WO2012053264A1 - ドライバ回路 - Google Patents

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誠一郎 木原
仲嶋　明生
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シャープ株式会社
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    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Definitions

  • the present invention relates to a driver circuit, in particular, using a normally-on characteristic with a negative threshold voltage or a normally-off characteristic of a wide bandgap semiconductor such as GaN or SiC having a low threshold voltage of about 2 V as a switching element.
  • the present invention relates to a circuit for supplying a negative gate voltage for turning off the switching element when a half-bridge circuit is configured.
  • Wide band gap semiconductors typified by GaN and SiC have excellent characteristics such as high-speed switching and low on-resistance compared to silicon semiconductors.
  • devices using these wide band gap semiconductors exhibit normally-on characteristics in which drain current flows even when the gate voltage is 0 V, or normally-off characteristics in which the threshold voltage is as low as about 2 V. In order to turn it off, the gate voltage needs to be driven to a negative voltage, and a driver circuit that supplies the negative gate voltage is required.
  • Non-Patent Document 1 describes a buffer circuit that is driven with a negative gate bias voltage.
  • Patent Document 1 describes a semiconductor circuit for a switching element having a normally-on characteristic or a normally-off characteristic having a low threshold voltage.
  • Patent Document 1 a power supply circuit that generates a negative voltage to be supplied to a switching element on a high side (high voltage) side, and a power supply circuit that generates a negative voltage to be supplied to a switching element on a low side (low voltage) side are disclosed.
  • the high voltage side of the high side power supply circuit is connected to the + terminal of the high voltage power supply.
  • a control capacitor that has one end connected to the low voltage (negative voltage) side of the power circuit on the high side is provided, and the control circuit that controls on / off of the switching element is charged when the switching element is on. Operating power is supplied from the capacitor.
  • the power supply circuit an example is shown in which a current is supplied to a capacitor via another switching element, and a Zener diode is connected in parallel with the capacitor to constitute a negative voltage power supply.
  • Patent Document 2 discloses a power converter that uses a constant voltage diode (zener diode) to supply a negative voltage to a normally-on switching element on the high side.
  • a constant voltage diode zener diode
  • the high-side internal power supply circuit is configured by connecting the high-voltage side to the + terminal of the high-voltage power supply as described above. Therefore, it is necessary to use an insulated power source to prevent the short circuit. In addition, a power supply is required on each of the high side and the low side.
  • Patent Document 1 a high-side power supply is realized using a switching element, a capacitor, and a Zener diode.
  • a switching element a switching element
  • a capacitor a capacitor
  • a Zener diode a Zener diode
  • the constant voltage diode (zener diode) used in Patent Document 2 is also limited in the power supply voltage range that can be used due to the limitation of withstand voltage.
  • an object of the present invention is to realize a driver circuit capable of supplying a negative gate voltage necessary for driving a switching element without causing an increase in size and complexity of the circuit. .
  • a driver circuit comprises: A first transistor whose one end of the input / output terminal pair is connected to the first power supply voltage, and a second transistor whose one end of the input / output terminal pair is connected to the second power supply voltage lower than the first power supply voltage are connected in series.
  • a driver circuit for connecting and outputting a voltage at an intermediate node between the first transistor and the second transistor,
  • a first control that has a high-voltage side power supply terminal and a low-voltage side power supply terminal and outputs a first control signal for controlling on / off of the first transistor to the control terminal of the first transistor based on an input signal
  • a second control signal for controlling on / off of the second transistor based on an input signal, and having a circuit, a high-voltage power supply terminal, and a low-voltage power supply terminal.
  • Two control circuits, a switch element, and a capacitor for generating a power supply voltage to be supplied to the first control circuit The capacitor has one end connected to a third power supply voltage lower than the second power supply voltage via the switch element, and the other end connected to the other end of the input / output terminal of the first transistor, The voltage at one end of the capacitor is supplied to the low-voltage power supply terminal of the first control circuit, and the third power supply voltage is supplied to the low-voltage power supply terminal of the second control circuit,
  • the first control circuit turns off the first transistor
  • the first control circuit outputs a voltage supplied to the low-voltage power supply terminal of the first control circuit as the first control signal
  • the second control circuit The circuit outputs, as the second control signal, a voltage supplied to the low-voltage power supply terminal of the second control circuit when the second transistor is turned off.
  • the switching element is controlled to be in an on state when the second transistor is in an on state.
  • the first transistor is a normally-on type n-channel FET formed of a wide gap semiconductor, and the high-voltage power supply terminal of the first control circuit is The first transistor is preferably connected to the other end of the input / output terminal.
  • the second transistor is a normally-on type n-channel FET configured of a wide gap semiconductor, and the high-voltage side power supply terminal of the second control circuit is The second power supply voltage is preferably connected.
  • the wide gap semiconductor refers to a semiconductor material having a larger band gap than silicon, and in particular, the band gap of silicon represented by, for example, SiC, GaN, or diamond is 1.12 eV. Therefore, it has a band gap of 2.2 eV or more, which is about twice that of the band gap.
  • the switch element is constituted by a MOSFET.
  • on / off of the switch element is controlled based on a logical product of the input signal input to the second control circuit and a delay signal of the input signal. It is preferable.
  • on / off of the switch element is controlled based on a logical product of the input signal input to the second control circuit and the second control signal. Is preferred.
  • the third power supply voltage is input to the first control signal by the first control signal. It is preferable that the first transistor be set to a voltage that allows reverse conduction operation when the transistor is off.
  • the third power supply voltage is input to the second control signal according to the second control signal. It is preferable that the voltage be set so that the second transistor can perform reverse conduction when the transistor is off.
  • the reverse conduction rising voltage of at least one of the first transistor and the second transistor is in a range of ⁇ 1.5V to ⁇ 3.0V. It is preferable that the third power supply voltage is set.
  • a negative gate voltage is supplied to the low-side control circuit (second control circuit) and the control terminal of the second transistor via the third power supply voltage.
  • a capacitor for supplying a third power supply voltage is charged via a switching element that is turned on when the transistor is turned on, and the high-side control circuit (first control circuit) and the first transistor have a negative gate. A voltage can be supplied.
  • the gate voltage Vgs dependency of the reverse conduction characteristic of the normally-on FET of FIG. 7 shows the gate voltage Vgs dependency of the reverse conduction characteristic of the normally-on FET of FIG. 7 (change in the current Id flowing between the drain and the source when a negative voltage Vds is applied to the source on the drain side).
