WO2007114255A1 - 指向性制御可能な小型化アレイアンテナ - Google Patents

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Tomoyuki Fujieda
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q19/00—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic
    • H01Q19/28—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of two or more substantially straight conductive elements
    • H01Q19/32—Combinations of primary active antenna elements and units with secondary devices, e.g. with quasi-optical devices, for giving the antenna a desired directional characteristic using a secondary device in the form of two or more substantially straight conductive elements the primary active element being end-fed and elongated

Definitions

  • the present invention relates to an array antenna including a feeding element and a non-excitation element.
  • a super gain antenna is an antenna that can produce a gain that is higher than that of a single antenna by placing a reflector close to a monopole antenna or a dipole antenna.
  • the super gain antenna has a unidirectional force due to the arrangement of the reflecting plate, and the size of the reflecting plate depends on a desired resonance frequency.
  • the super gain antenna can have multi-resonance characteristics by providing a non-excited element with a feed element force that is simply spaced at a length of ⁇ ⁇ or less, but it can control the directivity of the super gain antenna. The technology to do is not clear.
  • an ESPAR antenna is an antenna in which a monopole or dipole is used as a feed element, and a non-excitation element is arranged around it, and the value of a reactance element loaded on the non-excitation element is changed. Therefore, controllable directivity can be provided (see Non-Patent Document 1). In this case, there is a limit to downsizing the non-excited elements because the element spacing is 1Z4 wavelength based on the principle of the Yagi-Uda antenna.
  • Special Reference 1 T.Ohira and K. Gyoda, Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming, IEEE Int. Conf. Phased Array
  • the problems to be solved by the present invention include the above-mentioned problems as an example, and an object of the present invention is to provide an array antenna that can be miniaturized with directivity control. Means for solving the problem
  • An array antenna according to the present invention is an array antenna including one feed element and at least one non-excitation element arranged around the feed element. An end is connected to a reactance element, and an element spacing force between the feeding element and the non-excitation element is approximately one-tenth or less of a wavelength of a radio signal supplied to the feeding element. .
  • FIG. 1 is a perspective view of an array antenna according to the present invention as viewed obliquely upward.
  • FIG. 2 is a plan view of the dielectric 12 shown in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an electrical connection state in an example of the present invention.
  • FIG. 4 is a graph showing the result of a calculation simulation for the VSWR of the array antenna in this example.
  • FIG. 5 is a graph showing a part of the VSWR result shown in FIG. 3 in an enlarged manner.
  • FIG. 6 is an antenna pattern showing the result of calculation simulation for the directivity of the array antenna in this example.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining how non-excitation elements other than the non-excitation element in the target direction function as a reflector.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view of the array antenna according to the present invention as viewed from the side, showing a modification of the present invention.
  • FIG. 1 shows the entire array antenna according to the present invention as viewed obliquely upward.
  • array The antenna 10 includes a quadrangular prism-shaped dielectric 12 disposed on the ground substrate 19, and the central axis extending in the column direction of the dielectric 12, that is, the long axis is substantially perpendicular to the plane of the ground substrate 19. .
  • the ground substrate 19 is, for example, a 30 mm square dielectric substrate, and its surface is covered with a conductor to form an ideal antenna ground plane.
  • the dielectric 12 includes a cylindrical feed element 11 embedded therein along its long axis (Z-axis).
  • the feed element 11 is an electrical conductor and constitutes a wavelength monopole antenna.
  • the upper end of the feed element 11 extends to the vicinity of the upper end of the dielectric 12, and the lower end of the feed element 11 electrically insulates the ground surface force of the ground substrate 19, while the back surface force of the ground substrate 19 is also external RF circuit (Not shown).
  • the dielectric 12 is formed of a material force such as alumina, and the entire size of the array antenna 10 is reduced due to the wavelength contraction effect. If the wavelength in the free space of the desired resonance frequency is ⁇ and the relative permittivity of the dielectric 12 is ⁇ r, the resonance wavelength is about ⁇ ⁇ ⁇ r due to the wavelength shortening effect.
  • the dielectric material 12 is also manufactured using an alumina material force, the relative dielectric constant is about 9, and the wavelength shortening effect can be obtained by shortening the wavelength of the desired radio wave signal to about one third of the wavelength force in the free space.
  • FIG. 2 shows a view of the dielectric 12 shown in FIG.
