WO2017097351A1 - Hochenergie-stossstrombegrenzer - Google Patents

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WO2017097351A1
WO2017097351A1 PCT/EP2015/079112 EP2015079112W WO2017097351A1 WO 2017097351 A1 WO2017097351 A1 WO 2017097351A1 EP 2015079112 W EP2015079112 W EP 2015079112W WO 2017097351 A1 WO2017097351 A1 WO 2017097351A1
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energy
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primary
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PCT/EP2015/079112
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Hans-Günter ECKEL
Christoph JUNGHANS
Daniel Schmitt
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H10N60/00—Superconducting devices
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters

Definitions

  • the invention relates to a high-energy impulse current limiter for a voltage intermediate circuit power converter. It further relates to a voltage-controlled converter module and a power converter.
  • Power converters with power converter modules of the type mentioned are now used in particular in the high-voltage direct current (HVDC) transmission, which in particular the transmission of energy via DC over long distances - usually distances of about 750 km up - serves.
  • HVDC high-voltage direct current
  • complex power converters needed because electrical energy in power plants is almost always generated by synchronous generators as three-phase alternating current of the frequency 50 Hz or 60 Hz.
  • VSC Voltage Source Converter
  • VSC modules With a number of such VSC modules, it is possible to generate stepped voltage curves whose step height corresponds to the rated voltage of one of the VSC modules, which ultimately form the connection between the AC and DC side.
  • LCC line-commutated converters
  • the shock ⁇ current limiter comprising a primary winding with two electrical connections and a magnetically gekop- with the primary winding pelte secondary winding, the secondary winding is short-circuited.
  • the invention is based on the consideration that to further increase the possible energies in which the shock flow can be reliably limited, a further development or improvement of the previous technology, in particular the RL combinations does not seem sufficient.
  • a further development or improvement of the previous technology in particular the RL combinations does not seem sufficient.
  • the primary side of the transformer is an active part of the commutation ⁇ circle of the power converter module, ie, the primary side is in series with energy storage (capacitor) and the semiconductor switches.
  • the primary winding transforms the voltage absorbed due to the steep current increase into the secondary winding, which converts a portion of the stored electrical energy into heat due to its ohmic resistance.
  • the inductive part of the primary winding be ⁇ limits the rate of current rise and receives a white ⁇ direct part of the energy in the field, the magnetization in the following paragraphs is the resistance of the secondary winding turn is converted into heat.
  • the counter voltage occurring across the surge limiter limits the short-circuit current in amplitude.
  • the frequency of the short-circuit current is also verrin- siege by the higher in the short-circuit falling ⁇ effective inductance. This reduces the emission of high-frequency magnetic fields, which could disturb neighboring modules.
  • the field magnetizes in the secondary winding, whereby the inductive overvoltage peak is greatly reduced.
  • energy is dissipatively converted during each switching operation.
  • the cooling of the secondary winding takes place over a large area over the primary winding.
  • zer primary winding and secondary winding are substantially zy relieving coat shaped and advantageously INEI ⁇ Nander arranged, ie primary and secondary windings are arranged at the same axial height and one of the two coils has a smaller radius, so that in the high-energy Stoßstrombegren- they is disposed within the other winding.
  • This offers the advantage of a comparatively very small leakage inductance, as Pri ⁇ fairy-and secondary windings are very close, and it will be a simple technical construction permits, as bent busbars can be used in the Vin ⁇ sentlichen to a cylinder jacket.
  • Between the primary and secondary windings is a not necessarily continuous insulation layer.
  • the primary winding and the secondary winding are selectively electrically connected.
  • the electrical short circuit for the secondary winding can also be realized via the primary winding.
  • an insulating layer is advantageously arranged between parallel turns of the primary and / or secondary winding.
  • primary and secondary windings are fixed with a clamping bandage. This acts in the radial direction and holds the layers together frictionally.
  • the committeenpres ⁇ solution of such tension Association counteracts the forces an error in accordance contrary, without the impact of ⁇ current limiter is permanently deformed even destroyed or.
  • An effect of mutual mechanical support can be exploited since the directions of force on the primary and secondary windings can be opposite in time.
  • the electrical connections of the surge current limiter are there ⁇ arranged advantageously on the clamping bandage.
  • the primary and secondary windings are advantageously mechanically stabilized by a support structure.
  • the surge current limiter can namely be made both single-layered and multi-layered, ie it can consist of several primary and secondary windings which locally overlap and can be electrically connected to each other. Depending on the design, it is necessary in addition to provide a support structure that can absorb and dissipate the magnetic forces acting on the windings.
  • the primary winding comprises two windings and the secondary winding comprises a winding which is connected between the two windings of the primary winding. ordered and short-circuited across the primary winding.
  • the secondary winding is isolated between the primary turns, with the closed circuit of the secondary winding being ensured by a short overlapping contact across the primary winding.
  • the primary winding is made in one piece, i. the two windings are integrally formed on a twice spirally wound busbar. This prevents arcing, which could possibly occur in a multi-part manufacturing.
  • the two turns of the primary winding are formed as separate parts and touch each other in an overlapping area.
  • the secondary winding consists of a cold ⁇ conductor, in particular stainless steel. This means that the reflection ⁇ state value upon heating a PTC (Positive Temperature Co-efficient-) has character. This can be particularly easily met with the choice of material for the secondary winding, in particular by using stainless steel eg V2A.
  • V2A has a very high resistivity for metal alloys, so that over the material thickness of a Cypruska ⁇ capacity is reached, which can accommodate the wegzudämpfende / dissipie- to yield energy.
  • the heating of the secondary winding of the high-energy Stoßstrombeskyrs in case of failure is to be considered in the choice of material, eg for the insulating layer.
  • the high-energy impulse current limiter is advantageously designed for an energy of more than 10 kJ and / or a voltage of more than 1 kV and / or a leakage inductance between the primary and secondary windings of less than ⁇ . This is possible for the person skilled in the art by appropriate choice of the sheet thicknesses of the primary and secondary windings. Especially in such energy and voltage ranges conventional RL combinations are only limited use and the high-energy surge current limiter described here is of particular advantage.
  • a voltage-controlled converter module with at least one power semiconductor valve and a charge storage device for a converter advantageously has such a high-energy impulse current limiter, which is arranged in series with the power semiconductor and the charge storage device.
  • a voltage source converter advantageously comprises a plurality of such series-connected voltage-controlled converter modules.
  • the advantages achieved by the invention are, in particular, that a high-voltage impulse current limiter is created by the combination of ohmic resistance and inductance via a magnetic coupling, which has particularly low influences on normal switching operations and at the same time mitigate particularly high surge currents in the event of a fault. and is thus particularly suitable for use in voltage-controlled converter modules of multilevel current converters.
  • the surge current limiter described above has the property of a very small stray inductance, since the primary and secondary windings are very close to each other and the current supply or discharge are also superimposed.
  • the limiting effect is also current-dependent: the higher the surge current (magnetic field) is in the primary circuit of the ⁇ to become higher and the current induced in the secondary winding.
  • the protective circuit acts maximally and effi ⁇ cient only in the case of error (eg complete short circuit of a bridge in a power converter module).
  • the magnetic coupling of the ohmic and inductive components also ensures good scalability.
  • the materials of construction are readily available and cost ⁇ favorable.
  • a complex integration of a pulse-fixed counter ⁇ stands and the purchase of special discrete components omitted (resistor, fuse). Unlike a backup, there is also reusability.
  • FIG. 1 shows a high-energy impulse current limiter in an embodiment with one turn in cross section
  • FIG. 2 shows a high-energy impulse current limiter in an embodiment with a secondary winding arranged between two turns of the primary winding and a two-part primary winding in cross section,
  • FIG. 3 shows a high-energy impulse current limiter in an embodiment with between two turns of the primary märwicklung arranged secondary winding and one-piece primary winding in cross section,
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a voltage-controlled converter module with a representation of the arrangement of
  • 5 shows a schematic circuit diagram of a multilevel
  • FIG. 6 shows a measurement of the electrical variables of the surge current limiter from FIG. 3 in the case of a short circuit
  • FIG. 7 shows a high-energy impulse current limiter in an embodiment with a higher number of turns in cross section.
