WO2010112443A1 - Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d'antenne correspondant - Google Patents

Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d'antenne correspondant Download PDF

Info

Publication number
WO2010112443A1
WO2010112443A1 PCT/EP2010/054060 EP2010054060W WO2010112443A1 WO 2010112443 A1 WO2010112443 A1 WO 2010112443A1 EP 2010054060 W EP2010054060 W EP 2010054060W WO 2010112443 A1 WO2010112443 A1 WO 2010112443A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
reflector
antenna
slots
slot
shape
Prior art date
Application number
PCT/EP2010/054060
Other languages
English (en)
Inventor
Ronan Sauleau
Mauro Ettorre
Original Assignee
Universite De Rennes 1
Centre National De La Recherche Scientifique
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Universite De Rennes 1, Centre National De La Recherche Scientifique filed Critical Universite De Rennes 1
Priority to EP10711224.5A priority Critical patent/EP2415120B1/fr
Priority to US13/262,765 priority patent/US9246232B2/en
Priority to JP2012502610A priority patent/JP5913092B2/ja
Publication of WO2010112443A1 publication Critical patent/WO2010112443A1/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/10—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces
    • H01Q19/12—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces wherein the surfaces are concave
    • H01Q19/13—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces wherein the surfaces are concave the primary radiating source being a single radiating element, e.g. a dipole, a slot, a waveguide termination
    • H01Q19/138—Parallel-plate feeds, e.g. pill-box, cheese aerials
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/22—Longitudinal slot in boundary wall of waveguide or transmission line
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/10—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces
    • H01Q19/12—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces wherein the surfaces are concave
    • H01Q19/17—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using reflecting surfaces wherein the surfaces are concave the primary radiating source comprising two or more radiating elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/0006—Particular feeding systems
    • H01Q21/0037—Particular feeding systems linear waveguide fed arrays
    • H01Q21/0043—Slotted waveguides
    • H01Q21/005—Slotted waveguides arrays
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H01Q21/064—Two dimensional planar arrays using horn or slot aerials
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/12—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system using mechanical relative movement between primary active elements and secondary devices of antennas or antenna systems
    • H01Q3/16—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system using mechanical relative movement between primary active elements and secondary devices of antennas or antenna systems for varying relative position of primary active element and a reflecting device
    • H01Q3/18—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system using mechanical relative movement between primary active elements and secondary devices of antennas or antenna systems for varying relative position of primary active element and a reflecting device wherein the primary active element is movable and the reflecting device is fixed

