WO2016000319A1 - 光传输网络中的频偏估计方法与装置、存储介质 - Google Patents

光传输网络中的频偏估计方法与装置、存储介质 Download PDF

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estimated
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芦秋雁
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Sanechips Technology Co Ltd
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    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Definitions

  • the present invention relates to frequency offset estimation techniques, and in particular, to a frequency offset estimation method and apparatus, and a storage medium in an optical transmission network. Background technique
  • the 100G digital processor (DSP, Digital Signal Processor) is used in 100G optical modules in 100G line cards, mainly for data signal processing. It is an important part of 100G optical modules.
  • the 100G DSP includes a frequency offset estimation part, which mainly performs frequency offset estimation, which is convenient for frequency offset compensation of signals, and is an important part of 100G DSP processing. Compared with the 40G DSP currently used, the processing speed of the 100G DSP is greatly improved. If the existing frequency offset estimation technology is still used, the processing efficiency will be quite low. Summary of the invention
  • an embodiment of the present invention provides a frequency offset estimation method and apparatus, and a storage medium in an optical transmission network, wherein the frequency offset estimation accuracy is adaptive, the real-time performance is stronger, and the convergence speed is faster.
  • a frequency offset estimation method in an optical transmission network comprising:
  • a correlation operation is performed on the data symbols of the set interval in the data symbols after the cancellation processing, and the frequency offset estimation value is determined by using the correlation operation result.
  • the noise phase and the light source in the data symbol of the to-be-frequency offset estimation are eliminated Raw phase and information phase, including:
  • a plurality of consecutive data symbols to be frequency offset estimated are accumulated to eliminate a noise phase difference value of the data symbols to be frequency offset estimated.
  • the correlation operation is performed on the data symbols of the set interval, and the specific calculation formula is as follows:
  • N is the symbol interval value between the data symbol to be frequency offset estimated and S 1+N
  • ⁇ denotes the accumulation operation
  • S*i is the frequency offset estimation Conjugation of data symbols
  • the frequency offset estimate ⁇ is determined by the following formula:
  • Fs is the unit data symbol rate
  • arctan() is the arctangent operation
  • Im(C) is the imaginary part corresponding to C
  • Re(C) is the real part corresponding to C.
  • the data symbols to be frequency offset estimated include X polarization state data symbols and Y polarization state data symbols;
  • the frequency offset estimation value is determined, and the adjacent data symbols are correlated, that is, the correlation operation is performed as follows:
  • the set interval value N is changed, and the value of N is one of 1, 2, 4, 8, and 16.
  • the method further includes:
  • the method further includes:
  • the absolute value of the difference between the current frequency offset estimation value and the previous frequency offset estimation value is smaller than the first threshold and the absolute value of the current frequency offset estimation value is smaller than the first threshold, and determining that the current set interval value N is not 16 , in order of 1, 2, 4, 8, 16 in order to increase N;
  • a frequency offset estimation apparatus in an optical transmission network comprising: an acquisition unit, a cancellation unit, a correlation operation unit, and a first determination unit; wherein:
  • An acquiring unit configured to obtain a data symbol to be estimated by frequency offset
  • a eliminating unit configured to cancel a noise phase in the data symbol to be estimated by the frequency offset, a phase generated by the light source, and an information phase
  • a correlation operation unit configured to perform a correlation operation on the data symbols of the set interval in the processed data symbols
  • the first determining unit is configured to determine the frequency offset estimation value by using the correlation operation result.
  • the eliminating unit is further configured to:
  • a plurality of consecutive data symbols to be frequency offset estimated are accumulated to eliminate a noise phase difference value of the data symbols to be frequency offset estimated.
  • the correlation operation unit performs related operations on the data symbols of the set interval according to the following formula:
  • N is the symbol interval between the data symbol to be frequency offset estimated and S 1+N
  • ⁇ denotes the accumulation operation
  • S*i is the data to be frequency offset estimated Conjugation of symbols
  • the first determining unit determines the frequency offset estimation value ⁇ " by:
  • arctaN() represents the arctangent operation
  • Im(C) represents the imaginary part corresponding to C
  • Re(C) represents the real part corresponding to C.
  • the data symbols to be frequency offset estimated include X polarization state data symbols and Y polarization state data symbols;
  • the correlation operation unit For the Y polarization state data symbol, the correlation operation unit performs a correlation operation on adjacent data symbols, that is, a correlation operation is performed as follows:
  • the set interval value N is changed, and the value of N is one of 1, 2, 4, 8, and 16.
  • the device further includes: a setting unit and a third determining unit, wherein: the setting unit is configured to set a corresponding threshold for each set interval value;
  • a third determining unit configured to, for any set interval value, an absolute value of a difference between a current frequency offset estimated value of the X polarization state data symbol and a current frequency offset estimated value of the Y polarization state data symbol exceeds the set interval
  • the correlation operation unit performs a correlation operation on the X-polarization data symbol
  • the interval N is adjusted to 1, and the correlation operation of the X-polarization data symbols is continued.
  • the device further includes:
  • a fourth determining unit configured to determine that an absolute value of a difference between the current frequency offset estimation value and the previous frequency offset estimation value is smaller than the first threshold, and an absolute value of the current frequency offset estimation value is smaller than the first threshold, and the current setting When the interval value N is not 16, the N is sequentially increased in the order of 1, 2, 4, 8, and 16;
  • the absolute value of the difference between the current frequency offset estimation value and the previous frequency offset estimation value is within a set threshold range and the absolute value of the current frequency offset estimation value is less than the first threshold, maintaining the current setting.
  • the interval value is unchanged;
  • a storage medium storing a computer program, the computer program being configured to perform a frequency offset estimation method in the aforementioned optical transmission network.
  • the data symbols to be subjected to the frequency offset estimation are first obtained, and the noise phase, the phase generated by the light source, and the information phase in the data symbols to be estimated by the frequency offset are eliminated; and the data symbols in the processed data symbols are eliminated.
  • the data symbols of the interval are correlated, and the frequency offset estimation value is determined by using the correlation operation result, and the data symbols are frequency offset compensated according to the determined frequency offset estimation value.
  • the frequency offset estimation is more accurate; and the data offset between the data symbols estimated by the frequency offset can be adjusted according to the current frequency offset estimation result.
  • Interval which can dynamically adjust the accuracy of the frequency offset estimation.
  • the frequency offset estimation precision of the technical solution of the embodiment of the invention is more adaptive, real-time, and faster, and can be better applied to a 100G digital processor, and is also suitable for an optical signal processor with a higher processing rate. .
