WO2015033052A1 - Procede et dispositif de transmission de blocs de symboles de donnees reels, procede et dispositif de reception et programmes d'ordinateur correspondants - Google Patents

Procede et dispositif de transmission de blocs de symboles de donnees reels, procede et dispositif de reception et programmes d'ordinateur correspondants Download PDF

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Hao Lin
Pierre Siohan
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Orange SA
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Definitions

  • the field of the invention is that of telecommunications implementing a multicarrier modulation.
  • the invention relates to a new transmission technique on a carrier multiplex OQAM type, hereinafter called FBMC / COQAM for "Filter Bank Multi Carrier / Cyclic Offset Quadrature Amplitude Modulation", whose performance exceeds both those a conventional OFDM system as well as a conventional FBMC / OQAM system.
  • FBMC / COQAM carrier multiplex OQAM type
  • the invention finds particular applications in the field of wireless communications (DAB, DVB-T, WLAN, unguided optics, etc.) or wired (xDSL, PLC, optical, etc.).
  • DAB wireless communications
  • xDSL wired
  • PLC optical, etc.
  • the invention finds applications in the field of cellular communications, uplink or downlink, communications between machines (in English M2M for "Machine to Machine"), etc., especially for the future generation of cellular radio.
  • OFDM modulation For the implementation of multicarrier modulations, four main schemes are currently proposed in the literature: OFDM modulation, FBMC / OQAM modulation, FBMC / FMT (Filtered MultiTone) modulation and GFDM modulation.
  • OFDM modulation For the implementation of multicarrier modulations, four main schemes are currently proposed in the literature: OFDM modulation, FBMC / OQAM modulation, FBMC / FMT (Filtered MultiTone) modulation and GFDM modulation.
  • FMT Flash MultiTone
  • a good power spectral density of the modulated signal makes it possible to minimize possible interference with applications using neighboring frequency bands, or to improve the robustness with respect to a Doppler effect.
  • the FBMC / OQAM modulation makes it possible to obtain a multicarrier signal having a good power spectral density. It is therefore an interesting alternative to the OFDM modulation implementing a cyclic prefix.
  • the FBMC / OQAM modulation has a technical weakness relating to the transmission of the type “multiple input-output (MISO for" Multiple Input Single Output ”) after the implementation of an Alamouti-type coding, as explained in the document "The Alamouti scheme with CDMA-OFDM / OQAM” (C. Lele, P. Siohan, and “Legouable, Eurasip Journal on Advances in Signal Processing”).
  • Some solutions have already been proposed to solve the problem of combining an FBMC / OQAM type modulation with the Alamouti encoding which, by nature, applies to complex data symbols. Indeed, since the OQAM data symbols are real, the Alamouti coding principle can not be applied directly to the data symbols of a FBMC / OQAM type modulation.
  • the invention proposes a new solution that does not have all of these disadvantages of the prior art, in the form of a data symbol transmission method intended to be implemented in a telecommunications system, delivering a OQAM type multiple carrier signal.
  • the invention is based on a novel and inventive approach to the FBMC / OQAM transmission, according to which a circular convolution is used for each subcarrier instead of a linear convolution. In this way, the transmission becomes a block transmission, and has the advantages associated with this type of transmission, for example:
  • a cyclic convolution is equivalent to a linear convolution with a periodized filter g [k], called a shaping filter, this shaping filter being obtained from a periodic repetition of the prototype filter g [k], of period KM:
  • g [k] g [mod (k, MK)] + I. b- ⁇ g [k + MK], where I. b- ⁇ ) is the indicator function equal to ls ⁇ ke [0, b 1 - 1] and 0 if k 6 [b ⁇ MK - 1].
  • This new transmission technique is called the FBMC / COQAM.
  • the proposed FBMC / COQAM transmission technique makes it possible both to maintain a good power spectral density and to preserve the orthogonality property, with a loss of flow significantly reduced compared to that of a OFDM transmission with cyclic prefix. In addition, it offers good performance regardless of the length of the prototype filter.
  • the orthogonality criterion according to the invention is not limited to the verification of orthogonality in the presence of a Gaussian white noise channel, but takes into account the transmission through a multi-channel channel. -trajets.
  • the proposed transmission system therefore has, according to at least one embodiment, a perfect orthogonality.
  • the step of shaping at least one block of M x K data symbols delivers a multicarrier signal whose mathematical expression in discrete time is given by:
  • n is the index of the block column, 0 ⁇ n ⁇ K- 1, and m the subscript of the block line, 0 ⁇ m ⁇ M-1;
  • M the number of subcarriers
  • the real data symbols are obtained by taking the real and imaginary parts of a complex value constellation, obtained by transforming binary values into q-ary symbols.
  • the formatting step implements the following steps, in the frequency domain, for at least one column of the block:
  • This first example corresponds to the direct implementation of the FBMC / COQAM transmitter in baseband.
  • the formatting step implements the following steps, for at least one column of the block:
  • the transmission method comprises a pre-processing step of the data symbols, implemented prior to the transformation step.
  • the transformation step implements an inverse Fourier transform of size M ⁇ M, delivering M transformed symbols
  • the repetition step implements a cyclic repetition of the M transformed symbols, delivering MK repeated symbols
  • the step of Summation delivers MK time samples.
  • an inverse Fourier transform transformation is performed for each set of M data symbols.
  • the transformed symbols resulting from this transformation are then filtered temporally. It is recalled that such an inverse Fourier transform type algorithm is particularly efficient, fast and easily implementable, especially in a transmission device, for example using a Cooley-Tukey or Good type algorithm.
  • the step of shaping at least one block of M ⁇ f data symbols delivers a multicarrier signal such that:
  • Y is the matrix transposition operator
  • the transformation step implements an inverse partial Fourier transform of size M x (N + 1), delivering a first subset of N + 1 transformed symbols, and the step of repetition implements the following steps:
  • the summation step delivers MK temporal samples.
  • the transmission method comprises a pre-processing step of the data symbols, implemented prior to the transformation step.
  • the summation step delivers MK temporal samples.
  • the transmission method implements a step of inserting a cyclic prefix in front of at least one time sample forming the multicarrier signal.
  • the transmission method also implements a step of windowing the multicarrier signal implementing the following steps:
  • oversampling by oversampling factor Q KM + L GI of the windowed samples, delivering KM + L CP oversampled samples;
  • the windowed multi-carrier signal s WCP _ C0 Q AM [k] is such that:
  • a cyclic prefix or more generally a guard interval, offers both the possibility of maintaining perfect orthogonality in the presence of a multi-path channel and of providing a multicarrier signal having good spectral power density by the application of a window.
  • the invention relates to a data symbol transmission device for implementation in a telecommunications system, providing an OQAM type multi-carrier signal.
  • Such a transmission device is particularly suitable for implementing the transmission method described above.
  • This is for example a base station of a cellular network for a downlink communication, or a terminal type computer, phone, tablet, set-top box (English “set-top box”), etc., for a communication on the way up.
  • This device may of course include the various characteristics relating to the transmission method according to the invention, which can be combined or taken separately. Thus, the features and advantages of this device are the same as those of the method described above. Therefore, they are not detailed further.
  • the proposed solution allows the realization of a transmission type
  • FBMC / OQAM using a different scheme of the prior art, which has in particular an operating complexity lower than the prior art schemes, and good properties in terms of orthogonality and power spectral density according to at least one embodiment of FIG. production.
  • the invention also relates to a method for receiving an OQAM-type multi-carrier signal intended to be implemented in a telecommunications system, delivering estimated data symbols, the multi-carrier signal being obtained by formatting, in transmission, at least one block of M x K real data symbols, with M> 1 and K> 1.
  • N a subsampling factor
  • g [k] g [od (k, MK)] + I (k, b) ⁇ g [k + MK], where / (/ c, ⁇ ) is the indicator function worth ls ⁇ ke [0, b 1 - 1] and 0 if k 6 [b ⁇ MK - 1].
  • the invention thus proposes a new technique for implementing an FBMC / OQAM type reception, denoted FBMC / COQAM, making it possible to easily estimate real data symbols of at least one block of data symbols.
  • the proposed reception technique is flexible and adapted to the dispersion of the transmission channel.
  • Such a reception method is particularly adapted to receive a multi-carrier signal transmitted according to the transmission method described above.
  • the characteristics and advantages of this reception method are the same as those of the transmission method. By therefore, they are not detailed further.
  • the step of estimating at least one data symbol of the block delivers an estimated data symbol at the position (m 0 , n 0 ), such that:
  • N M / 2
  • M the number of subcarriers
  • K the number of time intervals for the block
  • This formulation provides the reception algorithm for direct implementation of a FBMC / COQAM type receiver.
  • the step of estimating at least one data symbol of the block implements the following steps, in the frequency domain:
  • the cyclic convolution step with a period KM, implementing, for each set of MK demodulated coefficients, a filtering by the L coefficients of the prototype filter, delivering M filtered symbols;
  • This first example corresponds to the direct implementation of the FBMC / COQAM receiver in baseband.
  • the step of estimating at least one data symbol of the block implements the following steps:
  • ⁇ ⁇ diag (g k, n ) the representative matrix of the filtering step, 0 ⁇ n ⁇ K-1, and O ⁇ k ⁇ MK - 1;
  • E MATXM WMXM '" ⁇ MXM ⁇ MXMK the representative matrix of the distribution and summation steps;
  • WMXM ' a matrix representative of the step of transformation from the time domain to the frequency domain
  • ⁇ diag ( eJVm o n oe M) the diagonal matrix representative of the post-treatment
  • the reception method implements, prior to the estimation step, the following steps:
  • deletion, in the multicarrier signal, of a first portion of a cyclic prefix of length L CP L GI + L RI inserted in transmission, the first portion having a length L GI and being used to absorb the interference due the transmission channel;
  • s [k] s [mod (k + L GI , KM)], delivering MK temporal samples; transformation of MK time samples from the time domain to the frequency domain, delivering MK frequency samples;
  • the equalization is implemented before the FBMC / COQAM demodulation.
  • the reception method implements, prior to the estimation step, the following steps:
  • deletion, in the multicarrier signal, of a first portion of a cyclic prefix of length L CP L GI + L RI inserted in transmission, the first portion having a length L GI and being used to absorb the interference due the transmission channel;
  • the estimation step implements a step of equalizing the post-processed symbols, prior to the step of extracting the real part.
  • the equalization is implemented after the demodulation
  • the invention relates to a device for receiving an OQAM type multi-carrier signal intended to be implemented in a telecommunications system, delivering estimated data symbols, said multi-carrier signal being obtained by transmitting at least one block of M x K real data symbols, with M> 1 and K> 1.
  • Such a reception device is particularly adapted to implement the reception method described above.
  • This is for example a base station of a cellular network for uplink communication, or a terminal type computer, phone, tablet, set-top box, etc., for downlink communication.
  • This device may of course include the various characteristics relating to the reception method according to the invention, which can be combined or taken in isolation. Thus, the features and advantages of this device are the same as those of the method described above. Therefore, they are not detailed further.
  • the invention also relates to one or more computer programs comprising instructions for implementing a transmission method as described above when this or these programs are executed by a processor, and one or more programs of computer comprising instructions for implementing a reception method as described above when this or these programs are executed by a processor.
  • the methods according to the invention can therefore be implemented in various ways, in particular in hard-wired form and / or in software form.
  • the invention also relates to one or more computer-readable information carriers, and including instructions of one or more computer programs as mentioned above.
  • Figure 1 illustrates the main steps implemented by a transmission method according to a particular embodiment of the invention
  • FIG. 2 presents a first example of direct implementation of a transmitter according to the invention
  • FIG. 3 illustrates the main steps implemented by a reception method according to a particular embodiment of the invention
  • FIG. 4 presents a first example of direct implementation of a receiver according to the invention
  • FIGS. 5 to 7 show three other examples of implementation of a transmitter according to the invention.
  • FIG. 8 illustrates a particular embodiment of the invention based on the insertion of a cyclic prefix and a windowing
  • FIGS. 9A and 9B show a second example of implementation of a receiver according to the invention
  • Figures 10 and 11 show two other examples of implementation of a receiver according to the particular embodiment of the invention based on the insertion of a cyclic prefix and a windowing;
  • FIGS 12 and 13 compare the performance of the invention to the techniques of the prior art
  • Figures 14 and 15 respectively illustrate the simplified structure of a transmission device implementing a transmission technique, and a receiving device implementing a reception technique according to a particular embodiment of the invention.
  • the general principle of the invention is based on a new technique for the implementation of a transmission / reception type FBMC / OQAM, denoted FBMC / COQAM, implementing a cyclic convolution (also called circular convolution) by a prototype filter .
  • such a transmission technique makes it possible, in at least one embodiment, to generate a perfectly orthogonal multi-carrier signal, whether a white Gaussian noise channel or a multipath channel is considered. , and having a good power spectral density with respect to the multi-carrier signals of the prior art.
  • Such a method receives as input at least one block of M ⁇ K data symbols, with
  • These data symbols are denoted a m [n], where n is the index of the data symbol in the time slot (in English "slot", ie in the column of the block), 0 ⁇ n ⁇ K-1, and m the index of the subcarrier (ie of the block line), 0 ⁇ m ⁇ M-1.