  • the high-energy collision ⁇ current limiter has a substantially zylindermantelför--shaped geometry. Its diameter is in the range of about 15-50 cm, its height at about 5-20 cm (these sizes ⁇ orders also apply to the embodiments of FIG 2, FIG 3 and FIG 7).
  • These sizes and thicknesses described in the fol ⁇ constricting positions of the cylinder jacket are variable and can be adapted by the skilled person with respect to the desired design for the current flowing in operation, for the achievable main inductance and damping as well as for the occurring Streuinduk ⁇ tivity between the primary and secondary side.
  • the cylinder jacket-shaped geometry of the high-energy collision ⁇ current limiter 1 is formed in the embodiment of Figure 1 substantially by a three-layer Porterwandung, consisting of an outer conductor layer 2, an inner conductor layer 4 and an insulating layer 6 therebetween.
  • a likewise cylindrical jacket-shaped support structure 5 made of an electrically nonconductive material is furthermore arranged, which prevents the inner conductor layer 4 from being pressed inwards by the magnetic forces.
  • the outer conductor layer 2 is two ⁇ part of mirror-symmetrical, in each case in cross-section semi ⁇ circular parts 8, 10 of a conductive material, constructed in the exemplary embodiment copper, which at both ends je ⁇ Weils a flange 12, 14, 16, 18 have.
  • the flanges 12, 14 are connected by a screw 20.
  • the flanges 16, 18 are spaced apart so that there is no electrical connection.
  • an electrical connection 22, 24 is arranged with which the each ⁇ stays awhile flange 16, 18 with an unillustrated power rail is connected.
  • the outer conductor layer 2 thus forms a primary winding with a single turn.
  • the flanges 12, 14 with the screw 20 may also be omitted and the outer conductor layer 2 may be integrally formed in one piece and in the obe ⁇ ren area.
  • the inner conductor layer 4 is made of a conductor, in the exemplary embodiment of a ⁇ stainless steel having a not insignificant ohmic resistance. Due to the closed circular shape and the arrangement of the primary winding within the inner conductor layer 4 forms a shorted ⁇ sene secondary winding which is magnetically coupled to the primary winding and may be electrically connected. In other embodiments, the position of the primary and secondary windings may also be reversed, ie the primary winding is arranged inside.
  • FIG. 2 shows a further, improved embodiment of a high-energy impulse current limiter 101, which is mechanically stronger.
  • the high-energy impulse current transformer 101 also includes a substantially cylindrical jacket-shaped Porterwandung, but in cross-section decor with dark ⁇ tet spirally with an overlap. In its unfolding it is rectangular, but it has a greater length in the circumferential direction than the circumference of the cylinder jacket. The ends of the conductor wall thereby form the said overlap. In the region 112 of the overlap, the layers 102, 104, 106, 108, 110 are connected by a clamping connection 114, so that a clamping bandage is frictionally formed here.
  • the substantially cylindrical Porterwandung comprises DA in five layers, namely from the inside to the outside, a first conductor layer 102, a first insulation layer 104, a second Lei ⁇ terlage 106, a second insulating layer 108, and a third conductor layer 110.
  • outer end of the second insulation layer are shortened 108 and inner end of the first insulation layer 104, so that there is an electrical ⁇ specific connection between the inner end of the second conductor layer 106, the inner end of the third conductor layer 110, the outer end of the first conductor layer 102 and the outer end of the second conductor layer 106.
  • Electrical connections 116, 118 for the power supply busbars are connected to the inner end of the first conductor layer 102 and to the outer end of the third conductor layer 110, respectively.
  • the contact tion to the feeding busbars can alternatively be done only by surface pressure, screwing or welded.
  • the first conductor layer 102 forms a first turn of the primary winding
  • the third conductor layer 110 forms a second turn of the primary winding.
  • These conductor layers 102, 110 are made of copper.
  • the second conductor layer 106 is made of a stainless steel, eg V2A, and forms the secondary winding. The short circuit of the secondary winding is inserted into the clamping bandage and is effected by de ⁇ fined contacting the primary winding.
  • ge ⁇ shows in Fig. 3
  • the local embodiment differs from that shown in FIG 2 only in that the primary winding is made in one piece. There is thus no inner end of the second conductor layer 106 and no outer end of the first Lei ⁇ terlage 102, but these conductor layers 102, 106 are in the overlap in one piece over each other. Thus, the contact is facilitated and increased the mechanical stability over the embodiment in FIG 2 again.
  • first 4 shows the Circuit diagram of an embodiment of a voltage-controlled power converter module 201 in a half-bridge circuit, which is comparatively simple, but in terms of ⁇ their switching options limited.
  • the person skilled in other designs of voltage-controlled converter modules 201 are known, such as full bridge circuits or
  • the converter module 201 has two external alternating current terminals 202, 204, with which a plurality of converter modules 201 are connected in series, as will be explained in more detail in FIG.
  • the converter module 201 includes housessbei ⁇ play two semiconductor switches 206, 208 in the form of bipolar transistors with insulated gate (English: insular ted-gate bipolar transistor, short-IGBT), which in each case a freewheel diode 210, 212 connected in opposite parallel is. In principle, however, other types of transistors can be used.
  • the semiconductor switches 206, 208 only as each individual IGBTs ⁇ represents Darge are. Of course, this can only be representative of several IGBTs that form a functional unit, ie the z. B. are connected in parallel and their gates are connected together or controlled together.
  • the semiconductor switches 206, 208 are more likely to 214 in the form of a capacitor (DC) interconnected with a Ladungsspei- as a central ⁇ rales element in the manner of a half-bridge, that is, the two semiconductor switches 206, 208 are connected in series in the same direction and, with the charge storage 214 a circle.
  • the semiconductor switches 206, 208 each have a collector 206k, 208k, a gate 206g, 208g, and an emitter 206e, 208e.
  • the first AC terminal 202 is connected to the junction between emitter 206e of the first Semiconductor switch 206 and collector 208k of the second half ⁇ conductor switch 208 of the circle connected.
  • the second AC connection 204 is connected to the connection between emitter 208e of the second semiconductor switch and charge storage 214.
  • the semiconductor switch 208 is thus connected with its collector-emitter path in the current path 216 between the two AC terminals 202, 204.
  • the semiconductor switches 206, 208 are individually activatable / switchable by means of an electronic control (not shown).
  • the control can switch the connected IGBT on or off via external control pulses.
  • a structurally realized locking may be present, which prevents a simultaneous switching of both semiconductors 206, 208.
  • the voltage U applied to the charge storage 214 can be switched to the AC connections 202, 204. Between the AC terminals 202, 204 is therefore depending on
  • Switching state of the semiconductor switches 202, 204 the voltage + U or 0V. Each current direction is possible.
  • a stepped voltage profile can thus be generated, as will be explained with reference to FIG. 5.
  • 4 additionally shows a bypass switch 220 between the AC terminals 202, 204, which serves to bridge the power converter module 201 in case of failure.
  • possible installation locations 222 for impulse current limiters 1, 101 are shown, namely in the exemplary embodiment according to FIG. 4, each in the two supply lines to the charge storage 214, which are usually designed as solid busbars, and within the half-bridge.
  • the high-energy surge limiter 1, 101 is connected between the semiconductor switches 206, 208 and the charge storage 214 or between the semiconductor switches 206, 208.
  • the high-energy impulse current limiter 1, 101 may alternatively also be arranged only at one of the installation locations 222.
  • 5 shows an embodiment of a power converter 250 in a schematic representation.
  • the power converter 250 has six power semiconductor valves 252 which are connected together in a bridge circuit.
  • Each of the power semiconductor valves 252 extends between one of the three three-phase connections 254, 256, 258 and one of the two DC connections 260, 262.
  • a three-phase connection 254, 256, 258 is provided for each phase of the AC network.
  • the AC voltage network is three-phase.
  • the power converter 250 also has three three-phase connections 254, 256, 258.