  • the threshold voltage Vth of the FET when the threshold voltage Vth of the FET is set to about ⁇ 2.5V, the reverse conduction rising voltage is set to ⁇ 1.
  • the range is from 5V to -3V. Therefore, when the first transistor or the second transistor is a normally-on type FET, the third power supply voltage is set so that the transistor can perform reverse conduction operation with respect to voltage fluctuation due to assumed noise or the like.
  • a negative gate voltage supplied via the third power supply voltage can be set. Specifically, the third power supply voltage and the third power supply voltage so that the reverse conduction operation can be performed with the reverse conduction rising voltage having a low absolute value in the range of ⁇ 1.5 V to ⁇ 3.
  • the driver circuit of the present invention can be provided without the FWD that normally needs to be connected in parallel to the switching element for the inverter.
  • the reverse conduction operation can be surely performed.
  • the circuit diagram which shows the structural example of the driver circuit which concerns on this invention The circuit diagram which shows the structural example in the case of using MOSFET as a switch element in the driver circuit which concerns on this invention.
  • the circuit diagram which shows the other structural example of the driver circuit based on this invention The circuit diagram which shows the other structural example of the driver circuit based on this invention.
  • the wave form diagram which shows the time change of the signal of the logical product of the low side input control signal and its delay signal, and the low side input control signal and the delay signal.
  • the circuit diagram which shows the other structural example of the driver circuit based on this invention The figure which shows the reverse conduction characteristic of normally-on type FET.
  • FIG. 1 shows a configuration example of a driver circuit 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the same components are denoted by the same reference numerals, and the names and functions are also the same, so the same description will not be repeated.
  • the driver circuit 1 includes a first control circuit 11 on the high side, a second control circuit 12 on the low side, a capacitor 13, a control circuit power supply 14, a switch element 30, and a drain.
  • the first transistor 21 whose (one end of the input / output terminal pair) is connected to the positive voltage VDD (first power supply voltage) supplied from the high-voltage power supply 5, and the source (one end of the input / output terminal pair) is the ground potential VSS (second And the source of the first transistor 21 (the other end of the input / output terminal pair) is connected to the drain of the second transistor 22 (the other end of the input / output terminal pair).
  • each of the first transistor 21 and the second transistor 22 is a normally-on type n-channel FET composed of a wide gap semiconductor having a threshold voltage Vth of about ⁇ 3V.
  • the positive voltage VDD is, for example, about 400V.
  • the + terminal of the control circuit power supply 14 is connected to the ground potential VSS, whereby the potential on the negative terminal side of the control circuit power supply 14 is a negative voltage VEE (third power supply voltage) with respect to VSS.
  • VEE third power supply voltage
  • the negative voltage VEE is supplied to the low voltage side power supply terminal 12 b of the second control circuit 12 and is used to turn off the second transistor 22.
  • the negative voltage VEE is lower than the negative threshold voltage Vth of the first transistor 21 and the second transistor 22, and is, for example, about ⁇ 10V.
  • the high-side first control circuit 11 has a high-voltage side power supply terminal 11 a and a low-voltage side power supply terminal 11 b, and controls on / off of the first transistor 21 based on the high-side input control signal 2.
  • the first control signal 6 is generated and output to the gate of the first transistor 21. Specifically, for example, when the first transistor 21 is turned on, the voltage of the high-voltage power supply terminal 11a is output to the gate of the first transistor 21 as the control signal 6 for turning on the first transistor 21, When the 1 transistor 21 is turned off, the voltage of the low-voltage power supply terminal 11 b is output to the gate of the first transistor 21 as the control signal 6 for turning off the first transistor 21.
  • the low-side second control circuit 12 includes a high-voltage side power supply terminal 12 a and a low-voltage side power supply terminal 12 b, and a second control circuit for controlling on / off of the second transistor 22 based on the low-side input control signal 3.
  • a control signal 7 is generated and output to the gate of the second transistor 22. Specifically, for example, when the second transistor 22 is turned on, the voltage of the high-voltage power supply terminal 12a is output to the gate of the second transistor 22 as the control signal 7 for turning on the second transistor 22. When the second transistor 22 is turned off, the voltage of the low-voltage power supply terminal 12 b is output to the gate of the second transistor 22 as the control signal 7 for turning off the second transistor 22.
  • the capacitor 13 has one end connected to the negative voltage VEE via the switch element 30 and the other end connected to the source of the first transistor 21, that is, the connection node of the first transistor 21 and the second transistor 22. .
  • One end of the capacitor 13 is also connected to the low voltage side power supply terminal 11 b of the first control circuit 11.
  • the switch element 30 is controlled based on the low-side input control signal 3, and the second transistor 22 is turned on, that is, turned on when the potential of the output terminal 4 of the driver circuit 1 is closest to VSS. Then, it is turned off at the timing when the second transistor 22 is turned off.
  • the switch element 30 When the switch element 30 is on, the first transistor 21 is off and the second transistor 22 is on, so that a current from the control circuit power supply 14 through the switch element 30 and the second transistor 22 flows to the capacitor 13, and the capacitor 13 Is charged such that the side connected to the high-voltage side power supply terminal 11a is the + side and the side connected to the low-voltage side power supply terminal 11b is the-side.
  • the negative voltage VEE of the control circuit power supply 14 is controlled by the control terminal of the first transistor 21 via the switch element 30 and the low-voltage side power supply terminal 11b. Has been entered.
  • the first transistor 21, the second transistor 22 and the switch element 30 are turned off based on the high-side input control signal 2 and the low-side input control signal 3 so that the first transistor 21 is turned on.
  • On / off of the transistor 22 and the switch element 30 is controlled. Since each of the first transistor 21 and the second transistor 22 is a normally-on type n-channel FET, the voltage at the source terminal is applied to the gate as the voltage of the high-voltage side power supply terminal, so that each transistor is turned on. It becomes. At this time, since the first transistor 21 is on, the potential of the output terminal 4 rises to near the positive voltage VDD.
  • the capacitor 13 is disconnected from the control circuit power supply 14 and functions as a power supply for the first control circuit 11.
