WO2011089675A1 - 角度変調器、送信装置及び無線通信装置 - Google Patents

角度変調器、送信装置及び無線通信装置 Download PDF

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WO2011089675A1
WO2011089675A1 PCT/JP2010/007337 JP2010007337W WO2011089675A1 WO 2011089675 A1 WO2011089675 A1 WO 2011089675A1 JP 2010007337 W JP2010007337 W JP 2010007337W WO 2011089675 A1 WO2011089675 A1 WO 2011089675A1
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WO
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signal
angle
phase
frequency
correction
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PCT/JP2010/007337
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English (en)
French (fr)
Inventor
松浦徹
宮長健二
Original Assignee
パナソニック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/02—Details
    • H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
    • H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
    • H03C3/095—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation to the loop in front of the voltage controlled oscillator

Definitions

  • the present invention relates to an angle modulator, a transmission device, and a wireless communication device used in a communication device such as a mobile phone or a wireless LAN (Local Area Network), and more specifically, a voltage controlled oscillator (VCO: Voltage Controlled Oscillator).
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • the present invention relates to an angle modulator, a transmission device, and a wireless communication device that compensate for phase discontinuity when characteristics change.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional angle modulator described in Patent Document 1.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional angle modulator described in Patent Document 1.
  • the frequency signal input from the input terminal 11 is a signal that is frequency-modulated by the angle modulator 10.
  • the frequency signal is input to the adder 12, and the adder 12 adds a constant representing frequency information corresponding to the center frequency of the modulated signal after modulation to the frequency signal.
  • the addition result in the adder 12 is input to the subtractor 13, and the frequency detection result in the frequency detector 16 is subtracted from the addition result in the adder 12.
  • the subtraction result in the subtracter 13 is input to the loop filter 14 and unnecessary signals are removed.
  • the output of the loop filter 14 is input to a voltage controlled oscillator (VCO) 15, a frequency corresponding to the voltage is generated, and output from the output terminal 17.
  • the output of the VCO 15 is converted into a frequency signal by the frequency detector 16.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the VCO 15 can realize low noise when the current consumption is increased. Further, low noise is required only when the output power of the transmission device using the angle modulator 10 of FIG. 1 is large, and low power consumption is required when the output power of the transmission device is small. From this, as shown in FIG. 1, a configuration in which the VCO 15 is switched between the low noise mode and the low current mode using a mode switching signal corresponding to the output power of the transmission apparatus is conceivable.
  • An object of the present invention is to provide an angle modulator, a transmission device, and a wireless communication device that can compensate for phase discontinuity due to VCO mode switching and reduce power consumption.
  • An angle modulator includes a subtractor, a loop filter, a voltage control oscillator that has a plurality of operation modes and generates an angle modulation signal by switching the operation mode according to a mode switching signal, and the angle modulation signal.
  • Frequency subtracting means for detecting the frequency of the subtractor, wherein the subtractor is an angle modulator using a frequency lock loop circuit that subtracts the frequency detected by the frequency detecting means from an input signal of the subtractor.
  • a phase difference detection means for detecting a phase difference between the angle signal input to the angle modulator and the angle modulation signal, and a correction control for generating a control signal for compensating the phase difference based on the phase difference.
  • the subtractor has a frequency signal corresponding to the angle signal or a frequency signal corresponding to a signal obtained by adding the control signal to the angle signal as an input. Take the configuration.
  • the transmission apparatus of the present invention has an I signal and a Q signal as inputs, a coordinate system conversion unit that outputs an amplitude signal and a phase signal corresponding to the I signal and the Q signal, and the phase signal as an input, and the phase signal
  • the angle modulator that generates an angle modulation signal by performing angle modulation on the signal and the amplitude modulator that generates the modulation signal by amplitude-modulating the angle modulation signal according to the amplitude signal are employed. .
  • the transmission apparatus includes an I signal and a Q signal as inputs, a coordinate system conversion unit that outputs an amplitude signal and a phase signal corresponding to the I signal and the Q signal, and a conversion that converts the phase signal into a frequency signal.
  • Means, and the angle modulator that receives the frequency signal and performs angle modulation on the frequency signal to generate an angle modulation signal, and amplitude-modulates the angle modulation signal according to the amplitude signal to generate a modulation signal.
  • generate is taken.
  • the wireless communication device of the present invention includes the transmission device that receives transmission data and generates a modulated signal, the reception device that receives and demodulates the modulation signal and outputs the reception data, the output of the transmission device, and the reception device
  • the antenna duplexer connected to the input of the antenna and the antenna connected to the other terminal of the antenna duplexer are employed.
  • phase continuity can be guaranteed even when the operation mode of the VCO is switched.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a main configuration of the angle modulator according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a main configuration of the angle modulator according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a main configuration of an angle modulator according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a main configuration of an angle modulator according to a second embodiment.
  • the figure showing the output of each block concerning Embodiment 3 The block diagram which shows the principal part structure of the transmitter which concerns on Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing another main configuration of a transmitting apparatus according to Embodiment 4.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a main configuration of the angle modulator according to the first embodiment.
  • the angle modulator 100 according to the present embodiment includes a correction unit 120, an adjustment unit 130, a frequency locked loop (FLL) circuit 140, a phase difference detection unit 150, and a correction control unit 160.
  • FLL frequency locked loop
  • FLL frequency locked loop
  • a correction control unit 160 a case where the voltage controlled oscillator (VCO) 143 of the frequency lock loop circuit 140 has two operation modes of mode 1 and mode 2 will be described.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • a frequency signal is input to the input terminal 110 as an angle signal input to the angle modulator 100.
  • the frequency signal f input to the input terminal 110 may be a differential ⁇ of the phase of the modulation signal.
  • f ⁇ ⁇ fs / 2 ⁇
  • fs is a sampling frequency
  • the correction unit 120 includes an adder 121 and a switch 122.
  • the adder 121 adds a control signal output from the differentiator 162 described later to the angle signal to generate a signal (hereinafter referred to as “correction signal”) in which the phase of the angle signal is corrected.
  • the adder 121 outputs a correction signal to the switch 122.
  • the switch 122 switches the output signal to the subsequent adjustment unit 130 to either an angle signal or a correction signal. The switching of the switch 122 will be described later.
  • the adjustment unit 130 determines that the center frequency of the high frequency signal output from the angle modulator 100 is the center of the signal to be output by the angle modulator 100 (hereinafter referred to as “angle modulation signal”).
  • the correction signal is adjusted so as to obtain the frequency.
  • the adjustment unit 130 includes, for example, an adder 131, and adds a constant corresponding to the center frequency of the angle modulation signal to the correction signal.
  • the adjustment unit 130 outputs the adjusted correction signal to the frequency lock loop circuit 140.
  • the frequency lock loop circuit 140 includes a subtractor 141, a loop filter 142, a VCO 143, and a frequency detection unit 144.
  • the subtracter 141 subtracts the frequency detection result detected by the frequency detection unit 144 described later from the correction signal adjusted by the adjustment unit 130.
  • the subtractor 141 outputs the subtraction result to the loop filter 142 and the phase difference detection unit 150.
  • the loop filter 142 receives the subtraction result in the subtracter 141, removes unnecessary components from the subtraction result, and outputs the subtraction result after the removal to the VCO 143.
  • VCO 143 switches the operation mode according to the mode switching signal.
  • the VCO 143 generates a high-frequency angle modulation signal corresponding to the voltage of the signal input from the loop filter 142, and outputs the generated angle modulation signal to the output terminal 170 and the frequency detection unit 144. As a result, a high-frequency angular modulation signal is output from the output terminal 170.
  • the frequency detection unit 144 detects the frequency of the angle modulation signal generated by the VCO 143 and outputs the frequency detection result to the subtracter 141.
  • the frequency detection result detected by the frequency detection unit 144 is input to the subtractor 141, and the subtracter 141 receives the output from the adjustment unit 130 (frequency-adjusted correction signal) in the frequency detection unit 144. Subtract the frequency detection result. In this way, the frequency lock loop circuit 140 adopts a feedback configuration, thereby outputting a stable angle modulation signal.
  • the phase difference detection unit 150 detects the phase difference between the phase ⁇ det of the angle modulation signal and the phase ⁇ ref corresponding to the input signal of the subtractor 141.
  • the phase difference detection unit 150 includes, for example, an integrator 151.
  • the integrator 151 receives the subtraction result from the subtracter 141 and integrates the subtraction result to generate a phase difference ( ⁇ det + ⁇ ref ). That is, the phase difference detection unit 150 generates a phase difference between the angle modulation signal (the output signal of the frequency lock loop circuit 140) and the input signal of the subtractor 141 (the input signal of the frequency lock loop circuit 140).
  • the phase difference detection unit 150 outputs the generated phase difference to the correction control unit 160.
  • the integrator 151 is reset and activated before the operation mode of the VCO 143 is switched.
  • the correction control unit 160 generates a control signal that compensates for the phase difference based on the phase difference ( ⁇ det + ⁇ ref ).
  • the correction control unit 160 includes a correction phase control unit 161 and a differentiator 162.
  • the correction phase control unit 161 receives the mode switching signal and the phase difference ( ⁇ det + ⁇ ref ) from the integrator 151 as inputs.
  • the correction phase control unit 161 receives the mode switching signal and generates a phase region control signal based on the phase difference ( ⁇ det + ⁇ ref ) for a predetermined period after the operation mode of the VCO 143 is switched. The control signal will be described later.
  • the correction phase control unit 161 outputs a control signal to the differentiator 162.
