WO2012018093A1 - 信号処理装置、テレビ、信号処理方法、プログラムおよび記録媒体 - Google Patents

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signal
signal processing
noise
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善光 村橋
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シャープ株式会社
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    • H04R2499/10—General applications
    • H04R2499/15—Transducers incorporated in visual displaying devices, e.g. televisions, computer displays, laptops

Definitions

  • the present invention mainly relates to a signal processing device for processing a signal and a signal processing method in such a signal processing device.
  • the present invention also relates to a television that outputs sound that has been subjected to sound processing by such a signal processing method.
  • Flat panel TVs are required not only to have high performance but also to be thin, so that the display panel is downsized.
  • the display panel is downsized.
  • a speaker is being reduced in size.
  • the speaker is designed so that the frequency characteristics of the output sound are uniform in the audible range of 20 Hz to 20 kHz.
  • the design of flat panel televisions is diversified, and among them, there is a flat panel television with a design in which a speaker cannot be seen from the front. In such a flat panel television, as shown in FIG. 22 (c), since the speakers are arranged downward or rearward, it is increasingly difficult to obtain uniform frequency characteristics in the audible range.
  • the audio signal is corrected by a digital signal processing circuit (DSP) so that the frequency characteristics of the audio output from the speaker are as uniform as possible. It has become.
  • DSP digital signal processing circuit
  • the frequency characteristic of the sound output from the speaker can be made to be uniform, but there is a problem that a rounding error is generated by the DSP filter calculation process, and noise is generated.
  • Patent Document 1 A technique for reducing noise caused by rounding errors in such filter arithmetic processing is disclosed in Patent Document 1. By using the technique disclosed in Patent Document 1, it is possible to configure a filter that minimizes the rounding error.
  • the DSP needs to be a floating point arithmetic DSP, and the manufacturing cost is much higher than that of the fixed point arithmetic DSP. There is a problem of becoming high.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and its main object is to perform signal processing more than in the past even when it is realized as a signal processing device equipped with an inexpensive fixed-point arithmetic DSP.
  • a signal processing device that can reduce the amount of noise generated in the signal processing is realized.
  • the signal processing device is a signal processing device that causes a plurality of linear filters to sequentially act on an input signal, and includes all or a permutation that can be configured by the plurality of linear filters.
  • the estimation means for estimating the magnitude of noise included in the output signal obtained when the plurality of linear filters are applied to the input signal in that order
  • the noise estimated by the estimation means Order changing means for changing the order in which the plurality of linear filters are applied to the input signal so that noise included in the output signal is reduced based on the magnitude. Yes.
  • the signal processing apparatus can reduce the amount of noise generated when the linear filter is operated.
  • the linear filter of this signal processing apparatus may be a linear filter that performs a fixed-point operation or a linear filter that performs a floating-point operation.
  • the linear filter that performs a fixed-point operation is generated when a linear filter is applied. Noise due to rounding errors tends to be larger than noise that performs floating point operations.
  • the signal processing device of the present invention is realized as a signal processing device including an inexpensive fixed-point arithmetic DSP, the amount of noise generated during signal processing can be reduced as compared with the conventional case. There is an effect that can be done.
  • a signal processing method is a signal processing method for a signal processing device that sequentially causes a plurality of linear filters to act on an input signal, and all or part of permutations that can be configured by the plurality of linear filters, An estimation step for estimating the magnitude of noise included in the output signal obtained when the plurality of linear filters are applied to the input signal in that order, and the magnitude of noise estimated in the estimation step And an order changing step for changing the order in which the plurality of linear filters are applied to the input signal so that the noise contained in the output signal is reduced.
  • the signal processing method according to the present invention has the same effects as the signal processing apparatus according to the present invention.
  • the signal processing device according to the present invention is realized as a signal processing device equipped with an inexpensive fixed-point arithmetic DSP, the amount of noise generated during signal processing than before is reduced. There is an effect that it can be reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a television according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of the biquadratic filter with which the equalizer part inside the audio
  • the upper left graph and the upper right graph in (a) are graphs showing the frequency characteristics of one and the other of two biquadratic filters having different filter coefficients of the multiplier, respectively.
  • the lower graph of (a) is a graph which shows the frequency characteristic of the filter row
  • (B) has shown the two aspects in the case of connecting two biquadratic filters in series.
  • (A) (b) is the graph which measured the frequency characteristic of the noise which arises when connecting a biquadratic filter in series and inputting a signal in each mode of Drawing 4 (b). It is the figure which showed that the noise resulting from the rounding error which arises when carrying out a filter process to an audio
  • voice signal is represented by the sum total of the rounding error which arises in each of the five multipliers in a biquadratic filter. It is the figure which showed that two biquadratic filters connected in series produce the noise resulting from a rounding error, respectively.
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating an operation of an audio processing unit included in the television according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a graph showing a function representing noise output from the upper filter row in FIG.
  • (B) shows that a gene at a specific locus is exchanged between the chromosomes of two individuals by crossover.
  • (C) shows that a gene at another gene locus is replaced with a gene at a specific gene locus. It is the figure which illustrated typically the process of the mutation.
  • (A) shows a specific example of an individual to be subjected to mutation processing.
  • (B) shows that a gene at a specific locus is replaced with an allele by mutation.
  • (C) shows that a gene at another locus is replaced with an allele at a specific locus.
  • FIG. It is the figure which showed the frequency characteristic of the audio
  • FIG. It is the figure which showed roughly the role of DSP (digital signal processor).
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the television 1.
  • the television 1 includes three HDMI input terminals 11a to 11c, an HDMI switch 11d, an HDMI receiver 100, a video input terminal 101a, an audio input terminal 101b, a BD drive 102, a tuner 103, an IP broadcast tuner 104, Satellite broadcast tuner 105, OSD generation unit 106, video selector 107, video processing circuit 108, LCD controller 109, LCD (Liquid Crystal Display) 110, audio selector 111, audio processing unit 112, digital amplifier 113, speaker 114, Ethernet I / O F115 ("Ethernet" is a registered trademark), ROM 116, RAM 117, CPU 118, and infrared light receiving unit 119 are provided.
  • the video signal path is indicated by a solid line
  • the audio signal path is indicated by a one-dot chain line
  • the data (control) path (bus) is indicated by a bold line.
  • the video received by the tuner 103 for broadcasting, the video received by the IP broadcast tuner 104, and the video received by the satellite broadcast tuner 105 are supplied to the video selector 107, respectively.
  • the audio received by the IP broadcast tuner 104 and (6) the audio received by the satellite broadcast tuner 105 are supplied to the audio selector 111, respectively.
  • the HDMI receiver 101 receives the content input from which HDMI input terminal, that is, the HDMI switch 11 d supplies the content input from which HDMI input terminal to the HDMI receiver 100
  • the HDMI switch 11 d supplies the content input from which HDMI input terminal to the HDMI receiver 100
  • the tuner 103 receives via which content is transmitted
  • the IP broadcast tuner 104 receives from which content is distributed
  • the satellite broadcast tuner 105 is which The CPU 118 performs selection control for deciding whether to receive the content transmitted through the other channels.
  • playback control such as playback, stop, fast forward, rewind, chapter transition in the BD drive 102 is performed by the CPU 118.
  • the video selector 107 is (1) video supplied from the HDMI receiver 100, (2) video supplied from the video input terminal 101a, (3) video supplied from the BD drive 102, and (4) video supplied from the tuner 103. 1, (5) an image supplied from the IP broadcast tuner 104, and (6) an image supplied from the satellite broadcast tuner 105.
  • the video selected by the video selector 107 is supplied to the video processing circuit 108. Note that the CPU 118 controls which video the video selector 107 selects.
  • the video processing circuit 108 adjusts the image quality of the video supplied from the video selector 107.
  • the video processing circuit 108 scales the video supplied from the video selector 107.
  • adjustment of image quality refers to changing at least one of brightness, sharpness, and contrast, for example.
  • Scaling refers to reducing the size while maintaining the original aspect ratio of the video to be displayed.
  • the image that has undergone image quality adjustment and scaling by the image processing circuit 108 is supplied to the LCD controller 109. Note that the CPU 118 controls how the image processing circuit 108 changes the image quality and how much the image is reduced.
  • the LCD controller 109 drives the LCD 110 so that the video supplied from the video processing circuit 108 is displayed. As a result, the image selected by the image selector 107 is output from the LCD 110.
  • the LCD controller 109 displays the OSD image supplied from the OSD generation unit 106 on the video supplied from the video processing circuit 108.
  • the audio selector 111 is an audio supplied from the HDMI receiver 100, an audio supplied from the video input terminal 101a, an audio supplied from the BD drive 102, an audio supplied from the tuner 103, and an audio supplied from the IP broadcast tuner 104. And any one of the voices supplied from the satellite broadcast tuner 105 is selected.
  • the sound selected by the sound selector 111 is supplied to the sound processing unit 112.
  • the CPU 118 controls which sound the sound selector 111 selects.
  • the selection of the video in the video selector 107 and the selection of the audio in the audio selector 111 are interlocked. For example, when the video selector 107 selects the video supplied from the HDMI receiver 100, the audio selector 111 is selected. Also, the audio supplied from the HDMI receiver 100 is selected.
  • the audio processing unit 112 is realized as a DSP and adjusts the volume and quality of the audio supplied from the audio selector 111.
  • the adjustment of the sound quality refers to changing the frequency characteristic of the sound supplied from the sound selector 111 so that the frequency characteristic of the sound output from the speaker 114 is nearly uniform.
  • the sound whose volume and sound quality are adjusted by the sound processing unit 112 is supplied to the digital amplifier 113.
  • the details of the audio processing unit 112 will be described later in detail with reference to the drawings to be referred to.
  • the digital amplifier 113 drives the speaker 114 so that the sound supplied from the sound processing unit 112 is output. Thereby, the sound selected by the sound selector 111 is output from the speaker 114.
  • the speaker 114 is arrange
  • Control using the infrared light receiving unit 119 includes, for example, control for switching a channel selected by the tuner 104 according to a remote control signal, and video and audio selected by the video selector 107 and the audio selector 111 according to a remote control signal. Examples include switching control.
  • the ROM 116 is a readable and non-writable memory in which fixed data such as a program executed by the CPU 118 is stored.
  • the ROM 116 also stores JPEG data, SVG (Scalable Vector Graphics) data, and the like that are referred to by the OSD generation unit 106 to generate an OSD image.
  • the RAM 117 is a readable and writable memory in which variable data such as data referred to by the CPU 118 for calculation and data generated by the CPU 118 by calculation is stored.
  • the Ethernet I / F 115 is an interface for connecting the television 1 to a network.
  • the IP broadcast tuner 105 described above accesses a server on the Internet via the Ethernet I / F 115.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the audio processing unit 112.
  • the speech processing unit 112 includes an equalizer unit 1121, a filter coefficient calculation unit 1122, a filter coefficient setting unit 1123, and a noise level estimation unit 1124.
  • the equalizer unit 1121 includes n biquadratic filters 1121-1 to 1121-n connected in series, and adjusts the sound quality of the audio signal (input signal) input to the equalizer unit 1121. It has become.
  • Each of the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n includes five multipliers as will be described later, and each multiplier performs multiplication using a set filter coefficient as a multiplier. The value of the coefficient is variable.
  • the filter coefficient calculation unit 1122 collects five filter coefficients to be set (hereinafter, the five filter coefficients are collectively referred to as “five filter coefficients”) for each of the n biquadratic filters included in the equalizer unit 1121. (Also referred to as “filter coefficient group”).
  • This control signal includes information such as characteristics of a plurality of filters to be realized (low-pass filter, high-pass filter, peaking filter, etc.), filter cutoff frequency, sharpness Q, gain, and the like.
  • the filter coefficient setting unit 1123 holds n filter coefficient groups input immediately before from the filter coefficient calculation unit 1122 in a storage unit (not shown).
  • the filter coefficient setting unit 1123 supplies the n filter coefficient groups input from the filter coefficient calculation unit 1122 to the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n of the equalizer unit 1121. In supplying the n filter coefficient groups to the equalizer unit 1121, the filter coefficient setting unit 1123 determines which filter coefficient group of the n biquadratic filters is based on the assignment information input from the noise level estimation unit 1124. Which bi-secondary filter is to be supplied is determined.
  • the noise level estimation unit 1124 assigns n filter coefficient groups input from the filter coefficient setting unit 1123 to n biquadratic filters 1121-1 to 1121-n in n! (N factorial) ways. For each combination, a noise level estimation process described later is performed. Then, the noise level estimation unit 1124 returns allocation information indicating a combination that minimizes the noise level estimated by the noise level estimation process to the filter coefficient setting unit 1123.
  • the allocation information is data composed of n arrays (array 1 to array n), and the array i (i is each value from 1 to n) indicates a filter coefficient group to be supplied to the biquadratic filter 1121-i. It is an array to hold.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a biquadratic filter 1121-i (i is an arbitrary value from 1 to n) included in the equalizer unit 1121.
  • the biquadratic filter 1121-i includes five multipliers 21-1 to 21-5, four delay circuits 22, and an adder 23 therein.
  • the multipliers 21-1 to 21-5 are digital circuits that perform multiplication processing on signals input to the multipliers 21-1 to 21-5 using a filter coefficient set by an external input as a multiplier.
  • the result of multiplication processing by the multiplier is not always accurate. This is because the multiplication processing by the multiplier is performed by fixed point arithmetic, and a rounding error peculiar to digital arithmetic (particularly, fixed point arithmetic) occurs, so that the result of the multiplication processing becomes inaccurate.
  • the reason why the rounding error occurs is specifically as follows.
  • the delay circuit 22 is a delay circuit that delays an input signal by one clock and outputs it as it is.
  • the adder 23 is a digital circuit that performs an addition process on an input signal.