  • the potential on the + side of the capacitor 13 is the potential of the connection node between the first transistor 21 and the second transistor 22 (that is, the potential of the output terminal 4), and the potential on the ⁇ side is lower than the potential of the connection node. Therefore, a voltage lower than the potential of the connection node can be supplied to the gate of the first transistor 21, and as a result, the first transistor 21 can be reliably turned off in the subsequent switching.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example when the switch element 30 is realized by the n-channel MOSFET 31 in the driver circuit 1 according to the present invention.
  • the driver circuit 1a shown in FIG. 2 can cope with higher-speed switching by replacing the switch element 30 with the MOSFET 31, and the speed of the driver circuit can be increased.
  • VEE negative voltage
  • VSS ground voltage
  • the MOSFET 31 is turned on, and when a voltage lower than the threshold voltage with respect to VEE is input to the gate terminal of the MOSFET 31, the MOSFET 31 is turned off.
  • the switch element 30 is not limited to a MOSFET but may be a bipolar transistor or an element formed of a wide gap semiconductor.
  • FIG. 3 shows a configuration in which the control signal for turning on / off the MOSFET 31 is supplied from the output terminal of the second control circuit 12 in the driver circuit 1a of FIG. That is, the driver circuit 1b shown in FIG. 3 considers the signal delay generated in the second control circuit 12 of the low-side input control signal 3, and the MOSFET 31 is turned on at the timing when the second transistor 22 is turned on (off). Off).
  • a negative voltage VEE is applied to one end of the capacitor 13 and the low-voltage side power supply terminal 11b of the first control circuit 11, and a negative voltage VEE is applied to the other end of the capacitor 13 and the high-voltage side power supply terminal 11a of the first control circuit 11.
  • the voltage of the output terminal 4 is applied respectively.
  • the MOSFET 31 remains in the on state when the first transistor is in the on state, the voltage at the output terminal 4 rises to VDD in the worst case, and is assumed at both ends of the capacitor 13 and the first control circuit 11. There is a risk that an external high voltage may be applied.
  • the first transistor 21 is turned on, that is, the MOSFET 31 can be reliably prevented from being turned on when the voltage at the output terminal 4 is high. Can be used to prevent the first control circuit 11 from operating.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment for realizing the driver circuit according to the present invention
  • FIG. 5 is a signal waveform diagram in the operation thereof.
  • the driver circuit 1c shown in FIG. 4 is an AND circuit for the low-side input control signal 3 (FIG. 5A) and the delay signal (FIG. 5B) of the low-side input control signal 3 via the delay circuit 8.
  • the logical product is obtained at 9, and the logical product signal (FIG. 5C) is input to the gate of the MOSFET 31 as a control signal for turning the MOSFET 31 on and off.
  • the delay time by the delay circuit 8 is set to be equal to or longer than the signal delay time generated in the second control circuit 12 of the low-side input control signal 3.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing still another embodiment for realizing the driver circuit according to the present invention.
  • the driver circuit 1d shown in FIG. 6 includes a low-side input control signal 3 and an output signal of the second control circuit 12.
  • the logical product of the (second control signal 7) is taken, and the logical product signal is input to the gate terminal of the MOSFET 31 as a control signal for turning on and off the MOSFET 31.
  • the driver circuit 1d can reliably prevent the MOSFET 31 from being turned on in a state where the voltage of the output terminal 4 is high, similarly to the driver circuit 1c described above.
  • the driver circuit 1 and the driver circuits 1a to 1d supply the negative voltage VEE to the gates of the second control circuit 12 and the second transistor 22, and are turned on when the second transistor is turned on.
  • the capacitor 13 can be charged via the switch element 30 (MOSFET 31), and a negative voltage can be supplied to the first control circuit 11 and the first transistor 21.
  • an isolated power supply is provided separately. Without this, it is possible to supply a negative voltage for turning off the first transistor 21.
  • first transistor 21 and the second transistor 22 are normally-on type FETs composed of wide gap semiconductors.
  • first transistor 21 and the second transistor 22 are normally-off type FETs having a threshold voltage of about 2 V
  • a high voltage connected to the source of the transistor is used to turn on the first transistor 21 and the second transistor 22.
  • a separate power supply circuit is provided for boosting the voltage of the side power supply terminal 11a (12a) at least the threshold voltage of the transistor, and the boosted voltage is used as an input to the gate terminal.
  • FIG. 7 shows the reverse conduction characteristics of the normally-on type FET when the threshold voltage Vth is ⁇ 2.5 V (drain-source when a negative voltage Vds is applied to the source on the drain side).
  • 6 is a graph showing the dependence of the current Id flowing between the gate voltage Vgs on the left side, and shows the change in characteristics when Vgs is increased from ⁇ 5 V to +0.5 V step from the left.
  • the threshold voltage Vth is about ⁇ 2.5V
  • the reverse conduction rise that becomes the reverse conduction state when the gate voltage Vgs applied in the off state is ⁇ 5.0V, ⁇ 4.5V, and ⁇ 4.0V.
  • the voltages are -2.5V, -2.0V, and -1.5V, respectively.
  • the third conduction voltage is set so that the reverse conduction rising voltage is in the range of ⁇ 1.5V to ⁇ 3.0V.
  • Adjust the power supply voltage value That is, the third power supply voltage VEE is set to ⁇ 5.0 V to ⁇ 4.0 V so that the gate voltage Vgs supplied through the third power supply voltage VEE is in the range of ⁇ 5.0 V to ⁇ 4.0 V. Set to the range of 0V.
  • the first transistor 21 or the second transistor 22 has a reverse conduction in which the absolute value in the range of ⁇ 1.5 V to ⁇ 3.0 V is reduced even when a normally-on type FET is used. Reverse conduction operation is enabled by the rising voltage.
  • the present invention can be used for a driver circuit that supplies a control voltage to a control terminal of a switching element.
  • the negative voltage for turning off the switching element with a simple circuit configuration and having a normally-on characteristic or a switching element having a normally-off characteristic with a low threshold voltage of about 2 V. Can be supplied.