  • the differentiator 162 receives the phase domain control signal generated by the correction phase controller 161 and differentiates the control signal to generate a frequency domain control signal.
  • the differentiator 162 outputs a frequency domain control signal to the adder 121.
  • the adder 121 adds the frequency domain control signal to the angle signal to generate a correction signal, and the correction signal is output to the adjustment unit 130 via the switch 122.
  • FIG. 3 shows the VF (Voltage vs. Frequency) characteristics of the VCO 143.
  • the frequency signal input from the input terminal 110 is input to the adder 121 or the switch 122.
  • the adder 121 is bypassed by controlling the switch 122 according to the mode switching signal. That is, the frequency signal input to the input terminal 110 is input to the adjustment unit 130. In the adjustment unit 130, a constant corresponding to the center frequency of the angle modulation signal to be output by the angle modulator 100 is added, and the correction signal after the addition is output to the subtractor 141 of the frequency lock loop circuit 140. The output of the subtractor 141 is output to the loop filter 142, and unnecessary components are removed from the subtraction result in the subtractor 141 and input to the VCO 143. The VCO 143 generates a high-frequency angle modulation signal having a frequency corresponding to the voltage of the input signal, and the angle modulation signal is output from the output terminal 170.
  • the output of the VCO 143 is input to the frequency detection unit 144, and the frequency detection unit 144 detects the frequency of the input angle modulation signal.
  • the detected frequency signal is input to the subtracter 141, and the subtracter 141 outputs a signal obtained by subtracting the output of the adjustment unit 130 (correction signal after frequency adjustment) by the output (frequency) from the frequency detection unit 144. To do.
  • phase compensation operation at the time of transition of the operation mode of the angle modulator 100 will be described by taking as an example the case where the operation mode of the VCO 143 is switched from mode 1 to mode 2.
  • time t1 is a mode switching timing
  • time t0 is a time before time t0 that is a mode switching timing
  • time t3 is a time after the time t2.
  • the integrator 151 integrates the input signal from time t0 before the mode switching timing.
  • the integration result during this period represents a change in phase from time t0.
  • integrator 151 outputs a phase change amount ( ⁇ det + ⁇ ref ) from time t0 to time t2 at time t2 after the output frequency of VCO 143 has stabilized.
  • the correction phase control unit 161 outputs a ramp signal having an amplitude of ( ⁇ det + ⁇ ref ) as a phase region control signal from time t3 after time t2.
  • the differentiator 162 outputs a rectangular signal having an area of ( ⁇ det + ⁇ ref ) as a frequency domain control signal.
  • Time t4 is a time after a while after the output of the differentiator 162 becomes zero.
  • a rectangular signal is output from the differentiator 162 as a control signal in the frequency domain from time t3 to time t4 to the adder 121.
  • the adder 121 outputs a rectangular signal to the signal input from the input terminal 110. The signals are added.
  • the switch 122 is connected to the adder 121 while the rectangular signal is output from the differentiator 162 to the adder 121, that is, from the time t3 to the time t4, and the rectangular signal is added to the adjustment unit 130.
  • the switch 122 is controlled so that an angle signal is output. With this control, the amount of phase rotation accompanying the operation mode transition of the VCO 143 is compensated.
  • the time t2 after the frequency of the VCO 143 is stabilized is set in advance based on the time t1 at which the operation mode is switched.
  • the present invention is not limited to this, and the phase difference detection unit 150 is not limited thereto. It may be set based on the detection result (phase difference) of (integrator 151).
  • the output change of the integrator 151 may be monitored, and the time when the output change almost disappears may be set as time t2.
  • the time when the output of the integrator 151 is differentiated and the absolute value of the differential value becomes equal to or less than a preset threshold is defined as time t2.
  • the phase region control signal generated by the correction phase control unit 161 is not limited to the ramp signal.
  • the correction phase control unit 161 may generate a rectangular wave control signal. In this case, the time required for phase compensation is shortened, but the output of the differentiator 162 (frequency domain control signal) is very large.
  • the correction unit 120 generates a correction signal by correcting the phase of the angle signal input to the angle modulator 100.
  • the phase difference detection unit 150 detects the phase difference between the correction signal and the angle modulation signal by using the subtraction result by the subtracter 141 of the frequency lock loop circuit 140.
  • the correction control unit 160 generates a control signal for compensating for the phase difference based on the phase difference.
  • the subtractor 141 subtracts the frequency detected by the frequency detection unit 144 of the frequency lock loop circuit 140 from the correction signal.
  • the VCO 143 switches the operation mode according to the mode switching signal.
  • the correction unit 120 generates a correction signal by adding the control signal to the angle signal for a predetermined period (from time t3 to time t4) after the VCO 143 switches the operation mode. Thereby, the amount of phase rotation accompanying the mode change of the VCO 143 is compensated. Note that power consumption can be reduced by turning off the adder 121, the correction control unit 160, and the phase difference detection unit 150 after time t4.
  • the switch 122 may be removed so that the addition result in the adder 121 always passes through the adjustment unit 130.
  • the output of the differentiator 162 (frequency domain control signal) is set to 0 during a period in which phase compensation is not performed.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the angle modulator 100 that employs a configuration in which the correction unit 120 is provided between the adjustment unit 130 and the frequency lock loop circuit 140.
  • the angle modulator 100 has a subtractor 141, a loop filter 142, and a plurality of operation modes, and is generated by the VCO 143 and the VCO 143 that generate an angle modulation signal by switching the operation mode according to the mode switching signal.
  • a frequency detection unit 144 that detects the frequency of the angle-modulated signal, and the subtractor 141 uses a frequency lock loop circuit 140 that subtracts the frequency detected by the frequency detection unit 144 from the input signal of the subtracter 141.
  • An angle modulator which uses the subtraction result of the subtractor 141 to detect the phase difference between the input signal of the subtractor 141 and the angle modulation signal, and based on the phase difference, A correction control unit 160 that generates a control signal for compensating for the phase difference, and a predetermined period after the VCO 143 switches the operation mode ( Time t4 from time t3), the angle signal, the input signal of the loop filter 142, or the input signal of VCO143, by adding the control signal, the correction unit 120 for correcting the phase of the angle-modulated signal, comprising a.
  • the correction unit 120 is controlled by the adjustment unit 130.
  • the phase of the angle modulation signal is corrected by adding the angle signal added with a constant corresponding to the center frequency of the angle modulation signal, the input signal of the subtractor 141, the input signal of the loop filter 142, or the input signal of the VCO 143. .
  • a correction frequency control unit may be provided instead of the correction phase control unit 161 and the differentiator 162.
  • the correction frequency control unit outputs a signal of amplitude a (a: constant) to the adder 121 for a certain time T0, and controls the time T0 to be proportional to the output of the integrator 151.
  • the area of the output signal, a ⁇ T0, may be made to coincide with the output result of the integrator 151, that is, the phase difference ( ⁇ det + ⁇ ref ).
  • FIG. 7 is a block diagram showing a main configuration of an angle modulator when two-point modulation is applied.
  • the angle modulator 100A of FIG. 7 adopts a configuration in which a path 180 that connects the output of the adder 131 to the input of the VCO 143 is added to the angle modulator 100 of FIG.
  • the angle signal input to the angle modulator is a frequency signal. That is, the case where the control signal is added to the angle signal in the frequency domain has been described. If the angle signal input to the angle modulator is a phase signal, a configuration in which a control signal is added to the angle signal in the phase region is also conceivable.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a main configuration of the angle modulator when the angle signal is a phase signal.
  • the angle modulator 200 of FIG. 8 includes a correction control unit 220 instead of the correction control unit 160 with respect to the angle modulator 100 of FIG. 2, and a phase-frequency conversion unit 210 is further added after the correction unit 120. Take the configuration.
  • the phase-frequency converter 210 converts the phase signal into a frequency signal.
  • the phase-frequency conversion unit 210 includes, for example, a differentiator 211.
  • the correction control unit 220 employs a configuration in which the differentiator 162 is deleted from the correction control unit 160. That is, when the angle signal input to the angle modulator 200 is a phase signal, the adder 121 adds the control signal for the phase region generated by the correction control unit 220 to the angle signal. Therefore, in the angle modulator 100, the correction unit 120 is inserted in the frequency domain, whereas in the angle modulator 200, the correction unit 120 is inserted in the phase domain.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a main configuration of the angle modulator according to the second embodiment.
  • the angle modulator 300 in FIG. 9 includes a phase difference detector 310 instead of the phase difference detector 150 with respect to the angle modulator 100 in FIG. 2.
  • the phase difference detection unit 310 includes a subtractor 311, integrators 312 and 313, and a comparator 314.
  • the subtractor 311 subtracts a constant corresponding to the center frequency of the angle modulation signal from the frequency of the angle modulation signal detected by the frequency detection unit 144.
  • the subtractor 311 outputs the subtraction result to the integrator 312.
  • the integrator 312 integrates the subtraction results obtained by the subtractor 311 generates a detection signal theta det, and outputs the generated detection signal theta det to the comparator 314.
  • the integrator 313 integrates the correction signal output from the correction unit 120 to generate the reference signal ⁇ ref, and outputs the generated reference signal ⁇ ref to the comparator 314.
  • the comparator 314 generates a difference between the reference signal ⁇ ref and the detection signal ⁇ det as a phase difference.
  • the subtractor 311 and the integrators 313 and 312 in the phase difference detection unit 310 are reset and activated before the operation mode of the VCO 143 is switched.
  • time t1 is a mode switching timing
  • time t0 is a time before time t0 that is a mode switching timing
  • time t3 is a time after the time t2.