  • the power converter 250 is shown in the exemplary example part of a Hochwoods Eisenstromübertra- system & serves to connect Desilementsnet ⁇ zen to transfer between these high electrical power. It should be noted, however, that the power converter 250 may also be part of a so-called FACTS system, which serves for network stabilization or securing a desired voltage quality. In addition, a use of the power converter 250 in the drive technology is possible.
  • Each of the power semiconductor valves 252 in FIG 5 is constructed identically and includes a series circuit of power converter modules 201 and a throttle 264.
  • the ⁇ se power converter modules can 201 as illustrated in Figure 4 may be formed, but also as a full bridge modules or clamp Doppelsubmodule.
  • the ⁇ se power converter modules can 201 as illustrated in Figure 4 may be formed, but also as a full bridge modules or clamp Doppelsubmodule.
  • the counter voltage occurring across the dissipative surge current transformer limits the short-circuit current in amplitude.
  • the frequency of the short-circuit current is also reduced by the higher inductance effective in the event of a short circuit.
  • the transmission harnessfre ⁇ more consistently fields is reduced, the adjacent modules STOE reindeer could.
  • approximately 90% of the total Current limiter converted energy dissipated in the secondary winding.
  • FIG 6 shows a graph with a representation of various electrical parameters of the Stoßstrombegrenzers 101 in the off ⁇ guide shape of FIG 2/3 when connected to a charge storage ⁇ with the following short circuit, plotted against time, determined on the basis of a measurement.
  • the graph is subdivided in grid form, for abscissa and ordinate only the zero lines are drawn.
  • the zero point designates the time of the short circuit, a subdivision of the grid corresponds to 100] is.
  • a total of four different sizes are shown, namely
  • the charge storage device may have a starting voltage between 1 to 6 kV and a capacity of between 2 to 20 mF.
  • the temperature increase of the secondary winding by the converted energy is about 200 K.
  • the primary winding comprises an outer conductor layer 302, and a subsequent in the interior insulation layer 304, which is set ⁇ rolled together in the manner of a two-start spiral in three turns, again a range results 306 an overlap here.
  • the secondary winding is arranged in the form of a conductor layer 308 made of stainless steel in the interior in cross-section substantially circular to the innermost insulating layer 304 thereafter.

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Abstract

Ein Hochenergie-Stoßstrombegrenzer für einen Spannungszwischenkreis-Stromrichter soll in einem Stromrichtermodul einerseits eine zuverlässige Begrenzung des Stoßstromes im Fehlerfall auch bei hohen und höchsten Energien erlauben, andererseits aber einen vergleichsweise geringen Einfluss auf die Schalttätigkeit des Stromrichtermoduls im Normalbetrieb haben. Dazu umfasst er eine Primärwicklung mit zwei elektrischen Anschlüssen und eine mit der Primärwicklung magnetisch gekoppelte Sekundärwicklung, wobei die Sekundärwicklung kurzgeschlossen ist.

Description

Beschreibung
Hochenergie-Stoßstrombegrenzer Die Erfindung betrifft einen Hochenergie-Stoßstrombegrenzer für einen Spannungszwischenkreis-Stromrichter. Sie betrifft weiter ein spannungsgeführtes Stromrichtermodul und einen Stromrichter . Stromrichter mit Stromrichtermodulen der genannten Art kommen heute vor allem in der Hochspannungs-Gleichstrom-Übertragung (HGÜ) zur Anwendung, die insbesondere der Energieübertragung mittels Gleichstrom über weite Entfernungen - in der Regel Entfernungen von rund 750 km aufwärts - dient. Hierfür ist zwar ein vergleichsweise hoher technischer Aufwand für hochspannungstaugliche, aufwendige Stromrichter vonnöten, da elektrische Energie in Kraftwerken fast immer durch Synchron- Generatoren als Dreiphasenwechselstrom der Frequenz 50 Hz bzw. 60 Hz erzeugt wird. Allerdings führt die HGÜ ab bestimm- ten Entfernungen trotz des technischen Aufwands und der zusätzlichen Konverterverluste zu in der Summe geringeren Übertragungsverlusten als die Übertragung mit Dreiphasenwechselstrom. Hierzu ist es bekannt, Stromrichter zu verwenden, die eine Mehrzahl von in einer Reihe geschalteten spannungsgeführten Stromrichtermodulen (englisch: Voltage-Source Converter, kurz VSC) umfassen (so genannte Multilevel-Stromrichter) . Unter einem VSC-Modul wird ein Modul verstanden, das einen Ladungs- Speicher in der Art eines Kondensators umfasst, wobei der Spannungswert an den Anschlüssen des Moduls durch entspre¬ chende Ansteuerung von ebenfalls im Modul enthaltenen Halbleiterschaltern mit einer Steuerspannung variiert werden kann. Mit einer Reihe solcher VSC-Module ist es möglich, ge- stufte Spannungsverläufe zu generieren, deren Stufenhöhe der Nennspannung eines der VSC-Module entspricht, die letztlich die Verbindung zwischen Wechsel- und Gleichstromseite bilden. Die Verwendung von VSC-Modulen anstatt der bisher üblichen netzgeführten Stromrichter (englisch: Line-commutated Converter, kurz LCC) bietet vielfältige Vorteile, siehe G. Gemmell, J. Dorn, D Retzmann, D. Soerangr, „Prospects of Multilevel VSC Technologies for Power Transmission", in IEEE Transmission and Distribution Conference and Exposition, Chicago, US, April 2008.
Als problematisch hat sich jedoch erwiesen, dass die in den VSC-Modulen verwendeten großen Ladungsspeicher im Fehlerfall (z. B. Schaltversagen eines Halbleiterschalters) schwer zu beherrschen sind, da hierbei ohne zusätzliche Sicherungsma߬ nahmen die Energie unkontrolliert und schlagartig freigesetzt wird. Hierbei können ohne Schutzmaßnahmen Stromamplituden von über 1 MA auftreten. Die elektrischen Komponenten des elektrischen Kreises sind im Fehlerfall meist nicht in der Lage, derartige Energien aufzunehmen oder zu kontrollieren. Dies kann zu einer Explosion der Halbleiterbauelemente, Lichtbo¬ genbildung, Verbiegen und Reißen von Stromschienen sowie der Aussendung starker Störfelder führen.
Zur Vermeidung der oben beschriebenen Auswirkungen im Fehlerfall wird daher versucht, den dann auftretenden hohen Stoßstrom durch entsprechende Schaltelemente zu begrenzen. Bisher werden sogenannte RL-Kombinationen (ohmscher Widerstand (R) und Induktivität (L) in Parallelschaltung) , entkoppelte Zwischenkreise (ohmscher Widerstand und Induktivität in Serien¬ schaltung) oder schnelle Sicherungen eingesetzt. Kommen keine strombegrenzenden Maßnahmen zum Einsatz, entsteht ein erheb- licher Zusatzaufwand, die dann auftretenden mechanischen und elektromagnetischen Auswirkungen des Fehlerfalls beherrschen zu können.
Können im Fehlerfall vergleichsweise hohe Stoßströme entste- hen, so müssen die zu deren Begrenzung notwendigen elektrischen Komponenten, wie Widerstand (R) oder Induktivität (L) , sehr massiv ausgelegt werden, so dass diese während des Feh- lerfalls nicht nachhaltig durch die magnetischen Stromkräfte geschädigt werden. Zur Beherrschung von Kurzschlüssen in hochenergetischen (40-400 kJ) Zwischenkreisen bei Fehlerfallspannungen über 2 kV stehen für parallele RL-Kombinatio- nen keine geeigneten kommerziell erhältlichen Widerstände zur Verfügung, die den auftretenden Belastungen standhalten. Die mechanische Ausgestaltung einer parallelen RL-Kombination ist auch im Hinblick auf eine Wiederverwendbarkeit materialintensiv und großräumig. Die dadurch vergrößerte Leiterschleife bringt zusätzliche Streuinduktivität in den Zwischenkreis ein. Bei seriellen RL-Kombinationen ist die Schutzwirkung im hohen Leistungsbereich zu klein oder die negativen Auswirkungen der hohen Induktivität auf die im Normalbetrieb stattfin¬ dende Kommutierung werden zu gravierend. Schnelle Sicherungen sind zwar für die gegebenen Randbedingungen zur Stoßstrombegrenzung geeignet, erfordern aber unter Umständen eine beidseitige Kühlung und sind vergleichsweise kostenintensiv.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Hochenergie-Stoß- Strombegrenzer der eingangs genannten Art anzugeben, welcher in einem Stromrichtermodul einerseits eine zuverlässige Be¬ grenzung des Stoßstromes im Fehlerfall auch bei hohen und höchsten Energien erlaubt, andererseits aber einen vergleichsweise geringen Einfluss auf die Schalttätigkeit des Stromrichtermoduls im Normalbetrieb hat.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst, indem der Sto߬ strombegrenzer eine Primärwicklung mit zwei elektrischen Anschlüssen und eine mit der Primärwicklung magnetisch gekop- pelte Sekundärwicklung umfasst, wobei die Sekundärwicklung kurzgeschlossen ist.