  • Driver circuit 2 according to the present invention: High side input control signal 3: Low side input control signal 4: Output terminal 5: High voltage power supply 6: First control signal 7: Second control signal 8: Delay Circuit 9: AND circuit 11: First control circuit (high side) 11a: High-voltage side power supply terminal 11b: Low-voltage side power supply terminal 12: Second control circuit (low-side side) 12a: High-voltage side power supply terminal 12b: Low-voltage side power supply terminal 13: Capacitor 14: Control circuit power supply 21: First transistor 22: Second transistor 30: Switch element 31: MOSFET VDD: Positive voltage (first power supply voltage) VSS: Ground potential (second power supply voltage) VEE: Negative voltage (third power supply voltage)

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  • Electronic Switches (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　絶縁電源を別に設けることなくハイサイド側の回路に負のゲート電圧を供給することが可能なゲートドライバ回路を実現する。第１トランジスタ２１と第２トランジスタが直列に接続されたハーフブリッジ回路において、ハイサイド側の第１トランジスタ２１に負のゲート電圧を第１の制御回路１１を介して供給するためのコンデンサ１３、及び、ローサイド側の第２トランジスタ２２に負のゲート電圧を第２の制御回路１２を介して供給するための制御回路電源１４を備え、コンデンサ１３の一端をスイッチ素子３０を介して制御回路電源１４の－端子側の負電圧ＶＥＥと接続し、他端を出力端子４の電圧と接続するように構成したドライバ回路１であって、スイッチ素子３０は、第２トランジスタ２２がオン状態となるタイミングでオンされるように制御される。

Description

ドライバ回路
　本発明は、ドライバ回路に関し、特に、閾値電圧が負電圧であるノーマリーオン特性もしくは閾値電圧が２Ｖ程度と低いノーマリーオフ特性のＧａＮやＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子として使用してハーフブリッジ回路を構成した場合において、当該スイッチング素子をオフにするための負のゲート電圧を供給するための回路に関する。
　ＧａＮやＳｉＣ等に代表されるワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べ、高速スイッチング、低オン抵抗等の優れた特性を有している。一方、これらワイドバンドギャップ半導体を用いた素子は、ゲート電圧が０Ｖであってもドレイン電流が流れるノーマリーオン特性、或いは、閾値電圧が２Ｖ程度の低いノーマリーオフ特性を示し、当該素子を確実にオフさせるために、ゲート電圧を負電圧まで駆動する必要があり、負のゲート電圧を供給するドライバ回路が必要とされる。
　非特許文献１には、負のゲート・バイアス電圧で駆動するバッファ回路が記載されている。
　また、特許文献１には、ノーマリーオン特性を有するスイッチング素子または閾値電圧が低いノーマリーオフ特性を有するスイッチング素子のための半導体回路が記載されている。
　特許文献１では、ハイサイド（高電圧）側のスイッチング素子に供給するための負電圧を生成する電源回路、ローサイド（低電圧）側のスイッチング素子に供給するための負電圧を生成する電源回路を設け、ハイサイド側の電源回路の高電圧側は、高圧電源の＋端子と接続されている。更に、一端がハイサイド側の電源回路の低電圧（負電圧）側と接続する制御用コンデンサを設け、スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路は、当該スイッチング素子がオンの時に充電される当該制御用コンデンサから動作電源が供給される。また、電源回路の例として、コンデンサに別のスイッチング素子を介して電流を流し、ツェナーダイオードを当該コンデンサと並列に接続して負電圧電源を構成する例が示されている。
　また、特許文献２には、定電圧ダイオード（ツェナーダイオード）を用いて、ハイサイド側のノーマリーオン型のスイッチング素子に負電圧を供給する電力変換器が開示されている。
インターナショナル・レクティファイヤー・ジャパン　アプリケーションノート ＡＮ－１１２０
特開２００７－２８８９９２号公報 特開２００６－３１４１５４号公報
　ハイサイド側の回路に負電圧を供給する場合、ダイオードの極性の問題から、インバータ用ゲートドライバ回路で使用されるダイオードとコンデンサからなるブートストラップ回路を使用することができず、このため、非特許文献１には、ハイサイド側には絶縁された電源が必要と記載されている。
　また、特許文献１では、ハイサイド側の内部電源回路は、上述の通り、高電圧側を高圧電源の＋端子と接続して構成されているため、高圧電源から電流が流れ込んでショートする危険性があり、当該ショート防止のため絶縁された電源である必要がある。また、ハイサイド側とローサイド側で夫々電源を必要とする。
　更に、特許文献１では、スイッチング素子、コンデンサ、及びツェナーダイオードを用いてハイサイド側の電源を実現しているが、高い耐圧のツェナーダイオードを製造することは困難であり、電源電圧範囲の制限となっていた。
　同様に、特許文献２で用いられている定電圧ダイオード（ツェナーダイオード）も耐圧の制限により、利用可能な電源電圧範囲の制限となっていた。
　また、通常インバータ用半導体には逆電力損失やノイズを抑制するため、スイッチング素子に逆方向リカバリー電流の少ないＦＷＤ(free wheel diode)を並列接続する必要がある。ノーマリーオン型ＦＥＴにおいても、ユニポーラ動作をする横型デバイスでは自身に逆導通機能はあるものの、そのオフ時の低いゲート電圧（通常－１０Ｖ以下）によって逆導通立ち上り電圧の絶対値が大きくなるため、同様にＦＷＤを並列接続する必要があった。