  • the integrators 313 and 312 integrate the input signal from time t0 to time t2 before the mode switching timing to obtain ⁇ ref and ⁇ det . Then, at time t3 after time t2, the comparator 314 outputs a phase change amount ( ⁇ det + ⁇ ref ) between time t0 and time t2.
  • the correction phase controller 161 outputs a ramp signal having an amplitude of ( ⁇ det + ⁇ ref ) as a phase region control signal at time t3.
  • the differentiator 162 outputs a rectangular signal having an area of ( ⁇ det + ⁇ ref ) from time t3 as shown in FIG.
  • the adder 121 adds the rectangular signal to the signal input from the input terminal 110.
  • the switch 122 is controlled to be connected to the adder 121 side.
  • the adder 131 is controlled so that the signal after the addition is output. With this control, the amount of phase rotation accompanying the operation mode transition of the VCO 143 is compensated.
  • two-point modulation may be applied as described in the first embodiment.
  • an additional path for connecting the output of the adder 131 to the input of the VCO 143 may be provided.
  • the phase difference detection unit 310 performs angle modulation from the frequency detected by the frequency detection unit 144.
  • a subtractor 311 that subtracts a constant corresponding to the center frequency of the signal, a first integrator 312 that integrates the output of the subtractor 311 to generate a detection signal, and an angle signal to which the control signal is added by the correction unit 120 , And a comparator 314 that generates a difference between the reference signal and the detection signal as a phase difference.
  • the correction control unit 160 includes a correction phase control unit 161 that generates a phase compensation phase signal based on the phase difference, and a differentiator that differentiates the compensation phase signal to generate a frequency domain compensation frequency signal as a control signal. 162.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a main configuration of the angle modulator 300 in which the correction unit 120 is provided between the adjustment unit 130 and the frequency lock loop circuit 140.
  • the angle signal input to the angle modulator is a frequency signal. That is, the case where the control signal is added to the angle signal in the frequency domain has been described. If the angle signal input to the angle modulator is a phase signal, a configuration in which a control signal is added to the angle signal in the phase region is also conceivable.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a main configuration of the angle modulator when the angle signal is a phase signal.
  • the angle modulator 400 of FIG. 12 includes a correction control unit 420 instead of the correction control unit 160 with respect to the angle modulator 300 of FIG. 9, and a phase-frequency conversion unit 410 is further added after the correction unit 120. Take the configuration.
  • the phase-frequency converter 410 converts the phase signal into a frequency signal.
  • the phase-frequency conversion unit 410 includes, for example, a differentiator 411.
  • the correction control unit 420 employs a configuration in which the differentiator 162 is deleted from the correction control unit 160. That is, when the angle signal input to the angle modulator 400 is a phase signal, the adder 121 adds the control signal for the phase region generated by the correction control unit 420 to the angle signal. Therefore, in the angle modulator 300, the correction unit 120 is inserted in the frequency domain, whereas in the angle modulator 400, the correction unit 120 is inserted in the phase domain.
  • the operation of the angle modulator 400 in FIG. 12 is the same as the operation of the angle modulator 300 in FIG.
  • the output of the correction control unit 420 (phase region control signal) is added to the phase signal input from the input terminal 110, so that phase rotation due to mode switching of the VCO 143 can be compensated.
  • FIG. 13 is a block diagram showing another main configuration of the angle modulator when the angle signal is a phase signal.
  • An angle modulator 400A in FIG. 13 includes a phase difference detection unit 430 in place of the phase difference detection unit 310 with respect to the angle modulator 400 in FIG.
  • the phase difference detection unit 430 employs a configuration in which the integrator 313 is deleted from the phase difference detection unit 310, and the angle signal input to the angle modulator 400A is directly input to the comparator 314.
  • the angle modulator 400A can reduce the circuit scale because the integrator 313 is not required for the angle modulator 400.
  • the correction control unit uses a pulse having a different size at each sampling interval as the control signal. The case of generating will be described.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a main configuration of the angle modulator according to the present embodiment.
  • the angle modulator 500 in FIG. 14 includes a correction control unit 520 instead of the correction control unit 160 with respect to the angle modulator 300 in FIG. 11, and a phase-frequency conversion unit 510 is further added before the adjustment unit 130. Adopted the configuration.
  • the angle signal is a phase signal
  • the angle signal is a frequency signal.
  • the phase-frequency converter 510 converts the phase signal into a frequency signal.
  • the phase-frequency conversion unit 510 includes a differentiator 511, for example.
  • the correction control unit 520 includes a correction frequency control unit 521, and the correction frequency control unit 521 generates a frequency domain control signal. Specifically, the correction frequency control unit 521 generates a pulse whose area matches the output level of the comparator 314 as a control signal. The correction frequency control unit 521 outputs the generated control signal to the adder 121. Hereinafter, the control signal generated by the correction frequency control unit 521 will be described.
  • FIG. 15 shows the output frequency of the VCO 143, the output value of the comparator 314 (phase difference), and the output value of the correction frequency control unit 521 (frequency domain control signal).
  • time t1 is a mode switching timing
  • time t0 is a time before time t0 that is a mode switching timing, and is a timing for resetting and activating the integrators 312 and 313.
  • Time t2 is the time after the frequency of the VCO 143 is stabilized.
  • the correction frequency control unit 521 generates a correction pulse whose area matches the output level of the comparator 314 at a time interval of ⁇ t as a control signal, and outputs the generated control signal to the adder 121. To do. In this way, the correction frequency control unit 521 outputs a correction pulse corresponding to the output (phase difference) of the comparator 314 at a time interval of ⁇ t. At this time, the correction frequency control unit 521 changes the magnitude of the correction pulse according to the level of each sampling point. As can be seen from FIG. 15, according to this control, in the first to second embodiments, the phase is compensated during the period from the time t1 to the time t2 when the compensation was not performed. Can be shortened.
  • the correction control unit 520 is a period before the predetermined period in which the phase of the angle modulation signal is corrected by the correction unit 120 and is shorter than the predetermined period ( ⁇ t A pulse waveform corresponding to each phase difference is generated as a frequency domain control signal.
  • the insertion position of the correction unit 120 including the adder 121 and the switch 122 may be provided at any position as long as it is between the output of the adjustment unit 130 and the input of the VCO 143.
  • the switch 122 may be removed, and the addition result in the adjustment unit 130 may always pass through the adder 121. In this case, however, control is performed so that the output of the correction frequency control unit 521 (frequency domain control signal) becomes zero during a period in which phase compensation is not performed.
  • phase difference detection unit 310 may have the configuration of the phase difference detection unit 150 shown in FIG.
  • Embodiment 4 In Embodiments 1 to 3, the angle modulator has been described. In this embodiment, a transmission apparatus including the angle modulator according to Embodiments 1 to 3 will be described.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a main configuration of the transmission apparatus according to the present embodiment.
  • the transmission device 600 includes a coordinate system conversion unit 620, an angle modulator 630, and an amplitude modulator 640.
  • the angle modulator 630 is applied with each angle modulator described in FIGS. 8, 12, 13, and 14 in which the input angle signal is a phase signal.
  • the coordinate system conversion unit 620 receives an I signal and a Q signal from the input terminal 610.
  • the coordinate system conversion unit 620 converts the I signal and the Q signal into an amplitude signal and a phase signal, outputs the phase signal to the angle modulator 630, and outputs the amplitude signal to the power supply voltage terminal of the amplitude modulator 640.
  • the angle modulator 630 angle-modulates the phase signal to generate an angle-modulated signal.
  • the angle modulator 630 outputs the generated angle modulation signal to the amplitude modulator 640.
  • the amplitude modulator 640 performs amplitude modulation on the angle modulation signal with the amplitude signal output from the coordinate system conversion unit 620 and outputs the obtained modulation signal from the output terminal 650.
  • FIG. 17 is a block diagram showing another main configuration of the transmitting apparatus according to the present embodiment.
  • the transmission apparatus 700 of FIG. 17 includes an angle modulator 720 instead of the angle modulator 630 with respect to the transmission apparatus 600 of FIG. 16, and a differentiator 710 is provided between the coordinate system conversion unit 620 and the angle modulator 720.
  • the angle modulator 720 is applied to each angle modulator described in FIGS. 2, 6, 7, 9, and 11 in which the input angle signal is a frequency signal.
  • transmission device 600 uses an angle modulator 630 that uses a frequency signal as an angle signal
  • the transmission device 700 uses an angle modulator 720 that uses a phase signal as an angle signal. Therefore, transmission apparatus 700 differs from transmission apparatus 600 in that the phase signal output from coordinate system conversion section 620 is differentiated by differentiator 710 and then input to angle modulator 720.
  • the coordinate system conversion unit 620 receives the I signal and the Q signal, outputs the amplitude signal and the phase signal corresponding to the I signal and the Q signal, and outputs the angle.
  • Modulator 630 is an angle modulator that receives a phase signal as described in the first to third embodiments, and performs angle modulation on the phase signal to generate an angle modulated signal.
  • 640 modulates the angle modulated signal according to the amplitude signal to generate a modulated signal.
  • the coordinate system conversion unit 620 receives the I signal and the Q signal, outputs an amplitude signal and a phase signal corresponding to the I signal and the Q signal, and the differentiator 710 converts the phase signal into the frequency signal.
  • the angle modulator 720 receives the frequency signal described in the first to third embodiments, performs angle modulation on the frequency signal to generate an angle modulated signal, and the amplitude modulator 640 Then, the angle modulation signal is amplitude-modulated according to the amplitude signal to generate a modulation signal.