  • FIG. 1 is a flowchart of a frequency offset estimation method in an optical transmission network according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a schematic diagram of frequency offset estimation of data symbols according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing the structure of a frequency offset estimating apparatus in an optical transmission network according to an embodiment of the present invention. detailed description
  • the frequency offset estimation method in the optical transmission network of this example includes the following steps:
  • Step 101 Acquire a data symbol to be frequency offset estimated, and eliminate a noise phase, a phase generated by the light source, and an information phase in the data symbol to be estimated by the frequency offset.
  • the data symbol to be frequency offset estimated may be the currently received data symbol, or may be the transmitted data symbol.
  • the data symbol refers to an optical network signal.
  • the phase of the data symbol s k can be expressed as: Where 0 s (k) is the information phase; ⁇ ⁇ is the phase caused by the laser linewidth; ⁇ ⁇ is the noise phase; ⁇ is the frequency offset phase. Wherein, the value of 6 s (k) is 0, ⁇ , ⁇ /2, multiplied by the conjugate of the data symbol S k and S] ⁇ N having a set interval of S k , and then multiplied The result is a 4th power operation, thereby eliminating the information phase of Sk and the phase caused by the laser linewidth (i.e., the phase produced by the light source); accumulating a plurality of consecutive data symbols to eliminate the noise phase.
  • the noise phase should be oscillated along the 0 phase in different data symbols, when a plurality of consecutive data symbols are accumulated, the accumulation of noise phases in the accumulated data symbols is close to 0. , this eliminates the noise phase.
  • Step 102 Correlate the data symbols of the set interval in the data symbols after the processing is eliminated. The operation is performed, and the correlation calculation result is used to determine the frequency offset estimation value.
  • N is the symbol interval between the data symbol to be frequency offset estimated and S 1+N
  • ⁇ denotes the accumulation operation
  • S*i is the data to be frequency offset estimated Conjugation of symbols
  • the frequency offset estimate ⁇ is determined by the following formula:
  • the data symbols to be frequency offset estimated include an X polarization state data symbol and a Y polarization state data symbol;
  • the frequency offset estimation value is determined, and the adjacent data symbols are correlated, that is, the correlation operation is performed as follows:
  • the set interval N is changed, and the value of N is one of 1, 2, 4, 8, and 16.
  • a corresponding threshold is set for each set interval value
  • the absolute value of the difference between the current frequency offset estimation value and the previous frequency offset estimation value is smaller than the first threshold, and the absolute value of the current frequency offset estimation value is smaller than the first threshold, and the current setting interval is determined.
  • the N is sequentially increased in the order of 1, 2, 4, 8, and 16; After N is increased, when the absolute value of the difference between the current frequency offset estimated value and the previous frequency offset estimated value is within the set threshold range and the absolute value of the current frequency offset estimated value is less than the first threshold, the current set interval is maintained. The value is unchanged;
  • Step 103 Perform frequency offset compensation on the data symbols by using the determined frequency offset estimation value.
  • the data symbols can be compensated for frequency offset.
  • the frequency offset is estimated by the phase difference between the two associated data symbols.
  • the phase difference is obtained by performing correlation operations on data symbols adjacent or spaced apart.
  • the phase of the data symbol S k can be expressed as: Where 0 s (k) is the information phase; ⁇ ⁇ is the phase caused by the laser linewidth; ⁇ ⁇ is the noise phase; ⁇ is the frequency offset phase.
  • the data symbols after phase cancellation can be frequency offset according to the frequency offset estimation method shown in Figure 2. It is estimated that the frequency offset estimation result is divided by 4 (mainly affected by the 4th power, so that the angle calculated by arctaN is four times the true value, and the frequency offset estimation value ⁇ can be obtained.
  • the phase is 4 times the original phase. After estimating the phase difference, the phase needs to be divided by 4.
  • phase of the exponent can only be within ⁇ , when the phase deviation phase exceeds ⁇ /4, it can be determined that phase blur is generated; in order to obtain the accuracy of the frequency offset estimation and the possibility of reducing the phase blur, in the embodiment of the present invention, It is also necessary to perform corresponding frequency offset estimation processing when phase ambiguity occurs, as described in detail below.
  • the frequency offset compensation value of the loop output When the frequency offset compensation value of the loop output is close to the true frequency offset value, the residual frequency offset of the data after the frequency offset compensation is very small, and the conjugate value XkX i of the current data and the previous data is calculated, that is, the set interval of the data symbol.
  • Such Sk and The phase difference intermediate frequency offset phase is increased by N times, and the frequency offset estimation range is reduced by N times.
  • of the frequency offset estimated value are used as conditions for determining the set interval ⁇ jump of the data symbol.
  • the loop satisfies the condition
  • the 4th-order square frequency offset estimation of the X-polarization state is dynamically adjusted according to the frequency offset stability condition.
  • the fourth-order frequency offset estimation of the ⁇ polarization state calculates the hold interval.
  • the ⁇ value is always 1, that is, the adjacent two data phase difference values are always calculated. Therefore, the ⁇ polarization state can only occur when the input data frequency offset value increases by more than ⁇ /4, which can be corrected by the frame synchronization module, so this phase ambiguity is not considered here. It is said that the ⁇ polarization state does not appear phase ambiguity.
  • the X-polarization frequency offset estimation is adaptive because the interval ⁇ value is dynamically adjusted, and the frequency offset compensation value of the X-polarization state is used to compensate the two input data.
  • the ⁇ polarization state is used to correct the phase ambiguity of the X-channel frequency offset estimation because the ⁇ value is always 1.
  • the frequency-offset estimation value of the output of the chirp is ⁇ 0.1, that is, the current frequency-offset estimated value and the ⁇ -polarized state of the X-polarized data symbol.
  • FIG. 3 is a schematic structural diagram of a frequency offset estimation apparatus in an optical transmission network according to an embodiment of the present invention.
  • a frequency offset estimation apparatus in an optical transmission network according to an embodiment of the present invention includes: an obtaining unit 30, and an elimination unit. 31.
  • the obtaining unit 30 is configured to acquire a data symbol to be estimated by the frequency offset;
  • the eliminating unit 31 is configured to eliminate a noise phase in the data symbol to be estimated by the frequency offset, a phase generated by the light source, and an information phase;
  • the correlation operation unit 32 is configured to perform a correlation operation on the data symbols of the set interval in the data symbols after the processing is eliminated;
  • the first determining unit 33 is configured to determine the frequency offset estimation value by using the correlation operation result.
  • the foregoing eliminating unit 31 is further configured to:
  • a plurality of consecutive data symbols to be frequency offset estimated are accumulated to eliminate a noise phase difference value of the data symbols to be frequency offset estimated.
