WO2024124266A1 - Verfahren zur regelung eines technischen systems - ausgangsgrössenmodell - Google Patents

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WO2024124266A1
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    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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    • G05B13/02—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric
    • G05B13/04—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators
    • G05B13/048—Adaptive control systems, i.e. systems automatically adjusting themselves to have a performance which is optimum according to some preassigned criterion electric involving the use of models or simulators using a predictor
    • G—PHYSICS
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    • G05B17/00—Systems involving the use of models or simulators of said systems
    • G05B17/02—Systems involving the use of models or simulators of said systems electric

Definitions

  • the present invention relates to a method for controlling a technical system with n state variables, at least one input variable acting on the technical system and influencing the temporal behavior of the n state variables, an output variable to be controlled and at least one disturbance variable acting on the system and influencing the temporal behavior of the output variable, wherein a mathematical state model is specified to describe the temporal change of the n state variables and wherein a controller determines a manipulated variable in predetermined control time steps from a control error which describes a deviation between a predetermined reference variable and the output variable, which manipulated variable is specified to the technical system as an input variable in order to regulate the output variable to the reference variable.
  • disturbance variables can affect a technical system to be controlled in different ways.
  • disturbance variables that affect the input, the output or the state of the system to be controlled (input disturbance, output disturbance, state disturbance).
  • input disturbance, output disturbance, state disturbance In addition to input, output and state disturbances, there are a number of other disturbances relevant to control engineering that can arise, for example, from model errors or parameter uncertainties.
  • disturbance and disturbance variable are used synonymously in the following explanations.
  • a “technical system” is understood to mean a system (device, system, device, machine, object, test bench, actuator, inverter, converter, DC-DC converter, DC/DC converter, etc.) that can be influenced by at least one input variable.
  • At least one input variable By influencing the at least one input variable, at least one state variable and/or at least one output variable of the technical system is influenced.
  • An output variable is typically a measurable or measured variable and is usually a variable that is to be regulated by the control system, for example a load current or a load voltage or another current or another voltage in a DC/DC converter.
  • "Regulating" means that the output variable is adjusted to a predetermined reference variable of the control system at any time or at any control time step.
  • a state variable is typically an internal variable of the technical system that is often not measurable or not measured, for example currents and/or voltages in the example of a DC/DC converter.
  • the input variable acts on the system via an actuator.
  • technical system whereby the actuator is of course dependent on the type of input variable.
  • the controller of the technical system determines a manipulated variable with which the actuator is controlled, for example, in the case of a DC/DC converter, a PWM pattern for switching semiconductor switches in the DC/DC converter or switching pulses.
  • a classic method is the so-called disturbance compensation, in which, to put it simply, a control variable determined by a controller is superimposed with a suitable compensation variable in order to (at least partially) compensate for the effect of the disturbance.
  • the compensation variable is typically derived from the disturbance. If, for example, an input disturbance affects the input of the system to be controlled, it is often sufficient to subtract the value of the input disturbance from the control variable determined by the controller in order to (at least largely) compensate for the effect of the input disturbance. In the case of disturbances affecting the state (state disturbances) or the output (output disturbance), however, it may be necessary to take into account the transfer behavior of the system to be controlled (i.e. how the input affects the output or the state) when determining a compensation variable.
  • a problem that has received a lot of attention in this context is the question of how to enable a disturbance feedforward control even in scenarios in which a disturbance cannot be measured directly and is therefore unknown.
  • Various approaches are known to solve this problem, with the disturbance observation method in particular proving to be a universally applicable and often particularly precise approach.
  • an estimator in control engineering and subsequently referred to as an "observer” or specifically as a “disturbance observer"
  • an estimator in control engineering and subsequently referred to as an "observer” or specifically as a “disturbance observer”
  • it can be advantageous or even necessary to determine an estimate of the disturbance e.g. because the measurement of the disturbance is delayed or distorted due to dirt effects that occur in practice.
  • control accuracy evaluates the deviation or control error between a variable to be controlled, usually an output variable of the system to be controlled, and a reference variable specified for this variable to be controlled (a specified setpoint).
  • a high control accuracy stands for a low, ideally negligible, control error.
  • disturbances are often a major cause of inadequate control accuracy.
  • the shifted variable "output variable plus output disturbance” is controlled instead of the actual output variable to be controlled, which results in a deviation between the actual output variable and the reference variable by the amount of the output disturbance.
  • this is referred to as an "offset".
  • Real-time capability means that the manipulated variables can be determined by the controller within a specified time period.
  • the independent claims describe a method for controlling a technical system and a technical system.
  • the invention assumes a technical system with n state variables, with at least one input variable acting on the technical system and influencing the temporal behavior of the n state variables, an output variable to be controlled and at least one disturbance variable acting on the system and influencing the temporal behavior of the output variable.
  • n state variables With at least one input variable acting on the technical system and influencing the temporal behavior of the n state variables, an output variable to be controlled and at least one disturbance variable acting on the system and influencing the temporal behavior of the output variable.
  • a mathematical state model is specified to describe the temporal change of the n state variables.
  • a controller determines a manipulated variable in specified control time steps from a control error that describes a deviation between the reference variable and the output variable, which is then specified to the technical system as an input variable for control.
  • the mathematical state model is expanded to form an output state model by an output variable model that describes the temporal behavior of the output variable influenced by the at least one disturbance variable.
  • the output variable model has a dynamic component that depends on the output variable and an error component that depends on the output disturbance.
  • a current disturbance variable estimate for the at least one disturbance variable is determined using a state observer designed on the basis of the output state model.
  • the determined disturbance variable estimate is also fed to the controller during the current control time step, so that the controller can take the disturbance variable estimate into account when determining a current manipulated variable.
  • the method according to the invention allows model-based observation or estimation and/or model-based control to be used in situations in which the use of model-based concepts is otherwise difficult.
  • Reasons for making it difficult to use a model-based concept can be that the dynamic behavior of an output variable to be controlled is strongly influenced by disturbances, or that the dynamics of an output variable to be controlled are unknown or change very quickly.
  • the dynamic component is designed to be exclusively dependent on the output variable and that the error component is designed to be exclusively dependent on the at least one disturbance variable.
  • the variables influencing the dynamic behavior of the output variable are separated, so that when designing a disturbance variable observer that monitors the disturbance variables on the output variable acting disturbance is observed, only the error component needs to be taken into account.
  • the design of observers can be made significantly easier in this way.
  • the selected structure of the output variable model not only allows the output variable to be controlled to be described in a model. Due to the structure of two separate model parts, it is possible, among other things, to use particularly advantageous structures of state observers and disturbance variable observers to estimate disturbance variables that affect output variables in particular.
  • a current disturbance variable estimate can be determined using a disturbance variable observer designed on the basis of the initial state model, taking into account a current control error and/or at least one past control error, as well as from the current, at least one state estimate determined with the state observer, and from known state estimates from at least one past control time step.
  • This disturbance variable estimate can preferably be the disturbance variable acting on the output variable. In an equally advantageous manner, however, other disturbance variables can also be estimated in the course of this estimation and subsequently used in the control.
  • Another important advantage of the method according to the invention is its flexibility, especially in the advantageous embodiment based on the described combination of State observer and disturbance variable observer.
  • the invention can be adapted precisely to different applications with usually only minor changes.
  • the described state observer can of course also determine state estimates for all of the n state variables.
  • the state observer can be supplied with a number of measured values of the input variable and/or the output variable and/or state variables that correspond to the number of disturbances affecting the technical system in order to meet particularly high accuracy requirements.
  • a control time step immediately preceding the current control time step can be used as a past control time step in order to be able to provide accurate estimates of the disturbance variables even in highly dynamic or very fast technical systems, i.e. in systems with small time constants. If, on the other hand, a technical system has large time constants, it can be advantageous to use control time steps that are further apart from each other for the estimation.
  • a plurality of past control time steps can also be used, for example to take into account an average over a temporal progression of the state variables when estimating disturbance variables in the disturbance variable observer.
  • Another point in which the invention in the advantageous embodiment based on a combination of state observer and disturbance variable observer can be adapted particularly flexibly to the specific requirements of a special application is the way in which the control errors are taken into account when estimating the disturbance variables.
  • a particularly advantageous approach has proven to be to take the current control error into account as a current control error weighted by at least one linear weighting factor when determining the disturbance variable estimates.
  • this creates a connection to the state control that is well known from control engineering.
  • the linear weighting factors mentioned can be selected in a particularly simple manner using means for designing state controllers, for example using the well-known Ackermann formula.
  • a further significant advantage of the structure of cascaded observers and a controller as described above is the continued simplicity of the resulting overall system and the associated short execution times, whereby in particular the achievable control accuracy is not impaired.
  • control circuit for controlling a technical system in which a control unit for implementing of the method steps according to the invention.
  • HiL tests In HiL tests, physically existing components are actually built on a HiL test bench and physically non-existent components are replaced by corresponding mathematical simulation models. Highly dynamic actuators are used to adjust reference values or time profiles of reference values that result from a calculation of the simulation models in real time during operation of the HiL test bench and that describe the temporal behavior of the physically non-existent components.
  • the environment expected in real operation can be simulated or "emulated" for components to be tested that are actually present on the HiL test bench.
  • the load on the HiL test bench corresponds to the real load expected in real operation, even though several components are not physically present.
  • a highly dynamic actuator can be understood as a technical system to be controlled.
  • a highly dynamic actuator can be in the form of an electrical power converter, e.g. as a step-up converter, step-down converter (also called a buck converter, “interleaved buck converter”), inverter, frequency converter, etc., which simulates the load of a battery system to be tested, e.g. an on-board battery.
  • the load of a battery system to be tested typically results from the operating state of the electric drive train supplied by the battery system and the electrical energy consumed by the electric drive train, whereby the electric drive train is not physically present in the case of a HiL test and is advantageously simulated in a simulation model.
  • battery test systems must also be designed to be more dynamic, precise and computationally efficient.
  • a wide variety of disturbances can also affect a battery test system, with the in many cases unknown reaction of the object to be tested being of particular importance.
  • Battery system on the highly dynamic actuator can represent a significant disturbance.
  • the sometimes very high sampling rates in modern electric drive trains, in combination with complex simulation models and complex disturbance observers, can lead to the problems mentioned above with regard to real-time capability.
  • battery test systems are a predestined field of application for the method according to the invention, which is explained in detail below.
  • Fig.1 a coupling plan for controlling a technical system
  • Fig.2 a coupling plan for controlling a technical system with a cascade of a state observer and a disturbance observer
  • Fig.3 a bidirectional DC/DC converter
  • Fig.4 an equivalent circuit diagram of a bidirectional DC/DC converter
  • Fig.5a, 5b show results obtained with the method according to the invention and with a method according to the prior art.
  • Fig.1 shows a coupling plan for controlling a technical system 1.
  • the technical system 1 shown in Fig.1 has n>1 state variables xi, ..., x n and at least one input variable u, which acts on the technical system 1 and influences the temporal behavior of the n state variables xi, ..., x n .
  • the disturbance variables wi, W2, W3 also act on the technical system 1. Within the scope of the invention, it is not necessary that all disturbance variables wi, W2, W3 always act; it is sufficient if at least the disturbance variable W2 acts.
  • the disturbance variable wi acts as an input disturbance, the disturbance variable W2 as a state disturbance and the disturbance variable W3 as an output disturbance, which is additively superimposed on the output variable y.
  • any number between 1 and n of disturbance variables can be effective, whereby it is also conceivable that the said disturbance variables wi, W2, W3 themselves represent several disturbance variables, so that W2 can, for example, stand for several state disturbances.
  • Block 11 represents the formation of a temporal derivative y of the output variable y
  • block 12 an integration, by means of which the output variable y is determined from the said derivative y.
  • a state variable Xj (i serves here as an index to generally reference the n state variables) is used to describe the internal behavior of a technical system 1 .
  • state variables xi, x n are required to characterize the state or to characterize the internal behavior of a technical system 1.
  • the number of state variables xi, ..., x n determines the order of a technical system 1.
  • the aim is to use a controller R to adjust an output variable y of the technical system 1 to a value specified by a given reference variable r, i.e. to adjust the output variable y to be controlled to the reference variable r.
  • control loops such as the one shown in Fig.1
  • the at least one input variable u and/or the at least one output variable y and/or at least one of the n state variables xi...x n can be measured and further processed for control.
  • one or more suitable measurement data acquisition units can be provided, such as sensors or voltage sensors or current sensors or speed sensors or position sensors, etc., which is of course well known to the person skilled in the field of control technology.
  • control loops such as the one shown in Fig.1
  • the input variable u and the output variable y of the technical system 1 are measured, but it is also conceivable that selected state variables Xj are also measured in addition. or that instead of the input variable u and the output variable y, only state variables Xi are measured.
  • the reference variable r is usually specified continuously, which leads to a temporal progression of the reference variable r.
  • continuous is to be understood as a specification of the reference variable r in predetermined control time steps of the control.
  • sampling takes place with a sampling time T s .
  • a state observer ZB is also provided for estimating state variables Xj and disturbance variables wi.
  • the controller R in the case shown in Fig.1 determines the manipulated variable v, which is given to the technical system 1 as input variable u.
  • controller R Various control laws can be used to implement the controller R, such as model predictive control (MPC), adaptive control (AC), linear quadratic regulators (LQR), or other optimization-based control algorithms, but also control algorithms such as sliding mode control, backstepping control or flatness-based controllers, whereby the choice of control law is irrelevant for the invention.
  • MPC model predictive control
  • AC adaptive control
  • LQR linear quadratic regulators
  • control algorithms such as sliding mode control, backstepping control or flatness-based controllers, whereby the choice of control law is irrelevant for the invention.
  • the controller R can also access a measured output variable y directly, which is indicated by the dashed input in the controller R.
  • the controller R is supplied with estimated state values X from the state observer ZB anyway, on the basis of which the controller R can carry out the control, direct access to the output variable y is often not necessary.
  • the state observer ZB for estimating state variables Xj and disturbance variables wi is often State observers such as the so-called Luenberger type are used, although other types of observers can also be used, such as Kalman filters.
  • a combined estimation of state variables Xj and disturbance variables wi is carried out.
  • this is often done as follows:
  • an existing mathematical model of the technical system 1 to be controlled (referred to as state model ZM in the context of this application) is expanded to include the aforementioned disturbance variable models, so that the disturbance variables wi are taken into account as further state variables Xj in the expanded state model ZM.
  • a vector-valued time-discrete difference equation and a vector-valued time-continuous differential equation can be given as linear or nonlinear equations.
  • Known state-of-the-art approaches provide for the design of a state observer ZB for such an extended state model ZM, which determines estimated values for the state variables xi, X2, ..., x n and for the disturbance variables wi, W2, ... , w p .
  • Disturbance estimates determined in this way w 2 , ...,w p can subsequently be used in a controller R for disturbance compensation, for example by using the disturbance estimates w 2 ,... , w p are superimposed on a manipulated variable resulting from a control law without compensation, for example by addition or subtraction or weighted addition or weighted subtraction of the disturbance variable estimates w 2 , w 3 .
  • the disturbance variable estimates can also be subjected to filtering.
  • a mathematical state model ZM which describes the temporal behavior of state variables Xj, is expanded to form an output variable model AM, which describes the temporal behavior of the output variable y influenced by the at least one disturbance variable wi, to form an output state model AZM.
  • the state model ZM is supplemented by a model of the output variable y.
  • the output variable model AM has a dynamic component AM1 dependent on the output variable y and an error component AM2 dependent on the output disturbance wi.
  • the invention provides for a further step to determine a current disturbance variable estimate w tk for the at least one disturbance variable wi during a current control time step tk using a state observer ZB designed on the basis of the initial state model AZM and to feed this to the controller R, so that the controller R can take the disturbance variable estimate w tk into account when determining a current manipulated variable v.
  • the state observer ZB can be designed as described using the methods from the prior art. It is crucial that a model of the output variable y to be controlled is incorporated according to the invention.
  • the invention makes it possible to solve the problems mentioned in a combined manner:
  • a model of the output variable y is specified, and on the other hand, the at least one disturbance variable is taken into account in the output state model.