  • the transmission device 600 and the transmission device 700 can compensate for the phase discontinuity of the modulation signal.
  • FIG. 18 is a block diagram of radio communication apparatus 800 according to the fifth embodiment.
  • the wireless communication device 800 includes an antenna 820, an antenna duplexer 830, a transmission device 840, and a reception device 850.
  • the transmission apparatuses described in Embodiment 4 are applied to the transmission apparatus 840.
  • the transmission device 840 when the output signal is an angle modulation signal, the transmission device 840 is illustrated in FIGS. 2, 6, 7, 8, 9, 11, 12, 13, and 14. An angle modulator can be used.
  • the configuration shown in FIGS. 16 and 17 can be used as the transmission device 840.
  • Transmission data is input from the input terminal 810-1, modulated by the transmission device 840, and converted into a high-frequency signal.
  • the output of the transmission device 840 is radiated from the antenna 820 via the antenna duplexer 830.
  • the reception signal input from the antenna 820 is input to the reception device 850 via the antenna duplexer 830.
  • the antenna duplexer 830 is a block for discriminating transmission and reception, and is configured by a switch, a dielectric, or a filter using a SAW device.
  • Receiving device 850 demodulates the received signal and outputs received data from output terminal 810-2.
  • the angle modulator, the transmission device, and the wireless communication device according to the present invention can compensate for the phase discontinuity accompanying the operation mode switching of the VCO, and can reduce power consumption.
  • Application to wireless communication equipment is possible.

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Abstract

　電圧制御発振器の動作モードを切り替えたときの位相の不連続性を補償することができる角度変調器、送信装置及び無線通信装置を開示する。角度変調器（１００）は、周波数ロックループ回路（１４０）の減算器（１４１）による減算結果を用いて、減算器（１４１）の入力信号と角度変調信号との位相差を検出する位相差検出部（１５０）と、当該位相差に基づいて、当該位相差を補償する制御信号を生成する補正制御部（１６０）と、ＶＣＯ（１４３）が動作モードを切り替えてから所定の期間（時刻ｔ３から時刻ｔ４）、角度変調器（１００）の入力信号、ループフィルタ（１４２）の入力信号、又は、ＶＣＯ（１４３）の入力信号に、制御信号を加算して、角度変調信号の位相を補正する補正部（１２０）と、を具備する。

Description

角度変調器、送信装置及び無線通信装置
　本発明は、携帯電話又は無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の通信機器に用いられる角度変調器、送信装置及び無線通信装置に関し、より特定的には、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）の特性が変化したときの位相不連続性を補償する角度変調器、送信装置及び無線通信装置に関する。
　従来の角度変調器を、以下に示す。図１は、特許文献１に記載された従来の角度変調器の構成を示すブロック図である。
　図１の角度変調器１０において、入力端子１１から入力された周波数信号は、角度変調器１０において周波数変調される信号である。周波数信号は、加算器１２に入力され、加算器１２において、周波数信号に変調後の変調信号の中心周波数に相当する周波数情報を表す定数が加算される。加算器１２における加算結果は、減算器１３に入力され、周波数検出部１６における周波数検出結果が、加算器１２における加算結果から減算される。減算器１３における減算結果は、ループフィルタ１４に入力され、不要信号が取り除かれる。ループフィルタ１４の出力は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１５に入力され、電圧に応じた周波数が生成され、出力端子１７から出力される。ＶＣＯ１５の出力は周波数検出部１６で周波数信号に変換される。
　一般的に、ＶＣＯ１５は、消費電流を大きくした方が低雑音を実現できる。また、低雑音が要求されるのは、図１の角度変調器１０を用いた送信装置の出力電力が大きいときのみであり、送信装置の出力電力が小さいときには低消費電流が要望される。このことから、図１に示すように、送信装置の出力電力に応じたモード切り替え信号を用いて、ＶＣＯ１５を低雑音モードと低電流モードとのいずれかに切り替える構成が考えられる。
米国特許出願公開第２００９／０１０８８９１号明細書
　しかしながら、前記従来の構成では、モード切り替え時にＶＣＯ１５の特性が変化するため、再ロックするまでＶＣＯ１５の出力信号の周波数が変化し、変調信号の位相の不連続性を生じるという課題を有していた。
　本発明の目的は、ＶＣＯのモード切り替えによる位相不連続性を補償し、低消費電力化が図れる角度変調器、送信装置及び無線通信装置を提供することである。
　本発明の角度変調器は、減算器と、ループフィルタと、複数の動作モードを有し、モード切り替え信号に応じて動作モードを切り替えて角度変調信号を生成する電圧制御発振器と、前記角度変調信号の周波数を検出する周波数検出手段と、を具備し、前記減算器は、前記減算器の入力信号から前記周波数検出手段により検出された前記周波数を減算する周波数ロックループ回路を用いる角度変調器であって、前記角度変調器に入力される角度信号と前記角度変調信号との位相差を検出する位相差検出手段と、前記位相差に基づいて、前記位相差を補償する制御信号を生成する補正制御手段と、前記角度信号、前記ループフィルタの入力信号、又は、前記電圧制御発振器の入力信号に、前記制御信号を加算して、前記角度変調信号の位相を補正する補正手段と、を具備し、前記減算器は、前記角度信号に応じた周波数信号、又は、前記角度信号に前記制御信号が加算された信号に応じた周波数信号を入力とする、を具備する構成を採る。
　本発明の送信装置は、Ｉ信号及びＱ信号を入力とし、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に応じた振幅信号及び位相信号を出力する座標系変換部と、前記位相信号を入力とし、前記位相信号に対し角度変調を行って角度変調信号を生成する上記角度変調器と、前記角度変調信号を前記振幅信号に応じて振幅変調して変調信号を生成する振幅変調器と、を具備する構成を採る。
　本発明の送信装置は、Ｉ信号及びＱ信号を入力とし、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に応じた振幅信号及び位相信号を出力する座標系変換部と、前記位相信号を周波数信号に変換する変換手段と、前記周波数信号を入力とし、前記周波数信号に対し角度変調を行って角度変調信号を生成する上記角度変調器と、前記角度変調信号を前記振幅信号に応じて振幅変調して変調信号を生成する振幅変調器と、を具備する構成を採る。
　本発明の無線通信装置は、送信データを入力とし、変調信号を生成する上記送信装置と、変調信号を受信及び復調し、受信データを出力する受信装置と、前記送信装置の出力及び前記受信装置の入力に接続されたアンテナ共用器と、前記アンテナ共用器のもう一方の端子に接続されたアンテナと、を具備する構成を採る。
　本発明によれば、ＶＣＯの動作モードを切り替えた場合においても、位相の連続性を保証することができる。
従来の角度変調器の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る電圧制御発振器の特性を示す図 実施の形態１に係る各ブロックの出力を表す図 実施の形態１に係る各ブロックの出力を表す図 実施の形態１に係る角度変調器の別の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る各ブロックの出力を表す図 実施の形態２に係る角度変調器の別の要部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図 実施の形態３に係る各ブロックの出力を表す図 本発明の実施の形態４に係る送信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態４に係る送信装置の別の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る無線通信装置の要部構成を示すブロック図