　これらの課題はドライバ回路の大型化、複雑化によるコストアップを招き、ワイドギャップ半導体を用いたドライバ回路の普及の妨げとなっていた。
　本発明は、上記の状況に鑑み、回路の大型化、複雑化を招くことなくスイッチング素子の駆動に必要な負のゲート電圧を供給することが可能なドライバ回路を実現することをその目的とする。
　上記目的を達成するための本発明に係るドライバ回路は、
　入出力端子対の一端が第１の電源電圧に接続する第１トランジスタ、及び、入出力端子対の一端が前記第１の電源電圧より低い第２の電源電圧に接続する第２トランジスタを直列に接続して、前記第１トランジスタと第２トランジスタの間の中間ノードの電圧を出力するドライバ回路であって、
　高圧側電源端子、及び、低圧側電源端子を有し、入力信号に基づき、前記第１トランジスタのオンオフを制御するための第１制御信号を前記第１トランジスタの制御端子に出力する第１の制御回路と、高圧側電源端子、及び、低圧側電源端子を有し、入力信号に基づき、前記第２トランジスタのオンオフを制御するための第２制御信号を前記第２トランジスタの制御端子に出力する第２の制御回路と、スイッチ素子と、前記第１の制御回路に供給する電源電圧を生成するコンデンサと、を備え、
　前記コンデンサは、一端が前記第２の電源電圧より低い第３の電源電圧と前記スイッチ素子を介して接続され、他端が前記第１トランジスタの前記入出力端子の他端と接続され、
　前記コンデンサの一端の電圧が、前記第１の制御回路の前記低圧側電源端子に供給され、前記第３の電源電圧が、前記第２の制御回路の前記低圧側電源端子に供給され、
　前記第１の制御回路は、前記第１トランジスタをオフさせる場合、前記第１の制御回路の前記低圧側電源端子に供給される電圧を、前記第１制御信号として出力し、前記第２の制御回路は、前記第２トランジスタをオフさせる場合、前記第２の制御回路の前記低圧側電源端子に供給される電圧を、前記第２制御信号として出力し、
　前記第２トランジスタがオン状態のとき、前記スイッチ素子がオン状態となるように制御されることを特徴とする。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、更に、前記第１トランジスタが、ワイドギャップ半導体で構成されるノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴであり、前記第１の制御回路の前記高圧側電源端子が、前記第１トランジスタの前記入出力端子の他端と接続されることが好ましい。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、更に、前記第２トランジスタが、ワイドギャップ半導体で構成されるノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴであり、前記第２の制御回路の前記高圧側電源端子が、前記第２の電源電圧と接続されることが好ましい。
　尚、ここで、ワイドギャップ半導体とは、バンドギャップがシリコンよりも大きな半導体材料を指し、特に、例えば、ＳｉＣやＧａＮ、或いはダイヤモンド等に代表される、シリコンのバンドギャップが１．１２ｅＶであることから、バンドギャップがその２倍程度である２．２ｅＶ以上のバンドギャップを有するものをいう。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、更に、前記スイッチ素子が、ＭＯＳＦＥＴで構成されていることが好ましい。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、更に、前記第２制御信号に基づき、前記スイッチ素子のオンオフが制御されることが好ましい。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、前記第２の制御回路に入力される前記入力信号と、当該入力信号の遅延信号との論理積の信号に基づき、前記スイッチ素子のオンオフが制御されることが好ましい。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、前記第２の制御回路に入力される前記入力信号と、前記第２制御信号との論理積の信号に基づき、前記スイッチ素子のオンオフが制御されることが好ましい。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、更に、前記第１トランジスタがノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴである場合に、前記第３の電源電圧が、前記第１制御信号の入力により前記第１トランジスタがオフ状態のとき、前記第１トランジスタの逆導通動作が可能な電圧に設定されていることが好ましい。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、更に、前記第２トランジスタがノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴである場合に、前記第３の電源電圧が、前記第２制御信号の入力により前記第２トランジスタがオフ状態のとき、前記第２トランジスタの逆導通動作が可能な電圧に設定されていることが好ましい。
　上記特徴の本発明に係るドライバ回路は、更に、前記第１トランジスタ又は前記第２トランジスタのうち少なくとも何れか一方の逆導通立ち上がり電圧が、－１．５Ｖ～－３．０Ｖの範囲となるように、前記第３の電源電圧が設定されていることが好ましい。
　上記特徴のドライバ回路に依れば、第３の電源電圧を介してローサイド側の制御回路（第２の制御回路）、及び第２トランジスタの制御端子に負のゲート電圧を供給するとともに、第２トランジスタがオン状態のときにオン状態となるスイッチ素子を介して第３の電源電圧を供給するコンデンサを充電し、ハイサイド側の制御回路（第１の制御回路）及び第１トランジスタに負のゲート電圧を供給することができる。
　これにより、絶縁電源を別に設けることなくハイサイド側の回路に負電圧を供給することが可能となるため、ワイドギャップ半導体を用いたスイッチング素子の駆動制御を行うためのドライバ回路を容易に構成することができる。更に、当該ワイドギャップ半導体を用いたスイッチング素子の低オン抵抗、高速スイッチング特性を享受することができ、ドライバ回路の高速化、低消費電力化を図れる。
