側へ放出して昇圧動作となる。スイッチＱ_３と相補的に動作するスイッチＱ_２がオン時のインダクタ電流ｉ_Ｌ１は線形下降し、インダクタＬ_１に蓄積された電磁エネルギーをＶ_ｂｕｓ側へ放出して昇圧動作となる。各スイッチのオフ電圧は別途式で定義したとおりのオフ電圧である。

＜充電モード＞
　制御出力がＤ_Ｑ２＜０．５である場合、スイッチ制御信号Ｄ_Ｑ１＝Ｄ_Ｑ２となり、制御出力がＤ_Ｑ２＞０．５である場合、制御信号Ｄ_Ｑ１＝０．５となる。すなわち、下記の式１１に、上記の式４と式５をそれぞれ代入し、電圧利得は、下記の式１２のとおり表される。

　また、チャージポンプキャパシタ電圧Ｖ_ＣＢは、下記の式１３のとおり定義され、インダクタンス電流（ｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２）は、下記の式１４のとおり定義される。また、各スイッチの電圧ストレスは、下記の式１５のとおり定義される。

＜放電モード＞
　制御出力がＤ_Ｑ３＜０．５である場合、スイッチ制御信号Ｄ_Ｑ４＝０．５となり、制御出力がＤ_Ｑ３＞０．５である場合、制御信号Ｄ_Ｑ４＝Ｄ_Ｑ３となる。すなわち、下記の式１６に、上記の式９と式１０をそれぞれ代入し、ＤＣ電圧比は、下記の式１７のとおり表される。

　また、チャージポンプキャパシタ電圧Ｖ_ＣＢは、下記の式１８のとおり定義され、インダクタンス電流（ｉ_Ｌ１，ｉ_Ｌ２）は、下記の式１９のとおり定義される。また、各スイッチの電圧ストレスは、下記の式２０のとおり定義される。

　次に、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの駆動回路に実装するＤＬＣの有効性を示すため、５００ＷのＩＣＰＢＤＣプロトタイプを用いた評価結果について説明する。
　入力電圧６０Ｖに対する従来のＩＣＰＢＤＣの制御方法と本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法を用いた降圧動作の実測波形を図１０に比較して示す。オン時比率の上限値を固定した図１０（１）では、２つのインダクタ電流の平均値が不均衡となるのに対して、本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法による動作波形の図１０（２）では、２つのインダクタ電流の平均値は、ほぼ等しく平衡が保たれることがわかる。

　ＤＣバス電圧が２００Ｖおよび３８０Ｖの場合における本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの電圧変換効率について、充電モードでの実測結果を図１１（１）、放電モードでの実測結果を図１１（２）にそれぞれ示す。２００ＶのＤＣバス電圧では、充電モードと放電モードでのコンバータの最高効率はそれぞれ９７．５１％と９７．５％が得られる結果となった。一方、３８０ＶのＤＣバス電圧においては、充電モードと放電モードでのコンバータの最大効率はそれぞれ９６．７４％と９６．８７％となった。これにより、ＤＣバスラインの変動に対しても、高効率の電力変換を実現することが明らかとなった。なお、効率測定時のＶ_ｂａｔはすべて６０Ｖ一定としている。
　本発明の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法は、インダクタ電流のバランス化、動作範囲全体にわたって出力電圧を調整できることがわかった。

（その他の実施例）
　上述の実施例１では、２相のインターリーブ方式双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを例に挙げて説明したが、２相に限定されず、インダクタを介して３相へ拡張可能である。