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　（実施の形態１）
　図２は、本実施の形態１に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態に係る角度変調器１００は、補正部１２０、調整部１３０、周波数ロックループ（ＦＬＬ：Frequency Locked Loop）回路１４０、位相差検出部１５０及び補正制御部１６０を具備する。なお、以下では、周波数ロックループ回路１４０の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４３が、モード１及びモード２の２つの動作モードを有する場合について説明する。
　入力端子１１０には、角度変調器１００に入力される角度信号として、周波数信号が入力される。なお、下式の関係から、入力端子１１０に入力される周波数信号ｆとしては、変調信号の位相の微分Δθであっても構わない。
　ｆ＝Δθ・ｆｓ／２π
　なお、上記式において、ｆｓはサンプリング周波数である。
　いずれの場合も、後述のＶＣＯ１４３の利得を考慮して、所望の周波数が出力されるように、入力電圧の、スケールを合わせる必要がある。本実施の形態では、入力端子１１０に位相の微分Δθが入力されるとして説明する。
　補正部１２０は、加算器１２１及びスイッチ１２２を具備する。
　加算器１２１は、角度信号に、後述の微分器１６２から出力される制御信号を加算して、角度信号の位相を補正した信号（以下「補正信号」という）を生成する。加算器１２１は、補正信号をスイッチ１２２に出力する。
　スイッチ１２２は、後段の調整部１３０への出力信号を、角度信号又は補正信号のいずれかに切り替える。スイッチ１２２の切り替えについては、後述する。
　調整部１３０は、後段の周波数ロックループ回路１４０において、角度変調器１００から出力される高周波数信号の中心周波数が、角度変調器１００が出力すべき信号（以下「角度変調信号」という）の中心周波数となるように、補正信号を調整する。調整部１３０は、例えば、加算器１３１により構成され、補正信号に角度変調信号の中心周波数に対応する定数を加算する。調整部１３０は、調整後の補正信号を周波数ロックループ回路１４０に出力する。
　周波数ロックループ回路１４０は、減算器１４１、ループフィルタ１４２、ＶＣＯ１４３及び周波数検出部１４４を具備する。
　減算器１４１は、調整部１３０により調整された補正信号から、後述の周波数検出部１４４により検出された周波数検出結果を減算する。減算器１４１は、減算結果をループフィルタ１４２及び位相差検出部１５０に出力する。
　ループフィルタ１４２は、減算器１４１における減算結果を入力とし、減算結果から不要成分を除去し、除去後の減算結果を、ＶＣＯ１４３に出力する。
　ＶＣＯ１４３は、モード切り替え信号に応じて、動作モードを切り替える。ＶＣＯ１４３は、ループフィルタ１４２から入力された信号の電圧に応じた高周波の角度変調信号を生成し、生成した角度変調信号を、出力端子１７０及び周波数検出部１４４に出力する。これにより、出力端子１７０から高周波の角度変調信号が出力される。
　周波数検出部１４４は、ＶＣＯ１４３により生成された角度変調信号の周波数を検出し、周波数検出結果を減算器１４１に出力する。
　上述したように、周波数検出部１４４によって検出された周波数検出結果は、減算器１４１に入力され、減算器１４１は、調整部１３０の出力（周波数調整された補正信号）から、周波数検出部１４４における周波数検出結果を減算する。このようにして、周波数ロックループ回路１４０がフィードバック構成を採ることにより、安定した角度変調信号を出力する。
　位相差検出部１５０は、角度変調信号の位相θｄｅｔと、減算器１４１の入力信号に対応する位相θｒｅｆとの位相差を検出する。
　位相差検出部１５０は、例えば、積分器１５１から構成される。積分器１５１は、減算器１４１からの減算結果を入力とし、減算結果を積分することにより、位相差（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）を生成する。すなわち、位相差検出部１５０は、角度変調信号（周波数ロックループ回路１４０の出力信号）と、減算器１４１の入力信号（周波数ロックループ回路１４０の入力信号）との位相差を生成する。位相差検出部１５０は、生成した位相差を補正制御部１６０に出力する。なお、積分器１５１は、ＶＣＯ１４３の動作モードが切り替えられる前に、リセット及びアクティブにしておく。
　補正制御部１６０は、位相差（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）に基づいて、当該位相差を補償する制御信号を生成する。補正制御部１６０は、補正位相制御部１６１及び微分器１６２を具備する。
　補正位相制御部１６１は、モード切り替え信号及び積分器１５１からの位相差（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）を入力とする。補正位相制御部１６１は、モード切り替え信号が入力され、ＶＣＯ１４３の動作モードが切り替えされた後の所定の期間、位相差（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）に基づいて、位相領域の制御信号を生成する。制御信号については、後述する。補正位相制御部１６１は、制御信号を微分器１６２に出力する。
　微分器１６２は、補正位相制御部１６１において生成された位相領域の制御信号を入力とし、当該制御信号を微分して、周波数領域の制御信号を生成する。微分器１６２は、周波数領域の制御信号を加算器１２１に出力する。
　このようにして、加算器１２１において、角度信号に周波数領域の制御信号が加算されて補正信号が生成され、補正信号はスイッチ１２２を介して、調整部１３０に出力される。
　以上のように構成された角度変調器１００の動作について説明する。なお、以下の説明では、一例として、ＶＣＯ１４３の動作モードが、モード１からモード２へ遷移するとして、動作を説明する。
　図３は、ＶＣＯ１４３のＶ－Ｆ（Voltage vs. Frequency：電圧対周波数）特性を表している。ＶＣＯ１４３の動作モードをモード１からモード２に切り替えたとき、出力周波数はＡ点からＢ点へ遷移し、その後、周波数ロックループ回路１４０によるフィードバック制御によって入力電圧が増加して、出力周波数はＣ点へ遷移していく。
　入力端子１１０から入力された周波数信号は、加算器１２１或いはスイッチ１２２に入力される。
　モード１の定常状態においては、モード切り替え信号に応じて、スイッチ１２２を制御することによって、加算器１２１はバイパスされる。すなわち、調整部１３０には、入力端子１１０に入力される周波数信号が入力される。調整部１３０では、角度変調器１００が出力すべき角度変調信号の中心周波数に対応する定数が加算され、加算後の補正信号は、周波数ロックループ回路１４０の減算器１４１に出力される。減算器１４１の出力は、ループフィルタ１４２に出力され、ループフィルタ１４２では、減算器１４１における減算結果から不要成分が除去され、ＶＣＯ１４３に入力される。ＶＣＯ１４３は、入力された信号の電圧に応じた周波数の高周波の角度変調信号を生成し、角度変調信号は、出力端子１７０から出力される。一方、ＶＣＯ１４３の出力は周波数検出部１４４に入力され、周波数検出部１４４では、入力された角度変調信号の周波数が検出される。検出された周波数信号は、減算器１４１に入力され、減算器１４１では、調整部１３０の出力（周波数調整後の補正信号）を、周波数検出部１４４からの出力（周波数）で減算した信号を出力する。
　次に、ＶＣＯ１４３の動作モードがモード１からモード２に切り替えられた場合を例に、角度変調器１００の動作モード遷移時の位相補償動作について説明する。
　図４は、ＶＣＯ１４３の出力周波数、位相差検出部１５０（積分器１５１）の出力値（位相差）、補正位相制御部１６１の出力値（位相領域の制御信号）、微分器１６２の出力値（周波数領域の制御信号）を表している。また、図４において、時刻ｔ１は、モード切り替えタイミングであり、時刻ｔ０は、モード切り替えタイミングである時刻ｔ０より前の時刻であって、積分器１５１をリセット及びアクティブするタイミングである。また、時刻ｔ２は、ＶＣＯ１４３の周波数が安定化した後の時刻であり、時刻ｔ３は、時刻ｔ２より後の時刻である。
　図４に示すように、積分器１５１は、モード切り替えタイミングより前の時刻ｔ０から、入力信号を積分する。この間の積分結果は、時刻ｔ０からの位相の変化を表す。時刻ｔ１でモード切り替えが発生すると、ＶＣＯ１４３の出力周波数が安定化した後の時刻ｔ２において、積分器１５１は、時刻ｔ０から時刻ｔ２の間の位相変化量（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）を出力する。
　補正位相制御部１６１は、時刻ｔ２より後の時刻ｔ３から、位相領域の制御信号として、振幅が（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）のランプ信号を出力する。この結果、微分器１６２は、図４に示すように、面積が（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）の矩形信号を周波数領域の制御信号として出力する。
　このように、補正位相制御部１６１及び微分器１６２は、時刻ｔ３から時刻ｔ４の間、制御信号を出力する。なお、時刻ｔ４は微分器１６２の出力が０となってからしばらく後の時刻である。
　このようにして、加算器１２１には、時刻ｔ３から時刻ｔ４の間、微分器１６２から矩形信号が周波数領域の制御信号として出力され、加算器１２１において、入力端子１１０から入力された信号に矩形信号が加算される。
　なお、微分器１６２から矩形信号が加算器１２１に出力される間、すなわち、時刻ｔ３から時刻ｔ４では、スイッチ１２２は加算器１２１側に接続され、調整部１３０には、矩形信号が加算された角度信号が出力されるようにスイッチ１２２は制御される。本制御により、ＶＣＯ１４３の動作モード遷移に伴う位相の回転量が補償される。