　また、図７のノーマリーオン型ＦＥＴの逆導通特性（ドレイン側にソースに対して負の電圧Ｖｄｓを印加した場合にドレイン‐ソース間に流れる電流Ｉｄの変化）のゲート電圧Ｖｇｓ依存性に示すように、ＦＥＴの閾値電圧Ｖｔｈを－２．５Ｖ程度とした場合、オフ状態において印加するゲート電圧Ｖｇｓを－４Ｖ～－５．５Ｖの範囲に設定することで、逆導通立ち上り電圧は－１．５Ｖ～－３Ｖの範囲となる。従って、第１トランジスタ、あるいは第２トランジスタがノーマリーオン型のＦＥＴである場合に、想定されるノイズ等による電圧変動に対して当該トランジスタが逆導通動作可能となるように、第３の電源電圧、及び、当該第３の電源電圧を介して供給される負のゲート電圧を設定することができる。具体的には、－１．５Ｖ～－３．０Ｖの範囲の絶対値の低い逆導通立ち上がり電圧で逆導通動作が可能となるように、第３の電源電圧、及び、当該第３の電源電圧を介して供給される負のゲート電圧を設定することができる。
　このように、ノーマリーオン型のＦＥＴのオフ時の逆導通立ち上がり電圧の絶対値を低減できることにより、通常インバータ用スイッチング素子に並列接続する必要があるＦＷＤを具備することなく、本発明のドライバ回路で確実に逆導通動作を行わせることができる。
本発明に係るドライバ回路の構成例を示す回路図。 本発明に係るドライバ回路において、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合の構成例を示す回路図。 本発明に係るドライバ回路の他の構成例を示す回路図。 本発明に係るドライバ回路の他の構成例を示す回路図。 ローサイド側入力制御信号とその遅延信号、及び、当該ローサイド側入力制御信号と当該遅延信号との論理積の信号の時間変化を示す波形図。 本発明に係るドライバ回路の他の構成例を示す回路図。 ノーマリーオン型ＦＥＴの逆導通特性を示す図。
　〈第１実施形態〉
　本発明の一実施形態に係るドライバ回路１の構成例を図１に示す。尚、以降の実施形態の説明に用いる図面では、同一の構成要素には同一の符号を付すこととし、また、名称及び機能も同一であるので、同様の説明を繰り返すことはしない。
　図１の回路ブロック図に示すように、ドライバ回路１は、ハイサイド側の第１の制御回路１１、ローサイド側の第２の制御回路１２、コンデンサ１３、制御回路電源１４、スイッチ素子３０、ドレイン（入出力端子対の一端）が高圧電源５から供給される正電圧ＶＤＤ（第１の電源電圧）と接続する第１トランジスタ２１、ソース（入出力端子対の一端）が接地電位ＶＳＳ（第２の電源電圧）と接続する第２トランジスタ２２を備えてなり、第１トランジスタ２１のソース（入出力端子対の他端）を第２トランジスタ２２のドレイン（入出力端子対の他端）と接続することで、第１トランジスタ２１と第２トランジスタ２２が直列に接続されたハーフブリッジ回路を構成している。第１トランジスタ２１、及び、第２トランジスタ２２は夫々、閾値電圧Ｖｔｈが－３Ｖ程度のワイドギャップ半導体で構成されるノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴである。正電圧ＶＤＤは、例えば、４００Ｖ程度である。
　制御回路電源１４は、制御回路電源１４の＋端子が接地電位ＶＳＳと接続され、これにより制御回路電源１４の－端子側の電位がＶＳＳに対して負の電圧ＶＥＥ（第３の電源電圧）となる。当該負電圧ＶＥＥは第２の制御回路１２の低圧側電源端子１２ｂに供給され、第２トランジスタ２２をオフ制御するために利用される。当該負電圧ＶＥＥは、第１トランジスタ２１および第２トランジスタ２２の負の閾値電圧Ｖｔｈよりも低く、例えば、－１０Ｖ程度である。
　ハイサイド側の第１の制御回路１１は、高圧側電源端子１１ａ、及び、低圧側電源端子１１ｂを有し、ハイサイド側入力制御信号２に基づき、第１トランジスタ２１のオンオフを制御するための第１制御信号６を生成し、第１トランジスタ２１のゲートに出力する。具体的には、例えば、第１トランジスタ２１をオン制御する場合、高圧側電源端子１１ａの電圧を第１トランジスタ２１をオンさせるための制御信号６として、第１トランジスタ２１のゲートに出力し、第１トランジスタ２１をオフ制御する場合、低圧側電源端子１１ｂの電圧を、第１トランジスタ２１をオフさせるための制御信号６として、第１トランジスタ２１のゲートに出力する。
　ローサイド側の第２の制御回路１２は、高圧側電源端子１２ａ、及び、低圧側電源端子１２ｂを有し、ローサイド側入力制御信号３に基づき、第２トランジスタ２２のオンオフを制御するための第２制御信号７を生成し、第２トランジスタ２２のゲートに出力する。具体的には、例えば、第２トランジスタ２２をオン制御する場合、高圧側電源端子１２ａの電圧を、第２トランジスタ２２をオンさせるための制御信号７として、第２トランジスタ２２のゲートに出力し、第２トランジスタ２２をオフ制御する場合、低圧側電源端子１２ｂの電圧を、第２トランジスタ２２をオフさせるための制御信号７として、第２トランジスタ２２のゲートに出力する。
　コンデンサ１３は、一端が負電圧ＶＥＥとスイッチ素子３０を介して接続されるとともに、他端が第１トランジスタ２１のソース、即ち、第１トランジスタ２１と第２トランジスタ２２の接続ノードと接続されている。また、コンデンサ１３の一端は、第１の制御回路１１の低圧側電源端子１１ｂとも接続されている。
　スイッチ素子３０は、ローサイド側入力制御信号３に基づき制御され、第２トランジスタ２２がオン、即ち、ドライバ回路１の出力端子４の電位がＶＳＳに最も近づくタイミングでオンされる。そして、第２トランジスタ２２がオフされるタイミングでオフされる。
　スイッチ素子３０がオンのとき、第１トランジスタ２１がオフ、第２トランジスタ２２がオンであるので、制御回路電源１４からスイッチ素子３０および第２トランジスタ２２を介した電流がコンデンサ１３に流れ、コンデンサ１３は、高圧側電源端子１１ａと接続する側が＋側、低圧側電源端子１１ｂと接続する側が－側となるように充電される。このとき、第１トランジスタ２１をオフ状態に維持するための負のゲート電圧として、制御回路電源１４の負電圧ＶＥＥが、スイッチ素子３０、低圧側電源端子１１ｂを介して第１トランジスタ２１の制御端子に入力されている。
　その後、第１トランジスタ２１がオン、第２トランジスタ２２及びスイッチ素子３０がオフとなるように、ハイサイド側入力制御信号２、及び、ローサイド側入力制御信号３に基づき、第１トランジスタ２１、第２トランジスタ２２、及び、スイッチ素子３０のオンオフが制御される。第１トランジスタ２１および第２トランジスタ２２は、夫々、ノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴであるので、高圧側電源端子の電圧としてソース端の電圧がゲートに印加されることで、各トランジスタはオン状態となる。このとき、第１トランジスタ２１がオンであることにより、出力端子４の電位は正電圧ＶＤＤ近くまで上昇する。