  • the correlation operation unit 32 performs a correlation operation on the data symbols of the set interval as follows:
  • N is the symbol interval between the data symbol to be frequency offset estimated and S 1+N
  • ⁇ denotes the accumulation operation
  • S*i is the data to be frequency offset estimated Conjugation of symbols
  • the first determining unit 33 determines the frequency offset estimation value ⁇ " by the following formula:
  • Fs is the unit data symbol rate
  • arctan() is the arctangent operation
  • Im(C) is the imaginary part corresponding to C
  • Re(C) is the real part corresponding to C.
  • the data symbols to be frequency offset estimated include an X polarization state data symbol and a Y polarization state data symbol;
  • the correlation operation unit 32 performs a correlation operation on adjacent data symbols, that is, a correlation operation is performed as follows:
  • the frequency offset estimation apparatus in the optical transmission network of the embodiment of the present invention further includes: a setting unit and a third determining unit, where: a setting unit (FIG. Not shown in 3), configured to set a corresponding threshold for each set interval value; a third determining unit (not shown in FIG. 3) configured to be an X-polarized data symbol for any set interval value Determining the phase ambiguity of the X-polarization data symbol when the absolute value of the difference between the current frequency offset estimate and the current frequency offset estimate of the data symbol of the Y-polarization state exceeds a threshold corresponding to the set interval value;
  • the correlation operation unit 32 adjusts the set interval N for performing correlation operation on the X-polarization data symbols to 1, and continues the correlation operation on the X-polarization data symbols.
  • the frequency offset estimation apparatus in the optical transmission network of the embodiment of the present invention further includes:
  • a fourth determining unit (not shown in FIG. 3) configured to determine that an absolute value of a difference between the current frequency offset estimated value and the previous frequency offset estimated value is smaller than a first threshold and an absolute value of the current frequency offset estimated value is smaller than a first value a threshold value, and when the current set interval value N is not 16, the N is sequentially increased in the order of 1, 2, 4, 8, and 16;
  • the absolute value of the difference between the current frequency offset estimation value and the previous frequency offset estimation value is within a set threshold range and the absolute value of the current frequency offset estimation value is less than the first threshold, maintaining the current setting.
  • the interval value is unchanged;
  • each processing unit in the frequency offset estimation apparatus in the optical transmission network of the example may be implemented by an analog circuit that implements the functions described in the embodiments of the present invention, or may be implemented in a smart device by executing software of the functions described in the embodiments of the present invention. Implemented on the run.
  • Embodiments of the present invention also describe a storage medium having a computer program stored therein, the computer program being configured to perform a frequency offset estimation method in an optical transmission network of the foregoing embodiments.
  • the disclosed method and smart device may be implemented in other manners.
  • the device embodiments described above are only schematic.
  • the division of the unit is only a logical function division.
  • there may be another division manner such as: multiple units or components may be combined, or Can be integrated into another system, or some features can be ignored, or not executed.
  • the coupling, or direct coupling, or communication connection of the components shown or discussed may be indirect coupling or communication connection through some interfaces, devices or units, and may be electrical, mechanical or other forms. of.
  • the units described above as separate components may or may not be physically separated, and the components displayed as the units may or may not be physical units, that is, may be located in one place or distributed to multiple network units; Some or all of the units may be selected according to actual needs to achieve the purpose of the solution of the embodiment.
  • each functional unit in each embodiment of the present invention may be integrated into one processing unit, or each unit may be separately used as one unit, or two or more units may be integrated into one unit;
  • the unit can be implemented in the form of hardware or in the form of hardware plus software functional units.
  • the foregoing may be completed by a program instruction related hardware, where the foregoing program may be stored in a computer readable storage medium, and when executed, the program includes the steps of the foregoing method embodiment; and the foregoing storage medium includes: mobile storage A device, a read-only memory (ROM, ead-Only Memory), a random access memory (RAM), a disk or an optical disk, and the like, which can store program code.
  • ROM read-only memory
  • RAM random access memory
  • disk or an optical disk and the like, which can store program code.
  • the above-described integrated unit of the embodiment of the present invention may be stored in a computer readable storage medium if it is implemented in the form of a software function module and sold or used as a stand-alone product.
  • the technical solution of the embodiments of the present invention may be embodied in the form of a software product in essence or in the form of a software product.
  • the computer software product is stored in a storage medium and includes a plurality of instructions.
  • a computer device (which may be a personal computer, server, or network device, etc.) is implemented to perform all or part of the methods described in various embodiments of the present invention.
  • the foregoing storage medium includes: a mobile storage device, a read-only memory (ROM), a random access memory (RAM), a magnetic disk or an optical disk, and the like, which can store program codes. medium.
  • the frequency offset estimation precision of the invention is more adaptive, real-time and faster, and the convergence speed is faster, and can be better applied to a 100G digital processor, and is also suitable for an optical signal processor with a higher processing rate.