　なお、以上の説明では、ＶＣＯ１４３の周波数が安定化した後の時刻ｔ２は、動作モードが切り替えられる時刻ｔ１に基づいて予め設定されているとして説明したが、これに限られず、位相差検出部１５０（積分器１５１）の検出結果（位相差）に基づいて設定されるようにしてもよい。例えば、積分器１５１の出力変化をモニタして、出力変化がほぼなくなった時点を時刻ｔ２としてもよい。具体的には、積分器１５１の出力を微分して微分値の絶対値が、予め設定された閾値以下になった時点を時刻ｔ２とする。
　なお、補正位相制御部１６１が生成する位相領域の制御信号は、ランプ信号に限られない。例えば、図５のように、補正位相制御部１６１が矩形波の制御信号を生成するようにしてもよい。この場合には、位相補償に必要な時間が短縮されるが、微分器１６２の出力（周波数領域の制御信号）が非常に大きくなっている。
　以上のように、本実施の形態では、補正部１２０は、角度変調器１００に入力される角度信号の位相を補正して補正信号を生成する。そして、位相差検出部１５０は、周波数ロックループ回路１４０の減算器１４１による減算結果を用いて、補正信号と角度変調信号との位相差を検出する。そして、補正制御部１６０は、当該位相差に基づいて、位相差を補償する制御信号を生成する。そして、減算器１４１は、補正信号から周波数ロックループ回路１４０の周波数検出部１４４により検出された周波数を減算する。そして、ＶＣＯ１４３は、モード切り替え信号に応じて動作モードを切り替える。そして、補正部１２０は、ＶＣＯ１４３が動作モードを切り替えてから所定の期間（時刻ｔ３から時刻ｔ４）、制御信号を角度信号に加算して補正信号を生成する。これにより、ＶＣＯ１４３のモード変化に伴う、位相の回転量が補償される。なお、時刻ｔ４のあと、加算器１２１、補正制御部１６０、位相差検出部１５０をオフすれば、消費電力を低減できる。
　なお、スイッチ１２２を取り除いて、調整部１３０に加算器１２１における加算結果が常に通過するようにしてもよい。この場合、位相補償を行わない期間においては、微分器１６２の出力（周波数領域の制御信号）を０とする。
　また、補正部１２０の挿入位置は、入力端子１１０の出力からＶＣＯ１４３の入力までの間であれば、他の位置でもかまわない。すなわち、補正部１２０は、ＶＣＯ１４３の前段のいずれかに設けられていればよい。図６は、補正部１２０を、調整部１３０と周波数ロックループ回路１４０との間に設けた構成を採る角度変調器１００の構成を示すブロック図である。
　すなわち、角度変調器１００は、減算器１４１と、ループフィルタ１４２と、複数の動作モードを有し、モード切り替え信号に応じて動作モードを切り替えて角度変調信号を生成するＶＣＯ１４３と、ＶＣＯ１４３により生成された角度変調信号の周波数を検出する周波数検出部１４４と、を具備し、減算器１４１は、減算器１４１の入力信号から周波数検出部１４４により検出された周波数を減算する周波数ロックループ回路１４０を用いる角度変調器であって、減算器１４１による減算結果を用いて、減算器１４１の入力信号と角度変調信号との位相差を検出する位相差検出部１５０と、当該位相差に基づいて、当該位相差を補償する制御信号を生成する補正制御部１６０と、ＶＣＯ１４３が動作モードを切り替えてから所定の期間（時刻ｔ３から時刻ｔ４）、角度信号、ループフィルタ１４２の入力信号、又は、ＶＣＯ１４３の入力信号に、制御信号を加算して、角度変調信号の位相を補正する補正部１２０と、を具備する。
　なお、角度変調器１００は、角度信号又は減算器１４１の入力信号に角度変調信号の中心周波数に対応する定数を加算する調整部１３０、を更に具備する場合、補正部１２０は、調整部１３０により角度変調信号の中心周波数に対応する定数が加算された角度信号、減算器１４１の入力信号、ループフィルタ１４２の入力信号、又は、ＶＣＯ１４３の入力信号に加算して、角度変調信号の位相を補正する。
　また、補正位相制御部１６１及び微分器１６２に代えて、補正周波数制御部を設けるようにしてもよい。この場合、補正周波数制御部は、振幅ａ（ａ：定数）の信号をある一定時間Ｔ０の間、加算器１２１に出力するとし、一定時間Ｔ０を積分器１５１の出力に比例するよう制御し、出力信号の面積、ａ・Ｔ０が積分器１５１の出力結果、すなわち、位相差（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）と一致するようにすればよい。
　なお、周波数ロックループ回路１４０のループ帯域幅より変調帯域幅の方が大きい場合には、２点変調が適用される。図７は、２点変調が適用される場合の角度変調器の要部構成を示すブロック図である。なお、図７の角度変調器において、図２と共通する構成部分には、図２と同一の符号を付して説明を省略する。図７の角度変調器１００Ａは、図２の角度変調器１００に対し、加算器１３１の出力をＶＣＯ１４３の入力に接続する経路１８０を追加した構成を採る。
　以上の説明では、角度変調器に入力される角度信号が周波数信号の場合について説明した。すなわち、周波数領域で制御信号を角度信号に加算する場合について説明した。なお、角度変調器に入力される角度信号が位相信号の場合には、位相領域で制御信号を角度信号に加算する構成も考えられる。
　図８は、角度信号が位相信号の場合の角度変調器の要部構成を示すブロック図である。なお、図８の角度変調器において、図２と共通する構成部分には、図２と同一の符号を付して説明を省略する。図８の角度変調器２００は、図２の角度変調器１００に対し、補正制御部１６０に代えて、補正制御部２２０を備え、補正部１２０の後段に位相－周波数変換部２１０を更に追加した構成を採る。
　位相－周波数変換部２１０は、位相信号を周波数信号に変換する。位相－周波数変換部２１０は、例えば、微分器２１１から構成される。
　補正制御部２２０は、補正制御部１６０に対し微分器１６２を削除した構成を採る。すなわち、角度変調器２００に入力される角度信号が位相信号の場合、加算器１２１は、補正制御部２２０により生成された位相領域の制御信号を角度信号に加算する。そのため、角度変調器１００では、補正部１２０は周波数領域に挿入されているのに対し、角度変調器２００では、補正部１２０は位相領域に挿入されている。
　（実施の形態２）
　図９は、本実施の形態２に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図である。なお、図９の角度変調器において、図２と共通する構成部分には、図２と同一の符号を付して説明を省略する。図９の角度変調器３００は、図２の角度変調器１００に対し、位相差検出部１５０に代えて、位相差検出部３１０を備える。
　なお、以下では、実施の形態１と同様にＶＣＯ１４３の動作モードが、モード１からモード２に遷移する場合を例に説明する。モード１の定常状態における入力端子１１０、スイッチ１２２、加算器１３１、減算器１４１、ループフィルタ１４２、ＶＣＯ１４３、周波数検出部１４４、出力端子１７０に関連する、信号の流れ、及び各ブロックの動作は、実施の形態１と同様のため説明を省略する。
　位相差検出部３１０は、減算器３１１、積分器３１２、３１３及び比較器３１４を具備する。
　減算器３１１は、周波数検出部１４４により検出された角度変調信号の周波数から、角度変調信号の中心周波数に対応する定数を減算する。減算器３１１は、減算結果を積分器３１２に出力する。
　積分器３１２は、減算器３１１により得られた減算結果を積分して検出信号θｄｅｔを生成し、生成した検出信号θｄｅｔを比較器３１４に出力する。
　積分器３１３は、補正部１２０から出力される補正信号を積分して参照信号θｒｅｆを生成し、生成した参照信号θｒｅｆを比較器３１４に出力する。
　比較器３１４は、参照信号θｒｅｆと検出信号θｄｅｔとの差を位相差として生成する。
　なお、位相差検出部３１０内の減算器３１１、積分器３１３、３１２は、ＶＣＯ１４３の動作モードが切り替えられる前に、リセット及びアクティブにしておく。
　以上のように構成された角度変調器３００の動作について、主にＶＣＯ１４３の動作モード遷移時の位相補償動作について説明する。
　図１０は、ＶＣＯ１４３の出力周波数、位相差検出部３１０（比較器３１４）の出力値（位相差）、補正位相制御部１６１の出力値（位相領域の制御信号）、微分器１６２の出力値（周波数領域の制御信号）を表している。また、図１０において、時刻ｔ１は、モード切り替えタイミングであり、時刻ｔ０は、モード切り替えタイミングである時刻ｔ０より前の時刻であって、積分器３１２及び積分器３１３をリセット及びアクティブするタイミングである。また、時刻ｔ２は、ＶＣＯ１４３の周波数が安定化した後の時刻であり、時刻ｔ３は、時刻ｔ２より後の時刻である。
　図１０に示すように、積分器３１３、３１２は、モード切り替えタイミングより前の時刻ｔ０から時刻ｔ２まで入力信号を積分し、θｒｅｆ、θｄｅｔを得る。そして、時刻ｔ２より後の時刻ｔ３において、比較器３１４は時刻ｔ０から時刻ｔ２の間の位相変化量（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）を出力する。
　補正位相制御部１６１は、時刻ｔ３において、振幅が（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）のランプ信号を位相領域の制御信号として出力する。この結果、微分器１６２は、図１０に示すように時刻ｔ３から、面積が（－θｄｅｔ＋θｒｅｆ）の矩形信号を出力する。
　このようにして、加算器１２１において、入力端子１１０から入力された信号に矩形信号が加算される。
　なお、微分器１６２から矩形信号が加算器１２１に出力される間、すなわち、時刻ｔ３から時刻ｔ４では、スイッチ１２２は加算器１２１側に接続されるよう制御される。これにより、微分器１６２から矩形信号が加算器１２１に出力される間、加算器１３１に、加算後の信号が出力されるように制御される。本制御により、ＶＣＯ１４３の動作モード遷移に伴う位相の回転量が補償される。
　なお、周波数ロックループ回路１４０のループ帯域幅より変調帯域幅の方が大きい場合には、実施の形態１において説明したのと同様に、２点変調を適用すればよい。この場合は、加算器１３１の出力をＶＣＯ１４３の入力に接続する経路を追加で設ければよい。
　以上のように、本実施の形態では、角度変調器３００に入力される角度信号が、周波数信号である場合に、位相差検出部３１０は、周波数検出部１４４により検出された周波数から、角度変調信号の中心周波数に対応する定数を減算する減算器３１１と、減算器３１１の出力を積分して検出信号を生成する第１の積分器３１２と、補正部１２０により制御信号が加算された角度信号を積分して参照信号を生成する第２の積分器３１３と、参照信号と検出信号との差を位相差として生成する比較器３１４と、を具備する。補正制御部１６０は、当該位相差に基づいて、位相領域の補償位相信号を生成する補正位相制御部１６１と、補償位相信号を微分して周波数領域の補償周波数信号を制御信号として生成する微分器１６２と、を具備する。