  • This aspect can be implemented in an advantageous manner by designing the dynamic component AM1 in the output model as being exclusively dependent on the output variable y, and the error component AM2 as being exclusively dependent on the at least one disturbance variable wi.
  • Fig.2 shows a block diagram of a control circuit 100 with a state observer ZB and a disturbance variable observer SB separate from the state observer ZB.
  • the disturbance variable observer SB and the state observer ZB form a cascade structure.
  • the estimation of at least one disturbance variable wi is divided into two subtasks, on the one hand an estimation of state variables x, which is carried out by the state observer ZB, and on the other hand the estimation of the disturbance variable wi based on the estimated state variables Xj, which is carried out by means of the aforementioned disturbance variable observer SB.
  • the state observer ZB and the disturbance variable observer SB are designed on the basis of the inventive initial state model AZM.
  • the state observer ZB does not have to estimate disturbance variables in cases where state estimates are also to be determined.
  • a state observer ZB can estimate all state variables Xj of the technical system 1, or only selected state variables Xj of the technical system 1, or only a single state variable Xj of the technical system 1.
  • Different requirements can arise in different application cases.
  • the state observer ZB determines fewer than p state estimates, so that m is smaller than p.
  • the disturbance variable observer SB can be supplied with measured values of the input variable u and/or the output variable y and/or state variables xi .. ,x n , for which no state estimate x lik ,x 2ik , ...,x mk has been determined by the state observer ZB, instead of the pm state estimates that are missing in this case.
  • estimates for all n state variables can of course also be determined and supplied to the disturbance variable observer SB, so that the disturbance variable observer SB can access a complete estimate of the state of the technical system 1.
  • the disturbance variable observer SB can also be fed with a combination of state estimated values and measured values that make up a total of more than p variables, e.g. p state estimated values and np measured values.
  • a core idea of the described method is to first generate correct state estimates X k using a state observer ZB and without explicitly taking into account the disturbance variables wi.
  • the determined state estimates X k are used together with known, past at least m state estimates X fe-7 to determine the disturbance variable estimates.
  • successive state estimates X k ,X k-1 can be compared with each other in the disturbance variable observer SB, whereby it is checked whether the relationship between the compared, successive state estimates X k ,X k-1 corresponds to a disturbance-free relationship that would occur in a disturbance-free scenario and is given, for example, by the initial state model AZM without disturbances, or whether a deviation from this disturbance-free relationship exists.
  • control errors e y as additional correction terms in the disturbance variable observer SB.
  • the control errors e y mentioned preferably weighted by a linear weighting factor L, can be taken into account when calculating the disturbance variable estimates.
  • control errors e y represent a further measure for the disturbance variables w to be estimated, in particular since in a technical system 1 controlled by a suitably designed controller R, in the undisturbed case, no or only insignificant control errors e y often occur.
  • these considerations can be exemplified by the purely exemplary calculation rule which can be provided in the disturbance variable observer, for example.
  • H + is an inverse or a pseudo-inverse or another inverting function of a matrix H that weights the disturbance variable Wk.
  • the use of at least one control error e y as a correction term brings significant advantages in terms of the achievable convergence times and the achievable robustness of the disturbance variable observer SB.
  • This circumstance makes it possible to significantly reduce the complexity of state observers ZB in particular. It can therefore be sufficient, for example, even in a complex system 1 with a large number of state variables Xj to estimate just one state variable Xj if, for example, only one disturbance variable wi is acting.
  • Control circuits 100 such as those shown in Fig.1 and Fig.2 are particularly suitable for controlling bidirectional DC/DC converters 10 as a technical system 1, such as those used on HiL test benches, e.g. for the development and testing of battery systems, in particular battery systems of electric drive trains. It should be noted that, despite the advantages resulting from this, the invention is of course not limited to the control of a bidirectional DC/DC converter 10 as a technical system 1 as shown in Fig.3, but can also be applied to other technical systems 1.
  • the control circuits specified below and associated with the discussed DC/DC converter 10 The accompanying mathematical models and descriptions are to be regarded as purely exemplary and serve only to explain the invention.
  • Fig.3 discloses a possible embodiment of a technical system 1 in the form of a DC/DC converter 10 with an electrical load 5.
  • the DC/DC converter 10 takes on the role of the technical system 1.
  • the electrical load 5 represents a test object to be tested (also known as a “unit under test” or “UUT”), with the case of an electrical load 5 in the form of a battery system being considered below.
  • the electrical load 5 can also be an (at least partial) electrical drive train of a vehicle, or comprise certain drive train components of an electrical drive train, or even represent just a single drive train component of an electrical drive train, such as a power converter or an electrical machine.
  • the DC/DC converter 10 provides the electrical load 5 with a load current i, which, in conjunction with the load 5, produces a load voltage V2 at the output of the DC/DC converter 10.
  • the DC/DC converter 10 shown in Fig.3 comprises the half-bridges HBi, HB2, HB3, HB4.
  • a direct voltage vo is present at the inputs Ei, E2 of the DC/DC converter 10, which is smoothed by a smoothing capacitor Co that is usually present.
  • a three-phase alternating voltage AC is rectified by means of a rectifier 4 to an input direct voltage vo.
  • the DC/DC converter 10 is constructed as a four-phase synchronous converter.
  • the DC/DC converter 10 can also have more or fewer phases.
  • the applicability of the present invention is not restricted by this.
  • the DC/DC converter 10 consists of parallel half-bridges HB1, HB2, HB3, HB4 and associated chokes Li, L2, L3, L4, whose phase currents i Li , ii2, ii_3, ii_4 are each controlled by the switching behavior of the associated half-bridge HB1, HB2, HB3, HB4.
  • the half-bridges HB1, HB2, HB3, HB4 each consist of an upper circuit breaker S01, S02, S 0 3, S 0 4, and a lower circuit breaker S u i, Su2, Su3, Su4, whereby the strands with the associated chokes, Li , L2, L3, L4 are each connected between an upper and lower circuit breaker. Furthermore, as usual, associated freewheeling diodes D oi , D u i, D 0 2, D U 2, D 0 3, D U 3, D 0 4, D U 4 are provided in parallel with the circuit breakers.
  • one half-bridge HB1, HB2, HB3, HB4 and one choke Li, L2, L3, L4 are provided for each phase, whereby the chokes Li, L2, L3, L4 are connected on the one hand between the upper circuit breakers S01, S02, S 0 3, S 0 4 and the lower circuit breakers S ui , Su2, S U 3, S U 4 with one half-bridge HB1, HB2, HB3, HB4, and on the other hand are connected to each other on the output side.
  • the output current is thus the sum of the respective phase currents i Li , ii2, ii_3, ii_4- Ohmic resistances of the chokes Li , L2, L3, L4 are neglected in Fig.3, but can also be taken into account (as later in Fig.4).
  • an output filter F which filters the output current in the desired manner, for example smoothes it.
  • the output filter F is designed in the form of an output-side smoothing capacitor C2 and an output inductance L.
  • the output filter F receives an output current of the DC/DC converter 10 or an output voltage vi as input variable(s) and filters these.
  • control unit 2 The power switches S01, S02, S 0 3, S 0 4, S ui , Su2, S U 3, S U 4 of the half-bridges are controlled by a control unit 2.
  • the observation and control according to the invention can be implemented on a control unit 2.
  • corresponding control units 2 are typically also provided in other technical systems 1, not only in the DC/DC converter 10 under consideration.
  • the upper power switches S01, S02, S 0 3, S 0 4 and the corresponding lower power switches Sui, S U 2, S U 3, S U 4 of a half-bridge HB1, HB2, HB3, HB4 are basically switched alternately to prevent potentially damaging short circuits in the half-bridges.
  • a control method is implemented in the control unit 2, usually a well-known pulse width modulation (PWM).
  • PWM pulse width modulation
  • pulse width modulation can be used to specify a duty cycle d, which describes the duration of the input voltage vo being switched through via a half-bridge in relation to a specified switching period T s .
  • the DC/DC converter 10 can of course also be implemented in a different design or circuit topology, e.g. with fewer or more strings, with fewer or more power switches (also per half-bridge), etc. It is also conceivable that the rectifier 4 is integrated in the DC/DC converter 10. In each embodiment, however, the DC/DC converter 10 comprises at least one power switch which is controlled by a control unit 2 in order to set a load current i or a load voltage V2.
  • the DC/DC converter 10 To operate the DC/DC converter 10, it can be provided to determine the load current i and/or the load voltage V2, e.g. by measurement or calculation or by an observer based on other known quantities, and to supply the determined load current i and/or the load voltage V2 to the control unit 2, as in the embodiment of Fig. 3.
  • the measurement of the load voltage V2 in particular often proves to be difficult, and due to the usually necessary cabling of measurement setups used for measurement, the actual temporal behavior of a load voltage V2 can often only be inadequately represented in a measurement.
  • an emulation model 3 of a component to be emulated (UUT) is provided in the control unit 2, for example a drive train model for describing the temporal behavior of an electric drive train or a battery model.
  • the emulation model 3 simulates the behavior of the component(s) to be simulated and typically calculates a reference variable r, e.g. in the form of a reference current iR (battery current) or a reference voltage UR. Such a reference voltage UR can subsequently be used as a reference variable r or as a reference variable time curve for controlling the load voltage V2.
  • a reference variable r can also be specified in another way, e.g. by an operator or by reading from a table. In this case, an emulation model 3 is not necessary.
  • An emulation model 3 also does not necessarily have to record input variables, but can also determine a reference variable r without externally specified input variables.
  • L b Ri stands for the average inductances of the chokes Li , L2, L3, L4 and for an internal resistance of this average inductance L C2 as before for an output-side smoothing capacitor, L as before for the already mentioned output inductance L, and R o for an internal resistance associated with the output inductance L.
  • a disturbance W2 acts, which in the present case can be given in the form of a current that is specified by the load 5, or by a model error in the description of the dynamics, i.e. the temporal behavior, of the output variable y, or by other disturbing influences, which can be represented by a disturbance variable W2.
  • v 2 is the sum of the phase currents, the output current, the output voltage and the measured load voltage.
  • v 0 ⁇ d is the input variable u, which is the product of the intermediate circuit voltage v 0 and the duty cycle d.
  • an output variable model AM which describes the temporal behavior of the output variable y influenced by the at least one disturbance variable W2
  • the following output variable model AM can first be specified for the load voltage V2:
  • the given initial state model can be discretized (e.g. using a forward or backward Euler method or using the Tustin method), resulting in a general, discrete initial state model of the following form:
  • the subscript d represents the time-discrete model description
  • the index k records the time-discrete control time steps already mentioned.
  • a system such as the above linear difference equation can result from the modeling of a wide variety of technical systems 1, which indicates the universal applicability of the invention.
  • a linear, time-discrete model as above can also result from the linearization of any non-linear model, so that the class of models or technical systems 1 to which the invention can be applied does not essentially have to be restricted.
  • a non-linear or linear control law can be specified for the above model, e.g. in the form of a state controller well known in control engineering, in which the state vector X of the system to be controlled is mapped directly to the manipulated variable u by means of a controller gain K x .
  • a variety of methods and approaches are available for selecting the controller gain K x , such as the state controller design according to Ackermann.
  • the estimated disturbance values determined are advantageously taken into account in the controller R when determining the manipulated variable. It should be noted that this procedure opens up the possibility of using control laws without integral components. Integrating controllers are typically used to suppress input disturbances. However, if, as provided for in the context of the invention, all effective disturbances are estimated and taken into account by means of their estimation and compensated in a suitable manner, integrators in the controller R can often be dispensed with, which has a variety of advantages in terms of dynamics and oscillation tendency of the resulting control loops (for example, integrators in controllers R can cause larger ripples and larger overshoots in step responses).
  • a state controller K x is used to adjust an output variable y to a given reference variable r
  • this reference state vector X r is to convert the state vector X into a state vector X r in which the originally posed control problem of adjusting the output variable y to the reference variable r is solved.
  • the reference state vector X r is thus an auxiliary variable that is derived from the given reference variable r.
  • the following shows how a state observer ZB can be designed for the above model to determine the state estimate X k .
  • the following observer equations can be set for a state observer ZB:
  • Z k stands for an auxiliary state from which the estimate X k for the state vector X k to be estimated can be determined according to the second of the above equations
  • y k stands for an estimate of the output variable y k determined from the estimate X k .
  • the matrix D can correspond to the already known output matrix C, but can also be chosen differently, e.g. for reasons of observer design.
  • the state observer ZB determines the state estimates X k based on the output variable yk and the input variable Uk of the technical system 1. These variables, output variable yk and input variable Uk, are made available to the state observer ZB in practical implementation as measured variables.
  • p acting disturbance variables wi,...,w p it is necessary to make at least p measured variables, e.g. the input variable u and/or the output variable y and/or state variables xi...x n , available to a state observer ZB in order to be able to determine the desired state estimate.
  • Af (Z - E d (DE d yD)A d - [Q ff] _ D( j _ E y DEd y D ) Ad .
  • X k+ 1 A d X k + B d u k + E d w 2 k and is not restricted to the DC/DC converter under consideration.
  • M -E d (DE d y + R(I - (DE d DE d y) can be used. It should be noted that other approaches to setting up the observer equations of the state observer ZB can also be used, such as sliding mode observers, or Kalman filters or other observers. The decisive factor is that the state observer ZB allows an exact estimate of the state vector to be determined without explicitly considering the disturbance variables W2, from which the desired disturbance variable estimates can be determined in a next step in the disturbance variable observer.
  • the described type of estimation has several disadvantages, including the fact that the estimate of the disturbance variables w 2 k only becomes correct once the estimate of the state vector X k has converged. If it is not possible to ensure rapid convergence, it can sometimes take a considerable amount of time before correct disturbance variable estimates can be provided.
  • the choice of the gain factors L lf L 2 is thus reduced to the dimensioning of a vector - 1 , which stabilizes the matrix, ie the ensures that the eigenvalues of the matrix lie within the unit circle.
  • Various approaches to this are known from the control engineering literature. Based on this equation, one can again choose from a variety of methods for dimensioning the gain factors Z 1; Z 2 , whereby a well-known example is the Ackermann method, which is well known in control engineering.
  • Figures 5a and 5b show results that were achieved when controlling a load voltage v 2 of a DC/DC converter 10 as shown in Fig. 3, once by means of a disturbance observer SB according to the prior art (dashed lines), once by means of the method according to the invention (solid lines).
  • the reference voltage specified as the reference variable r for the voltage v 2 to be regulated changes in the time interval between 2 and 2.5 seconds, initially abruptly and then in a ramp-like manner.
  • the advantages of the method according to the invention are clearly visible, particularly in terms of control accuracy.
  • a significant advantage of the method according to the invention is also the lower cross-effect between different variables, as in the present case due to the load current drawn.
  • the voltage v 2 to be controlled hardly changes despite the sudden increase in current.

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Abstract

Um eine Ausgangsgröße (y) eines technischen Systems (1), deren zeitliches Verhalten von einer Störgröße wi beeinflusst wird, auf eine Referenzgröße (r) einzuregeln, wird ein mathematisches Zustands-Modell (ZM) des technischen Systems (1) um ein Ausgangsgrößenmodell (AM), welches das zeitliche Verhalten der von der zumindest einen Störgröße (wI) beeinflussten Ausgangsgröße (y) beschreibt, zu einem Ausgangs-Zustands- Modell (AZM) erweitert und es wird mittels eines auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells (AZM) entworfenen Zustandsbeobachters (ZB) ein aktueller Störgrößen-Schätzwert Formula (I), (I), der Störgröße wI ermittelt.