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Abstract

本发明实施例公开了一种光传输网络中的频偏估计方法及装置、存储介质，所述方法包括：获取待频偏估计的数据符号，并消除所述待频偏估计的数据符号中的噪声相位、光源产生的相位和信息相位；在消除处理后的数据符号中对设定间隔的数据符号进行相关运算，并利用相关运算结果确定频偏估计值。

Description

光传输网络中的频偏估计方法与装置、 存储介质 技术领域
本发明涉及频偏估计技术， 尤其涉及一种光传输网络中的频偏估计方 法与装置、 存储介质。 背景技术
100G数字处理器（ DSP， Digital Signal Processor )用于 100G线卡中的 100G光模块中， 主要进行数据信号处理， 是 100G光模块的重要组成部分。 其中， 100G DSP中包括有频偏估计部分， 该部分主要进行频偏估计， 便于 进行信号的频偏补偿，是 100G DSP处理的一个重要环节。相比于目前使用 的 40G DSP， 100G DSP的处理速度大幅提升， 如仍釆用现有的频偏估计技 术， 处理效率将会相当低。 发明内容
为解决上述技术问题， 本发明实施例提供一种光传输网络中的频偏估 计方法与装置、 存储介质， 频偏估计精度自适应、 实时性更强、 收敛速度 更快。
本发明实施例的技术方案是这样实现的：
一种光传输网络中的频偏估计方法， 包括：
获取待频偏估计的数据符号， 并消除所述待频偏估计的数据符号中的 噪声相位、 光源产生的相位和信息相位；
在消除处理后的数据符号中对设定间隔的数据符号进行相关运算， 并 利用相关运算结果确定频偏估计值。
优选地， 所述消除所述待频偏估计的数据符号中的噪声相位、 光源产 生的相位和信息相位， 包括：
将所述待频偏估计的数据符号和所述待频偏估计的数据符号的共轭相 乘， 再对相乘结果进行四次方， 消除所述待频偏估计的数据符号的信息相 位和光源产生的相位；
将连续的多个待频偏估计的数据符号进行累加， 消除所述待频偏估计 的数据符号的噪声相位差值。
优选地， 所述对设定间隔的数据符号进行相关运算， 具体计算公式如 下：
C=\/Nx ± (s; ,s N ) 其中， N为待频偏估计的数据符号 与 S1+N之间的符号间隔值，∑表示 累加运算， S*i为待频偏估计的数据符号 的共轭；
对应地， 通过下式确定频偏估计值 Δί"：
△f=Fs/ ( 2πΝ ) xarctan ( Im(C)/ e(C))
其中， Fs为单位数据符号速率， arctan()表示反正切运算， Im(C)表示 C 对应的虚部， Re(C)表示 C对应的实部。
优选地， 所述待频偏估计的数据符号包括 X偏振态数据符号和 Y偏振 态数据符号；
对于 Y偏振态数据符号， 确定频偏估计值， 对相邻的数据符号进行相 关运算， 即按下式进行相关运算：
Figure imgf000003_0001
对于 X偏振态数据符号， 设定间隔值 N是变化的， N的取值为 1、 2、 4、 8、 16中的一个。
优选地， 所述方法还包括：
为每一设定间隔值设置对应的阈值；
对于任一设定间隔值， 当 X偏振态数据符号的当前频偏估计值与 Y偏 振态数据符号的当前频偏估计值的差值的绝对值超出该设定间隔值对应的 阈值时， 确定 X偏振态数据符号发生相位模糊， 将对 X偏振态数据符号进 行相关运算的设定间隔值 N调整为 1， 并继续进行 X偏振态数据符号的频 偏估计。
优选地， 所述方法还包括：
当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈值且 当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值， 且确定当前的设定间隔值 N为非 16时， 以 1、 2、 4、 8、 16的顺序依次使 N增大；
N增大后， 当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值位于 设定阈值范围且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值时， 保持当前的设 定间隔值不变；
当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈值且 当前频偏估计值的绝对值超出第一阈值， 且确定当前的设定间隔值 N为 16 时， 保持设定间隔值 N为 16。
一种光传输网络中的频偏估计装置， 包括： 获取单元、 消除单元、 相 关运算单元和第一确定单元； 其中：
获取单元， 配置为获取待频偏估计的数据符号；
消除单元， 配置为消除所述待频偏估计的数据符号中的噪声相位、 光 源产生的相位和信息相位；
相关运算单元， 配置为在消除处理后的数据符号中对设定间隔的数据 符号进行相关运算；
第一确定单元， 配置为利用相关运算结果确定频偏估计值。
优选地， 所述消除单元， 还配置为：
将所述待频偏估计的数据符号和所述待频偏估计的数据符号的共轭相 乘， 再对相乘结果进行四次方， 消除所述待频偏估计的数据符号的信息相 位和光源产生的相位；
将连续的多个待频偏估计的数据符号进行累加， 消除所述待频偏估计 的数据符号的噪声相位差值。
优选地， 所述相关运算单元按下式对设定间隔的数据符号进行相关运 算：
C=\/Nx ± (s; ,s N ) 其中， N为待频偏估计的数据符号 与 S1+N之间的符号间隔，∑表示累 加运算， S*i为待频偏估计的数据符号 的共轭；
对应地， 所述第一确定单元通过下式确定频偏估计值 Δί":
△f=Fs/ ( 2πΝ ) xarctan(Im(C)/ e(C))
其中， Fs为单位数据符号速率， arctaN()表示反正切运算， Im(C)表示 C 对应的虚部， Re(C)表示 C对应的实部。
优选地， 所述待频偏估计的数据符号包括 X偏振态数据符号和 Y偏振 态数据符号；
对于 Y偏振态数据符号， 所述相关运算单元对相邻的数据符号进行相 关运算， 即按下式进行相关运算：
Figure imgf000005_0001
对于 X偏振态数据符号， 设定间隔值 N是变化的， N的取值为 1、 2、 4、 8、 16中的一个。
优选地， 所述装置还包括： 设置单元和第三确定单元， 其中： 设置单元， 配置为为每一设定间隔值设置对应的阈值；
第三确定单元， 配置为对于任一设定间隔值， 当 X偏振态数据符号的 当前频偏估计值与 Y偏振态数据符号的当前频偏估计值的差值的绝对值超 出该设定间隔值对应的阈值时， 确定 X偏振态数据符号发生相位模糊； 对应地， 所述相关运算单元将对 X偏振态数据符号进行相关运算的设 定间隔 N调整为 1， 并继续对 X偏振态数据符号进行相关运算。 优选地， 所述装置还包括：
第四确定单元， 配置为确定当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差 值的绝对值小于第一阈值且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值， 且当 前的设定间隔值 N为非 16时， 以 1、 2、 4、 8、 16的顺序依次使 N增大； 以及
确定 N增大后， 当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值 位于设定阈值范围且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值时， 保持当前 的设定间隔值不变； 以及
