WO2013152367A2 - Wandler für ein leuchtmittel, led-konverter und verfahren zum betreiben eines wandlers - Google Patents

Wandler für ein leuchtmittel, led-konverter und verfahren zum betreiben eines wandlers Download PDF

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Tridonic Gmbh & Co Kg
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    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • Converter for a light source LED converter and method for operating a converter
  • the invention relates to a converter for supplying a lighting means, an LED converter and a method for operating a converter.
  • the invention relates to such devices and methods in which a light source, in particular a light source, which comprises one or more light emitting diodes, with a so-called SELV ("Separated Extra Low Voltage” or “Safety Extra Low Voltage”), Device is powered.
  • SELV Separated Extra Low Voltage
  • the invention further relates to such devices and methods that allow dimming of the bulb.
  • Transducers with electrical isolation serve for galvanically decoupled transmission of electrical energy from an input side to an output side.
  • Such converters are used in various applications for power or voltage supply, such as in switched mode power supplies.
  • controllable switches which may be designed in the form of circuit breakers, are used and operated in a clocked manner in order to transmit electrical energy to the output side.
  • a galvanically decoupled energy transfer can be achieved by using a transformer or other transformer.
  • Such a galvanic separation or potential separation is required for safety reasons, in order to separate an ELV ("extra low voltage") area by a so-called potential barrier or SELV barrier of areas with a higher supply voltage, in particular mains voltage.
  • transducers which are designed as so-called resonant transducers which have a resonance circuit.
  • the resonant circuit may be a series or parallel resonant circuit.
  • the goal is to keep losses low.
  • LEDs light-emitting diodes
  • OLEDs organic LEDs
  • One way to control an output current or an output voltage on the ELV side of an operating device is to detect and process a controlled variable on the ELV side.
  • the control step can be done completely on the ELV side, for example, a switch on the ELV side is actuated depending on the controlled variable.
  • the control step may also be performed on the input side of the converter operating at a higher supply voltage.
  • this requires so far that the control variable detected on the secondary side is returned to the input side via an isolator.
  • the bridging of the SELV barrier requires appropriate components which increase the installation space and / or costs of the operating device.
  • US 2012/0033453 A1 describes an example of a resonant converter which comprises a half-bridge and an LLC circuit and in which an isolator is provided in order to return an output-measured variable to the input side.
  • US 2012/0033453 A1 describes an example of a resonant converter in which, depending on a control variable detected on the secondary side, switches in a low-voltage region of the converter are actuated.
  • a converter which has a primary side, clocked operated half-bridge circuit and a LLC resonant circuit comprises, operated so that a Ausgansstromschreib one of the primary-side circuit galvanically isolated secondary side circuit is controlled depending on a detected in the primary-side circuit controlled variable.
  • the converters and methods according to exemplary embodiments use a current in the primary-side circuit, for example a peak current through a shunt resistor connected in series with the switches of the half-bridge circuit, in a known relationship with an output current provided on the output side.
  • the output current level can be controlled based on a control variable detected on the primary side, without the output current intensity having to be detected on the secondary side and / or returned via a separate isolator via the SELV barrier.
  • the controlled variable can be compared on the primary side with a reference.
  • a reference for this purpose, for example, a corresponding comparator can be used.
  • a resonant converter implemented with an LLC resonant circuit and half-bridge drive, efficient energy transfer and dimming can be achieved.
  • the reference can be adapted, with which the controlled variable is compared.
  • the regulation of the output current can be done without the need for secondary logic and / or switches.
  • a converter is provided with potential separation, which is set up to supply a light source.
  • the converter comprises a primary-side circuit having a half-bridge circuit having two mutually-clocked switches and a resonant circuit coupled to a node between the two switches.
  • the resonant circuit includes an LLC resonant circuit and, in particular, may be a series LLC resonant circuit.
  • the converter comprises a secondary-side circuit having an output for supplying energy to the luminous means.
  • a control device is set up to control the half-bridge circuit as a function of a control variable detected in the primary-side circuit in order to regulate a current intensity provided by the secondary-side circuit to the lighting device to a desired value.
  • Such a converter allows the regulation of the output current without having to be detected on the secondary side and / or returned via the SELV barrier.
  • the converter may be configured as a fixed constant current (FCC) device
  • the converter may be configured as a device with galvanic isolation between the SELV region and the non-SELV region.
  • the control device can be set up to set a frequency with which the two switches of the half-bridge circuit are switched, depending on the detected control variable, in order to regulate the current intensity provided by the secondary-side circuit to the lighting device to the desired value.
  • the controller may adjust the frequency at which each of the two switches is switched.
  • the control device may be configured to control the half-bridge circuit with a reference as a function of a comparison of the controlled variable. This allows a simple and inexpensive implementation of the regulation of the output current.
  • the converter may include a comparator coupled to the controller for comparing the controlled variable with the reference.
  • the reference may be an analog reference signal that may be provided by the controller to the comparator.
  • the primary-side circuit may be configured to provide information about a supply voltage of the primary-side circuit to the control device.
  • the controller may be configured to change the reference depending on the information about the supply voltage.
  • the supply voltage may be a bus voltage provided by a power factor correction (PFC) circuit.
  • the controller may be configured to change the reference depending on a ripple of the supply voltage.
  • the control device may be configured to change the reference depending on the ripple of the supply voltage with a time period corresponding to the period of the ripple of the supply voltage.
  • the controller may be configured to change the reference in response to a dimming command.
  • the design of the converter as a resonant converter with clocked operation allows dimming over a wide range.
  • the control device may be configured to determine information about a load connected to the output of the secondary-side circuit as a function of a measured variable detected in the primary-side circuit. Thus, the load can be detected without having to bridge the SELV barrier.
  • the measured variable may differ from the controlled variable.
  • the control device can be set up to detect changes in a number of LEDs which are connected to the output of the secondary-side circuit, depending on the measured variable.
  • the controller may be configured to change the reference depending on the load connected to the output of the secondary side circuit without requiring a signal fed back from the secondary side circuit via an isolator.
  • the controller may be configured to change the reference such that changes in the output induced by changes in the load are reduced by adjusting the reference.
  • the controller may be configured to change the reference such that a consistent current level is provided by the converter for different numbers of LEDs powered by the converter. Variations caused by changes in the load can be kept smaller than a threshold.
  • the load-dependent compensation can be calculated by the control device and / or using stored data for compensation, for example, map-based done.
  • control device may be configured to initiate a procedure for limiting the output power depending on the measured variable.
  • control device can be set up to perform an error detection depending on the measured variable and to initiate an error operating state upon detection of an error state.
  • errors detected by the controller include a short circuit and / or an open circuit at the output of the converter.
  • the fault mode may be implemented such that the controller outputs a signal indicative of the fault, initiating a safety shutdown, and / or initiating other actions to prevent illicit operating conditions of the converter.
  • control device may be configured to output a signal containing information about the detected load depending on the measured variable.
  • a signal may be, for example, a signal generated according to the DALI ("Digital Addressable Lighting Interface") standard, for example a data message
  • the signal may be generated in response to a corresponding DALI request.
  • the controlled variable may be proportional to a peak value of a current in the primary-side circuit, and the measured variable may be proportional to an average value of the same current in the primary-side circuit.
  • the primary-side circuit may include a shunt resistor connected in series with the switches of the half-bridge circuit.
  • the controlled variable may be proportional to a peak current through the shunt resistor, and the measured variable may be proportional to an average value of the current through the shunt resistor.
  • the resonant circuit may comprise an inductive element and a capacitive element connected in series with a primary coil of a transformer are.
  • the resonant circuit may include two inductors and one capacitor in a series connection.
  • the secondary-side circuit may comprise a further inductive element connected to the output.
  • the secondary-side circuit may include a rectifier and an inductor connected downstream of the output of the rectifier.
  • an LED converter which comprises the converter according to an embodiment.
  • a lighting system which comprises the LED converter and a light source coupled thereto.
  • the lighting means may comprise one or more light-emitting diodes (LEDs).
  • the LEDs may include inorganic and / or organic LEDs.
  • the LEDs can be integrated into an LED module that is separate from the LED converter.
  • the lighting system may further include a central controller configured to communicate dimming commands to the LED converter.
  • a method for operating a converter for a lighting device comprises a primary-side circuit and one of them galvanically isolated secondary-side circuit.
  • the primary-side circuit comprises a half-bridge circuit having two mutually-clocked switches, and a resonant circuit coupled to a node between the two switches, the resonant circuit comprising an LLC resonant circuit.
  • the half-bridge circuit is controlled as a function of a control variable detected in the primary-side circuit so that a current output by the secondary-side circuit to the light source is regulated to a desired value.
  • Embodiments of the method according to advantageous or preferred embodiments and the effects thus achieved correspond to the Embodiments described with reference to the converter and LED converter.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a lighting system with an LED converter according to an embodiment.
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of a converter according to an embodiment.
  • FIG. 3 shows control commands for half-bridge control generated by the controller of the converter.
  • FIG. 4 is a flowchart of a method according to an embodiment.
  • FIG. 5 shows a circuit diagram of a converter according to a further embodiment.
  • FIG. 6 is a flowchart of a method according to an embodiment.
  • FIG. FIG. 7 illustrates the adaptation of a reference as a function of a bus voltage to further explain the operation of converters and methods according to exemplary embodiments.
  • FIG. FIG. 8 illustrates the adaptation of a reference depending on a load to further explain the operation of transducers and methods of embodiments.
  • FIG. 9 shows a circuit diagram of a converter according to a further embodiment.
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of a converter according to another embodiment.
  • FIG. 1 shows an illumination system 1 in which an operating device 2 according to an embodiment supplies LEDs 3 with energy.
  • the operating device 2 can be configured as an LED converter.
  • the LED converter 2 may be formed as a constant current source.
  • the LED converter 2 can be configured such that the brightness of the LEDs 3 can be set via commands transmitted, for example, via a bus 4 or wirelessly.
  • the LED converter 2 may include a corresponding interface for communication with a central control device and be configured to receive dimming commands via the interface and to output information about the operating state of the LED converter 2 and / or the LEDs 3 via the interface ,
  • the LED converter 2 can be designed as a SELV device in which a primary-side circuit (for example a non-SELV side) and a secondary side circuit (for example a SELV side) are galvanically isolated.
  • the LED converter 2 may include an AC / DC converter 10.
  • the AC / DC converter 10 may be configured to be coupled on the input side with a mains voltage.
  • the AC / DC converter 10 may be configured as a so-called smoothing circuit or power factor correction (PFC) circuit.
  • the AC / DC converter 10 provides a bus voltage Vbus to a converter, which has an input-side or primary-side circuit 11 and one of them galvanically isolated output-side or secondary-side circuit 13. Galvanic isolation is achieved by a transformer 12 or other converter.
  • the LED converter 2 is configured such that a current intensity provided by the LED converter 2 to the LEDs is regulated to a desired value.
  • the control is carried out based on a in the primary-side circuit 1 1 fist controlled variable, which may be in particular a peak current through a resistor or a proportional to this peak current size.
  • an output power can also be set.
  • the control device 14 is correspondingly coupled to the primary-side circuit 11 in order to receive the controlled variable or information about a comparison of the controlled variable with a reference.
  • the control device 14 controls a half-bridge circuit of the primary-side circuit 1 1 depending on the comparison of the controlled variable with the reference.