Definitions

  • a multilayer antenna with parallel planes, of the pillbox type, and corresponding antenna system is provided.
  • the field of the invention is that of multilayer antennas with parallel planes, also called “pillbox antennas” or “cheese antennas” in English.
  • the invention has many applications, such as for example: automotive radars, communications between mobile platforms (cars, trucks, trains, boats, etc.) and satellites, communications between mobile platforms (high altitude platforms
  • High Altitude Platform (HAP), aircraft, etc.) and ground (for example in the Ku, Ka and Q bands), terrestrial wireless communications (inside or outside buildings) with multiple beam capabilities, beam shaping and beam reconfiguration.
  • Parallel Plate Waveguide and single layer (also called monolayer systems) antenna systems
  • the energy provided by a source is confined between two metal plates located on each side of the board. another of a substrate layer, to then be guided to a radiating part also included in this layer.
  • This radiating part is generally composed of integrated slotted waveguides ("Slotted waveguide array” in English) for example made in SIW technology ("Substrate Integrated Waveguides” in English) or leaky wave structures.
  • Conductive vertical walls, connecting the two metal plates, which behave as a mirror for the energy of the wave, make it possible to reflect or direct the energy. These vertical walls generally have a parabolic profile in order to collimate the energy coming from the source. But to avoid a backscattering towards the source, it is necessary to use a solution based on double reflector or off-center configuration, or a double layer structure.
  • the source and the radiating part are in two different layers, connected by a 180 ° parallel plate bend plate of often parabolic profile.
  • Such multilayer antennas with parallel planes are described for example in the two following scientific documents:
  • the main advantage of these antennas is their modularity. Indeed, three parts corresponding to different functions can be distinguished: a supply part (source), a radiating part and a guide part.
  • the latter makes it possible to guide the energy of the wave generated by the source, from the supply portion to the radiating part, through the superimposed layers of the parallel plan guide type.
  • the guide portion comprises transition means between these layers, comprising a reflector cooperating with a slot.
  • the goal of the next generation of radar for automotive applications is to improve safety along the roads, by controlling and responding effectively to different scenarios at the front of the car (accident, vehicles too close to each other). others, ).
  • two areas of action are particularly well defined: a short radar range (SRR) and a long radar range (LRR). , extending respectively from 0 to 30 m and from 30 to 200 m (typical values) from the front of the vehicle, which is the classic position of an onboard detection antenna.
  • a first well known technique is based on the use of diélecriques lenses.
  • Commercial solutions already exist. These solutions are very attractive but remain cumbersome.
  • a second well known technique consists in using Rotman lenses which are quasi-optical planar systems having three focal points, as described for example in the following scientific document: W. Rotman, R. F. Turner,
  • a major disadvantage of this second technique is the large size of the complete antenna system and its low modularity, because all the parts (power supply, guide portion and radiating portion) are made on the same substrate.
  • the Rotman lens has large dimensions that can not reduce the overall size of the antenna.
  • This structure is also limited in the number of input beams to perform a full scan.
  • a third known technique relates to a parallel plan ("pillbox") and double layer antenna, as presented in the following scientific document: T. Teshirogi, Y. Kawahara, A. Yamamoto, Y. Sekine, N. Baba, M. Kobayashi, "Dielectric Slab Based Leaky-Wave Antennas for Millimeter-Wave Applications,” IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, 2001, Vol. 1, pp.
  • Figures 1 and 2 show views, in perspective and in section respectively, of an antenna according to this third known technique. It comprises a low layer 5 and a high layer 6.
  • the low layer 5 is a parallel plan structure comprising two metal plates 8, 9.
  • the high layer 6 is also a parallel plan structure comprising two metal plates 9, 4, including one (that referenced 9) is common to both layers and two parallel plan structures.
  • the two layers 5, 6 are connected by transition means comprising a reflector 2 (180 ° parallel plate bend plate) of parabolic profile and a single slot 7 extending along and along the entire length of the parabolic reflector 2.
  • the feed portion comprising a single sectorial horn 1.
  • In the upper layer 6 is placed the radiating portion 3.
  • the transition means allow the transfer of energy between the low layer 5 and the high layer 6 (that is to say from the horn 1 to the radiating portion 3), the wavefront incident on the parabolic reflector being a cylindrical wavefront.
  • the main disadvantages of this third known technique lie in the fact that the transition means comprise a single slot, which does not allow an optimal energy transfer (due to the existence of resonance phenomena in a single slot) and is effective only in a narrow angular range. The resolution is not optimal.
  • the combined use (in the transition means) of a parabolic reflector and a single slot does not make it possible, according to the patent document WO91 / 17586, to obtain a perfectly plane wavefront in the high layer (after reflection on the reflector) if the incident wavefront of the lower layer is a cylindrical (or more generally non-plane) wavefront.
  • this third known technique does not allow to use several sources of excitation since the horn extends directly to the edge of the reflector parabolic (sectoral cornet). No beam reconfiguration or beam scanning is therefore possible.
  • a fourth known technique is a variant of the aforementioned third known technique. It is described in the following scientific document: V. Mazzola, J. E. Becker, "Coupler-Type Bend for Pillbox Antennas", IEEE Transactions on
  • the single slot (included in the transition means between the two layers) is replaced by a plurality of circular openings, distributed in a triangular mesh (that is to say a mesh whose basic pattern is a triangle) that extends all along the reflector.
  • a triangular mesh that is to say a mesh whose basic pattern is a triangle
  • the coupling performed by the transiton means is improved, the operating frequency band is wider and the angular range is wider also. It operates in the plane E (electric field parallel to the metal plates forming the parallel planes of the two layers).
  • a disadvantage of this fourth known technique is that it can only operate with a single polarization (horizontal polarization: TE mode in waveguide with parallel planes (PPW, for "parallel flat waveguide” in English). therefore not work in double polarization.
  • Another disadvantage of the fourth known technique is that the increase of the efficiency of the transition is achieved to the detriment of an increase of the coupling region (number and size of the circular openings included in the triangular mesh), and therefore to the final an increase in the size and cost of the antenna. 3. OBJECTIVES OF THE INVENTION
  • the invention in at least one embodiment, is intended in particular to provide a multilayer antenna with parallel planes ("pillbox") not having the disadvantages of the known technical solutions discussed above.
  • An object in at least one embodiment of the invention is to provide an antenna comprising transition means between two adjacent layers (called low and high layers, for example), allowing optimal and efficient energy transfer. in a wide angular range and frequency, even if these transition means comprise a non-planar shape reflector (parabolic for example). It is therefore desired to obtain a perfectly plane wavefront in the high layer (after reflecting on the reflector) even if the incident wavefront of the lower layer is a non-plane wavefront (for example cylindrical).
  • Another object of at least one embodiment of the invention is to provide an antenna that can operate in double polarization or circular polarization.
  • Another objective, of at least one embodiment of the invention is to provide an antenna making it possible to use several excitation sources, and therefore whose beam is reconfigurable (multi-beam, beam misalignment (x) , beam (x) with variable directivity).
  • Another objective, of at least one embodiment of the invention, is to provide a compact and low weight antenna.
  • Another objective, of at least one embodiment of the invention is to provide a simple antenna to implement and inexpensive.
  • a multilayer antenna comprising: a power supply portion generating a wave; - a radiant part; a guide portion for guiding said wave from the supply portion to the radiating portion, said guide portion comprising:
  • transition means between said adjacent layers comprising a reflector cooperating with a slot coupling means, said antenna being such that, for at least one pair of adjacent layers for which the guide portion comprises a a non-planar shaped reflector, the slot coupling means comprises a plurality of slots, each slot comprising a main body having an elongate shape in at least one axis, said plurality of slots being arranged on at least one row and together forming a pattern which extends along the reflector and has a shape depending on the shape of the reflector.
  • the invention is based on a completely new and inventive approach of retaining a non-planar shape reflector (for example of the type parabolic) and replace, in the transition means between the two layers, the single slot of the third known solution: not by a plurality of circular openings distributed in a triangular mesh that extends all along the reflector (as in the fourth known technique), but by a plurality of slots (see below the description of FIGS. 17A to 17E for the definition of the term "slot" in the context of the present invention, as well as for a few non-limiting examples of slots) .
  • the resonance effects appearing in a continuous slot are reduced.
  • the transfer of energy between two successive layers is then improved, and this in a wide angular range and a wide frequency band. In other words, an antenna having an optimized efficiency in terms of power transfer is obtained.
  • the combined use (in the transition means) of a non-planar shaped reflector (the incident wavefront of the lower layer is therefore a non-plane wavefront) and a plurality of slots allows to obtain a perfectly plane wavefront in the high layer (after reflection on the reflector).
  • the use of a plurality of slots provides an antenna capable of operating in dual polarization. This also provides an antenna that can use multiple excitation sources, and thus whose beam is reconfigurable.
  • said plurality of slots is arranged on a single row.
  • each slot comprises a main body having an elongated shape along at least one axis substantially parallel or perpendicular to the reflector.
  • At least some slots comprise a main body having an elongate shape along a single axis.
  • the antenna can operate in single polarization.
  • FIGS. 17A to 17C illustrated in detail below, illustrate some nonlimiting examples of slots that can be used in this first embodiment of the invention.
  • At least some slots comprise a main body having a cross shape, said main body comprising a first leg having an elongate shape along a first axis and a second leg having an elongate shape along a second axis substantially perpendicular to the first axis.
  • the plurality of cross slots can be replaced by a set of first slots comprising a main body having an elongate shape along a first axis, and a set of seconds. slots comprising a main body having an elongate shape along a second axis substantially perpendicular to the first axis.
  • the shape of the pattern that together form said plurality of slots has a shape substantially identical to that of the reflector.
  • the reflector has either a conventional shape (parabola, ellipse, hyperbola, circle), or any other form adapted to a specific need.
  • each slot of said plurality of slots has a length between 0.25 * ⁇ d and 0.5 * ⁇ d, and a width between 0.1 * ⁇ d and 0.2 * ⁇ d, with ⁇ d the wavelength in the superposed layers of guide type with parallel planes, at the operating frequency of the antenna.
  • each slot of said plurality of slots is at a distance, relative to the reflector, of between 0.3 * ⁇ d and 0.5 * ⁇ d, with ⁇ d the wavelength in the guide type superimposed layers. with parallel planes at the frequency of operation of the antenna.
  • the distance of each slot relative to the reflector is a parameter on which it is possible to play, for each slot, to easily optimize the efficiency of the transition in which the slots participate.
  • the gap between two adjacent slots of said plurality of slots is between 0.02 * ⁇ d and 0.1 * ⁇ d, with ⁇ d the wavelength in the layers superimposed guide type plan parallel to the operating frequency of the antenna.
  • the distance between two adjacent slots is a parameter on which it is possible to play, for each slot, to easily optimize the efficiency of the transition in which the slots participate.
  • said feed portion comprises at least two sources intertwined with each other physically or electrically.
  • said supply portion comprises at least one source and a first means of mechanical displacement of said at least one source, in a plane parallel to the superimposed layers of guide type with parallel planes.
  • said feed portion comprises at least two sources and means for selectively feeding said at least two sources.
  • an antenna system comprising a multilayer antenna according to one of the aforementioned embodiments, and a second means of mechanical displacement of said antenna.
  • the multilayer antenna radiates substantially in a plane (see Figure 18), that the second moving means can move.
  • an antenna system comprising a multilayer antenna according to one of the aforementioned embodiments (that is to say comprising: a first power supply portion generating a first wave, a radiating portion, and a guide portion for guiding said first wave from the first supply portion to the radiating portion, said guide portion comprising at least two parallel plane guide type superimposed layers, and, for each pair of adjacent layers, first transition means between said adjacent layers, comprising a first reflector cooperating with a first slot coupling means).
  • the antenna system includes a second power supply generating a second wave.
  • Said guide part also makes it possible to guide said second wave from the second feed portion to the radiating portion, said guide portion further comprising, for each pair of adjacent layers, second transition means between said adjacent layers, comprising a second reflector cooperating with a second slot coupling means, said second transition means being offset by 90 ° with respect to said first transition means.
  • the first slot coupling means comprises a plurality of first slots, each first slot having an elongate shape along at least one axis, said plurality first slots being arranged on at least one row and together forming a pattern which extends along the first reflector and has a shape depending on the shape of the first reflector.
  • the second slot coupling means comprises a plurality of second slots, each second slot having an elongate shape in at least one axis, said plurality second slots being arranged on at least one row and together forming a pattern which extends along the second reflector and has a shape depending on the shape of the second reflector.
  • Beam shape change and / or beam sweep in a simple, reliable, compact and inexpensive way.
  • FIGS. 1 and 2 show views, in perspective and in section respectively, of an antenna according to the known technique of Teshirogi et al.
  • Figures 3 and 4 show views, in perspective and in section respectively, of a two-layer antenna according to a particular embodiment of the invention
  • Figure 5 is a schematic perspective view of a physical interleaving of sources included in the power supply part, according to a particular embodiment of the invention
  • Figure 6 illustrates different possible profiles for the reflector included in the transition means between two adjacent layers
  • Figure 7 is a schematic view of a plurality of slots cooperating with a parabolic reflector, in a first particular embodiment of the transition means between two adjacent layers, for operation in single polarization
  • Figure 8 is a schematic view of a plurality of slots cooperating with a parabolic reflector, in a second particular embodiment of the transition means between two adjacent layers, for dual polarization operation
  • Figure 9 is a sectional view of a two-layer antenna according to a particular embodiment of the invention, showing a set of physically interleaved sources
  • Figure 10 shows four radiation patterns obtained with the antenna of Figure 9, for four different power configurations (each power configuration corresponding to
  • FIG. 11 shows a partial perspective view of a two-layer antenna according to a particular embodiment of the invention, comprising first means of reconfiguration of the radiating part, based on the use of diodes or short loads; circulated (shunts);
  • FIG. 12 shows a partial perspective view of a two-layer antenna according to a particular embodiment of the invention, comprising second means for reconfiguring the radiating part, based on the use of two sets of slots in the radiant parts;
  • Figure 13 is a top view of an antenna system according to a particular embodiment of the invention;
  • Figure 14 is a perspective view of a three-layer antenna according to a first particular embodiment of the invention;
  • Figure 15 is a perspective view of a three-layer antenna according to a second particular embodiment of the invention;
  • FIG. 16 is a perspective view of a three-layer antenna according to a third particular embodiment of the invention.
  • FIGS. 17D and 17E illustrate some nonlimiting examples of coupling slots that can be used in an antenna according to the invention; and
  • FIG. 18 illustrates the notion of the main radiation plane of the antenna of FIGS. 3 and 4, as well as the notions of beam shape change and beam sweep. 6.
  • a two-layer antenna 30 according to a particular embodiment of the invention is now presented.
  • Such an antenna can for example be used in radars, for automotive applications.
  • the antenna 30 comprises a guide portion comprising two parallel planar layers having a metal plate M.2 in common. More specifically, the guide portion comprises: a first parallel plane layer, itself comprising two metal plates M.sub.1, M.sub.2 located on either side of a Sub.l dielectric substrate layer; a second layer with parallel planes, itself comprising two metal plates M.2, M.3 located on either side of a Sub.2 dielectric substrate layer.
  • h2 (V ⁇ r2 / V ⁇ r i) * hl (equation 1)
  • h2 and h1 are respectively the heights of the two substrate layers Sub.2 and Sub.l
  • ⁇ rl and ⁇ r 2 are respectively the permitivities of the two substrate layers Sub.l and Sub.2.
  • h1 h2
  • ⁇ r1 ⁇ r2 with ( ⁇ r1 , ⁇ r2 ⁇ 1).