  • the adder 23 in the processing of c-th clock, 1) and the signal value multiplied by b 0 to c-th clock to be input to the biquad filter 1121-i signal, 2) " the signal value multiplied by b 1 to c-1 "th clock to be input to the biquad filter 1121-i signal, 3)" is input to the c-2 "th clock in biquad filter 1121-i
  • a signal value obtained by multiplying the signal by b 2 4) a signal value obtained by multiplying the signal output from the biquadratic filter 1121-i at the “c-1” clock by a 1 , and 5) a “c-2” clock.
  • the signal value obtained by multiplying the signal output from the biquadratic filter 1121-i by a 2 is added to the eye.
  • the signal transfer function of the biquadratic filter 1121-i shown in FIG. 3 is expressed by the following Equation 1, and the signal transfer function is uniquely determined if the values of the five filter coefficients are determined. .
  • the graphs on the upper left side and upper right side of FIG. 4A are the frequencies of two biquadratic filters with different filter coefficients of the multiplier (signal transfer functions are represented by G1 (z) and G2 (z)), respectively. It is a graph which shows a characteristic.
  • the biquadratic filter whose signal transfer function is represented by G1 (z) is a filter having a center frequency of 500 Hz, a sharpness Q of 1, and a gain of -20 db, and a bi2 filter whose signal transfer function is represented by G2 (z).
  • the next filter is a filter having a center frequency of 5 kHz, a sharpness Q of 0.5, and a gain of 20 db.
  • the lower graph of FIG. 4A is a graph showing the frequency characteristics of a filter row in which the two biquadratic filters are connected in series.
  • FIG. 4B shows two modes in the case where the two biquadratic filters are connected in series.
  • the filter row is constituted by another linear filter instead of the biquadratic filter, and when the number of linear filters constituting the filter row is three or more. That is, no matter what order the filters are connected, the frequency characteristics of the filter row will not change.
  • FIG. 5 is a graph showing measured values of noise characteristics of a filter array in which the two biquadratic filters are connected in series.
  • FIG. 5A is a graph when a biquadratic filter whose signal transfer function is represented by G1 (z) is provided in the previous stage
  • FIG. 5B is a graph where the signal transfer function is represented by G2 (z). It is a graph at the time of providing a secondary filter in the front
  • FIG. 6 shows a biquadratic filter 1121a.
  • n b0 , n b1 , n b2 , n a0 , and n a1 are caused by rounding errors generated in the multipliers 21-1 to 21-5, respectively. Shows noise.
  • FIG. 7 shows a filter row in which the biquadratic filter 1121a is the front stage and the biquadratic filter 1121b is the poststage and is connected in series.
  • the noise component Y n (z) output from the biquadratic filter 1121a is expressed as shown in Equation 2. That is, the noise transfer function D (z) of the biquadratic filter 1121a is expressed as Equation 3.
  • noise N1 (z) and noise N2 (z) due to rounding errors are generated in each of the biquadratic filter 1121a and the biquadratic filter 1121b.
  • the noise N1 (z) generated in 1121a affects the audio signal processing in the subsequent biquadratic filter 1121b.
  • a filter train (hereinafter referred to as a filter series) in which a biquadratic filter 1121a whose signal transfer function is represented by G1 (z) is a front stage and a biquadratic filter 1121b whose signal transfer function is G2 (z) is a backstage (hereinafter referred to as a filter).
  • FIG. 8 is a diagram showing a function representing a signal component and a noise component included in an output signal output from the filter row for each of the filter rows A and B.
  • the upper diagram in FIG. 8 is a diagram showing the filter row A, and the lower diagram in FIG.
  • the function representing the signal component of the audio signal output from the filter array is the function S (of the audio signal input to the filter array, whether it is the filter array A or the filter array B. It can be seen that z) is multiplied by the signal transfer functions G1 (z) and G2 (z).
  • the function representing the noise component of the output signal output from the filter row differs between the filter row A and the filter row B. This will be described below.
  • the function representing the noise component of the audio signal output from the filter train is as follows: 1) The value of the noise generated by the multiplier of the preceding biquadratic filter (N1 (z) in the upper diagram of FIG. 8) Applying the noise transfer function of the biquadratic filter (D1 (z) in the upper diagram of FIG. 8) and the signal transfer function of the latter biquadratic filter (G2 (z) in the upper diagram of FIG. 8) 2) and the noise value generated by the multiplier of the subsequent biquadratic filter (N2 (z) in the upper diagram of FIG. 8) to the noise transfer function of the biquadratic filter of the latter In the upper diagram, it depends on both the value to which D2 (z)) is applied.
  • the value of noise generated in the multiplier, the noise transfer function, and the signal transfer function are different between the biquadratic filter 1121a and the biquadratic filter 1121b (that is, N1 (z) ⁇ N2 (z) , D1 (z) ⁇ D2 (z), G1 (z) ⁇ G2 (z)), so that the function Y n (z representing the noise component of the output signal in the case of the filter row A and the case of the filter row B) ) Will be different.
  • the filter array A and the filter array B have different functions representing the noise component of the output audio signal.
  • FIG. 9A is a graph showing an actual measurement value of the noise component output from the filter array A and a function of the noise component
  • FIG. 9B is a graph of the noise component output from the filter array B. It is a graph showing the measured value and the function of a noise component.
  • the functions representing the noise components in FIGS. 9A and 9B are based on the assumption that both N1 (z) and N2 (z) have a specific constant value “1”.
  • the filter row is constituted by another linear filter instead of the biquadratic filter, and when the number of linear filters constituting the filter row is three or more. That is, the noise characteristics of the filter row change according to the connection order of the filters.
  • n biquadratic filters constituting the filter array are peaking filters to which parameters such as frequency, sharpness, and gain are given, how to assign n filter coefficient groups to the biquadratic filter is determined. Changing is equivalent to changing the connection order of n biquadratic filters. Therefore, the noise component of the output signal output from the filter row can be reduced also by appropriately distributing the n filter coefficient groups to the biquadratic filter.
  • the television 1 suppresses the amount of noise mixed in the audio signal during audio signal processing by appropriately distributing n filter coefficient groups to the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n. It is characterized by doing.
  • an operation for distributing the filter coefficient group by the audio processing unit 112 of the television 1 will be specifically described with reference to FIG.
  • FIG. 10 is a flowchart showing the above operation.
  • the filter coefficient calculation unit 1122 should set the n biquadratic filters 1121-1 to 1121-n included in the equalizer unit 1121 based on the control signal sent from the CPU 118 input to the equalizer unit 1121. A total of 5 * n filter coefficients are calculated (step S101).
  • any known method may be employed as a method by which the filter coefficient calculation unit 1122 calculates 5 * n filter coefficients. Then, the filter coefficient calculation unit 1122 outputs the calculated 5 * n filter coefficients (that is, n filter coefficient groups) to the filter coefficient setting unit 1123 (step S102).
  • the set of n filter coefficient groups input from the filter coefficient calculation unit 1122 is equal to the set of n filter coefficient groups held in the storage unit. (Step S103), if it is determined that they are not equal (NO in step S103), the input n filter coefficient groups are output to the noise level estimation unit 1124 (step S104). On the other hand, if it is determined that they are equal (YES in step S103), the process ends.
  • the noise level estimation unit 1124 calculates n! Calculated noise component values as follows (step S105). ). That is, the signal transfer function Gi (z) and the noise transfer function Di (z) are obtained from the filter coefficient group i for each i from 1 to n based on the above-described Expressions 1 and 3. Then, based on n signal transfer functions and n noise transfer functions, n! Functions of noise components are derived, and integral values of each function in the audible range are calculated.
  • the noise level estimation unit 1124 is n!
  • the argument of the function that minimizes the calculated value of the noise component of the street is referred, and the argument including the noise transfer function Di (z) corresponding to the filter coefficient group i is j signal transfer functions, Di (z), and Is stored in the array nj described above (step S106).
  • the filter Coefficient group 3 is stored in array 2
  • filter coefficient group 2 is stored in array 1
  • filter coefficient group 1 is stored in array 3.
  • the filter coefficients are set so that the signal transfer functions G1 (z) to G3 (z) of the three biquadratic filters connected in series are as shown in the upper diagram. A function representing a noise component in the case is shown.
  • the noise level estimation unit 1124 outputs the allocation information composed of the data of the arrays 1 to n to the filter coefficient setting unit 1123 (step S107).
  • the filter coefficient setting unit 1123 refers to the allocation information, and outputs the filter coefficient group stored in the array i for each i from 1 to n to the biquadratic filter 1121-i of the equalizer unit 1121 (step S108). ).
  • the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n of the equalizer unit 1121 use the values of the five filter coefficients constituting the filter coefficient group input to the equalizer section 1121 and the multipliers 21-1 to 21-5 use the multiplication process.
  • the multiplier is updated (step S109).
  • the multipliers used by the five multipliers 21-1 to 21-5 of the biquadratic filters 1121-1 to 1121-3 for the multiplication are filter coefficient groups 2, 3, 1 is updated to the values of the five filter coefficients constituting one.
  • the filter coefficient is updated according to the above operation, the noise component included in the output audio signal is smaller than before the update.
  • the signal transfer functions of the biquadratic filters 1121-1 to 1121-3 are G2 (z), G3 (z), and G1 (z), respectively.
  • the noise component of the audio signal (output signal) output from the equalizer unit 1121 is close to the noise level represented by the graph of the order 4 at the bottom of FIG. 12 (that is, the output audio is compared with other orders). The noise component contained in the signal is reduced).
  • the equalizer unit 1121 causes the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n to act on the audio signal in order.
  • the filter coefficient setting unit 1123 replaces n filter coefficient groups to be set in the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n, so that permutations that can be configured by the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n.
  • the noise level estimation unit 1124 outputs the audio signal that is output from the equalizer unit 1121 when the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n are applied to the audio signal in that order. The size of the noise component contained in is estimated.
  • the filter coefficient setting unit 1123 has n filter coefficients so that the noise component included in the audio signal output from the equalizer unit 1121 is reduced based on the noise level estimated by the noise level estimation unit 1124.
  • the group is set (distributed) to the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n.
  • the audio signal output from the equalizer unit 1121 is n filter coefficient groups by other distribution methods. Compared to the case where is distributed, the amount of noise is reduced. Further, since the audio processing unit 112 is realized as a fixed-point DSP, it is less expensive than a case where it is realized as a floating-point DSP.
  • the television 1 can reduce the noise included in the sound output from the speaker 114 more than the conventional television without causing a significant increase in manufacturing cost.
  • the television 1 ′ according to the present embodiment can further suppress the amount of noise mixed when the audio processing unit processes the audio signal, as compared with the television 1 according to the first embodiment.
  • the television 1 ′ of the present embodiment has the following additional advantages in addition to the advantages of the television 1 of the first embodiment that stationary noise due to rounding errors is less than that of the conventional one.
  • the characteristics of the audio signal output from the equalizer can be greatly different before and after the filter coefficient of the adaptive filter inside the equalizer is updated.
  • noise may be heard from the speaker at the moment of update when the characteristics of the audio signal output before and after the update are greatly different.
  • the television 1 ′ of this embodiment has an advantage of suppressing such instantaneous noise generation.
  • the configuration of the television of this embodiment is the same as that of the television 1 except that the audio processing unit 112 ′ is different from the audio processing unit 112 of the television 1 according to the first embodiment.
  • Audio processor 112 ′ The configuration of the audio processing unit 112 ′ will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the audio processing unit 112 '.
  • the speech processing unit 112 ′ includes two equalizer units (equalizer units 1121a and 1121b), a filter coefficient calculation unit 1122, a filter coefficient setting unit 1123 ′, a noise level estimation unit 1124, and two multipliers. (Multipliers 1125a and 1125b).
  • the configurations of the equalizer unit 1121a and the equalizer unit 1121b are the same as those of the equalizer unit 1121.
  • the same audio signal is always input to the equalizer unit 1121a and the equalizer unit 1121b.
  • the configurations of the filter coefficient calculation unit 1122 and the noise level estimation unit 1124 are the same as the filter coefficient calculation unit 1122 and the noise level estimation unit 1124 included in the speech processing unit 112 of the first embodiment.
  • Multipliers 1125a and 1125b are provided in the subsequent stage of the equalizer unit 1121a and the equalizer unit 1121b, respectively, and can perform a multiplication process on the audio signal input from the previous equalizer unit with an arbitrary multiplier of 0 to 1 inclusive. It is possible.
  • the multipliers 1125a and 1125b when the multipliers 1125a and 1125b receive a valid signal described later, the multipliers 1125a and 1125b enter a non-steady state in which a multiplier used for multiplication processing is gradually increased to 1, and the multiplier is kept at 1 in the subsequent steady state. Similarly, when the multipliers 1125a and 1125b receive an invalid signal to be described later, the multipliers 1125a and 1125b enter a non-steady state in which the multiplier used for the multiplication process is gradually reduced to 0, and the multiplier is kept at 0 in the subsequent steady state. Note that the sum of the multiplier used by the multiplier 1125a for the multiplication process and the multiplier used by the multiplier 1125b for the multiplication process is always 1.
  • the audio signal output from the equalizer unit 1121a and the audio signal output from the equalizer unit 1121b are synthesized and output to the outside of the audio processing unit 112 '.
  • the steady state only the audio signal output from one of the equalizer units 1121a and 1121b is output to the outside of the audio processing unit 112 '.
  • the filter coefficient setting unit 1123 holds n filter coefficient groups input immediately before from the filter coefficient calculation unit 1122 in a storage unit (not shown). Each time assignment information is input from the noise level estimation unit 1124, n filter coefficient groups are output to the equalizer unit 1121a or the equalizer unit 1121b. Here, the equalizer section as the output destination is switched every time the output is performed. Furthermore, the filter coefficient setting unit 1123 ′ outputs a valid signal to a multiplier provided in the subsequent stage of the equalizer unit that outputs the filter coefficient group, out of the two multipliers, simultaneously with outputting the filter coefficient group. An invalid signal is output to the multiplier.
  • FIG. 15 is a flowchart showing the operation of the audio processing unit 112 '.