Description

Verfahren zur Regelung eines technischen Systems - Ausgangsgrößenmodell
Die gegenständliche Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung eines technischen Systems mit n Zustandsgrößen, zumindest einer auf das technische System wirkenden und das zeitliche Verhalten der n Zustandsgrößen beeinflussenden Eingangsgröße, einer zu regelnden Ausgangsgröße und zumindest einer auf das System wirkenden und das zeitliche Verhalten der Ausgangsgröße beeinflussenden Störgröße, wobei ein mathematisches Zustands-Modell zur Beschreibung der zeitlichen Veränderung der n Zustandsgrößen angegeben wird und wobei ein Regler in vorgegebenen Regelungs-Zeitschritten aus einem Regelfehler, welcher eine Abweichung zwischen einer vorgegebenen Referenzgröße und der Ausgangsgröße beschreibt, eine Stellgröße ermittelt, welche dem technischen System als Eingangsgröße vorgegeben wird, um die Ausgangsgröße auf die Referenzgröße einzuregeln.
Die Behandlung von Störungen bzw. Störgrößen bei der Regelung eines technischen Systems ist ein zentrales Thema auf dem Gebiet der Regelungstechnik. Konkret können Störgrößen auf unterschiedliche Weise auf ein zu regelndes, technisches System wirken. In der regelungstechnischen Literatur wird hierbei eine Unterscheidung von auf den Eingang, den Ausgang oder auf den Zustand des zu regelnden Systems wirkenden Störgrößen getroffen (Eingangsstörung, Ausgangsstörung, Zustandsstörung). Neben Eingangs-, Ausgangs- und Zustandsstörungen existiert eine Reihe weiterer regelungstechnisch relevanter Störungen, die sich beispielsweise aus Modellfehlern oder Parameterunsicherheiten ergeben können. Die Begriffe Störungen und Störgröße werden im Zuge der nachfolgenden Ausführungen synonym verwendet.
Unter einem „technischen System“ wird im Rahmen dieser Anmeldung ein System (Gerät, Anlage, Vorrichtung, Maschine, Gegenstand, Prüfstand, Aktuator, Wechselrichter, Umrichter, Gleichspannungswandler, DC/DC-Wandler usw.) verstanden, auf das durch zumindest eine Eingangsgröße eingewirkt werden kann. Durch das Einwirken mit der zumindest einen Eingangsgröße wird zumindest eine Zustandsgröße und/oder zumindest eine Ausgangsgröße des technischen Systems beeinflusst. Eine Ausgangsgröße ist typischerweise eine messbare oder gemessene Größe und ist üblicherweise eine Größe, die mit der Regelung geregelt werden soll, bei einem DC/DC-Wandler beispielsweise ein Laststrom oder eine Lastspannung oder ein anderer Strom oder eine andere Spannung. „Regeln“ bedeutet, dass die Ausgangsgröße zu jedem Zeitpunkt bzw. zu jedem Regelungszeitschritt an eine vorgegebene Referenzgröße der Regelung angeglichen wird. Eine Zustandsgröße ist typischerweise eine, vielfach nicht messbare oder nicht gemessene, interne Größe des technischen Systems, beim genannten Beispiel eines DC/DC-Wandlers z.B. Ströme und/oder Spannungen. Die Eingangsgröße wirkt über ein Stellglied auf das technische System, wobei das Stellglied natürlich von der Art der Eingangsgröße abhängig ist. Dazu wird vom Regler des technischen Systems eine Stellgröße ermittelt, mit der das Stellglied angesteuert wird, bei einem DC/DC-Wandler beispielsweise ein PWM-M uster zum Schalten von Halbleiterschaltern im DC/DC-Wandler oder Schaltimpulse. Diese Zusammenhänge sind im Bereich der Regelungstechnik hinlänglich bekannt.
In der Regelungstechnik kennt man unterschiedliche Ansätze, um mit auf ein technisches System wirkenden Störgrößen umzugehen. Eine klassische Methode ist die sogenannte Störgrößenaufschaltung, bei der, vereinfacht gesprochen, eine von einem Regler ermittelte Stellgröße mit einer geeigneten Kompensationsgröße überlagert wird, um die Auswirkung der Störgröße (zumindest teilweise) zu kompensieren. Die Kompensationsgröße leitet sich dabei typischerweise aus der Störgröße ab. Wirkt beispielsweise eine Eingangsstörung auf den Eingang des zu regelnden Systems, ist es oftmals bereits ausreichend, den Wert der Eingangsstörung von der vom Regler ermittelten Stellgröße zu subtrahieren, um die Wirkung der Eingangsstörung (zumindest weitgehend) auszugleichen. Bei auf den Zustand (Zustandsstörungen) oder auf den Ausgang (Ausgangsstörung) wirkenden Störgrößen kann es hingegen erforderlich sein, ein Übertragungsverhalten des zu regelnden Systems (also wie der Eingang auf den Ausgang oder den Zustand wirkt) bei der Ermittlung einer Kompensationsgröße zu berücksichtigen.
Ein in diesem Kontext vielbeachtetes Problem ist die Fragestellung, wie eine Störgrößenaufschaltung auch in Szenarien ermöglicht werden kann, in denen eine Störgröße nicht direkt messbar ist und damit unbekannt ist. Zur Lösung dieses Problems sind verschiedene Herangehensweisen bekannt, wobei sich insbesondere die Methode der Störgrößenbeobachtung als ein universell einsetzbarer und oft besonders präziser Ansatz hervorgetan hat. Typischerweise wird dabei mittels eines Schätzers (in der Regelungstechnik und nachfolgend als „Beobachter“ bzw. konkret als „Störgrößenbeobachter“ bezeichnet) eine Schätzung der Störgröße bereitgestellt, die in weiterer Folge zur Kompensation herangezogen wird. Es kann jedoch auch in Fällen, in denen eine Störgröße messbar ist, vorteilhaft oder sogar erforderlich sein, eine Schätzung der Störgröße zu ermitteln, z.B. weil die Messung der Störgröße verzögert oder aufgrund von in der Praxis auftretenden Schmutzeffekten verfälscht ist.
Allgemein können in der Regelungstechnik eine hohe Regelungsgüte, also insbesondere eine hohe Regelgenauigkeit, eine kurze Anstiegszeit, ein geringes Überschwingen oder auch ein Einsatz von wenig Stellenergie, als übliche Anforderungen genannt werden. Wirkt nun eine Störgröße auf ein zu regelndes System, und soll die Störgröße mittels eines Störgrößenbeobachters geschätzt und anschließend auf Basis der Schätzung kompensiert werden, ist es vielfach nötig, Forderungen an die Regelungsgüte auch beim Entwurf von Störgrößenbeobachtern zu berücksichtigen. Wie nachfolgend detailliert ausgeführt wird, kann sich insbesondere die Forderung nach hoher Regelgenauigkeit auf die Schätzung und Kompensation von Störgrößen auswirken. Die Regelgenauigkeit bewertet hierbei die Abweichung bzw. den Regelfehler zwischen einer zu regelnden Größe, üblicherweise einer Ausgangsgröße des zu regelnden Systems, und einer für diese zu regelnde Größe vorgegebenen Referenzgröße (einem vorgegebenen Sollwert). Eine hohe Regelgenauigkeit steht bekanntermaßen für einen geringen, im Idealfall verschwindenden Regelfehler.
Im gegenständlichen Zusammenhang sind Störgrößen als eine oft wesentliche Ursache für eine unzureichende Regelgenauigkeit zu nennen. Konkret wird z.B. im Fall störungsbehafteter Ausgangsgrößen anstelle der eigentlich zu regelnden Ausgangsgröße die verschobene Größe „Ausgangsgröße plus Ausgangsstörung“ geregelt, wodurch es zu einer Abweichung zwischen der eigentlichen Ausgangsgröße und der Referenzgröße um die Ausgangsstörung kommt. In der regelungstechnischen Literatur spricht man dabei von einem „Offset“. Dabei gilt, dass je genauer und dynamischer eine Ausgangsstörung geschätzt werden kann, ein durch die Ausgangsstörung verursachter Offset entsprechend genauer und dynamischer korrigiert werden kann. Genauigkeitsanforderungen hinsichtlich Regelungsgenauigkeit sind demnach in vielen Fällen unmittelbar übertragbar auf Genauigkeitsanforderungen hinsichtlich Störgrößenbeobachtung und -kompensation.
Unter anderem um den genannten Genauigkeitsanforderungen gerecht zu werden, greifen moderne Ansätze, wie z.B. in „Offset-free reference tracking with model predictive control” Automatica 46, 1469-1476, Maeder, U., & Morari, M., 2010, “Offset-free tracking MPC: A tutorial review and comparison of different formulations” European Control Conference (ECC). Linz, Austria, Pannocchia, G., 2015, oder “Offset-free MPC explained: novelties, subtleties, and applications” 5th I FAC Conference on Nonlinear Model Predictive Control. Seville, Spain, Pannocchia, G., & Gabiccini, M., & Artoni, A., 2015, publiziert, auf stetig komplexer werdende Konzepte zur Störgrößenkompensation zurück. In den zitierten Schriften wird dabei ein bereits bestehender Zustandsbeobachter, wie er in der Regelungstechnik zur Beobachtung von nicht messbaren Zustandsgrößen eines Systems üblich ist, um weitere (Beobachter-)Anteile zur Beobachtung von Störgrößen ergänzt.
Die in den Zustandsbeobachtern nach Stand der Technik ergänzten Anteile sind dabei aufgrund der erwähnten Genauigkeitsanforderungen in vielen Fällen komplex und mathematisch aufwendig. Bei der Auswertung der resultierenden Beobachtergleichungen stößt man deshalb im realen Betrieb, insbesondere bei Systemen mit begrenzter Rechenkapazität, häufig an die für die Praxis wichtige Grenze der Echtzeitfähigkeit. Vor allem in Kombination mit bereits von sich aus rechenintensiven Regelungsstrategien, wie Model-Predictive-Control (MPC), Adaptive Control (AC) oder anderen optimierungsbasierten Regelungsalgorithmen, können komplexe und aufwendige Störgrößenbeobachter demnach oft nicht angewandt werden. Erschwerend tritt dabei hinzu, dass bei modernen Regelungssystemen auf zunehmend höhere Taktraten und damit zeitlich kürzer werdende Abtastintervalle zurückgegriffen wird. Selbst wenn leistungsstarke Rechnerarchitekturen zur Umsetzung der genannten Regelungs- und/oder Beobachtertechniken verwendet werden, entstehen durch die Verkürzung der zwischen zwei Regelungs-Zeitschritten zur Verfügung stehenden Zeit, in welcher aber sämtliche für die Regelung und/oder Beobachtung nötigen Berechnungen durchzuführen sind, in vielen Fällen Engpässe hinsichtlich Echtzeitfähigkeit. Unter Echtzeitfähigkeit ist hierbei zu verstehen, dass die Stellgrößen vom Regler innerhalb einer vorgegebenen Zeitspanne ermittelt werden können.
Ein weiteres im Stand der Technik unzureichend beachtetes Problem stellt sich, wenn Störgrößen das zeitliche Verhalten bzw. die zeitliche Veränderung einer zu regelnden Ausgangsgröße beeinflussen. Insbesondere wenn auf diese Weise gestörte Ausgangsgrößen in dynamischer Wechselwirkung mit den Zustandsgrößen eines technischen Systems stehen, ergibt sich oftmals die Fragestellung, wie ein geeignetes mathematisches Modell für die gegebenen Ausgangsgrößen angegeben werden kann. Mathematische Modelle bzw. mathematische Beschreibungen für zu regelnde Ausgangsgrößen sind vielfach eine notwendige Voraussetzung für den Entwurf eines geeigneten Reglers zum Regeln einer oder mehrerer Ausgangsgrößen. Im geschilderten Szenario gestörter Ausgangsgrößen ist deshalb bei der Modellierung einerseits darauf zu achten, dass das zeitliche Verhalten der Ausgangsgrößen an sich präzise beschrieben wird, also der Einfluss der Störgrößen akkurat abgebildet wird, dass andererseits aber ebenso die Wechselwirkung mit den übrigen Zustandsvariablen korrekt abgebildet wird, wobei darauf zu achten ist, dass die mathematische Komplexität eines Modells kein Maß annimmt, das die bereits diskutierte Echtzeitfähigkeit gefährden könnte. Auch dieses Problemfeld wird im Stand der Technik nur unzureichend aufgegriffen.
Es ist demnach eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung, eine präzise aber dennoch recheneffiziente Methode zur Schätzung und Kompensation von auf ein zu regelndes System wirkenden Störgrößen anzugeben.
Diese Aufgabe wird für ein eingangs genanntes Verfahren durch die Merkmale der Kennzeichen der unabhängigen Ansprüche gelöst. Die unabhängigen Ansprüche beschreiben hierbei ein Verfahren zur Regelung eines technischen Systems sowie ein technisches System.
Konkret wird im Rahmen der Erfindung von einem technischen System mit n Zustandsgrößen ausgegangen, mit zumindest einer auf das technische System wirkenden und das zeitliche Verhalten der n Zustandsgrößen beeinflussenden Eingangsgröße, einer zu regelnden Ausgangsgröße und zumindest einer auf das System wirkenden und das zeitliche Verhalten der Ausgangsgröße beeinflussenden Störgröße. Wie in der Regelungstechnik üblich, wird hierbei ein mathematisches Zustands-Modell zur Beschreibung der zeitlichen Veränderung der n Zustandsgrößen angegeben. Um die Ausgangsgröße auf eine vorgegebene Referenzgröße einzuregeln, ermittelt ein Regler in vorgegebenen Regelungs- Zeitschritten aus einem Regelfehler, der eine Abweichung zwischen der Referenzgröße und der Ausgangsgröße beschreibt, eine Stellgröße, welche dem technischen System als Eingangsgröße zum Regeln vorgegeben wird.
Erfindungsgemäß ist für ein solches System vorgesehen, das mathematische Zustands- Modell um ein Ausgangsgrößenmodell, welches das zeitliche Verhalten der von der zumindest einen Störgröße beeinflussten Ausgangsgröße beschreibt, zu einem Ausgangs- Zustands-Modell zu erweitern. Das Ausgangsgrößenmodell weist dabei einen von der Ausgangsgröße abhängenden Dynamik-Anteil und einen von der Ausgangsstörung abhängenden Fehler-Anteil auf. Während eines aktuellen Regelungs-Zeitschrittes wird mittels eines auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells entworfenen Zustandsbeobachters ein aktueller Störgrößen-Schätzwert für die zumindest eine Störgröße ermittelt. Der ermittelte Störgrößen-Schätzwert wird, ebenso während des aktuellen Regelungs-Zeitschrittes, dem Regler zugeführt, sodass der Regler den Störgrößen-Schätzwert bei der Ermittlung einer aktuellen Stellgröße berücksichtigen kann.
Neben einer Reihe von nachfolgend diskutierten Vorteilen erlaubt das erfindungsgemäße Verfahren insbesondere, auch in Situationen eine modellbasierte Beobachtung bzw. Schätzung und/oder eine modellbasierte Regelung einzusetzen, in denen der Einsatz modellbasierter Konzepte ansonsten nur schwer möglich ist. Gründe für einen erschwerten Einsatz eines modellbasierter Konzeptes können sein, dass das dynamische Verhalten einer zu regelnden Ausgangsgröße stark durch Störgrößen beeinflusst ist, oder dass die Dynamik einer zu regelnden Ausgangsgröße unbekannt ist oder sich sehr schnell ändert. Im Rahmen der Erfindung wurde dahingehend erkannt, dass es in einer großen Zahl an Fällen, in denen sich die Modellierung der zu regelnden Ausgangsgröße als schwierig erweist, möglich ist, einen erfindungsgemäßen Modellansatz für die Ausgangsgröße mit einem Dynamik-Anteil und einem Fehler-Anteil in ein bereits bestehendes Zustands-Modell zu integrieren. Damit wird eine modellbasierte Beobachtung und Regelung möglich, was in vielen für die Praxis relevanten Anwendungsfällen zu mitunter signifikanten Verbesserungen führt, insbesondere hinsichtlich Unterdrückung von auf Ausgangsgrößen wirkenden Störungen und Regelungsgenauigkeit.
In einer besonders vorteilhaften Weise kann vorgesehen sein, den Dynamik-Anteil als ausschließlich von der Ausgangsgröße abhängig zu gestalten und den Fehler-Anteil als ausschließlich von der zumindest einen Störgröße abhängig zu gestalten. Auf diese Weise werden die das dynamische Verhalten der Ausgangsgröße beeinflussenden Größen getrennt, sodass beim Entwurf eines Störgrößenbeobachters, der die auf die Ausgangsgröße wirkende Störgröße beobachtet, lediglich der Fehler-Anteil berücksichtigt werden muss. Der Entwurf von Beobachtern kann auf diese Weise wesentlich vereinfacht werden.