  • the control device 14 may in particular change a frequency with which two switches of the half-bridge circuit are switched, depending on the comparison of the controlled variable with the reference.
  • the controller 14 may additionally perform other functions, such as the adaptation of the reference depending on a dimming command, the detection of the load connected to the LED converter 2, in particular for the detection of a number of LEDs or the output power, and / or the detection of error conditions. Such functions and configurations will be described with reference to FIG. 2-10 described in more detail.
  • the controller 14 may also be coupled to the AC / DC converter to adjust, for example, the bus voltage.
  • the output current provided to the LEDs 3 can be regulated in the LED converter 2 without having to perform a measurement on the SELV side and / or without a corresponding measurement result via the SELV -Barriere must be returned.
  • the control device 14 is set up in such a way that it controls at least one component of the primary-side circuit 1 as a function of a primary-side measured peak current in order to regulate the output current provided by the operating device 2 to the LEDs 3 to a desired value.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a converter 19 according to an embodiment.
  • the converter 19 comprises a primary-side circuit 20 and a secondary-side circuit 30. There is potential isolation between the primary-side circuit 20 and the secondary-side circuit 30. For separation can a transformer with a primary coil 28 and a secondary coil 29 may be provided.
  • the transformer has a main inductance, which may also act as one of the inductors of an LLC resonant circuit. This is shown in FIG. 2 symbolically shown as a second inductance 26.
  • the converter 19 may be used in the LED converter 2 or in another operating device for operating LEDs to perform the functions of the in FIG. 1 shown primary side circuit 1 1, the galvanic isolation 12 and the secondary-side circuit 13 to meet.
  • the transducer 19 acts as a DC / DC converter.
  • the primary side circuit 20 may be a non-SELV region and the secondary side circuit 30 may be a SELV region separated by a SELV barrier 39.
  • the primary-side circuit 20 includes an LLC resonant circuit configured as a series resonant circuit.
  • the LLC resonant circuit has a first inductor 25, a second inductor 26, and a capacitor 27 in series connection.
  • the second inductance 26 is the leakage inductance of the primary coil 28.
  • the second inductive element 26, as stated, represents the main inductance of the primary coil 28 of the transformer.
  • the second inductive element 26 may be the main inductance of the resonant circuit whose inductance is greater than the first inductance 25.
  • the first inductor 25 may be integrated into the transformer and, for example, be a leakage inductance.
  • an additional inductor may be arranged in addition to the primary coil 28 of the transformer and also act as one of the two inductors of the LLC resonant circuit.
  • Other embodiments of the LLC resonant circuit are also possible.
  • the capacitance 27 may be connected between the first inductance 25 and the second inductance 26.
  • the primary-side circuit 20 includes a half-bridge circuit having a first switch 21, which may be a power switch, and a second switch 22, which may be a power switch.
  • the first switch 21 and the second switch 22 may be identical, and the half-bridge circuit may be formed as a balanced half-bridge circuit.
  • a shunt resistor 23 is connected to the first switch 21 and the second switch 22 in FIG Series switched.
  • the resonant circuit is connected to a node between the first switch 21 and the second switch 22.
  • the resonant circuit is connected to the center of the half-bridge circuit between the two switches 21 and 22.
  • a first terminal of the first inductor 25 of the resonant circuit may be connected to the node between the first switch 21 and the second switch 22 of the half-bridge circuit.
  • a second terminal of the first inductor 25 may be connected to a first terminal of the second inductor 26 of the resonant circuit.
  • a second terminal of the second inductor 26 of the resonant circuit may be connected to a first terminal of the capacitance 27.
  • the control device 14 controls the first switch 21 and the second switch 22.
  • each of the switches can be switched on and off in each case with the same predetermined frequency.
  • the control device 14 controls the first switch 21 and the second switch 22 so that only one of the two switches is always turned on.
  • the first switch 21 and the second switch 22 are operated by the control device 14 alternately clocked.
  • the dead time between the switching off of a switch and the switching on of the respective other switch can be small, in particular much smaller than the inverse of the switching frequency.
  • FIG. 3 schematically shows the state of the first switch 21 in curve 41 and the state of the second switch 22 in curve 42, as set by the control device 14.
  • a time interval 40 between two rising edges of the gate voltage applied to the switches by the controller 14 is dependent on the switching frequency, which may generally be tuned to the resonant frequency of the LLC resonant circuit.
  • the frequency at which the first switch 21 and the second switch 22 are switched may be varied by the controller 14 to control a current provided at an output 35 of the load converter 5 at a particular setpoint.
  • the controller 14 may be configured so that the frequency at which the first switch 21 and the second switch 22 are switched is set depending on a peak current through the shunt resistor 23, as will be described later. As shown in FIG.
  • the secondary-side circuit 30 has a rectifier connected downstream of the secondary coil 29, which rectifier may be formed, for example, by a first diode 31 and a second diode 32.
  • a center of the secondary coil 29 may be coupled to an output of the secondary side circuit. Ends of the secondary coil 29 may be coupled to the output 35 via the diodes 31 and 32.
  • an inductive element 33 for example a coil, can be provided, through which the output 35 current is supplied.
  • a capacitor 34 may be connected between the outputs of the rectifier.
  • the capacitor 34 may have a relatively small capacity. Due to the design of the secondary-side circuit 30 with the inductive element 33, the converter 19 can be operated as a constant current source or FCC device.
  • a load 5 connected to the output 35 may comprise an LED, an LED track may comprise a plurality of LEDs or a plurality of LED tracks. The LEDs can be integrated in an LED module.
  • a regulation of the output current at the output 35 of the converter 19 is effected as a function of a primary current measured peak current and by controlling the primary-side switch of the half-bridge circuit.
  • the secondary-side circuit 30 can be configured such that it does not include any evaluation logic for a control step.
  • no isolator is required to transfer a controlled variable across the SELV barrier.
  • the peak current through the shunt resistor 23 can be used.
  • the peak current through the shunt resistor 23 is at the transducer 19 in known relation to the output current at the output 35 of the transducer. Accordingly, the peak current through the shunt resistor 23, which is detectable on the primary side, can be used to regulate the output current of the converter 19 and the converter 19 as an FCC device to operate.
  • the half-bridge can be correspondingly controlled in order to regulate the output current. It is not necessary to provide secondary switches for controlling the output current.
  • the converter 19 may be arranged such that the peak current ipeak is compared by the shunt resistor 23 with a reference ref.
  • a comparator 24 may be provided.
  • a first input of the comparator 24 is supplied with a signal which is proportional to a current through the shunt resistor.
  • a second input of the comparator, the reference ref is supplied.
  • the reference ref can be generated, for example, by the control device 14.
  • An output signal ipeak_cmp of the comparator 24 may indicate whether the peak current through the shunt resistor 23 exceeds the reference ref.
  • the controller 14 may adjust the frequency at which the first switch 21 and the second switch 22 are switched.
  • the regulation of the output current of the converter 19 is dependent on the primary side detected peak current ipeak and by driving the half-bridge circuit in the primary-side circuit.
  • a comparison between the primary-side detected peak current ipeak and the reference ref can be carried out with a low circuit complexity using the comparator 24.
  • the adaptation of the frequency with which the first switch 21 and the second switch 22 are switched can be carried out by the control device 14 by using predetermined frequency or time increments and / or map-based.
  • the control device 14 may be designed as a semiconductor integrated circuit, which may be an application-specific special circuit.
  • the controller 14 may be configured as an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) 14.
  • the controller 14 may also be configured as a programmable circuit programmed by firmware or software to control the half-bridge circuit in accordance with the peak current through the device Shunt resistor 23 adapts.
  • the control device 14 can control the half-bridge circuit as a function of a comparison of the peak current detected on the primary side with a predetermined, fixed reference.
  • the controller 14 may alter the reference to perform additional functions, such as to reduce ripple in the output current, to implement a dimming command, and / or to compensate for load dependent changes in the output current.
  • FIG. 4 is a flow chart of a method 50 that may be performed by the controller 14 to control a converter.
  • the converter can be designed as a converter according to an embodiment.
  • the converter has a primary-side circuit and one of them galvanically isolated secondary-side circuit.
  • the primary side circuit may be a non-SELV region of the converter
  • the secondary side circuit may be the SELV region of the converter.
  • a peak current in the primary-side circuit is detected.
  • the peak current may be the peak current through a shunt resistor connected in series with switches of a half-bridge circuit.
  • the peak current is compared to a reference. It can be determined whether the peak current exceeds the reference.
  • the half-bridge circuit is controlled based on a result of the comparison. In this case, a frequency with which the half-bridge circuit is switched clocked, can be selectively adjusted depending on whether the peak current exceeds the reference. Steps 51 - 53 can be repeated.
  • the reference may be changed depending on the bus voltage that supplies the primary-side circuit. Specifically, the reference may be changed in accordance with a ripple of the bus voltage to reduce a ripple of the output current. Alternatively or additionally, the reference may be dependent on a dimming command, which the controller 14 receives, may be changed to set the output current to a new fixed value to change the brightness of the powered LEDs.
  • the load which is connected to the output of the converter can be determined as a function of a measured variable detected on the primary side.
  • the reference can be changed depending on the load to reduce load dependent changes in the output current. If it is determined in step 54 that the reference is not to be changed, the process returns to step 51. It may again be a control cycle or it may be run through several control cycles. If it is determined at step 54 that the reference is to be changed, at step 55, the reference is changed accordingly. For example, the reference may be changed depending on a received dimming command.
  • control device 14 can implement a received brightness value using a characteristic field, for example a look-up table, and / or otherwise mathematically into a new value for the reference.
  • a characteristic field for example a look-up table
  • the process returns to step 51, wherein in the next control cycle the new value of the reference is compared.
  • the primary side circuit of the converter may detect and provide corresponding quantities to the controller 14.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a converter 59 according to another embodiment. Elements or devices corresponding in design and function to elements or devices already described with reference to FIG. 1 -4 are designated with the same reference numerals.
  • the converter 59 has a primary-side circuit 60 with a clocked half-bridge circuit and an LLC resonant circuit.
  • the control device 14 is designed such that it controls the control of the half-bridge Circuit performs depending on a primary side detected peak current to control the output current of the converter 59.
  • the reference can be adjusted depending on the bus voltage Vbus and / or depending on a load which is connected to the output of the converter.
  • a value vbus of the bus voltage Vbus will be supplied to the controller 14 via a D / A converter 62.
  • High-frequency noise of the bus voltage can be smoothed by a capacitor 61 or, for example, by an RC element (resistor and capacitor) as a low-pass filter.
  • the capacitance of the capacitor 61 is selected such that the one with a frequency of, for example, 100 Hz oscillating ripple (also referred to as voltage "ripple”) of the bus voltage is not filtered out by the capacitor 61 and provided in the signal vbus to the controller 14, ie the cut-off frequency of the corresponding low-pass filter is higher than the frequency of the voltage "ripple", which are impressed on the supply voltage.
  • the controller 14 may sample the value vbus of the bus voltage at a rate greater than the frequency of the ripple of the bus voltage.
  • the controller 14 may change the reference in time, especially with the period of the ripple of the bus voltage, to reduce the ripple of the output current.
  • An adaptation of the reference, which is supplied to the comparator and with which the peak current is compared, takes place at a rate which is also greater than the frequency of the ripple of the bus voltage.