  • the dielectric 12 includes the feed element 11 and further includes four non-excitation elements 13 a to 13 d so as to surround the feed element 11.
  • the four non-exciting elements 13a to 13d are formed of strip-shaped electrical conductors extending substantially parallel to the long axis (Z-axis) of the dielectric 12.
  • one surface of each of the four non-exciting elements 13a to 13d faces the feed element 11, and the opposite surface faces the radial direction from the long axis (Z axis) of the dielectric 12.
  • the lower ends of the non-excitation elements 13a to 13d are grounded to the ground substrate 19 via the reactance elements 14a to 14d.
  • Each of the reactance elements 14a to 14d also has a capacitive reactance element force.
  • the non-exciting elements 13a to 13d are formed on the side surfaces of the dielectric 12, and one of the surfaces is exposed to the outside. There is no limitation on the invention.
  • the non-excitation elements 13a to 13d may be at least partially formed on the side surfaces of the dielectric 12.
  • the non-excitation elements 13a to 13d may be arranged so as to be in contact with the corners of the dielectric 12 that is a quadrangular column. Good.
  • the non-excitation elements 13a to 13d are part or all of the dielectric 12 inside. Is completely buried, okay.
  • the element spacing between the feed element 11 and each of the non-excitation elements 13a to 13d is set to approximately 1Z10 wavelength or less of the wavelength determined in the dielectric 12.
  • the design principle is different from the design principle of the standard Yagi-Uda antenna, and is based on the design principle of the proximity parasitic element. As a result, the distance between the feed element 11 and each of the non-excitation elements 13a to 13d can be made smaller than the 1Z4 wavelength.
  • antenna configuration parameters in antenna design the element spacing between the feed element 11 and the non-excitation elements 13a to 13d, the dielectric height and width of the dielectric 12, the feed element length and the feed of the feed element 11 There are element diameter, non-excitation element length and non-excitation element width of the non-excitation elements 13a to 13d, and reactance values of the reactance elements 14a to 14d.
  • These antenna configuration parameters are optimized to operate at a desired frequency using, for example, electromagnetic field analysis such as the finite element method.
  • the feed element 11 is a monopole element, and the length of the feed element needs to be adjusted according to the impedance of the feed section of the RF circuit 17 or the like.
  • the desired frequency is 2473 MHz and the dielectric constant of the dielectric 12 is 9, the element spacing is 0.075, the dielectric height is 25 mm, and the dielectric Width: 6 mm, feed element length: 22 mm, feed element diameter: 2.6 mm, non-excitation element length: 10 mm, non-excitation element width: 2 mm.
  • 2pF, 2pF, 4pF and 2pF are obtained as the reactance values of the reactance elements 14a to 14d, respectively.
  • FIG. 3 shows an electrical connection state in the embodiment of the present invention.
  • the feed element 11 in the dielectric 12 is connected to the RF circuit 17 of the unit, and an RF (radio) signal is fed or received.
  • the RF circuit 17 is a circuit that feeds or receives an RF signal such as a 2.4 GHz band.
  • the non-exciting elements 13a and 13c on the side surface of the dielectric 12 are connected to the reactance elements 14a and 14c, respectively, and are loaded with capacitive reactance. The same applies to the reactance elements 14b and 14d not shown.
  • varactor diodes that are variable capacitance elements are used as the reactance elements 14a to 14d.
  • the capacitance of the inductor diode can be arbitrarily controlled depending on the DC voltage applied.
  • the DC voltage is applied as a control signal from the external control circuit 18. In this way, by setting the voltage applied to each of the reactance elements 14a to 14d to an appropriate value, the value of each reactance is selected, and as a result, the directivity of the array antenna 10 is arbitrarily controlled.
  • the reactance elements 14a to 14d may be fixed reactance elements having a constant reactance value such as a chip capacitor. By selecting the capacitance values of the reactance elements 14a to 14d in advance according to the desired directivity, fixed directivity can be obtained.
  • FIG. 4 and FIG. 5 show the results of calculation simulation for the VSWR of the array antenna in this example.
  • the VSWR Voltage Standing Wave Ratio
  • the VSWR is a numerical value that indicates the voltage ratio between the traveling wave and the reflected wave in the transmission line to the feed line force antenna. This means that all the power supplied to the antenna is radiated, and in other cases, a part of the power is distributed as a reflected wave on the feeder line and is not radiated effectively.
