WO2006077321A1 - Dispositif et procede pour la conversion optique de longueurs d'onde a partir d'un modulateur a electroabsorption - Google Patents

Dispositif et procede pour la conversion optique de longueurs d'onde a partir d'un modulateur a electroabsorption Download PDF

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optical
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Nayla El Dahdah
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    • G02F2/004—Transferring the modulation of modulated light, i.e. transferring the information from one optical carrier of a first wavelength to a second optical carrier of a second wavelength, e.g. all-optical wavelength converter
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    • G02F2/006—All-optical wavelength conversion

Definitions

  • the present invention relates to the optical conversion of wavelengths in particular for telecommunication applications in networks in an all-optical configuration.
  • each optical fiber carries information carried by a number of channels including wavelength and channel spacing.
  • ITU grid a grid of wavelengths called "ITU grid”.
  • the transport network uses point-to-point DWDM links. At the link end, a conversion of the optical signal into an electrical signal is carried out, followed by a processing of the electrical signal, then a conversion back to optics, to finally route the signal obtained to a new destination.
  • FIGS. 1A and 1B show a block diagram of an SOA in XGM modulation.
  • the modulated signal SP (called “pump” signal) is sent to the SOA amplifier using a coupler (not shown) and a continuous signal SS (called “probe” signal) which is at a wavelength ⁇ s different from that ⁇ p of the modulated signal SP.
  • the amplifier SOA operates in gain saturation G because of the high optical power of the pump P e (beyond the saturation power P sat ).
  • the pump signal SP is a binary signal composed of "1" and "0".
  • the "1" high power have a gain almost zero, while the "O” are amplified, which results in the signal converted by an inverted modulation ("reverse” logic).
  • FIGS. 2A and 2B show a block diagram of an SOA in XPM modulation.
  • two SOA1 and SOA2 amplifiers are used in a Mach Zehnder IMZ interferometer.
  • the probe signal SS at the wavelength ⁇ s and unmodulated, is divided into two branches traversing the two arms of the interferometer.
  • the pump signal ⁇ p (modulated) is injected into one of the amplifiers SOA1 saturated in the presence of a "1" and unsaturated in the presence of a "0", which modifies, as the case may be, the index of the material by unbalancing or not the interferometer.
  • the transfer function of the converter (output power P O ut as a function of the input power P in ) is a sinusoid with two operating points:
  • the probe signal SS at the wavelength ⁇ s (continuous) and the pump signal SP at the wavelength ⁇ p (modulated) are injected into an MEA modulator whose voltage has been fixed. negative control so as to saturate the absorption by the pump signal, to deliver the converted signal SC, modulated at the wavelength ⁇ s .
  • the transmission curve CT (of course symmetrical with the AC absorption curve with respect to a constant ordinate axis) imposes, beyond the saturation power P, its t.
  • the MEA device in XAM modulation has already shown its interest, in particular for signal shaping and re-amplification which are carried out simultaneously, and for good conversion efficiency over a wide spectral band in the telecommunications band around 1550. nm wavelength.
  • the MEA component shows a limitation in its response time.
  • the MEA modulator has a limitation with respect to its recovery time of the absorption, this recovery time being characterized by the escape of the photogenerated carriers. This limitation generates a screening of the applied electric field, which induces a chirp and a contrast reduction.
  • the optical spectrum of the converted signal is enlarged and the corresponding eye diagram is closed, which results in poor conversion efficiency, implying a sharp degradation of the bit error rate (or "BER").
  • the present invention improves the situation.
  • a wavelength converter device in particular for telecommunication applications in networks in an all-optical configuration, comprising an electroabsorption modulator comprising:
  • the device comprises a band-pass filter applied at the output of the electroabsorption modulator and centered on a wavelength offset with respect to the second wavelength ⁇ s mentioned above.
  • the present invention also relates to a method for converting the wavelength of a pump signal, in particular for telecommunication applications in networks in an all-optical configuration, into which an electroabsorption modulator is applied at the input:
  • a band-pass filter centered at a wavelength substantially offset from the second wavelength ⁇ s is applied at the output of the electroabsorption modulator.