Die gewählte Struktur des Ausgangsgrößenmodells erlaubt es nicht nur, eine zu regelnde Ausgangsgröße modellhaft zu beschreiben. Aufgrund des Aufbaus aus zwei voneinander separaten Modellteilen wird es unter anderem möglich, besonders vorteilhafte Strukturen aus Zustands-Beobachtern und Störgrößen-Beobachtern zur Schätzung insbesondere von auf Ausgangsgrößen wirkenden Störgrößen einzusetzen.
Konkret kann dazu vorgesehen sein, zunächst während des aktuellen Regelungs- Zeitschrittes mittels eines Zustandsbeobachters für zumindest eine Zustandsgröße der n Zustandsgrößen des technischen Systems einen aktuellen Zustands-Schätzwert zu ermitteln. Darauf aufbauend kann mittels eines auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells entworfenen Störgrößenbeobachters, unter Berücksichtigung eines aktuellen Regelfehlers und/oder zumindest eines vergangenen Regelfehlers, sowie aus dem aktuellen, zumindest einen mit dem Zustandsbeobachter ermittelten Zustands-Schätzwert, sowie aus bekannten Zustands-Schätzwerten von zumindest einem vergangenen Regelungs-Zeitschritt ein aktueller Störgrößen-Schätzwert ermittelt werden. Bei diesem Störgrößen-Schätzwert kann es sich bevorzugt um die auf die Ausgangsgröße wirkende Störgröße handeln. In einer ebenso vorteilhaften Weise können im Zuge dieser Schätzung aber auch weitere Störgrößen geschätzt werden und in weiterer Folge bei der Regelung eingesetzt werden.
Diese besondere Herangehensweise bei der Ermittlung von Störgrößen-Schätzwerten weist die Besonderheit auf, dass Regelfehler bei der Beobachtung, insbesondere bei der Störgrößenbeobachtung, berücksichtigt werden. Diesem Ansatz liegt die bemerkenswerte Einsicht zugrunde, dass durch die Verwendung von Regelfehlern als zusätzliche Korrekturterme in einem Störgrößenbeobachter besonders genaue Schätzungen von Störungen ermittelt werden können. Obwohl durch den Ansatz der Verwendung von Regelfehlern bei der Schätzung von Störungen mitunter signifikante Genauigkeitsverbesserungen möglich sind, und das bei einer nur verschwindenden Erhöhung der Komplexität der resultierenden Regelkreise, geht diese Idee weder aus dem zitierten Stand der Technik hervor, noch aus der einschlägigen regelungstechnischen Fachliteratur. Gerade aufgrund der speziellen Struktur des erfindungsgemäßen Ausgangsgrößenmodells mit einem Fehler-Anteil zur Beschreibung der Ausgangsgröße wird es möglich, die beschriebene Vorgehensweise zur Störgrößenbeobachtung, basierend auf Regelfehlern, mit dem erfindungsgemäßen Verfahren zu verknüpfen.
Ein weiterer wichtiger Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist seine Flexibilität, vor allem in der vorteilhaften Ausführung basierend auf der beschriebenen Kombination aus Zustandsbeobachter und Störgrößenbeobachter. So kann die Erfindung durch meist nur geringfügige Änderungen passgenau an verschiedene Anwendungsfälle adaptiert werden.
Konkret kann der beschriebene Zustandsbeobachter natürlich auch für sämtliche der n Zustandsgrößen Zustands-Schätzwerte ermitteln. Dafür kann dem Zustandsbeobachter eine Anzahl an Messwerten der Eingangsgröße und/oder der Ausgangsgröße und/oder von Zustandsgrößen zugeführt werden, welche der Anzahl von auf das technische System wirkenden Störungen entspricht, um auch besonders hohen Genauigkeitsanforderungen gerecht zu werden.
Weiters kann ein dem aktuellen Regelungs-Zeitschritt unmittelbar vorhergehender Regelungs-Zeitschritt als vergangener Regelungs-Zeitschritt verwendet werden, um auch bei hochdynamischen bzw. sehr schnellen technischen Systemen, d.h. bei Systemen mit kleinen Zeitkonstanten, akkurate Schätzungen der Störgrößen bereitstellen zu können. Weist ein technisches System hingegen große Zeitkonstanten auf, kann es demgegenüber vorteilhaft sein, zeitlich voneinander weiter entfernt liegende Regelungs-Zeitschritte zur Schätzung heranzuziehen. Natürlich kann ebenso eine Mehrzahl von vergangenen Regelungs- Zeitschritten verwendet werden, beispielsweise um eine Mittelwertbildung über einen zeitlichen Verlauf der Zustandsgrößen bei der Schätzung von Störgrößen im Störgrößenbeobachter zu berücksichtigen.
Ein weiterer Punkt, in dem die Erfindung in der vorteilhaften Ausgestaltung basierend auf einer Kombination aus Zustandsbeobachter und Störgrößenbeobachter besonders flexibel an spezifische Anforderungen eines speziellen Anwendungsfalls angepasst werden kann, ist die Art der Berücksichtigung der Regelfehler bei der Schätzung der Störgrößen. Als besonders vorteilhafte Herangehensweise hat sich hierbei hervorgetan, den aktuellen Regelfehler als durch zumindest einen linearen Gewichtungsfaktor gewichteten aktuellen Regelfehler bei der Ermittlung der Störgrößen-Schätzwerte zu berücksichtigen. Wie nachfolgend im Detail gezeigt wird, wird auf diese Weise eine Verbindung zur aus der Regelungstechnik hinlänglich bekannten Zustandsregelung geschaffen. Beispielsweise können die genannten, linearen Gewichtungsfaktoren dadurch auf besonders einfache Weise anhand von Mitteln zur Auslegung von z.B. Zustandsreglern gewählt werden können, z.B. durch die hinlänglich bekannte Formel nach Ackermann.
Ein wesentlicher Vorteil der Struktur aus kaskadierten Beobachtern und einem wie oben beschriebenen Regler liegt weiters in der nach wie vor gegebenen Einfachheit des resultierenden Gesamtsystems und den damit einhergehenden geringen Ausführungszeiten, wobei insbesondere die erzielbare Regelgenauigkeit nicht beeinträchtigt wird.
Weiters wird die der Erfindung zu Grunde liegende Aufgabe durch einen Regelkreis zur Regelung eines technischen Systems gelöst, in welchem eine Steuereinheit zur Umsetzung der erfindungsgemäßen Verfahrensschritte vorgesehen ist. Dabei wurde erkannt, dass die bisherigen Ausführungen insbesondere auf Prüfstandssysteme für die Entwicklung und Testung von Batteriesystemen, insbesondere von Batteriesystemen von elektrischen Antriebssträngen, übertragbar sind. Im Zuge der Entwicklung von derartigen Batteriesystemen werden vielfach sogenannte Hardware-in-the-Loop (HiL)-Tests auf Hardware-in-the-Loop-Prüfstandssystemen (HiL-Prüfstände) durchgeführt, um die parallele Entwicklung von Komponenten elektrischer Antriebsstränge zu ermöglichen und so Entwicklungszeiten zu verkürzen. Als Komponenten von elektrischen Antriebssträngen sind hierbei insbesondere Batteriesysteme (Energiespeicher wie Akkumulatoren oder Batterien oder Bordbatterien), aber auch Elektromotoren, Getriebe, Antriebswellen und elektrische Umrichter zu nennen.
Bei HiL-Tests werden physikalisch vorhandene Komponenten auf einem HiL-Prüfstand real aufgebaut und physikalisch nicht vorhandene Komponenten durch entsprechende mathematische Simulations-Modelle ersetzt. Mithilfe von hochdynamischen Aktoren werden Referenzgrößen bzw. Zeitverläufe von Referenzgrößen, die sich aus einer Berechnung der Simulations-Modelle in Echtzeit während des Betriebs des HiL-Prüfstands ergeben und die das zeitliche Verhalten der physikalisch nicht vorhandenen Komponenten beschreiben, eingeregelt. In bekannter Weise kann so für zu testende Komponenten, die am HiL- Prüfstand real vorhanden sind, die im Realbetrieb zu erwartende Umgebung nachgebildet bzw. „emuliert“ werden. Die Belastung am HiL-Prüfstand entspricht der im Realbetrieb zu erwartenden Real-Belastung, obwohl teils mehrere Komponenten nicht physikalisch vorhanden sind.
Auf die gegenständliche Erfindung umgelegt kann ein oben genannter, hochdynamischer Aktor als zu regelndes technisches System aufgefasst werden. Konkret kann ein hochdynamischer Aktor hierbei in Form eines elektrischen Stromrichters, z.B. als Hochsetzsteller, Tiefsetzsteller (auch Abwärtswandler, Buck Converter, „Interleaved Buck Converter“ genannt), Wechselrichter, Frequenzumrichter usw. gegeben sein, der die Belastung eines zu testenden Batteriesystems, z.B. einer Bordbatterie, nachbildet. Die Belastung eines zu testenden Batteriesystems ergibt sich hierbei typischerweise aus dem Betriebszustand des vom Batteriesystem versorgten elektrischen Antriebsstrang und der vom elektrischen Antriebsstrang aufgenommenen elektrischen Energie, wobei der elektrische Antriebsstrang im Fall eines HiL-Tests nicht physikalisch vorhanden ist und in einer vorteilhaften Weise in einem Simulations-Modell nachgebildet wird.
Da die Anforderungen an Batterietests stets anspruchsvoller werden, müssen auch Batterietestsysteme fortlaufend dynamischer, präziser und recheneffizienter gestaltet werden. Auch können verschiedenste Störgrößen auf ein Batterietestsystem wirken, wobei insbesondere die in vielen Fällen unbekannte Rückwirkung des zu testenden Batteriesystems auf den hochdynamischen Aktor eine wesentliche Störgröße darstellen kann. Die bei modernen elektrischen Antriebssträngen gegebenen und mitunter sehr hohen Abtastraten können in Kombination mit komplexen Simulations-Modellen sowie mit aufwendigen Störgrößenbeobachtern zu den eingangs erwähnten Problemen hinsichtlich Echtzeitfähigkeit führen. Unter anderem aus diesen Gründen sind Batterietestsysteme ein prädestiniertes Einsatzgebiet für das erfindungsgemäße Verfahren, was nachfolgend im Detail dargelegt wird.
Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 5 näher erläutert, die beispielhaft, schematisch und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen. Dabei zeigt
Fig.1 einen Koppelplan zur Regelung eines technischen Systems,
Fig.2 einen Koppelplan zur Regelung eines technischen Systems mit einer Kaskade aus einem Zustandsbeobachter und einem Störgrößenbeobachter,
Fig.3 einen bidirektionalen DC/DC-Wandler,
Fig.4 ein Ersatzschaltbild eines bidirektionalen DC/DC-Wandlers,
Fig.5a, 5b mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und mit einem Verfahren nach Stand der Technik erzielte Resultate.
Fig.1 zeigt einen Koppelplan zum Regeln eines technischen Systems 1. Das in Fig.1 gezeigte technische System 1 weist n > 1 Zustandsgrößen xi, ..., xn und zumindest eine Eingangsgröße u auf, welche auf das technische System 1 wirkt und das zeitliche Verhalten der n Zustandsgrößen xi, ..., xn beeinflusst. Auf das technische System 1 wirken weiters die Störgrößen wi, W2, W3. Es ist im Rahmen der Erfindung nicht erforderlich, dass immer alle Störgrößen wi, W2, W3 wirken, sondern es ist ausreichend, wenn zumindest die Störgröße W2 wirkt. Die Störgröße wi wirkt als Eingangsstörung, die Störgröße W2 als Zustandsstörung und die Störgröße W3 als Ausgangsstörung, die sich der Ausgangsgröße y additiv überlagert. Die Anzahl p von Störgrößen wird nachfolgend mit p bezeichnet, wobei angemerkt sei, dass die Anzahl nicht auf p=3 beschränkt ist. Im Rahmen der Erfindung kann eine beliebige Anzahl zwischen 1 und n von Störgrößen wirken, wobei es ebenso denkbar ist, dass die genannten Störgrößen wi, W2, W3 wiederum selbst mehrere Störgrößen repräsentieren, sodass W2 beispielsweise für mehrere Zustandsstörungen stehen kann.
Für die nachfolgenden Ausführungen ist von Bedeutung, dass die Störgröße W2 das zeitliche Verhalten der Ausgangsgröße y beeinflusst. Dieser Umstand ist durch die im zu regelnden System 1 vorgesehenen Blöcke 11 und 12 beispielhaft und rein schematisch berücksichtigt. Dabei repräsentiert Block 11 die Bildung einer zeitlichen Ableitung y der Ausgangsgröße y, und Block 12 eine Integration, mittels derer aus der genannten Ableitung y die Ausgangsgröße y bestimmt wird.
Eine Zustandsgröße Xj (i dient hier als Index, um die n Zustandsgrößen allgemein zu referenzieren) dient der Beschreibung des inneren Verhaltens eines technischen Systems 1 . Typischerweise sind zur Charakterisierung des Zustandes bzw. zur Charakterisierung des inneren Verhaltens eines technischen Systems 1 mehrere Zustandsgrößen xi, xn erforderlich. Mehrere Zustandsgrößen x werden typischerweise zu einem Zustandsvektor X = [xi, X2, ..., xn]T zusammengefasst (Vektoren und Matrizen werden nachfolgend vorzugsweise groß und fett notiert). Die Anzahl an Zustandsgrößen xi, ..., xn legt die Ordnung eines technischen Systems 1 fest. Auch bei den für die gegenständlichen Ausführungen wichtigen Störgrößen wi, W2, W3 wird nachfolgend auf eine vektorielle Notation zurückgegriffen, und mit dem Störgrößenvektor W = [wi, W2, ..., wp]T die 1 < p < n wirkenden Störgrößen gesammelt bezeichnet. Auch für Störgrößen wi, W2, W3 kann mit dem Index 1=1 ,...,p die Bezeichnung wifür eine einzelne Störgröße angegeben werden.
Bei technischen Systemen 1 wie dem in Fig.1 gezeigten wird bekanntermaßen das Ziel verfolgt, mittels eines Reglers R eine Ausgangsgröße y des technischen Systems 1 an einen durch eine vorgegebene Referenzgröße r vorgegebenen Wert anzugleichen, also die zu regelnde Ausgangsgröße y auf die Referenzgröße r einzuregeln. Zu diesem Zweck ermittelt der Regler R in vorgegebenen Regelungs-Zeitschritten, üblicherweise im Mikrosekunden bis Millisekunden Bereich, aus einem Regelfehler ey, welcher eine Abweichung zwischen der Referenzgröße r und der Ausgangsgröße y beschreibt, z.B. als Differenz ey=r-y, eine Stellgröße v, welche dem technischen System 1 als Eingangsgröße u vorgegeben wird, und durch welche der Regelfehler ey im Idealfall zu Null gebracht wird.
Wie bei Regelkreisen wie dem in Fig.1 gezeigten üblich, wird im Kontext der gegenständlichen Erfindung davon ausgegangen, dass Messgrößen zumindest eines Teils der im Regelkreis 200 gegebenen Größen erfasst werden. Folglich können die zumindest eine Eingangsgröße u und/oder die zumindest eine Ausgangsgröße y und/oder zumindest eine der n Zustandsgrößen xi...xn gemessen werden und zur Regelung weiterverarbeitet werden. Zu diesem Zweck können eine oder mehrere geeignete Messdaten- Erfassungseinheiten vorgesehen sein, wie Sensoren oder Spannungssensoren oder Stromsensoren oder Geschwindigkeitssensoren oder Positionssensoren usw., was dem Fachmann auf dem Gebiet der Regelungstechnik natürlich hinlänglich bekannt ist. Typischerweise werden bei Regelkreisen wie dem in Fig.1 gezeigten die Eingangsgröße u und die Ausgangsgröße y des technischen Systems 1 messtechnisch erfasst, es ist aber ebenso denkbar, dass zusätzlich auch ausgewählte Zustandsgrößen Xj gemessen werden, oder dass anstatt der Eingangsgröße u und der Ausgangsgröße y lediglich Zustandsgrößen Xi gemessen werden.