  • the two substrate layers are coupled by an optical transition means comprising a parabolic reflector R1 and a plurality of coupling slots 10 made in the common metal plate M.2.
  • the parabolic reflector R1 extends from the metal plate M.sub.1 to the metal plate M.sub.3.
  • Other reflector profiles may be used (see below the description of FIG. 6).
  • each coupling slot 10 has a rectangular shape and extends along an axis substantially parallel to the reflector.
  • the plurality of coupling slots 10 are arranged on a row and together form a parabolic pattern that extends along the parabolic reflector.
  • the pattern formed together by the coupling slots is for example the locus formed by the geometric centers of the slots (as for example that given by the equation number 2 given below, this equation is not limiting).
  • Other forms of coupling slots can of course be used without departing from the scope of the present invention.
  • FIGS. 17D and 17E some nonlimiting examples of coupling slots that can be used in an antenna according to the invention.
  • Figure 17A shows a rectangular slot 170 (i.e. a slot comprising a main body having a rectangular shape and thus elongated along an axis).
  • Figure 17B shows a slot 171 comprising a main body having an elongate shape along an axis. This slot 171 differs from that of Figure 17A in that its ends are rounded.
  • Fig. 17C shows an H slot (also referred to as a dog bone slit 172 comprising a main body 172a having an elongated shape along an axis, and two split ends 172b, 172c. split allows to reduce the physical length of the slot (compactness objective of the antenna) but not its electrical length. Typically, the length If of each split end 172b, 172c is much greater than the length Lf of the main body 172a (for example in a ratio 3 to 4). In a variant (not shown), the split ends of the H slot are rounded.
  • FIG. 17D shows a simple cross slot 173. It comprises a main body comprising a first branch 173a, 173b having an elongated shape along a first axis and a second branch 173c, 173d having an elongate shape along a second axis substantially perpendicular to the first axis.
  • the ends of the simple cross slot are rounded.
  • FIG. 17E shows a Jerusalem cross slot 174. It comprises a main body comprising a first branch 174a, 174b having an elongated shape along a first axis and a second branch 174c, 174d having an elongate shape along a second axis substantially perpendicular to the first axis.
  • Each end 174e, 174f, 174g, 174h of branch is split. This makes it possible to reduce the physical length of the slot (objective of compactness of the antenna) but not its electrical length. Typically, the length of each split end is much greater than the length of the leg (of the main body) at the end of which is is located (for example in a ratio 3 to 4). In a variant (not shown), the ends of the Jerusalem cross slot are rounded.
  • the cross slots allow operation of the dual polarization antenna.
  • the antenna 30 also comprises a feed portion comprising a source Sl placed in the Sub.l substrate layer.
  • a source Sl placed in the Sub.l substrate layer.
  • the antenna also comprises a radiating part which is formed on the Sub.2 substrate layer and which comprises a plurality of radiating slots 1 1 made in the upper metal plate M.3.
  • FIGS 3 and 4 there is also shown a BFN substrate (for "Beam Forming Network" in English).
  • This BFN substrate allows the shaping of the beam by excitation or not of the source or sources, for example by means of active components (diodes or EMS components for example).
  • this antenna is as follows: the energy of the wave generated by the source S1 is guided by the first layer with parallel planes (metal plates M.sub.1, M.2 and Sub substrate layer 1). Thanks to the optical transition means (reflector R1 and plurality of coupling slots 10), this energy is transferred to the second layer with parallel planes (metal plates M.2, M.3 and Sub.2 substrate layer), where finally it is radiated by the radiating part (plurality of radiating slots 11).
  • Figure 18 illustrates the main radiation of the antenna 30 of Figures 3 and 4.
  • the mode used is the TEM mode, in which the electric field is oriented along the Z axis.
  • the main radiation pattern comprises for example a main lobe (this is particularly the case if a single source is powered).
  • the antenna it is possible to: change the shape of the main radiation pattern (by changing the number of powered sources). To illustrate this change of shape in FIG. 18, two possible beams have been represented, one narrow 181a,
  • the feeding part is now presented in more detail. It is located at the focal plane F (or in the vicinity of this focal plane) of the reflector Rl of the transition means. It comprises either a single source (case of the source Sl in FIG. 3) or several sources.
  • the source or sources can generate a TEM wave (for "Transverse Electromagnetic” in English), a wave TE (for "Transverse Electric” in English) or both.
  • the TEM wave has an electric field oriented along the Z axis, while the TE wave has an electric field along the Y axis.
  • the TEM mode is more particularly described below.
  • the elementary source (s) are sectorial horns H ("integrated H-plane sectoral horn" in English).
  • H integrated H-plane sectoral horn
  • Such a horn shape is particularly advantageous in the case where several sources are used to generate one or more beams and thus be able to perform the reconfiguration of beams.
  • other well-known source shapes can be used (monopole networks, interleaved Perot-Fabry sources, etc.).
  • an advantageous solution in terms of size and efficiency of illumination of the reflector R1 consists of physically interleaving sources.
  • Figure 9 is a sectional view of a two-layer antenna according to a particular embodiment of the invention, showing a set of physically interlaced sources on two levels.
  • nine sources are used. They are distributed as follows (in the order from left to right, in FIG. 9): on the first level, the sources S9, S7, S1, S3 and S5; and on the second level, sources S8, S6, S2 and S4. Compared to the sources of the first level, the sources of the second level are shifted to the right by half a length of horn opening.
  • FIG. 6 shows different possible profiles for the reflector R1 included in the transition means between the first layer with parallel planes (metal plates M.sub.1, M.sub.2 and substrate layer Sub.1) and the second layer with parallel planes ( metal plates M.2, M.3 and Sub.2 substrate layer).
  • These different profiles are a hyperbolic profile 63, an elliptical profile 62, a parabolic profile 61 and a circular profile 64.
  • Other optimized arbitrary shapes can obviously be used.
  • the profile of the reflector depends on the wave profile that must arrive in the second layer with parallel planes, according to the optical laws.
  • the profile most often used for the "pillbox" type antennas is the parabolic profile 61. In fact, in this case, the energy coming from the focal point F2 will be reflected, in the second layer with parallel planes, as a planar wave. and concentrated and directed to the radiating portion which is usually a planar network.
  • the pattern that together form the coupling slots has a shape identical (or substantially identical) to that of the reflector along which they are located.
  • Figure 7 is a schematic view of a plurality of coupling slots 10 cooperating with a parabolic reflector R1, in a first particular embodiment of the transition means between two adjacent layers, for operation in single polarization.
  • each coupling slot 10 has a rectangular shape along an axis substantially parallel to the reflector.
  • the plurality of slots coupling 10 are arranged on a row and together form a parabolic pattern that extends along the parabolic reflector.
  • Other non-rectangular slot shapes may be used (see the description of Figs. 17A-17C).
  • optical transition means in terms of energy transfer to the second layer with parallel planes, and cancellation of the reflected wave coming back from the reflector towards the source
  • performance of these optical transition means can be increased by varying the dimensions ( length 1 S1 and width w sl ) and the position (r sl ) of each i th coupling slot.
  • the i th coupling slot occupies a position of which one of the cylindrical coordinates is defined by the following relation:
  • ⁇ d is the wavelength in the dielectric (that is, in the superimposed layers of the guide type with parallel planes) at the operating frequency of the antenna.
  • the number of slots is chosen such that the space ⁇ sl between two adjacent slots obeys the condition: 0.02 * ⁇ d ⁇ sl ⁇ 0.1 * ⁇ d .
  • the symmetry of the structure along the xz plane is also preserved.
  • a non-symmetrical distribution of the slots is also possible depending on the type of beam to be radiated by the antenna.
  • Figure 8 is a schematic view of a plurality of slots cooperating with a parabolic reflector, in a second particular embodiment of the transition means between two adjacent layers, for dual polarization operation.
  • the mode used is the TEM mode in which the electric field is oriented along the Z axis.
  • the same considerations as those made above for the transition means can be repeated for a mode
  • optical transition means in which the electric field is oriented along the Y axis.
  • the only variation of the optical transition means would be a rotation of substantially 90 ° of the coupling slots made in the metal plate M.2 common to the two layers with parallel planes (d other angles of rotation could be chosen, for example a cross turned 45 °).
  • each coupling slot is a cross slot 80 (see the description of Figures 17D and 17E), corresponding to the combination of two perpendicular slots.
  • the two slots combined to form a cross are identical, but they may also be different.
  • each cross slot is replaced by two perpendicular slots spaced from each other.
  • Multibeam radiation if the antenna comprises several sources (the case of FIGS. 5 and 9 already described above).
  • next-generation automotive radars must be compatible with both SRR (Short Radar Range, Wide Beam) and LRR (Long Range Radar, Narrow Beam) modes using a single antenna.
  • SRR Short Radar Range, Wide Beam
  • LRR Long Range Radar, Narrow Beam
  • one solution is to add, in phase or not , a plurality of narrow beams of the LRR type to cover the angular range associated with the SRR mode, in particular because a wide beam SRR is a combination of narrow beams LRR.
  • Figure 10 shows four radiation patterns 101 to 104 obtained with the antenna of Figure 9, for four different power configurations (each power configuration corresponding to the activation of three nearby sources respectively S6 / S1 / S2, S1 / S2 / S3, S2 / S3 / S4 and S3 / S4 / S5).
  • the beam obtained has a beamwidth of 14 ° (against 6 ° for a single source) and a side lobe level SLL less than -2OdB. It is possible to scan from one configuration to another (just as it is possible to scan by activating the sources one by one).
  • the basic concept illustrated in FIG. 10 can be generalized to beam shaping.
  • another solution consists in feeding the sources of FIG. 9 successively, in order to modify the shape of the beam and thus to be able to widen the angular range of the antenna for the same beam. It is also possible according to this technique to create two different beams and pointing in two different directions.
  • the electronic solution described above finds its application particularly when a large scanning speed is required. But in some applications, such as inter-vehicle or base-station telecommunications, slow scan speeds are accepted and it is then possible to use a mechanical solution to perform beam reconfiguration or 2D scanning.
  • This mechanical solution which has already been mentioned above in the description of FIG. 3, consists of using means of mechanical displacement of the source, in a plane parallel to the superimposed layers of guide type with parallel planes.
  • the arrow referenced 12 illustrates the path of movement of the source Sl.
  • the beam width in the elevation plane is a function of the size of the antenna along the X axis, this means that the beam size in LRR mode should be twice that in SRR mode. In terms of reconfiguration, this means being able to increase or reduce the size along the X axis, automatically. From an antenna point of view, this can be done in several ways, for example by using shunt diodes along the opening (see FIG. 11), a discrimination of polarizations (see Figure 12) or multiple antennas in SRR mode (for example two juxtaposed antennas, without angular offset between them).
  • the first two solutions are detailed below, in the case of a radiating part comprising a network of radiating slots, but it is clear that these solutions can be used in other configurations.
  • the radiating part is considered, the feeding and guiding parts are for example those already described above.
  • FIG. 11 shows the integration of shunt diodes 112 (or alternatively shunt loads), under the radiating part (along a line cutting in half the zone of the radiating part where the radiating slots 11 are located), allowing to connect connections 111 and 113 made on the metallized plates M.3 and M.2.
  • These diodes are activated (activation means not shown in FIG. 11), for operation in the SRR mode, in order to halve the radiating portion by shorting or absorbing the incoming energy.
  • the radiating portion is adapted to respond to different polarizations for the LLR and SRR modes.
  • the cross slots operate in both the LRR and SRR modes, while the single slots only in the LRR mode.
  • This solution is possible if the transition means (reflector and coupling slots) can operate in double polarization. This solution does not require any control electronics, the discrimination being carried out from a radiation point of view.
  • Telecommunication applications usually require 3D scanning within a predefined cone.
  • the antenna system must be able to scan the beam 360 ° in one plane, and in a smaller angular range in the other plane.
  • the mechanical solution for scanning 3D is based on one or the other of the 2D scanning solutions proposed above (one mechanical and the other electronic). Indeed, these can be adopted to cover the most weak (sweep in a first plane (referenced P or P 'in FIG. 18), for example by adding a means of mechanical displacement of the whole of the antenna in the xy plane (plane parallel to the superimposed layers of the guide type). with parallel planes), we obtain a rotation of the main radiation plane (plane P or P ', Figure 18) in which the antenna radiates mainly.
  • FIG. 13 is a top view of an antenna system 130, comprising a multilayer antenna according to one embodiment of the invention (two or more layers ) as described above.
  • this antenna comprises a first supply portion (generating a first wave), a radiating portion and a guide portion.
  • the guide portion guides the first wave from the first supply portion to the radiating portion.
  • the guide portion comprises at least two superposed layers of guide type with parallel planes, and, for each pair of adjacent layers, first transition means between the adjacent layers, comprising a first reflector cooperating with a plurality of first coupling slots (the characteristics of such a plurality of coupling slots have already been discussed in detail above).
  • the antenna system of Figure 13 further comprises a second power supply portion, generating a second wave.
  • the guide portion also guides the second wave from the second supply portion to the radiating portion.
  • the guide portion further comprises, for each pair of adjacent layers, second transition means between the adjacent layers, comprising a second reflector cooperating with a plurality of second slots (the characteristics of such a plurality of coupling slots have already been discussed in detail above). These second transition means are offset by 90 ° with respect to the first transition means.
  • the reflector of the unique first (respectively second) optical transition means corresponds to a two-layer antenna; or
  • the parabolic reflectors P. 1 and P 2 feed the radiating part, and control, for example, the direction of the beam in the planes YZ (plane P in FIG. 18) and XZ, respectively.
  • each of the first and second feed portions comprises several interleaved sources (as in Figure 5 for example).
  • the beam can be pointed in any direction of the upper space.
  • the direction of the maximum radiation of the antenna structure can be found in any direction of the half-space above the radiating portion ( in the direction of the positive Z's).
  • leak wave structures can be used. Their limitation is the beam frequency squinting. But for a low bandwidth ( ⁇ 10%), a determined beam operation is possible and the antenna structure is planar, low cost, light and is suitable for 3D electronic scanning with low losses compared to other solutions such as networks phases.
  • the antennas of FIGS. 14, 15 and 16 comprise a feed portion (comprising a source, in this example, but it is also possible with several sources) and a radiating portion identical to those of the antenna of FIG. a guide part comprising three layers with parallel planes: a first layer with parallel planes itself comprising two metal plates Ml, M.2 located on either side of a dielectric substrate layer Sub.l (permitivity ⁇ rl ); a second layer with parallel planes itself comprising two metal plates M.2, M.3 located on either side of a dielectric substrate layer Sub.2 (permitivity S 12 ); and a third layer with parallel planes including itself two metal plates M.3, M.4 located on either side of a dielectric substrate layer Sub.3 (permitivity ⁇ r 3).
  • a feed portion comprising a source, in this example, but it is also possible with several sources
  • a radiating portion identical to those of the antenna of FIG. a guide part comprising three layers with parallel planes: a first layer
  • the guide portion further comprises:
  • a first optical transition means comprising an elliptical reflector R1 'and a plurality of coupling slots 10a' made in the metal plate M.2; and a second optical transition means comprising a parabolic reflector R2 'and a plurality of coupling slots 10b' formed in the metal plate M.3.
  • the guide portion further comprises: a first optical transition means comprising a hyperbolic reflector R1 "and a plurality of coupling slots 10a" made in FIG. the metal plate M.2; and
  • a second optical transition means comprising a parabolic reflector R2 "and a plurality of coupling slots 10b" made in the metal plate M.3.
  • the guide portion further comprises:
  • a first optical transition means comprising a parabolic reflector R1 '' and a plurality of coupling slots 10a '"made in the metal plate M.2; and a second optical transition means comprising a plane mirror
  • the Gregorian or Cassegrain double-reflector systems make it possible to reduce the axial size of the optical transition system and to increase the performance with respect to the scanning capacitance in the YZ plane.
  • the use of a plane mirror simply makes it possible to fold the antenna again (third layer) to further reduce the bulk. Indeed, the plane mirror reflects the plane wave sent by the parabolic reflector (first optical transition means) without affecting its nature.
  • one of the first and second optical transition means is embodied according to the invention (i.e. with a plurality of coupling slots) and another is made in a conventional manner (i.e. with a single coupling slot).