  • the filter coefficient setting unit 1123 ′ When n filter coefficient groups are input from the filter coefficient calculation unit 1122, the filter coefficient setting unit 1123 ′ includes a set of n filter coefficient groups held in the storage unit and the input n number of filter coefficient groups. It is determined whether or not it is equal to the set of filter coefficient groups (step S201). If it is determined that they are not equal (NO in step S201), the process proceeds to the next step S202. If it is determined that they are equal (YES in step S201), the process ends.
  • the input filter coefficient groups 1, 2, 3 to n are not equal to the filter coefficient groups 1, 2 ′, 3 to n held in the storage unit (filter coefficient group 2 ) And the set of filter coefficients constituting the filter coefficient group 2 ′ are not equal), and the process proceeds to the next step S202.
  • the filter coefficient setting unit 1123 holds the input n filter coefficient groups in the storage unit, and further outputs them to the noise level estimation unit 1124 (step S202).
  • the filter coefficient setting unit 1123 When the filter coefficient setting unit 1123 receives the input of the allocation information from the noise level estimation unit 1124, the filter coefficient setting unit 1123 outputs n filter coefficient groups to the equalizer unit based on the value of the allocation information as in the first embodiment (step S203).
  • the output destination is the other equalizer unit different from the one equalizer unit that outputs the audio signal to the outside of the audio processing unit 112 ′.
  • the filter coefficient groups 1, 2, 3 to n are output to the equalizer unit 1121b.
  • the filter coefficient setting unit 1123 outputs a valid signal to the multiplier that is subsequent to the other equalizer unit, and outputs an invalid signal to the multiplier that is subsequent to the one equalizer unit (step S204). Under the above preconditions, the valid signal is output to the multiplier 1125b and the invalid signal is output to the multiplier 1125a.
  • the filter coefficients of the multipliers included in the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n are updated, and the equalizer unit 1121b Is output (step S205).
  • the multiplier 1125b in the subsequent stage of the equalizer unit 1121b enters a non-stationary state when a valid signal is input, and gradually increases the multiplier used for the multiplication process from 0 to 1 (step S206). That is, the multiplier 1125b reduces the amplitude value of the audio signal input from the preceding equalizer unit 1121b to s% and outputs it, but the value of s gradually approaches 100.
  • step S206 the multiplier 1125a in the subsequent stage of the equalizer unit 1121a enters an unsteady state when an invalid signal is input, and gradually reduces the multiplier used for the multiplication process from 1 to 0. That is, the multiplier 1125a reduces the amplitude value of the audio signal input from the equalizer 1121a in the previous stage to (100 ⁇ s)% and outputs it, but the value of 100 ⁇ s gradually approaches 0.
  • the ratio of the audio signal output from the equalizer unit 1121b to the entire audio signal output to the outside of the audio processing unit 112 ′ gradually increases, and finally, only the audio signal output from the equalizer unit 1121b. Is output outside the voice processing unit 112 ′.
  • the audio processing unit 112 ′ of the television 1 ′ includes the two equalizer units 1121a and 1121b that perform audio signal processing on the same audio signal.
  • the multiplier 1125a and the multiplier 1125b output an audio signal whose signal value is a value obtained by weighting and averaging the signal value of the audio signal output from each equalizer unit to the outside of the audio processing unit 112 ′. It has become so.
  • the audio signal from the equalizer unit 1121a is output from the audio processing unit 112 ′ before the operation starts (steady state), and after the operation ends (steady state), the equalizer unit 1121b Are output from the audio processing unit 112 ′.
  • the filter coefficient setting unit 1123 distributes the n filter coefficient groups to the n linear filters constituting the equalizer unit 1121b (period of the unsteady state during the operation)
  • the multiplier 1125a The multiplier (weighting coefficient used for weighted averaging) used for the multiplication processing of the audio signal output from the equalizer unit 1121a is decreased until it becomes zero.
  • the audio signal output from the audio processing unit 112 ′ is the audio signal output from the equalizer unit 1121a and the audio signal output from the equalizer unit 1121b. Are output as a combined signal. Moreover, the proportion of the audio signal from the equalizer unit 1121b in the synthesized signal gradually increases. Therefore, even if the characteristic of the audio signal output from the audio processing unit 112 ′ before the start of the operation and the characteristic of the audio signal output from the audio processing unit 112 ′ after the end of the operation are significantly different, the audio processing unit The characteristic of the audio signal output from 112 'does not change abruptly.
  • the television 1 ′ has the effect of suppressing the above-described instantaneous noise generation in addition to the steady noise generation due to rounding errors.
  • an integrated value in the audible range (20 Hz to 20 kHz) of a function representing a noise component is employed as the “calculated value of the noise component”, but the “calculated value of the noise component” is not limited to this. That is, the “calculated value of the noise component” may be an integrated value (shaded portion in FIG. 16) in a part of the audible frequency region (for example, the frequency region indicated by B in FIG. 16) or a specific value. May be the value of the above function at a certain frequency.
  • the signal processing method of the present invention is applied to an audio processing unit that processes an audio signal.
  • a circuit that processes a signal other than the audio signal for example, an image processing circuit that processes an image signal).
  • the “calculated value of the noise component” may be an integrated value in a specific frequency region unrelated to the audible region.
  • the noise level estimation unit 1124 calculates n! Calculated values of noise components.
  • the noise level estimation unit 1124 The number of times of calculating the calculated value of the component increases rapidly. Therefore, the noise level estimation unit 1124 aborts the calculation of the calculated value when the number of times of calculating the calculated value of the noise component reaches the predetermined threshold TH, and based on the minimum value of the calculated TH calculated values.
  • the allocation information to be output to the filter coefficient setting unit 1123 may be created.
  • a suboptimal solution (that is, a value close to the minimum of n! Calculated values) is obtained by a genetic algorithm that can obtain a solution in polynomial time, and a filter coefficient is set based on the suboptimal solution.
  • the allocation information to be output to the unit 1123 may be created.
  • the noise level estimation unit 1124 obtains a sub-optimal solution using a genetic algorithm and creates allocation information based on the sub-optimal solution will be specifically described with reference to FIGS.
  • the noise level estimation unit 1124 first obtains a filter string obtained when each of the n filter coefficient groups is randomly distributed to the biquadratic filters 1121-1 to 1121-n. Is defined as an individual, and a chromosome composed of n different genes (numerical values from 1 to n) is generated for each of the L kinds of individuals.
  • the gene generated for each individual is an individual obtained when the individual (filter row) distributes the filter coefficient group j to the biquadratic filter 1121-i, and the numerical value of the gene at the locus i is j. It is such a chromosome.
  • the chromosome of each individual is represented as a numerical string consisting of 8 genes. Further, the numerical value at the left end of the numerical sequence indicates the gene at locus 1, and the numerical value at the right end of the numerical sequence indicates the gene at locus 8.
  • the chromosome of the individual 1 in FIG. 17 is generated by assigning the individual 1 and the filter coefficient group 1 to the biquadratic filter 1121-1. This is a case where the filter array obtained when the filter coefficient group 5 is assigned to the filter 1121-8.
  • the chromosome of the individual 2 in FIG. 17 is generated when the individual 2 is assigned the filter coefficient group 8 to the biquadratic filter 1121-1, ... the filter coefficient group to the biquadratic filter 1121-8. This is a case where the filter string is obtained when 3 is assigned. The same applies to the chromosomes of individuals 3 to L.
  • the noise level estimation unit 1124 sets the initial generation (first generation) as the current generation until the current generation becomes the final generation (G generation) (G is an arbitrary value). Repeat the process up to the unit.
  • the fitness of the individual is calculated.
  • the fitness can be calculated by applying a predetermined evaluation function to each individual.
  • the above-described function representing noise (function represented by max) can be adopted as the evaluation function.
  • the fitness may be a reciprocal 1 / p of a value p obtained by integrating a function representing noise over the entire frequency domain, or is integrated in a specific frequency domain. It is good also as the reciprocal number of the value obtained by this. Or you may employ
  • Process 2 As shown in FIG. 19, t individuals whose fitness level is in the upper t level among the calculated L fitness values are directly used as next generation individuals. Further, for the Lt individuals that do not enter the top tth, any one of the processes a to c is performed on the selected one or two individuals until all the Lt individuals are selected once. Do the process. Note that which of the processes a to c is performed is determined according to a probability value determined in advance for each process.
  • Crossover processing is performed on the chromosomes of the two selected individuals, and the two individuals after crossover are set as next-generation individuals.
  • Mutation processing is performed on the chromosome of one selected individual, and the individual after the mutation is set as the next generation individual.
  • crossover is a process of replacing two genes located at specific loci (determined by a predetermined algorithm (eg, random)) of two chromosomes with respect to two selected individuals.
  • each chromosome is subjected to a process of replacing a gene at a different locus originally having the gene after the replacement at the specific locus with the gene at the specific locus before the replacement.
  • FIG. 20 is a diagram schematically showing a specific example of the crossover process in the case where the two individuals to be subjected to the crossover process are the individual 2 and the individual 5.
  • the noise level estimation unit 1124 determines the locus to be crossed as the locus 7, and positions the determined locus 7. Swap two genes to do. That is, the noise level estimation unit 1124 replaces the gene 4 located at the locus 7 of the chromosome of the individual 2 with the gene 7 located at the locus 7 of the chromosome of the individual 5, and The located gene 7 is replaced with the gene 4 located at the locus 7 of the chromosome of the individual 2.
  • the noise level estimation unit 1124 converts the gene at the locus 2 originally having the gene 7 after the replacement to the locus 7 of the chromosome of the individual 2 into the chromosome of the individual 2. Is replaced with gene 4 before the replacement of gene locus 7 in FIG. Similarly, the noise level estimation unit 1124 replaces the gene at the locus 5 originally having the gene 4 after the replacement with the locus 7 of the chromosome of the individual 5 with the gene 7 before the replacement of the locus 7 with the chromosome of the individual 5. Replace with
  • Mutation is a process of replacing a gene i located at a specific locus (determined by a predetermined algorithm (eg, random)) of a chromosome with an allele N + 1-i for a selected individual. .
  • a predetermined algorithm eg, random
  • FIG. 21 is a diagram schematically showing a specific example of the mutation process when the individual to be processed for mutation is the individual 2.
  • Update generations That is, when the next generation is the i-th generation, the current generation is set to the i-th generation.
  • the noise level estimation unit 1124 finishes the processing from processing 1 to processing 3, and finally, among the individuals of the current generation, Allocation information is created based on the value of each gene in the chromosome. That is, assignment information is generated such that the array i holds the filter coefficient group j when the value of the gene at the locus i in such a chromosome is j.
  • the linear filter constituting the equalizer unit is a biquadratic filter, but the linear filter may be another IIR filter or an FIR filter.
  • the number of filter coefficients constituting the filter coefficient group is the number corresponding to the type of linear filter employed.
  • each said embodiment is embodiment which implements this invention as a television provided with the audio
  • the present invention may be implemented by incorporating the audio signal unit 112 in an AV theater rack with built-in speakers, a one-segment mobile phone, a smartphone, or an audio device.
  • the built-in audio signal unit 112 has been described in each embodiment for an audio signal input from the audio input terminal of the rack or the audio device. You may perform the process for adjusting the sound volume and sound quality.
  • the televisions 1 and 1 ′ may be configured by hardware logic. Alternatively, the televisions 1 and 1 ′ may be realized by software using a CPU (Central Processing Unit) as follows.
  • CPU Central Processing Unit
  • the televisions 1 and 1 ′ each have a CPU such as an MPU that executes instructions of a program that realizes each function, a ROM (Read Only Memory) that stores the program, and a RAM (Random that expands the program into an executable format). Access Memory) and a storage device (recording medium) such as a memory for storing the program and various data.
  • a CPU such as an MPU that executes instructions of a program that realizes each function
  • ROM Read Only Memory
  • RAM Random that expands the program into an executable format
  • Access Memory and a storage device (recording medium) such as a memory for storing the program and various data.
  • the object of the present invention is not limited to the case where the program memory of the televisions 1 and 1 ′ is fixedly supported, and the program code (execution format program, intermediate code program, or source program) of the program is recorded. This can also be achieved by supplying the recorded media to the televisions 1 and 1 ′, and the televisions 1 and 1 ′ reading and executing the program code recorded on the recording media.
  • the recording medium is not limited to a specific structure or type. That is, the recording medium includes, for example, a tape system such as a magnetic tape and a cassette tape, a magnetic disk such as a floppy (registered trademark) disk / hard disk, and an optical disk such as a CD-ROM / MO / MD / DVD / CD-R. System, a card system such as an IC card (including a memory card) / optical card, or a semiconductor memory system such as a mask ROM / EPROM / EEPROM / flash ROM.
  • a tape system such as a magnetic tape and a cassette tape
  • a magnetic disk such as a floppy (registered trademark) disk / hard disk
  • an optical disk such as a CD-ROM / MO / MD / DVD / CD-R.
  • a card system such as an IC card (including a memory card) / optical card, or a semiconductor memory system such as a mask ROM / EPROM /
  • the object of the present invention can be achieved.
  • the program code is supplied to the televisions 1 and 1 'via the communication network.
  • the communication network is not limited to a specific type or form as long as it can supply program codes to the televisions 1 and 1 '.
  • the Internet intranet, extranet, LAN, ISDN, VAN, CATV communication network, virtual private network (Virtual Private Network), telephone line network, mobile communication network, satellite communication network, etc. may be used.
  • the transmission medium constituting the communication network may be any medium that can transmit the program code, and is not limited to a specific configuration or type.
  • wired lines such as IEEE 1394, USB, power line carrier, cable TV line, telephone line, ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) line, infrared rays such as IrDA and remote control, Bluetooth (registered trademark), 802.11 wireless, HDR, mobile phone It can also be used by radio such as a telephone network, a satellite line, and a terrestrial digital network.
  • the present invention can also be realized in the form of a computer data signal embedded in a carrier wave in which the program code is embodied by electronic transmission.
  • the signal processing apparatus provides an output obtained when the estimating means causes the plurality of linear filters to act on the input signal in that order for all of the permutations including the plurality of linear filters.