  • M the number of subcarriers, that is to say the number of lines of the block of real data symbols
  • K the number of slots of real data symbols for each block, that is to say the number of columns of the block;
  • g [k] g [mod (k, MK)] + I ⁇ k, b 1 ) ⁇ g [k + MK],
  • I (k, b) is the indicator function equal to 1 if k 6 [0, ⁇ - 1] and 0 if k 6 [b ⁇ MK - 1];
  • N M / 2. This results from the decomposition of a complex data symbol into two real data symbols and also reflects the fact that the elementary waveforms will have an overlap of N samples.
  • FIG. 2 illustrates in particular a first example of implementation of such a baseband transmitter, corresponding to a direct implementation of the discrete time mathematical expression of the multi-carrier signal s [k] expressed above.
  • the shaping step 11 implements a succession of steps in the frequency domain, for at least one column of the block of real data symbols.
  • the M data symbols of a column of the block, each associated with a row of the block undergo a pre-treatment of phase 21, delivering M pre-processed symbols. More precisely, during this preprocessing, the data symbols the real numbers a m [n] are multiplied by a first phase term in ⁇ / 2, making it possible to ensure a phase shift in frequency and frequency of the carriers of the multicarrier signal.
  • the actual data symbols a m [n] are also multiplied by a second term allowing to take into account the length of the prototype filter.
  • the M preprocessed symbols are oversampled by the oversampling factor N, delivering M oversampled symbols.
  • cyclic convolution 111 is applied with a KM period to the oversampled symbols. More precisely, the cyclic convolution step implements, for each oversampled symbol, a filtering by the L coefficients of the prototype filter, and thus delivers M sets of MK filtered coefficients.
  • the M sets of MK modulated coefficients are summed (by adding all the first modulated coefficients of each set, then all the second modulated coefficients of each set, etc., then all the last coefficients modulated from each set), so as to obtain MK time samples forming the multi-carrier signal s [k].
  • FIG. 3 illustrates the main steps implemented by a method for receiving a multicarrier signal obtained by formatting, in transmission, at least one block of M ⁇ K data symbols, with M> 1 and K> 1, according to one embodiment of the invention.
  • the estimation step 31 of at least one data symbol of the block delivers an estimated data symbol at the position (m 0 , n 0 ) in the time / frequency plane, such that:
  • N M / 2
  • M the number of subcarriers
  • K the number of slots for the block
  • FIG. 4 illustrates in particular a first example of implementation of such a baseband receiver, corresponding to a direct implementation of the mathematical expression of an estimated data symbol mn expressed above.
  • the estimation step 31 implements a succession of steps in the frequency domain.
  • the estimation step 31 implements a demodulation 41 of the MK samples, by multiplying jlnkm
  • the cyclic convolution 311 is applied with a period
  • the cyclic convolution 311 implements, for each set of MK demodulated coefficients, a filtering by the L coefficients of the prototype filter. This gives M filtered symbols.
  • the M filtered symbols are then subsampled 42 by subsampling factor N, so as to obtain M subsampled symbols.
  • the M subsampled symbols then undergo a post-processing 43, delivering M post-processed symbols. More precisely, during this post-processing, the subsampled symbols are multiplied by a first phase term in - ⁇ / 2. Optionally, the subsampled symbols are also multiplied by a second term to account for the length of the prototype filter.
  • FIG. 5 shows a second exemplary implementation of a FBMC / COQAM transmitter, implementing a transformation of the real data symbols from the frequency domain to the time domain, prior to the cyclic convolution.
  • a transformation for example of the IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) type, is then carried out for each set of M actual data symbols a m [n] feeding the M subcarriers (ie for each column of the data symbol block).
  • the transformed symbols resulting from this operation are then filtered temporally. This therefore makes it possible to implement the cyclic convolution in time and not in frequency, and thus at a treatment rate MK that is once lower.
  • IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • the formatting step 11 implements the following steps, for at least one column of the block:
  • a transformation step 52 of the M pre-processed symbols of the frequency domain to the time domain implementing an inverse Fourier transform of size M ⁇ M, delivering M transformed symbols, denoted ⁇ fe [n], for k 6 [0, M-1],;
  • the cyclic convolution step 111 implementing, in the time domain, the following steps:
  • cyclic repetition / expansion operation 53 is simply proposed for illustrative purposes. In practice, it is not necessary to allocate additional memories for storing the data to be copied, it is sufficient to use the same data periodically.
  • a M XK ⁇ a m [n ⁇ e 1 ' f ' mn e M the matrix of data symbols of size M x K obtained at the end of the preprocessing step, with for input indices m 6 [0, -1] and not [0, K - 1;
  • W MxM ⁇ e M! the IDFT matrix of size M x M, with for input indices
  • an I FFT algorithm is applied for the calculation of the IDFT, while the repetition / expansion operation does not require calculations.
  • the extraction operation of the diagonal terms suggests that only operations on the diagonal elements of G MKxK Q KxMK are to be calculated, ie for s [k] with k 6 [0, MK- 1], only the multiplication between the k-th line of the vector of G NKxK and the kth column of the vector of Q KxNK is to be taken into account.
  • a third and a fourth implementation example of a FBMC / COQAM transmitter are also presented, also implementing a transformation of the real data symbols from the frequency domain to the time domain. , prior to cyclic convolution.
  • FIG. 1 A third example of implementation of the FBMC / COQAM transmitter according to these first and second cases is illustrated in FIG.
  • the cyclic convolution step 111 implementing, in the time domain, the following steps:
  • summing 64 branch by branch, filtered symbols obtained for the different columns of the block, as described in relation with FIG. 5, delivering MK temporal samples forming the multicarrier signal.
  • FIG. 1 A fourth example of implementation of the FBMC / COQAM transmitter according to these third and fourth cases is illustrated in FIG.
  • the shaping step 11 implements the following steps, for at least one column of the real data symbol block: a preprocessing step 71 of the M data symbols actual column, as described in connection with Figure 5 for example, delivering M pre-processed symbols;
  • the cyclic convolution step 111 implementing, in the time domain, the following steps:
  • ⁇ obtaining from the first subset, a second subset of M / 2 processed symbols, the second subset of processed symbols being complementary to the first subset of processed symbols to form a set of M transformed symbols;
  • WCP-COQAM A windowed multi-carrier signal, called WCP-COQAM, is thus obtained.
  • L CP L GI + L RI
  • L GI the length of a first portion of the cyclic prefix used to absorb the interference due to the transmission channel (which can possibly be equal to zero)
  • L RI the length of a second portion of the cyclic prefix used to improve the power spectrum of the multicarrier signal, ie the length of the second portion of the cyclic prefix devoted to the windowing (which is necessarily greater than zero and less than or equal to L GI ).
  • h [k] a window function, defined in the interval k- 0 ⁇ ⁇ KM + L P - 1;
  • window function h [k] is defined as follows:
  • windowing coefficients depend on the windowing chosen (eg type
  • the transmission method also implements, according to one embodiment of the invention, after the step of shaping the signal with multiple carriers, an insertion step 81 of a cyclic prefix in front of at least one time sample forming the multi-carrier signal s [k] and / or a windowing step 82
  • the windowing step 82 implements:
  • serial / parallel conversion block 80 of FIG. 8 as well as the parallel / serial conversion blocks of FIGS. 5 to 7, are optional if the steps of inserting a cyclic prefix 81 and windowing 82 are directly implemented on the MK temporal samples.
  • the windowed multi-carrier signal S WCP [ CO ] AM [k] thus obtained has good properties in terms of spectral power density and orthogonality.
  • the technique of insertion of a cyclic prefix and proposed windowing can be applied to other techniques of transmission of a multicarrier signal, and in particular the transmission technique FBMC / OQAM or GFDM , whatever the schema used for the implementation of the transmitter (direct implementation or reduced complexity).
  • the MK time samples are filtered 91 by the shaping filter, by multiplying each time sample indexed k, for 0 ⁇ k MK MK-1, by a coefficient g k, n of the shaping filter, so as to obtain MK filtered samples, denoted u k .
  • these filtered samples u k are distributed in groups of M filtered samples, denoted G 0 , G LT.
  • the filtered samples of the G 0 groups are then added. , G 1 , ..., G K _ 1 , so as to obtain M filtered symbols, denoted v k , for 0 ⁇ k M M-1.
  • the first filtered samples of groups G 0 , G are added together. 1 , ..., G K _ 1 , then we add together the second filtered samples of the groups G 0 , G 1 , ..., G K _ 1 , etc., and finally we add together the last filtered samples of the groups G Q , G LT ..., G K _ 1 .
  • the M filtered symbols are transformed from the time domain to the frequency domain, using a FFT of size M ⁇ M, delivering M transformed symbols.
  • the M transformed symbols then undergo a phase 94 post-processing, implementing a multiplication of each of the symbols transformed by a phase term e ⁇ j (4> k, n-knD / M) ⁇ delivering M post-processed symbols , also called demodulated symbols y m> n .
  • a particular embodiment of the invention has been described, in connection with the transmission, according to which a cyclic prefix is inserted in the multi-carrier signal s [k] and / or a windowing is applied to the signal before transmission.
  • WCP-FBMC / COQAM This gave a windowed multiple carrier signal, called WCP-FBMC / COQAM, or simply WCP-COQAM.
  • the receiver can have a hybrid equalization scheme. Such flexibility allows the receiver to decide how to decode the data / useful information part according to the dispersion characteristics of the transmission channel.
  • the MK time samples obtained at the end of the transformation step 1014 are then processed as described in relation with FIGS. 9A and 9B, by applying them:
  • a post-processing phase 94 delivering M post-processed symbols
  • the equalization is implemented in the frequency domain, and for example implements a zero forcing type algorithm.
  • the method implements the following steps:
  • the MK temporal samples obtained at the end of the cyclic shift step 1111 are then processed as described with reference to FIGS. 9A and 9B, with a post-processed symbol equalization step, implemented prior to the step of extracting the real part.
  • the MK temporal samples obtained at the end of the cyclic shift step 1111 are processed by applying them: filtering 91 delivering MK filtered samples,
  • a post-processing phase 94 delivering M post-processed symbols
  • the equalization is implemented in the frequency domain, and for example implements a zero forcing type algorithm.
  • such a simplified reception technique can be applied to other techniques for receiving a multicarrier signal in which a cyclic prefix has been inserted and / or a broadcast windowing is applied, and in particular as part of a transmission type FBMC / OQAM or GFDM.
  • FIG. 12 illustrates the power spectral density of the multicarrier signal (PSD), as a function of the normalized frequency (freq), for five transmission techniques:
  • CP-OFDM an OFDM type transmission with cyclic prefix according to the prior art
  • FBMC / OQAM a FMBC / OQAM type transmission without a cyclic prefix according to the prior art
  • WCP-FBMC / OQAM a FBMC / OQAM type transmission with cyclic prefix and windowing
  • WCP-FBMC / COQAM a transmission of FBMC / COQAM type with cyclic prefix and windowing according to a particular embodiment of the invention.
  • h [k] is the Hamming window
  • the multicarrier signal obtained using a WCP-FBMC / COQAM transmission technique can, just like the multicarrier signal obtained using a conventional FBMC / OQAM transmission technique (without cyclic prefix) maintain a very good power spectral density.
  • the orthogonality is perfectly restored if the channel spreading does not exceed the length L GI . If the length L RI is increased, the spectral power density of the WCP-FBMC / COQAM signal can approach very closely, or even better, than that of the FBMC / OQAM signal.
  • the bit rate loss resulting from the proposed transmission technique is therefore much lower than that of CP-OFDM.
  • the power spectral density of the multi-carrier signal obtained according to the proposed transmission technique is much better compared to that of state-of-the-art systems, whether or not a windowing process is considered.
  • FIG. 13 illustrates the bit error rate BE as a function of the ratio E b / N 0 in dB, for four transmission techniques:
  • CP-OFDM an OFDM type transmission with cyclic prefix according to the prior art
  • FBMC / OQAM a FMBC / OQAM type transmission without a cyclic prefix according to the prior art
  • WCP-FBMC / COQAM mode 1
  • WCP-FBMC / COQAM mode 2
  • the symbol constellation to be transmitted in a simple channel with two coefficients (1 and 0.5) separated from the cyclic prefix of length L GI - 1 samples, is 16 MAQ (16-QAM).
  • FIG 13 clearly illustrates that the WCP-FBMC / COQAM system with the first receive mode can perfectly remove all interference compared to the conventional FBMC / OQAM system.
  • the WCP-FBMC / COQAM system can thus perfectly maintain the orthogonality during a transmission through a multi-path channel.
  • the performance gain over the CP-OFDM is partly due to the reduced rate / redundancy loss and also the increased frequency selectivity due to a larger FFT size at the receiver (see Figure 10).
  • a WCP-FBMC / COQAM system with the second reception mode confers identical performance to that of the conventional FBMC / OQAM.
  • This mode of hybrid reception is particularly important, because it is known that in the case of a transmission channel weakly dispersive time but high Doppler, the conventional scheme FBMC / OQAM will have the advantage. This advantage will be preserved with the WCP-FBMC / COQAM if switching mode of reception. Note that for these two modes, the transmitted signal remains unchanged.
  • the transmission / reception technique proposed according to the invention therefore makes it possible to bring a gain both from the point of view of the spectral power density at the transmission and the orthogonality in the presence of a multipath channel.
  • FIGS. 14 and 15 respectively, the simplified structure of a FBMC / COQAM transmission device and the structure of a FBMC / COQAM type receiving device according to a particular embodiment of the invention are presented. 'invention.
  • such a transmission device comprises a memory 1410 comprising a buffer memory, a processing unit 1411, equipped for example with a ⁇ microprocessor, and driven by the computer program 1412, implementing the transmission method according to one embodiment of the invention.