  • the reflected wave sharply decreases near the desired frequency of 2.473 GHz, and the value of VSWR is about 1.06. That is, it can be seen that the reflected wave from the array antenna is minimized, the signal power is appropriately supplied, and the resonance frequency is in an appropriate state at the desired frequency of 2.473 GHz.
  • FIG. 5 the vicinity of the desired frequency number of 2.473 GHz is enlarged.
  • VSWR value of approximately 1.06 is shown at point A (desired frequency 2.473 GHz)
  • VSWR value of approximately 2.74 is expressed at point B (desired frequency 2.463 GHz). is doing.
  • FIG. 6 shows the results of a calculation simulation of the directivity of the array antenna in this example.
  • Antenna pattern (a) shows the directivity at point A (desired frequency 2.473 GHz) shown in Fig. 5, and antenna pattern (b) shows the point shown in Fig. 5 (desired frequency 2.463 GHz).
  • the directivity in In each of the two antenna patterns the radial direction indicates the relative value of the radiated voltage, and the azimuth angle indicates the angle around the long axis of the array antenna.
  • An azimuth angle of 135 degrees is the target direction of directivity.
  • the antenna pattern (a) at the desired frequency has a shallower depth to the null point (a point where the radiation voltage is substantially zero) and the desired direction angle (135 degrees). It is recognized that a pattern that is biased depending on the direction is formed and the directivity is higher.
  • the array antenna of the present embodiment can be optimized, for example, by improving the gain or deepening the null point, by performing an electromagnetic field analysis.
  • the spacing force between the feed element and the non-excitation element is configured in the same proximity as the S super gain antenna, but does not require a reflector. Realized. In other words, by optimizing the reactance element value, the electromagnetic coupling between the non-excited element and the feed element in the radial direction is strengthened, and the force applied by the other non-excited elements is also used to install the reflector. Give the electromagnetic field behavior like this. This achieves the same effect without installing a reflector with a large area behind the feed element.
  • variable reactance element is loaded on a non-excited element like an Esper antenna, but a configuration that does not require a large element spacing like a Yagi-Uda antenna is realized.
  • the variable reactance element is, for example, a barracuda diode, the reactance value can be easily changed by an external control circuit, so that the directivity can be easily optimized.
  • the dielectric is filled between the feed element and the non-excitation element, and a further miniaturized form is realized by the wavelength shortening effect of the dielectric.
  • the use of a dielectric material enables a reduction in size in the height direction, thereby realizing a groundless antenna.
  • the passive element can be formed by forming an electrically conductive portion on the side surface of the dielectric and then performing an etching process. Easy manufacturing is possible.
  • the shape of the dielectric disposed in the array antenna has been described as a quadrangular prism.
  • the present invention does not limit the shape of the dielectric to a cylinder or other prism.
  • it may be a polyhedron including a cone, a pyramid, and the like.
  • the number of non-excitation elements may be increased according to the shape of the dielectric. Due to the powerful deformation, the directivity resolution and gain can be further improved.
  • FIG. 8 shows a modification of the array antenna according to the present invention.
  • the array antenna according to the present invention may be formed such that a non-excitation element is arranged around the feeding element and is inclined with respect to the feeding element.
  • (a) of FIG. 8 shows a form in which the dielectric 12 is a cone or a pyramid, and a non-exciting element 13 is inclined with respect to the feed element 11 on its side surface.
  • FIG. 8 (b) shows a configuration in which the dielectric 12 is a cone or pyramid that is inverted with respect to the ground plane, and the non-exciting element 13 is inclined with respect to the feed element 11 on the side surface. Is shown.
  • the distance D1 between the lower end 131 on the power feeding side of the non-excitation element 13 and the feeding element 11 is determined, and the distance between the upper end 132 opposite to the lower end 131 and the feeding element 11 is determined. D2 is determined.
  • the element interval between the non-excitation element 13 and the feeding element 11 is an interval D1 that exceeds the interval D2, and is required to be ⁇ ⁇ or less.
  • the interval D1 and the interval D2 are determined in the same manner.
  • the element interval between the non-excitation element 13 and the feeding element 11 is an interval D2 exceeding the interval D1, and is required to be 1 / ⁇ or less.
  • the non-excitation element is formed to be inclined with respect to the feeding element!
  • the non-excitation element is embedded in the dielectric.
  • the shape of the dielectric is not limited to a cone or a pyramid, and may be a polyhedron such as a cylinder or another prism.