  • the magnitude of noise included in the signal is estimated, and the order of the order of the plurality of linear filters is applied to the input signal, and the order of the noise is estimated by the estimating means. It is desirable to change to the optimal order.
  • the signal processing device uses a highly accurate estimation algorithm for noise magnitude estimation, thereby reducing the magnitude of noise generated when a plurality of linear filters are applied.
  • a plurality of linear filters can be operated in the order of minimization.
  • the signal processing apparatus provides an output signal obtained when the estimation unit causes the plurality of linear filters to act on an input signal in a certain order for a part of the permutation composed of the plurality of linear filters.
  • the order of the order of the plurality of linear filters applied to the input signal, and the order of the noise is estimated to be minimum. It is desirable to change the order to a sub-optimal order that approximates.
  • an algorithm that finds an optimal solution for a permutation cannot find a solution in polynomial time order, but an algorithm that finds a suboptimal solution for a permutation requires a suboptimal solution in polynomial time order, such as a genetic algorithm. There are many things that can be done.
  • the signal processing device reduces the amount of noise generated during signal processing even when the signal processing apparatus according to the present invention includes a very large number of linear filters that act on the input signal. There is a further effect of being able to.
  • the signal processing apparatus includes two filter sets that perform signal processing on the same input signal, each filter set including the plurality of linear filters, and each filter set based on a weighting coefficient.
  • Weighted averaging means for outputting a signal having a signal value obtained by weighted average of the signal values of the output signal output to the outside of the signal processing device, and the order changing means for the input signal
  • the weighted averaging means decreases the weighting coefficient applied to the output signal output from the other filter set until it becomes zero. It is desirable.
  • estimation means estimate the magnitude of the noise based on the product of the noise transfer function of the linear filter and the signal transfer function of each linear filter that acts after the linear filter.
  • the signal processing apparatus can estimate the magnitude of noise with high accuracy, and therefore can more reliably reduce the amount of noise generated during signal processing. There is a further effect.
  • the linear filter is preferably a biquadratic filter.
  • the present invention further includes the signal processing device, the input signal is a voice input signal, and the voice represented by the voice output signal obtained by applying the plurality of linear filters to the voice input signal. It can be realized as a television characterized by being output from the audio output unit.
  • the signal processing device may be realized by a computer.
  • a program for realizing the signal processing apparatus in the computer by operating the computer as each of the above means and a computer-readable recording medium on which the program is recorded also fall within the scope of the present invention.
  • the signal processing apparatus can be suitably used for audio equipment including a DSP that performs audio processing, video equipment including a DSP that performs video processing, and the like.

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Abstract

　音声処理部（１１２）は、独立した特性を有するｎ個の双二次フィルタを音声信号に順に作用させるイコライザ部（１１２１）とｎ個のフィルタで構成し得る順列についてｎ個のフィルタをその順で作用させてイコライザ部からの出力ノイズの大きさを推定する推定部（１１２４）と推定された大きさに基づき、出力ノイズが減るよう各フィルタの係数を入れ替えてｎ個のフィルタの作用順を実質的に変更する設定部（１１２３）とを備える。

Description

信号処理装置、テレビ、信号処理方法、プログラムおよび記録媒体
　本発明は、主に、信号に処理を施す信号処理装置、および、そのような信号処理装置における信号処理方法に関する。また、本発明は、そのような信号処理方法により音声処理が施された音声を出力するテレビに関する。
　近年、これまでのブラウン管テレビに代わり、液晶テレビやプラズマテレビ、有機ＥＬテレビ等のフラットパネルテレビが急速に普及してきている。
　フラットパネルテレビは、高性能であるだけでなく薄型であることが求められており、そのために表示パネルの小型化が図られている。また、より薄いフラットパネルテレビを実現するために、表示パネルだけでなくスピーカの小型化も進められている。
　ところで、スピーカは、出力される音声の周波数特性が可聴域である２０Ｈｚ～２０ｋＨｚの範囲において均一になるように設計されていることが望ましい。ただし、図２２（ａ）に示すように大きなスピーカで周波数特性を均一（平坦）にすることは容易であるが、図２２（ｂ）に示すような小さなスピーカでそのような特性を得ることは難しい。また、フラットパネルテレビの意匠も多様化しており、その中には、正面からスピーカを視認できない意匠のフラットパネルテレビも存在する。このようなフラットパネルテレビでは、図２２（ｃ）に示すように、スピーカが下向きや後ろ向きに配置されるため、可聴域で均一な周波数特性を得ることがますます難しくなっている。
　このため、図２３に示すように、最近のフラットパネルテレビでは、スピーカから出力される音声の周波数特性ができるだけ均一になるように、デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）による補正を音声信号に施すようになっている。
　しかしながら、ＤＳＰにより補正を施す場合、スピーカから出力される音声の周波数特性を均一に近づけることができるものの、ＤＳＰのフィルタ演算処理により丸め誤差が生じ、これによりノイズが発生してしまうという問題がある。
　このようなフィルタ演算処理の丸め誤差に起因するノイズを低減するための技術が特許文献１に開示されている。特許文献１に開示されている技術を用いることにより、丸め誤差が最小になるようなフィルタを構成することができる。
日本国特許公開公報「特開昭５８－１３９５２０号公報（１９８３年８月１８日公開）」
　しかしながら、上記特許文献１の技術を用いて構成したフィルタの処理をＤＳＰに行わせようとする場合、ＤＳＰを浮動小数点演算ＤＳＰとする必要があり、固定小数点演算ＤＳＰに比べて製造コストが非常に高くなってしまうという問題がある。
　本発明は、上記課題に鑑みて成されたものであり、その主な目的は、安価な固定小数点演算ＤＳＰを備えた信号処理装置として実現した場合であっても、従来よりも信号処理の際に発生するノイズの量を少なくすることができる信号処理装置を実現する。
　本発明に係る信号処理装置は、上記課題を解決するために、入力信号に対して複数の線形フィルタを順に作用させる信号処理装置であって、上記複数の線形フィルタにより構成し得る順列の全部または一部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定する推定手段と、上記推定手段により推定されたノイズの大きさに基づき、上記出力信号に含まれるノイズが小さくなるように、上記入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を変更する順序変更手段と、を備えている、ことを特徴としている。
　したがって、ノイズの大きさの推定に精度の高い推定アルゴリズムを用いることにより、信号処理装置は、線形フィルタを作用させる際に発生するノイズの量を低減させることができる。また、この信号処理装置の線形フィルタは、固定小数点演算を行う線形フィルタであっても浮動小数点演算を行う線形フィルタでもよく、固定小数点演算を行う線形フィルタでは、線形フィルタを作用させる際に発生する丸め誤差に起因するノイズが、浮動小数点演算を行うノイズよりも大きくなる傾向がある。
　これにより、本発明の信号処理装置は、安価な固定小数点演算ＤＳＰを備えた信号処理装置として実現した場合であっても、従来よりも信号処理の際に発生するノイズの量を少なくすることができるという効果を奏する。
　本発明に係る信号処理方法は、入力信号に対して複数の線形フィルタを順に作用させる信号処理装置の信号処理方法であって、上記複数の線形フィルタにより構成し得る順列の全部または一部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定する推定工程と、上記推定工程にて推定されたノイズの大きさに基づき、上記出力信号に含まれるノイズが小さくなるように、上記入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を変更する順序変更工程と、を含んでいる、ことを特徴としている。
　上記の構成によれば、本発明に係る信号処理方法は、本発明に係る信号処理装置と同様の作用効果を奏する。
　以上説明したように、本発明に係る信号処理装置は、安価な固定小数点演算ＤＳＰを備えた信号処理装置として実現した場合であっても、従来よりも信号処理の際に発生するノイズの量を少なくすることができるという効果を奏する。