Die Erfindung geht dabei von der Überlegung aus, dass zur weiteren Erhöhung der möglichen Energien, bei denen der Stoß- ström zuverlässig begrenzt werden kann, eine Weiterentwicklung bzw. Ertüchtigung der bisherigen Technologie insbesondere der RL-Kombinationen nicht ausreichend erscheint. Statt- dessen sollte auf die bekannte Kombination von diskreten Elementen (ohmscher Widerstand und Induktivität) verzichtet wer¬ den, und eine Variante favorisiert werden, die einem sekun- därseitig kurzgeschlossenen Transformator gleicht. Daher kann auch wie oben geschehen von einer Primärwicklung gesprochen werden, da der eigentliche ohmsche Anteil über eine kurzge¬ schlossene Sekundärwicklung realisiert wird. Die Primärseite des Transformators ist aktiver Bestandteil des Kommutierungs¬ kreises des Stromrichtermoduls, d.h. die Primärseite liegt in Serie mit Energiespeicher (Kondensator) und den Halbleiterschaltern. Im Fehlerfall transformiert die Primärwicklung die aufgrund des steilen Stromanstiegs aufgenommene Spannung in die Sekundärwicklung, welche dabei durch ihren ohmschen Widerstand einen Teil der gespeicherten elektrischen Energie in Wärme umwandelt. Der induktive Anteil der Primärwicklung be¬ grenzt die Stromanstiegsgeschwindigkeit und nimmt einen wei¬ teren Teil der Energie im Feld auf, der bei der folgenden Ab- magnetisierung im Widerstand der Sekundärwicklung wiederum in Wärme umgewandelt wird. Die dabei über dem Stoßstrombegrenzer auftretende Gegenspannung begrenzt den Kurzschlussstrom in der Amplitude.
Die Frequenz des Kurzschlussstroms wird durch die im Kurz¬ schlussfall wirksame höhere Induktivität ebenfalls verrin- gert. Dadurch reduziert sich die Aussendung hochfrequenter magnetischer Felder, die benachbarte Baugruppen stören könnten .
In experimentellen Versuchen konnten ca. 90% der insgesamt im Stoßstrombegrenzer umgesetzten Energie in der Sekundärwicklung abgebaut werden. Dabei war es möglich, bis zu 80% der im Zwischenkreis gespeicherten Energie dissipativ im Stoßstrombegrenzer abzubauen. Im Normalbetrieb übernimmt der Widerstand durch die magneti¬ sche Kopplung während der Kommutierung den Laststrom, bis das Feld aufmagnetisiert ist. Die Sekundärwicklung begrenzt wirk- sam den sonst sehr hohen induktiven Spannungsabfall durch ihre Gegeninduktivität. Nach Abklingen des Schaltvorgangs bzw. nach Aufmagnetisierung des Feldes fließt der Laststrom nur noch durch die Primärwicklung.
Beim Abschalten magnetisiert sich das Feld in die Sekundärwicklung ab, wodurch die induktive Überspannungsspitze stark reduziert wird. In der Sekundärwicklung wird bei jedem Schaltvorgang Energie dissipativ umgesetzt. Die Kühlung der Sekundärwicklung erfolgt großflächig über die Primärwicklung.
Im Kurzschlussfall transformiert die Primärwicklung die auf¬ grund des steilen Stromanstiegs aufgenommene Spannung in die Sekundärwicklung, welche dabei einen Teil der im Zwischen- kreis gespeicherten elektrischen Energie in Wärme umwandelt. Bei der Applikation von Gleichstrom treten nur die Kupferverluste der Primärwicklung in Erscheinung.
Vorteilhafterweise sind bei dem Hochenergie-Stoßstrombegren- zer Primärwicklung und Sekundärwicklung im Wesentlichen zy- lindermantelförmig ausgebildet und vorteilhafterweise inei¬ nander angeordnet, d.h. Primär- und Sekundärwicklung sind auf gleicher axialer Höhe angeordnet und eine der beiden Wicklungen weist einen geringeren Radius auf, so dass sie innerhalb der anderen Wicklung angeordnet ist. Dies bietet den Vorteil einer vergleichsweise sehr kleinen Streuinduktivität, da Pri¬ mär- und Sekundärwicklung sehr nah beieinander liegen, und es wird ein einfacher technischer Aufbau ermöglicht, da im We¬ sentlichen zu einem Zylindermantel gebogene Stromschienen verwendet werden können. Zwischen Primär- und Sekundärwicklung befindet sich dabei eine nicht zwingend durchgängige Isolationsschicht. Bei Auswahl und Dimensionierung der Mate¬ rialien ist auf die im Fehlerfall auftretende thermische Be¬ lastung zu achten. Vorteilhafterweise sind Primärwicklung und Sekundärwicklung punktuell elektrisch verbunden. Hierdurch kann der elektrische Kurzschluss für die Sekundärwicklung auch über die Primärwicklung realisiert werden.
Weiterhin ist vorteilhafterweise zwischen parallelen Windungen von Primär- und/oder Sekundärwicklung jeweils eine Isolationslage angeordnet. In vorteilhafter Ausgestaltung des Hochenergie-Stoßstrombe¬ grenzers sind Primär- und Sekundärwicklung mit einem Spannverband fixiert. Dieser wirkt in radialer Richtung und hält die Lagen flächig kraftschlüssig zusammen. Die Flächenpres¬ sung eines derartigen Spannverbandes wirkt den Kräften im Fehlerfall entsprechend entgegen, ohne dass dabei der Sto߬ strombegrenzer nachhaltig deformiert oder gar zerstört wird. Es kann ein Effekt gegenseitiger mechanischer Stützung ausgenutzt werden, da die Kraftrichtungen auf Primär- und Sekundärwicklung zeitabhängig entgegengesetzt sein können.
Die elektrischen Anschlüsse des Stoßstrombegrenzers sind da¬ bei vorteilhafterweise am Spannverband angeordnet.
Weiterhin sind Primär- und Sekundärwicklung vorteilhafter- weise durch eine Stützkonstruktion mechanisch stabilisiert. Der Stoßstrombegrenzer kann nämlich sowohl einlagig als auch mehrlagig ausgeführt werden, d.h. er kann aus mehreren Primär- und Sekundärwicklungen bestehen, die sich örtlich überlappen und elektrisch miteinander verbunden sein können. Je nach Ausführung ist es dabei erforderlich, zusätzlich eine Stützkonstruktion vorzusehen, die die magnetischen Kräfte, welche auf die Windungen einwirken, aufnehmen und ableiten kann . In besonders vorteilhafter Ausgestaltung umfasst die Primärwicklung zwei Windungen und die Sekundärwicklung eine Windung, die zwischen den zwei Windungen der Primärwicklung an- geordnet und über die Primärwicklung kurzgeschlossen ist. Mit anderen Worten: Die Sekundärwicklung liegt isoliert zwischen den Primärwindungen, wobei der geschlossene Stromkreis der Sekundärwicklung durch einen kurzen überlappenden Kontakt über die Primärwicklung gewährleistet ist. Dies führt zu ei¬ nem mechanisch besonders geschickten Aufbau, welcher besonders gut für die hohen Belastungen verwendet werden kann und gleichzeitig sehr niederinduktiv ist, wobei keine diskreten Bauteile eingesetzt werden müssen.