  • the present invention provides a judicious shift between the wavelength at which the filter is centered and the carrier wavelength of the signal. converted ⁇ s .
  • the density of the carriers contained in its unmodulated component is reduced.
  • the diagram of the eye is more open and fewer errors are present. There is then a significant improvement in the quality of the signal, for particularly high data rates, allowing its use in telecommunication networks.
  • the chirp induces a shift toward the high (low) optical frequencies of the rising (falling) edge of the pulse. It will be understood that it is more advantageous to work on one of the two bands.
  • the output signal of the modulator has a spectrum comprising a main peak and secondary peaks on either side of the main peak and, according to an advantageous characteristic, the filter has a bandwidth including :
  • At least one first secondary peak More precisely, it is more advantageous to work on the right sideband (in the low frequencies, therefore in the high wavelengths) because the secondary modulation peaks are more intense or less attenuated.
  • the wavelength ⁇ s + ⁇ on which the filter is centered is greater than said second wavelength ⁇ s .
  • the offset ⁇ depends on the width and the profile of the filter. It also depends, of course, on the shape of the converted spectrum (typically the relative intensities of the main peak and the secondary peaks, as well as its enlargement). Consequently, the setting of the offset and the width of the filter will preferably be a function of the flow rate and / or the modulation format RZ or NRZ, taking into account the spectral distance between the channels.
  • the band-pass filter has characteristics among:
  • a rising edge and / or falling bandwidth which are adjustable at least as a function of the flow.
  • the device is arranged to operate in "reset” (RZ) and / or “non-reset” (NRZ) mode, and the aforementioned characteristics of the filter are further adapted according to the mode of operation. surgery.
  • the device within the meaning of the invention can be used in both RZ and NRZ formats.
  • the operation of the MEA modulator is transparent for these two formats.
  • MEA will be applied the same adjustment of optical power (pump, probe) and polarization voltage parameters. It suffices however to adjust the filter according to the format.
  • a tunable filter is advantageously chosen.
  • a preferred profile of the filter is of flat type, without excluding the possibility of using filters of different profiles (Gaussian or other).
  • FIG. 4 diagrammatically illustrates the elements of the device in the sense of the invention
  • FIG. 5 illustrates, by way of example, the shape of the spectral profile of the filter in the sense of the invention, to be compared with the spectral appearance of the signal at the output of the MEA modulator and before its filtering,
  • FIG. 6 illustrates a comparison of bit rate measurements TEB as a function of the received power PR, by applying a filter centered at the probe wavelength ⁇ s (triangles) and by applying a filter shifted in the sense of the invention (cross),
  • FIGS. 7A and 7B respectively represent the sequence and the diagram of the eye measured by applying a filter centered on the probe wavelength ⁇ s
  • FIGS. 7C and 7D respectively represent the sequence and the diagram of the eye measured by applying a shifted filter within the meaning of the invention
  • FIGS. 8A to 8D are time / frequency diagrams that illustrate the effect of a filtering in the sense of the invention on the conversion that the MEA makes.
  • both an MEA electroabsorption modulator and an appropriately tuned FPB bandpass filter are used, and preferably placed after a circulator CIR.
  • We injects simultaneously into the MEA modulator to which a negative voltage is conventionally applied to polarize it in reverse):
  • the probe signal SS (continuous), of wavelength ⁇ s and originating from a laser source LAS preferentially tunable in wavelengths, and
  • the pump signal SP (modulated), of wavelength ⁇ p .
  • the circulator CIR of the device according to the invention is interposed between the modulator MEA and the bandpass filter FBP, so as to inject the pump signal SP into the modulator MEA in contra-propagative mode with respect to the probe signal SS.
  • the converted probe signal SC is recovered at the output of the modulator MEA.
  • This signal SC is then applied to the FPB bandpass filter to finally deliver the converted and filtered signal SCF.
  • the FPB filter is advantageously tunable at least in the spectral position, in gain and in width at half height.
  • at least one polarization controller POL is advantageously provided for at least one of the inputs of the modulator MEA, in particular if the latter is sensitive to polarization.
  • FIG. 5 clearly represents the rising edge of the bandwidth BP of the filter straddling the main peak PPR.