确定当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈 值且当前频偏估计值的绝对值超出第一阈值， 且当前的设定间隔值 N为 16 时， 保持设定间隔值 N为 16。
一种存储介质， 所述存储介质中存储有计算机程序， 所述计算机程序 配置为执行前述的光传输网络中的频偏估计方法。
本发明实施例中， 首先获取待频偏估计的数据符号， 并消除所述待频 偏估计的数据符号中的噪声相位、 光源产生的相位和信息相位； 在消除处 理后的数据符号中对设定间隔的数据符号进行相关运算， 并利用相关运算 结果确定频偏估计值， 4艮据所确定的频偏估计值对数据符号进行频偏补偿。 本发明实施例中， 由于消除了数据符号中的噪声相位、 光源产生的相位和 信息相位， 频偏估计更准确； 并能根据当前的频偏估计结果， 调整频偏估 计的数据符号之间的间隔， 从而能动态调整频偏估计的精度。 本发明实施 例的技术方案的频偏估计精度自适应、 实时性更强、 收敛速度更快， 能更 好地适用于 100G数字处理器中， 也适用于处理速率更高的光信号处理器 中。 附图说明
图 1为本发明实施例的光传输网络中的频偏估计方法的流程图； 图 2为本发明实施例的数据符号频偏估计示意图；
图 3 为本发明实施例的光传输网络中的频偏估计装置的组成结构示意 图。 具体实施方式
为使本发明的目的、 技术方案和有点更加清楚明白， 下文中将结合附 图对本发明的实施例进行详细说明。 需要说明的是， 在不冲突的情况下， 本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。
图 1为本发明实施例的光传输网络中的频偏估计方法的流程图，如图 1 所示， 本示例的光传输网络中的频偏估计方法包括以下步骤：
步骤 101， 获取待频偏估计的数据符号， 并消除所述待频偏估计的数据 符号中的噪声相位、 光源产生的相位和信息相位。
这里， 待频偏估计的数据符号可以是当前接收到的数据符号， 也可以 是发送出去的数据符号。 本发明实施例中， 数据符号是指的光网络信号。
本发 明 实施例 中 ， 数据符 号 sk 的 相位可表示 为 ：
Figure imgf000007_0001
其中， 0s(k)为信息相位； ΘΝ 为激光器线宽引起的 相位； θΑδΕ为噪声相位； ΔωΚ 为频偏相位。其中， 6s(k)的取值为 0、 π、 ±π/2， 将釆样数据符号 Sk和与 Sk具有设定间隔的 S]^N的共轭相乘， 再对相乘结果 进行 4次方运算， 从而消除掉 Sk的信息相位和激光器线宽引起的相位（即 光源产生的相位）；将连续的多个数据符号进行累加，从而消除掉噪声相位。 本发明实施例中， 由于噪声相位在不同的数据符号中应当是沿 0相位左右 摇摆的， 当将多个连续的数据符号进行累加， 进行累加的数据符号中的噪 声相位的累加和接近于 0， 这样即可消除其中的噪声相位。
步骤 102，在消除处理后的数据符号中对设定间隔的数据符号进行相关 运算， 并利用相关运算结果确定频偏估计值。
对设定间隔的数据符号进行相关运算， 具体计算公式如下：
C=\/Nx ± (s; ,s N ) 其中， N为待频偏估计的数据符号 与 S1+N之间的符号间隔，∑表示累 加运算， S*i为待频偏估计的数据符号 的共轭；
对应地， 通过下式确定频偏估计值 Δί"：
△f=Fs/ ( 2πΝ ) xarctan(Im(C)/ e(C))
其中， Fs为单位数据符号， arctan()表示反正切运算， Im(C)表示 C对 应的虚部， Re(C)表示 C对应的实部。
本发明实施例中， 待频偏估计的数据符号包括 X偏振态数据符号和 Y 偏振态数据符号；
对于 Y偏振态数据符号， 确定频偏估计值， 对相邻的数据符号进行相 关运算， 即按下式进行相关运算：
Figure imgf000008_0001
对于 X偏振态数据符号， 设定间隔 N是变化的， N的取值为 1、 2、 4、 8、 16中的一个。
本发明实施例中， 为每一设定间隔值设置对应的阈值；
对于任一设定间隔值， 当 X偏振态数据符号的当前频偏估计值与 Y偏 振态数据符号的当前频偏估计值的差值的绝对值超出该设定间隔值对应的 阈值时， 确定 X偏振态数据符号发生相位模糊， 将对 X偏振态数据符号进 行相关运算的设定间隔 N调整为 1， 并继续进行 X偏振态数据符号的频偏 估计。
本发明实施例中， 当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对 值小于第一阈值且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值， 且确定当前的 设定间隔值 N为非 16时， 以 1、 2、 4、 8、 16的顺序依次使 N增大； N增大后， 当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值位于 设定阈值范围且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值时， 保持当前的设 定间隔值不变；
当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈值且 当前频偏估计值的绝对值超出第一阈值， 且确定当前的设定间隔值 N为 16 时， 保持设定间隔值 N为 16。
步骤 103， 利用所确定的频偏估计值对数据符号进行频偏补偿。
当确定出频偏估计值后， 即可对数据符号进行频偏补偿。
以下通过具体示例， 进一步阐明本发明实施例的技术方案的实质。 本发明实施例中， 是通过相关的两个数据符号间的相位差来估计频偏。 通过相邻或者间隔一段距离的数据符号进行相关运算得到相位差， 如图 2 所示， 相关输出公式为： C=l/Nx f»U ; 对相关输出结果取相位， 并除 以数据符号间隔可得平均角频偏： Af=Fs/ ( 2πΝ ) xarctan(Im(C)/ e(C))， 其 中 Fs 为单位数据符号速率， N 为 Si和 S1+N的数据符号间隔。 由于 -7r≤arctan(Im(C)/ e(C))≤7i， 所以当 Fs —定时， 频偏估计范围为 [-Fs/2N ， Fs/2N]。
在 100G光网络系统中， 频偏估计的数据速率 Fs=32G， 数据符号分 X 与 Y两个偏振态，当收发端釆用四相相移键控（ QPSK, Quadrature Phase Shift Keying )/四相相对相移键控（ DQPSK, Differential Quadrature Reference Phase Shift Keying ) 调 制 ， 则 数据符 号 Sk 的 相位可表示 为 ：
Figure imgf000009_0001
其中， 0s(k)为信息相位； ΘΝ 为激光器线宽引起的 相位； θΑδΕ为噪声相位； ΔωΚ 为频偏相位。 0s(k)为 0、 π、 ±π/2， 将数据符 号 Sk和数据符号 Sk.N的共轭相乘， 再 4次方， 消除掉信息相位和激光器线 宽引起的相位； 将连续的多个数据信号进行累加， 从而消除掉噪声相位差 值。 相位消除后的数据符号就可以按照图 2所示的频偏估计方法进行频偏 估计， 对频偏估计结果， 再除 4 (主要是受 4次方影响， 使得 arctaN计算 出的角度是真实值的四倍， 即可得到频偏估计值 ΔωΊ^ 由于 4次方运算会 导致频偏相位为原来的 4倍， 在估计得到相位差以后， 需要对相位除以 4。