  • a value iavg representing the averaged current through the shunt resistor 23 will be supplied to the controller 14 via another D / A converter 65.
  • the average value of the current through the shunt resistor 23 can be detected, for example, via a resistor 63 and a low-pass filter with a capacitor 64.
  • the average value of the current through the shunt resistor 23 may be supplied to the control device 14 at a different terminal than the signal dependent on the peak current through the shunt resistor 23.
  • the average current through the shunt resistor 23 depends on the power delivered and thus on the load coupled to the output 35 of the converter.
  • a change in the Load for example a change in the number of LEDs supplied, at a given bus voltage Vbus leads to a change in the average current through the shunt resistor 23, which is in known relationship with the load at the output. This also makes it possible to detect the load or changes in the load on the primary side.
  • the reference supplied to the comparator 24 and with which the peak current is compared may be adjusted depending on the load.
  • a linearized model indicating load dependent the change of the output current and / or a table call may be used to determine what adjustment of the reference is required to reduce load dependent change of the output current.
  • the load-dependent change of the output current which would result without compensation, for example, depending on the number of LEDs supplied, is known and understood theoretically.
  • the functional dependence of the output current on the load without compensation can be used to define corresponding changes in the reference as a function of the load, which reduce the load-dependent changes in the output current compared to the uncompensated behavior.
  • the controller 14 may also use the value iavg, which is proportional to the average current through the shunt resistor 23, for other functions.
  • the control device 14 can transmit information about the load, as detected in the average current iavg, to a central control unit.
  • the control device 14 can recognize an error state as a function of the average current iavg.
  • the fault condition may, for example, correspond to a short circuit or an open circuit at the output of the converter.
  • the control device 14 can initiate a corresponding error operating state, for example by outputting an error signal and / or activating a safety mode and / or disconnection.
  • the controller 14 may also receive brightness commands and adjust the reference with which the peak current is compared depending on the brightness commands.
  • FIG. 6 is a flowchart of a method 70 that may be performed by the controller 14. As with reference to FIG. 6, the adjustment of the reference may occur at different time levels or time horizons. A load-dependent change of the reference, for example, rarely, for example, always when starting the operating device with the converter, performed. Adjusting the reference depending on a dimming command can always be performed upon receiving a dimming command. With a rate greater than a frequency of the supply voltage ripple for the primary side of the converter, the reference can be adjusted to the ripple of the supply voltage.
  • the reference is adjusted to the load connected to the output of the converter. For example, when starting the operating device with the converter, the load can be detected by a shunt resistor as a function of an average current. Step 71 may be repeated at longer intervals. As a result, for example, the failure of an LED can be detected and compensated.
  • the reference is adjusted depending on a dimming command. Step 72 may be repeated whenever a new dimming command is received.
  • Step 73 the reference is adjusted depending on the current value of the supply voltage of the primary side. Thereby, a ripple of the output current caused by a ripple of the supply voltage can be pre-corrected with a forward correction.
  • Step 73 may be performed at a rate greater than the frequency of the voltage "ripple" in the supply voltage, for example, greater than 100 Hz.
  • one or more control steps may be performed.
  • the half-bridge control is adjusted depending on a comparison of the primary-side peak current with the reference.
  • the frequency at which the switches of the half-bridge are switched can be changed when the peak current exceeds the reference.
  • step 75 it is checked if a new dimming command is received. If a new dimming command is received, the process returns to step 72. Otherwise, the process returns to step 73.
  • FIG. Fig. 7 is a diagram for explaining the correction of the voltage ripple with which ripple of the output current can be reduced.
  • the supply voltage of the primary side has a ripple 81.
  • the voltage can fluctuate with a time period 80.
  • the frequency may for example correspond to 100 Hz.
  • Such a ripple may be that of the AC / DC converter 10 of the operating device 2 of FIG. 1 supplied bus voltage be imprinted. If the reference ref is kept constant, the ripple of the supply voltage of the primary side of the converter can lead to a ripple of the output current 82.
  • the reference 85 is time-dependently adjusted according to the ripple of the supply voltage
  • the output current 84 of the converter may have a ripple whose amplitude is smaller than in the case of a constant reference.
  • the reference can be changed in each case after a time period which is small in comparison with the period 80 of the ripple of the supply voltage.
  • the supply voltage can be monitored continuously or quasi-continuously, and the reference can be adjusted accordingly.
  • FIG. 8 is a schematic diagram for explaining the compensation of load-dependent changes of the output current.
  • FIG. FIG. 8 shows the averaged output current lout_mean in percent normalized to a setpoint for different numbers of LEDs, which is an example of different ones Output powers or loads are that are supplied with the converter.
  • FIG. 8 shows the case where load-dependent compensation is not performed. If the number of LEDs is reduced starting from a lighting system with sixteen LEDs, this leads to a change in the average output current of the converter, with which the LEDs are supplied. The corresponding change has a functional dependency 87. In the illustrated case, a fluctuation of the average output current of up to 4% can be observed.
  • the right side of FIG. 8 shows the case in which the control device detects the load on the primary side, for example from the average current through the shunt resistor, and performs load-dependent compensation.
  • compensation was performed based on a linearized model.
  • the reference may be increased or decreased depending on the average current through the shunt resistor by a value that depends on the average current through the shunt resistor.
  • one or more characteristic maps can also be used to further reduce load-dependent influences of the output current.
  • compensation based on a linearized model already leads to a reduction in load-dependent effects in the output current.
  • FIG. 9 and FIG. 10 describes two further transducers according to exemplary embodiments, wherein elements that correspond in design and function to elements that are described with reference to FIG. 1-8 are denoted by the same reference numerals.
  • FIG. 9 shows a converter 89 according to a further exemplary embodiment, which has a primary-side circuit 90 and a secondary-side circuit 30. has.
  • the signal indicating the peak current through the shunt resistor 23 is not compared with an analog reference signal.
  • Information about the current through the shunt resistor 23 is supplied to the controller 14 via the A / D converter 91.
  • the control device 14 can computationally check whether the peak current through the shunt resistor 23 exceeds a reference.
  • the reference here is a digital reference value, which is managed by the control device 14. Unlike the transducers of FIG. 2 and FIG. 5 no analog reference signal must be generated.
  • the adaptation and / or modification of the reference can be performed by the control device 14 as described with reference to FIG. 1 -8 described.
  • FIG. 10 shows a converter 99 according to a further embodiment, which has a primary-side circuit 100 and a secondary-side circuit 30.
  • the primary-side circuit 100 the half-bridge circuit with clocked operated switches 21, 22 on.
  • the primary coil 28 of the transformer simultaneously serves as the larger of the inductors of the LLC resonant circuit.
  • regulation of the output current of the converter which is designed as an FCC device, can also be carried out as a function of another control variable detected on the primary side.
  • the use of the peak current can be realized by the shunt resistor as a control variable with a low circuit complexity, for example, a separate, further resistor can be used, which may be integrated, for example, in the half-bridge circuit.
  • the peak current through this additional resistor can be used as a controlled variable to control the output current of the converter to a setpoint.
  • control device can adapt the reference based on different variables, for example the ripple of the bus voltage and the detected load, and on different time horizons, for example, only an adaptation of the reference depending on the ripple of the supply voltage or only an adjustment of the reference depending on the detected load.
  • Inductances and capacitances can each be formed by corresponding inductive or capacitive elements. However, it is also possible that smaller inductances, for example the smaller inductance of the LLC resonant circuit, are designed as stray inductance.
  • Converters and methods according to embodiments can be used in particular for the power supply of LEDs.

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Abstract

Ein Wandler (59) mit Potentialtrennung zur Versorgung eines Leuchtmittels (5) umfasst eine primärseitige Schaltung (60) mit einer Halbbrückenschaltung, die zwei wechselseitig getaktete Schalter (21, 22) aufweist, und mit einem LLC- Resonanzkreis (25-27). Der Wandler (59) umfasst eine sekundärseitige Schaltung (30) mit einem Ausgang (35) zur Energieversorgung des Leuchtmittels (5). Eine Steuereinrichtung (14) ist eingerichtet, um die Halbbrückenschaltung abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung (60) erfassten Regelgröße (ipeak) zu steuern, um eine von der sekundärseitigen Schaltung (30) an das Leuchtmittel (5) bereitgestellte Stromstärke auf einen Sollwert zu regeln.

Description

Wandler für ein Leuchtmittel, LED-Konverter und Verfahren zum Betreiben eines Wandlers
Die Erfindung betrifft einen Wandler zur Versorgung eines Leuchtmittels, einen LED-Konverter und ein Verfahren zum Betreiben eines Wandlers. Die Erfindung betrifft insbesondere derartige Vorrichtungen und Verfahren, bei denen ein Leuchtmittel, insbesondere ein Leuchtmittel, das ein oder mehrere Leucht- dioden umfasst, mit einem so genannten SELV („Separated Extra-Low Voltage" oder„Safety Extra-Low Voltage")-Gerät mit Energie versorgt wird. Die Erfindung betrifft weiterhin derartige Vorrichtungen und Verfahren, die ein Dimmen des Leuchtmittels erlauben. Wandler mit Potentialtrennung dienen zur galvanisch entkoppelten Übertragung von elektrischer Energie von einer Eingangsseite zu einer Ausgangsseite. Derartige Wandler werden in verschiedenen Anwendungen zur Strom- oder Spannungsversorgung, wie beispielsweise in getakteten Schaltnetzteilen, eingesetzt. Bei getakteten Wandlern werden steuerbare Schalter, die in Form von Leis- tungsschaltern ausgestaltet sein können, verwendet und getaktet betrieben, um elektrische Energie auf die Ausgangsseite zu übertragen. Eine galvanisch entkoppelte Energieübertragung kann durch Verwendung eines Transformators oder anderen Übertragers erzielt werden. Eine derartige galvanische Trennung bzw. Potentialtrennung wird aus Sicherheitsgründen gefordert, um einen ELV („Extra-Low Voltage")-Bereich durch eine so genannte Potentialbarriere oder SELV-Barriere von Bereichen mit höherer Versorgungsspannung, insbesondere Netzspannung, zu trennen.
Zum Betreiben von Leuchtmitteln können Wandler eingesetzt werden, die als so genannte resonante Wandler ausgestaltet sind, die einen Resonanzkreis aufweisen. Der Resonanzkreis kann ein Serien- oder Parallelresonanzkreis sein. Bei der Ausgestaltung von Wandlern besteht das Ziel, Verluste gering zu halten. Bei Wandlern, die für den Betrieb dimmbarer Leuchtmittel, insbesondere von Leuchtdioden (LEDs) wie anorganische LEDs oder organische LEDs (OLEDs), geeignet sein sollen, besteht zunehmend die Anforderung, eine Dimmbarkeit über einen weiten Bereich zu ermöglichen.