In einer ersten vorteilhaften Ausgestaltung ist die Primärwicklung einteilig ausgeführt, d.h. die zwei Windungen sind einteilig auf einer zweimal spiralförmig gewundenen Stromschiene gebildet. Dies verhindert Lichtbögen, die bei einer mehrteiligen Fertigung evtl. auftreten könnten.
In einer alternativen vorteilhaften Ausgestaltung sind die zwei Windungen der Primärwicklung als separate Teile gebildet und berühren einander in einem Überlappungsbereich. In einer derartigen Anordnung ergibt sich eine einfache technische Konstruktion, da die drei Windungen gegeneinander isoliert aufgeschichtet und gemeinsam zum Zylindermantel gebogen wer¬ den können. In einer vorteilhaften Ausgestaltung des Hochenergie-Stoßstrombegrenzers besteht die Sekundärwicklung aus einem Kalt¬ leiter, insbesondere Edelstahl. Das bedeutet, dass der Wider¬ standswert bei Erhitzung einen PTC- (Positive Temperature Co- efficient- ) Charakter aufweist. Dies kann besonders einfach mit der Wahl des Materials für die Sekundärwicklung erfüllt werden, indem insbesondere Edelstahl z.B. V2A verwendet wird. V2A weist einen für Metalllegierungen sehr hohen spezifischen Widerstand auf, so dass über die Materialstärke eine Wärmeka¬ pazität erreichbar ist, die die wegzudämpfende/zu dissipie- rende Energie aufnehmen kann. Die Erwärmung der Sekundärwicklung des Hochenergie-Stoßstrombegrenzers im Fehlerfall ist bei der Materialwahl, z.B. für die Isolierlage, zu berücksichtigen .
Der Hochenergie-Stoßstrombegrenzer ist vorteilhafterweise für eine Energie von mehr als 10 kJ und/oder eine Spannung von mehr als 1 kV und/oder eine Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung von weniger als ΙΟΟηΗ ausgelegt. Dies ist dem Fachmann durch entsprechende Wahl der Blechstärken der Primär- und Sekundärwicklungen möglich. Gerade in derartigen Energie- und Spannungsbereichen sind herkömmliche RL-Kombinationen nur eingeschränkt verwendbar und der hier beschriebene Hochenergie-Stoßstrombegrenzer von besonderem Vorteil . Ein spannungsgeführtes Stromrichtermodul mit mindestens einem Leistungshalbleiterventil und einem Ladungsspeicher für einen Stromrichter weist vorteilhafterweise einen solchen Hochenergie-Stoßstrombegrenzer auf, der in Reihe zu dem Leistungshalbleiter und dem Ladungsspeicher angeordnet ist.
Ein Spannungszwischenkreis-Stromrichter umfasst vorteilhafterweise eine Mehrzahl von derartigen, in einer Reihe geschalteten spannungsgeführten Stromrichtermodulen. Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass durch die Kombination von ohmschem Widerstand und Induktivität über eine magnetische Kopplung ein Hochspannungs-Stoßstrombegrenzer geschaffen wird, der besonders geringe Einflüsse auf normale Schaltvorgänge hat und gleichzeitig besonders hohe Stoßströme im Fehlerfall mitigie- ren kann, und sich dadurch besonders für den Einsatz in spannungsgeführten Stromrichtermodulen von Multilevel-Stromrich- tern eignet. Der oben beschriebene Stoßstrombegrenzer besitzt die Eigenschaft einer sehr kleinen Streuinduktivität, da Pri- mär- und Sekundärwicklung sehr nah beieinander liegen und auch die Stromzuleitung bzw. -ableitung übereinander liegen. Gleichzeitig ist die Begrenzungswirkung auch stromabhängig: je höher der Stoßstrom (Magnetfeld) im Primärkreis wird, des¬ to höher wird auch der induzierte Strom in der Sekundärwicklung. Somit wirkt die Schutzbeschaltung maximal und effi¬ zient nur im Falle des Fehlers (z.B. vollständiger Kurz- schluss einer Brücke in einem Stromrichtermodul) . Bei der Ap¬ plikation von Gleichstrom treten nur die Kupferverluste der Primärwicklung in Erscheinung.
Die magnetische Kopplung der ohmschen und induktiven Kompo- nenten gewährleistet weiterhin auch eine gute Skalierbarkeit. Die Materialien zum Aufbau sind leicht verfügbar und preis¬ günstig. Eine aufwändige Einbindung eines pulsfesten Wider¬ stands und der Zukauf spezieller diskreter Bauteile (Widerstand, Sicherung) entfallen. Im Gegensatz zu einer Sicherung ist auch eine Wiederverwendbarkeit gegeben.
Durch den gekonnten mechanischen Ansatz kann auch Bauraum eingespart werden, der wiederum dem Kommutierungskreis zu Gu¬ te kommt. Hier liegt auch das Hauptaugenmerk auf einer möglichst klein aufgespannten Fläche, in der Kommutierungsstrom fließt, obwohl auch mit dem beschriebenen Stoßstrombegrenzer wissentlich zusätzliche nH und damit relevante Streuindukti¬ vität eingebaut wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand von Zeichnungen näher erläutert. Darin zeigen:
FIG 1 einen Hochenergie-Stoßstrombegrenzer in einer Ausführungsform mit einer Windung im Querschnitt,
FIG 2 einen Hochenergie-Stoßstrombegrenzer in einer Ausführungsform mit zwischen zwei Windungen der Primärwicklung angeordneter Sekundärwicklung und zweiteiliger Primärwicklung im Querschnitt,
FIG 3 einen Hochenergie-Stoßstrombegrenzer in einer Ausführungsform mit zwischen zwei Windungen der Pri- märwicklung angeordneter Sekundärwicklung und einteiliger Primärwicklung im Querschnitt,
FIG 4 einen Schaltplan eines spannungsgeführten Strom- richtermoduls mit Darstellung der Anordnung des
Hochenergie-Stoßstrombegrenzers ,
FIG 5 einen schematischen Schaltplan eines Multilevel-
Stromrichters ,
FIG 6 eine Messung der elektrischen Größen des Stoßstrombegrenzers aus FIG 3 im Falle eines Kurzschlusses, und FIG 7 einen Hochenergie-Stoßstrombegrenzer in einer Ausführungsform mit höherer Windungsanzahl im Querschnitt .
Gleiche Teile sind in allen Zeichnungen mit denselben Bezugs- zeichen versehen.
FIG 1 zeigt einen Hochenergie-Stoßstrombegrenzer 1 in einer ersten Ausführungsform im Querschnitt. Der Hochenergie-Sto߬ strombegrenzer weist eine im Wesentlichen zylindermantelför- mige Geometrie auf. Sein Durchmesser liegt dabei im Bereich von ca. 15-50 cm, seine Höhe bei ca. 5-20 cm (diese Größen¬ ordnungen gelten auch für die Ausführungsbeispiele der FIG 2, FIG 3 und FIG 7) . Diese Größen sowie die Dicken der im Fol¬ genden beschriebenen Lagen des Zylindermantels sind variabel und vom Fachmann hinsichtlich der gewünschten Auslegung für den fließenden Strom im Betrieb, für die erreichbare Hauptinduktivität und Dämpfung sowie für die auftretende Streuinduk¬ tivität zwischen Primär- und Sekundärseite anpassbar. Die zylindermantelförmige Geometrie des Hochenergie-Sto߬ strombegrenzers 1 wird im Ausführungsbeispiel nach der FIG 1 im Wesentlichen durch eine dreilagige Leiterwandung gebildet, die aus einer äußeren Leiterlage 2, einer inneren Leiterlage 4 und einer dazwischen liegenden Isolationslage 6 besteht. Im Inneren der inneren Leiterlage 4 ist weiterhin eine ebenfalls zylindermantelförmige Stützkonstruktion 5 aus einem elekt- risch nicht leitfähigen Material angeordnet, die verhindert, dass die innere Leiterlage 4 durch die magnetischen Kräfte nach innen gedrückt wird. Die äußere Leiterlage 2 ist zwei¬ teilig aus spiegelsymmetrischen, jeweils im Querschnitt halb¬ kreisförmigen Teilen 8, 10 aus einem leitenden Material, im Ausführungsbeispiel Kupfer aufgebaut, die an beiden Enden je¬ weils einen Flansch 12, 14, 16, 18 aufweisen. Auf einer Seite sind die Flansche 12, 14 durch eine Verschraubung 20 verbunden. Auf der gegenüberliegenden Seite sind die Flansche 16, 18 voneinander beabstandet, so dass keine elektrische Verbin- dung besteht. An beiden Flanschen 16, 18 ist jeweils ein elektrischer Anschluss 22, 24 angeordnet, mit dem der je¬ weilige Flansch 16, 18 mit einer nicht dargestellten Stromschiene verbindbar ist. Die äußere Leiterlage 2 bildet somit eine Primärwicklung mit einer einzigen Windung.