  • the code instructions of the computer program 1412 are for example loaded into a RAM before being executed by the processor of the processing unit 1411.
  • the processing unit 1411 receives as input at least a block of real data symbols, noted ⁇ a m ⁇ n ⁇ MK .
  • modules are driven by the microprocessor of the processing unit 1411.
  • such a reception device has meanwhile a memory 1510 comprising a buffer memory, a processing unit 1511, equipped for example with a ⁇ micropr microprocessor, and driven by the computer program 1512, putting in place the reception method according to one embodiment of the invention.
  • the code instructions of the computer program 1512 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 1511.
  • the processing unit 1511 receives as input a signal with multiple carriers s [k] (or S W CP-COQAM ⁇ ⁇ ).
  • the microprocessor of the processing unit 1511 implements the steps of the reception method described above, according to the instructions of the computer program 1512, for estimating the transmitted data symbols.

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Abstract

L'invention concerne un procédé de transmission de symboles de données, délivrant un signal à porteuses multiples de type OQAM. Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape de mise en forme (11) d'au moins un bloc de M x K symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1, mettant en œuvre une étape de convolution (111) cyclique par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b 1 = 2KN + b 1 avec b 1 un entier tel que b 1≥ 0 et N un facteur de suréchantillonnage.

Description

Procédé et dispositif de transmission de blocs de symboles de données réels, procédé et dispositif de réception et programmes d'ordinateur correspondants.
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des télécommunications mettant en œuvre une modulation multiporteuse.
Plus précisément, l'invention concerne une nouvelle technique de transmission sur un multiplex de porteuses de type OQAM, appelée ci-après FBMC/COQAM pour « Filter Bank Multi Carrier/Cyclic Offset Quadrature Amplitude Modulation », dont les performances dépassent à la fois celles d'un système conventionnel de type OFDM ainsi que celles d'un système conventionnel de type FBMC/OQAM.
L'invention trouve notamment des applications dans le domaine des communications sans fil (DAB, DVB-T, WLAN, optique non guidée, etc.) ou filaires (xDSL, PLC, optique, etc.). Par exemple, l'invention trouve des applications dans le domaine des communications cellulaires, sur voix montante ou descendante, des communications entre machines (en anglais M2M pour « Machine to Machine »), etc., notamment pour la future génération de radio cellulaire.
2. Art antérieur
Pour la mise en œuvre de modulations multiporteuses, quatre principaux schémas sont actuellement proposés dans la littérature : la modulation OFDM, la modulation FBMC/OQAM, la modulation FBMC/FMT (en anglais « Filtered MultiTone ») et la modulation GFDM (en anglais « Generalized Frequency Division Multiplexing »).
Cependant, quelle que soit la modulation retenue, un compromis doit être fait en fonction de deux critères essentiels, qui sont la densité spectrale de puissance (en anglais PSD pour « power spectral density ») et l'orthogonalité.
En particulier, une bonne densité spectrale de puissance du signal modulé permet de minimiser les interférences éventuelles avec des applications utilisant des bandes de fréquence voisines, ou encore d'améliorer la robustesse par rapport à un effet Doppler.
La modulation FBMC/OQAM permet d'obtenir un signal multiporteuse présentant une bonne densité spectrale de puissance. Elle constitue donc une alternative intéressante à la modulation OFDM mettant en œuvre un préfixe cyclique.
Toutefois, la modulation FBMC/OQAM présente une faiblesse technique relative à la transmission de type « entrées multiples-sortie unique (en anglais MISO pour « Multiple Input Single Output ») après la mise en œuvre d'un codage de type Alamouti, comme expliqué dans le document « The Alamouti scheme with CDMA-OFDM/OQAM » (C. Lélé, P. Siohan, et . Legouable, Eurasip Journal on Advances in Signal Processing). Quelques solutions ont déjà été proposées pour résoudre le problème de la combinaison d'une modulation de type FBMC/OQAM avec le codage d'Alamouti qui, par nature, s'applique à des symboles de données complexes. En effet, comme les symboles de données OQAM sont réels, le principe du codage d'Alamouti ne peut s'appliquer directement aux symboles de données d'une modulation de type FBMC/OQAM.
Il a notamment été proposé dans le document « The Alamouti scheme with CDMA- OFDM/OQAM » précité de combiner des données OQAM avec un choix approprié de codes d'étalement ce qui permet, dans le contexte d'un canal de transmission à bruit blanc gaussien (AWGN), de supprimer l'interférence et de faire fonctionner un système de transmission de données complexes de type FBMC/OQAM. Toutefois, l'introduction d'étalement et de désétalement, respectivement à l'émetteur et au récepteur, constitue un ajout de complexité non négligeable.
Il a également été proposé d'appliquer le codage d'Alamouti à des blocs de symboles de données complexes suffisamment longs obtenus en entrée du module de transformation fréquence/temps, après l'opération usuelle de pré-traitement. Toutefois, les blocs transmis selon cette technique nécessitent l'utilisation de mémoires de grande taille et introduisent un intervalle de garde entre blocs qui génère une perte de débit (en anglais « overhead ») importante. De plus cette technique de type bloc-Alamouti ne peut que réduire l'interférence, qui se limite à une interférence intra-bloc, mais ne peut la supprimer totalement.
II a par ailleurs été proposé d'introduire un préfixe cyclique au signal FBMC/OQAM, qui consiste en une répétition d'une partie des échantillons du signal modulé. Toutefois, du fait que la forme d'onde initiale est non rectangulaire, la recopie d'une partie des échantillons crée une discontinuité dans le signal transmis, ce qui se traduit par une dégradation de la densité spectrale de puissance.
II existe donc un besoin pour une nouvelle technique de transmission d'un signal multiporteuse de type OQAM ne présentant pas l'ensemble des inconvénients de l'art antérieur.
3. Exposé de l'invention
L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de transmission de symboles de données destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant un signal à porteuses multiples de type OQAM.
Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape de mise en forme d'au moins un bloc de M x f symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1, mettant en œuvre une étape de convolution cyclique par un filtre prototype g [k] de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1 un entier tel que b1≥ 0 et N un facteur de suréchantillonnage. Ainsi, l'invention repose sur une approche nouvelle et inventive de la transmission FBMC/OQAM, selon laquelle on utilise, pour chaque sous-porteuse, une convolution circulaire au lieu d'une convolution linéaire. De cette façon, la transmission devient une transmission par blocs, et présente les avantages liés à ce type de transmission, par exemple :
- une mise en trame plus simple,
l'insertion d'un préfixe cyclique facilitée,
la possibilité d'utiliser les techniques classiquement utilisées dans le cadre des transmissions OFDM, comme le codage de type Alamouti ou les techniques de réduction du facteur de crête (en anglais PAP ou « Peak-to-Average Power Ratio »), etc.
En particulier, les inventeurs ont démontré qu'une telle convolution cyclique est équivalente à une convolution linéaire avec un filtre périodisé g [k], dit filtre de mise en forme, ce filtre de mise en forme étant obtenu à partir d'une répétition périodique du filtre prototype g [k], de période KM :
g [k] = g[mod(k, MK)] + I . b- ■ g [k + MK], où I . b-^) est la fonction indicatrice valant l s\ k e [0, b1 - 1] et 0 si k 6 [b^ MK - 1] .
On appelle cette nouvelle technique de transmission le FBMC/COQAM.
La technique de transmission FBMC/COQAM proposée selon au moins un mode de réalisation permet à la fois de conserver une bonne densité spectrale de puissance et de préserver la propriété d'orthogonalité, avec une perte de débit significativement réduite par rapport à celle d'une transmission de type OFDM avec préfixe cyclique. De plus, elle offre de bonnes performances quelle que soit la longueur du filtre prototype.
Par ailleurs, on note que le critère d'orthogonalité selon l'invention ne se limite pas à la vérification de l'orthogonalité en présence d'un canal à bruit blanc gaussien, mais prend en compte la transmission au travers d'un canal multi-trajets. Le système de transmission proposé présente donc, selon au moins un mode de réalisation, une orthogonalité parfaite.
Ceci se traduit par un récepteur simplifié et permet aussi une mise en œuvre efficace de schémas de codage MISO, ou plus généralement MIMO de type Alamouti par bloc.
En particulier, l'étape de mise en forme d'au moins un bloc de M x K symboles de données délivre un signal à porteuses multiples dont l'expression mathématique en temps discret est donnée par :
Figure imgf000004_0001
avec : c½ [n] les symboles de données, avec n l'indice de la colonne du bloc, 0 < n≤ K— 1, et m l'indice de la ligne du bloc, 0 < m≤ M— 1 ;
N le facteur de suréchantillonnage, tel que N = M/2 ;
M le nombre de sous-porteuses ;
K le nombre d'intervalles temporels (en anglais « slot ») pour le bloc ;
D = L— 1 ;
Φτη,η un terme de phase, avec par exemple 0m n = ^ (m + n).
En particulier, on note que les symboles de données réels sont obtenus en prenant les parties réelle et imaginaire d'une constellation à valeur complexe, obtenue par la transformation de valeurs binaires en symboles q-aire.
Selon un premier exemple d'implémentation, l'étape de mise en forme met en œuvre les étapes suivantes, dans le domaine fréquentiel, pour au moins une colonne du bloc :
une étape de pré-traitement de phase des M symboles de données associés chacun à une ligne du bloc, délivrant M symboles pré-traités ;
une étape de suréchantillonnage des M symboles pré-traités par le facteur de suréchantillonnage N, délivrant M symboles suréchantillonnés ;
l'étape de convolution cyclique avec une période KM, mettant en œuvre, pour chaque symbole suréchantillonné, un filtrage par les L coefficients du filtre prototype, délivrant M ensembles de MK coefficients filtrés ;
pour chaque ensemble de MK coefficients filtrés, une étape de modulation des MK coefficients filtrés, délivrant un ensemble de MK coefficients modulés ;
une étape de sommation des M ensembles de MK coefficients modulés, délivrant MK échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples.
Ce premier exemple correspond à l'implémentation directe du transmetteur FBMC/COQAM en bande de base.
Selon d'autres exemples, il est également possible de mettre en œuvre l'étape de convolution cyclique dans le domaine temporel, de façon à diminuer la complexité opératoire de l'implémentation directe.
Pour ce faire, l'étape de mise en forme met en œuvre les étapes suivantes, pour au moins une colonne du bloc :
- une étape de transformation des M symboles de données d'une colonne du bloc du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, délivrant des symboles transformés ; l'étape de convolution cyclique, mettant en œuvre, dans le domaine temporel, les étapes suivantes :
répétition des symboles transformés, délivrant des symboles répétés, filtrage par le filtre de mise en forme des symboles répétés, mettant en œuvre une multiplication de chacun des symboles répétés par un coefficient du filtre de mise en forme, délivrant des symboles filtrés, et
sommation des symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes du bloc, délivrant des échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples.
De plus, l'utilisation de transformations de type IFFT (en anglais « Inverse Fast Fourier Transform ») permet une implémentation rapide de l'algorithme de transmission.
En particulier, selon un deuxième exemple d'implémentation, le procédé de transmission comprend une étape de pré-traitement des symboles de données, mise en œuvre préalablement à l'étape de transformation. L'étape de transformation met en œuvre une transformée de Fourier inverse de taille M x M, délivrant M symboles transformés, l'étape de répétition met en œuvre une répétition cyclique des M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés, et l'étape de sommation délivre MK échantillons temporels.
Selon ce deuxième exemple d'implémentation, on réalise une transformation de type transformée de Fourier inverse pour chaque ensemble de M symboles de données. Les symboles transformés résultants de cette transformation sont ensuite filtrés temporellement. On rappelle qu'un tel algorithme de type transformée de Fourier inverse est particulièrement efficace, rapide et facilement implémentable, notamment dans un dispositif de transmission, par exemple en utilisant un algorithme de type Cooley-Tukey ou de type Good.
En particulier, l'étape de mise en forme d'au moins un bloc de M x f symboles de données délivre un signal à porteuses multiples tel que :
SMKXI = diag{GMKXK (EMKXMWMXMAMXK)T]
avec : AMXK = \ am [n\e1'f'm ne M le bloc de symboles de données obtenu à l'issue de
(· >MxK
l'étape de prétraitement, pour 0≤ n≤ K— 1, 0≤ m≤ M— 1 ;
jlnkm
WMXM = e M ! la matrice représentative de l'étape de transformation du
(· J MMXXMM
domaine fréquentiel vers le domaine temporel, pour 0≤ k≤M— 1, 0≤m≤M— 1 ;
EMKXM la matrice représentative de l'étape de répétition cyclique, telle que EMKXM =
Figure imgf000006_0001
GMKXK = Î3k,n}MKxK = {g[™à(k - nN, MK)]}MKxK la matrice représentative de l'étape de filtrage, pour 0 < k≤ MK - 1, 0≤n≤K - 1 ;
(. Y l'opérateur de transposition matricielle ;
diag{. ) l'opérateur d'extraction des éléments diagonaux d'une matrice.
On peut ainsi écrire l'algorithme de transmission sous forme matricielle, ce qui permet une mise en œuvre simple et efficace d'un transmetteur selon l'invention.