  • the BP plate of the filter (flat profile in the example shown) then includes the secondary peaks PS1, PS2, etc., in the wavelengths greater than the wavelength probe ⁇ s .
  • the bandwidth of the filter is then selected to cut BDF background noise for even higher wavelengths.
  • the probe wavelength ⁇ s is close to 1560.3 nm.
  • the bandwidth of the filter by positioning the bandwidth of the filter with a shift of +0.3 nm towards the long wavelengths (ie 37.5 GHz towards the low frequencies) with respect to the probe wavelength ⁇ S) reduces the intensity difference between the main peak PPR and the secondary peaks PS1, PS2.
  • the penalty on the measurement of the BER is then reduced to 1.8 dB (cross of Figure 6).
  • Freed from the "slow” carriers, the "1" are better at "0" in the sequence of FIG. 7C and the eye diagram is that of a RZ signal (upper part of FIG. 7D).
  • the signal converted and thus filtered in the sense of the invention has a good optical signal-to-noise ratio (about 42 dB).
  • a bit rate of 40 Gbit / s and in "return to zero" mode for a bit rate of 40 Gbit / s and in "return to zero" mode:
  • the conversion principle within the meaning of the invention is simple and inexpensive.
  • the MEA modulator is well adapted to very high bit rates (40 Gbit / s and more), whereas the SOA amplifier, particularly in XGM, is limited to a range of 20 to 40 Gbit / s because of the recombination time of the carriers.
  • the addition of such a filter in this SOA-based device is intended to restore the polarity of the signal that has been inverted during the conversion of wavelength operated by the SOA.
  • the purpose of filtering is to limit the DC component of the signal and to favor rather its polarity (difference between the high and low levels).
  • This SOA-based structure nevertheless remains very sensitive to the wavelength. In addition, it remains difficult to go beyond the range of 20-40 Gbit / s.
  • the purpose of the filtering in the sense of the invention in a device based on MEA is different.
  • it makes it possible to overcome the problem indicated above, related to the recovery time of the high-rate absorption and thus to increase the response time of the MEA.
  • FIGS. 8A to 8D the use of a bandpass filter in an MEA-based structure makes it possible to limit or even eliminate inter-symbol interference and to improve the extinction ratio.
  • the ideal situation (typically a low rate MEA) is illustrated in FIG. 8A where, by way of example, the pump signal has the succession of bits 1, 1, 0, 1.
  • the corresponding symbols resulting from the conversion by the MEA (represented by hatching) are well separated in time (periods T b it) and their frequencies (ordinate of FIG. 8A) are well distributed symmetrically with respect to the axis of time (abscissa).
  • at high bit rate FIG. 8A
  • the bandpass filter in the context of the invention attenuates the hatched portions of the frequency spectrum on either side of the center of the filter F s , preferably shifted towards the low frequencies (F s - ⁇ F) or the long wavelengths ( ⁇ s + ⁇ ) relative to the wavelength of the probe signal. It then follows, with reference to FIG. 8D, symbols without overlap (of reduced spectral width) and without risk of intersymbol interference.
  • the filter is designed to restore the polarity of the data (inverted by the SOA) and the filter is optimized to keep as little energy as possible for bits 0 ("data OFF" in FIG. the most energy for bits 1 ("data ON"). Therefore, it is shifted significantly (1.5 times the flow rate). Its bandwidth is relatively narrow (0.22 nm wide) compared to the 40 Gbit / s signal width.
  • the filter is designed to suppress inter-symbol interference and to cut off the smallest part of the possible signal so that the symbols no longer overlap (Figure 8D).
  • the central peak is preferably not attenuated to best preserve the energy of the signal. To do this, it is slightly shifted (about once the bit rate) and has a spectrum much wider than in the SOA-based implementation (preferably 0.8 nm wide at 40 Gbit / s).
  • the device within the meaning of the invention is capable of operating over a range of data rates extending up to at least 160 Gbit / s.
  • the characteristics of the band-pass filter, at this rate, are deduced from those fixed at 40 Gbit / s, by multiplying by the same the offset ⁇ and the width at half-height.