Im Zuge des Betriebs eines wie in Fig.1 gezeigten Regelkreises 100 erfolgt eine üblicherweise fortlaufende Vorgabe der Referenzgröße r, was zu einem zeitlichen Verlauf der Referenzgröße r führt. Im Fall einer auf einem Digitalrechner umgesetzten Regelung ist „fortlaufend“ zu verstehen als eine Vorgabe der Referenzgröße r in vorgegebenen Regelungs-Zeitschritten der Regelung. In der Folge wird davon ausgegangen, dass eine Abtastung mit einer Abtastzeit Ts erfolgt. Bekanntermaßen legt eine Abtastung mittels einer Abtastzeit Ts diskrete Zeitpunkte tk = k • Ts fest, welche die gegenständlichen Regelungs- Zeitschritte festlegen. Wie in der Digitaltechnik üblich, wird im Folgenden zur Bezugnahme auf einen diskreten Regelungs-Zeitschritt tk oft nur der Index k herangezogen, der einen diskreten Regelungs-Zeitschritt tk entsprechend der obigen Vorschrift festlegt. Im Rahmen der nachfolgenden Ausführungen werden an mehreren Stellen Zustandsgrößen xi...xn oder Störgrößen wi, w2, W3 oder Eingangsgröße u usw. explizit einem bestimmten Regelungs- Zeitschritt tk zugeordnet, wozu der entsprechende Index im Subskript der entsprechenden Größen angeführt wird, z.B. xi,k.
Im in Fig.1 gezeigten Fall ist weiters ein Zustandsbeobachter ZB zur Schätzung von Zustandsgrößen Xj und Störgrößen wi vorgesehen. Ausgehend von der Referenzgröße r, einem vom Zustandsbeobachter ZB ermittelten Schätzwerte des Zustandsvektors X, wobei X einen Vektor X =
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■■■ ]7 von Zustands-Schätzwerten der Zustandsgrößen Xj darstellt, und einem vom Zustandsbeobachter ZB ermittelten Schätzwert W des Störgrößenvektors W, wobei W einen Vektor von Störgrößen-Schätzwerten W = [w1; w2, wp]Tder Störgrößen wi darstellt, ermittelt der Regler R im in Fig.1 gezeigten Fall die Stellgröße v, die dem technischen System 1 als Eingangsgröße u vorgegeben wird. Zur Umsetzung des Reglers R können verschiedene Regelgesetze eingesetzt werden, wie Model-Predictive-Control (MPC), Adaptive Control (AC), Linear-Quadratic-Regulators (LQR), oder andere optimierungsbasierte Regelungsalgorithmen, aber auch Regelungsalgorithmen wie Sliding-Mode-Control, Backstepping-Control oder flachheitsbasierte Regler, wobei die Wahl des Regelgesetzes für die Erfindung unerheblich ist.
Wie in Fig.1 gezeigt, kann der Regler R auch direkt auf eine gemessene Ausgangsgröße y zurückgreifen, was durch den strichlierten Eingang in den Regler R angedeutet ist. Werden dem Regler R aber ohnehin vom Zustandsbeobachter ZB Zustands-Schätzwerte X zugeführt, auf deren Basis der Regler R die Regelung durchführen kann, ist ein direkter Zugriff auf die Ausgangsgröße y vielfach nicht erforderlich. Als Zustandsbeobachter ZB zur Schätzung von Zustandsgrößen Xj und Störgrößen wi werden in der Praxis häufig Zustandsbeobachter ZB vom sogenannten Luenberger-Typ eingesetzt, wobei auch andere Beobachtertypen angewandt werden können, wie z.B. Kalman-Filter.
Im in Fig.1 gezeigten Koppelplan erfolgt eine kombinierte Schätzung von Zustandsgrößen Xj und Störgrößen wi. Im Stand der Technik wird dazu vielfach folgendermaßen vorgegangen: Aufbauend auf sogenannten Störgrößenmodellen, also Modellen des dynamischen bzw. zeitlichen Verhaltens der zu schätzenden Störgrößen wi, wird ein bestehendes mathematisches Modell des zu regelnden technischen Systems 1 (im Rahmen dieser Anmeldung als Zustands-Modell ZM bezeichnet) um die genannten Störgrößenmodelle erweitert, sodass die Störgrößen wi als weitere Zustandsgrößen Xj im erweiterten Zustands- Modell ZM berücksichtigt werden. Ein mathematisches Zustands-Modell ZM eines technischen Systems 1 kann bekanntermaßen als Zustands-Modell ZM in Form einer vektorwertigen Zustandsdifferentialgleichung oder Zustandsdifferenzengleichung gegeben sein, das typischerweise die zeitliche Änderung des Zustandsvektors X = [xi, X2, ..., xn]T beschreibt (im Fall einer Erweiterung um ein Störgrößenmodell zeitliche Änderung eines erweiterten Zustandsvektors X+ = [xi, X2, ..., xn, wi, W2, ...,wp ]T). Eine vektorwertige zeitdiskrete Differenzengleichung sowie eine vektorwertige zeitkontinuierliche Differentialgleichung können als lineare oder als nichtlineare Gleichungen gegeben sein.
Bekannte Ansätze nach Stand der Technik sehen hierfür vor, für ein derart erweitertes Zustands-Modell ZM einen Zustandsbeobachter ZB zu entwerfen, der für die Zustandsgrößen xi, X2, ..., xn sowie für die Störgrößen wi, W2, ... , wp Schätzwerte ermittelt. Auf diese Weise ermittelte Störgrößen-Schätzwerte
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w2, ...,wp können nachfolgend in einem Regler R zur Störgrößenkompensation herangezogen werden, beispielsweise indem die Störgrößen-Schätzwerte
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w2,... , wp einer aus einem Regelgesetz ohne Kompensation hervorgehenden Stellgröße überlagert werden, beispielsweise durch Addition oder Subtraktion oder gewichtete Addition oder gewichtete Subtraktion der Störgrößen- Schätzwerte w2, w3. Vor einer derartigen Überlagerung können die Störgrößen- Schätzwerte auch einer Filterung unterzogen werden.
Hierbei ist man in der Praxis vielfach mit dem Fall konfrontiert, dass Störgrößen wi in einem entscheidenden Maß das zeitliche Verhalten bzw. die zeitliche Veränderung einer zu regelnden Ausgangsgröße y beeinflussen. Insbesondere wenn eine auf diese Weise gestörte Ausgangsgröße y in dynamischer Wechselwirkung mit den Zustandsgrößen eines technischen Systems 1 steht, ergibt sich oftmals die Fragestellung, wie ein geeignetes mathematisches Modell für die gegebene Ausgangsgrößen y angegeben werden kann. Auch für die Regelung der Ausgangsgröße y ist eine akkurate Beschreibung der Ausgangsgröße y üblicherweise erforderlich. Damit ergibt sich in vielen Fällen eine Kombination von zwei Problemstellungen: Einerseits die Notwendigkeit eine Störgröße wi an sich zu schätzen, andererseits die Fragestellung, wie die Dynamik, also das zeitliche Verhalten, einer in einem wesentlichen Maß von dieser Störgröße wi beeinflussten Ausgangsgröße y modelliert werden kann, weil ein Modell der Ausgangsgröße y für die Regelung der Ausgangsgröße y erforderlich ist. Der Stand der Technik bietet keine Ansätze zur Lösung dieser Problemstellungen, im Gegensatz zur gegenständlichen Erfindung, die zu diesem Zweck herangezogen werden kann.
Konkret ist erfindungsgemäß in einem ersten Schritt vorgesehen, ein mathematisches Zustands-Modell ZM, welches das zeitliche Verhalten von Zustandsgrößen Xj beschreibt, um ein Ausgangsgrößenmodell AM, welches das zeitliche Verhalten der von der zumindest einen Störgröße wi beeinflussten Ausgangsgröße y beschreibt, zu einem Ausgangs- Zustands-Modell AZM zu erweitern. Im Gegensatz zu aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren, bei denen ein Zustands-Modell ZM, wie erwähnt, um Störgrößenmodelle erweitert wird, wird im Rahmen der Erfindung das Zustands-Modell ZM um ein Modell der Ausgangsgröße y ergänzt. Erfindungsgemäß weist das Ausgangsgrößenmodell AM einen von der Ausgangsgröße y abhängenden Dynamik-Anteil AM1 und einen von der Ausgangsstörung wi abhängenden Fehler-Anteil AM2 auf.
Ausgehend vom beschriebenen Ausgangs-Zustands-Modell AZM ist erfindungsgemäß in einem weiteren Schritt vorgesehen, während eines aktuellen Regelungs-Zeitschrittes tk mittels eines auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells AZM entworfenen Zustandsbeobachters ZB einen aktuellen Störgrößen-Schätzwert wt k für die zumindest eine Störgröße wi zu ermitteln und diesen dem Regler R zuzuführen, sodass es dem Regler R möglich wird, den Störgrößen-Schätzwert wt k bei der Ermittlung einer aktuellen Stellgröße v zu berücksichtigen. Für den Entwurf des Zustandsbeobachters ZB kann vorgegangen werden, wie anhand der Methoden aus dem Stand der Technik beschrieben. Entscheidend ist, dass erfindungsgemäß ein Modell der zu regelnden Ausgangsgröße y eingebunden wird.
Durch die Erfindung wird es möglich, die genannten Problemstellungen kombiniert zu lösen: Einerseits wird ein Modell der Ausgangsgröße y angegeben, andererseits wird die zumindest eine Störgröße im Ausgangs-Zustands-Modell berücksichtigt. In einer vorteilhaften Weise kann dieser Aspekt umgesetzt werden, indem im Ausgangsmodell der Dynamik-Anteil AM1 als ausschließlich von der Ausgangsgröße y abhängend ausgestaltet wird, und der Fehler- Anteil AM2 als ausschließlich von der zumindest einen Störgröße wi abhängend ausgestaltet wird.
Eine auf den vorstehenden Ausführungen aufbauende, besonders vorteilhafte Ausgestaltung der gegenständlichen Erfindung ist in Fig.2 dargestellt. Konkret zeigt Fig.2 ein Blockschaltbild eines Regelkreises 100 mit einem Zustandsbeobachter ZB und einem vom Zustandsbeobachter ZB separaten Störgrößenbeobachter SB. Im in Fig.2 gezeigten Fall bilden der Störgrößenbeobachter SB und der Zustandsbeobachter ZB eine Kaskadenstruktur. Die Schätzung der zumindest einen Störgröße wi wird dabei in zwei Teilaufgaben aufgeteilt, einerseits in eine Schätzung von Zustandsgrößen x, die durch den Zustandsbeobachter ZB erfolgt, andererseits in die Schätzung der Störgröße wi auf Basis der geschätzten Zustandsgrößen Xj, was mittels des genannten Störgrößenbeobachters SB erfolgt. Der Zustandsbeobachter ZB und der Störgrößenbeobachter SB werden dabei auf Basis des erfindungsgemäßen Ausgangs-Zustands-Modells AZM entworfen.
Auf dieses Weise muss der Zustandsbeobachter ZB in Fällen, in denen auch Zustands- Schätzwerte zu ermitteln sind, nicht zusätzlich auch noch Störgrößen schätzen. Es ist anzumerken, dass ein Zustandsbeobachter ZB hierbei sämtliche Zustandsgrößen Xj des technischen Systems 1 schätzen kann, oder auch nur ausgewählte Zustandsgrößen Xj des technischen Systems 1 schätzen kann, oder auch nur eine einzelne Zustandsgrößen Xj des technischen Systems 1 schätzen kann. In unterschiedlichen Anwendungsfällen können sich hier unterschiedliche Anforderungen ergeben. Selbiges gilt für die Störgrößen wi, wo in einem Störgrößenbeobachter SB sämtliche Störgrößen wi geschätzt werden können, oder nur ausgewählte. Jedenfalls wird jedoch die die Ausgangsgröße y beeinflussende Störgröße w2 geschätzt. Konkret ist der Störgrößenbeobachter SB in der in Fig.2 gezeigten Ausgestaltung im Anschluss an den Zustandsbeobachter ZB angeordnet, sodass der Zustandsbeobachter ZB lediglich Zustands-Schätzwerte X =
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die aufgrund der
Erweiterung um das Ausgangs-Zustands-Modells AZM aber eine Ausgangsgröße des technischen Systems 1 mitumfassen können, zu ermitteln und als Ausgangsgrößen des Zustandsbeobachters ZB auszugeben braucht, der Störgrößenbeobachter SB demgegenüber lediglich Störgrößen-Schätzwerte W = [w1; w2, wp]T bestimmen muss. Die zu Fig.1 vorgebrachten Ausführungen bezüglich Störgrößen wi, w2, W3, ... , wp Zustandsgrößen xi, ..., xn, Eingangsgröße u, Ausgangsgröße y, Regler R, Stellgröße v, vektorieller Notation, Messung usw. sind hinsichtlich des in Fig.2 gezeigten Koppelplanes unverändert gültig.
Im Rahmen des in Fig.2 gezeigten Koppelplanes ist konkret vorgesehen, zunächst während eines aktuellen Regelungs-Zeitschrittes tk mittels des, auf Basis des Ausgangs-Zustands- Modells AZM entworfenen Zustandsbeobachters ZB für eine Anzahl von zumindest m Zustandsgrößen Xj der n Zustandsgrößen x des technischen Systems 1 aktuelle Zustands- Schätzwerte Xk = [xl k,x2 k, ...,xmfc]7 zu ermitteln.
In einem weiteren Schritt, ebenfalls während des aktuellen Regelungs-Zeitschrittes tk, werden mittels des Störgrößenbeobachters SB aus den aktuellen zumindest m ermittelten Zustands-Schätzwerten Xk = [x1:k,x2 k, ...,xm k]T , aus einem aktuellen Regelfehler ey,k und/oder aus zumindest einem vergangenen Regelfehler ey.k-j, aus bekannten zumindest m vergangenen Zustands-Schätzwerten Xfe-7 = [xl k_j,x2 k_j, ... , xm k_j] ' von einem vergangenen Regelungs-Zeitschritt tk-j, und, falls m kleiner als p ist, aus zumindest einer Anzahl von p-m aktuellen Messwerten der Eingangsgröße u und/oder der Ausgangsgröße y und/oder von Zustandsgrößen xi...xn, für welche vom Zustandsbeobachter ZB kein Zustands-Schätzwert xl fe, x2,/<> -,xm k ermittelt worden ist, aktuelle Störgrößen-Schätzwerte lVk = [wl k, w2 k, wPife]Tfür die p Störgrößen wi ermittelt.
Hierbei wurde erkannt, dass es beispielsweise zur Bildung eines Gleichungssystems, aus welchem in weiterer Folge p Störgrößenschätzwerte für p Störgrößen wi ermittelbar sind, ausreicht, dem Störgrößenbeobachter SB lediglich p Größen zur Verfügung zu stellen, wie insbesondere p Zustands-Schätzwerte Xk = [xl k, x2 k, ... , xPife]7 , die der Zustandsbeobachter ZB zuvor ermittelt hat und aus denen der Störgrößenbeobachter SB die Störgrößen- Schätzwerte ermittelt (in diesem Fall gilt m=p).