  • the array antenna according to the present invention can be applied to the fields of mobile communication and wireless LAN communication.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)

Abstract

指向性制御と共に小型化が可能なアレイアンテナを提供する。１つの給電素子と、前記給電素子の周辺に配置された少なくとも１つの非励振素子を含むアレイアンテナであり、前記非励振素子の１端がリアクタンス素子に接続されていて、前記給電素子と前記非励振素子との間の素子間隔が、前記給電素子に供給される無線信号の波長の略１０分の１以下である。

Description

明 細 書
指向性制御可能な小型化アレイアンテナ
技術分野
[0001] 本発明は、給電素子と非励振素子とを含むアレイアンテナに関する。
背景技術
[0002] スーパーゲインアンテナは、モノポールアンテナもしくはダイポールアンテナに反射 板を近接させることで本来アンテナ単体が出せる以上のゲインを出せるアンテナであ る。スーパーゲインアンテナは、反射板の配置により単一指向性を備える力 該反射 板の大きさが所望の共振周波数に依存するためアンテナサイズが通常大きくなる。ま た、スーパーゲインアンテナは、給電素子力も単に長さ ΐΖΐο λ以下の間隔を置い た非励振素子を備えることで多共振特性を有することもできるが、スーパーゲインァ ンテナの指向性制御を可能とする技術は明らかではない。
[0003] 一方、エスパー（ESPAR)アンテナは、モノポールもしくはダイポールを給電素子と し、その周囲に非励振素子が配置されるアンテナであり、該非励振素子に装荷され るリアクタンス素子の値を変化せしめることで、制御可能な指向性を備えることができ る (非特許文献 1参照)。この場合、非励振素子の配置が八木宇田アンテナの原理に 基づき素子間隔を 1Z4波長とすることから、その小型化においては限界がある。 ^^特干文献 1 : T.Ohira and K.Gyoda, Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming , IEEE Int. Conf. Phased Array
Syst. Tech., pp.101-104, May 2000
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] 本発明が解決しょうとする課題には上記の問題点が一例として挙げられ、指向性制 御と共に小型化が可能なアレイアンテナを提供することが本発明の目的である。 課題を解決するための手段
[0005] 本発明によるアレイアンテナは、 1つの給電素子と、前記給電素子の周辺に配置さ れた少なくとも 1つの非励振素子を含むアレイアンテナであり、前記非励振素子の 1 端がリアクタンス素子に接続されていて、前記給電素子と前記非励振素子との間の 素子間隔力 前記給電素子に供給される無線信号の波長の略 10分の 1以下である ことを特徴とする。
図面の簡単な説明
[0006] [図 1]本発明によるアレイアンテナを斜め上方力も見た斜視図である。
[図 2]図 1で示した誘電体 12を上方力も見た平面図である。
[図 3]本発明の実施例における電気的接続状態を示すブロック図である。
[図 4]本実施例におけるアレイアンテナの VSWRについて計算シミュレーションを行 つた結果を示すグラフである。
[図 5]図 3に示した VSWRの結果の一部を拡大して示すグラフである。
[図 6]本実施例におけるアレイアンテナの指向性について計算シミュレーションを行つ た結果を示すアンテナパターンである。
[図 7]目標方向にある非励振素子以外の非励振素子が反射板として機能する様子を 説明する説明図である。
[図 8]本発明の変形例を示し、本発明によるアレイアンテナを側面カゝら見た断面図で ある。
符号の説明
[0007] 10 アレイアンテナ
11 給電素子
12 誘電体
13a〜13d 非励振素子
14a〜14d リアクタンス素子
17 RF回路
18 制御回路
19 グランド基板
発明を実施するための最良の形態
[0008] 本発明の実施例について添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。