　一方で、このとき、第２トランジスタ２２及びスイッチ３０がオフであるので、コンデンサ１３は制御回路電源１４と切り離され、第１の制御回路１１の電源として機能する。コンデンサ１３の＋側の電位は第１トランジスタ２１と第２トランジスタ２２の間の接続ノードの電位（即ち、出力端子４の電位）であり、－側の電位は当該接続ノードの電位よりも低くなるので、第１トランジスタ２１のゲートに当該接続ノードの電位よりも低い電圧を供給することができ、結果、その後のスイッチングにおいて第１トランジスタ２１を確実にオフにすることができる。
　図２は本発明に係るドライバ回路１において、スイッチ素子３０をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ３１で実現した場合の構成例を示す回路図である。図２に示すドライバ回路１ａは、スイッチ素子３０をＭＯＳＦＥＴ３１に置き換えることで、より高速でのスイッチングに対応でき、ドライバ回路の高速化が可能となる。尚、図２において、ＭＯＳＦＥＴ３１の一端は接地電圧ＶＳＳより低い負電圧ＶＥＥに接続されているため、ローサイド側入力制御信号３として、ＶＥＥを基準としてＭＯＳＦＥＴ３１の閾値電圧より高い電圧がＭＯＳＦＥＴ３１のゲートに入力されるとＭＯＳＦＥＴ３１がオンし、ＶＥＥを基準として当該閾値電圧より低い電圧がＭＯＳＦＥＴ３１のゲート端子に入力されるとＭＯＳＦＥＴ３１がオフする。尚、スイッチ素子３０としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、バイポーラトランジスタを用いることができるし、ワイドギャップ半導体で構成した素子を用いることができることは言うまでもない。
　図３は、スイッチ素子３０をＭＯＳＦＥＴ３１で実現した図２のドライバ回路１ａにおいて、ＭＯＳＦＥＴ３１をオンオフするための制御信号を第２の制御回路１２の出力端子から供給するように構成したものである。即ち、図３に示すドライバ回路１ｂは、ローサイド側入力制御信号３の第２の制御回路１２内で生じる信号遅延を考慮し、第２トランジスタ２２がオン（オフ）となるタイミングでＭＯＳＦＥＴ３１がオン（オフ）となるように構成されている。
　これにより、第１トランジスタ２１がオンで、第２トランジスタ２２がオフの状態から、第２トランジスタがオンに切り替わるよりも前に、ＭＯＳＦＥＴ３１がオンになるのを防ぎ、出力端子４の電位が高い状態でＭＯＳＦＥＴ３１がオンになるのを防ぐことができる。
　ＭＯＳＦＥＴ３１がオンになると、コンデンサ１３の一端および第１の制御回路１１の低圧側電源端子１１ｂには負電圧ＶＥＥが、コンデンサ１３の他端および第１の制御回路１１の高圧側電源端子１１ａには出力端子４の電圧が、夫々印加される。ここで、第１トランジスタがオン状態のときにＭＯＳＦＥＴ３１がオン状態のままとした場合、出力端子４の電圧は、最悪の場合ＶＤＤまで上昇し、コンデンサ１３の両端および第１の制御回路１１に想定外の高電圧が印加される虞がある。
　しかしながら、図３に示すドライバ回路１ｂでは、第１トランジスタ２１がオン、即ち、出力端子４の電圧が高い状態でＭＯＳＦＥＴ３１がオンになるのを確実に防ぐことができるため、これによりコンデンサ１３として耐圧が低いものを利用でき、第１の制御回路１１が動作しなくなるのを抑止することができる。
　図４は本発明に係るドライバ回路を実現する別の実施形態を示す回路図であり、図５はその動作における信号波形図である。図４に示すドライバ回路１ｃは、ローサイド側入力制御信号３（図５（ａ））と、遅延回路８を経由した当該ローサイド側入力制御信号３の遅延信号（図５（ｂ））をＡＮＤ回路９で論理積をとり、当該論理積の信号（図５（ｃ））を、ＭＯＳＦＥＴ３１をオンオフするための制御信号として、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲートに入力する。遅延回路８による遅延時間は、ローサイド側入力制御信号３の第２の制御回路１２内で生じる信号遅延時間と等しいか、或いは当該信号遅延時間より長くなるように設定されている。
　このようにすることで、確実に出力端子４の電圧が低い状態でＭＯＳＦＥＴ３１をオンさせることができ、且つ、ローサイド側入力制御信号３に第２トランジスタ２２をオフさせる制御信号が入力された場合は直ちにＭＯＳＦＥＴ３１がオフされる。従って、出力端子４の電圧が高い状態でＭＯＳＦＥＴ３１がオンすることを確実に防ぐことが可能になる。
　図６は本発明に係るドライバ回路を実現する更に別の実施形態を示す回路図であり、図６に示すドライバ回路１ｄは、ローサイド側入力制御信号３と、第２の制御回路１２の出力信号（第２制御信号７）の論理積をとり、当該論理積の信号をＭＯＳＦＥＴ３１をオンオフするための制御信号として、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート端子に入力する。
　上記ドライバ回路１ｄは、上述のドライバ回路１ｃと同様、出力端子４の電圧が高い状態でＭＯＳＦＥＴ３１がオンすることを確実に防ぐことができる。
　上記ドライバ回路１、並びにドライバ回路１ａ～１ｄでは、第２の制御回路１２、及び、第２トランジスタ２２のゲートに負電圧ＶＥＥを供給するとともに、第２トランジスタがオン状態のときにオン状態となるスイッチ素子３０（ＭＯＳＦＥＴ３１）を介してコンデンサ１３を充電し、第１の制御回路１１、及び、第１トランジスタ２１に負電圧を供給することができ、制御回路電源１４の他に絶縁電源を別途設けることなく第１トランジスタ２１をオフさせるための負電圧を供給することが可能となる。
　尚、上記実施形態では、第１トランジスタ２１及び第２トランジスタ２２がワイドギャップ半導体で構成されるノーマリーオン型のＦＥＴである場合について詳細に説明した。第１トランジスタ２１及び第２トランジスタ２２が、閾値電圧が２Ｖ程度のノーマリーオフ型のＦＥＴの場合、第１トランジスタ２１及び第２トランジスタ２２をオンさせるためには、トランジスタのソースと接続される高圧側電源端子１１ａ（１２ａ）の電圧を少なくともトランジスタの閾値電圧以上昇圧するための電源回路を別に設け、当該昇圧された電圧をゲート端子への入力とする。
　〈第２実施形態〉
　また、図７は、ノーマリーオン型ＦＥＴの閾値電圧Ｖｔｈを－２．５Ｖとした場合の当該ＦＥＴの逆導通特性（ドレイン側にソースに対して負の電圧Ｖｄｓを印加した場合にドレイン‐ソース間に流れる電流Ｉｄの変化）のゲート電圧Ｖｇｓ依存性を示すグラフであり、左から、Ｖｇｓを－５Ｖから＋０．５Ｖステップで増加させた場合の特性の変化を示す。
　図７から、閾値電圧Ｖｔｈが－２．５Ｖ程度の場合、オフ状態において印加するゲート電圧Ｖｇｓが－５．０Ｖ、－４．５Ｖ、－４．０Ｖのとき、逆導通状態となる逆導通立ち上り電圧は、夫々、－２．５Ｖ、－２．０Ｖ、－１．５Ｖとなる。本実施形態では、第１トランジスタ２１、あるいは第２トランジスタ２２がノーマリーオン型のＦＥＴである場合、当該逆導通立ち上がり電圧が－１．５Ｖ～－３．０Ｖの範囲となるように、第３の電源電圧の値を調整する。即ち、第３の電源電圧ＶＥＥを介して供給されるゲート電圧Ｖｇｓが－５．０Ｖ～－４．０Ｖの範囲となるように、第３の電源電圧ＶＥＥを、－５．０Ｖ～－４．０Ｖの範囲に設定する。