Landscapes

  • Aerials With Secondary Devices (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

Il est proposé une antenne multicouche (30) comprenant une partie alimentation, générant une onde, une partie rayonnante et une partie guidage, permettant de guider l'onde depuis la partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante. La partie guidage comprend : au moins deux couches superposées de type guide à plans parallèles, et pour chaque couple de couches adjacentes, des moyens de transition entre les couches adjacentes, comprenant un réflecteur (R1) coopérant avec un moyen de couplage par fente. Pour au moins un couple de couches adjacentes pour lequel la partie guidage comprend un réflecteur de forme non plane, le moyen de couplage par fente comprend une pluralité de fentes (10). Chaque fente comprend un corps principal possédant une forme allongée selon au moins un axe. Les fentes sont disposées sur au moins un rang et forment ensemble un motif qui s'étend le long du réflecteur et possède une forme fonction de la forme du réflecteur.

Description

Antenne multicouche à plans parallèles, de type pillbox, et système d'antenne correspondant.
1. DOMAINE DE L'INVENTION
Le domaine de l'invention est celui des antennes multicouches à plans parallèles, aussi appelées « pillbox antennas » ou « cheese antennas » en anglais.
L'invention a de nombreuses applications, telles que par exemple : les radars automobiles, les communications entre plateformes mobiles (voitures, camions, trains, bateaux, etc.) et satellites, - les communications entre plateformes mobiles (plateformes à haute altitude
(HAP, pour « High Altitude Platform » en anglais), avions, etc.) et la terre (par exemple dans les bandes Ku, Ka et Q), les communications terrestres sans fil (à l'intérieur ou à l'extérieur de bâtiments) avec des capacités de faisceaux multiples, de mise en forme de faisceau et de reconfiguration de faisceau.
2. CONTEXTE ET ARRIÈRE-PLAN TECHNOLOGIQUE 2.1 Contexte
Durant ces dernières années est apparue une très forte demande pour la fabrication d'antennes à bas coûts et à hautes performances dans la gamme des ondes millimétriques, notamment pour des applications en télécommunications, en radar, et des applications de surveillance.
Des solutions planaires, sous la forme de systèmes à plans parallèles sur un substrat, compatibles avec la technologie des cartes de circuits imprimés (PCB, pour « Printed Circuit Board » en anglais), ont été proposées et sont considérées comme les plus prometteuses à la fois en termes de performances, de coûts et d'encombrement.
Dans les systèmes d'antennes à plans parallèles (ou PPW, pour « Parallel Plate Waveguide » en anglais) et à couche unique (encore appelés systèmes monocouches), l'énergie fournie par une source est confinée entre deux plaques métalliques situées de part et d'autre d'une couche de substrat, pour ensuite être guidée vers une partie rayonnante également comprise dans cette couche. Cette partie rayonnante est généralement composée de guides d'ondes intégrés à fentes (« Slotted waveguide array » en anglais) par exemple réalisés en technologie SIW (« Substrate Integrated Waveguides » en anglais) ou de structures à ondes de fuite. Des parois verticales conductrices, reliant les deux plaques métalliques, qui se comportent comme un miroir pour l'énergie de l'onde, permettent de réfléchir ou diriger l'énergie. Ces parois verticales ont généralement un profil parabolique afin d'effectuer une collimation de l'énergie venant de la source. Mais pour éviter une rétrodiffusion vers la source, il convient d'utiliser une solution à base de double réflecteur ou à configuration décentrée, ou bien une structure à double couche.
Dans le cas d'une structure à plans parallèles et à double couche, la source et la partie rayonnante sont dans deux couches différentes, connectées par une plaque coudée à 180° (« 180° parallel plate bend » en anglais) de profil souvent parabolique. De telles antennes multicouches à plans parallèles sont décrites par exemple dans les deux documents scientifiques suivants :
C. J. Sletten, "Reflector Antennas", Antenna theory, R. E. Collin et F. J. Zucker, Eds. New York: McGraw-Hill, 1969, pt. 2, ch. 17, et W. Rotman, "Wide Angle Scanning with microwave Double-Layer Pillboxes", IRE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 6, no.l, pp. 96-105, janv.1958.
Le principal avantage de ces antennes est leur modularité. En effet, trois parties correspondant à différentes fonctions peuvent être distinguées : une partie alimentation (source), une partie rayonnante et une partie guidage. Cette dernière permet de guider l'énergie de l'onde générée par la source, depuis la partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante, à travers les couches superposées de type guide à plans parallèles. Pour chaque couple de couches adjacentes, la partie guidage comprend des moyens de transition entre ces couches, comprenant un réflecteur coopérant avec une fente.
On présente maintenant, à travers l'application particulière des radars automobiles, certaines caractéristiques souhaitées pour les antennes.
L'objectif de la prochaine génération de radars pour les applications automobiles est d'améliorer la sécurité le long des routes, en contrôlant et en réagissant efficacement aux différents scénarii possibles à l'avant de la voiture (accident, véhicules trop proches les uns des autres, ...). A l'avant du véhicule, deux zones d'action sont particulièrement bien définies : une portée radar courte (SRR, pour « Short Radar Range » en anglais) et une portée radar longue (LRR, pour « Long Radar Range » en anglais), s'étendant respectivement de 0 à 30 m et de 30 à 200 m (valeurs typiques) à partir de l'avant du véhicule, qui est la position classique d'une antenne de détection embarquée.
D'un point de vue de la théorie des antennes, cela revient à dire que les performances en rayonnement et la gamme de balayage de faisceau (champ de vision) des antennes utilisées pour des applications radars doivent être différentes dans le mode
« SRR » et dans le mo de « LRR ». On parlera d'antennes reconfigurables en rayonnement. Également, pour des raisons d'esthétique et d'aérodynamique, ce type d'antennes doit être peu encombrante, légère et de faible coût de fabrication. Du fait de l'impossibilité d'intégrer à la fois une antenne "SRR" et une antenne "LRR" sur un même véhicule, notamment pour des raisons de coûts et d'encombrement, il est nécessaire que cette antenne soit reconfigurable, c'est-à-dire qu'elle soit apte à fonctionner en mode SRR et en mode LRR. Pour ce faire, une antenne planaire, reconfigurable, multi-faisceaux et/ou à balayage de faisceau(x), semble être la solution la plus prometteuse, tel que plus amplement décrit par la suite. 2.2 Arrière-plan technologique
Nous allons décrire dans cette section quelques types d'antennes pouvant être utilisées pour des applications automobiles.
Une première technique bien connue repose sur l'utilisation de lentilles diélecriques. Des solutions commerciales existent déjà. Ces solutions sont très attractives mais demeurrent encombrantes.
Une seconde technique bien connue consiste à utiliser des lentilles de Rotman qui sont des systèmes planaires quasi-optiques présentant trois points focaux, tel que décrit par exemple dans le document scientifique suivant : W. Rotman, R. F. Turner,
"Wide-angle microwave lens for line source applications", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 11, no.6, pp. 623-632, Nov.1956.
Un inconvénient majeur de cette seconde technique est la grande taille du système d'antenne complet et sa faible modularité, du fait que toutes les parties (partie alimentation, partie de guidage et partie rayonnante) sont réalisées sur un même substrat.
Egalement, la lentille de Rotman présente de grandes dimensions ne permettant pas de réduire la taille globale de l'antenne.
Cette structure est également limitée quant au nombre de faisceaux d'entrée pour réaliser un balayage complet.
Enfin, une telle structure présente des pertes d'insertion importantes. Une troisième technique connue concerne une antenne à plans parallèles (« pillbox ») et à double couche, telle que présentée dans le document scientifique suivant : T. Teshirogi, Y. Kawahara, A. Yamamoto, Y. Sekine, N. Baba, M. Kobayashi, "Dielectric Slab Based Leaky-Wave Antennas for Millimeter-Wave Applications", IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, 2001, Vol. 1, pp.
346-349, JuI. 2001.
Les figures 1 e t 2 présentent des vues, en perspective et en coupe respectivement, d'une antenne selon cette troisième technique connue. Elle comprend une couche basse 5 et une couche haute 6. La couche basse 5 est une structure à plans parallèles comprenant deux plaques métalliques 8, 9. La couche haute 6 est également une structure à plans parallèles comprenant deux plaques métalliques 9, 4, dont l'une (celle référencée 9) est commune aux deux couches et aux deux structures à plans parallèles. Les deux couches 5, 6 sont connectées par des moyens de transition comprenant un réflecteur 2 (plaque coudée à 180° (« 180° parallel plate bend » en anglais)) de profil parabolique et une fente unique 7, s'étendant le long et sur toute la longueur du réflecteur parabolique 2. Dans la couche basse 5 est placée la partie alimentation, comprenant un seul cornet sectoriel 1. Dans la couche haute 6 est placée la partie rayonnante 3. Les moyens de transition (réflecteur 2 et fente unique 7) permettent le transfert de l'énergie entre la couche basse 5 et la couche haute 6 (c'est-à-dire depuis le cornet 1 jusqu'à la partie rayonnante 3), le front d'onde incident sur le réflecteur parabolique étant un front d'onde cylindrique.
Les principaux inconvénients de cette troisième technique connue résident dans le fait que les moyens de transition comprennent une fente unique, qui ne permet pas un transfert d'énergie optimal (du fait de l'existence de phénomènes de résonnance dans une fente unqiue) et n'est efficace que dans une étroite plage angulaire. La résolution n'est donc pas optimale.
De plus, l'utilisation combinée (dans les moyens de transition) d'un réflecteur parabolique et d'une fente unique ne permet pas, selon le document de brevet WO91/17586, d'obtenir un front d'onde parfaitement plan dans la couche haute (après réflexion sur le réflecteur) si le front d'onde incident de la couche basse est un front d'onde cylindrique (ou plus généralement non plan).
En outre, cette troisième technique connue ne permet pas d'utiliser plusieurs sources d'excitation puisque le cornet s'étend directement jusqu'au bord du réflecteur parabolique (cornet sectoriel). Aucune reconfiguration de faisceau ni balayage de faisceau n'est de ce fait possible.
Une quatrième technique connue est une variante de la troisième technique connue précitée. Elle est décrite dans le document scientifique suivant : V. Mazzola, J. E. Becker, "Coupler-Type Bend for Pillbox Antennas", IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques, Vol. 15, no.8, pp. 462-468, Aug. 1967 »).
Dans cette variante, la fente unique (comprise dans les moyens de transition entre les deux couches) est remplacée par une pluralité d'ouvertures circulaires, reparties selon un maillage triangulaire (c'est-à-dire un maillage dont le motif de base est un triangle) qui s'étend tout le long du réflecteur. Ainsi, le couplage effectué par les moyens de transiton est amélioré, la bande de fréquences de fonctionnement est plus large et la plage angulaire est plus large également. Elle fonctionne dans le plan E (champ électrique parallèle aux plaques métalliques formant les plans parallèles des deux couches). Un inconvénient de cette quatrième technique connue est qu'elle ne peut fonctionner qu'avec une seule polarisation (polarisation horizontale : mode TE en guide d'onde à plans parallèles (PPW, pour « parallel plate waveguide » en anglais). Elle ne peut donc pas fonctionner en double polarisation.
En outre, comme la troisième technique connue, elle ne permet pas d'utiliser plusieurs sources d'excitation. Aucune reconfiguration de faisceau n'est de ce fait possible.
Un autre inconvénient de la quatrième technique connue est que l'augmentation de l'efficacité de la transition est réalisée au détriment d'une augmentation de la région de couplage (nombre et taille des ouvertures circulaires comprises dans le maillage triangulaire), et donc au final une augmentation de l'encombrement et du coût de l'antenne. 3. OBJECTIFS DE L'INVENTION
L'invention, dans au moins un mode de réalisation, a notamment pour objectif de proposer une antenne multicouche à plans parallèles (« pillbox ») ne présentant pas les inconvénients des solutions techniques connues discutées ci-dessus.
Un objectif, dans au moins un mode de réalisation de l'invention est de proposer une antenne comprenant des moyens de transition, entre deux couches adjacentes (appelées couche basse et couche haute, par exemple), permettant un transfert d'énergie optimal et efficace dans une large plage angulaire et fréquentielle, et ce même si ces moyens de transition comprennent un réflecteur de forme non plane (parabolique par exemple). On souhaite donc obtenir un front d'onde parfaitement plan dans la couche haute (après réflexion sur le réflecteur) même si le front d'onde incident de la couche basse est un front d'onde non plan (cylindrique par exemple). Un autre objectif, d'au moins un mode de réalisation de l'invention, est de fournir une antenne pouvant fonctionner en double polarisation ou en polarisation circulaire.
Un autre objectif, d'au moins un mode de réalisation de l'invention, est de fournir une antenne permettant d'utiliser plusieurs sources d'excitation, et donc dont le faisceau est reconfigurable (multi- faisceaux, dépointage de faisceau(x), faisceau(x) à directivité variable).
Un autre objectif, d'au moins un mode de réalisation de l'invention, est de fournir une antenne à faible encombrement et de poids réduit.
Un autre objectif, d'au moins un mode de réalisation de l'invention, est de fournir une antenne simple à mettre en œuvre et peu coûteuse.
4. EXPOSÉ DE L'INVENTION
Dans un mode de réalisation particulier de l'invention, il est proposé une antenne multicouche comprenant : une partie alimentation générant une onde ; - une partie rayonnante ; une partie guidage, permettant de guider ladite onde depuis la partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante, ladite partie guidage comprenant :
* au moins deux couches superposées de type guide à plans parallèles, et
* pour chaque couple de couches adjacentes, des moyens de transition entre lesdites couches adjacentes, comprenant un réflecteur coopérant avec un moyen de couplage par fente, ladite antenne étant telle que, pour au moins un couple de couches adjacentes pour lequel la partie guidage comprend un réflecteur de forme non plane, le moyen de couplage par fente comprend une pluralité de fentes, chaque fente comprenant un corps principal possédant une forme allongée selon au moins un axe, ladite pluralité de fentes étant disposées sur au moins un rang et formant ensemble un motif qui s'étend le long du réflecteur et possède une forme fonction de la forme du réflecteur.
Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive consistant à conserver un réflecteur de forme non plane (par exemple de type parabolique) et remplacer, dans les moyens de transition entre les deux couches, la fente unique de la troisième solution connue : non pas par une pluralité d'ouvertures circulaires reparties selon un maillage triangulaire qui s'étend tout le long du réflecteur (comme dans la quatrième technique connue), mais par une pluralité de fentes (voir ci-après la description des figures 17A à 17E pour la définition du terme « fente » dans le cadre de la présente invention, ainsi que pour quelques exemples non limitatifs de fentes). De cette façon, on réduit les effets de résonnance apparaissant dans une fente continue. Le transfert d'énergie entre deux couches successives s'en trouve alors amélioré, et ce dans une large plage angulaire et sur une large bande de fréquences. En d'autres termes, on obtient une antenne présentant un rendement optimisé en termes de transfert de puissance.
En outre, l'utilisation combinée (dans les moyens de transition) d'un réflecteur de forme non plane (le front d'onde incident de la couche basse est donc un front d'onde non plan) et d'une pluralité de fentes permet d'obtenir un front d'onde parfaitement plan dans la couche haute (après réflexion sur le réflecteur).
En outre, et comme détaillé par la suite, l'utilisation d'une pluralité de fentes permet de fournir une antenne pouvant fonctionner en double polarisation. Cela permet également de fournir une antenne pouvant utiliser plusieurs sources d'excitation, et donc dont le faisceau est reconfigurable.
Dans un mode de réalisation particulier, ladite pluralité de fentes est disposée sur un unique rang.
Avantageusement, chaque fente comprend un corps principal possédant une forme allongée selon au moins un axe sensiblement parallèle ou perpendiculaire au réflecteur.
Ainsi, on améliore encore le couplage effectué par la pluralité de fentes. Dans un premier mode de mise en œuvre particulier, au moins certaines fentes comprennent un corps principal possédant une forme allongée selon un seul axe. Ainsi, l'antenne peut fonctionner en simple polarisation. Les figures 17A à 17C, décrites en détail par la suite, illustrent quelques exemples non limitatifs de fentes pouvant être utilisées dans ce premier mode de réalisation de l'invention.
Dans un second mode de mise en œuvre particulier, au moins certaines fentes comprennent un corps principal possédant une forme en croix, ledit corps principal comprenant une première branche possédant une forme allongée selon un premier axe et une deuxième branche possédant une forme allongée selon un second axe sensiblement perpendiculaire au premier axe.
Ainsi, grâce à ces fentes en croix (c'est-à-dire dont le corps principal est en forme de croix), l'antenne peut fonctionner en double polarisation. Les figures 17D et
17E, décrites en détail par la suite, illustrent quelques exemples non limitatifs de fentes pouvant être utilisées dans ce second mode de réalisation de l'invention.
Il est à noter que dans une variante de réalisation de ce second mode de réalisation, la pluralité de fentes en croix peut être remplacée par un ensemble de premières fentes comprenant un corps principal possédant une forme allongée selon un premier axe, et un ensemble de secondes fentes comprenant un corps principal possédant une forme allongée selon un second axe sensiblement perpendiculaire au premier axe.
Avantageusement, la forme du motif que forment ensemble ladite pluralité de fentes possède une forme sensiblement identique à celle du réflecteur.
On rappelle que le réflecteur possède soit une forme classique (parabole, ellipse, hyperbole, cercle), soit toute autre forme adaptée à un besoin spécifique.
Avantageusement, chaque fente de ladite pluralité de fentes possède une longueur comprise entre 0,25 *λd et 0,5 *λd, et une largeur comprise entre 0,1 *λd et 0,2*λd, avec λd la longueur d'onde dans les couches superposées de type guide à plans parallèles, à la fréquence de fonctionnement de l'antenne.
Ainsi, la longueur et la largeur des fentes constituent des paramètres sur lesquels il est possible de jouer, pour chaque fente, pour aisément optimiser l'efficacité de la transition à laquelle participent les fentes. Selon une caractéristique avantageuse, chaque fente de ladite pluralité de fentes est à une distance, par rapport au réflecteur, comprise entre 0,3 *λd et 0,5 *λd, avec λd la longueur d'onde dans les couches superposées de type guide à plans parallèles, à la fréquence de fonctionnement de l'antenne.
Ainsi, la distance de chaque fente par rapport au réflecteur constitue un paramètre sur lequel il est possible de jouer, pour chaque fente, pour aisément optimiser l'efficacité de la transition à laquelle participent les fentes.
Avantageusement, l'écart entre deux fentes adjacentes de ladite pluralité de fentes est compris entre 0,02*λd et 0,1 *λd, avec λd la longueur d'onde dans les couches superposées de type guide à plans parallèles, à la fréquence de fonctionnement de l'antenne.
Ainsi, la distance entre deux fentes adjacentes constitue un paramètre sur lequel il est possible de jouer, pour chaque fente, pour aisément optimiser l'efficacité de la transition à laquelle participent les fentes.
Selon une caractéristique avantageuse, ladite partie alimentation comprend au moins deux sources entrelacées entre elles physiquement ou électriquement.