[0009] 図 1は、本発明によるアレイアンテナを斜め上方力も見た全体を示している。アレイ アンテナ 10はグランド基板 19上に配置される四角柱形状の誘電体 12を含み、誘電 体 12の柱方向に伸長する中心軸、すなわち、長軸はグランド基板 19の平面に対し て略垂直である。グランド基板 19は、例えば、 30mm四方の誘電体基板であり、その 表面は導体に覆われて理想的なアンテナ接地面をなしている。
[0010] 誘電体 12は、その長軸 (Z軸）に沿って内部に埋設されている円柱状の給電素子 1 1を含む。給電素子 1 1は、電気的導体であって、波長モノポールアンテナを構成す る。給電素子 11の上端は誘電体 12の上端近傍に迄で伸長し、その下端はグランド 基板 19の接地面力も電気的に絶縁しつつグランド基板 19の背面力もマイクロストラッ プ構造により外部の RF回路（図示せず）に電気的に接続されている。
[0011] 誘電体 12は、例えばアルミナ等の材料力 成形され、その波長収縮効果により、ァ レイアンテナ 10全体の寸法を小さくしている。所望共振周波数の自由空間における 波長を λとし誘電体 12の比誘電率を ε rとすると、その共振波長は波長短縮効果に より約 λ Ζ ε rとなる。誘電体 12をアルミナ材料力も製造した場合、その比誘電率 は約 9であり、所望電波信号の波長をその自由空間における波長力 約 3分の 1に短 縮する波長短縮効果が得られる。
[0012] 図 2は、図 1で示した誘電体 12を上方力も見た図を示している。前述のように誘電 体 12は給電素子 11を含み、さらに、給電素子 11を囲むようにして 4つの非励振素子 13a〜13dを含む。 4つの非励振素子 13a〜13dは、誘電体 12の長軸 (Z軸）に略平 行に伸びる帯状の電気的導体からなる。これにより、 4つの非励振素子 13a〜13dの 各々の 1面は給電素子 11に対向し、その反対面は誘電体 12の長軸 (Z軸)から半径 方向に向いている。非励振素子 13a〜13dの各々の下端は、リアクタンス素子 14a〜 14dの各々を介してグランド基板 19に接地されている。リアクタンス素子 14a〜14d の各々は、容量性のリアクタンス素子力もなる。
[0013] 尚、本図の例では、非励振素子 13a〜13dが誘電体 12の側面に形成され、その 1 面の全部が外部に露出して 、るように示されて 、るが、本発明にかかる限定はな 、。 非励振素子 13a〜13dは、少なくともその一部が誘電体 12の側面に形成されていて もよぐ例えば、四角柱である誘電体 12の角に接するように非励振素子が配置されて いてもよい。さらには、非励振素子 13a〜13dは誘電体 12内部にその一部又は全部 が完全に埋設されて 、てもよ 、。
[0014] また、本図の例では、給電素子 11の長軸と誘電体 12の長軸とがー致しているよう に示されて!/、るが、誘電体 12の長軸と給電素子の長軸とが完全に一致して 、な 、形 態も有り得る。
[0015] 給電素子 11と非励振素子 13a〜13dの各々との素子間隔は、誘電体 12内で定ま る波長の略 1Z10波長以下としている。その設計原理は、標準的な八木宇田アンテ ナにおける設計原理とは異なり、近接無給電素子の設計原理に基づいている。これ により、給電素子 11と非励振素子 13a〜13dの各々との間隔を 1Z4波長よりも小さく することが可能となって 、る。
[0016] アンテナ設計におけるアンテナ構成パラメータとして、給電素子 11と非励振素子 1 3a〜13dとの間の素子間隔、誘電体 12の誘電体高さ及び誘電体幅、給電素子 11 の給電素子長及び給電素子径、非励振素子 13a〜 13dの非励振素子長及び非励 振素子幅、並びにリアクタンス素子 14a〜14dの各々の各リアクタンス値がある。これ らアンテナ構成パラメータは、例えば、有限要素法等の電磁界解析を用いて所望の 周波数で動作するように最適化される。また、給電素子 11は、モノポール素子であり 、その給電素子長は、 RF回路 17等の給電部のインピーダンスに合わせて調整され る必要がある。
[0017] 最適化を試みたアンテナ構成パラメータ例としては、所望周波数を 2473MHzとし 誘電体 12の誘電率を 9とした場合に、素子間隔： 0. 075え、誘電体高さ： 25mm、誘 電体幅： 6mm、給電素子長： 22mm、給電素子径： 2. 6mm,非励振素子長： 10m m、非励振素子幅： 2mmが得られる。さらに、リアクタンス素子 14a〜14dの各々の各 リアクタンス値として、 2pF、 2pF、 4pF及び 2pFが各々得られる。