Eine Möglichkeit, einen Ausgangsstrom oder eine Ausgangsspannung auf der ELV-Seite eines Betriebsgeräts zu regeln, besteht darin, eine Regelgröße auf der ELV-Seite zu erfassen und zu verarbeiten. Der Regelschritt kann vollständig auf der ELV-Seite erfolgen, wobei beispielsweise ein Schalter auf der ELV- Seite abhängig von der Regelgröße betätigt wird. Alternativ kann der Regelschritt auch auf der Eingangsseite des Wandlers, die mit höherer Versorgungs- Spannung betrieben wird, durchgeführt werden. Dies erfordert jedoch bislang, dass die auf der Sekundärseite erfasste Regelgröße über einen Isolator zur Eingangsseite rückgeführt wird. Die Überbrückung der SELV-Barriere erfordert entsprechende Komponenten, die Bauraum und/oder Kosten des Betriebsgeräts erhöhen. Die US 2012/0033453 A1 beschreibt ein Beispiel für einen reso- nanten Wandler, der eine Halbbrücke und einen LLC-Kreis umfasst und bei dem ein Isolator vorgesehen ist, um eine ausgangsseitig gemessene Größe an die Eingangsseite zurückzuführen. Die US 2012/0033453 A1 beschreibt ein Beispiel für einen resonanten Wandler, bei dem abhängig von einer sekundär- seitig erfassten Regelgröße Schalter in einem Niederspannungsbereich des Wandlers betätigt werden.
Es besteht ein Bedarf Vorrichtungen und Verfahren, die Verbesserungen im Hinblick auf die genannten Ziele bieten. Insbesondere besteht ein Bedarf an Vorrichtungen und Verfahren, bei denen der schaltungstechnische Aufwand und/oder die Kosten, die mit dem Überbrücken der SELV-Barriere verbunden sind, reduziert oder vermieden werden können. Es besteht auch ein Bedarf an derartigen Vorrichtungen und Verfahren, die eine effiziente Energieübertragung und Dimmbarkeit über einen weiten Bereich erlauben. Erfindungsgemäß werden ein Wandler, ein LED-Konverter und ein Verfahren mit den in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Merkmalen angegeben. Die abhängigen Ansprüche definieren Ausführungsformen.
Nach Ausführungsbeispielen der Erfindung wird ein Wandler, der eine primär- seitige, getaktet betriebene Halbbrückenschaltung und einen LLC- Resonanzkreis umfasst, so betrieben, dass eine Ausgansstromstärke einer von der primärseitigen Schaltung galvanisch getrennten sekundärseitigen Schaltung abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung erfassten Regelgröße geregelt wird. Die Wandler und Verfahren nach Ausführungsbeispielen verwenden dabei, dass ein Strom in der primärseitigen Schaltung, beispielsweise ein Peakstrom durch einen mit den Schaltern der Halbbrückenschaltung in Serie geschalteten Shunt-Widerstand, in einer bekannten Beziehung zu einer ausgangsseitig bereitgestellten Stromstärke steht. Die Ausgangsstromstärke kann basierend auf einer primärseitig erfassten Regelgröße geregelt werden, ohne dass dafür sekundärseitig die Ausgangsstromstärke erfasst und/oder über einen separaten Isolator über die SELV-Barriere rückgeführt werden muss. Die Regelgröße kann primärseitig mit einer Referenz verglichen werden. Dazu kann beispielsweise ein entsprechender Komparator verwendet werden. Durch die Verwendung eines resonanten Wandlers, der mit einem LLC- Resonanzkreis ausgeführt ist, und Halbbrückenansteuerung kann eine effiziente Energieübertragung und Dimmbarkeit erreicht werden. Zum Dimmen bzw. zum Umsetzen von Helligkeitsbefehlen kann die Referenz angepasst werden, mit der die Regelgröße verglichen wird. Die Regelung der Ausgangsstromstär- ke kann erfolgen, ohne dass dafür sekundärseitig entsprechende Logik und/oder Schalter vorgesehen sein müssen.
Nach einem Ausführungsbeispiel wird ein Wandler mit Potentialtrennung angegeben, der zur Versorgung eines Leuchtmittels eingerichtet ist. Der Wandler umfasst eine primärseitige Schaltung mit einer Halbbrückenschaltung, die zwei wechselseitig getaktete Schalter aufweist, und mit einem Resonanzkreis, der mit einem Knoten zwischen den zwei Schaltern gekoppelt ist. Der Resonanzkreis umfasst einen LLC-Resonanzkreis und kann insbesondere ein Serien- LLC-Resonanzkreis sein. Der Wandler umfasst eine sekundärseitige Schaltung mit einem Ausgang zur Energieversorgung des Leuchtmittels. Eine Steuereinrichtung ist eingerichtet, um die Halbbrückenschaltung abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung erfassten Regelgröße zu steuern, um eine von der sekundärseitigen Schaltung an das Leuchtmittel bereitgestellte Stromstärke auf einen Sollwert zu regeln. Ein derartiger Wandler erlaubt die Regelung der Ausgangsstromstärke, ohne dass diese sekundärseitig erfasst und/oder über die SELV-Barriere rückgeführt werden muss.
Der Wandler kann als Konstantstromquelle bzw. FCC-Gerät („Fixed Constant Current") ausgebildet sein. Der Wandler kann als ein Gerät mit galvanischer Trennung zwischen dem SELV-Bereich und dem Nicht-SELV-Bereich ausgestaltet sein.
Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um eine Frequenz, mit der die zwei Schalter der Halbbrückenschaltung geschaltet werden, abhängig von der erfassten Regelgröße einzustellen, um die von der sekundärseitigen Schaltung an das Leuchtmittel bereitgestellte Stromstärke auf den Sollwert zu regeln. Die Steuereinrichtung kann die Frequenz, mit der jeder der zwei Schalter geschaltet wird, anpassen.
Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Halbbrückenschaltung abhängig von einem Vergleich der Regelgröße mit einer Referenz zu steuern. Dies erlaubt eine einfache und kostengünstige Implementierung der Regelung der Ausgangsstromstärke.
Der Wandler kann einen mit der Steuereinrichtung gekoppelten Komparator zum Vergleichen der Regelgröße mit der Referenz umfassen. Die Referenz kann ein analoges Referenzsignal sein, das von der Steuereinrichtung an den Komparator bereitgestellt werden kann.
Die primärseitige Schaltung kann eingerichtet sein, um Informationen über eine Versorgungsspannung der primärseitigen Schaltung an die Steuereinrichtung bereitzustellen. Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Referenz abhängig von den Informationen über die Versorgungsspannung zu ändern. Die Versorgungsspannung kann eine Busspannung sein, die von einer Glät- tungsschaltung bzw. Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur (PFC-Schaltung, „Power Factor Correction") bereitgestellt wird. Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Referenz abhängig von einer Welligkeit der Versorgungsspannung zu ändern. Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Referenz abhängig von der Welligkeit der Ver- sorgungsspannung mit einer zeitlichen Periode zu ändern, die der Periode der Welligkeit der Versorgungsspannung entspricht.
Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Referenz abhängig von einem Dimmbefehl zu ändern. Die Ausgestaltung des Wandlers als resonanter Wandler mit getaktetem Betrieb erlaubt eine Dimmbarkeit über einen weiten Bereich.
Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung erfassten Messgröße Informationen über eine Last, die mit dem Ausgang der sekundärseitigen Schaltung verbunden ist, zu ermitteln. Somit kann auch die Last erkannt werden, ohne dass dafür die SELV- Barriere überbrückt werden muss. Die Messgröße kann von der Regelgröße verschieden sein. Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um abhängig von der Messgröße Änderungen einer Anzahl von LEDs, die mit dem Ausgang der sekundärseitigen Schaltung verbunden sind, zu detektieren. Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Referenz abhängig von der Last, die mit dem Ausgang der sekundärseitigen Schaltung verbunden ist, zu ändern, ohne dafür ein über einen Isolator von der sekundärseitigen Schaltung rückgeführtes Signal zu benötigen. Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Referenz so zu ändern, dass durch Änderungen der Last induzierte Änderungen des Ausgangsstroms durch die Anpassung der Referenz reduziert werden. Die Steuereinrichtung kann eingerichtet sein, um die Referenz so zu ändern, dass für un- terschiedliche Zahlen von LEDs, die von dem Wandler versorgt werden, durch den Wandler eine konsistente Stromstärke bereitgestellt wird. Schwankungen, die durch Änderungen der Last verursacht sind, können kleiner als ein Schwellenwert gehalten werden. Die lastabhängige Kompensation kann durch die Steuereinrichtung rechnerisch und/oder unter Verwendung hinterlegter Daten zur Kompensation, beispielsweise kennfeldbasiert, erfolgen.
Alternativ oder zusätzlich kann die Steuereinrichtung eingerichtet sein, um abhängig von der Messgröße eine Prozedur zur Begrenzung der abgegebenen Leistung einzuleiten.
Alternativ oder zusätzlich kann die Steuereinrichtung eingerichtet sein, um abhängig von der Messgröße eine Fehlerdetektion durchzuführen und bei Detek- tion eines Fehlerzustands einen Fehler-Betriebszustand einzuleiten. Beispiele für von der Steuereinrichtung detektierte Fehler beinhalten einen Kurzschluss und/oder eine offene Schaltung am Ausgang des Wandlers. Der Fehler- Betriebszustand kann so realisiert werden, dass die Steuereinrichtung ein Signal ausgibt, das den Fehler anzeigt, eine Sicherheitsabschaltung einleitet und/oder andere Maßnahmen einleitet, die unerlaubte Betriebszustände des Wandlers verhindern.
Alternativ oder zusätzlich kann die Steuereinrichtung eingerichtet sein, um abhängig von der Messgröße ein Signal auszugeben, das Informationen über die erkannte Last enthält. Ein derartiges Signal kann beispielsweise ein gemäß dem DALI („Digital Addressable Lighting Interface")-Standard erzeugtes Signal, z.B. ein Datentelegramm sein. Das Signal kann als Antwort auf eine entsprechende DALI-Anfrage erzeugt werden.
Die Regelgröße kann proportional zu einem Peak-Wert eines Stroms in der primärseitigen Schaltung sein, und die Messgröße kann proportional zu einem Durchschnittswert desselben Stroms in der primärseitigen Schaltung sein. Die primärseitige Schaltung kann einen Shunt-Widerstand umfassen, der mit den Schaltern der Halbbrückenschaltung in Serie geschaltet ist. Die Regelgröße kann proportional zu einem Peakstrom durch den Shunt-Widerstand sein, und die Messgröße kann proportional zu einem Durchschnittswert des Stroms durch den Shunt-Widerstand sein.
Der Resonanzkreis kann ein induktives Element und ein kapazitives Element umfassen, die mit einer Primärspule eines Transformators in Serie geschaltet sind. Der Resonanzkreis kann zwei Induktivitäten und eine Kapazität in einer Serienschaltung umfassen.
Die sekundärseitige Schaltung kann ein mit dem Ausgang verbundenes weite- res induktives Element umfassen. Die sekundärseitige Schaltung kann einen Gleichrichter und eine dem Ausgang des Gleichrichters nachgeschaltete Induktivität umfassen.
Nach einem weiteren Ausführungsbeispiel wird ein LED-Konverter bereitge- stellt, der den Wandler nach einem Ausführungsbeispiel umfasst.
Nach einem weiteren Ausführungsbeispiel wird ein Beleuchtungssystem angegeben, das den LED-Konverter und ein damit gekoppeltes Leuchtmittel umfasst. Das Leuchtmittel kann ein oder mehrere Leuchtdioden (LEDs) umfassen. Die LEDs können anorganische und/oder organische LEDs umfassen. Die LEDs können in ein LED-Modul integriert sein, das separat von dem LED- Konverter ausgeführt ist. Das Beleuchtungssystem kann weiterhin eine zentrale Steuerung umfassen, die eingerichtet ist, um Dimmbefehle an den LED- Konverter zu übermitteln.