本発明の実施形態１に係るテレビが備える音声処理部の詳細な構成を示すブロック図である。 実施形態１に係るテレビの構成を示すブロック図である。 図１の音声処理部の内部にあるイコライザ部が備える双２次フィルタの構成を示すブロック図である。 （ａ）の左上側および右上側のグラフは、それぞれ、乗算器のフィルタ係数が異なる２つの双２次フィルタの一方および他方の周波数特性を示すグラフである。また、（ａ）の下側のグラフは、上記２つの双２次フィルタが直列に接続されたフィルタ列の周波数特性を示すグラフである。（ｂ）は、２つの双２次フィルタを直列に接続する場合における２つの態様を示している。 （ａ）（ｂ）は、図４（ｂ）の各態様で双２次フィルタを直列に接続して信号を入力する場合に生じるノイズの周波数特性を実測したグラフである。 音声信号にフィルタ処理を施す際に生じる丸め誤差に起因するノイズが、双２次フィルタ内の５つの乗算器の各々で生じる丸め誤差の総和で表わされることを示した図である。 直列に接続された２つの双２次フィルタは、それぞれ、丸め誤差に起因するノイズを生ずることを示した図である。 ２つの双２次フィルタからなるフィルタ列から出力されるノイズを表わす関数は、いずれの双２次フィルタをフィルタ列の前段にするかによって異なることを示した図である。 （ａ）（ｂ）は、それぞれ、２つの双２次フィルタからなる２通りのフィルタ列の一方および他方について、フィルタ列から出力されるノイズの実測値のグラフと、フィルタ列から出力されるノイズを表わす関数のグラフと、を対比した図である。 実施形態１に係るテレビが備える音声処理部の動作を示すフローチャートである。 図８の上部のフィルタ列から出力されるノイズを表わす関数を特に実線部分に示したグラフである。 ３つの双２次フィルタを６通りの順序で直列に接続することにより構成した６通りのフィルタ列の各々について、該フィルタ列から出力されるノイズを表わす関数のグラフである。 本発明の実施形態２に係るテレビの構成を示すブロック図である。 実施形態２に係るテレビが備える音声処理部の詳細な構成を示すブロック図である。 実施形態２に係るテレビが備える音声処理部の動作を示すフローチャートである。 フィルタ列から出力されるノイズを表わす関数のグラフを示した図であって、ノイズ成分の計算値を求めるために参照する周波数領域を示した図である。 遺伝的アルゴリズムにより双２次フィルタを作用させる順序を準最適化する場合において、ファイル列を個体として定義した場合における各個体の染色体を模式的に例示した図である。 遺伝的アルゴリズムにより双２次フィルタを作用させる順序を準最適化する場合において、各個体から、その個体の適応度を算出する処理を模式的に示した図である。 遺伝的アルゴリズムにより双２次フィルタを作用させる順序を準最適化する場合において、適応度が小さい一定数の個体について交叉や突然変異などの処理を施すことを模式的に示した図である。 交叉の処理を模式的に例示した図である。（ａ）は交叉の処理の対象となる２つの個体の一具体例を示している。（ｂ）は交叉によって、２つの個体の染色体間で特定の遺伝子座の遺伝子を入れ替えることを示している。（ｃ）は、特定の遺伝子座の遺伝子に入れ替えに伴い、別の遺伝子座の遺伝子を置き換えることを示している。 突然変異の処理を模式的に例示した図である。（ａ）は突然変異の処理の対象となる個体の一具体例を示している。（ｂ）は突然変異によって特定の遺伝子座の遺伝子を対立遺伝子に置き換えることを示している。（ｃ）は、特定の遺伝子座の対立遺伝子への置き換えに伴い、別の遺伝子座の遺伝子を置き換えることを示している。 スピーカから出力される音声の周波数特性を示した図であり、（ａ）はスピーカが大きい場合、（ｂ）はスピーカが小さい場合、（ｃ）はスピーカがテレビの設置面に向いている場合における図である。 ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）の役割を概略的に示した図である。
　（実施形態１）
　以下、本発明の表示装置の一実施形態に係るテレビについて、図１～図１２を用いて以下に詳細に説明する。
　（テレビの構成）
　テレビ１の構成について、図２を参照して説明する。図２は、テレビ１の構成を示す図である。
　図２に示すように、テレビ１は、３つのＨＤＭＩ入力端子１１ａ～１１ｃ、ＨＤＭＩスイッチ１１ｄ、ＨＤＭＩレシーバ１００、映像入力端子１０１ａ、音声入力端子１０１ｂ、ＢＤドライブ１０２、チューナ１０３、ＩＰ放送チューナ１０４、衛星放送チューナ１０５、ＯＳＤ生成部１０６、映像セレクタ１０７、映像処理回路１０８、ＬＣＤコントローラ１０９、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）１１０、音声セレクタ１１１、音声処理部１１２、デジタルアンプ１１３、スピーカ１１４、イーサネットＩ／Ｆ１１５（「イーサネット」は登録商標）、ＲＯＭ１１６、ＲＡＭ１１７、ＣＰＵ１１８、および、赤外線受光部１１９を備えている。図２においては、映像信号の経路を実線で、音声信号の経路を１点鎖線で、データや制御信号の経路（バス）を太線で示している。
　（１）ＨＤＭＩレシーバ１００が受信した映像、（２）映像入力端子１０１ａから入力された映像、（３）ＢＤドライブ１０２がＢＤ（Blu-ray Disc）から読み出した映像、（４）（地上波デジタル放送用）チューナ１０３が受信した映像、（５）ＩＰ放送チューナ１０４が受信した映像、及び、（６）衛星放送チューナ１０５が受信した映像は、それぞれ、映像セレクタ１０７に供給される。また、（１）ＨＤＭＩレシーバ１００が受信した音声、（２）音声入力端子１０１ｂから入力された音声、（３）ＢＤドライブ１０２がＢＤから読み出した音声、（４）チューナ１０３が受信した音声、（５）ＩＰ放送チューナ１０４が受信した音声、及び、（６）衛星放送チューナ１０５が受信した音声は、それぞれ、音声セレクタ１１１に供給される。
　なお、（ａ）ＨＤＭＩレシーバ１０１が何れのＨＤＭＩ入力端子から入力されるコンテンツを受信するか、すなわち、ＨＤＭＩスイッチ１１ｄが何れのＨＤＭＩ入力端子から入力されたコンテンツをＨＤＭＩレシーバ１００に供給するか、（ｂ）チューナ１０３が何れのチャンネルを介して伝送されたコンテンツを受信するか、（ｃ）ＩＰ放送チューナ１０４が何れのサーバから配信されたコンテンツを受信するか、（ｄ）衛星放送チューナ１０５が何れのチャンネルを介して伝送されたコンテンツを受信するかを決める選択制御は、ＣＰＵ１１８によって行われる。また、（ｅ）ＢＤドライブ１０２における再生、停止、早送り、巻戻し、チャプタ遷移などの再生制御も、ＣＰＵ１１８によって行われる。
　映像セレクタ１０７は、（１）ＨＤＭＩレシーバ１００から供給された映像、（２）映像入力端子１０１ａから供給された映像、（３）ＢＤドライブ１０２から供給された映像、（４）チューナ１０３から供給された映像、（５）ＩＰ放送チューナ１０４から供給された映像、及び、（６）衛星放送チューナ１０５から供給された映像のうちの何れか１つを選択する。映像セレクタ１０７によって選択された映像は、映像処理回路１０８に供給される。なお、映像セレクタ１０７が何れの映像を選択するかは、ＣＰＵ１１８によって制御される。
　映像処理回路１０８は、映像セレクタ１０７から供給された映像の画質を調整する。また、映像処理回路１０８は、映像セレクタ１０７から供給された映像をスケーリングする。ここで、画質の調整とは、例えば、輝度、シャープネス、及び、コントラストの少なくとも何れかを変化させることを指す。また、スケーリングとは、表示すべき映像本来のアスペクト比を保ったままサイズを縮小することを指す。映像処理回路１０８によって画質調整とスケーリングとを施された映像は、ＬＣＤコントローラ１０９に供給される。なお、映像処理回路１０８が画質をどのように変化させるか、及び、映像をどの程度縮小するかは、ＣＰＵ１１８によって制御される。
　ＬＣＤコントローラ１０９は、映像処理回路１０８から供給された映像が表示されるようにＬＣＤ１１０を駆動する。これにより、映像セレクタ１０７により選択された映像がＬＣＤ１１０から出力される。なお、ＯＳＤ生成部１０６からＯＳＤ画像が供給されている場合、ＬＣＤコントローラ１０９は、ＯＳＤ生成部１０６から供給されたＯＳＤ画像を映像処理回路１０８から供給された映像に重ねて表示する。
　音声セレクタ１１１は、ＨＤＭＩレシーバ１００から供給された音声、映像入力端子１０１ａから供給された音声、ＢＤドライブ１０２から供給された音声、チューナ１０３から供給された音声、ＩＰ放送チューナ１０４から供給された音声、及び、衛星放送チューナ１０５から供給された音声のうちの何れか１つを選択する。音声セレクタ１１１によって選択された音声は、音声処理部１１２に供給される。なお、音声セレクタ１１１が何れの音声を選択するかは、ＣＰＵ１１８によって制御される。ただし、映像セレクタ１０７における映像の選択と、音声セレクタ１１１における音声の選択と、は連動しており、例えば、映像セレクタ１０７がＨＤＭＩレシーバ１００から供給された映像を選択しているときには、音声セレクタ１１１もＨＤＭＩレシーバ１００から供給された音声を選択する。
　音声処理部１１２は、ＤＳＰとして実現されており、音声セレクタ１１１から供給された音声の音量及び音質を調整する。ここで、音質の調整とは、スピーカ１１４から出力される音声の周波数特性が均一に近くなるように音声セレクタ１１１から供給された音声の周波数特性を変化させることを指す。音声処理部１１２によって音量及び音質を調整された音声は、デジタルアンプ１１３に供給される。なお、音声処理部１１２の詳細については参照する図面を代えて詳細に後述することにする。
　デジタルアンプ１１３は、音声処理部１１２から供給された音声が出力されるようにスピーカ１１４を駆動する。これにより、音声セレクタ１１１により選択された音声がスピーカ１１４から出力される。なお、スピーカ１１４は、図２２（ｃ）に示されているテレビのスピーカのように、前面がテレビ１の設置面と相対するような向きでテレビ１の下部に配置されている。
　ＣＰＵ１１８は、赤外線受光部１１９が受信したリモコン信号に応じて上記各部を制御する。赤外線受光部１１９を用いた制御としては、例えば、チューナ１０４にて選択するチャンネルをリモコン信号に応じて切り替える制御や、映像セレクタ１０７及び音声セレクタ１１１にて選択する映像及び音声をリモコン信号に応じて切り替える制御などが挙げられる。
　ＲＯＭ１１６は、ＣＰＵ１１８によって実行されるプログラムなどの固定データが格納される、読み出し可能かつ書き込み不能なメモリである。ＯＳＤ画像を生成するためにＯＳＤ生成部１０６が参照するＪＰＥＧデータやＳＶＧ（Scalable Vector Graphics）データなども、このＲＯＭ１１６に格納される。一方、ＲＡＭ１１７は、ＣＰＵ１１８が演算のために参照するデータ、及び、ＣＰＵ１１８が演算によって生成したデータなどの可変データが格納される、読み出し可能かつ書き込み可能なメモリである。
　イーサネットＩ／Ｆ１１５は、テレビ１をネットワークに接続するためのインターフェースである。上述したＩＰ放送チューナ１０５は、このイーサネットＩ／Ｆ１１５を介してインターネット上のサーバにアクセスする。
　（音声処理部１１２）
　次に、音声処理部１１２の構成について図１を参照しながら以下に説明する。
　図１は、音声処理部１１２の構成を示すブロック図である。
　図１に示すように、音声処理部１１２は、イコライザ部１１２１、フィルタ係数算出部１１２２、フィルタ係数設定部１１２３、およびノイズレベル推定部１１２４を備えている。
　イコライザ部１１２１は、直列に接続されたｎ個の双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎを内部に備えており、イコライザ部１１２１に入力される音声信号（入力信号）の音質を調整するようになっている。各双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎは後述するように５つの乗算器を備えており、各乗算器は設定されたフィルタ係数を乗数として乗算を行うようになっているが、このフィルタ係数の値は可変になっている。
　フィルタ係数算出部１１２２は、ＣＰＵ１１８から送られる制御信号に基づき、イコライザ部１１２１が備えるｎ個の双二次フィルタの各々について、設定すべき５つのフィルタ係数（以下、５つのフィルタ係数をまとめて「フィルタ係数群」とも呼称する）を算出するように構成されている。この制御信号には、実現すべき複数のフィルタの特性（ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、ピーキングフィルタ等）、フィルタのカットオフ周波数、尖鋭度Ｑ、ゲイン等の情報が含まれている。
　フィルタ係数設定部１１２３は、フィルタ係数算出部１１２２から直前に入力されたn個のフィルタ係数群を図示しない記憶部に保持するようになっている。
　また、フィルタ係数設定部１１２３は、フィルタ係数算出部１１２２から入力されたｎ個のフィルタ係数群を、イコライザ部１１２１の各双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎに供給する。n個のフィルタ係数群をイコライザ部１１２１に供給するにあたり、フィルタ係数設定部１１２３は、ノイズレベル推定部１１２４から入力される割当情報に基づいて、どのフィルタ係数群をｎ個の双二次フィルタのうちどの双二次フィルタに供給するかを決定するようになっている。
　ノイズレベル推定部１１２４は、フィルタ係数設定部１１２３から入力されるn個のフィルタ係数群をn個の各双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎに割り当てるn!（ｎの階乗）通りの組み合わせの各々について、後述するノイズレベル推定処理を行う。そして、ノイズレベル推定部１１２４は、ノイズレベル推定処理により推定されるノイズレベルが最も小さくなるような組み合わせを示す割当情報をフィルタ係数設定部１１２３に返却する。割当情報はn個の配列（配列１～配列ｎ）からなるデータであり、配列ｉ（ｉは１からｎまでの各値）は、双二次フィルタ１１２１－ｉに供給すべきフィルタ係数群を保持する配列となっている。
　以下、イコライザ部１１２１の内部に含まれる各双二次フィルタの詳細な構成について、図３を参照しながら以下に説明する。図３は、イコライザ部１１２１が備える双２次フィルタ１１２１－ｉ（ｉは１からnまでの任意の値）の構成を示すブロック図である。
　図３に示すように、双２次フィルタ１１２１－ｉは、５つの乗算器２１－１～２１－５、４つの遅延回路２２、および加算器２３を内部に備えている。
　乗算器２１－１～２１－５は、外部からの入力により設定されたフィルタ係数を乗数として、乗算器２１－１～２１－５に入力される信号に乗算処理を施すデジタル回路である。例えば、乗算器２１－１は、フィルタ係数ｂ0＝ｂj0により、入力される信号に乗算処理を施すようになっている。なお、乗算器による乗算処理の結果は常に正確というわけではない。これは、乗算器による乗算処理は固定小数点演算により行われており、デジタル演算（特に、固定小数点演算）に特有の丸め誤差が生じるために乗算処理の結果が不正確になるためである。丸め誤差が生じる理由は具体的には以下の通りである。
　すなわち、一般にnビットで表される被乗数をmビットで表わされる乗数により符号付きで乗算する場合、固定小数点データとして正しい演算結果を常に保持するにはn+m-1ビットのビット幅が必要である。しかし、ビット幅がnビットの固定小数点演算を乗算器が行う場合、演算結果がn+m-1ビットからnビットに丸められてしまうことになる。このため丸め誤差が生じることになる。以上のことから、乗算器による演算の結果、乗算器から出力される信号には一般にノイズが乗ることになる。
　遅延回路２２は、入力される信号を１クロックだけ遅延させてそのまま出力する遅延回路である。
　加算器２３は、入力される信号に加算処理を施すデジタル回路である。
　図３からわかるように、加算器２３は、ｃクロック目の処理において、１）cクロック目に双２次フィルタ１１２１－ｉに入力された信号にｂ0を乗じた信号値と、２）「c-1」クロック目に双２次フィルタ１１２１－ｉに入力された信号にｂ1を乗じた信号値と、３）「c-2」クロック目に双２次フィルタ１１２１－ｉに入力された信号にｂ2を乗じた信号値と、４）「c-1」クロック目に双２次フィルタ１１２１－ｉが出力した信号にａ1を乗じた信号値と、５）「c-2」クロック目に双２次フィルタ１１２１－ｉが出力した信号にａ2を乗じた信号値と、を加算するようになっている。
　換言すると、図３が表わす双２次フィルタ１１２１－ｉの信号伝達関数は、以下の式１で表わされることになり、５つのフィルタ係数の値が決まれば信号伝達関数は一意に決まることになる。
　（直列接続した複数の双２次フィルタからなるフィルタ列の周波数特性について）
　次に、直列接続した複数の双２次フィルタからなるフィルタ列の周波数特性について、フィルタ列を構成する双２次フィルタの数が２つである場合を例に挙げて、図４を参照しながら以下に説明する。
　図４（ａ）の左上側および右上側のグラフは、それぞれ、乗算器のフィルタ係数が異なる（信号伝達関数がG1(z)、G2(z)で表わされる）２つの双２次フィルタの周波数特性を示すグラフである。信号伝達関数がG1(z)で表わされる双２次フィルタは、中心周波数：500Hz、尖鋭度Ｑ：1、ゲイン：-20dbのフィルタであり、信号伝達関数がG2(z)で表わされる双２次フィルタは、中心周波数：5kHz、尖鋭度Ｑ：0.5、利得：20dbのフィルタである。また、図４（ａ）の下側のグラフは、上記２つの双２次フィルタが直列に接続されたフィルタ列の周波数特性を示すグラフである。図４（ｂ）は、上記２つの双２次フィルタを直列に接続する場合における２つの態様を示している。