Ainsi, il est possible d'avoir une largeur de faisceau uniforme sur une plage angulaire plus grande, déterminée par la position desdites sources entrelacées. Dans une variante de réalisation, ladite partie alimentation comprend au moins une source et un premier moyen de déplacement mécanique de ladite au moins une source, dans un plan parallèle aux couches superposées de type guide à plans parallèles.
Ainsi, il est possible de réaliser, mécaniquement, un balayage de faisceau. La notion de balayage de faisceau est décrite en détail par la suite, en relation avec la figure 18.
Suivant une caractéristique avantageuse, ladite partie alimentation comprend au moins deux sources et des moyens d'alimentation sélective desdites au moins deux sources.
Ainsi, il est possible de réaliser un changement de forme de faisceau et/ou un balayage de faisceau (changement de l'axe de pointage), en changeant dans le temps la ou les sources qui sont effectivement alimentées. Les notions de changement de forme de faisceau et de balayage de faisceau sont décrites en détail par la suite, en relation avec la figure 18.
Selon un autre mode de réalisation conforme à l'invention, il est proposé un système d'antenne comprenant une antenne multicouche selon l'un des modes de réalisation précités, et un second moyen de déplacement mécanique de ladite antenne.
Ainsi, il est possible de faire de la reconfiguration en trois dimensions (changement de forme de faisceau et/ou balayage de faisceau). En effet, l'antenne multicouche rayonne essentiellement dans un plan (voir la figure 18), que le second moyen de déplacement permet de déplacer.
Selon un autre mode de réalisation conforme à l'invention, il est proposé un système d'antenne comprenant une antenne multicouche selon l'un des modes de réalisation précités (c'est-à-dire comprenant : une première partie alimentation générant une première onde ; une partie rayonnante ; et une partie guidage, permettant de guider ladite première onde depuis la première partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante, ladite partie guidage comprenant au moins deux couches superposées de type guide à plans parallèles, et, pour chaque couple de couches adjacentes, des premiers moyens de transition entre lesdites couches adjacentes, comprenant un premier réflecteur coopérant avec un premier moyen de couplage par fente). En outre, le système d'antenne comprend une deuxième partie alimentation générant une deuxième onde. Ladite partie guidage permet également de guider ladite deuxième onde depuis la deuxième partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante, ladite partie guidage comprenant en outre, pour chaque couple de couches adjacentes, des deuxièmes moyens de transition entre lesdites couches adjacentes, comprenant un deuxième réflecteur coopérant avec un deuxième moyen de couplage par fente, lesdits deuxièmes moyens de transition étant décalés de 90° par rapport auxdits premiers moyens de transition. Pour au moins un couple de couches adjacentes pour lequel la partie guidage comprend un réflecteur de forme non plane, le premier moyen de couplage par fente comprend une pluralité de premières fentes, chaque première fente possédant une forme allongée selon au moins un axe, ladite pluralité de premières fentes étant disposées sur au moins un rang et formant ensemble un motif qui s'étend le long du premier réflecteur et possède une forme fonction de la forme du premier réflecteur. Pour au moins un couple de couches adjacentes pour lequel la partie guidage comprend un réflecteur de forme non plane, le deuxième moyen de couplage par fente comprend une pluralité de deuxièmes fentes, chaque deuxième fente possédant une forme allongée selon au moins un axe, ladite pluralité de deuxièmes fentes étant disposées sur au moins un rang et formant ensemble un motif qui s'étend le long du deuxième réflecteur et possède une forme fonction de la forme du deuxième réflecteur. Ainsi, il est possible de faire de la reconfiguration en trois dimensions
(changement de forme de faisceau et/ou balayage de faisceau) de manière simple, fiable, peu encombrante et peu coûteuse.
5. LISTE DES FIGURES
D'autres objets, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre à titre d'exemple non limitatif, et à l'examen des dessins annexés dans lesquels : les figures 1 et 2 présentent des vues, en perspective et en coupe respectivement, d'une antenne selon la technique connue de Teshirogi et al. ; les figures 3 et 4 présentent des vues, en perspective et en coupe respectivement, d'une antenne à deux couches selon un mode de réalisation particulier de l'invention ; la figure 5 est une vue schématique en perspective d'un entrelacement physique de sources comprises dans la partie alimentation, selon un mode de réalisation particulier de l'invention ; la figure 6 illustre différents profils possibles pour le réflecteur compris dans les moyens de transition entre deux couches adjacentes ; la figure 7 est une vue schématique d'une pluralité de fentes coopérant avec un réflecteur parabolique, dans un premier mode de réalisation particulier des moyens de transition entre deux couches adjacentes, pour un fonctionnement en simple polarisation ; la figure 8 est une vue schématique d'une pluralité de fentes coopérant avec un réflecteur parabolique, dans un second mode de réalisation particulier des moyens de transition entre deux couches adjacentes, pour un fonctionnement en double polarisation ; la figure 9 est une vue en coupe d'une antenne à deux couches selon un mode de réalisation particulier de l'invention, faisant apparaître un ensemble de sources entrelacées physiquement ; la figure 10 présente quatre diagrammes de rayonnement obtenus avec l'antenne de la figure 9, pour quatre configurations d'alimentation différentes (chaque configuration d'alimentation correspondant à l'activation de trois sources proches) ; la figure 11 présente une vue partielle et en perspective d'une antenne à deux couches selon un mode de réalisation particulier de l'invention, comprenant de premiers moyens de reconfiguration de la partie rayonnante, basés sur l'utilisation de diodes ou charges courts-circuitées (shunts) ; la figure 12 présente une vue partielle et en perspective d'une antenne à deux couches selon un mode de réalisation particulier de l'invention, comprenant de seconds moyens de reconfiguration de la partie rayonnante, basés sur l'utilisation de deux jeux de fentes dans la parties rayonnante ; la figure 13 est une vue de dessus d'un système d'antenne selon un mode de réalisation particulier de l'invention ; la figure 14 est une vue en perspective d'une antenne à trois couches selon un premier mode de réalisation particulier de l'invention ; la figure 15 est une vue en perspective d'une antenne à trois couches selon un deuxième mode de réalisation particulier de l'invention ; - la figure 16 est une vue en perspective d'une antenne à trois couches selon un troisième mode de réalisation particulier de l'invention ; les figures 17D et 17E illustrent quelques exemples non limitatifs de fentes de couplage pouvant être utilisées dans une antenne selon l'invention ; et la figure 18 illustre la notion de plan de rayonnement principal de l'antenne des figures 3 et 4, ainsi que les notions de changement de forme de faisceau et balayage de faisceau. 6. DESCRIPTION DÉTAILLÉE
On s'attache plus particulièrement, dans la suite de ce document, à décrire la problématique existant dans le domaine des antennes pour radars automobiles de dernière génération, à laquelle ont été confrontés les inventeurs de la présente demande de brevet. L'invention ne se limite bien sûr pas à ce domaine particulier d'application, mais présente un intérêt pour toute technique devant faire face à une problématique proche ou similaire.
Il est également à noter que sur toutes les figures du présent document, les éléments identiques sont désignés par une même référence numérique.
On présente maintenant, en relation avec les figures 3 et 4, une antenne 30 à deux couches selon un mode de réalisation particulier de l'invention. Une telle antenne peut par exemple être utilisée dans des radars, pour des applications automobiles.
Dans ce mode de réalisation, l'antenne 30 comprend une partie guidage comprenant deux couches à plans parallèles ayant une plaque métallique M.2 en commun. Plus précisément, la partie guidage comprend : une première couche à plans parallèles comprenant elle-même deux plaques métalliques M. l, M.2 situées de part et d'autre d'une couche de substrat diélectrique Sub.l ; - une deuxième couche à plans parallèles comprenant elle-même deux plaques métalliques M.2, M.3 situées de part et d'autre d'une couche de substrat diélectrique Sub.2.
La hauteur et la permitivité des deux couches de substrat Sub.l, Sub.2 sont choisies préférentiellement de façon à respecter la relation suivante : h2 = (Vεr2/Vεri)*hl (équation 1) où h2 et hl sont respectivement les hauteurs des deux couches de substrat Sub.2 et Sub.l, et εrl et εr2 sont respectivement les permitivités des deux couches de substrat Sub.l et Sub.2. Par souci de simplification, dans la suite de la description, on considère que : hl = h2, et εrl = εr2 avec (εrl, εr2 ≥ 1).
Les deux couches de substrats sont couplées par un moyen de transition optique comprenant un réflecteur parabolique Rl et une pluralité de fentes de couplage 10 réalisées dans la plaque métallique commune M.2. Le réflecteur parabolique Rl s'étend de la plaque métallique M. l à la plaque métallique M.3. D'autres profils de réflecteur (canoniques ou de forme arbitraire optimisée) peuvent être utilisés (voir ci-après la description de la figure 6).
Dans ce mode de réalisation, chaque fente de couplage 10 possède une forme rectangulaire et s'étend selon un axe sensiblement parallèle au réflecteur. La pluralité des fentes de couplage 10 est disposée sur un rang et forment ensemble un motif parabolique qui s'étend le long du réflecteur parabolique. Le motif que forment ensemble les fentes de couplage est par exemple le lieu géométrique formé par les centres géométriques des fentes (comme par exemple celui donné par l'équation numéro 2 donnée plus loin ; cette équation n'est pas limitative). D'autres formes de fentes de couplage peuvent bien sûr être utilisées sans sortir du cadre de la présente invention.
On présente maintenant, en relation avec les figures 17D et 17E, quelques exemples non limitatifs de fentes de couplage pouvant être utilisées dans une antenne selon l'invention. La figure 17A présente une fente rectangulaire 170 (c'est-à-dire une fente comprenant un corps principal possédant une forme rectangulaire et donc allongée selon un axe).
La figure 17B présente une fente 171 comprenant un corps principal possédant une forme allongée selon un axe. Cette fente 171 se distingue de celle de la figure 17A en ce que ses extrémités sont arrondies.
La figure 17C présente une fente en H (aussi appelée fente en os de chien (« dog bone » en anglais) 172 comprenant un corps principal 172a possédant une forme allongée selon un axe, et deux extrémités dédoublées 172b, 172c. Chaque extrémité dédoublée permet de réduire la longueur physique de la fente (objectif de compacité de l'antenne) mais pas sa longueur électrique. Typiquement, la longueur If de chaque extrémité dédoublée 172b, 172c est largement supérieure à la longueur Lf du corps principal 172a (par exemple dans un rapport 3 à 4). Dans une variante (non illustrée), les extrémités dédoublées de la fente en H sont arrondies.
La figure 17D présente une fente en croix simple 173. Elle comprend un corps principal comprenant une première branche 173a, 173b possédant une forme allongée selon un premier axe et une deuxième branche 173c, 173d possédant une forme allongée selon un second axe sensiblement perpendiculaire au premier axe. Dans une variante (non illustrée), les extrémités de la fente en croix simple sont arrondies.
La figure 17E présente une fente en croix de Jérusalem 174. Elle comprend un corps principal comprenant une première branche 174a, 174b possédant une forme allongée selon un premier axe et une deuxième branche 174c, 174d possédant une forme allongée selon un second axe sensiblement perpendiculaire au premier axe. Chaque extrémité 174e, 174f, 174g, 174h de branche est dédoublée. Ceci permet de réduire la longueur physique de la fente (objectif de compacité de l'antenne) mais pas sa longueur électrique. Typiquement, la longueur de chaque extrémité dédoublée est largement supérieure à la longueur de la branche (du corps principal) à l'extrémité de laquelle est est située (par exemple dans un rapport 3 à 4). Dans une variante (non illustrée), les extrémités de la fente en croix de Jérusalem sont arrondies.
Comme détaillé ci-après en relation avec la figure 8, les fentes en croix permettent un fonctionnement de l'antenne en double polarisation.
On reprend maintenant la description des fïgures3 et 4. L'antenne 30 comprend également une partie alimentation comprenant une source Sl placée dans la couche de substrat Sub.l. Comme détaillé par la suite, il est aussi possible d'utiliser plusieurs sources (voir figures 5 et 9) ou des moyens de déplacement mécanique d'une source unique, pour effectuer un déplacement dans un plan parallèle aux couches superposées de type guide à plans parallèles (la trajectoire du déplacement obtenu est représentée sur la figure 3 par la flèche en pointillés référencée 12). L'antenne comprend également une partie rayonnante qui est réalisée sur la couche de substrat Sub.2 et qui comprend une pluralité de fentes rayonnantes 1 1 réalisées dans la plaque métallique supérieure M.3.
Sur les figures 3 et 4, on a également représenté un substrat BFN (pour "Beam Forming Network" en anglais). Ce substrat BFN permet la mise en forme du faisceau par excitation ou non de la ou les sources, par exemple au moyen de composants actifs (diodes ou composants EMS par exemple).
Le fonctionnement de cette antenne est le suivant : l'énergie de l'onde générée par la source Sl est guidée par la première couche à plans parallèles (plaques métalliques M. l , M.2 et couche de substrat Sub. l). Grâce au moyen de transition optique (réflecteur Rl et pluralité de fentes de couplage 10), cette énergie est transférée à la deuxième couche à plans parallèles (plaques métalliques M.2, M.3 et couche de substrat Sub.2), où finalement elle est rayonnée par la partie rayonnante (pluralité de fentes rayonnantes 11). La figure 18 illustre le rayonnement principal de l'antenne 30 des figures 3 et 4.
On suppose que le mode utilisé est le mode TEM, dans lequel le champ électrique est orienté selon l'axe Z. Selon le type de partie rayonnante utilisée, on obtient : soit un diagramme de rayonnement principal 181 situé dans le plan YZ (plan orthogonal aux couches superposées de type guide à plans parallèles), référencé P sur la figure 18 ; soit un diagramme de rayonnement principal 182 situé dans un plan, référencé P' sur la figure 18, qui est incliné d'un angle θ par rapport au plan YZ.
Quel que soit le plan, P ou P', dans lequel il se situe, le diagramme de rayonnement principal comprend par exemple un lobe principal (c'est notamment le cas si une seule source est alimentée). Comme détaillé par la suite, dans certains modes de réalisation particuliers de l'antenne, il est possible de : changer la forme du diagramme de rayonnement principal (en modifiant le nombre de sources alimentées). Pour illustrer ce changement de forme sur la figure 18, on a représenté deux faisceaux possibles, l'un étroit 181a,
182a et l'autre large 181b, 182b, pour chacun des plans P et P' ; et/ou effectuer un balayage de faisceau (soit en modifiant les sources alimentées, soit grâce à un moyen de déplacement mécanique de la ou les sources). Ce balayage est illustré sur la figure 18 par les deux flèches référencées 183 et 184
II convient de noter que ces notions de changement de forme de faisceau et balayage de faisceau s'appliquent à toutes les structures selon différents modes de réalisation de l'invention. Dans l'exemple d'antenne 30 des figures 3 et 4, du fait du profil parabolique du réflecteur Rl, et pour des raisons optiques, la source Sl et la partie rayonnante 11 sont placées le long et immédiatement après le plan focal du réflecteur parabolique (c'est-à- dire à la distance focale), même si, particulièrement pour la partie rayonnante, d'autres positions sont possibles (notamment pour réduire la surface de l'antenne) en vérifiant opportunément le front de phase de l'onde réfléchie par le réflecteur parabolique. La distance focale est référencée F sur la figure 3.
Il est à noter que bien que la bande de fréquence 76-81 GHz soit généralement utilisée pour une application radar automobile, tous les résultats présentés par la suite sont obtenus à la fréquence de fonctionnement fo = 24,15 GHz, sans toutefois affecter le principe général de la présente invention. Tous les concepts présentés ici peuvent donc se décliner à d'autres fréquences.
On présente maintenant plus en détail la partie alimentation. Elle est située au plan focal F (ou au voisinage de ce plan focal) du réflecteur Rl du moyen de transition. Elle comprend soit une unique source (cas de la source Sl sur la figure 3) soit plusieurs sources. La ou les sources permettent de générer une onde TEM (pour "Transverse Electromagnetic" en anglais), une onde TE (pour « Transverse Electric » en anglais) ou bien les deux. L'onde TEM possède un champ électrique orienté selon l'axe Z, tandis que l'onde TE possède un champ électrique selon l'axe Y. Le mode TEM est plus particulièrement décrit par la suite.
Selon un mode de réalisation de l'invention, la ou les sources élémentaires sont des cornets sectoriels H (« integrated H-plane sectoral horn » en anglais). Une telle forme en cornet est particulièrement avantageuse dans le cas où plusieurs sources sont utilisées pour générer un ou plusieurs faisceaux et pouvoir ainsi réaliser de la reconfiguration de faisceaux. Cependant, il est à noter que d'autres formes de sources bien connues peuvent être utilisées (réseaux de monopoles, sources de Perot-Fabry à entrelacement, etc.).
Comme illustré sur la figure 5, dans le cas où plusieurs sources sont utilisées, une solution avantageuse en terme d'encombrement et d'efficacité d'éclairement du réflecteur Rl consiste à effectuer un entrelacement physique de sources. Dans cet exemple, les sources unitaires 51 à 55 sont empilées sur deux niveaux selon l'axe Z (un nombre plus élevé de niveaux peut bien sûr être mis en œuvre). Les sources d'un même niveau ont leurs ouvertures rectangulaires, de longueur laper, alignées selon l'axe Y. Les sources d'un niveau sont décalées d'une distance dds par rapport à celles de l'autre niveau. Dans cet exemple, on a : dds = 0,5 * laper (c'est-à-dire un recouvrement de 50% entre ouvertures de deux cornets adjacents). Un tel arrangement des sources permet ainsi de couvrir une large gamme d'angles. Cependant, d'autres configurations sont également possibles. La figure 9 est une vue en coupe d'une antenne à deux couches selon un mode de réalisation particulier de l'invention, faisant apparaître un ensemble de sources entrelacées physiquement, sur deux niveaux. Dans cet exemple, on utilise neuf sources. Elles sont réparties comme suit (en suivant l'ordre de gauche à droite, sur la figure 9) : sur le premier niveau, les sources S9, S7, Sl, S3 et S5 ; et sur le deuxième niveau, les sources S8, S6, S2 et S4. Par rapport aux sources du premier niveau, les sources du deuxième niveau sont décalées vers la droite d'une demi-longueur d'ouverture de cornet.
On présente maintenant plus en détail la partie guidage.
La figure 6 présente différents profils possibles pour le réflecteur Rl compris dans les moyens de transition entre la première couche à plans parallèles (plaques métalliques M. l , M.2 et couche de substrat Sub. l) et la deuxième couche à plans parallèles (plaques métalliques M.2, M.3 et couche de substrat Sub.2). Ces différents profils sont un profil hyperbolique 63, un profil elliptique 62, un profil parabolique 61 et un profil circulaire 64. D'autres formes arbitraires optimisées peuvent être utilisées bien évidemment. D'une manière générale, le profil du réflecteur dépend du profil d'onde qui doit arriver dans la deuxième couche à plans parallèles, conformément aux lois optiques. Le profil le plus souvent utilisé pour les antennes de type « pillbox » est le profil parabolique 61. En effet, dans ce cas, l'énergie venant du point focal F2 sera réfléchie, dans la deuxième couche à plans parallèles, comme une onde planaire et concentrée et dirigée vers la partie rayonnante qui est habituellement un réseau planaire.