　これにより、第１トランジスタ２１、あるいは第２トランジスタ２２は、ノーマリーオン型のＦＥＴを用いた場合であっても、－１．５Ｖ～－３．０Ｖの範囲の絶対値が低減された逆導通立ち上がり電圧で逆導通動作が可能となる。
　インバータ用に通常用いられるＦＷＤの順方向電圧が１．５Ｖ～３．０Ｖ程度であるので、このような構成とすることで、本発明のドライバ回路１（１ａ～１ｄ）を用いて、通常インバータ用スイッチング素子に並列接続する必要があるＦＷＤを具備することなく、確実に逆導通動作を行わせることが可能になる。
　本発明は、スイッチング素子の制御端子に制御のための電圧を供給するドライバ回路に利用可能であり、特に、ＧａＮやＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子の制御に本発明のドライバ回路を使用することにより、簡単な回路構成で、ノーマリーオン特性を有するスイッチング素子、或いは、閾値電圧が２Ｖ程度の低いノーマリーオフ特性を有するスイッチング素子に対し当該スイッチング素子をオフするための負電圧を供給することが可能になる。
１，１ａ～１ｄ：　本発明に係るドライバ回路
２：　　　ハイサイド側入力制御信号
３：　　　ローサイド側入力制御信号
４：　　　出力端子
５：　　　高圧電源
６：　　　第１制御信号
７：　　　第２制御信号
８：　　　遅延回路
９：　　　ＡＮＤ回路
１１：　　第１の制御回路（ハイサイド側）
　１１ａ：　高圧側電源端子
　１１ｂ：　低圧側電源端子
１２：　　第２の制御回路（ローサイド側）
　１２ａ：　高圧側電源端子
　１２ｂ：　低圧側電源端子
１３：　　コンデンサ
１４：　　制御回路電源
２１：　　第１トランジスタ
２２：　　第２トランジスタ
３０：　　スイッチ素子
３１：　　ＭＯＳＦＥＴ
ＶＤＤ：　正電圧（第１の電源電圧）
ＶＳＳ：　接地電位（第２の電源電圧）
ＶＥＥ：　負電圧（第３の電源電圧）
 

Claims (10)

  1. 　入出力端子対の一端が第１の電源電圧に接続する第１トランジスタ、及び、入出力端子対の一端が前記第１の電源電圧より低い第２の電源電圧に接続する第２トランジスタを直列に接続して、前記第１トランジスタと第２トランジスタの間の中間ノードの電圧を出力するドライバ回路であって、
    　高圧側電源端子、及び、低圧側電源端子を有し、入力信号に基づき、前記第１トランジスタのオンオフを制御するための第１制御信号を前記第１トランジスタの制御端子に出力する第１の制御回路と、
    　高圧側電源端子、及び、低圧側電源端子を有し、入力信号に基づき、前記第２トランジスタのオンオフを制御するための第２制御信号を前記第２トランジスタの制御端子に出力する第２の制御回路と、
    　スイッチ素子と、
    　前記第１の制御回路に供給する電源電圧を生成するコンデンサと、を備え、
    　前記コンデンサは、一端が前記第２の電源電圧より低い第３の電源電圧と前記スイッチ素子を介して接続され、他端が前記第１トランジスタの前記入出力端子の他端と接続され、
    　前記コンデンサの一端の電圧が、前記第１の制御回路の前記低圧側電源端子に供給され、
    　前記第３の電源電圧が、前記第２の制御回路の前記低圧側電源端子に供給され、
    　前記第１の制御回路は、前記第１トランジスタをオフさせる場合、前記第１の制御回路の前記低圧側電源端子に供給される電圧を、前記第１制御信号として出力し、
    　前記第２の制御回路は、前記第２トランジスタをオフさせる場合、前記第２の制御回路の前記低圧側電源端子に供給される電圧を、前記第２制御信号として出力し、
    　前記第２トランジスタがオン状態のとき、前記スイッチ素子がオン状態となるように制御されることを特徴とするドライバ回路。
  2. 　前記第１トランジスタが、ワイドギャップ半導体で構成されるノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴであり、
    　前記第１の制御回路の前記高圧側電源端子が、前記第１トランジスタの前記入出力端子の他端と接続されることを特徴とする請求項１に記載のドライバ回路。
  3. 　前記第２トランジスタが、ワイドギャップ半導体で構成されるノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴであり、
    　前記第２の制御回路の前記高圧側電源端子が、前記第２の電源電圧と接続されることを特徴とする請求項１または２に記載のドライバ回路。
  4. 　前記スイッチ素子が、ＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴とする請求項１～３の何れか一項に記載のドライバ回路。
  5. 　前記第２制御信号に基づき、前記スイッチ素子のオンオフが制御されることを特徴とする請求項４に記載のドライバ回路。
  6. 　前記第２の制御回路に入力される前記入力信号と、当該入力信号の遅延信号との論理積の信号に基づき、前記スイッチ素子のオンオフが制御されることを特徴とする請求項４に記載のドライバ回路。
  7. 　前記第２の制御回路に入力される前記入力信号と、前記第２制御信号との論理積の信号に基づき、前記スイッチ素子のオンオフが制御されることを特徴とする請求項４に記載のドライバ回路。
  8. 　前記第１トランジスタが、ノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴであり、
    　前記第３の電源電圧が、前記第１制御信号の入力により前記第１トランジスタがオフ状態のとき、前記第１トランジスタの逆導通動作が可能な電圧に設定されていることを特徴とする請求項１～７の何れか一項に記載のドライバ回路。
  9. 　前記第２トランジスタが、ノーマリーオン型のｎチャネルＦＥＴであり、
    　前記第３の電源電圧が、前記第２制御信号の入力により前記第２トランジスタがオフ状態のとき、前記第２トランジスタの逆導通動作が可能な電圧に設定されていることを特徴とする請求項１～８の何れか一項に記載のドライバ回路。
  10. 　前記第１トランジスタ又は前記第２トランジスタのうち少なくとも何れか一方の逆導通立ち上がり電圧が、－１．５Ｖ～－３．０Ｖの範囲となるように、前記第３の電源電圧が設定されていることを特徴とする請求項８または９に記載のドライバ回路。
     
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