Im Rahmen der Erfindung wurde jedoch erkannt, dass es möglich ist, mittels des Zustandsbeobachters ZB auch weniger als p Zustands-Schätzwerte zu ermitteln, sodass m kleiner als p ist. Um dem Störgrößenbeobachter SB auch in diesem Fall p Eingangsgrößen zur Verfügung stellen zu können, können dem Störgrößenbeobachter SB anstelle der in diesem Fall fehlenden p-m Zustands-Schätzwerte p-m Messwerte der Eingangsgröße u und/oder der Ausgangsgröße y und/oder von Zustandsgrößen xi .. ,xn, für welche vom Zustandsbeobachter ZB kein Zustands-Schätzwert xlik,x2ik, ...,xm k ermittelt worden ist, zugeführt werden. Es können aber natürlich auch Schätzwerte für alle n Zustandsgrößen ermittelt werden und dem Störgrößenbeobachter SB zugeführt werden, sodass der Störgrößenbeobachter SB auf eine vollständige Schätzung des Zustands des technischen Systems 1 zugreifen kann. Im Rahmen der Erfindung wurde in diesem Zusammenhang erkannt, dass gute Ergebnisse insbesondere in Fällen erzielt werden können, in denen Schätzwerte für alle n Zustandsgrößen ermittelt werden und sämtliche dieser n Schätzwerte dem Störgrößenbeobachter SB zugeführt werden. Ebenso kann dem Störgrößenbeobachter SB aber auch eine Kombination aus Zustands-Schätzwerten und Messwerten zugeführt werden, die insgesamt mehr als p Größen ausmacht, z.B. p Zustands-Schätzwerte und n-p Messwerte.
Wird, wie eingangs beschrieben, lediglich eine einzelne Störgröße wi geschätzt, die das zeitliche Verhalten der Ausgangsgröße y beeinflusst, ist es demnach bereits ausreichend, lediglich für eine Zustandsgröße xi einen Schätzwert xt zu ermitteln.
Ebenso sei angemerkt, dass der vergangene Regelfehler ey,k-j und die bekannten zumindest m Zustands-Schätzwerten Xfe-7 = [xl k_j, x2 k_j, ..., xm k-7]T zwar vorzugsweise von einem gemeinsamen vergangenen Regelungs-Zeitschritt tk-j stammen, dies aber keine zwingende Voraussetzung der Erfindung darstellet. Ebenso kann z.B. der Regelfehler ey,k-j von einem vergangenen Regelungs-Zeitschritt tk-j stammen, die bekannten zumindest m Zustands- Schätzwerten Xfe-0 = [%i,fc-0, %2,fc-o< ■■■ ^Ti.fc-of jedoch von einem vergangenen Regelungs- Zeitschritt tk-o.
Daran anschließend ist im Rahmen der anhand Fig.2 gezeigten Ausgestaltung vorgesehen, die ermittelten Störgrößen-Schätzwerte Wk = [wl fe, w2 k,
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dem Regler R zuzuführen, sodass der Regler R die Störgrößen-Schätzwerte tvk = [wl k,w2 k,
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bei der Ermittlung einer aktuellen Stellgröße Vk berücksichtigen kann.
In einer vorteilhaften Weise kann dabei ein dem aktuellen Regelungs-Zeitschritt tk unmittelbar vorhergehender Regelungs-Zeitschritt tk-i als vergangener Regelungs-Zeitschritt tk-j verwendet werden, also j=1 , von welchem die zur Ermittlung der des den Störgrößen- Schätzwertes w7ife herangezogenen bekannten Zustands-Schätzwerte
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x2,fc-n ->xn,k-1 stammen.
Dieser Vorgehensweise liegen mehrere Erkenntnisse zu Grunde. So ist eine Kernidee des beschriebenen Verfahrens, zuerst anhand eines Zustandsbeobachters ZB und ohne explizite Berücksichtigung der wirkenden Störgrößen wi korrekte Zustands-Schätzwerte Xk zu generieren. Die ermittelten Zustands-Schätzwerten Xk werden gemeinsam mit bekannten, vergangenen zumindest m Zustands-Schätzwerten Xfe-7 zur Ermittlung der Störgrößen- Schätzwerte herangezogen.
Vorzugsweise können im Störgrößenbeobachter SB dabei aufeinanderfolgende Zustands- Schätzwerte Xk,Xk-1 miteinander verglichen werden, wobei geprüft wird, ob der Zusammenhang zwischen den verglichenen, aufeinanderfolgenden Zustands-Schätzwerten Xk,Xk-1 einem störungsfreien Zusammenhang entspricht, der sich in einem störungsfreien Szenario einstellen würde und z.B. durch das Ausgangs-Zustands-Modell AZM ohne Störungen gegeben ist, oder ob eine Abweichung zu diesem störungsfreien Zusammenhang existiert. Hängen zwei aufeinanderfolge Zustandsvektoren Xk, Xk-i eines technischen Systems 1 im ungestörten Fall beispielsweise durch eine allgemeine Differenzengleichung der Form Xk = g(Xk-i,Uk-i) zusammen, im gestörten jedoch durch eine Differenzengleichung der Form Xk = g(Xk-i,Uk-i)+Hwk-i, jeweils mit rein beispielhaften, von durch das technische System 1 bzw. durch die Modellierung des technischen Systems 1 vorgegebenen Funktion g und Matrix H, kann im einfachsten Fall einfach eine Differenz Hwk=Xk+i - g(Xk,Uk) zur Bestimmung dieser Abweichung gebildet werden. Im Rahmen der Erfindung wurde erkannt, dass eine derartige Abweichung ein Maß für Störgrößen wi darstellen kann, und dass die gesuchten Störgrößen aus einer solchen Abweichung ermittelt werden können. Auf diese Weise wird es möglich, in einem ersten Schritt auch ohne näheres Wissen über das dynamische Verhalten der zu schätzenden Störgrößen präzise Störgrößen-Schätzwerte zu ermitteln.
Eine weitere, zentrale Einsicht der Erfindung ist es, Regelfehler ey als zusätzliche Korrekturterme im Störgrößenbeobachter SB zu verwenden. Beispielsweise können die genannten Regelfehler ey, bevorzugt durch einen linearen Gewichtungsfaktor L gewichtet, bei der Berechnung der Störgrößen-Schätzwerte berücksichtigt werden. Hier wurde erkannt, dass Regelfehler ey ein weiteres Maß für die zu schätzenden Störgrößen w darstellen, insbesondere da bei einem durch einen geeignet ausgelegten Regler R geregelten technischen System 1 im ungestörten Fall vielfach keine oder nur unwesentliche Regelfehler ey auftreten. Kompakt formuliert können diese Überlegungen exemplarisch durch die rein beispielhafte Rechenvorschrift
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zusammengefasst werden, die z.B. im Störgrößenbeobachter vorgesehen sein kann. Die Parameter g, H+ leiten sich dabei von den obigen beispielhaften Differenzengleichungen ab, sodass H+ eine Inverse oder eine Pseudo-Inverse oder eine andere invertierende Funktion einer die Störgröße Wk gewichtenden Matrix H ist. Insbesondere die Verwendung zumindest eines Regelfehlers ey als Korrekturterm bringt teils signifikante Vorteile bezüglich der erreichbaren Konvergenzzeiten und der erzielbaren Robustheit des Störgrößenbeobachter SB.
Hierbei sei angemerkt, dass die m Zustands-Schätzwerte X =
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...,xm]7 nicht den ersten m Zustandsvariablen xi,...,xm entsprechen müssen, sondern beliebig ausgewählte m Zustandsvariablen xi,...,xm der insgesamt n Zustandsvariablen xi,...,xn sein können. Dieser Umstand ermöglicht es, insbesondere die Komplexität von Zustandsbeobachtern ZB mitunter signifikant zu reduzieren. Es kann damit z.B. auch bei einem komplexen System 1 mit einer Vielzahl an Zustandsgrößen Xj ausreichend sein, lediglich eine Zustandsgröße Xj zu schätzen, wenn z.B. lediglich eine Störgröße wi wirkt.
Regelkreise 100 wie die in Fig.1 und Fig.2 gezeigten eignen sich insbesondere zur Regelung von bidirektionalen DC/DC-Wandlern 10 als technisches System 1 , wie sie z.B. auf HiL- Prüfständen, z.B. zur Entwicklung und Testung von Batteriesystemen, insbesondere Batteriesystemen von elektrischen Antriebssträngen, eingesetzt werden. Dazu ist anzumerken, dass die Erfindung trotz der sich hierbei ergebenden Vorteile natürlich nicht auf die Regelung eines bidirektionalen DC/DC-Wandlers 10 als technisches System 1 wie in Fig.3 gezeigt beschränkt ist, sondern auch auf andere technischen Systeme 1 angewandt werden kann. Auch die nachfolgend angegebenen und mit dem diskutierten DC/DC-Wandler 10 einhergehenden mathematischen Modelle und Beschreibungen sind als rein beispielgebend zu betrachten und dienen nur der Erläuterung der Erfindung.
Fig.3 offenbart eine mögliche Ausgestaltung eines technischen Systems 1 in Form eines DC/DC-Wandlers 10 mit einer elektrischen Last 5. Der DC/DC-Wandler 10 nimmt dabei die Rolle des technischen Systems 1 ein. Die elektrische Last 5 steht stellvertretend für einen zu testenden Prüfling (auch „Unit Under Test“ bzw. „UUT“), wobei nachfolgend der Fall einer elektrischen Last 5 in Form eines Batteriesystems betrachtet wird. Die elektrische Last 5 kann aber ebenso ein (zumindest teilweise) elektrischer Antriebsstrang eines Fahrzeugs sein, oder bestimmte Antriebsstrangkomponenten eines elektrischen Antriebsstranges umfassen, oder auch nur eine einzelne Antriebsstrangkomponente eines elektrischen Antriebsstranges darstellen, wie einen Stromrichter oder eine elektrische Maschine. Der DC/DC-Wandler 10 stellt der elektrischen Last 5 einen Laststrom i zur Verfügung, woraus sich in Zusammenwirkung mit der Last 5 eine Lastspannung V2 am Ausgang des DC/DC- Wandlers 10 einstellt.
Der in Fig.3 gezeigte DC/DC-Wandler 10 umfasst die Halbbrücken HBi, HB2, HB3, HB4. An den Eingängen Ei , E2 des DC/DC-Wandlers 10 liegt eine Gleichspannung vo an, welche von einem üblicherweise vorhandenen Glättungskondensator Co geglättet wird. Zur Erzeugung der Gleichspannung vo wird eine dreiphasige Wechselspannung AC mittels eines Gleichrichters 4 zu einer Eingangs-Gleichspannung vo gleichgerichtet.
Im in Fig.3 gezeigten Ausführungsbeispiel ist der DC/DC-Wandler 10 als vierstrangiger Synchronwandler aufgebaut. Der DC/DC-Wandler 10 kann aber auch mehr oder auch weniger Stränge aufweisen. Die Anwendbarkeit der gegenständlichen Erfindung wird dadurch nicht eingeschränkt. Der DC/DC-Wandler 10 besteht aus parallelen Halbbrücken HB1, HB2, HB3, HB4 und zugehörigen Drosseln Li , L2, L3, L4, deren Strangströme iLi , ii2, ii_3, ii_4 jeweils durch das Schaltverhalten der zugehörigen Halbbrücke HB1, HB2, HB3, HB4 gesteuert werden. Die Halbbrücken HB1, HB2, HB3, HB4 bestehen aus je einem oberen Leistungsschalter S01, S02, S03, S04, sowie aus je einem unteren Leistungsschalter Sui, Su2, Su3, Su4, wobei die Stränge mit den zugehörigen Drosseln, Li , L2, L3, L4 jeweils zwischen einem oberen und unteren Leistungsschalter geschaltet sind. Weiters sind wie üblich parallel zu den Leistungsschaltern zugehörige Freilaufdioden Doi , Dui, D02, DU2, D03, DU3, D04, DU4 vorgesehen.
Pro Strang sind somit je eine Halbbrücke HB1, HB2, HB3, HB4 und je eine Drossel Li, L2, L3, L4 vorgesehen, wobei die Drosseln Li , L2, L3, L4 einerseits zwischen den oberen Leistungsschaltern S01 , S02, S03, S04 und unteren Leistungsschaltern Sui , Su2, SU3, SU4 mit je einer Halbbrücke HB1, HB2, HB3, HB4 verbunden sind, und andererseits ausgangsseitig miteinander verbunden sind. Damit ergibt sich der Ausgangsstrom als Summe der jeweiligen Strangströme iLi , ii2, ii_3, ii_4- Ohm’sche Widerstände der Drosseln Li , L2, L3, L4 sind in Fig.3 vernachlässigt, können aber (wie später in Fig.4) ebenso berücksichtigt werden.
Zudem ist üblicherweise ein Ausgangsfilter F vorgesehen, das den Ausgangsstrom in gewünschter Weise filtert, beispielsweise glättet. Das Ausgangsfilter F ist im Ausführungsbeispiel nach Fig.3 in Form eines ausgangsseitigen Glättungskondensators C2 und einer Ausgangsinduktivität L ausgebildet. Das Ausgangsfilter F erhält einen Ausgangsstrom des DC/DC- Wandlers 10 bzw. eine Ausgangsspannung vi als Eingangsgröße(n) und filtert diese.
Die Leistungsschalter S01 , S02, S03, S04, Sui , Su2, SU3, SU4 der Halbbrücken werden durch eine Steuereinheit 2 angesteuert. Mögliche Realisierungen einer Steuereinheit 2 sind unter anderem durch mikroprozessorbasierte Hardware, wie beispielsweise Mikrocontroller, und integrierte Schaltungen (ASIC, FPGA) gegeben. In der Folge wird davon ausgegangen, dass die Steuereinheit 2 mit einer Abtastzeit Ts getaktet ist, sodass sich, wie erwähnt, diskrete Regelungs-Zeitschritte tk = k • Ts ausbilden, wobei k typischerweise aus der Menge der natürlichen oder ganzen Zahlen stammt. Auf einer Steuereinheit 2 kann die erfindungsgemäße Beobachtung und Regelung umgesetzt werden. Natürlich sind typischerweise auch bei anderen technischen Systemen 1 entsprechende Steuereinheiten 2 vorgesehen, nicht nur beim gegenständlich betrachteten DC/DC-Wandler 10.
Die oberen Leistungsschalter S01 , S02, S03, S04 und die jeweils zugehörigen unteren Leistungsschalter Sui, SU2, SU3, SU4 einer Halbbrücke HB1, HB2, HB3, HB4 werden grundlegend alternierend geschaltet, um potentiell beschädigende Kurzschlüsse in den Halbbrücken zu verhindern. Zur konkreten Ansteuerung der Leistungsschalter S01 , S02, S03, So4, Sui, Su2, Su3, SU4 ist in der Steuereinheit 2 ein Steuerverfahren implementiert, üblicherweise eine hinlänglich bekannte Pulsweitenmodulation (PWM). Mittels einer Pulsweitenmodulation kann bekanntermaßen ein Tastgrad d (englisch „duty cycle“) vorgegeben werden, welcher die Dauer des Durchschaltens der Eingangsspannung vo über eine Halbbrücke in Relation zu einer vorgegebenen Schaltperiode Ts beschreibt. Der Kehrwert der Schaltperiode Ts legt dabei die Schaltfrequenz fs = — fest.
Ts
Die Steuerung von Halbbrücken HB1, HB2, HB3, HB4 sowie das Prinzip einer PWM sind in der Leistungselektronik hinreichend bekannt, weswegen auf diese Punkte an dieser Stelle nicht näher eingegangen wird. Es sei angemerkt, dass zur Umsetzung des erfindungsgemäßen Verfahrens auch andere Ansteuerverfahren verwendet werden können, wie z.B. eine Pulse-Frequency-Modulation (PFM).
Der DC/DC-Wandler 10 kann selbstverständlich auch in einer anderen Ausführung oder Schaltungstopologie, z.B. mit weniger oder mehr Strängen, mit weniger oder mehr Leistungsschaltern (auch pro Halbbrücke), etc. ausgeführt sein. Ebenso ist es denkbar, dass der Gleichrichter 4 im DC/DC- Wandler 10 integriert ist. In jeder Ausführung umfasst der DC/DC-Wandler 10 jedoch zumindest einen Leistungsschalter, der von einer Steuereinheit 2 angesteuert wird, um einen Laststrom i oder eine Lastspannung V2 einzustellen.