　図４（ｂ）の２つの態様のうち、いずれの態様で２つの双二次フィルタを接続するとしても、フィルタ列の周波数特性は、図４（ａ）の下側のグラフで表わされる（すなわち、信号伝達関数がG1(z)で表わされる双２次フィルタと信号伝達関数がG2(z)で表わされる双２次フィルタとのいずれを前段に設けるとしても、フィルタ列の周波数特性は変わらないことになる）。
　なお、双２次フィルタに代えて他の線形フィルタでフィルタ列を構成した場合、および、フィルタ列を構成する線形フィルタの数を３つ以上にした場合も、同様である。すなわち、各フィルタをどのような順番で接続するとしてもフィルタ列の周波数特性は変わらないことになる。
　（直列接続した複数の双２次フィルタからなるフィルタ列のノイズ特性について）
　次に、直列接続した複数の双２次フィルタからなるフィルタ列のノイズ特性について、フィルタ列を構成する双２次フィルタの数が２つである場合を例に挙げて、図５～図９を参照しながら以下に説明する。
　図５は、上記２つの双２次フィルタが直列に接続されたフィルタ列のノイズ特性の実測値を示すグラフである。図５（ａ）は信号伝達関数がG1(z)で表わされる双２次フィルタを前段に設けた場合のグラフであり、図５（ｂ）は信号伝達関数がG2(z)で表わされる双２次フィルタを前段に設けた場合のグラフである。
　図５（ａ）と図５（ｂ）とを対比するとわかるように、信号伝達関数がG1(z)で表わされる双２次フィルタと信号伝達関数がG2(z)で表わされる双２次フィルタとのいずれを前段に設けるかによって、フィルタ列のノイズ特性が変化していることがわかる。
　以下、図６～図９を参照しながらこのことを理論的に説明する。
　図６は、双２次フィルタ１１２１ａを示しており、図中のnb0、nb1、nb2、na0、na1は、それぞれ、乗算器２１－１～２１－５で発生する丸め誤差に起因するノイズを示している。また、図７は、双２次フィルタ１１２１ａを前段とし、双２次フィルタ１１２１ｂを後段として直列接続したフィルタ列を示している。
　図６に示すように、双２次フィルタ１１２１ａのノイズ特性は、仮想的な双２次フィルタ（すなわち、乗算器２１－１～２１－５で丸め誤差が生じずに、加算器２３でノイズN(z)=nb0+nb1+nb2+na0+na1が生じる双２次フィルタ）のノイズ特性と等価であると見做すことができる。
　そして、双２次フィルタ１１２１ａから出力されるノイズ成分Yn(z)は式２のように表わされる。すなわち、双２次フィルタ１１２１ａのノイズ伝達関数D(z)は式３のように表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、図７に示すように、双２次フィルタ１１２１ａおよび双２次フィルタ１１２１ｂの各々で、丸め誤差に起因するノイズN1(z)およびノイズN2(z)が発生するので、前段の双２次フィルタ１１２１ａで発生するノイズN1(z)が後段の双２次フィルタ１１２１ｂにおける音声信号処理に影響を及ぼすことになる。
　以下、信号伝達関数がG1(z)で表わされる双２次フィルタ１１２１ａを前段とし、信号伝達関数がG2(z)で表わされる双２次フィルタ１１２１ｂを後段として直列接続したフィルタ列（以下、フィルタ列Ａと称する）から出力されるノイズ成分と、双２次フィルタ１１２１ｂを前段とし、双２次フィルタ１１２１ａを後段として直列接続したフィルタ列（以下、フィルタ列Ｂと称する）から出力されるノイズ成分とが異なることを、図８を参照しながら以下に説明する。
　図８は、フィルタ列Ａおよびフィルタ列Ｂの各フィルタ列について、フィルタ列から出力される出力信号に含まれる信号成分およびノイズ成分を表わす関数を示した図である。図８の上段の図はフィルタ列Ａについて示した図であり、図８の下段の図はフィルタ列Ｂについて示した図である。
　図８からわかるように、フィルタ列から出力される音声信号の信号成分を表わす関数は、フィルタ列Ａであってもフィルタ列Ｂであっても、フィルタ列へ入力される音声信号の関数S(z)に信号伝達関数G1(z)およびG2(z)を乗じた関数となることがわかる。
　一方、フィルタ列から出力される出力信号のノイズ成分を表わす関数は、フィルタ列Ａの場合とフィルタ列Ｂの場合とで異なっている。このことについて以下に説明する。
　フィルタ列から出力される音声信号のノイズ成分を表わす関数は、１）前段の双２次フィルタの乗算器で発生したノイズの値（図８の上段の図においてはN1(z)）に前段の双２次フィルタのノイズ伝達関数（図８の上段の図においてはD1(z)）と後段の双２次フィルタの信号伝達関数（図８の上段の図においてはG2(z)）とを適用した値と、２）後段の双２次フィルタの乗算器で発生したノイズの値（図８の上段の図においてはN2(z)）に後段の双２次フィルタのノイズ伝達関数（図８の上段の図においてはD2(z)）を適用した値と、の両者に依存している。
　より具体的には、図８に示すように、フィルタ列Ａから出力される音声信号のノイズ成分を表わす関数Yn (z)はmax(f1(z)=N1(z)D1(z)G2(z), f2(z)=N2(z)D2(z))であり、フィルタ列Ｂから出力される音声信号のノイズ成分を表わす関数Yn(z)はmax(f1(z)=N1(z)D1(z), f2(z)=N2(z)D2(z)G1(z))である。
　ここで、Yn(z)=max(f1(z),f2(z))であるとは、任意のz=ziにおいてYn(zi)=max(f1(zi),f2(zi))であることと等価である。すなわち、例えば、f1(z)=N1(z)D1(z)G2(z)が図１１上部の破線部分のように表わされ、f2(z)=N2(z)D2(z)が図１１上部の点線部分のように表わされる場合、Yn(z)は図１１下部のグラフの実線部分で表わされることになる。
　したがって、双２次フィルタ１１２１ａと双２次フィルタ１１２１ｂとで、乗算器で発生するノイズの値、ノイズ伝達関数、および、信号伝達関数が異なっている（つまり、N1(z)≠N2(z)、D1(z)≠D2(z)、G1(z)≠G2(z)である）ため、フィルタ列Ａの場合とフィルタ列Ｂの場合とで出力信号のノイズ成分を表わす関数Yn(z)は異なることになる。
　以上のように、フィルタ列Ａとフィルタ列Ｂとで、出力される音声信号のノイズ成分を表わす関数は異なるのであるが、図９からわかるように、いずれのフィルタ列であっても、ノイズ成分を表わす関数のグラフは、ノイズ成分の実測値のグラフとおおよそ一致することがわかる。ここで、図９（ａ）はフィルタ列Ａから出力されるノイズ成分の実測値とノイズ成分の関数とを表わしたグラフであり、図９（ｂ）はフィルタ列Ｂから出力されるノイズ成分の実測値とノイズ成分の関数とを表わしたグラフである。なお、図９（ａ）（ｂ）のノイズ成分を表わす関数は、N1(z)とN2(z)とが共に特定の定数値「１」であるものと仮定した場合のものである。
　なお、双２次フィルタに代えて他の線形フィルタでフィルタ列を構成した場合、および、フィルタ列を構成する線形フィルタの数を３つ以上にした場合も、同様である。すなわち、各フィルタの接続順序に応じてフィルタ列のノイズ特性は変化することになる。
　したがって、n個の双２次フィルタを直列接続してフィルタ列を構成する場合、接続順序の組み合わせ（すなわち、n!通りの組み合わせ）ごとにノイズ成分を表わす関数を導出すれば、n!個の関数を比較することによりフィルタ列から出力される出力信号のノイズ成分が小さくなるような接続順序を決定することができる。
　ところで、フィルタ列を構成するn個の双２次フィルタが周波数、尖鋭度、ゲインなどのパラメータが与えられるピーキングフィルタである場合において、n個のフィルタ係数群の双２次フィルタへの割り当て方を変更することは、n個の双２次フィルタの接続順序を変更することと等価である。したがって、n個のフィルタ係数群を適切に双２次フィルタに分配することによっても、フィルタ列から出力される出力信号のノイズ成分を小さくすることができる。
　本実施形態に係るテレビ１は、n個のフィルタ係数群を双２次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎに適切に分配することにより音声信号処理の際に音声信号に混入するノイズの量を抑制することを特徴としている。以下、テレビ１の音声処理部１１２がフィルタ係数群を分配するための動作について、図１０を参照しながら具体的に説明する。図１０は、上記動作を示すフローチャートである。
（音声処理部１１２の動作）
　最初に、フィルタ係数算出部１１２２は、イコライザ部１１２１に入力されているＣＰＵ１１８から送られる制御信号に基づき、イコライザ部１１２１が備えるn個の双２次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎに設定すべき合計5*n個のフィルタ係数を算出する（ステップＳ１０１）。なお、フィルタ係数算出部１１２２が5*n個のフィルタ係数を算出する方法として公知の如何なる方法を採用しても構わない。そして、フィルタ係数算出部１１２２は、算出した5*n個のフィルタ係数（すなわち、n個のフィルタ係数群）を、フィルタ係数設定部１１２３に出力する（ステップＳ１０２）。
　次に、フィルタ係数設定部１１２３は、フィルタ係数算出部１１２２から入力されたｎ個のフィルタ係数群からなる集合と、記憶部に保持しているn個のフィルタ係数群からなる集合と、が等しいか否かを判定し（ステップＳ１０３）、等しくないと判定した場合（ステップＳ１０３においてＮＯ）には、該入力されたｎ個のフィルタ係数群をノイズレベル推定部１１２４に出力する（ステップＳ１０４）。一方、等しいと判定した場合（ステップＳ１０３においてＹＥＳ）には、処理を終了する。
　ノイズレベル推定部１１２４は、入力されたn個のフィルタ係数群（フィルタ係数群１～フィルタ係数群ｎ）に基づいて、以下のようにn!通りのノイズ成分の計算値を算出する（ステップＳ１０５）。すなわち、前述した式１および式３に基づいて、1からnまでの各ｉについて、フィルタ係数群ｉから信号伝達関数Gi(z)とノイズ伝達関数Di(z)とを求める。そして、n個の信号伝達関数およびn個のノイズ伝達関数に基づいて、n!通りのノイズ成分の関数を導出するとともに、各関数の可聴域における積分値を算出する。
　具体的には、例えば、n=2である場合、max(D1(z)G2(z), c*D2(z))(z=ejwT)(T:サンプリング周期、w:角周波数、j:虚数記号)の可聴域における積分値と、max(D2(z)G1(z), D1(z))(z=ejwT)の可聴域における積分値と、を算出する。
　また、n=3である場合、以下の６つの関数１～６について可聴域における積分値を算出する。
関数１：max(D1(z)G2(z)G3(z),D2(z)G3(z),D3(z))(z=ejwT)
関数２：max(D1(z)G2(z)G3(z),D3(z)G2(z),D2(z))(z=ejwT)
関数３：max(D2(z)G1(z)G3(z),D1(z)G3(z),D3(z))(z=ejwT)
関数４：max(D2(z)G3(z)G1(z),D3(z)G1(z),D1(z))(z=ejwT)
関数５：max(D3(z)G1(z)G2(z),D1(z)G2(z),D2(z))(z=ejwT)
関数６：max(D3(z)G2(z)G1(z),D2(z)G1(z),D1(z))(z=ejwT)
n≧4の場合でも同様である。すなわち、n!個の各関数におけるn個の引数は、各引数で異なる個数(i個,1≦i≦n)の信号伝達関数と各引数で異なる1つのノイズ伝達関数との積で表わされ、n!個の積分値を算出することになる。
　そして、ノイズレベル推定部１１２４は、n！通りのノイズ成分の計算値が最小となるような関数の引数を参照し、フィルタ係数群ｉに対応するノイズ伝達関数Di(z)を含む引数がj個の信号伝達関数とDi(z)との積で表わされている場合には、前述した配列n-jにフィルタ係数群ｉを格納する（ステップＳ１０６）。例えば、n=3である場合であって関数１～６が図１２の下部にある順序１～６のグラフで表わされるような場合（以下、「図１２の例の場合」と称する）、フィルタ係数群３を配列２に格納し、フィルタ係数群２を配列１に格納し、フィルタ係数群１を配列３に格納する。なお、図１２の下部の各グラフは、直列接続された３つの双二次フィルタの信号伝達関数G1(z)～G3(z)が上部の図に示すようになるようにフィルタ係数を設定した場合におけるノイズ成分を表わす関数を示している。
　そして、ノイズレベル推定部１１２４は、配列１～配列ｎのデータからなる割当情報をフィルタ係数設定部１１２３に出力する（ステップＳ１０７）。
　フィルタ係数設定部１１２３は、割当情報を参照し、1からnまでの各iについて、配列iに格納されているフィルタ係数群をイコライザ部１１２１の双二次フィルタ１１２１－ｉに出力する（ステップＳ１０８）。
　イコライザ部１１２１の双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎは、各自に入力されたフィルタ係数群を構成する５つのフィルタ係数の値に、乗算器２１－１～２１－５が乗算処理に用いる乗数を更新する（ステップＳ１０９）。
　したがって、例えば、図１２の例の場合、双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－３の５つの乗算器２１－１～２１－５が乗算に用いる乗数は、それぞれ、フィルタ係数群２、３、１を構成する５つのフィルタ係数の値に更新されることになる。
　以上、音声処理部１１２の動作を説明したが、上記動作に従ってフィルタ係数が更新された場合、更新前に比べて出力される音声信号に含まれるノイズ成分は小さくなる。例えば、図１２の例の場合、双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－３の各信号伝達関数が、それぞれ、G2(z),G3(z),G1(z)となることを意味するが、イコライザ部１１２１から出力される音声信号（出力信号）のノイズ成分は、図１２の下部にある順序４のグラフが表わすノイズレベルと近くなる（すなわち、他の順序と比べて、出力される音声信号に含まれるノイズ成分が小さくなる）。
　（テレビ１の利点）
　以上のように、テレビ１の音声処理部１１２は、イコライザ部１１２１が音声信号に対して双二次フィルタ１１２１－１～１１２１―ｎを順に作用させる。
　また、双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎに設定すべきｎ個のフィルタ係数群をフィルタ係数設定部１１２３が入れ替えることによって双二次フィルタ１１２１－１～１１２１―ｎにより構成し得る順列の全部または一部について、ノイズレベル推定部１１２４は、音声信号に対して双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎをその順で作用させたときにイコライザ部１１２１から出力されることになる音声信号に含まれるノイズ成分の大きさを推定する。
　さらに、ノイズレベル推定部１１２４により推定されたノイズの大きさに基づき、イコライザ部１１２１から出力される音声信号に含まれるノイズ成分が小さくなるように、フィルタ係数設定部１１２３は、ｎ個のフィルタ係数群を双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎに設定（分配）する。
　また、このようにn個のフィルタ係数群が双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎに分配することによりイコライザ部１１２１から出力される音声信号は、その他の分配方法でn個のフィルタ係数群が分配された場合に比べ、ノイズの混入量が少なくなっている。また、音声処理部１１２は、固定小数点ＤＳＰとして実現されるものであるため、浮動小数点ＤＳＰとして実現する場合に比べて安価である。