  • a 160 Gbit / s rate in RZ mode typically, for a 160 Gbit / s rate in RZ mode:
  • the bandpass filter applied at the output of the electroabsorption modulator is centered on a wavelength substantially offset from the second wavelength ⁇ s .

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Abstract

L'invention concerne la conversion de longueurs d'onde, notamment pour des applications de télécommunication, à partir d'un modulateur à électroabsorption (MEA) comportant : - deux entrées pour recevoir respectivement : un signal de pompe (SP), modulé, à une première longueur d'onde optique ?<SUB>p</SUB>; et un signal sonde (SS), continu, à une seconde longueur d'onde optique ?<SUB>s</SUB>, - et une sortie délivrant un signal converti (SC), représentant les modulations du signal de pompe, sensiblement à la longueur d'onde ?<SUB>s</SUB>. Selon l'invention, on prévoit un filtre passe-bande (FBP) appliqué en sortie du modulateur à électroabsorption et centré sur une longueur d'onde sensiblement décalée par rapport à la seconde longueur d'onde ?<SUB>s</SUB>.

Description

Dispositif et procédé pour la conversion optique de longueurs d'onde à partir d'un modulateur à électroabsorption
La présente invention concerne la conversion optique de longueurs d'onde notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique.
Dans le domaine des réseaux de transport optique DWDM (pour "dense wavelength division multiplexing") incluant des fibres optiques, chaque fibre optique transporte de l'information portée par un certain nombre de canaux dont la longueur d'onde et l'espacement entre canaux sont normalisés. Typiquement, l'organisme ITU impose une grille de longueurs d'onde dite "grille ITU". Actuellement, le réseau de transport fait appel à des liaisons DWDM point à point. En extrémité de liaison, on mène une conversion du signal optique en signal électrique, suivie d'un traitement du signal électrique, puis d'une conversion à nouveau en optique, pour acheminer finalement le signal obtenu vers une nouvelle destination.
Une évolution vers des réseaux tout-optique (sans traitement optique/électrique/optique) est déjà prévue. Avec ces réseaux (dits "transparents"), moins de nœuds d'interconnexion sont nécessaires dans une topologie en boucle (mailles et anneaux). On peut alors rencontrer des situations où plusieurs fibres convergent vers un même nœud avec des canaux portant des informations différentes sur une longueur d'onde identique. Or, à l'heure actuelle, aucun système de brassage optique ne saurait faire le tri entre des canaux de longueurs d'onde identiques. Par principe, tous les signaux arrivant en un point devraient être portés par une longueur d'onde différente. La solution actuellement préférée est donc de différencier les signaux et, par conséquent, de recopier un signal donné sur une autre longueur d'onde libre de la grille ITU. Pour réaliser cette opération de copiage d'un signal porté par une longueur d'onde (signal modulé) sur une autre longueur d'onde (issue d'un laser continu), on utilise des effets non linéaires. Les amplificateurs optiques à semiconducteurs, ou "SOA" ci-après, ont été étudiés en profondeur dans deux techniques d'application :
- en modulation de gain croisée ou "XGM",
- et en modulation de phase croisée ou "XPM".
On a représenté sur les figures 1A et 1B un schéma de principe d'un SOA en modulation XGM. En référence à la figure 1A relative à l'art antérieur, on fait arriver sur l'amplificateur SOA, à l'aide d'un coupleur (non représenté), à la fois le signal modulé SP (dit signal "pompe") et un signal continu SS (dit signal "sonde") qui est à une longueur d'onde λs différente de celle λp du signal modulé SP. En référence à la figure 1B représentant la courbe de gain CG, par principe, l'amplificateur SOA travaille en saturation de gain G du fait de la forte puissance optique de la pompe Pe (au delà de la puissance de saturation Psat). Le signal pompe SP est un signal binaire composé de "1" et de "0". Les "1" à forte puissance ont un gain quasi nul, tandis que les "O" sont amplifiés, ce qui se traduit sur le signal converti par une modulation inversée (logique "inverse").