Zum Betrieb des DC/DC-Wandlers 10 kann vorgesehen sein, den Laststrom i und/oder die Lastspannung V2, z.B. messtechnisch oder rechnerisch oder durch einen Beobachter anhand anderer bekannter Größen, zu ermitteln, und den ermittelten Laststrom i und/oder die Lastspannung V2 der Steuereinheit 2 zuzuführen, wie im Ausführungsbeispiel der Fig.3. Dazu ist anzumerken, dass sich in der Praxis insbesondere die Messung der Lastspannung V2 als oftmals schwierig erweist, und aufgrund der üblicherweise nötigen Verkabelung von zur Messung eingesetzten Messaufbauten das tatsächliche zeitliche Verhalten einer Lastspannung V2 oft nur unzureichend in einer Messung abgebildet werden kann. Weiters ist in der Steuereinheit 2 ein Emulationsmodell 3 einer zu emulierenden Komponente (UUT) vorgesehen, beispielsweise ein Antriebsstrangmodell zur Beschreibung des zeitlichen Verhaltens eines elektrischen Antriebsstranges oder ein Batteriemodell.
Das Emulationsmodell 3 bildet das Verhalten der nachzubildenden Komponente(n) nach und berechnet typischerweise eine Referenzgröße r, z.B. in Form eines Referenzstromes iR (Batteriestrom) oder einer Referenzspannung UR. Eine derartige Referenzspannung UR kann in weiterer Folge als Referenzgröße r bzw. als Referenzgrößen-Zeitverlauf zur Regelung der Lastspannung V2 herangezogen werden. Die Vorgabe einer Referenzgröße r kann aber auch anderweitig erfolgen, z.B. durch die Vorgabe eines Bedieners oder durch ein Auslesen aus einer Tabelle. In diesem Fall ist kein Emulationsmodell 3 nötig. Auch muss ein Emulationsmodell 3 nicht zwingend Eingangsgrößen aufnehmen, sondern kann eine Referenzgröße r auch ohne von extern vorgegebene Eingangsgrößen ermitteln.
Um in weiterer Folge darzulegen, wie das erfindungsgemäße Verfahren auf einen wie anhand Fig.3 beschriebenen DC/DC Wandler 10 angewandt werden kann, wird in einem ersten Schritt gezeigt, wie mittels des in Fig.4 gezeigten Ersatzschaltbildes des DC/DC Wandlers 10 ein mathematisches Modell für den DC/DC Wandler 10 angegeben werden kann.
In Fig.4 stehen Lb Ri für die Durchschnitte der Induktivitäten der Drosseln Li , L2, L3, L4 sowie für einen internen Widerstand dieser Durchschnitts-Induktivität L C2 wie vorhin vor für einen ausgangsseitigen Glättungskondensators, L ebenso wie vorhin für die bereits erwähnte Ausgangsinduktivität L, und Ro für einen zur Ausgangsinduktivität L zugehörigen internen Widerstand. Weiters wirkt eine Störgröße W2, die im gegenständlichen Fall in Form eines Stromes, der durch die Last 5 vorgegeben wird, gegeben sein kann, oder durch einen Modellfehler in der Beschreibung der Dynamik, also des zeitlichen Verhaltens, der Ausgangsgröße y, oder durch andere Störeinflüsse, was durch eine Störgröße W2 abgebildet werden kann. Insbesondere wenn die Dynamik der zu regelnden Ausgangsgröße y gänzlich unbekannt ist, bietet sich eine Darstellung wie die anhand Fig.4 beschriebene, basierend auf einer Störgröße W2, oftmals als effektive Möglichkeit zur Modellierung an. Soll nun die Lastspannung V2als Ausgangsgröße y geregelt werden, tritt der besprochene Fall ein, dass das zeitliche Verhalten der Ausgangsgröße y einerseits in einem entscheidenden Maß von der Störgröße W2 abhängig ist, und dass andererseits nicht klar ist, wie ein Modell für die Ausgangsgröße y angegeben werden soll, da das Verhalten der Last 5 bzw. der dargestellten Stromquelle typischerweise unbekannt ist, und dass die Ausgangsgröße in Form der Lastspannung V2 auf die übrigen Zustandsgrößen Xj wirkt.
Ausgehend vom Ersatzschaltbild aus Fig.4 kann dazu zunächst folgendes System aus drei Differentialgleichungen als mathematische Zustands-Modell ZM für den in Fig.3 gezeigten DC/DC- Wandler 10 abgeleitet werden:
Figure imgf000023_0001
y = v2
Darin stehen j2,
Figure imgf000023_0002
v2 für die Summe der Phasenströme, den Ausgangsstrom, die Ausgangsspannung und die gemessene Lastspannung. v0 ■ d steht für die Eingangsgröße u, die sich als Produkt der Zwischenkreisspannung v0 und des Tastverhältnisses d ergibt. Bei dieser Wahl kann ein direkter Zusammenhang zwischen der Stellgröße u und dem durchschnittlichen duty-cycle der PWM-Signale für die Leistungsschalter Soi , S02, S03, S04, Sui, Su2, Su3, SU4 hergestellt werden.
Um das mathematische Zustands-Modell ZM erfindungsgemäß um ein Ausgangsgrößenmodell AM, welches das zeitliche Verhalten der von der zumindest einen Störgröße W2 beeinflussten Ausgangsgröße y beschreibt, zu einem Ausgangs-Zustands- Modell AZM zu erweitern, kann zunächst das folgende Ausgangsgrößenmodell AM für die Lastspannung V2 angegeben werden:
Figure imgf000023_0003
Dieses Ausgangsgrößenmodell AM weist einen von der Ausgangsgröße y=V2 abhängenden Dynamik-Anteil AM1 und einen von der Ausgangsstörung W2 abhängenden Fehler-Anteil AM2 auf. Wird der Parameter / zu Null gewählt, also y=0, kann die erwähnte vorteilhafte Ausgestaltung erreicht werden, in welcher der Dynamik-Anteil AM1 ausschließlich von der Ausgangsgröße y=V2 abhängt und der Fehler-Anteil AM2 ausschließlich von der zumindest einen Störgröße W2 abhängt.
In das eingangs genannte Zustands-Modell ZM eingesetzt ergibt sich damit
Figure imgf000024_0001
als erfindungsgemäßes Ausgangs-Zustands-Modell AZM zur Beschreibung des DC/DC-
Wandlers 10. Zur kompakteren Schreibweise werden für den (nun erweiterten)
Zustandsvektor, die Dynamikmatrix, den Eingangsvektor, den Stör-Eingangsvektor und den
Ausgangsvektor die in der linearen Regelungstechnik üblichen Abkürzungen X, A, B, E, C eingeführt. Mit dem gegenständlichen Ausgangs-Zustands-Modell AZM kann nun, wie bereits eingehend diskutiert, ein Zustandsbeobachters ZB zur Schätzung des Zustandsvektors X angegeben werden, wozu verschiedenste in der Regelungstechnik bekannte Ansätze herangezogen werden können (Kalman-Filter, Luenberger-Beobachter, usw.).
Um weiters die ebenfalls bereits erläuterte, besonders vorteilhafte Vorgehensweise basierend auf einer Kaskadenstruktur aus einem Störgrößenbeobachter SB und einem Zustandsbeobachter ZB umzusetzen, kann wie folgt vorgegangen werden:
Zunächst kann das angegebene Ausgangs-Zustands-Modell diskretisiert werden (z.B. mittels eines Forward- oder Backward-Euler-Verfahrens oder mittels der Methode nach Tustin), woraus sich ein allgemeines, diskretes Ausgangs-Zustands-Modell folgender Form ergibt:
■Xfc+1 — ^d^- k + Bduk + Edw2,k-
Der Subskript d repräsentiert darin die zeitdiskrete Modellbeschreibung, und der Index k notiert die bereits erwähnten zeitdiskreten Regelungs-Zeitschritte. An dieser Stelle sei erneut angemerkt, dass die Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens keineswegs auf die Regelung eines DC/DC Wandlers 10 eingeschränkt ist. Ein System wie die obenstehende lineare Differenzengleichung kann aus der Modellierung der unterschiedlichsten technischen Systeme 1 hervorgehen, was auf die universelle Einsetzbarkeit der Erfindung hinweist. Insbesondere kann sich ein obiges, lineares, zeitdiskretes Modell auch aus der Linearisierung eines beliebigen nichtlinearen Modells ergeben, sodass die Klasse von Modellen bzw. technischen Systemen 1 , auf die die Erfindung angewandt werden kann, im Grunde nicht eingeschränkt werden muss. Um die Ausgangsgröße y=V2 auf eine vorgegebene oder eine durch ein Emulationsmodell ermittelte Referenzgröße r einzuregeln, kann für das obige Modell ein nichtlineares oder auch ein lineares Regelungsgesetz vorgegeben werden, z.B. in Form eines in der Regelungstechnik hinlänglich bekannten Zustandsreglers, bei welchem der Zustandsvektor X des zu regelnden Systems mittels einer Regler-Verstärkung Kx direkt auf die Stellgröße u abgebildet wird. Zur Wahl der Regler-Verstärkung Kx stehen eine Vielzahl von Methoden und Ansätze zur Verfügung, wie der Zustandsregler-Entwurf nach Ackermann.
In einer vorteilhaften Weise kann als Regler R aber auch ein sogenannter Optimalregler verwendet werden, welcher in den vorgegebenen Regelungs-Zeitschritten bei der Ermittlung der Stellgröße v ein vorgegebenes Gütemaß J, welches vorzugsweise eine Zeitdauer bis zur Einregelung der Ausgangsgröße y auf die Referenzgröße r und/oder eine im Zuge der Regelung aufzuwendende Stellenergie und/oder einen zeitlichen Verlauf eines Regelfehlers ey=r-y bewertet, optimiert.
Wie erwähnt, werden die ermittelten Störgrößen-Schätzwerte vorteilhafterweise im Regler R bei der Ermittlung der Stellgröße berücksichtigt. Hierzu sei angemerkt, dass diese Vorgehensweise insbesondere die Möglichkeit eröffnet, Regelgesetze ohne Integralanteile zu verwenden. Integrierende Regler werden typischerweise herangezogen, um Eingangsstörungen zu unterdrücken. Werden, wie im Rahmen der Erfindung vorgesehen, allerdings sämtliche wirkenden Störgrößen geschätzt und mittels ihrer Schätzung berücksichtigt und in geeigneter Weise kompensiert, kann auf Integratoren im Regler R vielfach verzichtet werden, was hinsichtlich Dynamik und Schwingneigung der resultierenden Regelkreise vielfältige Vorteile mit sich bringt (beispielsweise können Integratoren in Reglern R größere Ripple und größeres Überschwingen in Sprungantworten verursachen).
Wird nun beispielhaft ein Zustandsregler Kx zum Einregeln einer Ausgangsgröße y auf eine vorgegebene Referenzgröße r eingesetzt, kann im gegenständlichen Fall z.B. das Bildungsgesetz
Figure imgf000025_0001
für die Stellgröße Uk angegeben werden, wobei sich die Größe Xr gemäß der Gleichung r = CXr aus der vorgegebenen Referenzgröße r ableitet, und damit einen Referenz-Zustandsvektor Xr darstellt, und ur einen Wert der Stellgröße ufe darstellt, der erforderlich ist, um den Zustandsvektor X im Referenz-Zustandsvektor Xr zu halten. Der regelungstechnischen Literatur kann für ein allgemeines, lineares System der Form Xk+1 = AdXk + Bduk + Edw2 k,y = cx beispielsweise die Rechenvorschrift ur = (C(I - Ad)~1Bd)~1(r - C(I - Ad) 1Edw2 k) entnommen werden, wo insbesondere die Berücksichtigung des Störgrößen-Schätzwertes w2 k klar ersichtlich wird.
Die Idee bei der Einführung dieses Referenzzustandsvektors Xr ist es, den Zustandsvektor X in einen Zustandsvektor Xr zu überführen, in dem das ursprünglich gestellte regelungstechnische Problem, die Ausgangsgröße y auf die Referenzgröße r einzuregeln, gelöst wird. Der Referenz-Zustandsvektor Xr ist damit eine Hilfsgröße, die sich aus der vorgegebenen Referenzgröße r ableitet.
Nachfolgend wird gezeigt, wie für obiges Modell ein Zustandsbeobachter ZB zur Ermittlung der Zustands-Schätzung Xk entworfen werden kann. Konkret können beispielsweise ausgehend vom oben angeführten zeitdiskreten Modell die folgenden Beobachtergleichungen für einen Zustandsbeobachter ZB angesetzt werden:
%k+l = Z + ^Vk + duk k = ^k — Myk, yk = DXk
Darin steht Zk für einen Hilfszustand, aus welchem gemäß der zweiten der obigen Gleichungen die Schätzung Xk für den zu schätzenden Zustandsvektor Xk ermittelt werden kann, und yk für eine aus der Schätzung Xk ermittelte Schätzung der Ausgangsgröße yk. Die Matrizen N, L, G, M sind derart auszulegen, dass der Schätzfehler ex k = Xk - Xk konvergiert, also gegen ex k = 0 strebt für einen gegen Unendlich strebenden Index k (/c -> oo). Die Matrix D kann hier der bereits bekannten Ausgangsmatrix C entsprechen, kann aber z.B. aus Gründen der Beobachterauslegung auch anders gewählt werden.
Es sei angemerkt, dass im gegenständlichen Fall, in dem lediglich eine Störung W2,k wirkt, der Zustandsbeobachter ZB ausgehend von der Ausgangsgröße yk und der Eingangsgröße Uk des technischen Systems 1 die Zustands-Schätzwerte Xk ermittelt. Diese Größen, Ausgangsgröße yk und Eingangsgröße Uk, werden dem Zustandsbeobachter ZB in der praktischen Umsetzung als Messgrößen zur Verfügung gestellt. Im Rahmen der Erfindung wurde dahingehend erkannt, dass es in vielen für die Praxis relevanten Fällen erforderlich ist, einem Zustandsbeobachter ZB im Fall einer Anzahl von p wirkenden Störgrößen wi,...,wp zumindest p Messgrößen, z.B. der Eingangsgröße u und/oder der Ausgangsgröße y und/oder von Zustandsgrößen xi...xn, zur Verfügung zu stellen, um den gewünschten Zustands-Schätzwert ermitteln zu können. In der regelungstechnischen Literatur spricht man hierbei von der „Existenz eines Beobachters“. Würden im gegenständlichen Fall beispielswiese zwei zusätzliche weitere Störgrößen wi, W3 wirken (insgesamt würden dann drei Störgrößen wi, W2, W3 wirken), wäre es erforderlich, dem Zustandsbeobachter ZB eine weitere Messgröße zuzuführen, z.B. eine Messung einer Zustandsgröße Xj, sodass der Zustandsbeobachter ausgehend von drei Messgrößen die gewünschte Schätzung durchführen kann.
Die Dynamik (d.h. das zeitliche Verhalten) des Schätzfehlers ist ausgehend von obigem Modell durch die Gleichung
®x,fc+l — ex k festgelegt, wodurch sich aus der Forderung eines konvergenten Schätzfehlers ex k unmittelbar eine Forderung nach einer Matrix N, die stabil ist im Sinne von Hurwitz ableiten lässt (bei diskreten Systemen: alle Eigenwerte der Matrix N innerhalb des Einheitskreises, bei kontinuierlichen Systemen: alle Eigenwerte der Matrix N in der linken offenen Halbebene der komplexen Zahlenebene). Im Rahmen der Erfindung wurde diesbezüglich erkannt, dass diese Forderung durch eine Matrix N erfüllt wird, welche der Gleichung
Af = (Z - Ed(DEdyD)Ad - [Q ff] _D(j _ EyDEdyD)Ad entspricht. Ein derartiger Zustandsbeobachter kann für beliebe Systeme angegeben werden, die durch ein Modell der Form Xk+ 1 = AdXk + Bduk + Edw2 k modelliert werden können, und ist nicht auf den gegenständlich betrachteten DC/DC-Wandler beschränkt.