In einer nicht dargestellten alternativen Ausführungsform können die Flansche 12, 14 mit der Verschraubung 20 auch entfallen und die äußere Leiterlage 2 kann einteilig und im obe¬ ren Bereich durchgehend ausgebildet sein.
Innerhalb dieser äußeren Leiterlage 2 ist, durch eine im Querschnitt kreisförmige Isolationslage 6 aus einem Isolator, z.B. Glimmer, Isolierpapier oder glasfaserverstärktem Kunststoff von der äußeren Leiterlage 2 getrennt, die ebenfalls im Querschnitt kreisförmige innere Leiterlage 4 angeordnet. Die innere Leiterlage 4 ist aus einem Leiter gefertigt, im Aus¬ führungsbeispiel aus einem Edelstahl, der einen nicht zu vernachlässigenden ohmschen Widerstand aufweist. Durch die geschlossene Kreisform und die Anordnung innerhalb der Pri- märwicklung bildet die innere Leiterlage 4 eine kurzgeschlos¬ sene Sekundärwicklung, die mit der Primärwicklung magnetisch gekoppelt ist und elektrisch verbunden sein kann. In anderen Ausführungsformen kann die Lage von Primär- und Sekundärwicklung auch vertauscht sein, d.h. die Primärwicklung ist innen angeordnet.
Die Funktion des Hochenergie-Stoßstrombegrenzers 1 wird er¬ läutert, sobald dessen Einsatzbereich und Verschaltung anhand von FIG 3 und FIG 4 im Folgenden erläutert wurden. Zunächst zeigt jedoch FIG 2 eine weitere, verbesserte Ausführungsform eines Hochenergie-Stoßstrombegrenzers 101, die mechanisch fester ist.
Der Hochenergie-Stoßstromtransformator 101 umfasst ebenfalls eine im Wesentlichen zylindermantelförmige Leiterwandung, die jedoch im Querschnitt spiralförmig mit einem Überlapp gestal¬ tet ist. In ihrer Auffaltung ist sie rechteckförmig, weist dabei aber eine in Umfangsrichtung größere Länge auf als der Umfang des Zylindermantels. Die Enden der Leiterwandung bilden dadurch die genannte Überlappung. Im Bereich 112 der Überlappung sind die Lagen 102, 104, 106, 108, 110 durch eine Klemmverbindung 114 verbunden, so dass hier kraftschlüssig ein Spannverband gebildet wird.
Die im Wesentlichen zylinderförmige Leiterwandung umfasst da- bei fünf Lagen, nämlich von innen nach außen eine erste Leiterlage 102, eine erste Isolationslage 104, eine zweite Lei¬ terlage 106, eine zweite Isolationslage 108, und eine dritte Leiterlage 110. Im Bereich 112 der Überlappung sind äußeres Ende der zweiten Isolationslage 108 und inneres Ende der ers- ten Isolationslage 104 verkürzt, so dass dort eine elektri¬ sche Verbindung zwischen dem inneren Ende der zweiten Leiterlage 106, dem inneren Ende der dritten Leiterlage 110, dem äußeren Ende der ersten Leiterlage 102 und dem äußeren Ende der zweiten Leiterlage 106 besteht. Elektrische Anschlüsse 116, 118 für die Stromschienen zur Stromzuführung sind mit dem inneren Ende der ersten Leiterlage 102 bzw. mit dem äußeren Ende der dritten Leiterlage 110 verbunden. Die Kontaktie- rung zu den zuführenden Stromschienen kann alternativ auch nur durch Flächenpressung, Verschraubung oder auch verschweißt erfolgen. Durch diese Anordnung bildet die erste Leiterlage 102 eine erste Windung der Primärwicklung und die dritte Leiterlage 110 eine zweite Windung der Primärwicklung. Diese Leiterlagen 102, 110 sind aus Kupfer gefertigt. Die zweite Leiterlage 106 ist hingegen aus einem Edelstahl, z.B. V2A gefertigt und bil- det die Sekundärwicklung. Der Kurzschluss der Sekundärwicklung ist in den Spannverband eingelegt und erfolgt durch de¬ finiertes Kontaktieren der Primärwicklung. Im Bereich 112 des Spannverbandes erfolgt damit der Kurzschluss der Sekun¬ därwicklung über die aus Kupfer gebildete Primärwicklung. Bei sehr dicken Isolationslagen 104, 108 können in diesem Bereich 112 alternativ zusätzliche Kupferlagen eingelegt werden, um die Höhe der Isolationslagen 104, 108 im Bereich 112 der Überlappung auszugleichen. Wird Isolationspapier, z.B. Glimmerpapier verwendet, ist dies bei ausreichender Kraftwirkung der Klemmverbindung 114 aber im in FIG 2 gezeigten Ausführungsbeispiel nicht notwendig. An den Enden und im Außenbe¬ reich ist ein Überlappen bzw. genügend Kriechweg für die einzelnen und unterschiedlichen Lagen 102, 104, 106, 108, 110 der Wicklungen vorzusehen.
Eine noch vorteilhaftere Ausführungsform ist in FIG 3 ge¬ zeigt. Die dortige Ausführungsform unterscheidet sich von der in FIG 2 lediglich dadurch, dass die Primärwicklung einteilig ausgeführt ist. Es existiert damit kein inneres Ende der zweiten Leiterlage 106 und kein äußeres Ende der ersten Lei¬ terlage 102, sondern diese Leiterlagen 102, 106 gehen im Bereich der Überlappung einteilig ineinander über. Damit wird die Kontaktierung erleichtert und die mechanische Stabilität gegenüber der Ausführungsform in FIG 2 noch einmal erhöht.
Anhand von FIG 4 soll die Verschaltung des Hochenergie-Sto߬ strombegrenzers 1, 101 erläutert werden. FIG 4 zeigt den Schaltplan eines Ausführungsbeispiels eines spannungsgeführ- ten Stromrichtermoduls 201 in einer Halbbrückenschaltung, die vergleichsweise einfach aufgebaut ist, dafür aber hinsicht¬ lich ihrer Schaltmöglichkeiten eingeschränkt. Dem Fachmann sind weitere Bauformen von spannungsgeführten Stromrichtermodulen 201 bekannt, wie z.B. Vollbrückenschaltungen oder
Clamp-Doppelsubmodule, in denen der Stoßstrombegrenzer 1, 101 ebenso zur Anwendung kommen kann.
Das Stromrichtermodul 201 hat zwei externe Wechselstroman¬ schlüsse 202, 204, mit denen mehrere Stromrichtermodule 201 in Reihe geschaltet werden, wie in FIG 4 noch näher erläutert wird. Das Stromrichtermodul 201 umfasst im Ausführungsbei¬ spiel zwei Halbleiterschalter 206, 208 in Form von Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (englisch: Insula- ted-Gate bipolar Transistor, kurz IGBT) , denen jeweils eine Freilaufdiode 210, 212 gegenläufig parallel geschaltet ist. Prinzipiell sind aber auch andere Arten von Transistoren verwendbar .