Nach einem weiteren Ausführungsbeispiel wird Verfahren zum Betreiben eines Wandlers für ein Leuchtmittel angegeben. Der Wandler umfasst eine primärsei- tige Schaltung und eine davon galvanisch getrennte sekundärseitige Schaltung. Die primärseitige Schaltung umfasst eine Halbbrückenschaltung, die zwei wechselseitig getaktete Schalter aufweist, und einen Resonanzkreis, der mit einem Knoten zwischen den zwei Schaltern gekoppelt ist, wobei der Resonanzkreis einen LLC-Resonanzkreis umfasst. Bei dem Verfahren wird die Halbbrückenschaltung abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung er- fassten Regelgröße so gesteuert, dass eine von der sekundärseitigen Schal- tung an das Leuchtmittel abgegebene Stromstärke auf einen Sollwert geregelt wird.
Ausgestaltungen des Verfahrens nach vorteilhaften oder bevorzugten Ausführungsbeispielen sowie die damit jeweils erzielten Wirkungen entsprechen den unter Bezugnahme auf den Wandler und LED-Konverter beschriebenen Ausgestaltungen.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeich- nung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert.
FIG. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Beleuchtungssystems mit einem LED-Konverter nach einem Ausführungsbeispiel. FIG. 2 zeigt ein Schaltbild eines Wandlers nach einem Ausführungsbeispiel.
FIG. 3 zeigt von der Steuereinrichtung des Wandlers erzeugte Steuerbefehle zur Halbbrückensteuerung. FIG. 4 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens nach einem Ausführungsbeispiel.
FIG. 5 zeigt ein Schaltbild eines Wandlers nach einem weiteren Ausführungsbeispiel.
FIG. 6 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens nach einem Ausführungsbeispiel.
FIG. 7 veranschaulicht die Anpassung einer Referenz abhängig von einer Wel- ligkeit einer Busspannung zur weiteren Erläuterung der Funktionsweise von Wandlern und Verfahren nach Ausführungsbeispielen.
FIG. 8 veranschaulicht die Anpassung einer Referenz abhängig von einer Last zur weiteren Erläuterung der Funktionsweise von Wandlern und Verfahren nach Ausführungsbeispielen.
FIG. 9 zeigt ein Schaltbild eines Wandlers nach einem weiteren Ausführungsbeispiel. FIG. 10 zeigt ein Schaltbild eines Wandlers nach einem weiteren Ausführungsbeispiel.
Die Merkmale der verschiedenen nachfolgend beschriebenen Ausführungsbei- spiele können miteinander kombiniert werden, sofern dies in der nachfolgenden Beschreibung nicht ausdrücklich ausgeschlossen ist.
FIG. 1 zeigt ein Beleuchtungssystem 1 , bei dem ein Betriebsgerät 2 nach einem Ausführungsbeispiel LEDs 3 mit Energie versorgt. Das Betriebsgerät 2 kann als LED-Konverter ausgestaltet sein. Der LED-Konverter 2 kann als Konstantstromquelle ausgebildet sein. Der LED-Konverter 2 kann so ausgestaltet sein, dass die Helligkeit der LEDs 3 über Befehle, die beispielsweise über einen Bus 4 oder drahtlos übertragen werden, einstellbar ist. Der LED-Konverter 2 kann eine entsprechende Schnittstelle zur Kommunikation mit einem zentra- len Steuergerät umfassen und eingerichtet sein, um über die Schnittstelle Dimmbefehle zu empfangen und um über die Schnittstelle Informationen über den Betriebszustand des LED-Konverters 2 und/oder der LEDs 3 auszugeben.
Der LED-Konverter 2 kann als SELV-Gerät ausgestaltet sein, bei der eine pri- märseitige Schaltung (beispielsweise eine nicht-SELV-Seite) und eine sekun- därseitige Schaltung (beispielsweise eine SELV-Seite) galvanisch getrennt sind. Der LED-Konverter 2 kann einen AC/DC-Wandler 10 umfassen. Der AC/DC-Wandler 10 kann eingerichtet sein, um eingangsseitig mit einer Netzspannung gekoppelt zu werden. Der AC/DC-Wandler 10 kann als so genannte Glättungsschaltung oder Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur (PFC) ausgestaltet sein. Der AC/DC-Wandler 10 stellt eine Busspannung Vbus an einen Wandler bereit, der eine eingangs- bzw. primärseitige Schaltung 11 und eine davon galvanisch getrennte ausgangs- bzw. sekundärseitige Schaltung 13 aufweist. Eine galvanische Trennung wird durch einen Transformator 12 oder anderen Umsetzer erreicht.
Der LED-Konverter 2 ist so ausgestaltet, dass eine vom LED-Konverter 2 an die LEDs bereitgestellte Stromstärke auf einen Sollwert geregelt wird. Die Regelung erfolgt dabei basierend auf einer in der primärseitigen Schaltung 1 1 er- fassten Regelgröße, die insbesondere ein Peakstrom durch einen Widerstand oder eine zu diesem Peakstrom proportionale Größe sein kann. Zusätzlich zum Ausgansstrom kann auch eine Ausgangsleistung eingestellt werden. Zur Regelung des Ausgansstroms abhängig von der in der primärseitigen Schaltung er- fassten Regelgröße ist die Steuereinrichtung 14 entsprechend mit der primärseitigen Schaltung 11 gekoppelt, um die Regelgröße oder Informationen über einen Vergleich der Regelgröße mit einer Referenz zu empfangen. Die Steuereinrichtung 14 steuert eine Halbbrückenschaltung der primärseitigen Schaltung 1 1 abhängig von dem Vergleich der Regelgröße mit der Referenz. Die Steuer- einrichtung 14 kann insbesondere eine Frequenz, mit der zwei Schalter der Halbbrückenschaltung geschaltet werden, abhängig von dem Vergleich der Regelgröße mit der Referenz ändern. Die Steuereinrichtung 14 kann zusätzlich weitere Funktionen erfüllen, wie die Anpassung der Referenz abhängig von einem Dimmbefehl, die Erkennung der mit dem LED-Konverter 2 verbundenen Last, insbesondere zur Erkennung einer Anzahl von LEDs oder der Ausgangsleistung, und/oder die Erkennung von Fehlerzuständen. Derartige Funktionen und Ausgestaltungen werden unter Bezugnahme auf FIG. 2-10 näher beschrieben. Die Steuereinrichtung 14 kann auch mit dem AC/DC-Wandler gekoppelt sein, um beispielsweise die Busspannung anzupassen.
Wie in FIG. 1 schematisch dargestellt ist, kann bei dem LED-Konverter 2 der Ausgansstrom, der an die LEDs 3 bereitgestellt wird, geregelt werden, ohne dass dafür eine Messung auf der SELV-Seite durchgeführt werden muss und/oder ohne dass ein entsprechendes Messergebnis über die SELV-Barriere zurückgeführt werden muss. Die Steuereinrichtung 14 ist so eingerichtet, dass sie abhängig von einem primärseitig gemessenen Peakstrom wenigstens eine Komponente der primärseitigen Schaltung 1 steuert, um den Ausgangsstrom, der von dem Betriebsgerät 2 an die LEDs 3 bereitgestellt wird, auf einen gewünschten Wert zu regeln.
FIG. 2 ist ein Schaltbild eines Wandlers 19 nach einem Ausführungsbeispiel. Der Wandler 19 umfasst eine primärseitige Schaltung 20 und eine sekundärsei- tige Schaltung 30. Es liegt Potentialtrennung zwischen der primärseitigen Schaltung 20 und der sekundärseitigen Schaltung 30 vor. Zur Trennung kann ein Transformator mit einer Primärspule 28 und einer Sekundärspule 29 vorgesehen sein. Der Transformator weist eine Hauptinduktivität auf, die auch als eine der Induktivitäten eines LLC-Resonanzkreises wirken kann. Diese ist in der FIG. 2 symbolisch als zweite Induktivität 26 dargestellt. Der Wandler 19 kann bei dem LED-Konverter 2 oder bei einem anderen Betriebsgerät zum Betreiben von LEDs verwendet werden, um die Funktionen der in FIG. 1 dargestellten primärseitigen Schaltung 1 1 , der galvanischen Trennung 12 und der sekundärseitigen Schaltung 13 zu erfüllen. Der Wandler 19 wirkt als DC/DC- Wandler. Die primärseitige Schaltung 20 kann ein nicht-SELV-Bereich sein und die sekundärseitige Schaltung 30 kann ein SELV-Bereich sein, die durch eine SELV-Barriere 39 getrennt sind.
Die primärseitige Schaltung 20 umfasst einen LLC-Resonanzkreis, der als Serienresonanzkreis ausgestaltet ist. Der LLC-Resonanzkreis weist eine erste Induktivität 25, eine zweite Induktivität 26 und eine Kapazität 27 in einer Serienschaltung auf. Die zweite Induktivität 26 ist wie gesagt die Streuinduktivität der Primärspule 28. Das zweite induktive Element 26 repräsentiert wie gesagt die Hauptinduktivität der Primärspule 28 des Transformators. Das zweite induktive Element 26 kann die Haupt-Induktivität des Resonanzkreises sein, deren Induktivität größer als die erste Induktivität 25 ist. Auch die erste Induktivität 25 kann in den Transformator integriert sein und beispielsweise eine Streuinduktivität sein. Alternativ kann auch eine zusätzliche Induktivität zusätzlich zu der Primärspule 28 des Transformators angeordnet werden und auch als eine der zwei Induktivitäten des LLC-Resonanzkreises wirken. Andere Ausgestaltungen des LLC-Resonanzkreises sind ebenfalls möglich. Beispielsweise kann die Kapazität 27 zwischen die erste Induktivität 25 und die zweiten Induktivität 26 geschaltet sein.
Die primärseitige Schaltung 20 umfasst eine Halbbrückenschaltung mit einem ersten Schalter 21 , der ein Leistungsschalter sein kann, und einem zweiten Schalter 22, der ein Leistungsschalter sein kann. Der erste Schalter 21 und der zweite Schalter 22 können identisch sein, und die Halbbrückenschaltung kann als symmetrische Halbbrückenschaltung ausgebildet sein. Ein Shunt- Widerstand 23 ist mit dem ersten Schalter 21 und dem zweiten Schalter 22 in Serie geschaltet. Der Resonanzkreis ist mit einem Knoten zwischen dem ersten Schalter 21 und dem zweiten Schalter 22 verbunden. Der Resonanzkreis ist mit der Mitte der Halbbrückenschaltung zwischen den zwei Schaltern 21 und 22 verbunden. Ein erster Anschluss der ersten Induktivität 25 des Resonanzkrei- ses kann mit dem Knoten zwischen dem ersten Schalter 21 und dem zweiten Schalter 22 der Halbbrückenschaltung verbunden sein. Ein zweiter Anschluss der ersten Induktivität 25 kann mit einem ersten Anschluss der zweiten Induktivität 26 des Resonanzkreises verbunden sein. Ein zweiter Anschluss der zweiten Induktivität 26 des Resonanzkreises kann mit einem ersten Anschluss der Kapazität 27 verbunden sein.