[0018] 図 3は、本発明の実施例における電気的接続状態を示している。図示されるよう〖こ 、誘電体 12内の給電素子 11は部の RF回路 17に接続され、 RF (無線)信号が給電 または受電される。 RF回路 17は、例えば、 2. 4GHz帯の如き RF信号を給電又は受 電する回路である。誘電体 12側面の非励振素子 13a及び 13cは、リアクタンス素子 1 4a及び 14cの各々に接続され、容量性のリアクタンスが装荷される。図示されないリ ァクタンス素子 14b及び 14dも同様である。 [0019] 本実施例では、リアクタンス素子 14a〜14dとして可変容量素子であるバラクタダイ オードが用いられる。ノ ラクタダイオードの容量は、印加される直流電圧に依存して 任意に制御され得る。該直流電圧は、外部の制御回路 18から制御信号として印加さ れる。このようにして、リアクタンス素子 14a〜14dの各々に印加する電圧を適切な値 とすることにより、各リアクタンスの値が選択され、結果としてアレイアンテナ 10の指向 性が任意に制御される。
[0020] 尚、リアクタンス素子 14a〜14dは、チップコンデンサ等のリアクタンス値が一定であ る固定リアクタンス素子であっても良い。リアクタンス素子 14a〜14dの各容量値を所 望の指向性に応じて予めから選択することで、固定的な指向性を得ることができる。
[0021] 図 4及び図 5は、本実施例におけるアレイアンテナの VSWRについて計算シミュレ ーシヨンを行った結果を示している。 VSWR (Voltage Standing Wave Ratio)、すなわ ち定在波比は、給電線力 アンテナへの伝送路における進行波と反射波の電圧比 を示す数値であり、 VSWRが 1の場合に給電線カゝらアンテナに供給された電力が全 て放射され、それ以外の場合には電力の一部が給電線に反射波として分布して有 効に放射されないことを意味する。
[0022] 図 4を参照すると、所望周波数数 2. 473GHz付近において反射波が急峻に低減 し、 VSWRの値として約 1. 06を示現している。すなわち、アレイアンテナからの反射 波が最小化され適切に信号電力の供給が達成され、所望周波数数 2. 473GHz〖こ おいて適切な共振状態にあることが分かる。次に、図 5を参照すると、所望周波数数 2. 473GHz付近が拡大されて示されている。ここでは、 A点（所望周波数 2. 473G Hz)において VSWRの値として約 1. 06を示現していると共に、 B点（所望外周波数 2. 463GHz)において VSWRの値として約 2. 74を示現している。
[0023] 図 6は、本実施例におけるアレイアンテナの指向性について計算シミュレーションを 行った結果を示している。アンテナパターン (a)は、図 5に示された A点（所望周波数 2. 473GHz)における指向性を示し、アンテナパターン (b)は、図 5に示された 点（ 所望外周波数 2. 463GHz)における指向性を示している。 2つのアンテナパターン の各々において、半径方向は放射電圧の相対値を示し、方位角はアレイアンテナの 長軸周りの角度を示して 、る。方位角 135度を指向性の目標方向として 、る。 [0024] 2つのアンテナパターンを比較すると、所望周波数のアンテナパターン（a)にお!/ヽ てヌル点 (放射電圧が略零の点)への深度がより浅く且つ所望方向角（135度)方向 により偏ったパターンが形成され、より指向性が高いことが認められる。
[0025] 以上の計算シミュレーション結果を考察するに、各可変リアクタンス素子の値の組 み合わせを変えることより、所望の指向性を得る最適な組み合わせが存在することが 推察される。力かる最適な組み合わせにおいては、給電素子と放射方向の非励振素 子との電磁界結合が非常に強くなり、目標方向にある非励振素子以外の非励振素 子が給電素子に対して反射板のように振る舞い、指向性において所望の目標方向 への電波の放射が実現できるものと考えられる（図 7参照)。
[0026] 本実施例のアレイアンテナについては、さらなる適切な実験ゃ電磁界解析を行うこ とで、利得の向上やヌル点を深くする等の最適化がなされ得る。
[0027] 以上の実施例において、本発明によるアレイアンテナによれば、給電素子と非励振 素子との間隔力 Sスーパーゲインアンテナと同様の近接した構成をとりながら、反射板 を必要としない形態が実現される。すなわち、リアクタンス素子値を最適な値にするこ とで放射方向にある非励振素子と給電素子の電磁界結合を強くし、それ以外の非励 振素子があた力も反射板を設置したかのような電磁界の振る舞 、を与えて 、る。これ により、給電素子の背後に面積の大きい反射板を設置しなくても同等の効果が実現 される。