Selon un troisième exemple d'implémentation, l'étape de transformation met en œuvre une transformée de Fourier partielle inverse de taille M x (N + 1), délivrant un premier sous- ensemble de N + 1 symboles transformés, et l'étape de répétition met en œuvre les étapes suivantes :
obtention, à partir du premier sous-ensemble, d'un deuxième sous-ensemble de
M— (N + 1) symboles transformés, le deuxième sous-ensemble de symboles transformés étant complémentaire du premier sous-ensemble de symboles transformés, pour former un ensemble de M symboles transformés ;
- répétition et permutation des M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés.
Enfin, l'étape de sommation délivre MK échantillons temporels.
Selon ce troisième exemple d'implémentation, on calcule uniquement une partie des sorties de la transformée de Fourier inverse, et on déduit le reste des sorties à partir des premières sorties calculées.
De cette façon, on diminue considérablement le nombre d'opérations (multiplications, additions) classiquement effectuées.
Selon un quatrième exemple d'implémentation, le procédé de transmission comprend une étape de pré-traitement des symboles de données, mise en œuvre préalablement à l'étape de transformation. L'étape de transformation met en œuvre une transformée de Fourier partielle inverse de taille M x N, délivrant un premier sous-ensemble de N = M/2 symboles transformés, et l'étape de répétition met en œuvre les étapes suivantes :
obtention, à partir du premier sous-ensemble, d'un deuxième sous-ensemble de M/2 symboles transformés, le deuxième sous-ensemble de symboles transformés étant complémentaire du premier sous-ensemble de symboles transformés, pour former un ensemble de M symboles transformés ;
répétition et permutation des M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés. Enfin, l'étape de sommation délivre MK échantillons temporels.
A nouveau, selon ce quatrième exemple d'implémentation, on calcule uniquement une partie des sorties de la transformée de Fourier inverse, et on déduit le reste des sorties à partir des premières sorties calculées.
De cette façon, on diminue considérablement le nombre d'opérations (multiplications, additions) classiquement effectuées.
Selon une caractéristique particulière de l'invention, le procédé de transmission met en œuvre une étape d'insertion d'un préfixe cyclique devant au moins un échantillon temporel formant le signal à porteuses multiples. Un tel préfixe cyclique, de longueur LCP = LGI + LRI, comprend une première portion de longueur LGI utilisée pour absorber l'interférence due au canal de transmission et une deuxième portion de longueur LRI utilisée pour améliorer le spectre de puissance du signal à porteuses multiples. Le procédé de transmission met également en œuvre une étape de fenêtrage du signal à porteuses multiples mettant en œuvre les étapes suivantes :
multiplication de chacun des échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples et du préfixe cyclique par un coefficient de fenêtrage, délivrant KM + LCP échantillons fenêtrés ;
suréchantillonnage par un facteur de suréchantillonnage Q = KM + LGI des échantillons fenêtrés, délivrant KM + LCP échantillons suréchantillonnés ;
décalage et sommation des échantillons suréchantillonnés, délivrant un signal à porteuses multiples fenêtré.
En particulier, le signal à porteuses multiples fenêtré sWCP_C0QAM [k] est tel que :
i + l
^WCP-COQAM [k] = ^ s[mod(/c - LCP, KM)]h[k - r(KM + LGI)]
r=l-l
avec : s[k] le signal à porteuses multiples avant insertion du préfixe cyclique ;
l l'indice du bloc considéré ;
h[k] une fonction fenêtre ;
r un entier pris dans l'intervalle [1— 1, 1 + 1].
L'introduction d'un préfixe cyclique, ou plus généralement d'un intervalle de garde, offre à la fois la possibilité de conserver une orthogonalité parfaite en présence d'un canal multi-trajet et de fournir un signal à porteuses multiples présentant une bonne densité spectrale de puissance par l'application d'une fenêtre.
Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un dispositif de transmission de symboles de données destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant un signal à porteuses multiples de type OQAM.
Selon l'invention, un tel dispositif comprend un module de mise en forme d'au moins un bloc de M x f symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1, comprenant un module de convolution cyclique par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1 un entier tel que b1≥ 0 et N un facteur de suréchantillonnage.
Un tel dispositif de transmission est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé de transmission décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'une station de base d'un réseau cellulaire pour une communication sur voie descendante, ou d'un terminal de type ordinateur, téléphone, tablette, boîtier décodeur (en anglais « set-top box »), etc., pour une communication sur voie montante. Ce dispositif pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de transmission selon l'invention, qui peuvent être combinées ou prises isolément. Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce dispositif sont les mêmes que ceux du procédé décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement.
En particulier, la solution proposée permet la réalisation d'une transmission de type
FBMC/OQAM en utilisant un schéma différent de l'art antérieur, qui présente notamment une complexité opératoire inférieure aux schémas de l'art antérieur, et de bonnes propriétés en termes d'orthogonalité et de densité spectrale de puissance selon au moins un mode de réalisation.
L'invention concerne également un procédé de réception d'un signal à porteuses multiples de type OQAM destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant des symboles de données estimés, le signal à porteuses multiples étant obtenu en mettant en forme, en émission, au moins un bloc de M x K symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1.
Selon l'invention, le procédé de réception comprend une étape d'estimation d'au moins un symbole de données du bloc, mettant en œuvre une étape de convolution cyclique par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1 un entier tel que b1≥ 0 et
N un facteur de sous-échantillonnage.
Comme indiqué précédemment, les inventeurs ont démontré qu'une telle convolution cyclique est équivalente à une convolution linéaire avec un filtre périodisé g [k], dit filtre de mise en forme, ce filtre de mise en forme étant obtenu à partir d'une répétition périodique du filtre prototype g [k] de période KM :
g [k] = g [ od(k, MK)] + I(k, b ) ■ g [k + MK], où /(/c, ^) est la fonction indicatrice valant l s\ k e [0, b1 - 1] et 0 si k 6 [b^ MK - 1] .
L'invention propose ainsi une nouvelle technique pour la mise en œuvre d'une réception de type FBMC/OQAM, notée FBMC/COQAM, permettant d'estimer aisément des symboles de données réels d'au moins un bloc de symboles de données.
En particulier, la technique de réception proposée est flexible et adaptée à la dispersion du canal de transmission.
Par ailleurs, du fait de l'orthogonalité parfaite du système proposé selon au moins un mode de réalisation particulier, il est possible d'implémenter un récepteur particulièrement simple.
Un tel procédé de réception est notamment adapté à recevoir un signal à porteuses multiples émis selon le procédé de transmission décrit ci-dessus. Les caractéristiques et avantages de ce procédé de réception sont les mêmes que ceux du procédé de transmission. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement.
En particulier, l'étape d'estimation d'au moins un symbole de données du bloc délivre un symbole de données estimé, à la position (m0, n0), tel que :
Figure imgf000010_0001
avec : s[k] le signal à porteuses multiples ;
N le facteur de sous-échantillonnage, tel que N = M/2 ;
M le nombre de sous-porteuses ;
K le nombre d'intervalles temporels pour le bloc ;
D = L— 1 ;
Φτη0,η0 un terme de phase à la position (m0, n0).
Cette formulation fournit l'algorithme de réception permettant une implémentation directe d'un récepteur de type FBMC/COQAM.
En particulier, selon un premier exemple d'implémentation, l'étape d'estimation d'au moins un symbole de données du bloc met en œuvre les étapes suivantes, dans le domaine fréquentiel :
une étape d'obtention d'un signal à porteuses multiples comprenant MK échantillons ;
une étape de démodulation des MK échantillons, délivrant M ensembles de MK coefficients démodulés ;
l'étape de convolution cyclique avec une période KM, mettant en œuvre, pour chaque ensemble de MK coefficients démodulés, un filtrage par les L coefficients du filtre prototype, délivrant M symboles filtrés ;
une étape de sous-échantillonnage des M symboles filtrés par le facteur de sous- échantillonnage N, délivrant M symboles sous-échantillonnés ;
une étape de post-traitement de phase des M symboles sous-échantillonnés, délivrant M symboles post-traités ;
une étape d'extraction de la partie réelle des M symboles post-traités, délivrant M symboles de données estimés.
Ce premier exemple correspond à l'implémentation directe du récepteur FBMC/COQAM en bande de base.
Selon d'autres exemples, il est également possible de mettre en œuvre l'étape de convolution cyclique dans le domaine temporel, de façon à diminuer la complexité opératoire de l'implémentation directe. Ainsi, selon un deuxième exemple d'implémentation, l'étape d'estimation d'au moins un symbole de données du bloc, met en œuvre les étapes suivantes :
une étape d'obtention d'un signal à porteuses multiples comprenant MK échantillons temporels ;
- l'étape de convolution cyclique, mettant en œuvre :
un filtrage par le filtre de mise en forme des échantillons temporels, mettant en œuvre une multiplication de chacun des échantillons temporels par un coefficient du filtre de mise en forme, délivrant MK échantillons filtrés ;
une répartition des MK échantillons filtrés en f groupes de M échantillons filtrés ;
une sommation des échantillons filtrés des K groupes, délivrant M symboles filtrés ;
une étape de transformation des M symboles filtrés du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant M symboles transformés,
- une étape de post-traitement de phase des M symboles transformés, délivrant M symboles post-traités ;
une étape d'extraction de la partie réelle des M symboles post-traités, délivrant M symboles de données estimés.
L'utilisation de transformations de type FFT (en anglais « Fast Fourier Transform ») permet de plus une implémentation rapide de l'algorithme de réception.
Il est également possible d'exprimer l'expression des symboles de données estimés sous forme matricielle : avec : sMKxl un vecteur représentatif des MK échantillons de signal à porteuses multiples ;
ΌΜΚχΜΚ = diag(gk,n) la matrice représentative de l'étape de filtrage, 0 < n≤ K— 1, et O≤ k≤ MK - 1 ;
diag{. ) l'opérateur d'extraction des éléments diagonaux d'une matrice ;
EMATXM = WMXM ' " ^MXM \ MXMK la matrice représentative des étapes de répartition et sommation ;
WMXM 'a matrice représentative de l'étape de transformation du domaine temporel vers le domaine fréquentiel ;
jnm0D
ΜΧΜ = diag(e JVmonoe M ) la matrice diagonale représentative du post-traitement ;
(. )T l'opérateur de transposition matricielle ;
(. )H l'opérateur de transposition et conjugaison matricielle. Selon une autre caractéristique particulière de l'invention, le procédé de réception met en œuvre, préalablement à l'étape d'estimation, les étapes suivantes :
suppression, dans le signal à porteuses multiples, d'une première portion d'un préfixe cyclique de longueur LCP = LGI + LRI inséré en émission, la première portion présentant une longueur LGI et étant utilisée pour absorber l'interférence due au canal de transmission ;
décalage cyclique du signal à porteuses multiples obtenu à l'issue de l'étape de suppression, tel que s[k] = s[mod(k + LGI, KM)], délivrant MK échantillons temporels ; transformation des MK échantillons temporels du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant MK échantillons fréquentiels ;
égalisation des MK échantillons fréquentiels, délivrant MK échantillons égalisés ;
transformation des MK échantillons égalisés du domaine fréquentiel vers le domaine temporel.
Selon cet exemple, l'égalisation est donc mise en œuvre avant la démodulation FBMC/COQAM.
En variante, selon une autre caractéristique particulière de l'invention, le procédé de réception met en œuvre, préalablement à l'étape d'estimation, les étapes suivantes :
suppression, dans le signal à porteuses multiples, d'une première portion d'un préfixe cyclique de longueur LCP = LGI + LRI inséré en émission, la première portion présentant une longueur LGI et étant utilisée pour absorber l'interférence due au canal de transmission ;
décalage cyclique du signal à porteuses multiples obtenu à l'issue de l'étape de suppression, tel que s[k] = s[mod(k + LGI, KM)], délivrant MK échantillons temporels.
De plus, l'étape d'estimation met en œuvre une étape d'égalisation des symboles post-traités, préalablement à l'étape d'extraction de la partie réelle.
Selon cet exemple, l'égalisation est donc mise en œuvre après la démodulation
FBMC/COQAM.
Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un dispositif de réception d'un signal à porteuses multiples de type OQAM destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant des symboles de données estimés, ledit signal à porteuses multiples étant obtenu en mettant en forme, en émission, au moins un bloc de M x K symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1.
Selon l'invention, un tel dispositif de réception comprend un module d'estimation d'au moins un symbole de données du bloc, comprenant un module de convolution cyclique par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1≥ 0 et N un facteur de sous-échantillonnage.
Un tel dispositif de réception est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé de réception décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'une station de base d'un réseau cellulaire pour une communication sur voie montante, ou d'un terminal de type ordinateur, téléphone, tablette, boîtier décodeur, etc., pour une communication sur voie descendante. Ce dispositif pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de réception selon l'invention, qui peuvent être combinées ou prises isolément. Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce dispositif sont les mêmes que ceux du procédé décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement.
L'invention concerne encore un ou plusieurs programmes d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de transmission tel que décrit ci-dessus lorsque ce ou ces programmes sont exécutés par un processeur, et un ou plusieurs programmes d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de réception tel que décrit ci-dessus lorsque ce ou ces programmes sont exécutés par un processeur.
Les procédés selon l'invention peuvent donc être mis en œuvre de diverses manières, notamment sous forme câblée et/ou sous forme logicielle.
L'invention concerne aussi un ou plusieurs supports d'informations lisibles par un ordinateur, et comportant des instructions d'un ou plusieurs programmes d'ordinateur tels que mentionné ci-dessus.
4. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
la figure 1 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de transmission selon un mode de réalisation particulier de l'invention ;
la figure 2 présente un premier exemple d'implémentation directe d'un transmetteur selon l'invention ;
la figure 3 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de réception selon un mode de réalisation particulier de l'invention ;
la figure 4 présente un premier exemple d'implémentation directe d'un récepteur selon l'invention ;
les figures 5 à 7 présentent trois autres exemples d'implémentation d'un transmetteur selon l'invention ;
la figure 8 illustre un mode de réalisation particulier de l'invention reposant sur l'insertion d'un préfixe cyclique et d'un fenêtrage ; les figures 9A et 9B présentent un deuxième exemple d'implémentation d'un récepteur selon l'invention ;
les figures 10 et 11 présentent deux autres exemples d'implémentation d'un récepteur selon le mode de réalisation particulier de l'invention reposant sur l'insertion d'un préfixe cyclique et d'un fenêtrage ;
les figures 12 et 13 comparent les performances de l'invention aux techniques de l'art antérieur ;
les figures 14 et 15 illustrent respectivement la structure simplifiée d'un dispositif de transmission mettant en œuvre une technique de transmission, et un dispositif de réception mettant en œuvre une technique de réception selon un mode de réalisation particulier de l'invention.
5. Description d'un mode de réalisation de l'invention
Le principe général de l'invention repose sur une nouvelle technique pour la mise en œuvre d'une transmission/réception de type FBMC/OQAM, notée FBMC/COQAM, mettant en œuvre une convolution cyclique (encore appelée convolution circulaire) par un filtre prototype.
La mise en œuvre d'une telle convolution cyclique permet notamment de traiter des blocs de symboles de données réels. La modulation proposée est ainsi de type transformée par bloc.
De plus, une telle technique de transmission selon l'invention permet de générer, selon au moins un mode de réalisation, un signal à porteuses multiples parfaitement orthogonal, que l'on considère un canal à bruit blanc gaussien ou un canal présentant des trajets multiples, et présentant une bonne densité spectrale de puissance par rapport aux signaux à porteuses multiples de l'art antérieur.
On présente ci-après, en relation avec la figure 1, les principales étapes mises en œuvre par un procédé de transmission selon un mode de réalisation de l'invention.
Un tel procédé reçoit en entrée au moins un bloc de M x K symboles de données, avec
M > 1 et K > 1, à valeurs réelles. Ces symboles de données sont notés am [n], avec n l'indice du symbole de données dans l'intervalle temporel (en anglais « slot », i.e. de la colonne du bloc), 0≤ n≤ K— 1, et m l'indice de la sous-porteuse (i.e. de la ligne du bloc), 0 < m≤ M— 1.
Pour la mise en forme 11 d'un bloc de M x f symboles de données, le procédé met notamment en œuvre une étape de convolution cyclique 111 par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1≥ 0 et N un facteur de suréchantillonnage tel que N = M/2.
A l'issue de l'étape de mise en forme 11, on obtient des échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples s[k]. Ainsi, comme déjà indiqué, l'idée du FBMC/COQAM est, pour chaque sous-porteuse, d'utiliser une convolution cyclique au lieu d'une convolution linéaire. De cette façon, la modulation FBMC/OQAM devient une modulation de type transformée par bloc. Pour un bloc de taille M x K (avec k 6 [0, M K — 1]), l'expression mathématique à temps discret du signal bande de base à porteuses multiples obtenu est donnée par :
Figure imgf000015_0001
avec : M le nombre de sous-porteuses, soit encore le nombre de lignes du bloc de symboles de données réels,
K le nombre de slots de symboles de données réels pour chaque bloc, soit encore le nombre de colonnes du bloc ;
D = L — 1 avec L la longueur du filtre prototype (sous sa forme la plus générale, sa longueur peut se mettre sous la forme L = KM + blt avec b1 ≥ 0) ;
τη,η un terme de phase, par exemple tel que φτη n = n(m + n) ;
am [n] le symbole de données à valeurs réelles, pour la m-ième sous-porteuse et le n- ième slot, obtenus en prenant les parties réelles et imaginaires d'une constellation à valeurs complexes, obtenue par la transformation de binaire à symbole q-aire, g [k] un filtre de mise en forme obtenu à partir d'une répétition périodique du filtre prototype g [k], de période KM, tel que :
g [k] = g [mod(k, MK)] + I{k, b1)■ g [k + MK],
où I(k, b ) est la fonction indicatrice valant 1 si k 6 [0, ^— 1] et 0 si k 6 [b^ MK - 1] ;
N le facteur de suréchantillonnage tel que N = M/2. Ceci résulte de la décomposition d'un symbole de données complexe en deux symboles de données réels et traduit aussi le fait que les formes d'onde élémentaires vont avoir un recouvrement de N échantillons. La figure 2 illustre notamment un premier exemple d'implémentation d'un tel transmetteur en bande de base, correspondant à une implémentation directe de l'expression mathématique à temps discret du signal à porteuses multiples s[k] exprimée ci-dessus.
Plus précisément, selon ce premier exemple d'implémentation, l'étape de mise en forme 11 met en œuvre une succession d'étapes dans le domaine fréquentiel, pour au moins une colonne du bloc de symboles de données réels.
Ainsi, au cours d'une première étape, les M symboles de données d'une colonne du bloc, associés chacun à une ligne du bloc, subissent un pré-traitement de phase 21, délivrant M symboles pré-traités. Plus précisément, au cours de ce pré-traitement, les symboles de données réels am [n] sont multipliés par un premier terme de phase en π/2, permettant d'assurer un déphasage en temps et en fréquence des porteuses du signal multiporteuse. Eventuellement, les symboles de données réels am [n] sont également multipliés par un deuxième terme permettant de tenir compte de la longueur du filtre prototype.
Au cours d'une deuxième étape, les M symboles pré-traités sont suréchantillonnés 22 par le facteur de suréchantillonnage N, délivrant M symboles suréchantillonnés.
Au cours d'une étape suivante, on applique la convolution cyclique 111 avec une période KM aux M symboles suréchantillonnés. Plus précisément, l'étape de convolution cyclique met en œuvre, pour chaque symbole suréchantillonné, un filtrage par les L coefficients du filtre prototype, et délivre donc M ensembles de MK coefficients filtrés.
Ensuite, pour chaque ensemble de MK coefficients filtrés, on module 23 les MK jlnkm
coefficients filtrés en multipliant chaque ensemble par e M , délivrant un ensemble de MK coefficients modulés. On obtient ainsi M ensembles de MK coefficients modulés, chaque ensemble étant associé à une branche du transmetteur de la figure 2.
Finalement, au cours d'une dernière étape 24, les M ensembles de MK coefficients modulés sont sommés (en additionnant tous les premiers coefficients modulés de chaque ensemble, puis tous les deuxièmes coefficients modulés de chaque ensemble, etc., puis tous les derniers coefficients modulés de chaque ensemble), de façon à obtenir MK échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples s[k].
De manière symétrique, la figure 3 illustre les principales étapes mises en œuvre par un procédé de réception d'un signal à porteuses multiples obtenu en mettant en forme, en émission, au moins un bloc de M x K symboles de données, avec M > 1 et K > 1, selon un mode de réalisation de l'invention.
Plus précisément, pour l'estimation 31 d'au moins un symbole de données du bloc, le procédé de réception met en œuvre une étape de convolution cyclique 311 par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1≥ 0 et N un facteur de sous- échantillonnage tel que N = M/2.
Pour un bloc donné, l'étape d'estimation 31 d'au moins un symbole de données du bloc délivre un symbole de données estimé, à la position (m0, n0) dans le plan temps/fréquence, tel que :
Figure imgf000016_0001
En développant l'expression de gm n [k] dans l'équation ci-dessus, on obtient :
Figure imgf000017_0001
avec : s[k] le signal à porteuses multiples ;
N le facteur de sous-échantillonnage, tel que N = M/2 ;
M le nombre de sous-porteuses ;
K le nombre de slots pour le bloc ;
D = L— 1 ;
Φτη0,η0 un terme de phase à la position (m0, n0).
La figure 4 illustre notamment un premier exemple d'implémentation d'un tel récepteur en bande de base, correspondant à une implémentation directe de l'expression mathématique d'un symbole de données estimé âm n exprimée ci-dessus.
Plus précisément, selon ce premier exemple d'implémentation, l'étape d'estimation 31 met en œuvre une succession d'étapes dans le domaine fréquentiel.
Ainsi, après obtention du signal à porteuses multiples comprenant MK échantillons, l'étape d'estimation 31 met en œuvre une démodulation 41 des MK échantillons, en multipliant jlnkm
chaque échantillon par e ~, de façon à obtenir M ensembles de MK coefficients démodulés.
Au cours d'une étape suivante, on applique la convolution cyclique 311 avec une période
KM. Plus précisément, la convolution cyclique 311 met en œuvre, pour chaque ensemble de MK coefficients démodulés, un filtrage par les L coefficients du filtre prototype. On obtient ainsi M symboles filtrés.
Les M symboles filtrés sont ensuite sous-échantillonnés 42 par le facteur de sous- échantillonnage N, de façon à obtenir M symboles sous-échantillonnés.
Les M symboles sous-échantillonnés subissent alors un post-traitement 43, délivrant M symboles post-traités. Plus précisément, au cours de ce post-traitement, les symboles sous- échantillonnés sont multipliés par un premier terme de phase en —π/2. Eventuellement, les symboles sous-échantillonnés sont également multipliés par un deuxième terme permettant de tenir compte de la longueur du filtre prototype.
Finalement, afin d'obtenir des symboles de données estimés, on extrait 44 la partie réelle des M symboles post-traités. On obtient ainsi M symboles de données estimés, notés âm [n] sur la figure 4.
5.2 Description d'exemples d'implémentation particuliers
On décrit ci-après, en relation avec les figures 5 à 8, différents exemples d'implémentation d'un transmetteur FBMC/COQAM selon un mode de réalisation particulier de l'invention, et en relation avec les figures 9A à 11 différents exemples d'implémentation d'un récepteur FBMC/COQAM selon un mode de réalisation particulier de l'invention.
En effet, une implémentation directe des expressions mathématiques du signal à porteuse multiples s[k] et d'un symbole de données estimé c½o no se traduit par une complexité opératoire très élevée. Dans ce qui suit, on présente donc d'autres exemples d'implémentation, et notamment une implémentation basée sur la mise en œuvre d'une IFFT standard côté transmetteur ou une implémentation basée sur la mise en œuvre d'une IFFT partielle, encore appelée IFFT élaguée. Cette dernière est celle de moindre complexité.
De plus, afin de simplifier la lecture, on suppose dans ces exemples d'implémentation que b1 = 0, ce qui ne modifie pas les schémas proposés. On a donc g [k] = g [mod(k, MK)].
5.2.1 Exemples d'implémentation du transmetteur
A) Implémentation basée sur la mise en œuvre d'une IFFT standard
On présente, en relation avec la figure 5, un deuxième exemple d'implémentation d'un transmetteur FBMC/COQAM, mettant en œuvre une transformation des symboles de données réels du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, préalablement à la convolution cyclique. Selon cet exemple d'implémentation, on réalise donc tout d'abord une transformation, par exemple de type IDFT (en anglais « Inverse Discrète Fourier Transform »), pour chaque ensemble de M symboles de données réels am [n] alimentant les M sous-porteuses (i.e. pour chaque colonne du bloc de symboles de données). Les symboles transformés résultant de cette opération sont ensuite filtrés temporellement. Ceci permet donc de mettre en œuvre la convolution cyclique en temps et non en fréquence, et ainsi à une cadence de traitement MK fois plus basse.
Ceci revient à exprimer, pour 0 < k≤ MK— 1, l'expression du signal multiporteuse en bande de base sous la forme suivante :
K-l M-l
∑ r~< -jnmD j2nmk
am [n\ e^m ne M E M g [k - nN]
n=o m=0 pré-traitement filtrage cyclique
L'implémentation de cette expression est illustrée en figure 5. Ainsi, l'étape de mise en forme 11 met en œuvre les étapes suivantes, pour au moins une colonne du bloc :
une étape de pré-traitement 51 de M symboles de données réels, au cours de laquelle les symboles de données réels am [n] sont multipliés par un premier terme de phase en π/2, permettant d'assurer un déphasage en temps et en fréquence des porteuses du signal multiporteuse, et par un deuxième terme permettant de tenir compte de la longueur du filtre de mise en forme, délivrant M symboles pré-traités ;
une étape de transformation 52 des M symboles pré-traités du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, mettant en œuvre une transformée de Fourier inverse de taille M x M, délivrant M symboles transformés, notés ôfe [n], pour k 6 [0, M— 1], ;
l'étape de convolution cyclique 111, mettant en œuvre, dans le domaine temporel, les étapes suivantes :
- répétition cyclique 53 des M symboles transformés, délivrant MK symboles
(transformés) répétés, tels que bk+N [n] = ί>¾ [η], pour k 6 [0, MK— 1] ;
filtrage 54 par le filtre de mise en forme des symboles répétés, mettant en œuvre une multiplication de chacun des symboles répétés bk [n] par un coefficient gk,n cju fj|tre mjse en formej délivrant MK symboles filtrés, notés ck [n], pour k 6 [0, MK— 1]. Pour ce faire, on peut se baser sur le principe de filtrage polyphasé, tel que notamment rappelé dans le document « Multirate Systems and filter banks » (P. P. Vaidyanathan, Prentice Hall, Englewood Cliffs, New-York, New Jersey, 1993, chapitre 4), il est possible de réduire le coût de l'opération de filtrage ; et
- sommation 55, branche par branche, des symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes du bloc, de façon à additionner tous les premiers symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes du bloc, selon l'équation∑„=o co[nL puis tous les deuxièmes symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes du bloc, selon l'équation∑„=o ci[nL etc., et finalement tous les derniers symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes du bloc, selon l'équation
∑„=o CMK-Àn]> délivrant MK échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples.