Darin stehen I für eine Einheitsmatrix geeigneter Dimension, (öffd)+ für die Pseudo-Inverse von D
Figure imgf000027_0001
T und [(? ff] für Matrizen, die der Matrix N wie erwähnt Eigenwerte innerhalb des Einheitskreises aufprägen. Zur Wahl der Matrizen [(? ff] sind verschiedene Ansätze aus der Literatur bekannt, in einer vorteilhaften Weise kann zu diesem Zweck beispielsweise die wohlbekannte Formel nach Ackermann eingesetzt werden. Für die Matrix M kann in ähnlicher Weise beispielsweise
M = -Ed(DEdy + R(I - (DEd DEdy) angesetzt werden. Es sei angemerkt, dass auch andere Ansätze zum Aufstellen der Beobachtergleichungen des Zustandsbeobachters ZB herangezogen werden können, wie Sliding-Mode-Beobachter, oder Kalman-Filter oder andere Beobachter. Entscheidend ist, dass es der Zustandsbeobachter ZB erlaubt, ohne explizite Betrachtung der Störgrößen W2 eine exakte Schätzung des Zustandsvektors zu ermitteln, aus welcher in einem nächsten Schritt im Störgrößenbeobachter die gewünschten Störgrößen-Schätzwerte ermittelt werden können.
Wie diese Ermittlung von Störgrößen-Schätzwerten im gegenständlichen Anwendungsbeispiel konkret durchgeführt werden kann, wird nachfolgend dargestellt. Dazu sei zunächst eine naheliegende Herangehensweise gezeigt, bei der die Differenzengleichung für den Zustandsvektor ohne weitere Maßnahmen auf die zu schätzende Störgröße w2 k aufgelöst wird:
Figure imgf000028_0001
Die Matrix Ed + steht hierbei wie vorhin für die Pseudo-Inverse Ed + = (E^E^ Ed T . Diese Vorgehensweise kann interpretiert werden als ein Vergleich eines neuen Schätzwertes xfe+1 mit einer Prädiktion dieses neuen Schätzwertes, wobei diese Prädiktion basierend auf zumindest einem vorgehenden Schätzwert^ und einem störfreien Modell Adxk + Bduk durchgeführt wird. Würde keine Störung wirken, wäre der Ausdruck auf der rechten Gleichungsseite gleich Null, es würde also xfe+1 - Adx,. - Bduk = 0 gelten. Wirkt nun jedoch eine Störgröße wi, kommt es zu einer Abweichung, aus welcher eine Schätzung für die Störgröße ermittelt werden kann.
Im Rahmen der gegenständlichen Erfindung wurde allerdings erkannt, dass die beschriebene Art der Schätzung mehrere Nachteile aufweist, unter anderem, dass die Schätzung der Störgrößen w2 k erst korrekt wird, wenn die Schätzung des Zustandsvektors Xk konvergiert ist. Ist es nicht möglich, eine zügige Konvergenz sicherzustellen, kann es mitunter beträchtliche Zeit in Anspruch nehmen, bis korrekte Störgrößen-Schätzwerte bereitgestellt werden können.
Es kann aus diesem Grund eine andere Art der Störgrößenschätzung eingesetzt werden, bei welcher insbesondere der Regelfehler ey=r-y berücksichtigt wird. Zu diesem Zweck kann das Gleichungssystem
Figure imgf000028_0002
angegeben werden, aus welchem die unbekannte w2 k ermittelt werden kann. Setzt man beispielsweise die zweite Gleichung des obigen Gleichungssystems in die erste Gleichung ein, ergibt sich nach Umformung die Rechenvorschrift
Figure imgf000028_0003
für den zu schätzenden Störgrößenvektor. Darin wird die Wirkung des zusätzlichen, auf dem Regelfehler basierenden Korrekturterms ersichtlich. Ein wesentlicher Vorteil der Formulierung des Störgrößenbeobachters SB in Form zweier separater Differenzengleichungen ist, dass die Wahl der festzulegenden Verstärkungsfaktoren Li und L2 auf eine besonders effiziente Weise erfolgen kann.
Nachfolgend wird eine zu diesem Zweck mögliche und besonders elegante Herangehensweise dargelegt. Konkret kann erneut auf den Referenz-Zustandsvektor Xr zurückgegriffen werden, welcher sich, wie beschrieben, aus der Referenzgröße r gemäß r = CXr ergibt. Fasst man die beiden Differenzengleichungen des Störgrößenbeobachters SB zusammen und setzt man D = C, kann folgende Beschreibung angegeben werden:
Figure imgf000029_0001
Die Wahl der Verstärkungsfaktoren Llf L2 wird dadurch auf die Dimensionierung eines Vektors -1 zurückgeführt, der die Matrix stabilisiert, d.h. der
Figure imgf000029_0002
sicherstellt, dass die Eigenwerte der Matrix innerhalb des Einheitskreises liegen. Dazu sind aus der regelungstechnischen Literatur verschiedene Ansätze bekannt. Ausgehend von dieser Gleichung kann erneut aus einer Vielzahl von Methoden zur Dimensionierung der Verstärkungsfaktoren Z1;Z2 gewählt werden, wobei als bekanntes Beispiel erneut auf die in der Regelungstechnik hinlänglich bekannte Methode nach Ackermann verwiesen sei.
In den Figuren 5a, 5b sind abschließend Ergebnisse gezeigt, die bei der Regelung einer Lastspannung v2 eines wie in Fig.3 gezeigten DC/DC-Wandlers 10 erreicht wurden, einmal mittels eines Störgrößenbeobachters SB nach Stand der Technik (strichlierte Linien), einmal mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens (durchgezogene Linien).
Im in Fig.5a gezeigten Szenario ändert sich die als Referenzgröße r für die zu regelnde Spannung v2 vorgegebene Referenzspannung im Zeitintervall zwischen 2 und 2,5 Sekunden zunächst sprungartig und anschließend rampenförmig. Es ist klar zu erkennen, dass mit dem erfindungsgemäßen Verfahren der durch das Verfahren nach Stand der Technik herbeigeführte Unterschwinger in der Mitte des Diagramms vermieden werden kann und damit einerseits eine höhere Regelungsgenauigkeit erreicht werden kann, andererseits aber auch ein schnelleres Einschwingverhalten und damit einer kürzere Einschwingdauer erzielt werden.
Fig.5b zeigt ein weiteres Ergebnis einer Festwertregelung der zu regelnden Spannung auf 1V bei gleichzeitiger Erhöhung des von der Last 5 gezogenen Laststromes i beim Zeitpunkt t=0 Sekunden, im Zuge einer Umschaltung von einem sogenannten „Constant-Current“- Betrieb auf „Constant-Voltage“-Betrieb. Im Vergleich zum Stand der Technik sind die Vorteile des erfindungsgemäßen Verfahrens insbesondere in punkto Regelungsgenauigkeit klar erkennbar. Ein wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist überdies die geringere Querwirkung zwischen verschiedenen Größen, wie im gegenständlichen Fall durch den gezogenen Laststrom. Wie anhand Fig.5b erkennbar ist, ändert sich die zu regelnde Spannung v2 trotz sprunghaft ansteigendem Strom kaum.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Regelung eines technischen Systems (1) mit n Zustandsgrößen (xi...xn), zumindest einer auf das technische System (1) wirkenden und das zeitliche Verhalten der n Zustandsgrößen (xi...xn) beeinflussenden Eingangsgröße (u), einer zu regelnden Ausgangsgröße (y) und zumindest einer auf das System (1) wirkenden und das zeitliche Verhalten der Ausgangsgröße (y) beeinflussenden Störgröße wi, wobei ein mathematisches Zustands-Modell (ZM) zur Beschreibung der zeitlichen Veränderung der n Zustandsgrößen (xi...xn) angegeben wird und wobei ein Regler (R) in vorgegebenen Regelungs-Zeitschritten aus einem Regelfehler ey, welcher eine Abweichung zwischen einer vorgegebenen Referenzgröße (r) und der Ausgangsgröße (y) beschreibt, eine Stellgröße (v) ermittelt, welche dem technischen System (1) als Eingangsgröße (u) vorgegeben wird, um die Ausgangsgröße (y) auf die Referenzgröße (r) einzuregeln, dadurch gekennzeichnet, dass das mathematische Zustands-Modell (ZM) um ein Ausgangsgrößenmodell (AM), welches das zeitliche Verhalten der von der zumindest einen Störgröße wi beeinflussten Ausgangsgröße (y) beschreibt, zu einem Ausgangs-Zustands-Modell (AZM) erweitert wird, wobei das Ausgangsgrößenmodell (AM) einen von der Ausgangsgröße (y) abhängenden Dynamik-Anteil (AM1) und einen von der Störgröße wi abhängenden Fehler-Anteil (AM2) aufweist, dass während eines aktuellen Regelungs-Zeitschrittes tk mittels eines auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells (AZM) entworfenen Zustandsbeobachters (ZB) ein aktueller Störgrößen-Schätzwert wt k für die zumindest eine Störgröße wi ermittelt wird, und dass während des aktuellen Regelungs-Zeitschrittes tk der ermittelte Störgrößen-Schätzwert wt k dem Regler (R) zugeführt wird und der Regler (R) den Störgrößen-Schätzwert wt k bei der Ermittlung einer aktuellen Stellgröße (v) berücksichtigt.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Dynamik-Anteil (AM1) ausschließlich von der Ausgangsgröße (y) abhängt und dass der Fehler-Anteil (AM2) ausschließlich von der zumindest einen Störgröße wi abhängt.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass während des aktuellen Regelungs-Zeitschrittes tk mittels des Zustandsbeobachters (ZB) für zumindest eine Zustandsgröße (xi) der n Zustandsgrößen (xi...xn) des technischen Systems (1) ein aktueller Zustands-Schätzwert (%i;fe) ermittelt wird, und dass mittels eines auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells (AZM) entworfenen Störgrößenbeobachters (SB) aus einem aktuellen Regelfehler ey,k und/oder aus zumindest einem vergangenen Regelfehler ey,k-j, sowie aus dem aktuellen, zumindest einen mit dem Zustandsbeobachter (ZB) ermittelten Zustands-Schätzwert xiik und aus bekannten Zustands-Schätzwerten
Figure imgf000030_0001
von zumindest einem vergangenen Regelungs-Zeitschritt tk-j der aktuelle Störgrößen-Schätzwert ermittelt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein dem aktuellen Regelungs-Zeitschritt tk unmittelbar vorhergehender Regelungs-Zeitschritt tk-i als vergangener Regelungs-Zeitschritt tk-j verwendet wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der aktuelle Regelfehler ey,k als durch zumindest einen linearen Gewichtungsfaktor Z gewichteter aktueller Regelfehler Zey,k bei der Ermittlung des zumindest einen Störgrößen-Schätzwertes wt berücksichtigt wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der zumindest eine lineare Gewichtungsfaktor L derart gewählt wird, dass eine das zeitliche Verhalten des zumindest einen Störgrößen-Schätzwertes wt beschreibende Matrix Eigenwerte innerhalb des Einheitskreises der komplexen Zahlenebene oder in der linken offenen Halbebene der komplexen Zahlenebene aufweist und damit eine asymptotisch stabile Dynamik beschreibt.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells (AZM) entworfener Regler (R) ohne Integralanteil zum Regeln der Ausgangsgröße (y) eingesetzt wird, wobei der zumindest eine Störgrößen-Schätzwert wt einer aus einem Regelgesetz ohne Störgrößenkompensation hervorgehenden, unkompensierten Stellgröße zur Störgrößenkompensation überlagert wird.
8. Regelkreis (100) zur Regelung eines technischen Systems (1) mit n Zustandsgrößen (xi...xn), zumindest einer auf das System (1) wirkenden und das zeitliche Verhalten der n Zustandsgrößen (xi...xn) beeinflussenden Eingangsgröße (u), einer Ausgangsgröße (y) und zumindest einer auf das System (1) wirkenden und das zeitliche Verhalten der Ausgangsgröße (y) beeinflussenden Störgröße wi, wobei ein mathematisches Zustands- Modell (ZM) zur Beschreibung der zeitlichen Veränderung der n Zustandsgrößen (xi...xn) angegeben wird, wobei eine Steuereinheit (2) vorgesehen ist, auf welcher ein Regler (R) implementiert ist, welcher ausgestaltet ist, in vorgegebenen Regelungs-Zeitschritten aus einem Regelfehler ey, welcher eine Abweichung zwischen einer vorgegebenen Referenzgröße (r) und der Ausgangsgröße (y) beschreibt, eine Stellgröße (v) zu ermitteln und die Stellgröße (v) dem technischen System (1) als Eingangsgröße (u) vorzugeben, um die Ausgangsgröße (y) auf die Referenzgröße (r) einzuregeln, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (2) ausgestaltet ist, das mathematische Zustands-Modell (ZM) um ein Ausgangsgrößenmodell (AM), welches das zeitliche Verhalten der von der zumindest einen Störgröße wi beeinflussten Ausgangsgröße (y) beschreibt, zu einem Ausgangs-Zustands- Modell (AZM) zu erweitern, wobei das Ausgangsgrößenmodell (AM) einen von der Ausgangsgröße (y) abhängenden Dynamik-Anteil (AM1) und einen von der zumindest einen Störgröße wi abhängenden Fehler-Anteil (AM2) aufweist, dass in der Steuereinheit (2) ein auf Basis des Ausgangs-Zustands-Modells (AZM) entworfener Zustandsbeobachter (ZB) vorgesehen ist, welcher ausgestaltet ist, während eines aktuellen Regelungs-Zeitschrittes tk einen aktuellen Störgrößen-Schätzwert wt k für die zumindest eine Störgröße wi zu ermitteln, und dass die Steuereinheit (2) ausgestaltet ist, während des aktuellen Regelungs- Zeitschrittes tk dem Regler (R) ermittelte Störgrößen-Schätzwert wt zuzuführen.
9. Regelkreis (100) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das technische System (1) in Form eines bidirektionalen DC/DC-Wandlers (10) gegeben ist.
10. Regelkreis (100) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der bidirektionale DC/DC-Wandler (10) eine Mehrzahl von Leistungsschaltern (Soi , S02, S03, S04, Sui , Su2, SU3, SU4) umfasst, wobei an den Eingängen (Ei , E2) des DC/DC-Wandlers (10) eine Gleichspannung (vo) anliegt und der bidirektionale DC/DC-Wandler (10) eine Lastspannung (V2) und/oder einen ausgangsseitigen Laststrom (i ) als Ausgangsgröße (y) zur Verfügung stellt, und dass in der Steuereinheit (2) ein Emulationsmodell (3) vorgesehen ist, wobei das Emulationsmodell (3) ausgestaltet ist, eine Referenzspannung (UR) als Referenzgröße (r) zur Regelung zu berechnen und der Steuerungseinheit (2) zur Regelung zuzuführen.
11. Regelkreis (100) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (2) ausgestaltet ist, den aktuellen Regelfehler ey,k als Differenz zwischen der vom Emulationsmodell (3) ermittelten Referenzspannung (UR) als Referenzgröße (r) und der Lastspannung (V2) zu ermitteln.
12. Regelkreis (100) nach Anspruch 10 oder 11 , dadurch gekennzeichnet, dass in der Steuereinheit (2) ein lineares mathematisches Modells des technischen Systems (1) der Form
Figure imgf000032_0001
als Zustands-Modell (ZM) vorgesehen ist, mit Strömen iL und einer Spannung v als
Zustandsgrößen Xj, einer Lastspannung v2 als Störgröße wi, einem Produkt aus einer Zwischenkreisspannung v0 und einem Tastverhältnis d als Eingangsgröße (u), der Lastspannung V2 als Ausgangsgröße (y), und mit Widerständen Rj und Ro, Induktivitäten Lj und L und einer Kapazität C2.
13. Regelkreis (100) nach Anspruch 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass in der
Steuereinheit (2) ein lineares mathematisches Modell der Form AM-, ^v2 = q - v2 +
AMI y( 0 ■ d) + wi als Ausgangsgrößenmodell AM vorgesehen ist, mit vorgegebenen Konstanten q und y.
14. Regelkreis (100) nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass in der
Steuereinheit (2) das Zustands-Modell ZM und das Ausgangsgrößenmodell AM zu einem Ausgangs-Zustands-Modells AZM der Form
Figure imgf000033_0001
kombiniert werden.
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