由于指数的相位只能在士 π 以内， 所以当频偏相位超过 ±π/4， 即可确定 产生了相位模糊； 本发明实施例为了获得频偏估计精确度和减小相位模糊 的可能性， 还需要在发生相位模糊时进行相应的频偏估计处理， 以下详细 介绍。
当环路输出的频偏补偿值接近于真实频偏值时， 经过频偏补偿后的数 据剩余频偏非常小， 计算当前数据和上一个数据的共轭值 XkX i即数据符 号的设定间隔 N=l时， 得出前后两个数据的相位差值。 由于 N=l时频偏相 位所占比例很小， 为了提高估计精度， 可以增大间隔值N。 这样 Sk和
Figure imgf000010_0001
相位差值中频偏相位提高了 N倍， 同时频偏估计范围缩小了 N倍。
以前后两次输出的频偏估计角度值的差值 ΙΔΘι^-Δθι^ I和频偏估计值的绝 对值 |θε|作为判断数据符号的设定间隔 Ν跳转的条件。 当环路满足条件 |A0k-A0k-1|< 0.0005 ( 0.0005为弧度单位， 下文的角度取值的含义都是弧度单 位）， 同时 |θε|< 0.01时， Ν 以 1、 2、 4、 8、 16的顺序递增， 比如原来 N=l， 力口大后 Ν=2， 原来 Ν=2， 力口大后 Ν=4。
Ν递增后如果 |Aek-Aek-1|在 [0.0005， 0.05]之间且 |θε|< 0.01， 说明二阶环 路在稳定过程中， Ν值保持不变， 直到二阶环路输出稳定在更高精度的频 偏值， 即 |Aek-A0k-1|<O.OOO5， N值继续增加， N = 16后不再增加。
当二阶环路满足 |A0k-Aek-1|>O.O5或 |θε|>0.05， 说明输入数据频偏有大幅 度的变化， 则 Ν复位为 1。 然后重复以上过程。
按照本发明实施例的技术方案， 当 Fs=32Ghz时， 在 N=l 时， 可以获 得较大的频偏估计范围，频偏估计范围为 [-4Ghz， 4Ghz](考虑 4次方运算）； 在 N=16时， 频偏估计范围为 [-250Mhz， 250Mhz] , 可以获得较高的精度。 4次方计算两个间隔为 N的数据的共轭乘积时， 如果两个数据角度值 的差值的绝对值大于 π/4， 比如 π/4 + 0.1， 则确定发生了相位模糊。 如果两 个数据间隔 Ν=16， 发生相位模糊后角度偏差值 π/32; 如果两个数据间隔 Ν= 8， 角度偏差值 =π/16， 以此类推可知 Ν= 2、 4的情况。
针对这种可能发生的情况， 需要 ΧΥ 两个偏振态的数据符号分别计算 频偏估计值。 X偏振态的 4次方频偏估计计算根据频偏稳定条件动态调整 间隔 Ν值最大 16。 Υ偏振态的 4次方频偏估计计算保持间隔 Ν值始终为 1， 即总是计算相邻的两个数据相位差值。 所以 Υ偏振态只有在输入数据频偏 值瞬间增加了大于 π/4时， 才可能发生相位模糊， 这种情况可以通过帧同步 模块检测纠正过来， 所以此处不考虑这种相位模糊， 也就是说认为 Υ偏振 态不会出现相位模糊。
X偏振态频偏估计因为釆用了间隔 Ν值动态调整， 精度可以自适应， 用 X偏振态的频偏补偿值补偿 ΧΥ两路输入数据。 Υ偏振态由于 Ν值始终 为 1， 用来校正 X路频偏估计的相位模糊。 当 X偏振态处于频偏估计稳定 状态时（即当 Ν=16时）， 与 Υ路输出的频偏估计值相差≥0.1， 即当 X偏振 态数据符号的当前频偏估计值与 Υ偏振态数据符号的当前频偏估计值的差 值的绝对值≥0.1时， 则认为 X路发生了相位模糊； 当 Ν=8时， 与 Υ路输出 的频偏估计值相差≥0.2， 即当 X偏振态数据符号的当前频偏估计值与 Υ偏 振态数据符号的当前频偏估计值的差值的绝对值≥0.2时， 则认为 X路发生 了相位模糊； 以此类推可知 Ν=2、 4时的 X路发生了相位模糊的判断门限 (一般情况下我们只在 Ν=16时才进行相位模糊的判断；)。 如果 X路发生了 相位模糊， 将 X路间隔 Ν值复位为 1， 使之重新进行频偏值估计。
图 3 为本发明实施例的光传输网络中的频偏估计装置的组成结构示意 图， 如图 3 所示， 本发明实施例的光传输网络中的频偏估计装置包括： 获 取单元 30、 消除单元 31、 相关运算单元 32和第一确定单元 33; 其中： 获取单元 30， 配置为获取待频偏估计的数据符号；
消除单元 31， 配置为消除所述待频偏估计的数据符号中的噪声相位、 光源产生的相位和信息相位；
相关运算单元 32， 配置为在消除处理后的数据符号中对设定间隔的数 据符号进行相关运算；
第一确定单元 33， 配置为利用相关运算结果确定频偏估计值。
上述消除单元 31， 还配置为：
将所述待频偏估计的数据符号和所述待频偏估计的数据符号的共轭相 乘， 再对相乘结果进行四次方， 消除所述待频偏估计的数据符号的信息相 位和光源产生的相位；
将连续的多个待频偏估计的数据符号进行累加， 消除所述待频偏估计 的数据符号的噪声相位差值。
上述相关运算单元 32按下式对设定间隔的数据符号进行相关运算：
C=\/Nx ± (s; ,s N ) 其中， N为待频偏估计的数据符号 与 S1+N之间的符号间隔，∑表示累 加运算， S*i为待频偏估计的数据符号 的共轭；
对应地， 所述第一确定单元 33通过下式确定频偏估计值 Δί":
△f=Fs/ ( 2πΝ ) xarctan(Im(C)/ e(C))
其中， Fs为单位数据符号速率， arctan()表示反正切运算， Im(C)表示 C 对应的虚部， Re(C)表示 C对应的实部。
本发明实施例中， 所述待频偏估计的数据符号包括 X偏振态数据符号 和 Y偏振态数据符号；
对于 Y偏振态数据符号，所述相关运算单元 32对相邻的数据符号进行 相关运算， 即按下式进行相关运算：
C=f»,+1) 对于 X偏振态数据符号， 设定间隔 N是变化的， N的取值为 1、 2、 4、 8、 16中的一个。
在图 3 所示的光传输网络中的频偏估计装置的基础上， 本发明实施例 的光传输网络中的频偏估计装置还包括： 设置单元和第三确定单元， 其中： 设置单元（图 3中未示出），配置为为每一设定间隔值设置对应的阈值； 第三确定单元（图 3中未示出）， 配置为对于任一设定间隔值， 当 X偏 振态数据符号的当前频偏估计值与 Y偏振态的数据符号的当前频偏估计值 的差值的绝对值超出该设定间隔值对应的阈值时， 确定 X偏振态数据符号 发生相位模糊；
对应地，所述相关运算单元 32将对 X偏振态数据符号进行相关运算的 设定间隔 N调整为 1， 并继续对 X偏振态数据符号进行相关运算。
在图 3 所示的光传输网络中的频偏估计装置的基础上， 本发明实施例 的光传输网络中的频偏估计装置还包括：
第四确定单元（图 3中未示出）， 配置为确定当前的频偏估计值与前次 频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈值且当前频偏估计值的绝对值小于 第一阈值， 且当前的设定间隔值 N为非 16时， 以 1、 2、 4、 8、 16的顺序 依次使 N增大； 以及
确定 N增大后， 当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值 位于设定阈值范围且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值时， 保持当前 的设定间隔值不变； 以及
确定当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈 值且当前频偏估计值的绝对值超出第一阈值， 且当前的设定间隔值 N为 16 时， 保持设定间隔值 N为 16。
本领域技术人员应当理解， 上述的第二确定单元、 第三确定单元及第 四确定单元并非实现本发明实施例的基本技术方案的必要技术特征， 而是 为了优化本发明实施例的技术方案而设置的。