　本発明は、太陽光発電、燃料電池、電池の用途、ならびに、電源および無停電電源装置（ＵＰＳ）システムの統合を含む、クリーンエネルギー産業において有用である。

　１　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ
　２　駆動回路
　３　モードセレクタ

Claims

　インターリーブ方式双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、
各相のインダクタ電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、充電モードと放電モードのモード毎にそれぞれ制御対象となる一部のスイッチの駆動パルスのオン時比率の上限又は下限のリミットが非対称に設けられ、スイッチングされることを特徴とする双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記ＤＣ－ＤＣコンバータの回路は、
　第１の低圧ＤＣ電源と第２の高圧ＤＣ電源の間に設けられ、
　第１の低圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｌ）と、
　第２の高圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｈ）と、
　第１の低圧ＤＣ電源の正端子側に並列接続された２つの第１及び第２のインダクタ（Ｌ_１，Ｌ_２）と、
　第１のインダクタ（Ｌ_１）に直列接続された第２のスイッチ（Ｑ_２）と、
　第２のスイッチ（Ｑ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の正端子の間に接続された第１のスイッチ（Ｑ_１）と、
　第１のインダクタ（Ｌ_１）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続された第３のスイッチ（Ｑ_３）と、
　第２のインダクタ（Ｌ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続された第４のスイッチ（Ｑ_４）と、
　第１及び第２のスイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）の接続点と、第２のインダクタ（Ｌ_２）と第４のスイッチ（Ｑ_４）の接続点の間に接続されたチャージポンプ（Ｃ_Ｂ）と、
　第１乃至第４のスイッチを制御する駆動回路、
を備え、
　前記駆動回路は、
　第１のインダクタ（Ｌ_１）電流と第２のインダクタ（Ｌ_２）電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の上限リミットと、第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の下限リミットとが設けられる、請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ１）と第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ４）は、充電モードと放電モードによらず共通で、それぞれ、０＜Ｄ_Ｑ１≦０．５，０＜Ｄ_Ｑ４≦０．５であり、
　第２のスイッチ（Ｑ_２）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ２）と第３のスイッチ（Ｑ_３）のスイッチ駆動パルスのオン時比率（Ｄ_Ｑ３）は、充電モードと放電モードによらず共通で、それぞれ、０＜Ｄ_Ｑ１＜１，０＜Ｄ_Ｑ４＜１である、請求項２に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　前記駆動回路は、
　第１のスイッチ（Ｑ_１）と第４のスイッチ（Ｑ_４）、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）と第３のスイッチ（Ｑ_３）を、それぞれ相補的に動作し、
　第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率と第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率の合計、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率の合計は、共に１であり、
　充電モード時、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５未満である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）と第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率は同一とし、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５以上である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率は０．５に固定する、
　及び、
　放電モード時、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５未満である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率は０．５に固定し、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５以上である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率は同一とする、請求項２に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　第２の高圧ＤＣ電圧に対する第１の低圧ＤＣ電圧比は、充電モード時、第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率と第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率の積である、請求項３又は４に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　第２の高圧ＤＣ電圧に対する第１の低圧ＤＣ電圧比は、放電モード時、値１から第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率を減算した値と、値１から第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率を減算した値との積の逆数である、請求項３又は４に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
　第１の低圧ＤＣ電源と第２の高圧ＤＣ電源の間に設けられ、
　第１の低圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｌ）と、
　第２の高圧ＤＣ電源側フィルタキャパシタ（Ｃ_Ｈ）と、
　第１の低圧ＤＣ電源の正端子側に並列接続された２つの第１及び第２のインダクタ（Ｌ_１，Ｌ_２）と、
　第１のインダクタ（Ｌ_１）に直列接続された第２のスイッチ（Ｑ_２）と、
　第２のスイッチ（Ｑ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の正端子の間に接続された第１のスイッチ（Ｑ_１）と、
　第１のインダクタ（Ｌ_１）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続された第３のスイッチ（Ｑ_３）と、
　第２のインダクタ（Ｌ_２）と第２の高圧ＤＣ電源の負端子との間に接続された第４のスイッチ（Ｑ_４）と、
　第１及び第２のスイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）の接続点と、第２のインダクタ（Ｌ_２）と第４のスイッチ（Ｑ_４）の接続点の間に接続されたチャージポンプ（Ｃ_Ｂ）と、
　第１乃至第４のスイッチを制御する駆動回路、
を備えるインターリーブ方式双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの回路の制御方法であって、
　第１のインダクタ（Ｌ_１）電流と第２のインダクタ（Ｌ_２）電流の合成値と基準値との誤差の増幅値に対して、第１のスイッチ（Ｑ_１）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の上限リミットと、第４のスイッチ（Ｑ_４）のスイッチ駆動パルスのオン時比率の下限リミットとが設けられ、充電モード時に制御対象となる第１及び第２のスイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）と放電モード時に制御対象となる第３及び第４のスイッチ（Ｑ_３，Ｑ_４）をスイッチングする、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法。
　前記駆動回路の制御は、
　第１のスイッチ（Ｑ_１）と第４のスイッチ（Ｑ_４）、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）と第３のスイッチ（Ｑ_３）を、それぞれ相補的に動作するステップと、
　第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率と第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率の合計、及び、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率の合計は、共に１とするステップと、
　充電モード時に、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５未満である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）と第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率は同一とし、第２のスイッチ（Ｑ_２）のオン時比率が０．５以上である場合には、第１のスイッチ（Ｑ_１）のオン時比率は０．５に固定するステップと、
　放電モード時に、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５未満である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）のオン時比率は０．５に固定し、第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率が０．５以上である場合には、第４のスイッチ（Ｑ_４）と第３のスイッチ（Ｑ_３）のオン時比率は同一とするステップを備える、請求項７に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの制御方法。