Im Betrieb des Wandlers 19 steuert die Steuereinrichtung 14 den ersten Schalter 21 und den zweiten Schalter 22. Dabei kann jeder der Schalter jeweils mit derselben vorgegebenen Frequenz ein- und ausgeschaltet werden. Die Steu- ereinrichtung 14 steuert den ersten Schalter 21 und den zweiten Schalter 22 so, dass immer nur einer der beiden Schalter leitend geschaltet ist. Der erste Schalter 21 und der zweite Schalter 22 werden von der Steuereinrichtung 14 wechselseitig getaktet betrieben. Die Totzeit zwischen dem Ausschalten eines Schalters und dem Einschalten des jeweils anderen Schalters kann klein sein, insbesondere viel kleiner als das Inverse der Schaltfrequenz.
FIG. 3 zeigt schematisch den Zustand des ersten Schalters 21 in Kurve 41 und den Zustand des zweiten Schalters 22 in Kurve 42, wie er von der Steuereinrichtung 14 eingestellt wird. Ein Zeitintervall 40 zwischen zwei steigenden Flan- ken der an die Schalter von der Steuereinrichtung 14 angelegten Gatespannung ist von der Schaltfrequenz abhängig, die allgemein auf die Resonanzfrequenz des LLC-Schwingkreises abgestimmt sein kann. Die Frequenz, mit der der erste Schalter 21 und der zweite Schalter 22 geschaltet werden, kann von der Steuereinrichtung 14 verändert werden, um einen an einem Ausgang 35 des Wandlers für eine Last 5 bereitgestellten Strom auf einem bestimmten Sollwert zu regeln. Die Steuereinrichtung 14 kann so eingerichtet sein, dass die Frequenz, mit der der erste Schalter 21 und der zweite Schalter 22 geschaltet werden, abhängig von einem Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 eingestellt wird, wie noch näher beschrieben werden wird. Wie in FIG. 2 dargestellt, weist die sekundärseitige Schaltung 30 einen der Sekundärspule 29 nachgeschalteten Gleichrichter auf, der beispielsweise durch eine erste Diode 31 und eine zweite Diode 32 gebildet sein kann. Eine Mitte der Sekundärspule 29 kann mit einem Ausgang der sekundärseitigen Schaltung gekoppelt sein. Enden der Sekundärspule 29 können über die Dioden 31 und 32 mit dem Ausgang 35 gekoppelt sein. Zur Glättung des Ausgangsstroms kann ein induktives Element 33, beispielsweise eine Spule, vorgesehen sein, durch das dem Ausgang 35 Strom zugeführt wird. Ein Kondensator 34 kann zwischen die Ausgänge des Gleichrichters geschaltet sein. Der Kondensator 34 kann eine verhältnismäßig kleine Kapazität aufweisen. Durch die Ausgestaltung der sekundärseitigen Schaltung 30 mit dem induktiven Element 33 kann der Wandler 19 als Konstantstromquelle bzw. FCC-Gerät betrieben werden. Eine mit dem Ausgang 35 verbundene Last 5 kann ein LED, eine LED-Strecke mehrere LEDs oder mehrere LED-Strecken umfassen. Die LEDs können in ein LED-Modul integriert sein.
Eine Regelung des Ausgangsstroms am Ausgang 35 des Wandlers 19 erfolgt abhängig von einem primärseitig gemessenen Peakstrom und durch Steuerung der primärseitigen Schalter der Halbrückenschaltung. Um den Ausgangsstrom auf den Sollwert zu regeln, ist es nicht erforderlich, in der sekundärseitigen Schaltung 30 Schalter und/oder eine Auswertelogik für einen Regelschritt vorzusehen. Wie in FIG. 2 dargestellt, kann die sekundärseitige Schaltung 30 so ausgestaltet sein, dass sie keine Auswertelogik für einen Regelschritt umfasst. Darüber hinaus ist kein Isolator erforderlich, um eine Regelgröße über die SELV-Barriere zu übertragen.
Als Regelgröße kann der Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 verwen- det werden. Der Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 steht bei dem Wandler 19 in einer bekannten Beziehung zu dem Ausgangsstrom an dem Ausgang 35 des Wandlers. Entsprechend kann der Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23, der primärseitig erfassbar ist, verwendet werden, um den Ausgangsstrom des Wandlers 19 zu regeln und den Wandler 19 als FCC-Gerät zu betreiben. Abhängig von der primärseitig erfassten Regelgröße kann die Halbbrücke entsprechend angesteuert werden, um den Ausgangsstrom zu regeln. Es ist nicht erforderlich, zur Regelung des Ausgangsstroms sekundärsei- tige Schalter vorzusehen.
Der Wandler 19 kann so eingerichtet sein, dass der Peakstrom ipeak durch den Shunt-Wid erstand 23 mit einer Referenz ref verglichen wird. Dazu kann ein Komparator 24 vorgesehen sein. Einem ersten Eingang des Komparators 24 wird ein Signal zugeführt, das proportional zu einem Strom durch den Shunt- Widerstand ist. Einem zweiten Eingang des Komparators wird die Referenz ref zugeführt. Die Referenz ref kann beispielsweise von der Steuereinrichtung 14 erzeugt werden. Ein Ausgangssignal ipeak_cmp des Komparators 24 kann anzeigen, ob der Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 die Referenz ref übersteigt. Abhängig davon, ob der Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 die Referenz ref übersteigt, kann die Steuereinrichtung 14 die Frequenz anpassen, mit der der erste Schalter 21 und der zweite Schalter 22 geschaltet werden. Die Regelung des Ausgangsstroms des Wandlers 19 erfolgt abhängig von dem primärseitig erfassten Peakstrom ipeak und durch Ansteuerung der Halbbrückenschaltung in der primärseitigen Schaltung. Ein Vergleich zwischen dem primärseitig erfassten Peakstrom ipeak und der Referenz ref kann mit einem geringen schaltungstechnischen Aufwand unter Verwendung des Komparators 24 durchgeführt werden.
Die Anpassung der Frequenz, mit der der erste Schalter 21 und der zweite Schalter 22, geschaltet werden, kann von der Steuereinrichtung 14 durch Verwendung vorgegebener Frequenz- oder Zeitinkremente und/oder kennfeld basiert erfolgen. Die Steuereinrichtung 14 kann als integrierte Halbleiterschaltung ausgestaltet sein, die eine anwendungsspezifische Spezialschaltung sein kann. Die Steuereinrichtung 14 kann insbesondere als ASIC („Application Specific Integrated Circuit") ausgestaltet sein. Die Steuereinrichtung 14 kann auch als programmierbare Schaltung ausgestaltet sein, die durch Firmware oder Software so programmiert ist, dass sie die Steuerung der Halbbrückenschaltung abhängig von dem Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 anpasst. Bei einer Ausgestaltung des Wandlers 9 kann die Steuereinrichtung 14 die Halbbrückenschaltung abhängig von einem Vergleich des primärseitig erfass- ten Peakstroms mit einer vorgegebenen, festen Referenz steuern. Bei weiteren Ausführungsbeispielen kann die Steuereinrichtung 14 die Referenz verändern, um zusätzliche Funktionen zu erfüllen, beispielweise um eine Welligkeit des Ausgangsstroms zu verringern, einen Dimmbefehl umzusetzen und/oder lastabhängige Veränderungen des Ausgangsstroms zu kompensieren.
FIG. 4 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens 50, das von der Steuereinrich- tung 14 zum Steuern eines Wandlers durchgeführt werden kann. Der Wandler kann als Wandler nach einem Ausführungsbeispiel ausgestaltet sein. Der Wandler weist eine primärseitige Schaltung und eine davon galvanisch getrennte sekundärseitige Schaltung auf. Die primärseitige Schaltung kann beispielsweise ein nicht-SELV-Bereich des Wandlers sein und die sekundärseitige Schaltung kann der SELV-Bereich des Wandlers sein.
Bei 51 wird ein Peakstrom in der primärseitigen Schaltung erfasst. Der Peakstrom kann der Peakstrom durch einen Shunt-Widerstand sein, der mit Schaltern einer Halbbrückenschaltung in Serie geschaltet ist. Bei 52 wird der Peakstrom mit einer Referenz verglichen. Dabei kann ermittelt werden, ob der Peakstrom die Referenz übersteigt. Bei 53 wird die Halbbrückenschaltung basierend auf einem Ergebnis des Vergleichs gesteuert. Dabei kann eine Frequenz, mit der der Halbbrückenschaltung getaktet geschaltet werden, selektiv abhängig davon angepasst werden, ob der Peakstrom die Referenz übersteigt. Die Schritte 51 -53 können wiederholt werden.
Wenn ein oder mehrere Regelzyklen mit Schritten 51 -53 durchlaufen wurden, kann bei 54 überprüft werden, ob ein Kriterium für die Änderung der Referenz erfüllt ist. Es können mehrere Kriterien verwendet werden, bei denen jeweils die Referenz geändert wird. Beispielsweise kann die Referenz abhängig von der Busspannung, die die primärseitige Schaltung versorgt, geändert werden. Die Referenz kann insbesondere gemäß einer Welligkeit der Busspannung geändert werden, um eine Welligkeit des Ausgangsstroms zu verringern. Alternativ oder zusätzlich kann die Referenz in Abhängigkeit von einem Dimmbefehl, den die Steuereinrichtung 14 empfängt, geändert werden, um den Ausgangsstrom auf einen neuen festen Wert einzustellen und so die Helligkeit der versorgten LEDs zu ändern. Alternativ oder zusätzlich kann zumindest in gewissen Betriebszuständen, beispielsweise beim Starten des Wandlers, abhängig von einer primärseitig erfassten Messgröße die Last bestimmt werden, die mit dem Ausgang des Wandlers verbunden ist. Die Referenz kann abhängig von der Last verändert werden, um lastabhängige Änderungen des Ausgangsstroms zu verringern. Falls bei Schritt 54 ermittelt wird, dass die Referenz nicht geändert werden soll, kehrt das Verfahren zu Schritt 51 zurück. Es kann erneut ein Regelzyklus oder es können mehrere Regelzyklen durchlaufen werden. Falls bei Schritt 54 ermittelt wird, dass die Referenz geändert werden soll, wird bei Schritt 55 die Referenz entsprechend geändert. Die Referenz kann beispielsweise abhängig von einem empfangenen Dimmbefehl geändert werden. Dazu kann die Steuereinrichtung 14 einen empfangenen Helligkeitswert unter Verwendung eines Kennfelds, beispielsweise einer Lookup-Tabelle, und/oder anderweitig rechnerisch in einen neuen Wert für die Referenz umsetzen. Das Verfahren kehrt zu Schritt 51 zurück, wobei im nächsten Regelzyklus der neue Wert der Referenz verglichen wird.
Um eine Anpassung der Referenz abhängig von der Busspannung und/oder abhängig von einer Last, die mit dem Ausgang des Wandlers gekoppelt ist, durchzuführen, kann die primärseitige Schaltung des Wandlers entsprechende Größen erfassen und an die Steuereinrichtung 14 bereitstellen.
FIG. 5 ist ein Schaltbild eines Wandlers 59 nach einem weiteren Ausführungsbeispiel. Elemente oder Einrichtungen, die in Ausgestaltung und Funktion Elementen oder Einrichtungen entsprechen, die bereits unter Bezugnahme auf FIG. 1 -4 beschrieben wurden, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
Der Wandler 59 weist eine primärseitige Schaltung 60 mit einer getaktet betriebenen Halbbrückenschaltung und einem LLC-Resonanzkreis auf. Die Steuereinrichtung 14 ist so ausgestaltet, dass sie die Steuerung der Halbbrücken- Schaltung abhängig von einem primärseitig erfassten Peakstrom durchführt, um den Ausgangsstrom des Wandlers 59 zu regeln. Die Referenz kann dabei abhängig von der Busspannung Vbus und/oder abhängig von einer Last, die mit dem Ausgang des Wandlers verbunden ist, eingestellt werden.