Dans les exemples présentés, le motif que forment ensemble les fentes de couplage possède une forme identique (ou sensiblement identique) à celle du réflecteur le long duquel elles sont situées.
La figure 7 est une vue schématique d'une pluralité de fentes de couplage 10 coopérant avec un réflecteur parabolique Rl, dans un premier mode de réalisation particulier des moyens de transition entre deux couches adjacentes, pour un fonctionnement en simple polarisation.
Comme sur la figure 3, chaque fente de couplage 10 possède une forme rectangulaire selon un axe sensiblement parallèle au réflecteur. La pluralité de fentes de couplage 10 sont disposées sur un rang et forment ensemble un motif parabolique qui s'étend le long du réflecteur parabolique. D'autres formes de fentes non nécessairement rectangulaires peuvent être utilisées (voir la description des figures 17A à 17C).
La performance de ces moyens de transition optique (en terme de transfert d'énergie vers la deuxième couche à plans parallèles, et d'annulation de l'onde réfléchie qui revient du réflecteur vers la source) peut être augmentée en jouant sur les dimensions (longueur 1S1 et largeur wsl) et la position (rsl) de chaque ieme fente de couplage.
Ainsi, la ieme fente de couplage (au sein du rang comprenant toutes les fentes de couplage) occupe une position dont l'une des coordonnées cylindriques est définie par la relation suivante :
r> = (2^l + ∞s <p - A°> (équation 2) où F est la distance focale du profil parabolique du réflecteur Rl , V1 et φ les coordonnées cylindriques classiques du centre de la ieme fente, et ΔS1 la distance entre le centre de la ieme fente et le réflecteur parabolique.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, les conditions suivantes sont vérifiées :
• 0,25 * λd < 1S1 < 0,5 * λd ;
• 0,1 * λd < wsl< 0,2 * λd ; et • 0,3 * λd < ΔS1 < 0,5 * λd.
Dans ces formules, λd est la longueur d'onde dans le diélectrique (c'est-à-dire dans les couches superposées de type guide à plans parallèles) à la fréquence de fonctionnement de l'antenne.
Le nombre de fentes est choisi de façon que l'espace δsl entre deux fentes adjacentes obéisse à la condition : 0,02 * λd < δsl < 0,1 * λd.
Dans cet exemple, la symétrie de la structure selon le plan xz est également préservée. Mais une distribution non symétrique des fentes est également envisageable selon le type de faisceau à rayonner par l'antenne.
Cette configuration de la figure 7 permet uniquement de rayonner en simple polarisation (verticale, avec le champ électrique le long de l'axe Z). Mais il est également possible de rayonner double polarisation tel que plus amplement décrit par la suite (voir figure 8). En accord avec la simulation, l'utilisation d'un tel moyen de couplage comprenant une pluralité de fentes de couplage permet de supprimer les réflexions de l'onde lors de son interaction avec le moyen de couplage. Ainsi, le transfert de puissance est optimisé (sur une large plage angulaire et fréquentielle) entre les première et seconde couches.
Egalement, l'utilisation d'une pluralité de fentes de couplage permet de supprimer les effets de résonnance indésirables tels que classiquement rencontrés pour un moyen de couplage par fente unique continue.
La figure 8 est une vue schématique d'une pluralité de fentes coopérant avec un réflecteur parabolique, dans un second mode de réalisation particulier des moyens de transition entre deux couches adjacentes, pour un fonctionnement en double polarisation.
Dans ce qui précède, et notamment dans l'exemple de la figure 3 (antenne fonctionnant en simple polarisation), le mode utilisé est le mode TEM dans lequel le champ électrique est orienté selon l'axe Z. Cependant, les mêmes considérations que celles faites ci-dessus pour les moyens de transition peuvent être répétées pour un mode
TE dans lequel le champ électrique est orienté selon l'axe Y. La seule variation des moyens de transition optique serait une rotation de sensiblement 90° des fentes de couplage réalisées dans la plaque métallique M.2 commune aux deux couches à plans parallèles (d'autres angles de rotation pourraient être choisis, par exemple une croix tournée de 45°).
Ainsi, pour fonctionner en bi-polarisation, dans l'antenne de la figure 8, chaque fente de couplage est une fente en croix 80 (voir la description des figures 17D et 17E), correspondant à la combinaison de deux fentes perpendiculaires. Dans cet exemple, les deux fentes combinées pour former une croix sont identiques, mais elles peuvent aussi être différentes. Selon une variante, chaque fente en croix est remplacée par deux fentes perpendiculaires espacées l'une de l'autre.
Le fait que les moyens de couplage soient capables de fonctionner en double polarisation donne un autre degré de liberté, aussi bien en termes de fonctionnement que de reconfîgurabilité de l'antenne, comme détaillé par la suite.
Il est à noter que, dès lors qu'un fonctionnement en double polarisation est possible, toutes les autres polarisations sont également possibles, comme par exemple une polarisation circulaire. On rappelle par ailleurs que deux types de rayonnement peuvent être obtenus selon les modes de réalisation des antennes multicouches à plans parallèles de l'invention :
• un rayonnement simple faisceau (« single beam » en anglais), si l'antenne comprend une seule source (cas des figures 3 et 4 déjà décrites ci-dessus) ;
• un rayonnement multifaisceau (« multi beam » en anglais), si l'antenne comprend plusieurs sources (cas des figures 5 et 9 déjà décrites ci-dessus).
On discute ci-dessous différents aspects liés à la reconfiguration de faisceau en sortie d'antenne : • reconfiguration de faisceau ou balayage, en 2D, dans un premier plan (dans lequel se situe le diagramme de rayonnement principal), avec présentation d'une solution électronique et une solution mécanique. Ce premier plan (appelé plan P ou P' sur la figure 18) est le plan de la route, dans une application automobile ;
• contrôle de la largeur de faisceau dans un second plan, orthogonal au premier plan P, P' (ce second plan est le plan orthogonal à la route, aussi appelé plan d'élévation, dans une application automobile), avec présentation de plusieurs solutions ; et
• reconfiguration de faisceau ou balayage, en 3D, avec présentation d'une solution électronique et une solution mécanique. Tel que décrit précédemment, les radars automobiles de prochaine génération doivent être compatibles avec les deux modes SRR (portée radar courte, avec faisceau large) et LRR (portée radar longue, avec faisceau étroit), et ce en utilisant une seule antenne.
Pour réaliser une reconfiguration de faisceau ou un balayage en 2D dans le plan de la route, c'est-à-dire pour qu'une même antenne fonctionne dans les deux modes SRR et LRR, une solution consiste à additionner, en phase ou non, plusieurs faisceaux étroits de type LRR afin de couvrir le domaine angulaire associé au mode SRR, du fait notamment qu'un faisceau large SRR est une combinaison de faisceaux étroits LRR.
Ce concept est illustré sur la figure 10, qui présente quatre diagrammes de rayonnement 101 à 104 obtenus avec l'antenne de la figure 9, pour quatre configurations d'alimentation différentes (chaque configuration d'alimentation correspondant à l'activation de trois sources proches, respectivement S6/S1/S2, S1/S2/S3, S2/S3/S4 et S3/S4/S5). Pour chaque configuration, le faisceau obtenu présente une largeur de faisceau de 14° (contre 6° pour une source unique) et un niveau de lobes secondaires SLL inférieur à -2OdB. Il est possible d'effectuer un balayage en passant de l'une à l'autre de ces configurations (de même qu'il est possible d'effectuer un balayage en activant les sources une par une).
Le concept de base illustré sur la figure 10 peut être généralisé à la mise en forme de faisceau (« beam shaping » en anglais). Par exemple, une autre solution consiste à alimenter les sources de la figure 9 de manière successive, pour modifier la forme du faisceau et ainsi pouvoir élargir la plage angulaire de l'antenne pour un même faisceau. Il est également possible selon cette technique de créer deux faisceaux différents et pointant dans deux directions différentes.
Pour réaliser une reconfiguration de faisceau ou un balayage en 2D dans le plan de la route, la solution électronique décrite ci-dessus (et illustrée par la figure 10), trouve son application particulièrement lorsqu'une vitesse de balayage importante est nécessaire. Mais dans certaines applications, comme les télécommunications entre véhicules ou stations de base, des vitesses de balayage lentes sont acceptées et il est alors possible d'utiliser une solution mécanique pour réaliser une reconfiguration de faisceau ou un balayage en 2D.
Cette solution mécanique, qui a déjà été évoquée ci-dessus dans la description de la figure 3, consiste à utiliser des moyens de déplacement mécanique de la source, dans un plan parallèle aux couches superposées de type guide à plans parallèles. Sur la figure 3, la flèche référencée 12 illustre la trajectoire de déplacement de la source Sl.
On présente maintenant plusieurs solutions pour contrôler la largeur de faisceau dans le plan d'élévation (plan orthogonal à la route dans une application automobile). Les modes SRR et LRR requièrent des performances différentes aussi dans le plan d'élévation. Dans ce cas, aucun balayage n'est requis, mais la largeur de faisceau en mode LRR est typiquement (mais non nécessairement) la moitié de celle en mode SRR.
Puisque la largeur de faisceau dans le plan d'élévation est fonction de la taille de l'antenne le long de l'axe X, cela signifie que la taille du faisceau en mode LRR devrait le double de celui en mode SRR. En terme de reconfiguration, ceci signifie être capable d'augmenter ou réduire la taille selon l'axe X, de manière automatique. D'un point de vue antenne, ceci peut être fait de plusieurs manières, comme par exemple en utilisant des diodes shunts le long de l'ouverture (voir figure 11), une discrimination de polarisations (voir figure 12) ou encore plusieurs antennes en mode SRR (par exemple deux antennes juxtaposées, sans décalage angulaire entre elles).
Les deux premières solutions sont détaillées ci-dessous, dans le cas d'une partie rayonnante comprenant un réseau de fentes rayonnantes, mais il est clair que ces solutions peuvent être utilisées dans d'autres configurations. Par souci de simplification, seule la partie rayonnante est considérée, les parties alimentation et guidage sont par exemple celles déjà décrites ci-dessus.
La figure 11 montre l'intégration de diodes shunts 112 (ou charges shunts dans une variante), sous la partie rayonnante (le long d'une ligne coupant en deux la zone de la partie rayonnante où se trouvent les fentes rayonnantes 11), permettant de relier des connexions 111 et 113 réalisées sur les plaques métallisées M.3 et M.2. Ces diodes sont activées (moyens d'activation non représentés sur la figure 11), pour un fonctionnement dans le mode SRR, afin de réduire de moitié la partie rayonnante en court-circuitant ou absorbant l'énergie qui arrive. Sur la figure 12, la partie rayonnante est conçue afin de répondre à différentes polarisations pour les modes LLR et SRR. Ceci est fait en utilisant deux sortes de fentes rayonnantes : des fentes simples 121 (selon un axe) et des fentes en croix 122 (selon deux axes perpendiculaires). Les premières peuvent rayonner seulement si alimentées avec un champ électrique le long de l'axe Z (TEM). Les dernières peuvent rayonner comme les premières mais aussi si alimentées avec un champ électrique le long de l'axe
Y (TE). Ainsi, les fentes en croix fonctionnent dans les deux modes LRR et SRR, tandis que les fentes simples seulement dans le mode LRR. Cette solution est possible si les moyens de transition (réflecteur et fentes de couplage) peuvent fonctionner en double polarisation. Cette solution ne nécessite aucune électronique de contrôle, la discrimination étant effectuée d'un point de vue rayonnement.
On présente maintenant successivement deux solutions (la première mécanique et la seconde électronique) pour effectuer une reconfiguration de faisceau ou balayage, en 3D. Les applications de télécommunication requièrent habituellement un balayage 3D à l'intérieur d'un cône prédéfini. Dans ce cas, le système d'antenne doit être capable de balayer le faisceau sur 360° dans un plan, et dans une plage angulaire plus petite dans l'autre plan.
La solution mécanique pour le balayage 3 D s'appuie sur l'une ou l'autre des solutions de balayage 2D proposées ci-dessus (l'une mécanique et l'autre électronique). En effet, ces dernières peuvent être adoptées pour couvrir la plage angulaire la plus faible (balayage dans un premier plan (référencé P ou P' sur la figure 18). Par exemple, en ajoutant un moyen de déplacement mécanique de l'ensemble de l'antenne dans le plan xy (plan parallèle aux couches superposées de type guide à plans parallèles), on obtient une rotation du plan de rayonnement principal (plan P ou P', figure 18) dans lequel l'antenne rayonne principalement.
La solution électronique pour le balayage 3D est présentée en relation avec la figure 13, qui est une vue de dessus d'un système d'antenne 130, comprenant une antenne multicouche selon un mode de réalisation de l'invention (à deux couches ou plus) tel que décrit ci-dessus. En résumé, cette antenne comprend une première partie alimentation (générant une première onde), une partie rayonnante et une partie guidage. La partie guidage permet de guider la première onde depuis la première partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante. La partie guidage comprend au moins deux couches superposées de type guide à plans parallèles, et, pour chaque couple de couches adjacentes, des premiers moyens de transition entre les couches adjacentes, comprenant un premier réflecteur coopérant avec une pluralité de premières fentes de couplage (les caractéristiques d'une telle pluralité de fentes de couplages ont déjà été discutées en détail ci-desssus).
Le système d'antenne de la figure 13 comprend en outre une deuxième partie alimentation, générant une deuxième onde. La partie guidage permet également de guider la deuxième onde depuis la deuxième partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante. La partie guidage comprend en outre, pour chaque couple de couches adjacentes, des deuxièmes moyens de transition entre les couches adjacentes, comprenant un deuxième réflecteur coopérant avec une pluralité de deuxièmes fentes (les caractéristiques d'une telle pluralité de fentes de couplages ont déjà été discutées en détail ci-desssus). Ces deuxièmes moyens de transition sont décalés de 90° par rapport aux premiers moyens de transition.
Sur la vue de dessus présentée sur la figure 13, on voit la partie rayonnante 131 et un premier (respectivement second) réflecteur parabolique référencé P. l (repectivement P.2) qui est :
• soit le réflecteur de l'unique premier (respectivement deuxième) moyen de transition optique. Ce cas correspond à une antenne à deux couches ; ou
• soit le dernier réflecteur d'une combinaison de premiers (respectivement deuxièmes) moyens de transition optique. Ce cas correspond à une antenne à plus de deux couches (chaque moyen de transition entre deux couches étant tel que déjà décrit ci-dessus, et comprenant un réflecteur et une pluralité de fentes de couplage). L'énergie provient de la partie alimentation (une ou plusieurs sources) située dans la couche la plus basse, et est transférée par le ou les moyens de transition.
Les réflecteurs paraboliques P.l et P.2 alimentent la partie rayonnante, et contrôlent par exemple la direction du faisceau dans les plans YZ (plan P sur la figure 18) et XZ respectivement. Pour cela, chacune des première et deuxième parties alimentation comprend plusieurs sources entrelacées (comme sur la figure 5 par exemple). Ainsi, le faisceau peut être pointé dans n'importe quelle direction de l'espace supérieur. En d'autres termes, en jouant sur les premier et deuxième moyens alimentation, la direction du maximum de rayonnement de la structure d'antenne peut se retrouver dans n'importe quelle direction du demi-espace situé au-dessus de la partie rayonnante (dans la direction des Z positifs). Pour cela, des structures à ondes de fuite peuvent être utilisées. Leur limitation est le décalage en fréquence de faisceau (« beam frequency squinting » en anglais). Mais pour une faible bande passante (< 10%), un fonctionnement en faisceau déterminé est possible et la structure d'antenne est planaire, de faibe coût, légère et convient au balayage électronique 3D avec de faibles pertes comparé aux autres solutions telles que les réseaux phases.
On présente maintenant, en relation avec les figures 14, 15 et 16, des antennes
140, 150, 160 à trois couches selon trois modes de réalisation particuliers de l'invention.
D'autres modes de réalisation sont envisageables. En effet, dès lors qu'il est possible de transférer efficacement l'énergie entre deux couches adjacentes, grâce au type de moyen de transition introduit par la présente invention (pluralité de fentes de couplage associées à un réflecteur), alors toutes les configurations optiques utilisées habituellement pour les antennes à réflecteurs peuvent être implémentées ici en version intégrée dans le substrat (en technologie SIW par exemple).
Les antennes des figures 14, 15 et 16 comprennent une partie alimentation (comprenant une source, dans cet exemple, mais c'est aussi possible avec plusieurs sources) et une partie rayonnante identiques à celles de l'antenne de la figure 3. Elles comprennent une partie guidage comprenant trois couches à plans parallèles : une première couche à plans parallèles comprenant elle-même deux plaques métalliques M.l, M.2 situées de part et d'autre d'une couche de substrat diélectrique Sub.l (permitivité εrl) ; une deuxième couche à plans parallèles comprenant elle-même deux plaques métalliques M.2, M.3 situées de part et d'autre d'une couche de substrat diélectrique Sub.2 (permitivité S12) ; et une troisième couche à plans parallèles comprenant elle-même deux plaques métalliques M.3, M.4 situées de part et d'autre d'une couche de substrat diélectrique Sub.3 (permitivité εr3). Pour l'antenne 140 de la figure 14 (système à double réflecteur de type
Grégorien), la partie guidage comprend en outre :
• un premier moyen de transition optique comprenant un réflecteur elliptique Rl ' et une pluralité de fentes de couplage 10a' réalisées dans la plaque métallique M.2 ; et • un deuxième moyen de transition optique comprenant un réflecteur parabolique R2' et une pluralité de fentes de couplage 10b' réalisées dans la plaque métallique M.3.
Pour l'antenne 150 de la figure 15 (système à double réflecteur de type Cassegrain), la partie guidage comprend en outre : • un premier moyen de transition optique comprenant un réflecteur hyperbolique Rl " et une pluralité de fentes de couplage 10a" réalisées dans la plaque métallique M.2 ; et
• un deuxième moyen de transition optique comprenant un réflecteur parabolique R2" et une pluralité de fentes de couplage 10b" réalisées dans la plaque métallique M.3.
Pour l'antenne 160 de la figure 16, la partie guidage comprend en outre :
• un premier moyen de transition optique comprenant un réflecteur parabolique Rl '" et une pluralité de fentes de couplage 10a'" réalisées dans la plaque métallique M.2 ; et • un deuxième moyen de transition optique comprenant un miroir plan
R2'" et une pluralité de fentes de couplage 10b"' réalisées dans la plaque métallique M.3. Dans les exemples des figures 14 et 15, les systèmes à double réflecteur de type Grégorien ou Cassegrain permettent de réduire la taille axiale du système de transition optique et d'augmenter les performances concernant la capacité de balayage dans le plan YZ. Dans l'exemple de la figure 16, l'utilisation d'un miroir plan permet simplement de replier encore l'antenne (troisième couche) pour réduire encore plus l'encombrement. En effet, le miroir plan réfléchit l'onde plane envoyée par le réflecteur parabolique (premier moyen de transition optique) sans affecter sa nature.
Dans des variantes (moins performantes) des figures 14, 15 et 16, l'un des premier et second moyens de transition optique est réalisé selon l'invention (c'est-à-dire avec une pluralité de fentes de couplage) et l'autre est réalisé de manière classique (c'est-à-dire avec une unique fente de couplage).