　また、補正部１２０の挿入位置は、実施の形態１と同様に、入力端子１１０の出力からＶＣＯ１４３の入力までの間であれば、他の位置でもかまわない。すなわち、補正部１２０は、ＶＣＯ１４３の前段のいずれかに設けられていればよい。図１１は、補正部１２０を、調整部１３０と周波数ロックループ回路１４０との間に設けた角度変調器３００の要部構成を示すブロック図である。
　なお、以上の説明では、角度変調器に入力される角度信号が周波数信号の場合について説明した。すなわち、制御信号を周波数領域で角度信号に加算する場合について説明した。なお、角度変調器に入力される角度信号が位相信号の場合には、位相領域で制御信号を角度信号に加算する構成も考えられる。
　図１２は、角度信号が位相信号の場合の角度変調器の要部構成を示すブロック図である。なお、図１２の角度変調器において、図９と共通する構成部分には、図９と同一の符号を付して説明を省略する。図１２の角度変調器４００は、図９の角度変調器３００に対し、補正制御部１６０に代えて、補正制御部４２０を備え、補正部１２０の後段に位相－周波数変換部４１０を更に追加した構成を採る。
　位相－周波数変換部４１０は、位相信号を周波数信号に変換する。位相－周波数変換部４１０は、例えば、微分器４１１から構成される。
　補正制御部４２０は、補正制御部１６０に対し微分器１６２を削除した構成を採る。すなわち、角度変調器４００に入力される角度信号が位相信号の場合、加算器１２１は、補正制御部４２０により生成された位相領域の制御信号を角度信号に加算する。そのため、角度変調器３００では、補正部１２０は周波数領域に挿入されているのに対し、角度変調器４００では、補正部１２０は位相領域に挿入されている。
　図１２の角度変調器４００の動作は、図９の角度変調器３００の動作と同様である。加算器１２１において、補正制御部４２０の出力（位相領域の制御信号）が入力端子１１０から入力される位相信号に加算されることで、ＶＣＯ１４３のモード切り替えによる位相回転を補償することができる。
　図１３は、角度信号が位相信号の場合の角度変調器の別の要部構成を示すブロック図である。なお、図１３の角度変調器において、図１２と共通する構成部分には、図１２と同一の符号を付して説明を省略する。図１３の角度変調器４００Ａは、図１２の角度変調器４００に対し、位相差検出部３１０に代えて、位相差検出部４３０を備える。
　位相差検出部４３０は、位相差検出部３１０に対し積分器３１３を削除した構成を採り、比較器３１４に、角度変調器４００Ａに入力される角度信号が直接入力される。角度変調器４００Ａは、角度変調器４００に対し積分器３１３を不要とするため回路規模を小さくすることができる。
　（実施の形態３）
　本実施の形態では、周波数領域で制御信号を角度変調器に入力される角度信号に加算して位相を補正する場合に、補正制御部が、サンプリング間隔ごとに大きさの異なるパルスを制御信号として生成する場合について説明する。
　図１４は、本実施の形態に係る角度変調器の要部構成を示すブロック図である。なお、図１４の本実施の形態に係る角度変調器において、図１１と共通する構成部分には、図１１と同一の符号を付して説明を省略する。図１４の角度変調器５００は、図１１の角度変調器３００に対して、補正制御部１６０に代えて、補正制御部５２０を備え、調整部１３０の前段に位相－周波数変換部５１０を更に追加した構成を採る。角度変調器３００では、角度信号が位相信号であったのに対し、角度変調器５００では、角度信号が周波数信号である。
　位相－周波数変換部５１０は、位相信号を周波数信号に変換する。位相－周波数変換部５１０は、例えば、微分器５１１から構成される。
　補正制御部５２０は、補正周波数制御部５２１を具備し、補正周波数制御部５２１は、周波数領域の制御信号を生成する。具体的には、補正周波数制御部５２１は、比較器３１４の出力レベルと面積が一致するパルスを制御信号として生成する。補正周波数制御部５２１は、生成した制御信号を加算器１２１に出力する。以下、補正周波数制御部５２１により生成される制御信号について説明する。
　図１５は、ＶＣＯ１４３の出力周波数、比較器３１４の出力値（位相差）、補正周波数制御部５２１の出力値（周波数領域の制御信号）を表している。また、図１５において、時刻ｔ１は、モード切り替えタイミングであり、時刻ｔ０は、モード切り替えタイミングである時刻ｔ０より前の時刻であって、積分器３１２，３１３をリセット及びアクティブするタイミングである。また、時刻ｔ２は、ＶＣＯ１４３の周波数が安定化した後の時刻である。
　図１５に示すように、補正周波数制御部５２１は、Δｔの時間間隔で、比較器３１４の出力レベルと面積が一致する補正パルスを制御信号として生成し、生成した制御信号を加算器１２１に出力する。このようにして、補正周波数制御部５２１は、Δｔの時間間隔で比較器３１４の出力（位相差）に対応した補正パルスを出力する。このとき、補正周波数制御部５２１は、各サンプリング点のレベルによって、補正パルスの大きさを変える。図１５から分かるように、本制御によると、実施の形態１から実施の形態２では、補償がされていなかった時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間に、位相が補償されるようになるため、位相補償に要する時間を短縮することができる。
　以上のように、本実施の形態では、補正制御部５２０は、角度変調信号の位相が補正部１２０において補正される所定の期間より前の期間であって、当該所定の期間より短い期間（Δｔ）ごとの位相差に応じたパルス波形を、周波数領域の制御信号として生成する。これにより、モード切り替えタイミングから比較的早い時刻に位相補償が開始されるようになるため、モード切り替えタイミングから位相補償が完了するに要する時間を短縮することができる。
　なお、加算器１２１及びスイッチ１２２から構成される補正部１２０の挿入位置は、調整部１３０の出力からＶＣＯ１４３の入力までの間であれば、任意の位置に設けてよい。ただし、周波数ロックループ回路１４０の収束時間の観点から、調整部１３０と減算器１４１との間に補正部１２０を設けるのが望ましい。また、スイッチ１２２を取り除いて、調整部１３０における加算結果が加算器１２１を常に通過する構成でもよい。ただし、この場合には、位相補償が行われない期間においては、補正周波数制御部５２１の出力（周波数領域の制御信号）が０となるように制御する。
　また、位相差検出部３１０は、図２に示す位相差検出部１５０の構成でもかまわない。
　（実施の形態４）
　実施の形態１から実施の形態３では、角度変調器について説明した。本実施の形態では、実施の形態１から実施の形態３に係る角度変調器を具備する送信装置について説明する。
　図１６は、本実施の形態に係る送信装置の要部構成を示すブロック図である。
　送信装置６００は、座標系変換部６２０、角度変調器６３０及び振幅変調器６４０を具備する。図１６において、角度変調器６３０には、図８、図１２、図１３及び図１４で説明した、入力される角度信号が位相信号である各角度変調器が適用される。
　座標系変換部６２０には、入力端子６１０からＩ信号、Ｑ信号が入力される。座標系変換部６２０は、Ｉ信号及びＱ信号を、振幅信号及び位相信号に変換し、位相信号を、角度変調器６３０に出力し、振幅信号を振幅変調器６４０の電源電圧端子に出力する。
　角度変調器６３０は、位相信号を角度変調して角度変調信号を生成する。角度変調器６３０は、生成した角度変調信号を振幅変調器６４０に出力する。
　振幅変調器６４０は、角度変調信号を座標系変換部６２０から出力された振幅信号で振幅変調し、得られた変調信号を出力端子６５０から出力する。
　また、図１７は、本実施の形態に係る送信装置の別の要部構成を示すブロック図である。なお、図１７の送信装置において、図１６と共通する構成部分には、図１６と同一の符号を付して説明を省略する。図１７の送信装置７００は、図１６の送信装置６００に対し、角度変調器６３０に代えて、角度変調器７２０を備え、座標系変換部６２０と角度変調器７２０との間に微分器７１０を追加した構成を採る。なお、図１７において、角度変調器７２０には、図２、図６、図７、図９及び図１１で説明した、入力される角度信号が周波数信号である各角度変調器が適用される。
　すなわち、送信装置６００では、周波数信号を角度信号とする角度変調器６３０を用い、送信装置７００では、位相信号を角度信号とする角度変調器７２０を用いる。そのため、送信装置７００では、座標系変換部６２０から出力された位相信号を微分器７１０で微分してから角度変調器７２０に入力されている点が、送信装置６００と異なる。
　以上のように、本実施の形態では、送信装置６００は、座標系変換部６２０は、Ｉ信号及びＱ信号を入力とし、Ｉ信号及びＱ信号に応じた振幅信号及び位相信号を出力し、角度変調器６３０は、実施の形態１から実施の形態３で説明した、位相信号を入力とする角度変調器であって、位相信号に対し角度変調を行って角度変調信号を生成し、振幅変調器６４０は、角度変調信号を振幅信号に応じて振幅変調して変調信号を生成する。
　また、送信装置７００は、座標系変換部６２０は、Ｉ信号及びＱ信号を入力とし、Ｉ信号及びＱ信号に応じた振幅信号及び位相信号を出力し、微分器７１０は、位相信号を周波数信号に変換し、角度変調器７２０は、実施の形態１から実施の形態３で説明した、周波数信号を入力とし、周波数信号に対し角度変調を行って角度変調信号を生成し、振幅変調器６４０は、角度変調信号を振幅信号に応じて振幅変調して変調信号を生成する。
　これにより、角度変調器の動作モードを切り替える場合においても、送信装置６００及び送信装置７００は、変調信号の位相の不連続性を補償することが可能となる。
　（実施の形態５）
　実施の形態４では、送信装置について説明した。本実施の形態では、実施の形態４に係る送信装置を具備する無線通信装置について説明する。
　図１８は、本実施の形態５に係る無線通信装置８００のブロック図である。
　無線通信装置８００は、アンテナ８２０、アンテナ共用器８３０、送信装置８４０及び受信装置８５０を具備する。図１８において、送信装置８４０に、実施の形態４で説明した各送信装置が適用される。具体的には、送信装置８４０としては、出力信号が角度変調信号の場合は、図２、図６、図７、図８、図９、図１１、図１２、図１３及び図１４に示した角度変調器を用いることができる。また、送信装置８４０の出力信号が包絡線の変動を伴うものである場合には、図１６及び図１７に示した構成を送信装置８４０として用いることができる。