Ein Wert vbus der Busspannung Vbus wird der Steuereinrichtung 14 über einen D/A-Wandler 62 zugeführt werden. Hochfrequentes Rauschen der Busspannung kann durch einen Kondensator 61 oder einen beispielsweise auch durch ein RC-Glied (Widerstand und Kondensator) als Tiefpass geglättet werden. Die Kapazität des Kondensators 61 ist so gewählt, dass die eine mit einer Frequenz von beispielsweise 100 Hz oszillierende Welligkeit (auch als Spannungs- „Ripple" bezeichnet) der Busspannung durch den Kondensator 61 nicht herausgefiltert und im Signal vbus an die Steuereinrichtung 14 bereitgestellt wird, d.h. die Grenzfrequenz der entsprechenden Tiefpassfilters liegt höher als die Frequenz der Spannungs-„Ripple", die der Versorgungsspannung aufgeprägt sind. Die Steuereinrichtung 14 kann den Wert vbus der Busspannung mit einer Rate abfragen, die größer als die Frequenz der Welligkeit der Busspannung ist. Die Steuereinrichtung 14 kann die Referenz zeitlich veränderlich, insbesondere mit der Periode der Welligkeit der Busspannung, ändern, um die Welligkeit des Ausgangsstroms zu verringern. Eine Anpassung der Referenz, die dem Kom- parator zugeführt wird und mit der der Peakstrom verglichen wird, erfolgt mit einer Rate, die ebenfalls größer als die Frequenz der Welligkeit der Busspannung ist. Ein Wert iavg, der den gemittelten Strom durch den Shunt-Widerstand 23 repräsentiert, wird der Steuereinrichtung 14 über einen weiteren D/A-Wandler 65 zugeführt werden. Der Durchschnittswert des Stroms durch den Shunt- Widerstand 23 kann beispielsweise über einen Widerstand 63 und ein Tiefpassfilter mit einem Kondensator 64 erfasst werden. Der Durchschnittswert des Stroms durch den Shunt-Widerstand 23 kann der Steuereinrichtung 14 an einem anderen Anschluss zugeführt werden als das vom Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 abhängige Signal. Der gemittelte Strom durch den Shunt- Widerstand 23 hängt von der abgegebenen Leistung und somit von der Last ab, die mit dem Ausgang 35 des Wandlers gekoppelt ist. Eine Änderung der Last, beispielsweise ein Änderung der Anzahl von versorgten LEDs, führt bei vorgegebener Busspannung Vbus zu einer Änderung des gemittelten Stroms durch den Shunt-Widerstand 23, die in bekannter Beziehung mit der Last am Ausgang steht. Dies erlaubt, auch die Last bzw. Änderungen der Last primär- seitig zu erkennen. Die Referenz, die dem Komparator 24 zugeführt wird und mit der der Peakstrom verglichen wird, kann abhängig von der Last angepasst werden. Dazu kann beispielsweise ein linearisiertes Modell, das lastabhängige die Änderung des Ausgangsstroms angibt, und/oder ein Tabellenaufruf verwendet werden, um zu ermitteln, welche Anpassung der Referenz erforderlich ist, um lastabhängige Änderung des Ausgangsstroms zu reduzieren. Die lastabhängige Änderung des Ausgangsstroms, die ohne Kompensation, beispielsweise abhängig von der Anzahl von versorgten LEDs, resultieren würde, ist bekannt und theoretisch verstanden. Die funktionale Abhängigkeit des Ausgangsstroms von der Last ohne Kompensation kann verwendet werden, um entsprechende Änderungen der Referenz als Funktion der Last zu definieren, die die lastabhängigen Änderungen des Ausgangsstroms im Vergleich zum nicht kompensierten Verhalten verringern.
Die Steuereinrichtung 14 kann den Wert iavg, der zum gemittelten Strom durch den Shunt-Widerstand 23 proportional ist, auch für andere Funktionen verwenden. Beispielsweise kann die Steuereinrichtung 14 Informationen über die Last, wie sie im gemittelten Strom iavg detektiert werden, an ein zentrales Steuergerät übermitteln. Alternativ oder zusätzlich kann die Steuereinrichtung 14 abhängig von dem gemittelten Strom iavg einen Fehlerzustand erkennen. Der Fehler- zustand kann beispielsweise einem Kurzschluss oder einer offenen Schaltung am Ausgang des Wandlers entsprechen. Die Steuereinrichtung 14 kann einen entsprechenden Fehler-Betriebszustand einleiten, beispielsweise durch Ausgabe eines Fehlersignals und/oder Aktivierung eines Sicherheitsmodus und/oder Abschaltung.
Zusätzlich zu den Werten, die die Busspannung und die Last repräsentieren, kann die Steuereinrichtung 14 auch Helligkeitsbefehle erhalten und die Referenz, mit der der Peakstrom verglichen wird, abhängig von den Helligkeitsbefehlen anpassen. FIG. 6 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens 70, das von der Steuereinrichtung 14 ausgeführt werden kann. Wie unter Bezugnahme auf FIG. 6 erläutert werden wird, kann die Anpassung der Referenz auf unterschiedlichen zeitlichen Ebenen oder Zeithorizonten erfolgen. Eine lastabhängige Änderung der Referenz kann beispielsweise nur selten, z.B. immer beim Starten des Betriebsgeräts mit dem Wandler, durchgeführt werden. Ein Anpassen der Referenz abhängig von einem Dimmbefehl kann immer bei Empfangen eines Dimmbefehls durchgeführt werden. Mit einer Rate, die größer als eine Frequenz der Wellig- keit der Versorgungsspannung für die primäre Seite des Wandlers ist, kann die Referenz an die Welligkeit der Versorgungsspannung angepasst werden.
Bei 71 wird die Referenz an die Last angepasst, die mit dem Ausgang des Wandlers verbunden ist. Die Last kann beispielsweise beim Starten des Be- triebsgeräts mit dem Wandler abhängig von einem gemittelten Strom iavg durch einen Shunt-Widerstand erkannt werden. Schritt 71 kann in längeren Zeitabständen wiederholt werden. Dadurch kann beispielsweise der Ausfall einer LED erkannt und kompensiert werden. Bei 72 wird die Referenz abhängig von einem Dimmbefehl angepasst. Schritt 72 kann immer dann wiederholt werden, wenn ein neuer Dimmbefehl empfangen wird.
Bei 73 wird die Referenz abhängig von dem momentan Wert der Versorgungs- Spannung der primären Seite angepasst. Dadurch kann eine Welligkeit des Ausgangsstroms, der durch eine Welligkeit der Versorgungsspannung hervorgerufen wird, mit einer vorwärts-Korrektur vorab korrigiert werden. Schritt 73 kann mit einer Rate ausgeführt werden, die größer als die Frequenz der Span- nungs-„Ripple" in der Versorgungsspannung ist, beispielsweise größer als 100 Hz.
Bei 74 kann ein Regelschritt oder können mehrere Regelschritte durchgeführt werden. Dabei wird jeweils abhängig von einem Vergleich des primärseitigen Peakstroms mit der Referenz die Halbbrückensteuerung angepasst. Beispiels- weise kann die Frequenz, mit der die Schalter der Halbbrücke geschaltet werden, geändert werden, wenn der Peakstrom die Referenz übersteigt.
Bei 75 wird überprüft, ob ein neuer Dimmbefehl empfangen wird. Falls ein neu- er Dimmbefehl empfangen wird, kehrt das Verfahren zu Schritt 72 zurück. Andernfalls kehrt das Verfahren zu Schritt 73 zurück.
FIG. 7 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Korrektur der Spannungs- .Ripple" bzw. Welligkeit der Versorgungsspannung, mit der eine Welligkeit des Ausgangsstroms verringert werden kann.
Wie auf der linken Seite von FIG. 7 dargestellt ist, weist die Versorgungsspannung der primären Seite eine Welligkeit 81 auf. Die Spannung kann mit einer zeitlichen Periode 80 schwanken. Die Frequenz kann beispielsweise 100 Hz entsprechen. Eine derartige Welligkeit kann der von dem AC/DC-Wandler 10 des Betriebsgeräts 2 von FIG. 1 gelieferten Busspannung aufgeprägt sein. Wird die Referenz ref konstant gehalten, kann die Welligkeit der Versorgungsspannung der primären Seite des Wandlers zu einer Welligkeit des Ausgangsstroms 82 führen.
Falls, wie auf der rechten Seite von FIG. 7 dargestellt, die Referenz 85 gemäß der Welligkeit der Versorgungsspannung zeitabhängig angepasst wird, kann der Ausgangsstrom 84 des Wandlers eine Welligkeit aufweisen, deren Amplitude kleiner als im Fall einer konstanten Referenz ist. Zur entsprechenden zeit- abhängigen Anpassung der Referenz kann die Referenz jeweils nach einem Zeitraum verändert werden, der klein im Vergleich zur Periodendauer 80 der Welligkeit der Versorgungsspannung ist. Die Versorgungsspannung kann kontinuierlich oder quasi-kontinuierlich überwacht werden, und die Referenz kann jeweils entsprechend angepasst werden.
FIG. 8 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Kompensation von lastabhängigen Änderungen des Ausgangsstroms. FIG. 8 zeigt den zeitlich gemittelten Ausgangsstrom lout_mean in Prozent, normiert auf einen Sollwert, für unterschiedliche Zahlen von LEDs, die ein Beispiel für unterschiedliche Ausgangsleistungen bzw. Lasten sind, die mit dem Wandler versorgt werden.
Die linke Seite von FIG. 8 zeigt den Fall, in dem keine lastabhängige Kompensation vorgenommen wird. Falls ausgehend von einem Beleuchtungssystem mit sechzehn LEDs die Anzahl von LEDs verringert wird, führt dies zu einer Änderung des gemittelten Ausgangsstroms des Wandlers, mit dem die LEDs versorgt werden. Die entsprechende Änderung weist eine funktionale Abhängigkeit 87 auf. Bei dem dargestellten Fall kann eine Schwankung des gemittelten Ausgangsstroms von bis zu 4 % beobachtet werden.
Die rechte Seite von FIG. 8 zeigt den Fall, in dem die Steuereinrichtung primär- seitig die Last erkennt, beispielsweise aus dem gemittelten Strom durch den Shunt-Widerstand, und eine lastabhängige Kompensation durchführt. Für die auf der rechten Seite von FIG. 8 dargestellten Daten wurde eine Kompensation basierend auf einem linearisierten Modell durchgeführt. Die Referenz kann abhängig von dem gemittelten Strom durch den Shunt-Widerstand um einen Wert erhöht oder erniedrigt werden, der von dem gemittelten Strom durch den Shunt-Widerstand abhängt. Neben einem linearisierten Modell, bei dem die Änderung der Referenz linear von dem gemittelten Strom durch den Shunt- Widerstand abhängt, kann zur weiteren Reduzierung von lastabhängigen Einflüssen des Ausgangsstroms auch ein Kennfeld oder mehrere Kennfelder verwendet werden. Wie auf der rechten Seite von FIG. 8 dargestellt, führt bereits eine Kompensation basierend auf einem linearisierten Modell zu einer Verringerung lastabhängiger Effekte im Ausgangsstrom.