In der FIG 4 und den folgenden Zeichnungen sind die Halbleiterschalter 206, 208 nur als jeweils einzelne IGBTs darge¬ stellt. Selbstverständlich kann dies aber auch nur repräsentativ für mehrere IGBTs stehen, die eine funktionale Einheit bilden, d. h. die z. B. parallel geschaltet sind und deren Gates miteinander verbunden sind oder gemeinsam angesteuert werden .
Die Halbleiterschalter 206, 208 sind mit einem Ladungsspei- eher 214 in Form eines Kondensators (Zwischenkreis) als zent¬ rales Element in der Art einer Halbbrücke verschaltet, d. h. die beiden Halbleiterschalter 206, 208 sind in gleicher Richtung seriell geschaltet und bilden mit dem Ladungsspeicher 214 einen Kreis. Die Halbleiterschalter 206, 208 weisen je- weils einen Kollektor 206k, 208k, ein Gate 206g, 208g, und einen Emitter 206e, 208e auf. Der erste Wechselstromanschluss 202 ist mit der Verbindung zwischen Emitter 206e des ersten Halbleiterschalters 206 und Kollektor 208k des zweiten Halb¬ leiterschalters 208 des Kreises verbunden. Der zweite Wech- selstromanschluss 204 ist mit der Verbindung zwischen Emitter 208e des zweiten Halbleiterschalters und Ladungsspeicher 214 verbunden. Der Halbleiterschalter 208 ist somit mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke in den Strompfad 216 zwischen den beiden Wechselstromanschlüssen 202, 204 geschaltet.
Die Halbleiterschalter 206, 208 sind mittels einer nicht nä- her dargestellten elektronischen Ansteuerung einzeln ansteuerbar/schaltbar. Die Ansteuerung vermag über externe Steuerimpulse den angeschlossenen IGBT ein oder auszuschalten. In einer Ausführungsform kann hierbei eine baulich realisierte Verriegelung vorhanden sein, die ein gleichzeitiges Schalten beider Halbleiter 206, 208 verhindert. Dadurch kann die am Ladungsspeicher 214 anliegende Spannung U auf die Wechselstromanschlüsse 202, 204 geschaltet werden. Zwischen den Wechselstromanschlüssen 202, 204 liegt demnach je nach
Schaltzustand der Halbleiterschalter 202, 204 die Spannung +U oder 0 V an. Jede Stromrichtung ist dabei möglich. Durch die Reihenschaltung mehrerer Stromrichtermodule 201 kann so ein gestufter Spannungsverlauf erzeugt werden, wie anhand von FIG 5 noch erläutert wird. FIG 4 zeigt zusätzlich noch einen Bypassschalter 220 zwischen den Wechselstromanschlüssen 202, 204, der zur Überbrückung des Stromrichtermoduls 201 im Fehlerfalle dient. Weiterhin sind mögliche Einbauorte 222 für Stoßstrombegrenzer 1, 101 gezeigt, nämlich im Ausführungsbeispiel nach der FIG 4 je- weils in den zwei Zuleitungen zum Ladungsspeicher 214, die üblicherweise als massive Stromschienen ausgeführt sind, und innerhalb der Halbbrücke. Mit anderen Worten: Der Hochenergie-Stoßstrombegrenzer 1, 101 ist zwischen die Halbleiterschalter 206, 208 und den Ladungsspeicher 214 oder zwischen die Halbleiterschalter 206, 208 geschaltet. Hierbei kann der Hochenergie-Stoßstrombegrenzer 1, 101 alternativ auch nur an einem der Einbauorte 222 angeordnet sein. FIG 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Stromrichters 250 in einer schematischen Darstellung. Der Stromrichter 250 weist sechs Leistungshalbleiterventile 252 aufweist, die in einer Brückenschaltung miteinander verbunden sind. Jedes der Leistungshalbleiterventile 252 erstreckt sich zwischen einem der drei Drehstromanschlüsse 254, 256, 258 und einem der zwei Gleichstromanschlüsse 260, 262. Für jede Phase des Wechselspannungsnetzes ist ein Drehstrom- anschluss 254, 256, 258 vorgesehen. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist das Wechselspannungsnetz dreiphasig. Somit weist auch der Stromrichter 250 drei Drehstromanschlüsse 254, 256, 258 auf. Der Stromrichter 250 ist in dem gezeigten Aus- führungsbeispiel Teil einer Hochspannungsgleichstromübertra- gungsanlage und dient zur Verbindung von Wechselspannungsnet¬ zen, um zwischen diesen hohe elektrische Leistungen zu übertragen. An dieser Stelle sei jedoch erwähnt, dass der Stromrichter 250 auch Teil einer so genannten FACTS-Anlage sein kann, die zur Netzstabilisierung oder Sicherung einer gewünschten Spannungsqualität dient. Darüber hinaus ist auch eine Verwendung des Stromrichters 250 in der Antriebstechnik möglich. Jedes der Leistungshalbleiterventile 252 in der FIG 5 ist identisch ausgebildet und umfasst eine Reihenschal- tung aus Stromrichtermodulen 201 sowie eine Drossel 264. Die¬ se Stromrichtermodule 201 können wie in FIG 4 dargestellt ausgebildet sein, aber auch als Vollbrückenmodule oder Clamp- Doppelsubmodule . Wie bereits erläutert erfolgt im Normalbetrieb des Stromrich¬ ters 250 eine Angleichung der Spannungswerte an den Dreh¬ stromanschlüssen 254, 256, 258 und den Gleichstromanschlüssen 260, 262 durch entsprechende Einstellung der Spannungswerte jedes Leistungshalbleiterventils 252. Dies wird durch ent- sprechende gesteuerte Schaltvorgänge (sog. Kommutierung) in den einzelnen Stromrichtermodulen 201, d.h. deren Halbleiterschaltern 206, 208 erreicht. Im Folgenden soll das Verhalten des Hochenergie-Stoßstrombe¬ grenzers 1, 101 in den Stromrichtermodulen 201 erläutert werden: Im Normalbetrieb übernimmt der Widerstand durch die mag- netische Kopplung während der Kommutierung den Laststrom, bis das Feld aufmagnetisiert ist. Die Sekundärwicklung begrenzt wirksam den sonst sehr hohen induktiven Spannungsabfall durch ihre Gegeninduktivität. Nach Abklingen des Schaltvorgangs bzw. nach Aufmagnetisierung des Feldes fließt der Laststrom nur noch durch die Primärwicklung.
Beim Abschalten magnetisiert sich das Feld in die Sekundärwicklung ab, wodurch die induktive Überspannungsspitze stark reduziert wird. In der Sekundärwicklung wird bei jedem Schaltvorgang Energie dissipativ umgesetzt. Die Kühlung der
Sekundärwicklung erfolgt großflächig über die Primärwicklung.
Im Kurzschlussfall transformiert die Primärwicklung die auf¬ grund des steilen Stromanstiegs aufgenommene Spannung in die Sekundärwicklung, welche dabei einen Teil der im Zwischenkreis gespeicherten elektrischen Energie in Wärme umwandelt. Der induktive Anteil der Primärwicklung begrenzt die Stromanstiegsgeschwindigkeit und nimmt einen weiteren Teil der Zwi- schenkreisenergie im Feld auf, der bei der folgenden Abmagne- tisierung in der Sekundärwicklung wiederum in Wärme umgewandelt wird. Durch die PTC-Charakteristik des Edelstahls wird dieser Effekt noch verstärkt.
Die dabei über dem dissipativen Stoßstromtransformator auf- tretende Gegenspannung begrenzt den Kurzschlussstrom in der Amplitude. Die Frequenz des Kurzschlussstroms wird durch die im Kurzschlussfall wirksame höhere Induktivität ebenfalls verringert. Dadurch reduziert sich die Aussendung hochfre¬ quenter magnetischer Felder, die benachbarte Baugruppen stö- ren könnten. In experimentellen Versuchen mit der Ausführungsform nach FIG 1 konnten ca. 90% der insgesamt im Stoß- Strombegrenzer umgesetzten Energie in der Sekundärwicklung abgebaut werden.