本领域技术人员应当理解， 本发明实施例的光传输网络中的频偏估计 装置中各处理单元的功能， 可参照前述的光传输网络中的频偏估计方法的 相关描述而理解， 本发明实施例的光传输网络中的频偏估计装置中各处理 单元， 可通过实现本发明实施例所述的功能的模拟电路而实现， 也可以通 过执行本发明实施例所述的功能的软件在智能设备上的运行而实现。
本发明实施例还记载了一种存储介质， 所述存储介质中存储有计算机 程序， 所述计算机程序配置为执行前述各实施例的光传输网络中的频偏估 计方法。
在本发明所提供的几个实施例中， 应该理解到， 所揭露的方法和智能 设备， 可以通过其它的方式实现。 以上所描述的设备实施例仅仅是示意性 的， 例如， 所述单元的划分， 仅仅为一种逻辑功能划分， 实际实现时可以 有另外的划分方式， 如： 多个单元或组件可以结合， 或可以集成到另一个 系统， 或一些特征可以忽略， 或不执行。 另外， 所显示或讨论的各组成部 分相互之间的耦合、 或直接耦合、 或通信连接可以是通过一些接口， 设备 或单元的间接耦合或通信连接， 可以是电性的、 机械的或其它形式的。
上述作为分离部件说明的单元可以是、 或也可以不是物理上分开的， 作为单元显示的部件可以是、 或也可以不是物理单元， 即可以位于一个地 方， 也可以分布到多个网络单元上； 可以根据实际的需要选择其中的部分 或全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外， 在本发明各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理单 元中， 也可以是各单元分别单独作为一个单元， 也可以两个或两个以上单 元集成在一个单元中； 上述集成的单元既可以釆用硬件的形式实现， 也可 以釆用硬件加软件功能单元的形式实现。
本领域普通技术人员可以理解： 实现上述方法实施例的全部或部分步 骤可以通过程序指令相关的硬件来完成， 前述的程序可以存储于一计算机 可读取存储介质中， 该程序在执行时， 执行包括上述方法实施例的步骤； 而前述的存储介质包括： 移动存储设备、 只读存储器 （ROM， ead-Only Memory ), 随机存取存者器（ RAM, Random Access Memory ), 磁碟或者光 盘等各种可以存储程序代码的介质。
或者， 本发明实施例上述集成的单元如果以软件功能模块的形式实现 并作为独立的产品销售或使用时， 也可以存储在一个计算机可读取存储介 质中。 基于这样的理解， 本发明实施例的技术方案本质上或者说对现有技 术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来， 该计算机软件产品存 储在一个存储介质中， 包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个 人计算机、 服务器、 或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的 全部或部分。 而前述的存储介质包括： 移动存储设备、 只读存储器（ROM, Read-Only Memory )、 随机存取存 4诸器 ( RAM, Random Access Memory )、 磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述， 仅为本发明的具体实施方式， 但本发明的保护范围并不局 限于此， 任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内， 可 轻易想到变化或替换， 都应涵盖在本发明的保护范围之内。
工业实用性
本发明的频偏估计精度自适应、 实时性更强、 收敛速度更快， 能更好 地适用于 100G数字处理器中， 也适用于处理速率更高的光信号处理器中。

Claims

权利要求书
1、 一种光传输网络中的频偏估计方法， 所述方法包括：
获取待频偏估计的数据符号， 并消除所述待频偏估计的数据符号中的 噪声相位、 光源产生的相位和信息相位；
在消除处理后的数据符号中对设定间隔的数据符号进行相关运算， 并 利用相关运算结果确定频偏估计值。
2、 根据权利要求 1所述的方法， 其中， 所述消除所述待频偏估计的数 据符号中的噪声相位、 光源产生的相位和信息相位， 包括：
将所述待频偏估计的数据符号和所述待频偏估计的数据符号的共轭相 乘， 再对相乘结果进行四次方， 消除所述待频偏估计的数据符号的信息相 位和光源产生的相位；
将连续的多个待频偏估计的数据符号进行累加， 消除所述待频偏估计 的数据符号的噪声相位差值。
3、 根据权利要求 1所述的方法， 其中， 所述对设定间隔的数据符号进 行相关运算， 具体计算公式如下：
C=\/Nx ± (s; ,s N ) 其中， N为待频偏估计的数据符号 与 S1+N之间的符号间隔值，∑表示 累加运算， S*i为待频偏估计的数据符号 的共轭；
对应地， 通过下式确定频偏估计值 Δί"：
△f=Fs/ ( 2πΝ ) xarctan ( Im(C)/ e(C))
其中， Fs为单位数据符号速率， arctan()表示反正切运算， Im(C)表示 C 对应的虚部， Re(C)表示 C对应的实部。
4、 根据权利要求 3所述的方法， 其中， 所述待频偏估计的数据符号包 括 X偏振态数据符号和 Y偏振态数据符号； 对于 Y偏振态数据符号， 确定频偏估计值， 对相邻的数据符号进行相 关运算， 即按下式进行相关运算：
c=f»,+1)
对于 X偏振态数据符号， 设定间隔值 N是变化的， N的取值为 1、 2、 4、 8、 16中的一个。
5、 根据权利要求 4所述的方法， 其中， 所述方法还包括：
为每一设定间隔值设置对应的阈值；
对于任一设定间隔值， 当 X偏振态数据符号的当前频偏估计值与 Y偏 振态数据符号的当前频偏估计值的差值的绝对值超出该设定间隔值对应的 阈值时， 确定 X偏振态数据符号发生相位模糊， 将对 X偏振态数据符号进 行相关运算的设定间隔值 N调整为 1， 并继续进行 X偏振态数据符号的频 偏估计。
6、 根据权利要求 4所述的方法， 其中， 所述方法还包括：
当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈值且 当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值， 且确定当前的设定间隔值 N为非 16时， 以 1、 2、 4、 8、 16的顺序依次使 N增大；
N增大后， 当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值位于 设定阈值范围且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值时， 保持当前的设 定间隔值不变；
当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈值且 当前频偏估计值的绝对值超出第一阈值， 且确定当前的设定间隔值 N为 16 时， 保持设定间隔值 N为 16。
7、 一种光传输网络中的频偏估计装置， 所述装置包括： 获取单元、 消 除单元、 相关运算单元和第一确定单元； 其中：
获取单元， 配置为获取待频偏估计的数据符号； 消除单元， 配置为消除所述待频偏估计的数据符号中的噪声相位、 光 源产生的相位和信息相位；
相关运算单元， 配置为在消除处理后的数据符号中对设定间隔的数据 符号进行相关运算；