Weitere Abwandlungen des Wandlers und der Verfahren können bei weiteren Ausführungsbeispielen realisiert sein. Beispielhaft werden unter Bezugnahme auf FIG. 9 und FIG. 10 zwei weitere Wandler nach Ausführungsbeispielen beschrieben, wobei Elemente, die in Ausgestaltung und Funktion Elementen ent- sprechen, die unter Bezugnahme auf FIG. 1-8 beschrieben wurden, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind.
FIG. 9 zeigt einen Wandler 89 nach einem weiteren Ausführungsbeispiel, der eine primärseitige Schaltung 90 und eine sekundärseitige Schaltung 30 auf- weist. Bei dem Wandler 89 wird das den Peakstrom durch den Shunt- Widerstand 23 anzeigende Signal nicht mit einem analogen Referenzsignal verglichen. Informationen über die Stromstärke durch den Shunt-Widerstand 23 werden der Steuereinrichtung 14 über den A/D-Wandler 91 zugeführt. Die Steuereinrichtung 14 kann rechnerisch überprüfen, ob der Peakstrom durch den Shunt-Widerstand 23 eine Referenz übersteigt. Die Referenz ist hierbei ein digitaler Referenzwert, der von der Steuereinrichtung 14 verwaltet wird. Anders als bei den Wandlern von FIG. 2 und FIG. 5 muss kein analoges Referenzsignal erzeugt werden.
Die Anpassung und/oder Änderung der Referenz kann von der Steuereinrichtung 14 wie unter Bezugnahme auf FIG. 1 -8 beschrieben durchgeführt werden.
FIG. 10 zeigt einen Wandler 99 nach einem weiteren Ausführungsbeispiel, der eine primärseitige Schaltung 100 und eine sekundärseitige Schaltung 30 aufweist. Bei dem Wandler 99 weist die primärseitige Schaltung 100 die Halbbrückenschaltung mit getaktet betriebenen Schaltern 21 , 22 auf. Bei dem LLC- Resonanzkreis des Wandlers 99 dient die Primärspule 28 des Transformators gleichzeitig als die größere der Induktivitäten des LLC-Resonanzkreises.
Während Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben wurden, können Abwandlungen bei weiteren Ausführungsbeispielen realisiert werden. Beispielsweise kann eine Regelung des Ausgangsstroms des Wandlers, der als FCC-Gerät ausgestaltet ist, auch abhängig von einer ande- ren primärseitig erfassten Regelgröße durchgeführt werden. Während die Verwendung des Peakstroms durch den Shunt-Widerstand als Regelgröße mit einem geringen schaltungstechnischen Aufwand realisiert werden kann, kann beispielsweise auch ein separater, weiterer Widerstand verwendet werden, der beispielsweise in die Halbbrückenschaltung integriert sein kann. Der Peakstrom durch diesen weiteren Widerstand kann als Regelgröße verwendet werden, um den Ausgangsstrom des Wandlers auf einen Sollwert zu regeln.
Während Ausführungsbeispiele beschrieben wurden, bei denen ein Lasterkennung abhängig von einem Durchschnittswert des Stroms durch den Shunt- Widerstand durchgeführt wurde, kann die Lasterkennung auch abhängig von anderen, insbesondere primärseitig erfassten, Größen durchgeführt werden.
Während Ausführungsbeispiele beschrieben wurden, bei denen die Steuerein- richtung die Referenz basierend auf unterschiedlichen Größen, beispielsweise der Welligkeit der Busspannung und der erkannten Last, und auf unterschiedlichen zeitlichen Horizonten anpassen kann, kann beispielsweise auch nur eine Anpassung der Referenz abhängig von der Welligkeit der Versorgungsspannung oder nur eine Anpassung der Referenz abhängig von der erkannten Last erfolgen.
Induktivitäten und Kapazitäten können jeweils durch entsprechende induktive bzw. kapazitive Elemente gebildet werden. Es ist jedoch auch möglich, dass kleinere Induktivitäten, beispielsweise die kleinere Induktivität des LLC- Resonanzkreises, als Streuinduktivität ausgebildet sind.
Wandler und Verfahren nach Ausführungsbeispielen können insbesondere zur Energieversorgung von LEDs eingesetzt werden.

Claims

P A T E N T A N S P R Ü C H E 1. Wandler mit Potentialtrennung, der zur Versorgung eines Leuchtmittels (3; 5) eingerichtet ist, umfassend:
eine primärseitige Schaltung (20; 60; 90; 100) mit einer Halbbrückenschaltung, die zwei wechselseitig getaktete Schalter (21 , 22) aufweist, und mit einem Resonanzkreis (25-27; 25, 26, 28), der mit einem Knoten zwischen den zwei Schaltern (21 , 22) gekoppelt ist, wobei der Resonanzkreis (25-27; 25, 26, 28) einen LLC-Resonanzkreis (25-27; 25, 26, 28) umfasst,
eine sekundärseitige Schaltung (30) mit einem Ausgang (35) zur Energieversorgung des Leuchtmittels (3; 5), und
eine Steuereinrichtung (14), die eingerichtet ist, um die Halbbrücken- schaltung abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung (20; 60; 90; 100) erfassten Regelgröße (ipeak) zu steuern, um eine von der sekundärseitigen Schaltung (30) an das Leuchtmittel (3; 5) bereitgestellte Stromstärke auf einen Sollwert zu regeln.
2. Wandler nach Anspruch 1 ,
wobei die Steuereinrichtung ( 4) eingerichtet ist, um eine Frequenz, mit der die zwei Schalter (21 , 22) der Halbbrückenschaltung geschaltet werden, abhängig von der erfassten Regelgröße (ipeak) einzustellen, um die von der sekundärseitigen Schaltung (30) an das Leuchtmittel (3; 5) bereitgestellte Stromstärke auf den Sollwert zu regeln.
3. Wandler nach Anspruch 1 oder Anspruch 2,
wobei die Steuereinrichtung (14) eingerichtet ist, um die Halbbrückenschaltung abhängig von einem Vergleich der Regelgröße (ipeak) mit einer Referenz (ref) zu steuern.
4. Wandler nach Anspruch 3,
wobei der Wandler einen mit der Steuereinrichtung (14) gekoppelten Kompara- tor (24) zum Vergleichen der Regelgröße (ipeak) mit der Referenz (ref) um- fasst.
5. Wandler nach Anspruch 3 oder Anspruch 4,
wobei die primärseitige Schaltung (20; 60; 90; 100) eingerichtet ist, um Informationen (vbus) über eine Versorgungsspannung (Vbus; 83) der primärseitigen Schaltung (20; 60; 90; 100) an die Steuereinrichtung (14) bereitzustellen, und wobei die Steuereinrichtung (14) eingerichtet ist, um die Referenz (ref; 85) abhängig von den Informationen (vbus; 83) über die Versorgungsspannung zu ändern,
6. Wandler nach Anspruch 5,
wobei die Steuereinrichtung (14) eingerichtet ist, um die Referenz (ref; 85) abhängig von einer Welligkeit der Versorgungsspannung (Vbus; 83) zeitabhängig, insbesondere periodisch, zu ändern.
7. Wandler nach einem der Ansprüche 3-6,
wobei die Steuereinrichtung (14) eingerichtet ist, um die Referenz (ref) abhängig von einem Dimmbefehl zu ändern.
8. Wandler nach einem der Ansprüche 3-7,
wobei die Steuereinrichtung (14) eingerichtet ist, um abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung (20; 60; 90; 100) erfassten Messgröße (iavg) Informationen über eine Last (3; 5), die mit dem Ausgang (35) der sekundärseitigen Schaltung (30) verbunden ist, zu ermitteln.
9. Wandler nach Anspruch 8,
wobei die Steuereinrichtung (14) eingerichtet ist, um abhängig von der Mess- größe (iavg) eine Änderung einer Anzahl von LEDs, die mit dem Ausgang der sekundärseitigen Schaltung (30) verbunden sind, zu detektieren.
10. Wandler nach Anspruch 8 oder 9,
wobei die Steuereinrichtung (14) eingerichtet ist, um abhängig von der Messgröße (iavg) wenigstens eine der folgenden Aktionen auszuführen:
- Anpassen der Referenz (ref) abhängig von der Messgröße (iavg) zur Kompensation lastabhängiger Helligkeitsänderungen;
- Leistungsbegrenzung; - Fehlerdetektion zur Einleitung eines Fehlermodus;
- Erzeugen eines Signals in Abhängigkeit von der Messgröße (iavg) und Ausgaben des Signals an einen Signalbus (4).
1 1. Wandler nach einem der Ansprüche 8-10,
wobei die Regelgröße (ipeak) proportional zu einem Peakwert eines Stroms in der primärseitigen Schaltung (20; 60; 90; 100) ist und die Messgröße proportional zu einem Durchschnittswert desselben Stroms in der primärseitigen Schaltung (20; 60; 90; 100) ist.
12. Wandler nach einem der Ansprüche 8-1 1 ,
wobei die primärseitige Schaltung (20; 60; 90; 100) einen Shunt-Widerstand (23) umfasst, der mit den Schaltern (21 , 22) der Halbbrückenschaltung in Serie geschaltet ist, wobei die Regelgröße (ipeak) proportional zu einem Peakstrom durch den Shunt-Widerstand (23) ist und die Messgröße (iavg) proportional zu einem Durchschnittswert des Stroms durch den Shunt-Widerstand (23) ist.
13. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei der Resonanzkreis (25-27; 25, 26, 28) ein induktives Element (25) und ein kapazitives Element (27) umfasst, die mit einer Primärspule (28) eines Transformators in Serie geschaltet sind.
14. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
wobei die sekundärseitige Schaltung (30) ein mit dem Ausgang (35) verbunde- nes weiteres induktives Element (33) umfasst.
15. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
welcher als Konstantstromquelle ausgestaltet ist.
16. LED-Konverter, umfassend
den Wandler (19; 59; 89; 99) nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
17. Verfahren zum Betreiben eines Wandlers (19; 59; 89; 99) für ein Leuchtmittel (3; 5), wobei der Wandler (19; 59; 89; 99) eine primärseitige Schal- tung (20; 60; 90; 100) und eine davon galvanisch getrennte sekundärseitige Schaltung (30) aufweist, wobei die primärseitige Schaltung (20; 60; 90; 100) eine Halbbruckenschaltung, die zwei wechselseitig getaktete Schalter (21 , 22) aufweist, und einen Resonanzkreis (25-27; 25, 26, 28), der mit einem Knoten zwischen den zwei Schaltern (21 , 22) gekoppelt ist, umfasst, wobei der Resonanzkreis (25-27; 25, 26, 28) einen LLC-Resonanzkreis (25-27; 25, 26, 28) umfasst, wobei das Verfahren umfasst:
Steuern der Halbbrückenschaltung abhängig von einer in der primärseitigen Schaltung (20; 60; 90; 100) erfassten Regelgröße (ipeak) derart, dass eine von der sekundärseitigen Schaltung (30) an das Leuchtmittel (3; 5) abgegebene Stromstärke auf einen Sollwert geregelt wird.
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