On peut noter que les coefficients gk,n du filtre de mise en forme, décalés à chaque intervalle temporel d'indice n, peuvent se déduire de l'expression du filtre prototype avec différents indiçages. Donc une fois que les variables M et K sont fixées, les coefficients du filtre de mise en forme peuvent être pré-calculés (par exemple hors-ligne) et stockés dans des tables pour n = 0 · · · K - 1.
Par ailleurs, l'opération de répétition cyclique / expansion 53 est simplement proposée à titre illustratif. En pratique, il n'est pas nécessaire d'allouer des mémoires additionnelles pour le stockage des données à recopier, il suffit d'utiliser les mêmes données périodiquement.
Finalement, comme indiqué ci-dessus, on suppose sans perte de généralité que la longueur du filtre de prototype est donnée par L = KM. Dans le cas plus général où L = KM + blt le nombre de symboles transformés répétés est toujours égal à KM, mais les coefficients du filtre de mise en forme gk,n sont modifiés pour tenir compte de cette variable b . Il est également possible d'exprimer l'expression du signal FBMC/COQAM multiporteuse sous forme matricielle :
SMKX I = diag
Figure imgf000020_0001
avec : AM XK = \ am [n\e1'f'm ne M la matrice de symboles de données de taille M x K obtenue à l'issue de l'étape de prétraitement, avec pour indices d'entrée m 6 [0, — 1] et n e [0, K - ï\ ;
( j2nkm
WMxM = \ e M ! la matrice IDFT de taille M x M, avec pour indices d'entrée
(· J MXM
(m, k) e [0, M - 1] ;
EMKXM la matrice représentative de la répétition cyclique, , de taille MK x M, telle que telle que Έ-ΜΚΧΜ = [IJWXM ' " ^MXM \ MXMK · '
G>MKXK = Î3k,n MKxK = [g [mod k— nN, MK)]}MKxK la matrice représentative du filtrage, encore appelée matrice polyphasé circulante, de taille MK x K, pour k 6 [Ο, ΜΚ— 1] et n e [0, K - ï\ ;
(. )T l'opérateur de transposition matricielle ;
diag{. ) l'opérateur d'extraction des éléments diagonaux d'une matrice.
Pour aboutir à une implémentation efficace, un algorithme I FFT est appliqué pour le calcul des IDFT, tandis que l'opération de répétition/expansion ne nécessite pas de calculs.
Par ailleurs, l'opération d'extraction des termes diagonaux suggère que seules les opérations concernant les éléments diagonaux de GMKxKQKxMK sont à calculer, i.e. pour s [k] avec k 6 [0, MK— 1], seule la multiplication entre la k-ième ligne du vecteur de GNKxK et la k- ième colonne du vecteur de QKxNK est à prendre en compte.
B) Implémentation basée sur la mise en œuvre d'une IFFT partielle
On présente ci-après, en relation avec les figures 6 et 7, un troisième et un quatrième exemples d'implémentation d'un transmetteur FBMC/COQAM, mettant également en œuvre une transformation des symboles de données réels du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, préalablement à la convolution cyclique.
Toutefois, selon ces exemples, on tient compte de la propriété de symétrie des symboles transformés ôfe [n]. Ainsi, il possible d'utiliser une IFFT partielle ou élaguée (en anglais « pruned IFFT ») au lieu d'une transformée I FFT classique, ce qui réduit la complexité d'environ 50%.
Pour se faire, on repart de l'expression précédente du signal multiporteuse en bande de base et on introduit un terme de phase 0m n = ^ (m + n) : 1 )πη -]nmD j2irm(k+ 4 )
e 2 am [n]e M e M g [k - nN]
n=0 m=0
IFFTe+HSExt
permutation+CYCEXD
filtrage cyclique
On rappelle que le paramètre de retard D peut s'écrire sous la forme D = L — 1 = KM + b1 - 1. En reformulant l'expression de ce paramètre en introduisant un entier b2 tel que
&1 -1
b2 = , où l'opérateur [. ] correspond à l'opérateur partie entière par excès, et un entier b3 tel que b3 = KM - Rem où l'opérateur Rem(. ) fournit l'entier restant, on obtient :
D = (b2 + 1)KM - b3
On extrait ensuite de l'expression du signal multiporteuse s[k] les termes intervenant dans la transformée IFFT partielle, en reformulant comme suit :
M
-jnmD 2πτη(¾+ )
am [n]e M e M
m=0
Figure imgf000021_0001
On peut ici tenir compte de la parité des termes (b2 + 1)K et b3, et exprimer ces termes de la manière suivante :
(b2 + 1)K = 2qi + q2, avec qi e N t q2 e {0,1), et
b3 = 2q3 + q4, avec q3 e M et q4 e {0,1)
ce qui amène à considérer quatre cas différents.
Selon un premier cas, on considère q2 = 0 et q4 = 0.
Dans ce cas,
Figure imgf000021_0002
De ce fait, en appliquant une fonction de transformée de Fourier inverse partielle IFFTe aux symboles de données réels, on obtient + 1 symboles transformés pour k = 0■■■ M/2 tels que :
M-1
j2nmk
¾W = ^ am [n] e M
m=0
M
Pour obtenir les —— 1 symboles transformés manquants, on applique une fonction d'extension hermitienne symétrique HSExt telle que :
bM-k [n] = bk* [n] pour /c = - 1 bk [n] = b , / M „\ [n] pour /c-, = 0— M— 1
Ki L J modi k+— +q3,M) L J ^ 1
On applique ensuite une fonction de permutation (permut) et de répétition cyclique (CYCEXD) aux symboles transformés :
bkl [n] = bmod(ki>M) [n] pour / = 0 - KM - 1 et n pair,
bki [n] = -bm* od(ki M [n] pour / = 0 ·· · KM - 1 et n impair.
Selon un deuxième cas, on considère q2 = 1 et q4 = 0.
Dans ce cas, on a : < n [n\e 'M
Figure imgf000022_0001
Seule la fonction d'extension hermitienne symétrique HSExt est alors différente par rapport au premier cas :
bM_k [n] = bk* [n] pour /c = 1 ·· · γ - 1
bk [n] = b M „„ \n\ pour /c-. = 0 ·· · M— 1
Ki L J mod( fe+— +q3-N,M) 1
Les autres fonctions sont inchangées et ne sont pas reprises ici.
Un troisième exemple d'implémentation du transmetteur FBMC/COQAM selon ces premier et deuxième cas est illustré en figure 6.
Plus précisément, comme illustré sur cette figure 6, l'étape de mise en forme 11 met en œuvre les étapes suivantes, pour au moins une colonne du bloc de symboles de données réels : une étape de transformation 61 des M symboles de données de la colonne du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, mettant en œuvre une transformée de Fourier partielle inverse de taille M x (N + 1) selon la fonction IFFTe présentée ci-dessus, délivrant un premier sous-ensemble de N + 1 symboles transformés, notés ôfe [n], avec k = O - /2 ;
l'étape de convolution cyclique 111, mettant en œuvre, dans le domaine temporel, les étapes suivantes :
o répétition 62 des symboles transformés mettant en œuvre les sous-étapes suivantes :
■ obtention, à partir du premier sous-ensemble, d'un deuxième sous- ensemble de M— (N + 1) symboles transformés, le deuxième sous- ensemble de symboles transformés étant complémentaire du premier sous-ensemble de symboles transformés, pour former un ensemble de M symboles transformés ;
■ répétition et permutation des M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés, notés ôfe [n], avec k = 0 -- - MK— 1 ; selon les fonctions HSExt, permut et CYCEXD présentés ci-dessus ;
filtrage 63 par le filtre de mise en forme des symboles répétés, mettant en œuvre une multiplication de chacun des symboles répétés par un coefficient du filtre de mise en forme, délivrant des symboles filtrés, notés ck [n], avec k = 0■■■ MK— 1 ; et
sommation 64, branche par branche, des symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes du bloc, comme décrit en relation avec la figure 5, délivrant MK échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples.
Selon un troisième cas, on considère q2 = 0 et q4 = 1.
Dans ce cas, on a :
Figure imgf000023_0001
De ce fait, en appliquant une fonction de transformée de Fourier inverse partielle IFFTe
M
aux symboles de données réels, on obtient M/2 symboles transformés pour k = 0 -· ~— 1 tels que :
M-1
jmn j2nmk
bk [n] = ^ am [n] e M e M
m=0
Pour obtenir les M/2 symboles transformés manquants, on applique une fonction d'extension hermitienne symétrique HSExt telle que : 0 -- - M— 1
Figure imgf000023_0002
On applique ensuite une fonction de permutation (permut) et de répétition cyclique (CYCEXD) aux symboles transformés :
bkl [n] = bmod(ki>M) [n] pour ^ = 0 -- - ΚΜ - 1 et n pair,
bkl [n] = -bm* od(ki M [n] pour / = 0 ·· · KM - 1 et n impair.
Selon un quatrième cas, on considère q2 = 1 et q4 = 1.
Dans ce cas, on a :
Figure imgf000023_0003
Seule la fonction d'extension hermitienne symétrique HSExt est alors différente par rapport au troisième cas :
Figure imgf000024_0001
bk [n] = b M „„\ \n\ pour /c-. = 0 ·· · — 1
Ki L J mod( fe+— +q3-W,Mj L J ^ 1
Les autres fonctions sont inchangées et ne sont pas reprises ici.
Un quatrième exemple d'implémentation du transmetteur FBMC/COQAM selon ces troisième et quatrième cas est illustré en figure 7.
Plus précisément, comme illustré sur cette figure 7, l'étape de mise en forme 11 met en œuvre les étapes suivantes, pour au moins une colonne du bloc de symboles de données réels : une étape de pré-traitement 71 des M symboles de données réel de la colonne, telle que décrite en relation avec la figure 5 par exemple, délivrant M symboles pré-traités ;
- une étape de transformation 72 des M symboles pré-traités du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, mettant en œuvre une transformée de Fourier partielle inverse de taille M x N selon la fonction IFFTe présentée ci-dessus, délivrant un premier sous- ensemble de N = M /2 symboles transformés, notés ôfe[n], avec k = 0 ··—— 1 ;
l'étape de convolution cyclique 111, mettant en œuvre, dans le domaine temporel, les étapes suivantes :
o répétition 73 des symboles transformés, mettant en œuvre les sous-étapes suivantes :
■ obtention, à partir du premier sous-ensemble, d'un deuxième sous- ensemble de M/2 symboles transformés, le deuxième sous-ensemble de symboles transformés étant complémentaire du premier sous-ensemble de symboles transformés, pour former un ensemble de M symboles transformés ;
■ répétition et permutation des M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés, notés ôfe[n], avec k = 0 -- - MK— 1 ;
selon les fonctions HSExt, permut et CYCEXD présentées ci-dessus ;
o filtrage 74 par le filtre de mise en forme des symboles répétés, mettant en œuvre une multiplication de chacun des symboles répétés par un coefficient du filtre de mise en forme, délivrant des symboles filtrés, notés ck [n], avec k = 0■■■ MK— l ; et
o sommation 75, branche par branche, des symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes du bloc, comme décrit en relation avec la figure 5, délivrant MK échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples. C) Optimisation de la densité spectrale de puissance et de l'orthogonalité Quel que soit le schéma retenu pour l'implémentation d'un transmetteur FBMC/COQAM selon l'invention, il est possible d'insérer dans le signal à porteuses multiples s[k], préalablement à sa transmission, un préfixe cyclique ou plus généralement un intervalle de garde, noté CP, permettant d'annuler l'interférence inter-bloc du système FBMC/COQAM, et donc d'obtenir une orthogonalité parfaite dans le cas d'un canal multi-trajet.
En outre, pour éviter que la fuite spectrale due au traitement par bloc se traduise par une mauvaise densité spectrale de puissance, on propose selon un mode de réalisation particulier de l'invention d'appliquer un fenêtrage après l'opération d'insertion du préfixe cyclique.
On obtient ainsi un signal à porteuses multiples fenêtré, dénommé WCP-COQAM.
On considère un préfixe cyclique de longueur LCP, telle que LCP = LGI + LRI, avec LGI la longueur d'une première portion du préfixe cyclique utilisée pour absorber l'interférence due au canal de transmission (qui peut éventuellement être égale à zéro) et LRI la longueur d'une deuxième portion du préfixe cyclique utilisée pour améliorer le spectre de puissance du signal à porteuses multiples, i.e. la longueur de la deuxième portion du préfixe cyclique dévolue au fenêtrage (qui est nécessairement supérieure à zéro et inférieure ou égale à LGI).
En particulier, le Z-ième bloc du signal à porteuses multiples fenêtré SWCP_COQAM [k], pour k = 0■■■ KM + LCP— 1, peut être obtenu pour le Z-ième bloc du signal à porteuses avant insertion du préfixe cyclique précédemment noté s[k], pour k = 0 -- - KM— 1, par l'expression suivante :
l+l
^WCP-COQAM [k] = ^ s[mod(/c - LCP, KM)]h[k - r(KM + LGI)]
r=l-l
avec : s[k] le signal à porteuses multiples avant insertion du préfixe cyclique ;
Z l'indice du bloc considéré ;
h[k] une fonction fenêtre, définie dans l'intervalle k— 0 ·· · KM + L P— 1 ;
r un entier pris dans l'intervalle [1— 1, 1 + 1].