第一确定单元， 配置为利用相关运算结果确定频偏估计值。
8、 根据权利要求 7所述的装置， 其中， 所述消除单元， 还配置为： 将所述待频偏估计的数据符号和所述待频偏估计的数据符号的共轭相 乘， 再对相乘结果进行四次方， 消除所述待频偏估计的数据符号的信息相 位和光源产生的相位；
将连续的多个待频偏估计的数据符号进行累加， 消除所述待频偏估计 的数据符号的噪声相位差值。
9、 根据权利要求 7所述的装置， 其中， 所述相关运算单元按下式对设 定间隔的数据符号进行相关运算：
C=\/Nx ± (s; ,s N ) 其中， N为待频偏估计的数据符号 与 S1+N之间的符号间隔，∑表示累 加运算， S*i为待频偏估计的数据符号 的共轭；
对应地， 所述第一确定单元通过下式确定频偏估计值 Δί":
△f=Fs/ ( 2πΝ ) xarctan(Im(C)/ e(C))
其中， Fs为单位数据符号速率， arctaN()表示反正切运算， Im(C)表示 C 对应的虚部， Re(C)表示 C对应的实部。
10、 根据权利要求 9所述的装置， 其中， 所述待频偏估计的数据符号 包括 X偏振态数据符号和 Y偏振态数据符号；
对于 Y偏振态数据符号， 所述相关运算单元对相邻的数据符号进行相 关运算， 即按下式进行相关运算：
C=f»,+1) 对于 X偏振态数据符号， 设定间隔值 N是变化的， N的取值为 1、 2、 4、 8、 16中的一个。
11、 根据权利要求 10所述的装置， 其中， 所述装置还包括： 设置单元 和第三确定单元， 其中：
设置单元， 配置为为每一设定间隔值设置对应的阈值；
第三确定单元， 配置为对于任一设定间隔值， 当 X偏振态数据符号的 当前频偏估计值与 Y偏振态数据符号的当前频偏估计值的差值的绝对值超 出该设定间隔值对应的阈值时， 确定 X偏振态数据符号发生相位模糊； 对应地， 所述相关运算单元将对 X偏振态数据符号进行相关运算的设 定间隔 N调整为 1， 并继续对 X偏振态数据符号进行相关运算。
12、 根据权利要求 11所述的装置， 其中， 所述装置还包括：
第四确定单元， 配置为确定当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差 值的绝对值小于第一阈值且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值， 且当 前的设定间隔值 N为非 16时， 以 1、 2、 4、 8、 16的顺序依次使 N增大； 以及
确定 N增大后， 当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值 位于设定阈值范围且当前频偏估计值的绝对值小于第一阈值时， 保持当前 的设定间隔值不变； 以及
确定当前的频偏估计值与前次频偏估计值的差值的绝对值小于第一阈 值且当前频偏估计值的绝对值超出第一阈值， 且当前的设定间隔值 N为 16 时， 保持设定间隔值 N为 16。
13、 一种存储介质， 所述存储介质中存储有计算机程序， 所述计算机 程序配置为执行权利要求 1至 6任一项所述的光传输网络中的频偏估计方 法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
LT7167B (lt) 2024-03-25 2025-11-10 Kauno technologijos universitetas Pelenų portlandcemenčio kompozicija

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106850482B (zh) * 2015-12-04 2019-11-29 大唐移动通信设备有限公司 一种频偏处理方法和系统
CN107872411B (zh) * 2016-09-23 2020-04-24 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种光传输信道中频偏估计方法和装置
CN114697170A (zh) * 2020-12-30 2022-07-01 千寻位置网络有限公司 频偏非相干估计方法、装置、设备及存储介质
CN116074164B (zh) * 2023-01-03 2025-04-11 北京奕斯伟计算技术股份有限公司 频偏估计装置、方法、设备、存储介质及程序产品

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101232480A (zh) * 2006-10-05 2008-07-30 马维尔国际贸易有限公司 用于调节频率偏移的装置和方法
CN103095614A (zh) * 2013-01-24 2013-05-08 电子科技大学 一种突发相干光纤通信中的联合均衡和频偏估计装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100458630B1 (ko) * 2002-10-07 2004-12-03 광주과학기술원 위상편이 및 주파수편이 결합추정방법 및 그 장치
US8295713B2 (en) 2009-03-10 2012-10-23 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Dual stage carrier phase estimation in a coherent optical signal receiver
CN101883074A (zh) 2010-06-29 2010-11-10 北京邮电大学 光ofdm系统中基于循环前缀(cp)和虚载波的盲频偏估计方法
US8767575B2 (en) * 2010-08-06 2014-07-01 Futurewei Technologies, Inc. Method and apparatus for broadband carrier frequency and phase recovery in coherent optical system
CN101917370B (zh) * 2010-08-10 2012-12-05 北京天碁科技有限公司 一种扩大解调数据的频偏估计范围的方法和装置
CN102611671B (zh) * 2012-04-13 2015-01-07 豪威科技(上海)有限公司 一种载波频偏估计方法、装置和系统
JP6075902B2 (ja) * 2013-02-13 2017-02-08 日本電信電話株式会社 光伝送システム、位相補償方法、及び光受信装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101232480A (zh) * 2006-10-05 2008-07-30 马维尔国际贸易有限公司 用于调节频率偏移的装置和方法
CN103095614A (zh) * 2013-01-24 2013-05-08 电子科技大学 一种突发相干光纤通信中的联合均衡和频偏估计装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
LT7167B (lt) 2024-03-25 2025-11-10 Kauno technologijos universitetas Pelenų portlandcemenčio kompozicija

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