Claims

REVENDICATIONS
1. Antenne multicouche (30 ; 140 ; 150 ; 160) comprenant : une partie alimentation générant une onde ; une partie rayonnante ; - une partie guidage, permettant de guider ladite onde depuis la partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante, ladite partie guidage comprenant :
* au moins deux couches superposées de type guide à plans parallèles, et
* pour chaque couple de couches adjacentes, des moyens de transition entre lesdites couches adjacentes, comprenant un réflecteur (Rl ; Rl ', R2'; Rl ", R2"; R1 '", R2'") coopérant avec un moyen de couplage par fente, ladite antenne étant caractérisée en ce que, pour au moins un couple de couches adjacentes pour lequel la partie guidage comprend un réflecteur de forme non plane, le moyen de couplage par fente comprend une pluralité de fentes (10 ; 10a', 10b' ; 10a", 10b" ; 10a'", 10b'"), chaque fente comprenant un corps principal possédant une forme allongée selon au moins un axe, ladite pluralité de fentes étant disposées sur au moins un rang et formant ensemble un motif qui s'étend le long du réflecteur et possède une forme fonction de la forme du réflecteur.
2. Antenne selon la revendication 1 , caractérisée en ce que chaque fente comprend un corps principal possédant une forme allongée selon au moins un axe sensiblement parallèle ou perpendiculaire au réflecteur.
3. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisée en ce que au moins certaines fentes (170 ; 171 ; 172) comprennent un corps principal possédant une forme allongée selon un seul axe.
4. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisée en ce que au moins certaines fentes (173 ; 174) comprennent un corps principal possédant une forme en croix, ledit corps principal comprenant une première branche possédant une forme allongée selon un premier axe et une deuxième branche possédant une forme allongée selon un second axe sensiblement perpendiculaire au premier axe.
5. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que la forme du motif que forment ensemble ladite pluralité de fentes possède une forme sensiblement identique à celle du réflecteur.
6. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisée en ce que chaque fente de ladite pluralité de fentes possède : une longueur (1S1) comprise entre 0,25 *λd et 0,5 *λd ; et une largeur (wsl) comprise entre 0,1 *λd et 0,2*λd, avec λd la longueur d'onde dans les couches superposées de type guide à plans parallèles, à la fréquence de fonctionnement de l'antenne.
7. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisée en ce que chaque fente de ladite pluralité de fentes est à une distance (ΔS1), par rapport au réflecteur, comprise entre 0,3 *λd et 0,5 *λd, avec λd la longueur d'onde dans les couches superposées de type guide à plans parallèles, à la fréquence de fonctionnement de l'antenne.
8. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisée en ce que l'écart (δsl) entre deux fentes adjacentes de ladite pluralité de fentes est compris entre
0,02*λd et 0,1 *λd, avec λd la longueur d'onde dans les couches superposées de type guide à plans parallèles, à la fréquence de fonctionnement de l'antenne.
9. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisée en ce que ladite partie alimentation comprend au moins deux sources (51 à 55 ; S 1 à S9) entrelacées entre elles physiquement ou électriquement.
10. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisée en ce que ladite partie alimentation comprend au moins une source (Sl) et un premier moyen de déplacement mécanique de ladite au moins une source, dans un plan parallèle aux couches superposées de type guide à plans parallèles.
11. Antenne selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisée en ce que ladite partie alimentation comprend au moins deux sources (51 à 55 ; Sl à S9) et des moyens d'alimentation sélective desdites au moins deux sources.
12. Système d'antenne, caractérisé en ce qu'il comprend une antenne (30 ; 140 ; 150 ; 160) selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, et un second moyen de déplacement mécanique de ladite antenne.
13. Système d'antenne (130), caractérisé en ce qu'il comprend : une antenne multicouche selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, comprenant :
* une première partie alimentation générant une première onde ; * une partie rayonnante ;
* une partie guidage, permettant de guider ladite première onde depuis la première partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante, ladite partie guidage comprenant au moins deux couches superposées de type guide à plans parallèles, et, pour chaque couple de couches adjacentes, des premiers moyens de transition entre lesdites couches adjacentes, comprenant un premier réflecteur (P.1) coopérant avec un premier moyen de couplage par fente ; en ce qu'il comprend en outre une deuxième partie alimentation générant une deuxième onde, en ce que ladite partie guidage permet également de guider ladite deuxième onde depuis la deuxième partie alimentation jusqu'à la partie rayonnante, ladite partie guidage comprenant en outre, pour chaque couple de couches adjacentes, des deuxièmes moyens de transition entre lesdites couches adjacentes, comprenant un deuxième réflecteur (P.2) coopérant avec un deuxième moyen de couplage par fente, lesdits deuxièmes moyens de transition étant décalés de 90° par rapport auxdits premiers moyens de transition, en ce que, pour au moins un couple de couches adjacentes pour lequel la partie guidage comprend un réflecteur de forme non plane, le premier moyen de couplage par fente comprend une pluralité de premières fentes, chaque première fente possédant une forme allongée selon au moins un axe, ladite pluralité de premières fentes étant disposées sur au moins un rang et formant ensemble un motif qui s'étend le long du premier réflecteur et possède une forme fonction de la forme du premier réflecteur, et en ce que, pour au moins un couple de couches adjacentes pour lequel la partie guidage comprend un réflecteur de forme non plane, le deuxième moyen de couplage par fente comprend une pluralité de deuxièmes fentes, chaque deuxième fente possédant une forme allongée selon au moins un axe, ladite pluralité de deuxièmes fentes étant disposées sur au moins un rang et formant ensemble un motif qui s'étend le long du deuxième réflecteur et possède une forme fonction de la forme du deuxième réflecteur.
PCT/EP2010/054060 2009-04-02 2010-03-29 Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d'antenne correspondant WO2010112443A1 (fr)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP10711224.5A EP2415120B1 (fr) 2009-04-02 2010-03-29 Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d'antenne correspondant
US13/262,765 US9246232B2 (en) 2009-04-02 2010-03-29 Multilayer pillbox type parallel-plate waveguide antenna and corresponding antenna system
JP2012502610A JP5913092B2 (ja) 2009-04-02 2010-03-29 ピルボックスタイプ多層平行板導波路アンテナ及び対応するアンテナシステム

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0952158A FR2944153B1 (fr) 2009-04-02 2009-04-02 Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d'antenne correspondant
FR0952158 2009-04-02

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010112443A1 true WO2010112443A1 (fr) 2010-10-07

Family

ID=41203887

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2010/054060 WO2010112443A1 (fr) 2009-04-02 2010-03-29 Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d'antenne correspondant

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9246232B2 (fr)
EP (1) EP2415120B1 (fr)
JP (1) JP5913092B2 (fr)
FR (1) FR2944153B1 (fr)
WO (1) WO2010112443A1 (fr)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014090290A1 (fr) * 2012-12-12 2014-06-19 Gapwaves Ab Antenne réseau quasi-plane
CN107946755A (zh) * 2017-11-13 2018-04-20 东南大学 一种现场可编程漏波天线及其设计方法
CN109599644A (zh) * 2018-12-06 2019-04-09 西安电子科技大学 一种高选择性的基片集成波导宽带滤波器
CN113471680A (zh) * 2020-06-30 2021-10-01 浙江大学 一种基于多层平行板波导的宽带线源
CN113659324A (zh) * 2021-07-26 2021-11-16 西安理工大学 一种三频四分之一模基片集成波导天线

Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8285231B2 (en) * 2009-06-09 2012-10-09 Broadcom Corporation Method and system for an integrated leaky wave antenna-based transmitter and on-chip power distribution
FR2986377B1 (fr) 2012-01-27 2014-03-28 Thales Sa Formateur multi-faisceaux a deux dimensions, antenne comportant un tel formateur multi-faisceaux et systeme de telecommunication par satellite comportant une telle antenne
FR2997236A1 (fr) 2012-10-23 2014-04-25 Thomson Licensing Antenne fente compacte
EP2757634A1 (fr) * 2013-01-17 2014-07-23 CMC Electronics Inc. Source de ligne réfléchissante
WO2014111996A1 (fr) * 2013-01-21 2014-07-24 日本電気株式会社 Antenne
CN104716426A (zh) * 2013-12-13 2015-06-17 华为技术有限公司 一种阵列天线
CN103730736B (zh) * 2014-01-07 2017-02-08 东南大学 一种圆极化的高增益低剖面谐振天线
US9472853B1 (en) 2014-03-28 2016-10-18 Google Inc. Dual open-ended waveguide antenna for automotive radar
US11137490B2 (en) * 2014-09-16 2021-10-05 Teknologian Tutkimuskeskus Vtt Navigational aid with adaptive radar
FR3034262B1 (fr) 2015-03-23 2018-06-01 Thales Matrice de butler compacte, formateur de faisceaux bidimensionnel planaire et antenne plane comportant une telle matrice de butler
US9876282B1 (en) 2015-04-02 2018-01-23 Waymo Llc Integrated lens for power and phase setting of DOEWG antenna arrays
FR3038457B1 (fr) 2015-07-03 2017-07-28 Thales Sa Formateur de faisceaux quasi-optique a lentille et antenne plane comportant un tel formateur de faisceaux
DE102016119473B4 (de) 2015-10-15 2022-10-20 Nidec Elesys Corporation Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung mit der Wellenleitervorrichtung
WO2017078183A1 (fr) 2015-11-05 2017-05-11 Nidec Elesys Corporation Antenne à fentes
WO2017078184A1 (fr) 2015-11-05 2017-05-11 Nidec Elesys Corporation Antenne à fentes
DE102016125419B4 (de) 2015-12-24 2022-10-20 Nidec Elesys Corporation Wellenleitervorrichtung, Schlitzantenne und Radar, Radarsystem sowie Drahtlos-Kommunikationssystem mit der Schlitzantenne
US10381741B2 (en) 2015-12-24 2019-08-13 Nidec Corporation Slot array antenna, and radar, radar system, and wireless communication system including the slot array antenna
CN206774650U (zh) 2016-01-15 2017-12-19 日本电产艾莱希斯株式会社 波导装置、天线装置以及雷达
WO2017131099A1 (fr) 2016-01-29 2017-08-03 Nidec Elesys Corporation Dispositif de guidage d'onde, et dispositif d'antenne comprenant le dispositif de guidage d'onde
DE102017102284A1 (de) 2016-02-08 2017-08-10 Nidec Elesys Corporation Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung mit der Wellenleitervorrichtung
DE102017102559A1 (de) 2016-02-12 2017-08-17 Nidec Elesys Corporation Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung mit der Wellenleitervorrichtung
JP2019047141A (ja) 2016-03-29 2019-03-22 日本電産エレシス株式会社 マイクロ波ｉｃ導波路装置モジュール、レーダ装置およびレーダシステム
CN208093768U (zh) 2016-04-05 2018-11-13 日本电产株式会社 雷达
JP2019054315A (ja) 2016-04-28 2019-04-04 日本電産エレシス株式会社 実装基板、導波路モジュール、集積回路実装基板、マイクロ波モジュール、レーダ装置およびレーダシステム
JP6280956B2 (ja) * 2016-06-20 2018-02-14 株式会社フジクラ アンテナ装置及びその製造方法
CN106099346A (zh) * 2016-07-08 2016-11-09 深圳市宏腾通电子有限公司 一种圆极化平板波导天线
US10191152B2 (en) * 2016-07-29 2019-01-29 Honeywell International Inc. Low-cost lightweight integrated antenna for airborne weather radar
WO2018095541A1 (fr) * 2016-11-25 2018-05-31 Jianyang Antenna&Microwaves Antenne réseau planaire
US11329393B2 (en) * 2016-12-07 2022-05-10 Fujikura Ltd. Antenna device
JP2018164252A (ja) 2017-03-24 2018-10-18 日本電産株式会社 スロットアレーアンテナ、および当該スロットアレーアンテナを備えるレーダ
CN108695585B (zh) 2017-04-12 2021-03-16 日本电产株式会社 高频构件的制造方法
JP7020677B2 (ja) 2017-04-13 2022-02-16 日本電産エレシス株式会社 スロットアンテナ装置
JP2018182740A (ja) 2017-04-13 2018-11-15 日本電産株式会社 スロットアレーアンテナ
CN208093762U (zh) 2017-04-14 2018-11-13 日本电产株式会社 缝隙天线装置以及雷达装置
JP7129999B2 (ja) 2017-05-11 2022-09-02 日本電産株式会社 導波路装置および当該導波路装置を備えるアンテナ装置
JP2019009779A (ja) 2017-06-26 2019-01-17 株式会社Ｗｇｒ 伝送線路装置
US10547122B2 (en) * 2017-06-26 2020-01-28 Nidec Corporation Method of producing a horn antenna array and antenna array
JP7103860B2 (ja) 2017-06-26 2022-07-20 日本電産エレシス株式会社 ホーンアンテナアレイ
JP7294608B2 (ja) 2017-08-18 2023-06-20 ニデックエレシス株式会社 アンテナアレイ
JP2019050568A (ja) 2017-09-07 2019-03-28 日本電産株式会社 方向性結合器
CN108173007A (zh) * 2017-12-21 2018-06-15 厦门大学 一种基于四角馈电的双层波导缝隙近场聚焦阵列天线
JP7298808B2 (ja) 2018-06-14 2023-06-27 ニデックエレシス株式会社 スロットアレイアンテナ
CN109687107B (zh) * 2018-12-24 2021-03-19 东南大学 基于人造电壁的高辐射效率、高选择性太赫兹滤波天线
JP7379176B2 (ja) 2019-01-16 2023-11-14 太陽誘電株式会社 導波路装置、電磁波閉じ込め装置、アンテナ装置、マイクロ波化学反応装置、およびレーダ装置
US11474200B2 (en) * 2019-11-08 2022-10-18 Vayyar Imaging Ltd. Systems and methods for providing wide beam radar arrays
US11165149B2 (en) * 2020-01-30 2021-11-02 Aptiv Technologies Limited Electromagnetic band gap structure (EBG)
EP3975334A1 (fr) 2020-09-23 2022-03-30 Nokia Solutions and Networks Oy Appareil d'antenne
US11394114B2 (en) * 2020-12-22 2022-07-19 Huawei Technologies Co., Ltd. Dual-polarized substrate-integrated 360° beam steering antenna
US11611148B2 (en) * 2020-12-24 2023-03-21 City University Of Hong Kong Open-aperture waveguide fed slot antenna
US11710901B2 (en) * 2021-06-21 2023-07-25 Winchester Technologies, LLC Compact and efficient magnetodielectric antenna
CN113594670B (zh) * 2021-08-03 2024-03-15 江苏宁锦技术有限公司 一种内嵌校准网络和扇出结构的圆极化相控阵天线
EP4198624A1 (fr) 2021-12-20 2023-06-21 IMEC vzw Structure photonique intégrée multicouche
FR3132177B1 (fr) * 2022-01-27 2023-12-15 Thales Sa Formateur de faisceaux quasi-optique à guide d'ondes à plaques parallèles superposées

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1991017586A1 (fr) 1990-04-30 1991-11-14 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Antenne a plaques plates
US5357260A (en) * 1990-07-10 1994-10-18 Antonine Roederer Antenna scanned by frequency variation
US6049311A (en) * 1999-03-05 2000-04-11 The Whitaker Corporation Planar flat plate scanning antenna
US20020101386A1 (en) * 2001-01-29 2002-08-01 Kyocera Corporation Primary radiator, phase shifter, and beam scanning antenna
US20060132374A1 (en) * 2004-01-07 2006-06-22 Wenzhang Wang Vehicle mounted satellite antenna system with ridged waveguide

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1218633A (fr) * 1958-12-19 1960-05-11 Csf Guide à fentes rayonnant un faisceau de forme imposée
US3328800A (en) * 1964-03-12 1967-06-27 North American Aviation Inc Slot antenna utilizing variable standing wave pattern for controlling slot excitation
US5049895A (en) * 1985-01-24 1991-09-17 Yoshiharu Ito Flat circular waveguide device
JP2684902B2 (ja) * 1991-11-07 1997-12-03 三菱電機株式会社 アンテナ装置および給電部
WO2004082073A1 (fr) * 1992-12-18 2004-09-23 Naohisa Goto Antenne a fente en ligne radiale permettant differentes polarisations
JP3356653B2 (ja) * 1997-06-26 2002-12-16 日本電気株式会社 フェーズドアレーアンテナ装置
US6980169B2 (en) 2004-01-16 2005-12-27 Vivato, Inc. Electromagnetic lens

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1991017586A1 (fr) 1990-04-30 1991-11-14 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Antenne a plaques plates
US5357260A (en) * 1990-07-10 1994-10-18 Antonine Roederer Antenna scanned by frequency variation
US6049311A (en) * 1999-03-05 2000-04-11 The Whitaker Corporation Planar flat plate scanning antenna
US20020101386A1 (en) * 2001-01-29 2002-08-01 Kyocera Corporation Primary radiator, phase shifter, and beam scanning antenna
US20060132374A1 (en) * 2004-01-07 2006-06-22 Wenzhang Wang Vehicle mounted satellite antenna system with ridged waveguide

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
C. J. SLETTEN: "Reflector Antennas", 50919, NEW YORK: MCGRAW-HILL
T. TESHIROGI; Y. KAWAHARA; A. YAMAMOTO; Y. SEKINE; N. BABA; M. KOBAYASHI: "Dielectric Slab Based Leaky-Wave Antennas for Millimeter-Wave Applications", IEEE ANTENNAS AND PROPAGATION SOCIETY INTERNATIONAL SYMPOSIUM, vol. 1, 7000120, pages 346 - 349
V. MAZZOLA; J. E. BECKER: "Coupler-Type Bend for Pillbox Antennas", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. 15, no. 8, 8050719, pages 462 - 468, XP011385189, DOI: doi:10.1109/TMTT.1967.1126504
W. ROTMAN: "Wide Angle Scanning with microwave Double-Layer Pillboxes", IRE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, vol. 6, no. 1, 1041019, pages 96 - 105
W. ROTMAN; R. F. TURNER: "Wide-angle microwave lens for line source applications", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, vol. 11, no. 6, 19 August 1104 (1104-08-19), pages 623 - 632

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014090290A1 (fr) * 2012-12-12 2014-06-19 Gapwaves Ab Antenne réseau quasi-plane
CN107946755A (zh) * 2017-11-13 2018-04-20 东南大学 一种现场可编程漏波天线及其设计方法
CN107946755B (zh) * 2017-11-13 2020-06-02 东南大学 一种现场可编程漏波天线及其设计方法
CN109599644A (zh) * 2018-12-06 2019-04-09 西安电子科技大学 一种高选择性的基片集成波导宽带滤波器
CN109599644B (zh) * 2018-12-06 2019-11-26 西安电子科技大学 一种高选择性的基片集成波导宽带滤波器
CN113471680A (zh) * 2020-06-30 2021-10-01 浙江大学 一种基于多层平行板波导的宽带线源
CN113471680B (zh) * 2020-06-30 2024-01-19 浙江大学 一种基于多层平行板波导的宽带线源
CN113659324A (zh) * 2021-07-26 2021-11-16 西安理工大学 一种三频四分之一模基片集成波导天线

Also Published As

Publication number Publication date
JP2012523149A (ja) 2012-09-27
EP2415120B1 (fr) 2019-03-06
FR2944153B1 (fr) 2013-04-19
EP2415120A1 (fr) 2012-02-08
US9246232B2 (en) 2016-01-26
US20120092224A1 (en) 2012-04-19
JP5913092B2 (ja) 2016-04-27
FR2944153A1 (fr) 2010-10-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2415120B1 (fr) Antenne multicouche a plans paralleles, de type pillbox, et systeme d&#39;antenne correspondant
EP2194602B1 (fr) Antenne à partage de sources et procède d&#39;élaboration d&#39;une antenne à partage de sources pour l&#39;élaboration de multi-faisceaux
EP2532046B1 (fr) Antenne plane à balayage pour application mobile terrestre, véhicule comportant une telle antenne et système de télécommunication par satellite comportant un tel véhicule
CA2793126C (fr) Antenne reseau reflecteur a compensation de polarisation croisee et procede de realisation d&#39;une telle antenne
EP2807702B1 (fr) Formateur multi-faisceaux à deux dimensions, antenne comportant un tel formateur multi-faisceaux et système de télécommunication par satellite comportant une telle antenne
FR2904478A1 (fr) Dispositif de transduction orthomode a compacite optimisee dans le plan de maille, pour une antenne
EP3113286B1 (fr) Formateur de faisceaux quasi-optique a lentille et antenne plane comportant un tel formateur de faisceaux
EP1568104A1 (fr) Antenne multi-faisceaux a materiau bip
EP3843202A1 (fr) Cornet pour antenne satellite bi-bande ka a polarisation circulaire
EP3840124B1 (fr) Antenne à onde de fuite en technologie afsiw
FR3089358A1 (fr) Elément rayonnant à accès multiples
EP3639409B1 (fr) Charge utile de satellite comportant un réflecteur à double surface réfléchissante
CA2808511C (fr) Antenne plane pour terminal fonctionnant en double polarisation circulaire, terminal aeroporte et systeme de telecommunication par satellite comportant au moins une telle antenne
FR2854737A1 (fr) Antenne a materiau bip multi-faisceaux et/ou multi- frequences et systeme mettant en oeuvre ces antennes.
EP4046241A1 (fr) Antenne-reseau
EP3220181A1 (fr) Systeme optique hybride a encombrement reduit pour antenne reseau imageur
EP2351148B1 (fr) Structure deployable et systeme antennaire a membranes comprenant une telle structure
WO2023218008A1 (fr) Antenne faible profil à balayage electronique bidimensionnel
FR3132177A1 (fr) Formateur de faisceaux quasi-optique à guide d&#39;ondes à plaques parallèles superposées
FR2753568A1 (fr) Antenne-reseau polyvalente
FR2854735A1 (fr) Antenne a materiau bip multi-faisceaux
FR2854734A1 (fr) Systeme d&#39;emission et ou de reception d&#39;ondes electromagnetiques equipe d&#39;une antenne multi-faisceaux a materiau bip
FR2596208A1 (fr) Antenne bifrequence a faisceaux orientables independants
FR2952758A1 (fr) Antenne a reflecteur(s) et reseau d&#39;alimentation

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10711224

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2010711224

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2012502610

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13262765

Country of ref document: US