Par exemple, la fonction fenêtre h[k] est définie comme suit :
Î coefficients de fenêtrage si k E [0, LRI— 1]
h[KM + LCP - 1 - k] si k E [KM + LCP - LRI, KM + LCP - 1]
1 sinon
où les coefficients de fenêtrage dépendent du fenêtrage choisi (par exemple de type
Hamming, Hanning, etc.).
Ainsi, comme illustré en figure 8, le procédé de transmission met également en œuvre, selon un mode de réalisation de l'invention, postérieurement à l'étape de mise en forme du signal à porteuses multiples, une étape d'insertion 81 d'un préfixe cyclique devant au moins un échantillon temporel formant le signal à porteuses multiples s[k] et/ou une étape de fenêtrage 82
Plus précisément, l'étape de fenêtrage 82 met en œuvre :
une multiplication 821 de chacun des MK échantillons temporels formant le signal à porteuses multiples et du préfixe cyclique par un coefficient de fenêtrage, délivrant KM + LCP échantillons fenêtrés ;
un suréchantillonnage 822, par un facteur de suréchantillonnage Q = KM + LGI, des échantillons fenêtrés, délivrant KM + LCP échantillons suréchantillonnés ;
un décalage et une sommation 823 des échantillons suréchantillonnés, délivrant le signal à porteuses multiples fenêtré sWCP_C0QAM [k].
On note que le bloc de conversion série/parallèle 80 de la figure 8, de même que les blocs de conversion parallèle/série des figures 5 à 7, sont facultatifs si les étapes d'insertion d'un préfixe cyclique 81 et de fenêtrage 82 sont directement mises en œuvre sur les MK échantillons temporels.
Le signal à porteuses multiples fenêtré SWCP_COQAM [k] ainsi obtenu présente de bonnes propriétés en termes de densité spectrale de puissance et d'orthogonalité.
En particulier, on note que la technique d'insertion d'un préfixe cyclique et de fenêtrage proposée peut s'appliquer à d'autres techniques de transmission d'un signal à porteuses multiples, et notamment la technique de transmission FBMC/OQAM ou GFDM, quel que soit le schéma utilisé pour l'implémentation du transmetteur (implémentation directe ou à complexité réduite).
5.2.2 Exemples d'implémentation du récepteur
A) Implémentation basée sur la mise en œuvre d'une FFT classique
Comme indiqué précédemment, une implémentation directe de l'expression mathématique d'un symbole de données estimé âm n se traduit par une complexité opératoire très élevée. Dans ce qui suit, on présente donc d'autres exemples d'implémentation, et notamment une implémentation basée sur la mise en œuvre d'une FFT standard côté récepteur.
En reprenant l'expression générale pour l'estimation d'au moins un symbole de données, pour un bloc, à la position (m0, n0) dans le plan temps-fréquence, telle que :
Figure imgf000026_0001
et en développant le terme g. [k] dans cette expression, on obtient :
¾_0 i=Q post-traitement
filtrage
FFT Plus précisément, selon un deuxième exemple d'implémentation d'un récepteur selon l'invention, illustré en figure 9A, une fois les MK échantillons temporels du signal à porteuses multiples reçus, on met en œuvre la convolution cyclique 311.
Au cours de l'étape de convolution cyclique 311, les MK échantillons temporels sont filtrés 91 par le filtre de mise en forme, en multipliant chaque échantillon temporel indicé k, pour 0 < k≤ MK— 1, par un coefficient gk,n du filtre de mise en forme, de façon à obtenir MK échantillons filtrés, notés uk. Au cours d'une étape suivante 92, illustrée plus précisément en figure 9B, ces échantillons filtrés uk sont répartis 921 dans f groupes de M échantillons filtrés, notés G0, GLT On additionne 922 ensuite les échantillons filtrés des f groupes G0, G1, ... , GK_1, de façon à obtenir M symboles filtrés, notés vk, pour 0 < k≤ M— 1. Par exemple, on additionne ensemble les premiers échantillons filtrés des groupes G0, G1, ... , GK_1, puis on additionne ensemble les deuxièmes échantillons filtrés des groupes G0, G1, ... , GK_1, etc., et finalement on additionne ensemble les derniers échantillons filtrés des groupes GQ, GL T ... , GK_1.
Au cours d'une étape suivante, les M symboles filtrés sont transformés 93 du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, en utilisant une FFT de taille M x M, délivrant M symboles transformés.
Les M symboles transformés subissent alors un post-traitement de phase 94, mettant en œuvre une multiplication de chacun des symboles transformés par un terme de phase e~j(4>k,n-knD/M) ^ délivrant M symboles post-traités, encore appelés symboles démodulés ym>n.
Finalement, afin d'obtenir une estimation des M symboles de données, on peut extraire la partie réelle des M symboles post-traités ym n.
B) Implémentation du récepteur lors de la mise en œuvre d'un fenêtrage en émission
On a décrit, en relation avec l'émission, un mode de réalisation particulier de l'invention selon lequel on insérait un préfixe cyclique dans le signal à porteuses multiples s[k] et/ou on appliquait un fenêtrage au signal avant émission.
On obtenait ainsi un signal à porteuses multiple fenêtré, dénommé WCP-FBMC/COQAM, ou de manière simplifiée WCP-COQAM.
Un des avantages d'une telle technique de transmission est que le récepteur peut avoir un schéma d'égalisation hybride. Une telle flexibilité permet notamment au récepteur de décider comment décoder la partie données/informations utiles en fonction des caractéristiques de dispersion du canal de transmission.
On présente ci-après deux modes de réception, selon la position de l'étape d'égalisation dans la chaîne de réception. Selon un premier mode de réception, illustré en figure 10, préalablement à l'étape d'estimation, le procédé met en œuvre les étapes suivantes :
suppression 1010, dans le signal à porteuses multiples, de la première portion de longueur LGI du préfixe cyclique ;
- décalage cyclique 1011 (Δ) du signal à porteuses multiples obtenu à l'issue de l'étape de suppression, tel que s[k] = s[mod(k + LGI, Jf )], pour k = 0, -- - KM— 1, délivrant MK échantillons temporels ;
transformation 1012 des MK échantillons temporels du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, en utilisant par exemple une FFT de taille KM x KM, délivrant MK échantillons fréquentiels ;
égalisation 1013 des MK échantillons fréquentiels, délivrant MK échantillons égalisés ; transformation 1014 des MK échantillons égalisés du domaine fréquentiel vers le domaine temporel.
Les MK échantillons temporels obtenus à l'issue de l'étape de transformation 1014 sont ensuite traités comme décrit en relation avec les figures 9A et 9B, en leur appliquant :
un filtrage 91 délivrant MK échantillons filtrés,
une répartition par groupe 921/sommation 922 délivrant M symboles filtrés,
une transformation 93 délivrant M symboles transformés
un post-traitement de phase 94 délivrant M symboles post-traités,
Finalement, afin d'obtenir une estimation des M symboles de données, on peut extraire
1015 la partie réelle des M symboles post-traités ym>n, délivrant M symboles estimés notés âm n.
Dans ce premier mode de réception, l'égalisation est mise en œuvre dans le domaine fréquentiel, et met par exemple en œuvre un algorithme de type forçage à zéro.
Selon un deuxième mode de réception, illustré en figure 11, préalablement à l'étape d'estimation, le procédé met en œuvre les étapes suivantes :
suppression 1110, dans le signal à porteuses multiples, de la première portion de longueur LGI du préfixe cyclique ;
décalage cyclique 1111 (Δ) du signal à porteuses multiples obtenu à l'issue de l'étape de suppression, tel que s[k] = s[mod(k + LGI, Jf )], pour k = 0, -- - KM— 1, délivrant MK échantillons temporels.
Les MK échantillons temporels obtenus à l'issue de l'étape de décalage cyclique 1111 sont ensuite traités comme décrit en relation avec les figures 9A et 9B, avec une étape d'égalisation des symboles post-traités, mise en œuvre préalablement à l'étape d'extraction de la partie réelle. Ainsi, les MK échantillons temporels obtenus à l'issue de l'étape de décalage cyclique 1111 sont traités en leur appliquant : un filtrage 91 délivrant MK échantillons filtrés,
une répartition par groupe 921/sommation 922 délivrant M symboles filtrés,
une transformation 93 délivrant M symboles transformés
un post-traitement de phase 94 délivrant M symboles post-traités,
- une égalisation 1112 des M symboles post-traités délivrant M symboles égalisés,
une extraction 1113 des parties réelles des M symboles égalisés, délivrant M symboles estimés notés âm n.
Dans ce deuxième mode de réception, l'égalisation est mise en œuvre dans le domaine fréquentiel, et met par exemple en œuvre un algorithme de type forçage à zéro.
En particulier, on note qu'une telle technique de réception simplifiée peut s'appliquer à d'autres techniques de réception d'un signal à porteuses multiples dans lequel on a inséré un préfixe cyclique et/ou appliqué un fenêtrage en émission, et notamment dans le cadre d'une transmission de type FBMC/OQAM ou GFDM.
5.3 Evaluation des performances
On présente finalement, en relation avec les figures 12 et 13, des courbes comparant les performances de l'invention par rapport aux techniques de l'art antérieur, en termes de densité spectrale de puissance et d'orthogonalité.
Plus précisément, la figure 12 illustre la densité spectrale de puissance du signal à porteuses multiples (PSD), en fonction de la fréquence normalisée (freq), pour cinq techniques de transmission :
une transmission de type OFDM avec préfixe cyclique selon l'art antérieur, notée CP- OFDM ;
une transmission de type FMBC/OQAM sans préfixe cyclique selon l'art antérieur, notée FBMC/OQAM ;
- une transmission de type FMBC/OQAM avec préfixe cyclique selon l'art antérieur, notée
CP-FBMC/OQAM ;
une transmission de type FBMC/OQAM avec préfixe cyclique et fenêtrage, notée WCP- FBMC/OQAM ;
une transmission de type FBMC/COQAM avec préfixe cyclique et fenêtrage selon un mode de réalisation particulier de l'invention, notée WCP-FBMC/COQAM.
Les paramètres de transmission utilisés pour obtenir ces courbes de performance sont :
- M = 64 ;
- K = 4 ;
- LGI = /4 ; LRI— LGI/2 ;
h[k] est la fenêtre de Hamming ;
le filtre prototype pour la transmission de type FBMC/OQAM ou FBMC/COQAM est de type TFL4, i.e. un filtre de longueur 4M optimisé directement en discret suivant le critère de localisation temps-fréquence tel que décrit dans l'article de D. Pinchon et al. « Design techniques for orthogonal modulated filter banks based on a compact représentation », IEEE Trans. on Signal Processing, Vol. 52, N° 6, pp. 1682-1692, Juin 2004.
On constate sur ces courbes que le signal à porteuses multiples obtenu en utilisant une technique de transmission de type WCP-FBMC/COQAM peut, tout comme le signal à porteuses multiples obtenu en utilisant une technique de transmission FBMC/OQAM classique (sans préfixe cyclique), conserver une très bonne densité spectrale de puissance. De plus, pour le signal WCP- FBMC/COQAM, l'orthogonalité est parfaitement restaurée si l'étalement du canal n'excède pas la longueur LGI. Si on augmente la longueur LRI, la densité spectrale de puissance du signal WCP- FBMC/COQAM peut approcher de très près, voire être meilleure, que celle du signal FBMC/OQAM.
En ce qui concerne la perte de débit due à l'insertion d'un préfixe cyclique, on constate que celle du signal WCP-FBMC/COQAM est fortement réduite comparée à celle du signal CP- OFDM :
KM
redondance du signal WCP - FBMC/COQAM =——— = 5,9%
KM + LQI
M
redondance du signal CP - OFDM = = 20%
M + LGI
En considérant une longueur donnée de préfixe cyclique, la perte de débit résultant de la technique de transmission proposée est donc largement plus faible que celle du CP-OFDM. De plus, la densité spectrale de puissance du signal à porteuses multiples obtenu selon la technique de transmission proposée est bien meilleure comparée à celle des systèmes de l'état de l'art, que l'on considère ou non un traitement de fenêtrage.
Finalement, la figure 13 illustre le taux d'erreur binaire BE en fonction du rapport Eb/N0 en dB, pour quatre techniques de transmission :
une transmission de type OFDM avec préfixe cyclique selon l'art antérieur, notée CP- OFDM ;
une transmission de type FMBC/OQAM sans préfixe cyclique selon l'art antérieur, notée FBMC/OQAM ; une transmission de type FBMC/COQAM avec préfixe cyclique et fenêtrage selon un mode de réalisation particulier de l'invention, mettant en œuvre une réception selon le premier mode de réception décrit, notée WCP-FBMC/COQAM (mode 1) ;
une transmission de type FBMC/COQAM avec préfixe cyclique et fenêtrage selon un mode de réalisation particulier de l'invention, mettant en œuvre une réception selon le deuxième mode de réception décrit, notée WCP-FBMC/COQAM (mode 2).
Les paramètres de transmission utilisés pour obtenir ces courbes de performance sont les mêmes que définis ci-dessus. Par ailleurs, la constellation symbole à transmettre, dans un simple canal à deux coefficients (1 et 0,5) séparés du préfixe cyclique de longueur LGI— 1 échantillons, est de la MAQ16 (16-QAM).