[0028] また、本発明によるアレイアンテナによれば、エスパーアンテナのように非励振素子 に可変リアクタンス素子を装荷しながらも、八木宇田アンテナのような大きい素子間隔 を必要としない形態が実現される。可変リアクタンス素子は、例えばバラクダダイォー ドとすることで、外部の制御回路によって容易にそのリアクタンス値を変更できること から、指向性の最適化を容易に行うことができる。
[0029] さらに、本発明によるアレイアンテナによれば、給電素子と非励振素子との間に誘 電体が充填され、該誘電体による波長短縮効果によりさらなる小型化された形態が 実現される。すなわち、誘電体を使用することで高さ方向の小型化を可能とし、グラン ドレスなアンテナが実現される。また、非励振素子は、誘電体の側面に導電部分を形 成した後にエッチング処理を施すことで形成することができ、アンテナアレイ全体の容 易な製造を可能としている。
[0030] 尚、以上の実施例において、アレイアンテナに配置される誘電体の形状は四角柱 であるとして説明したが、本発明には力かる限定はなぐ誘電体の形状を円柱や他の 角柱、もしくは円錐、角錐などを含む多面体としても良い。また、誘電体の形状に応じ て非励振素子の数を増やしても良い。力かる変形により、指向性分解能や利得のさら なる向上が可能となる。
<変形例>
図 8は、本発明によるアレイアンテナの変形例を示している。本発明によるアレイァ ンテナは、非励振素子が給電素子の周辺に配置され且つ該給電素子に対して傾斜 して形成されてもよい。本図を参照すると、図 8の（a)は、誘電体 12を円錐または角 錐とし、その側面に非励振素子 13が給電素子 11に対して傾斜して形成されている 形態を示している。また、図 8の（b)は、誘電体 12を接地面側に対して倒立した円錐 または角錐とし、その側面に非励振素子 13が給電素子 11に対して傾斜して形成さ れている形態を示している。
[0031] 図 8の（a)において、非励振素子 13の給電側である下端 131と給電素子 11との間 隔 D1が定まり、下端 131の反対端である上端 132と給電素子 11との間隔 D2が定ま る。この場合、非励振素子 13と給電素子 11との素子間隔は、間隔 D2を超える間隔 D1であり、 ΐΖΐΟ λ以下であることが要求される。
[0032] 図 8の (b)において、同様にして、間隔 D1及び間隔 D2が定まる。この場合、非励 振素子 13と給電素子 11との素子間隔は、間隔 D1を超える間隔 D2であり、 1/ΙΟ λ 以下であることが要求される。
[0033] 尚、本変形例は非励振素子が給電素子に対して傾斜して形成されて!、る形態であ るが、非励振素子が誘電体内部に埋設されている場合も有り得ることから、誘電体の 形状は円錐または角錐に限られず、円柱や他の角柱等の多面体であってもよい。 産業上の利用可能性
[0034] 本発明によるアレイアンテナは、移動体通信及び無線 LAN通信の分野に適用し得 る。

Claims

請求の範囲
[1] 1つの給電素子と、前記給電素子の周辺に配置された少なくとも 1つの非励振素子 を含むアレイアンテナであって、
前記非励振素子の 1端がリアクタンス素子に接続されていて、
前記給電素子と前記非励振素子との間の素子間隔が、前記給電素子に供給され る無線信号の波長の略 10分の 1以下であることを特徴とするアレイアンテナ。
[2] 前記リアクタンス素子は，リアクタンス値が一定である固定リアクタンス素子であるこ とを特徴とする請求項 1記載のアレイアンテナ。
[3] 前記リアクタンス素子は、リアクタンス値が変更自在な可変リアクタンス素子であるこ とを特徴とする請求項 1記載のアレイアンテナ。
[4] 前記可変リアクタンス素子は、外部制御回路に接続されリアクタンス値が変更可能で あることを特徴とする請求項 3記載のアレイアンテナ。
[5] 前記給電素子と前記非励振素子との間に誘電体が充填されていて、前記波長は 前記誘電体内において定まる波長であることを特徴とする請求項 1記載のアレイアン テナ。
[6] 前記給電素子の全部または一部は、前記誘電体に覆われていること特徴とする請 求項 5記載のアレイアンテナ。
[7] 前記非励振素子の少なくとも一部は、前記誘電体の表面に形成されていることを特 徴とする請求項 5記載のアレイアンテナ。
[8] 前記給電素子は、モノポールであり、その長さが給電部のインピーダンスに合わせて 調整されることを特徴とする請求項 1記載のアレイアンテナ。
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