　したがって、テレビ１は、大幅な製造コストの増加を招かずに、スピーカ１１４から出力される音声に含まれるノイズを従来のテレビよりも低減させることができる。
　（実施形態２）
　次に、本発明の別の一実施形態に係るテレビ（図示せず）について説明する。本実施形態に係るテレビ１’は、音声処理部が音声信号を処理する際に混入するノイズの量を実施形態１に係るテレビ１よりもさらに抑制することができる。
　すなわち、本実施形態のテレビ１’には、丸め誤差に起因する定常的なノイズが従来と比べて少ないという実施形態１のテレビ１の利点に加え、以下のようなさらなる利点がある。
　一般的にイコライザから出力される音声信号の特性は、イコライザ内部の適応フィルタのフィルタ係数が更新される前と更新された後とで大きく異なり得る。そして、このようなイコライザを備えた音声出力装置では、更新前と更新後とで出力される音声信号の特性が大きく異なる場合に、更新の瞬間にスピーカからノイズが聴こえることがある。本実施形態のテレビ１’ではこのような瞬間的なノイズの発生をも抑制するという利点がある。
　以下、本実施形態に係るテレビ（図示せず）の構成について説明する。本実施形態のテレビの構成は、音声処理部１１２’が実施形態１に係るテレビ１の音声処理部１１２と異なる点を除き、テレビ１と同様である。
　そこで、以下では、音声処理部１１２’の構成についてのみ説明し、本実施形態に係るテレビの他の構成については説明を省略することにする。
　（音声処理部１１２’）
　音声処理部１１２’の構成について図１４を参照しながら以下に説明する。
　図１４は、音声処理部１１２’の構成を示すブロック図である。
　図１４に示すように、音声処理部１１２’は、２つのイコライザ部（イコライザ部１１２１ａおよび１１２１ｂ）、フィルタ係数算出部１１２２、フィルタ係数設定部１１２３’、ノイズレベル推定部１１２４、および２つの乗算器（乗算器１１２５ａおよび１１２５ｂ）を備えている。
　イコライザ部１１２１ａおよびイコライザ部１１２１ｂの構成は、イコライザ部１１２１と同一である。イコライザ部１１２１ａおよびイコライザ部１１２１ｂには、常に同一の音声信号が入力されるようになっている。また、フィルタ係数算出部１１２２およびノイズレベル推定部１１２４の構成も実施形態１の音声処理部１１２が備えるフィルタ係数算出部１１２２およびノイズレベル推定部１１２４と同一である。
　乗算器１１２５ａおよび１１２５ｂは、それぞれ、イコライザ部１１２１ａおよびイコライザ部１１２１ｂの後段に設けられており、前段のイコライザ部から入力された音声信号に０以上１以下の任意の乗数で乗算処理を行うことが可能になっている。
　また、乗算器１１２５ａおよび１１２５ｂは、後述の有効信号を受信すると、乗算処理に用いる乗数を次第に１まで増加させる非定常状態となり、以降の定常状態では乗数を１に保つようになっている。同様に、乗算器１１２５ａおよび１１２５ｂは、後述の無効信号を受信すると、乗算処理に用いる乗数を次第に０まで減少させる非定常状態となり、以降の定常状態では乗数を０に保つようになっている。なお、乗算器１１２５ａが乗算処理に用いる乗数と乗算器１１２５ｂが乗算処理に用いる乗数との和は、常に１となっている。
　したがって、非定常状態においては、イコライザ部１１２１ａから出力される音声信号とイコライザ部１１２１ｂから出力される音声信号とが合成されて、音声処理部１１２’の外部に出力されることになる。一方、定常状態においては、イコライザ部１１２１ａおよび１１２１ｂのいずれか一方から出力される音声信号のみが音声処理部１１２’の外部に出力されることになる。
　フィルタ係数設定部１１２３’は、フィルタ係数算出部１１２２から直前に入力されたn個のフィルタ係数群を図示しない記憶部に保持するようになっている。ノイズレベル推定部１１２４から割当情報が入力される度にイコライザ部１１２１ａまたはイコライザ部１１２１ｂにｎ個のフィルタ係数群を出力する。ここで、出力先となるイコライザ部は、出力の度に切り替わるようになっている。さらに、フィルタ係数設定部１１２３’は、フィルタ係数群を出力すると同時に、２つの乗算器のうち、フィルタ係数群を出力するイコライザ部の後段に設けられた乗算器に有効信号を出力し、もう一方の乗算器に無効信号を出力する。
　以下、ノイズレベル推定部１１２４からフィルタ係数設定部１１２３にｎ個のフィルタ係数群１、２、３～ｎが入力された時点以降の音声処理部１１２’の動作について図１５を参照しながら説明する。図１５は音声処理部１１２’の動作を示すフローチャートである。
　（音声処理部１１２’の動作）
　ここでは、前提条件として、n個のフィルタ係数群１、２、３～ｎが入力された時点で、イコライザ部１１２１ａから出力される音声信号のみが音声処理部１１２’の外部に出力されているものとする。また、記憶部には、n個のフィルタ係数群１、２’、３～ｎが保持されているものとする。
　フィルタ係数設定部１１２３’は、フィルタ係数算出部１１２２からn個のフィルタ係数群が入力されると、上記記憶部に保持しているn個のフィルタ係数群からなる集合と、入力されたn個のフィルタ係数群からなる集合と、等しいか否かを判定する（ステップＳ２０１）。等しくないと判定された場合（ステップＳ２０１においてＮＯ）には次のステップＳ２０２に進み、等しいと判定された場合（ステップＳ２０１においてＹＥＳ）には処理を終了する。上記前提条件の下では、入力されるフィルタ係数群１、２、３～ｎと、記憶部に保持されているフィルタ係数群１、２’、３～ｎと、は等しくない（フィルタ係数群２を構成するフィルタ係数からなる集合とフィルタ係数群２’を構成するフィルタ係数からなる集合とは等しくない）ので、次のステップＳ２０２に進む。
　フィルタ係数設定部１１２３は、入力されたn個のフィルタ係数群を記憶部に保持するとともに、さらに、ノイズレベル推定部１１２４に出力する（ステップＳ２０２）。
　フィルタ係数設定部１１２３は、ノイズレベル推定部１１２４から割当情報の入力を受け付けると、実施形態１と同様に割当情報の値に基づいてn個のフィルタ係数群をイコライザ部に出力する（ステップＳ２０３）。ここで、出力先は、音声処理部１１２’の外部にその音声信号が出力されている一方のイコライザ部とは異なる他方のイコライザ部である。上記前提条件の下では、フィルタ係数群１、２、３～ｎがイコライザ部１１２１ｂに出力されることになる。
　また、フィルタ係数設定部１１２３は、上記他方のイコライザ部の後段にある乗算器に有効信号を出力し、上記一方のイコライザ部の後段にある乗算器に無効信号を出力する（ステップＳ２０４）。上記前提条件の下では、有効信号を乗算器１１２５ｂに出力し、無効信号を乗算器１１２５ａに出力する。
　ｎ個のフィルタ係数群が入力されたイコライザ部１１２１ｂでは、各双二次フィルタ１１２１－１～１１２１－ｎが備える各乗算器のフィルタ係数が更新され、イコライザ部１１２１ｂは、ノイズ成分が少ない音声信号を出力するようになる（ステップＳ２０５）。
　そして、イコライザ部１１２１ｂの後段にある乗算器１１２５ｂは、有効信号が入力されると非定常状態になり、乗算処理に用いる乗数を０から次第に１に増加させていく（ステップＳ２０６）。すなわち、乗算器１１２５ｂは、前段のイコライザ部１１２１ｂから入力された音声信号の振幅値をｓ％に減少させて出力するが、sの値を次第に１００に近づけることになる。
　同時にステップＳ２０６において、イコライザ部１１２１ａの後段にある乗算器１１２５ａは、無効信号が入力されると非定常状態になり、乗算処理に用いる乗数を１から次第に０に減少させていく。すなわち、乗算器１１２５ａは、前段のイコライザ部１１２１ａから入力された音声信号の振幅値を(100-s)％に減少させて出力するが、100-sの値を次第に０に近づけることになる。
　換言すれば、音声処理部１１２’の外部に出力される音声信号全体に占めるイコライザ部１１２１ｂから出力される音声信号の割合は次第に大きくなり、最終的に、イコライザ部１１２１ｂから出力される音声信号のみが音声処理部１１２’の外部に出力されることになる。
　（テレビ１’の利点）
　以上のように、テレビ１’の音声処理部１１２’は、同一の音声信号に対し音声信号処理を施す２つのイコライザ部１１２１ａ、１１２１ｂを備えている。また、乗算器１１２５ａおよび乗算器１１２５ｂ（加重平均手段）により、各イコライザ部が出力した音声信号の信号値を加重平均した値を信号値とする音声信号が音声処理部１１２’の外部に出力されるようになっている。
　また、テレビ１’では、上記動作の開始前（定常状態）において、イコライザ部１１２１ａからの音声信号が音声処理部１１２’から出力され、上記動作の終了後（定常状態）において、イコライザ部１１２１ｂからの音声信号が音声処理部１１２’から出力される。
　一方、フィルタ係数設定部１１２３がイコライザ部１１２１ｂを構成するn個の線形フィルタに上記n個のフィルタ係数群を分配した場合（上記動作中の非定常状態の期間）には、乗算器１１２５ａは、イコライザ部１１２１ａから出力される音声信号の乗算処理に用いる乗数（加重平均のために用いる重み付け係数）を、０になるまで減少させていく。
　換言すれば、上記動作中の期間（非定常状態の期間）では、音声処理部１１２’から出力される音声信号は、イコライザ部１１２１ａから出力される音声信号とイコライザ部１１２１ｂから出力される音声信号とを合成した合成信号として出力されることになる。しかも、合成信号に占めるイコライザ部１１２１ｂからの音声信号の割合は除々に大きくなる。したがって、上記動作の開始前に音声処理部１１２’から出力される音声信号の特性と上記動作の終了後に音声処理部１１２’から出力される音声信号の特性とが大きく異なるとしても、音声処理部１１２’から出力される音声信号の特性が急激に変化することはない。
　従って、テレビ１’は、丸め誤差に起因する定常的なノイズの発生に加え、上述した瞬間的なノイズの発生をも抑制することができるという効果を奏する。
　（付記事項１）
　以上の各実施形態では、「ノイズ成分の計算値」として、ノイズ成分を表わす関数の可聴域(20Hz～20kHz)における積分値を採用したが、「ノイズ成分の計算値」はこれに限定されない。すなわち、「ノイズ成分の計算値」は、可聴域内の一部の周波数領域（例えば、図１６のＢで示される周波数領域）における積分値（図１６の斜線部分）であってもよいし、特定の周波数における上記関数の値であってもよい。
　また、各実施形態では、本発明の信号処理方法を、音声信号を処理する音声処理部に適用したが、音声信号以外の他の信号を処理する回路（例えば、画像信号を処理する画像処理回路）に適用する場合には、「ノイズ成分の計算値」を、可聴域と無関係な特定の周波数領域における積分値としてもよい。
　（付記事項２）
　上記各実施形態では、ノイズレベル推定部１１２４が、n!通りのノイズ成分の計算値を算出するものとしたが、イコライザ部を構成する双二次フィルタの数nを多くした場合には、ノイズ成分の計算値を算出する回数が急激に増加することになる。したがって、ノイズレベル推定部１１２４は、ノイズ成分の計算値を算出する回数が所定の閾値THに達した場合に計算値の算出を打ち切り、算出したTH個の計算値のうちの最小値に基づいてフィルタ係数設定部１１２３に出力する割当情報を作成してもよい。
　あるいは、多項式時間で解を求めることが可能な遺伝的アルゴリズムにより、準最適解（すなわち、n!通りの計算値のうちの最小値に近い値）を求め、準最適解に基づいてフィルタ係数設定部１１２３に出力する割当情報を作成してもよい。
　ここで、ノイズレベル推定部１１２４が遺伝的アルゴリズムによって準最適解を求め、準最適解に基づいて割当情報を作成する処理について、図１７～図２１を用いて具体的に説明する。
　この遺伝的アルゴリズムによる処理では、ノイズレベル推定部１１２４は、最初に、ｎ個のフィルタ係数群の各々を無作為に双二次フィルタ１１２１－１～１１２１―ｎに分配した場合に得られるフィルタ列を個体として定義し、Ｌ通りの個体の各々について、相異なるｎ個の遺伝子（１からｎまでの数値）からなる染色体を生成する。各個体について生成される遺伝子は、該個体（フィルタ列）が双二次フィルタ１１２１－ｉにフィルタ係数群ｊを分配した場合に得られる個体である場合、遺伝子座ｉの遺伝子の数値がｊとなるような染色体である。
　図１７は、ｎ＝８の場合に無作為に生成される各個体の染色体の一具体例を模式的に示したものである。図１７において、各個体の染色体は、８個の遺伝子かなる数値列として表わされている。また、数値列の左端の数値は遺伝子座１の遺伝子を示しており、数値列の右端の数値は遺伝子座８の遺伝子を示している。
　前述した染色体の説明からわかるように、図１７の個体１の染色体が生成されるのは、個体１を、双二次フィルタ１１２１－１にフィルタ係数群１が割り当てられ、・・・双二次フィルタ１１２１－８にフィルタ係数群５が割り当てられた場合に得られるフィルタ列とした場合である。また、図１７の個体２の染色体が生成されるのは、個体２を、双二次フィルタ１１２１－１にフィルタ係数群８が割り当てられ、・・・双二次フィルタ１１２１－８にフィルタ係数群３が割り当てられた場合に得られるフィルタ列とした場合である。個体３～個体Ｌの染色体についても同様である。
　次に、ノイズレベル推定部１１２４は、初期世代（第１世代）を現世代として、現世代が最終世代（第Ｇ世代）になるまで（Ｇは任意の値）、以下の処理１から処理３までを単位とする処理を繰り返す。
　処理１）図１８に示すように、個体１～個体Ｌの各個体について、該個体の適応度を算出する。適応度は、各個体に対して所定の評価関数を適用することにより算出することができるが、例えば、前述したノイズを表わす関数（maxで表わされる関数）を評価関数として採用することができる。この場合、適応度は、図１８に示すように、ノイズを表わす関数を全周波数領域に亘って積分することにより得られる値ｐの逆数１／ｐとしてもよいし、特定の周波数領域で積分することにより得られる値の逆数としてもよい。あるいは、ノイズを表わす関数の特定の周波数における値の逆数を適応度として採用してもよい。
　処理２）図１９に示すように、算出されたＬ個の適応度のうち適応度の大きさが上位ｔ番目までに入るｔ個の個体をそのまま次世代の個体とする。また、上位ｔ番目までに入らないＬ－ｔ個の個体について、Ｌ－ｔ個の個体全部が１度ずつ選択されるまで、選択された１または２個の個体について処理ａ～処理ｃのいずれかの処理を行う。なお、処理ａ～処理ｃのいずれの処理を行うかは各処理について予め定められている確率値に応じて決定される。
　処理ａ）選択された２つの個体の染色体について交叉の処理を行い、交叉後の２つの個体を次世代の個体とする。
　処理ｂ）選択された１つの個体の染色体について突然変異の処理を行い、突然変異後の個体を次世代の個体とする。
　処理ｃ）選択された１つの個体をそのまま次世代の個体とする。
　ここで、交叉とは、選択した２つの個体について、２つの染色体の（所定のアルゴリズム（例えば無作為）により決定した）特定の遺伝子座に位置する２つの遺伝子を互いに入れ替える処理である。また、交叉を行った場合、各染色体について、上記特定の遺伝子座に入れ替え後の遺伝子をもともと持っていた別の遺伝子座の遺伝子を、入れ替え前の上記特定の遺伝子座の遺伝子に置き換える処理を行う。これらの処理を、図２０を参照しながら、具体例を挙げて説明する。
　図２０は、交叉の処理対象となる２つの個体が個体２および個体５である場合における交叉の処理の一具体例を模式的に示した図である。
　図２０の（ａ）と（ｂ）とを対比するとわかるように、この例では、ノイズレベル推定部１１２４は、交叉を行うべき遺伝子座を遺伝子座７に決定し、決定した遺伝子座７に位置する２つの遺伝子を入れ替える。すなわち、ノイズレベル推定部１１２４は、個体２の染色体の遺伝子座７に位置する遺伝子４を、個体５の染色体の遺伝子座７に位置する遺伝子７に入れ替えるとともに、個体５の染色体の遺伝子座７に位置する遺伝子７を、個体２の染色体の遺伝子座７に位置する遺伝子４に入れ替える。