La figure 13 illustre clairement que le système WCP-FBMC/COQAM avec le premier mode de réception peut parfaitement enlever toute l'interférence comparé au système FBMC/OQAM classique. Le système WCP-FBMC/COQAM peut donc parfaitement maintenir l'orthogonalité lors d'une transmission à travers un canal multi-trajet. En outre, le gain en performance par rapport au CP-OFDM vient en partie de la perte de débit/redondance réduite et aussi de la sélectivité fréquentielle accrue, due à une taille de FFT plus grande au récepteur (voir figure 10). De plus, on peut constater qu'un système WCP-FBMC/COQAM avec le deuxième mode de réception confère des performance identiques à celles du FBMC/OQAM classique. Ce mode de réception hybride est particulièrement important, car on sait que dans le cas d'un canal de transmission faiblement dispersif en temps mais à fort Doppler, le schéma classique FBMC/OQAM aura l'avantage. Cet avantage sera préservé avec le WCP-FBMC/COQAM si on commute de mode de réception. On notera que pour ces deux modes, le signal transmis reste inchangé.
Finalement, en garantissant l'orthogonalité parfaite avec le système WCP-FBMC/COQAM, un codage de type Alamouti peut facilement être mis en œuvre, comme dans un système classique de type CP-OFDM.
La technique de transmission/réception proposée selon l'invention permet donc d'apporter un gain à la fois du point de vue de la densité spectrale de puissance à l'émission et de l'orthogonalité en présence d'un canal multi-trajets.
5.4 Structure des dispositifs de transmission et de réception
On présente finalement, en relation avec les figures 14 et 15 respectivement, la structure simplifiée d'un dispositif de transmission de type FBMC/COQAM et la structure d'un dispositif de réception de type FBMC/COQAM selon un mode de réalisation particulier de l'invention.
Comme illustré en figure 14, un tel dispositif de transmission comprend une mémoire 1410 comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement 1411, équipée par exemple d'un microprocesseur μΡ, et pilotée par le programme d'ordinateur 1412, mettant en œuvre le procédé de transmission selon un mode de réalisation de l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 1412 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 1411. L'unité de traitement 1411 reçoit en entrée au moins un bloc de symboles de données réels, notés {am\n\}M K. Le microprocesseur de l'unité de traitement 1411 met en œuvre les étapes du procédé de transmission décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 1412, pour générer un signal à porteuses multiples s[k] (ou
Figure imgf000032_0001
P°ur cela < 'e dispositif de transmission comprend, outre la mémoire tampon 1410, un module de mise en forme du ou des blocs de symboles de données comprenant un module de convolution cyclique par un filtre prototype g[k], de longueur L = KM + b^ = 2KN + blt avec ≥ 0 et N un facteur de suréchantillonnage.
Ces modules sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 1411.
Comme illustré en figure 15, un tel dispositif de réception a quant à lui une mémoire 1510 comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement 1511, équipée par exemple d'un microprocesseur μΡ, et pilotée par le programme d'ordinateur 1512, mettant en œuvre le procédé de réception selon un mode de réalisation de l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 1512 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 1511. L'unité de traitement 1511 reçoit en entrée un signal à porteuses multiples s[k] (ou SWCP-COQAM \ \). Le microprocesseur de l'unité de traitement 1511 met en œuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 1512, pour estimer les symboles de données transmis. Pour cela, le dispositif de réception comprend, outre la mémoire tampon 1510, un module d'estimation d'au moins un symbole de données du bloc, comprenant un module de convolution cyclique par un filtre prototype g[k], de longueur L = KM + b^ = 2KN + blt avec ≥ 0 et N un facteur de sous-échantillonnage.
Ces modules sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 1511.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de transmission de symboles de données destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant un signal à porteuses multiples de type OQAM, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de mise en forme (11) d'au moins un bloc de M x K symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1, mettant en œuvre une étape de convolution (111) cyclique par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1 un entier tel que b1≥ 0 et N un facteur de suréchantillonnage.
2. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de mise en forme (11) d'au moins un bloc de M x f symboles de données délivre un signal à porteuses multiples tel que :
Figure imgf000033_0001
avec : am [n] lesdits symboles de données, avec n l'indice de la colonne dudit bloc, 0 < n≤ K— 1, et m l'indice de la ligne dudit bloc, 0 < m≤ M— 1 ;
g [k] un filtre de mise en forme obtenu à partir d'une répétition périodique du filtre prototype g [k] de période KM ;
N ledit facteur de suréchantillonnage, tel que N = M/2 ;
M le nombre de sous-porteuses ;
K le nombre d'intervalles temporels pour ledit bloc ;
D = L— 1 ;
τη,η un terme de phase.
3. Procédé de transmission selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite étape de mise en forme (11) met en œuvre les étapes suivantes, dans le domaine fréquentiel, pour au moins une colonne dudit bloc :
une étape de pré-traitement de phase (21) des M symboles de données associés chacun à une ligne dudit bloc, délivrant M symboles pré-traités ;
- une étape de suréchantillonnage (22) desdits M symboles pré-traités par ledit facteur de suréchantillonnage N, délivrant M symboles suréchantillonnés ;
ladite étape de convolution cyclique (111) avec une période KM, mettant en œuvre, pour chaque symbole suréchantillonné, un filtrage par les L coefficients dudit filtre prototype, délivrant M ensembles de MK coefficients filtrés ;
- pour chaque ensemble de MK coefficients filtrés, une étape de modulation (23) desdits
MK coefficients filtrés, délivrant un ensemble de MK coefficients modulés ;
une étape de sommation (24) des M ensembles de MK coefficients modulés délivrant MK échantillons temporels formant ledit signal à porteuses multiples.
4. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de mise en forme (11) met en œuvre les étapes suivantes, pour au moins une colonne dudit bloc : une étape de transformation (52 ; 61 ; 72) des M symboles de données de ladite colonne du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, délivrant des symboles transformés ; ladite étape de convolution cyclique (111), mettant en œuvre, dans le domaine temporel, les étapes suivantes :
répétition (53 ; 62 ; 73) desdits symboles transformés, délivrant des symboles répétés,
filtrage (54 ; 63 ; 74) par un filtre de mise en forme obtenu à partir d'une répétition périodique du filtre prototype desdits symboles répétés, mettant en œuvre une multiplication de chacun desdits symboles répétés par un coefficient dudit filtre de mise en forme, délivrant des symboles filtrés, et
sommation (55 ; 64 ; 75) desdits symboles filtrés obtenus pour les différentes colonnes dudit bloc, délivrant des échantillons temporels formant ledit signal à porteuses multiples.
5. Procédé de transmission selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de pré-traitement (51) desdits symboles de données, mise en œuvre préalablement à ladite étape de transformation,
en ce que ladite étape de transformation (52) met en œuvre une transformée de Fourier inverse de taille M x M, délivrant M symboles transformés ;
en ce que ladite étape de répétition (53) met en œuvre une répétition cyclique desdits M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés ;
et en ce que ladite étape de sommation (55) délivre MK échantillons temporels.
6. Procédé de transmission selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite étape de mise en forme (11) d'au moins un bloc de M x f symboles de données délivre un signal à porteuses multiples tel que :
SMKXÎ = diag{GMKxK(EMKxMWMxMAMxK)T] avec : AMxK = \ am [n\e1'f'm ne M | le bloc de symboles de données obtenu à l'issue de
(· >MXK
ladite étape de prétraitement, pour 0≤ n≤ K— 1, 0≤ m≤ M— 1 ;
f jjl2nnkkmm
WMxM = j e M ! la matrice représentative de ladite étape de transformation du
(· J MMxXMM
domaine fréquentiel vers le domaine temporel, pour 0≤ k≤M— l, 0≤m≤M— 1 ;
EMKxM la matrice représentative de ladite étape de répétition cyclique, telle que GMKXK = igk'n}MKxK = {g[mod(k - nN, MK)]}MKxK la matrice représentative de ladite étape de filtrage, pour 0 < k≤ MK - l, 0≤ n≤K - l ;
(. )T l'opérateur de transposition matricielle ;
diag{. ) l'opérateur d'extraction des éléments diagonaux d'une matrice.
7. Procédé de transmission selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite étape de transformation (61) met en œuvre une transformée de Fourier partielle inverse de taille M x (N + 1), délivrant un premier sous-ensemble de N + 1 symboles transformés,
en ce que ladite étape de répétition (62) met en œuvre les étapes suivantes :
- obtention, à partir dudit premier sous-ensemble, d'un deuxième sous-ensemble de
M— (N + 1) symboles transformés, ledit deuxième sous-ensemble de symboles transformés étant complémentaire dudit premier sous-ensemble de symboles transformés, pour former un ensemble de M symboles transformés ;
répétition et permutation desdits M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés ;
et en ce que ladite étape de sommation (64) délivre MK échantillons temporels.
8. Procédé de transmission selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de pré-traitement (71) desdits symboles de données, mise en œuvre préalablement à ladite étape de transformation,
en ce que ladite étape de transformation(72) met en œuvre une transformée de Fourier partielle inverse de taille M x N, délivrant un premier sous-ensemble de N = M/2 symboles transformés, en ce que ladite étape de répétition (73) met en œuvre les étapes suivantes :
obtention, à partir dudit premier sous-ensemble, d'un deuxième sous-ensemble de M/2 symboles transformés, ledit deuxième sous-ensemble de symboles transformés étant complémentaire dudit premier sous-ensemble de symboles transformés, pour former un ensemble de M symboles transformés ;
répétition et permutation desdits M symboles transformés, délivrant MK symboles répétés ;
et en ce que ladite étape de sommation (75) délivre MK échantillons temporels.
9. Procédé de transmission selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'insertion (81) d'un préfixe cyclique devant au moins un échantillon temporel formant ledit signal à porteuses multiples,
ledit préfixe cyclique, de longueur LCP = LGI + LRI, comprenant une première portion de longueur LGI utilisée pour absorber l'interférence due au canal de transmission et une deuxième portion de longueur LRI utilisée pour améliorer le spectre de puissance dudit signal à porteuses multiples,
et une étape de fenêtrage (82) dudit signal à porteuses multiples mettant en œuvre les étapes suivantes :
multiplication (821) de chacun desdits échantillons temporels formant ledit signal à porteuses multiples et dudit préfixe cyclique par un coefficient de fenêtrage, délivrant
KM + LCP échantillons fenêtrés ;
suréchantillonnage (822) par un facteur de suréchantillonnage Q = KM + LGI desdits échantillons fenêtrés, délivrant KM + LCP échantillons suréchantillonnés ;
décalage et sommation (823) desdits échantillons suréchantillonnés, délivrant un signal à porteuses multiples fenêtré.
10. Procédé de transmission selon la revendication 9, caractérisé en que ledit signal à porteuses multiples fenêtré sWCP_C0QAM [k] est tel que :
i + l
^WCP-COQAM [k] = ^ s [mod(k - LCP, KM)]h[k - r(KM + LGI)]
r=l-l
avec : s[k] ledit signal à porteuses multiples avant insertion du préfixe cyclique ;
l l'indice du bloc considéré ;
h[k] une fonction fenêtre ;
r un entier pris dans l'intervalle [1— 1, 1 + 1] .
11. Dispositif de transmission de symboles de données destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant un signal à porteuses multiples de type OQAM, caractérisé en ce qu'il comprend un module de mise en forme d'au moins un bloc de M x K symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1, comprenant un module de convolution cyclique par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1 un entier tel que b1≥ 0 et N un facteur de suréchantillonnage.
12. Procédé de réception d'un signal à porteuses multiples de type OQAM destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant des symboles de données estimés, ledit signal à porteuses multiples étant obtenu en mettant en forme, en émission, au moins un bloc de M x f symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1,
caractérisé en ce que ledit procédé de réception comprend une étape d'estimation (31) d'au moins un symbole de données dudit bloc, mettant en œuvre une étape de convolution cyclique (311) par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1 un entier tel que b1≥ 0 et N un facteur de sous-échantillonnage.
13. Procédé de réception selon la revendication 12, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (31) d'au moins un symbole de données dudit bloc délivre un symbole de données estimé, à la position (m0, n0), tel que
Figure imgf000037_0001
avec : s [k] ledit signal à porteuses multiples ;
g [k] un filtre de mise en forme obtenu à partir d'une répétition périodique du filtre prototype g [k] de période KM ;
N ledit facteur de sous-échantillonnage, tel que N = M/2 ;
M le nombre de sous-porteuses ;
K le nombre d'intervalles temporels pour ledit bloc ;
D = L— 1 ;
Φπι0,η0 un terme de phase à la position (m0, n0).
14. Dispositif de réception d'un signal à porteuses multiples de type OQAM, destiné à être mis en œuvre dans un système de télécommunications, délivrant des symboles de données estimés,
ledit signal à porteuses multiples étant obtenu en mettant en forme, en émission, au moins un bloc de M x f symboles de données réels, avec M > 1 et K > 1,
caractérisé en ce que ledit dispositif de réception comprend un module d'estimation d'au moins un symbole de données dudit bloc, comprenant un module de convolution cyclique par un filtre prototype g [k], de longueur L = KM + b1 = 2KN + blt avec b1 un entier tel que b1≥ 0 et N un facteur de sous-échantillonnage.
15. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé selon la revendication 1 ou selon la revendication 12 lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
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