FIG 6 zeigt einen Graphen mit einer Darstellung verschiedener elektrischer Größen des Stoßstrombegrenzers 101 in der Aus¬ führungsform gemäß FIG 2/3 bei Anschluss an einen Ladungs¬ speicher mit folgendem Kurzschluss, aufgetragen gegen die Zeit, ermittelt anhand einer Messung. Der Graph ist raster- förmig unterteilt, für Abszisse und Ordinate sind jeweils nur die Nulllinien eingezeichnet. Für die Abszisse bezeichnet der Nullpunkt den Zeitpunkt des Kurzschlusses, eine Unterteilung des Rasters entspricht 100 ]is . Es sind insgesamt vier ver¬ schiedene Größen dargestellt, nämlich
- die Spannung über den Stoßstrombegrenzer 101 in Kurve 280, wobei eine Unterteilung des Rasters 1 kV ent¬ spricht,
- der Gesamtstrom durch die Primärwicklung in Kurve 282, wobei eine Unterteilung des Rasters lOOkA entspricht,
- der induktive Anteil des Gesamtstroms in Kurve 284, wo- bei eine Unterteilung des Rasters ebenfalls 100 kA ent¬ spricht, und
- der Strom durch die Sekundärwicklung in Kurve 286, wobei eine Unterteilung des Rasters 200kA entspricht.
Der Ladungsspeicher kann eine Startspannung zwischen 1 bis 6 kV und eine Kapazität von zwischen 2 bis 20 mF aufweisen. Die Temperaturerhöhung der Sekundärwicklung durch die umgewandelte Energie beträgt etwa 200 K.
Die Messung zeigt, dass der maximale Strom des vollständigen Brückenkurzschlusses auf ca. 580 kA reduziert werden kann. Ohne Begrenzungsmechanismus würde ca. das Doppelte an Brü- ckenkurzschlussstrom zu Stande kommen, was auch eine bis zu vier Mal größere Kraftwirkung aufgrund der induzierten Magnetfelder zu Folge hätte. Zusätzlich sei darauf hingewiesen, dass bei der Verwendung der in FIG 4 gezeigten Halbleiterschalter 206, 208 in Form von IGBTs eine noch weiter verbesserte Funktion zu erwarten ist: Werden im Experiment Thyris- toren als Zünder verwendet, so leiten diese beim Durchlegie¬ ren besonders gut. Im kommerziellen Einsatz einer Halb- bzw. Vollbrückenschaltung bilden IGBTs bei vollständigen Brückenkurzschlüssen aber sogar noch eine Gegenspannung aus. Die Ge- genspannung wird durch den entstehenden Lichtbogen hervorgerufen und wirkt zusätzlich strombegrenzend.
FIG 7 zeigt abschließend ein weiteres Ausführungsbeispiel ei¬ nes Hochenergie-Stoßstrombegrenzers 301, ebenfalls im Quer- schnitt. Dieses geht von der Überlegung aus, dass die Anzahl der Windungen der Primärwicklung prinzipiell nicht begrenzt ist. In der Ausführungsform gemäß FIG 7 umfasst die Primärwicklung eine äußere Leiterlage 302 und eine im Inneren anschließende Isolationslage 304, die gemeinsam in der Art einer zweigängigen Spirale in insgesamt drei Windungen aufge¬ rollt ist, wobei sich auch hier wieder ein Bereich 306 einer Überlappung ergibt. Die Sekundärwicklung ist in Form einer Leiterlage 308 aus Edelstahl im Innenraum im Querschnitt im Wesentlichen kreisförmig an die innerste Isolationslage 304 anschließend angeordnet.
Bei der in FIG 7 gezeigten Ausführungsform mit drei Wicklungen ist gemäß einer Simulation funktionsfähig, es gestaltet es sich jedoch schwierig, die Sekundärwicklung gekonnt anzu- ordnen. Vorteile bezüglich höherer Begrenzung des Fehlerstromes sind zudem nicht erkennbar und auch die mechanische und großtechnische Herstellbarkeit ist begrenzt möglich bzw.
nicht kostengünstig. Zudem steigt bei einer größeren Anzahl von Windungen die Streuinduktivität. Bezugs zeichenliste
1 Hochenergie-Stoßstrombegrenzer
2 äußere Leiterlage
4 innere Leiterlage
5 Stützkonstruktion
6 Isolationslage
8, 10 Teil
12, 14
16, 18 Flansch
20 Verschraubung
22, 24 elektrischer Anschluss
101 Hochenergie-StoßStrombegrenzer
102 erste Leiterlage
104 erste Isolationslage
106 zweite Leiterlage
108 zweite Isolationslage
110 dritte Leiterlage
112 Bereich
114 Klemmverbindung
116,
118 elektrischer Anschluss
201 Spannungsgeführtes Stromrichtermodul
202,
204 Wechselstromanschluss
206,
208 Halbleiterschalter
206e,
208e Emitter
206g,
208g Gate
206k,
208k Kollektor
210,
212 Freilaufdiode
214 Ladungsspeicher
216 Strompfad 220 Bypassschalter
222 Einbauort
250 Stromrichter
252 Leistungshalbleiterventil 254,
256,
258 Drehstromanschluss
260,
262 Gleichstromanschluss
264 Drossel
280,
282,
284,
286 Kurve
301 Hochenergie-Stoßstrombegrenzer
302 Leiterlage
304 Isolationslage
306 Bereich
308 Leiterlage

Claims

Patentansprüche
1. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer für einen Spannungszwischenkreis-Stromrichter, umfassend eine Primärwicklung mit zwei elektrischen Anschlüssen und eine mit der Primärwicklung magnetisch gekoppelte Sekundärwicklung, wobei die Sekundärwicklung kurzgeschlossen ist.
2. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach Anspruch 1, bei dem Primärwicklung und Sekundärwicklung im Wesentlichen zylinder- mantelförmig ausgebildet sind.
3. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach Anspruch 2, bei dem Primärwicklung und Sekundärwicklung ineinander angeordnet sind .
4. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem Primärwicklung und Sekundärwicklung punktuell elektrisch verbunden sind.
5. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem zwischen parallelen Windungen von Primär- und/oder Sekundärwicklung jeweils eine Isolationslage angeordnet ist.
6. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem Primär- und Sekundärwicklung mit einem Spannverband fixiert sind.
7. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die elektrischen Anschlüsse am Spannverband angeordnet sind.
8. Hochenergie-Stoß Strombegrenzer nach einem der vorherge henden Ansprüche, bei dem Primär- und Sekundärwicklung dur eine Stützkonstruktion mechanisch stabilisiert sind.
9. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Primärwicklung zwei Windungen umfasst und die Sekundärwicklung eine Windung umfasst, die zwischen den zwei Windungen der Primärwicklung angeordnet und über die Primärwicklung kurzgeschlossen ist.
10. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach Anspruch 9, bei dem die Primärwicklung einteilig ausgeführt ist.
11. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach Anspruch 9, bei dem die zwei Windungen der Primärwicklung als separate Teile ge¬ bildet sind und in einem Überlappungsbereich einander berühren .
12. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Sekundärwicklung aus einem Kaltleiter besteht.
13. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach Anspruch 12, bei dem die Sekundärwicklung aus Edelstahl besteht.
14. Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ausgelegt für eine Energie von mehr als 10 kJ und/oder eine Spannung von mehr als 1 kV und/oder eine Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung von weniger als ΙΟΟηΗ.
15. Spannungsgeführtes Stromrichtermodul mit mindestens ei¬ nem Leistungshalbleiterventil und einem Ladungsspeicher, so- wie mit einem Hochenergie-Stoßstrombegrenzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, der in Reihe zu dem Leistungshalb¬ leiter und dem Ladungsspeicher angeordnet ist.
16. Spannungszwischenkreis-Stromrichter, umfassend eine Mehrzahl von in einer Reihe geschalteten spannungsgeführten Stromrichtermodulen nach Anspruch 15.
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