　そして、図２０の（ｃ）に示すように、ノイズレベル推定部１１２４は、個体２の染色体の遺伝子座７に入れ替え後の遺伝子７をもともと持っていた遺伝子座２の遺伝子を、個体２の染色体の遺伝子座７の入れ替え前の遺伝子４に置き換える。同様に、ノイズレベル推定部１１２４は、個体５の染色体の遺伝子座７に入れ替え後の遺伝子４をもともと持っていた遺伝子座５の遺伝子を、個体５の染色体の遺伝子座７の入れ替え前の遺伝子７に置き換える。
　また、突然変異とは、選択した１つの個体について、染色体の（所定のアルゴリズム（例えば無作為）により決定した）特定の遺伝子座に位置する遺伝子ｉを、対立遺伝子Ｎ＋１－ｉに置き換える処理である。交叉を行ったと同様に突然変異の処理を行った場合にも、対立遺伝子Ｎ＋１－ｉをもともと持っていた別の遺伝子座の遺伝子を、置き換え前の上記特定の遺伝子座の遺伝子に置き換える処理を行う。これらの処理を、図２１を参照しながら、具体例を挙げて説明する。
　図２１は、突然変異の処理対象となる個体が個体２である場合における突然変異の処理の一具体例を模式的に示した図である。
　図２１の（ａ）と（ｂ）とを対比するとわかるように、この例では、ノイズレベル推定部１１２４は、個体２の染色体の突然変異の処理を行うべき遺伝子座を遺伝子座７に決定し、決定した遺伝子座に位置する遺伝子４を遺伝子５（Ｎ（＝８）＋１－４）に置き換える。
　そして、個体２の染色体の遺伝子座７に入れ替え後の遺伝子５（遺伝子４の対立遺伝子）をもともと持っていた遺伝子座４の遺伝子を、個体２の染色体の遺伝子座７の入れ替え前の遺伝子４に置き換える。
　処理３）世代の更新を行う。すなわち、次世代が第ｉ世代である場合、現世代を第ｉ世代とする。
　現世代が最終世代（第Ｇ世代）になると、ノイズレベル推定部１１２４は、処理１～処理３までの処理を終了し、最後に、現世代の各個体のうち、最も適応度が高い個体の染色体の各遺伝子の値に基づいて割当情報を作成する。すなわち、そのような染色体における遺伝子座ｉの遺伝子の値がｊである場合に配列ｉがフィルタ係数群ｊを保持するような割当情報を作成する。
　（付記事項３）
　また、各実施形態ではイコライザ部を構成する線形フィルタが双二次フィルタであるものとしたが、線形フィルタは、他のＩＩＲフィルタであってもよいし、ＦＩＲフィルタであってもよい。双二次フィルタでなく他の線形フィルタを採用する場合、フィルタ係数群を構成するフィルタ係数の個数は、採用する線形フィルタの種類に応じた個数となる。
　（付記事項４）
　上記各実施形態は、音声信号部１１２を内部に備えるテレビとして本発明を実施する実施形態であるが、本発明はこのようなテレビに限定されない。例えば、スピーカ内蔵ＡＶシアターラック、ワンセグ携帯電話、スマートフォン、または音響機器等に音声信号部１１２を内蔵することによって、本発明を実施してもよい。本発明をスピーカ内蔵ＡＶシアターラックまたは音響機器として実施する場合には、内蔵の音声信号部１１２が、ラックまたは音響機器の音声入力端子から入力された音声信号に対して、各実施形態で説明した音声の音量及び音質を調整するための処理を施してもよい。
　（プログラムおよび記録媒体）
　テレビ１および１’は、ハードウェアロジックによって構成すればよい。または、テレビ１および１’は、次のように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いてソフトウェアによって実現してもよい。
　すなわち、テレビ１および１’は、各機能を実現するプログラムの命令を実行するＭＰＵなどのＣＰＵ、このプログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）、上記プログラムを実行可能な形式に展開するＲＡＭ（Random Access Memory）、および、上記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）を備えている。
　そして、本発明の目的は、テレビ１および１’のプログラムメモリに固定的に担持されている場合に限らず、上記プログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、または、ソースプログラム）を記録した記録媒体をテレビ１および１’に供給し、テレビ１および１’が上記記録媒体に記録されている上記プログラムコードを読み出して実行することによっても、達成可能である。
　上記記録媒体は、特定の構造または種類のものに限定されない。すなわちこの記録媒体は、たとえば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやＣＤ－ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／ＤＶＤ／ＣＤ－Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などとすることができる。
　また、テレビ１および１’を通信ネットワークと接続可能に構成しても、本発明の目的を達成できる。この場合、上記のプログラムコードを、通信ネットワークを介してテレビ１および１’に供給する。この通信ネットワークはテレビ１および１’にプログラムコードを供給できるものであればよく、特定の種類または形態に限定されない。たとえばインターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（Virtual Private Network）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等であればよい。
　この通信ネットワークを構成する伝送媒体も、プログラムコードを伝送可能な任意の媒体であればよく、特定の構成または種類のものに限定されない。たとえばＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、携帯電話網、衛星回線、地上波デジタル網等の無線でも利用可能である。なお本発明は、上記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。
　なお、本発明に係る信号処理装置は、上記推定手段が、上記複数の線形フィルタからなる順列の全部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定するものであり、上記順序変更手段が、入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を、上記推定手段により推定されたノイズの大きさが最小となる最適順序に変更するものであることが望ましい。
　上記の構成によれば、本発明に係る信号処理装置は、ノイズの大きさの推定に精度の高い推定アルゴリズムを用いることにより、複数の線形フィルタを作用させたときに発生するノイズの大きさが最小となるような順序で複数の線形フィルタを作用させることができるというさらなる効果を奏する。
　本発明に係る信号処理装置は、上記推定手段が、上記複数の線形フィルタからなる順列の一部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定するものであり、上記順序変更手段が、入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を、上記推定手段により推定されたノイズの大きさが最小となる順序を近似する準最適順序に変更するものであることが望ましい。
　一般に、順列の最適解を求めるアルゴリズムでは多項式時間オーダーで解を求めることができないが、順列の準最適解を求めるアルゴリズムには、例えば、遺伝的アルゴリズム等、多項式時間オーダーで準最適解を求めることが出来るものが多い。
　したがって、上記の構成によれば、本発明に係る信号処理装置は、入力信号に作用させる線形フィルタを非常に多く備えている場合であっても、信号処理の際に発生するノイズの量を少なくすることができるというさらなる効果を奏する。
　本発明に係る信号処理装置は、同一の入力信号に対し信号処理を施す２つのフィルタセットであって各フィルタセットが上記複数の線形フィルタからなる２つのフィルタセットと、重み付け係数により各フィルタセットが出力した出力信号の信号値を加重平均した値を信号値とする信号を、該信号処理装置の外部に出力する加重平均手段を備え、上記順序変更手段が上記入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を一方の上記フィルタセットについて変更した場合には、上記加重平均手段は、他方の上記フィルタセットから出力される出力信号に適用する重み付け係数を、０になるまで減少させていくことが望ましい。
　上記の構成によれば、上記複数の線形フィルタを作用させる順序を変更する直前と上記順序を変更した直後とでは、上記信号処理装置の外部に出力される信号の特性にあまり違いがなく、上記順序を変更した時点以降、信号処理装置の外部に出力される信号の特性が、上記順序を変更したフィルタセットから出力されている出力信号の特性に次第に近づいていく。
　したがって、信号処理装置の外部に出力される信号の特性が急激に変化しないので、信号処理装置が瞬間的なノイズを発生することを抑制することができるというさらなる効果を奏する。
　上記推定手段は、上記線形フィルタのノイズ伝達関数と、該線形フィルタよりも後に作用させる各線形フィルタの信号伝達関数と、の積に基づいて、上記ノイズの大きさを推定することが望ましい。
　上記の構成によれば、本発明に係る信号処理装置は、ノイズの大きさを高い精度で推定することができるので、信号処理の際に発生するノイズの量をより確実に少なくすることができるというさらなる効果を奏する。
　なお、上記線形フィルタは双二次フィルタであることが望ましい。また、本発明は、上記信号処理装置を内部に備え、上記入力信号は音声入力信号であり、上記音声入力信号に対し上記複数の線形フィルタを作用させることにより得られる音声出力信号が表わす音声を、音声出力部から出力することを特徴とするテレビとして実現することができる。
　また、上記信号処理装置は、コンピュータによって実現してもよい。この場合、コンピュータを上記各手段として動作させることにより上記信号処理装置をコンピュータにおいて実現するプログラム、およびそのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。
　本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
　本発明に係る信号処理装置は、音声処理を行うＤＳＰを備えたオーディオ機器や映像処理を行うＤＳＰを備えた映像機器等に好適に利用することができる。
　１、１’　テレビ
　１１２　　　　　　　音声処理部（信号処理装置）
　１１２１　　　　　　　　イコライザ部
　１１２１ａ、１１２１ｂ　イコライザ部（フィルタセット）
　１１２１－１～１１２１－ｎ　　　双二次フィルタ（線形フィルタ、フィルタセット）
　１１２２　　　　　　　　フィルタ係数算出部
　１１２３　　　　　　　　フィルタ係数設定部（順序変更手段）
　１１２４　　　　　　　　ノイズレベル推定部（推定手段）
　１１２５ａ、１１２５ｂ　乗算器（加重平均手段）

Claims (10)

  1. 　入力信号に対して複数の線形フィルタを順に作用させる信号処理装置であって、
    　上記複数の線形フィルタにより構成し得る順列の全部または一部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定する推定手段と、
    　上記推定手段により推定されたノイズの大きさに基づき、上記出力信号に含まれるノイズが小さくなるように、上記入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を変更する順序変更手段と、を備えている、
    ことを特徴とする信号処理装置。
  2. 　請求項１に記載の信号処理装置であって、
    　上記推定手段は、上記複数の線形フィルタからなる順列の全部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定するものであり、
    　上記順序変更手段は、入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を、上記推定手段により推定されたノイズの大きさが最小となる最適順序に変更するものである、ことを特徴とする信号処理装置。
  3. 　請求項１に記載の信号処理装置であって、
    　上記推定手段は、上記複数の線形フィルタからなる順列の一部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定するものであり、
    　上記順序変更手段は、入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を、上記推定手段により推定されたノイズの大きさが最小となる順序を近似する準最適順序に変更するものである、ことを特徴とする信号処理装置。
  4. 　請求項１から３のいずれか１項に記載の信号処理装置であって、
    　同一の入力信号に対し信号処理を施す２つのフィルタセットであって各フィルタセットが上記複数の線形フィルタからなる２つのフィルタセットと、
    　重み付け係数により各フィルタセットが出力した出力信号の信号値を加重平均した値を信号値とする信号を、該信号処理装置の外部に出力する加重平均手段を備え、
    　上記順序変更手段が上記入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を一方の上記フィルタセットについて変更した場合には、上記加重平均手段は、他方の上記フィルタセットから出力される出力信号に適用する重み付け係数を、０になるまで減少させていくことを特徴とする信号処理装置。
  5. 　請求項１から４のいずれか１項に記載の信号処理装置であって、
    　上記推定手段は、上記線形フィルタのノイズ伝達関数と、該線形フィルタよりも後に作用させる各線形フィルタの信号伝達関数と、の積に基づいて、上記ノイズの大きさを推定することを特徴とする信号処理装置。
  6. 　上記線形フィルタは双二次フィルタであることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか１項に記載の信号処理装置を内部に備え、
    　上記入力信号は音声入力信号であり、
    　上記音声入力信号に対し上記複数の線形フィルタを作用させることにより得られる音声出力信号が表わす音声を、音声出力部から出力することを特徴とするテレビ。
  8. 　入力信号に対して複数の線形フィルタを順に作用させる信号処理装置の信号処理方法であって、
    　上記複数の線形フィルタにより構成し得る順列の全部または一部について、入力信号に対して上記複数の線形フィルタをその順で作用させたときに得られる出力信号に含まれるノイズの大きさを推定する推定工程と、
    　上記推定工程にて推定されたノイズの大きさに基づき、上記出力信号に含まれるノイズが小さくなるように、上記入力信号に対して上記複数の線形フィルタを作用させる順序を変更する順序変更工程と、を含んでいる、ことを特徴とする信号処理方法。
  9. 　請求項１から６のいずれか１項に記載の信号処理装置を動作させるプログラムであって、コンピュータを上記の各手段として機能させるためのプログラム。
  10. 　請求項９に記載のプログラムを記録しているコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
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