　送信データが入力端子８１０－１から入力され、送信装置８４０によって、変調され、高周波信号に変換される。送信装置８４０の出力は、アンテナ共用器８３０を介して、アンテナ８２０から輻射される。一方、アンテナ８２０から入力された受信信号は、アンテナ共用器８３０を介して受信装置８５０に入力される。アンテナ共用器８３０は、送信と受信とを弁別するためのブロックであり、スイッチ、誘電体或いはＳＡＷデバイスを用いたフィルタで構成される。受信装置８５０は、受信した信号を復調し、出力端子８１０－２から、受信データを出力する。送信装置８４０として、実施の形態４で説明した各構成を適用することにより、無線通信装置８００は、送信装置の動作モードを切り替えた場合においても、位相連続性が保証された信号を送信することが可能となり、無線通信装置８００の消費電力を低減することができる。
　２０１０年１月１９日出願の特願２０１０－００９１５６に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明に係る角度変調器、送信装置及び無線通信装置は、ＶＣＯの動作モード切り替えに伴う位相の不連続性を補償することができ、低消費電力化が可能となり、携帯電話、無線ＬＡＮ等の無線通信機器への適用が可能である。
　１００、１００Ａ、２００、３００、４００、４００Ａ、５００、６３０、７２０　角度変調器
　１１０、８１０－１　入力端子
　１２０　補正部
　１２１、１３１　加算器
　１２２　スイッチ
　１３０　調整部
　１４０　周波数ロックループ（ＦＬＬ：Frequency Locked Loop）回路
　１４１、３１１　減算器
　１４２　ループフィルタ
　１４３　ＶＣＯ
　１４４　周波数検出部
　１５０、３１０、４３０　位相差検出部
　１５１、３１２、３１３　積分器
　１６０、２２０、４２０、５２０　補正制御部
　１６１　補正位相制御部
　１６２、２１１、４１１、５１１、７１０　微分器
　１７０、８１０－２　出力端子
　１８０　経路
　２１０、４１０、５１０　位相－周波数変換部
　３１４　比較器
　５２１　補正周波数制御部
　６００、７００、８４０　送信装置
　６２０　座標系変換部
　６４０　振幅変調器
　８００　無線通信装置
　８２０　アンテナ
　８３０　アンテナ共用器
　８５０　受信装置

Claims (18)

  1. 　減算器と、ループフィルタと、複数の動作モードを有し、モード切り替え信号に応じて動作モードを切り替えて角度変調信号を生成する電圧制御発振器と、前記角度変調信号の周波数を検出する周波数検出手段と、を具備し、前記減算器は、前記減算器の入力信号から前記周波数検出手段により検出された前記周波数を減算する周波数ロックループ回路を用いる角度変調器であって、
    　前記角度変調器に入力される角度信号と前記角度変調信号との位相差を検出する位相差検出手段と、
    　前記位相差に基づいて、前記位相差を補償する制御信号を生成する補正制御手段と、
    　前記角度信号、前記ループフィルタの入力信号、又は、前記電圧制御発振器の入力信号に、前記制御信号を加算して、前記角度変調信号の位相を補正する補正手段と、
    　を具備し、
    　前記減算器は、前記角度信号に応じた周波数信号、又は、前記角度信号に前記制御信号が加算された信号に応じた周波数信号を入力とする、
    　角度変調器。
  2. 　前記位相差検出手段は、
    　前記減算器による減算結果を用いて、前記角度信号と前記角度変調信号との位相差を検出する、
    　請求項１に記載の角度変調器。
  3. 　前記角度信号に前記角度変調信号の中心周波数に対応する定数を加算する調整手段、を更に具備し、
    　前記補正手段は、
    　前記調整手段により前記定数が加算された前記角度信号、前記減算器の入力信号、前記ループフィルタの入力信号、又は、前記電圧制御発振器の入力信号に制御信号を加算して、前記角度変調信号の位相を補正する、
    　請求項１に記載の角度変調器。
  4. 　前記角度信号は、周波数信号であり、
    　前記位相差検出手段は、
    　前記減算器による減算結果を積分して前記位相差を検出する積分器、を具備し、
    　前記補正制御手段は、
    　前記位相差に基づいて、位相領域の前記制御信号として位相制御信号を生成する補正位相制御手段と、前記位相制御信号を変換して周波数領域の前記制御信号を生成する変換手段と、を具備する、
    　請求項２に記載の角度変調器。
  5. 　前記角度信号は、位相信号であり、
    　前記角度信号、又は、前記角度信号に前記制御信号が加算して得られた信号に応じた周波数信号を生成する変換手段、を更に具備し、
    　前記位相差検出手段は、
    　前記減算器による減算結果を積分して前記位相差を検出する積分器、を具備し、
    　前記補正制御手段は、
    　前記位相差に基づいて、位相領域の前記制御信号を生成する補正位相制御手段、を具備し、
    　前記補正手段は、位相領域の前記制御信号を用いて、位相領域で前記角度変調信号の位相を補正する、
    　請求項２に記載の角度変調器。
  6. 　前記角度信号は、周波数信号であり、
    　前記位相差検出手段は、
    　前記周波数検出手段により検出された前記周波数から、前記定数を減算する減算器と、
    　前記減算器の出力を積分して検出信号を生成する第１の積分器と、
    　前記補正手段により前記制御信号が加算された前記入力信号を積分して参照信号を生成する第２の積分器と、
    　前記参照信号と前記検出信号との差を前記位相差として生成する比較器と、を具備し、
    　前記補正制御手段は、
    　前記位相差に基づいて、位相領域の前記制御信号として位相制御信号を生成する補正位相制御手段と、前記位相制御信号を変換して周波数領域の前記制御信号を生成する変換手段と、を具備し、
    　前記補正手段は、周波数領域の前記制御信号を用いて、周波数領域で前記角度変調信号の位相を補正する、
    　請求項３に記載の角度変調器。
  7. 　前記角度信号は、位相信号であり、
    　前記角度信号、又は、前記角度信号に前記制御信号が加算して得られた信号に応じた周波数信号を生成する変換手段、を更に具備し、
    　前記位相差検出手段は、
    　前記周波数検出手段により検出された前記周波数から、前記定数を減算する減算器と、
    　前記減算器の出力を積分して検出信号を生成する第１の積分器と、
    　前記変換手段により得られた周波数信号を積分して参照信号を生成する第２の積分器と、
    　前記参照信号と前記検出信号との差を前記位相差として生成する比較器と、を具備し、
    　前記補正制御手段は、
    　前記位相差に基づいて、位相領域の前記制御信号を生成する補正位相制御手段、を具備し、
    　前記補正手段は、位相領域の前記制御信号を用いて、位相領域で前記角度変調信号の位相を補正する、
    　請求項３に記載の角度変調器。
  8. 　前記角度信号は、位相信号であり、
    　前記角度信号、又は、前記角度信号に前記制御信号が加算して得られた信号に応じた周波数信号を生成する変換手段、を更に具備し、
    　前記位相差検出手段は、
    　前記周波数検出手段により検出された前記周波数から、前記定数を減算する減算器と、
    　前記減算器の出力を積分して検出信号を生成する第１の積分器と、
    　前記補正位相信号と前記検出信号との差を前記位相差として生成する比較器と、を具備し、
    　前記補正制御手段は、
    　前記位相差に基づいて、位相領域の前記制御信号を生成する補正位相制御手段、を具備し、
    　前記補正手段は、位相領域の前記制御信号を用いて、位相領域で前記角度変調信号の位相を補正する、
    　請求項３に記載の角度変調器。
  9. 　前記制御信号は、０から前記位相差まで変化する波形である、
    　請求項１に記載の角度変調器。
  10. 　前記制御信号は、ランプ信号である、
    　請求項９に記載の角度変調器。
  11. 　前記制御信号は、矩形波である、
    　請求項９に記載の角度変調器。
  12. 　前記補正手段は、
    　前記電圧制御発振器の動作モードが切り替えられてから所定の期間、前記角度変調信号の位相を補正する、
    　請求項１に記載の角度変調器。
  13. 　前記所定の期間の開始時刻は、動作モードが切り替えられた時刻に基づいて、予め設定されている、
    　請求項１２に記載の角度変調器。
  14. 　前記所定の期間の開始時刻は、前記位相差検出手段の検出結果に基づいて、設定される、
    　請求項１２に記載の角度変調器。
  15. 　前記補正制御手段は、
    　前記角度変調信号の位相が前記補正手段において補正される所定の期間より前の期間であって、前記所定の期間より短い期間ごとの前記位相差に応じたパルス波形を、周波数領域の前記制御信号として生成する、
    　請求項１に記載の角度変調器。
  16. 　Ｉ信号及びＱ信号を入力とし、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に応じた振幅信号及び位相信号を出力する座標系変換部と、
    　前記位相信号を入力とし、前記位相信号に対し角度変調を行って角度変調信号を生成する請求項１に記載の角度変調器と、
    　前記角度変調信号を前記振幅信号に応じて振幅変調して変調信号を生成する振幅変調器と、
    　を具備する送信装置。
  17. 　Ｉ信号及びＱ信号を入力とし、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号に応じた振幅信号及び位相信号を出力する座標系変換部と、
    　前記位相信号を周波数信号に変換する変換手段と、
    　前記周波数信号を入力とし、前記周波数信号に対し角度変調を行って角度変調信号を生成する請求項１に記載の角度変調器と、
    　前記角度変調信号を前記振幅信号に応じて振幅変調して変調信号を生成する振幅変調器と、
    　を具備する送信装置。
  18. 　送信データを入力とし、変調信号を生成する請求項１６に記載の送信装置と、
    　変調信号を受信及び復調し、受信データを出力する受信装置と、
    　前記送信装置の出力及び前記受信装置の入力に接続されたアンテナ共用器と、
    　前記アンテナ共用器のもう一方の端子に接続されたアンテナと、
    　を具備する無線通信装置。
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