On a représenté sur les figures 2A et 2B un schéma de principe d'un SOA en modulation XPM. En référence à la figure 2A relative encore à l'art antérieur, on utilise deux amplificateurs SOA1 et SOA2 dans un interféromètre IMZ de Mach Zehnder. Le signal sonde SS, à la longueur d'onde λs et non modulé, est divisé en deux branches parcourant les deux bras de l'interféromètre. Le signal pompe λp (modulé) est injecté dans l'un des amplificateurs SOA1 saturé en présence d'un "1" et non saturé en présence d'un "0", ce qui modifie, selon le cas, l'indice du matériau en déséquilibrant ou non l'interféromètre. Les recombinaisons en sortie de l'interféromètre seront alors destructibles ou constructibles, assurant alors la modulation du signal converti SC à la longueur d'onde λs. En référence à la figure 2B, comme tout dispositif interférométrique, la fonction de transfert du convertisseur (puissance de sortie POut en fonction de la puissance d'entrée Pin) est une sinusoïde comportant deux points de fonctionnement :
- la conversion sur pente positive P+ (en phase, avec une logique conservée),
- et la conversion sur pente négative P' (hors phase, avec une logique inversée).
Une technique récente propose la modulation d'absorption croisée ou "X/A/W" dans un modulateur à électroabsorption "MEA". Elle est décrite notamment dans :
"Novel wavelength converter using an electroabsorption modulatoi", N Edagawa, M Suzuki, and S Yamamoto, dans IEICE Trans. Electron., vol. E81- C1 n°8, août 1998.
Son principe est illustré sur les figures 3A et 3B. En référence à la figure 3A, le signal sonde SS à la longueur d'onde λs (continu) et le signal pompe SP à la longueur d'onde λp (modulé) sont injectés dans un modulateur MEA dont on a fixé la tension de commande négative de façon à pouvoir saturer l'absorption par le signal pompe, pour délivrer le signal converti SC, modulé, à la longueur d'onde λs. En référence à la figure 3B, la courbe de transmission CT (bien entendu symétrique de la courbe d'absorption CA par rapport à un axe d'ordonnée constante) impose, au delà de la puissance de saturation Psat. une logique de modulation conservée du signal converti SC par rapport au signal pompe SP : en présence d'un "1", l'absorption est plus faible qu'en présence d'un "0", ce qui se traduit bien par une modulation du signal converti avec conservation de la logique de modulation. Le SOA en modulation XGM donne un signal converti en logique inversée et il existe un bruit de phase (ou "chirp") en sortie du convertisseur, ainsi qu'un bruit d'émission spontanée important. Ce type de dispositif présente une faible efficacité de conversion entraînant une dégradation du diagramme de l'œil. On rappelle que ["'ouverture de l'œiï' caractérise notamment le bruit et les distorsions apportées par une chaîne de transmission. Une opération d'échantillonnage doit typiquement se produire à l'instant où l'œil est le plus ouvert. Un œil bien ouvert permettra à un dispositif de démodulation de discerner aisément les modulations du signal transmis. A l'opposé, un œil fermé se traduira inévitablement par de nombreuses erreurs de transmission. De plus, la qualité de la conversion dans les SOA en modulation XGM dépend de la longueur d'onde : elle s'améliore vers les hautes fréquences optiques (basses longueurs d'onde).
Concernant les dispositifs SOA en modulation XPM, le réglage des paramètres de Pinterféromètre est souvent très délicat et complexe et présente une forte consommation électrique. Plus généralement, les différents dispositifs à base de SOA ont montré une trop grande sensibilité au format de modulation RZ (mode "retour à zéro") ou NRZ (mode "non retour à zéro").
Le dispositif MEA en modulation XAM a déjà montré son intérêt, en particulier pour la remise en forme et la réamplification du signal qui s'effectuent simultanément, et pour une bonne efficacité de conversion sur une large bande spectrale dans la bande des télécommunications autour de 1550 nm de longueur d'onde. Cependant, à partir d'un certain niveau de débit (correspondant à la fréquence d'horloge du signal binaire modulé), le composant MEA montre une limitation au niveau de son temps de réponse. En effet, à haut débit, le modulateur MEA présente une limitation par rapport à son temps de recouvrement de l'absorption, ce temps de recouvrement étant caractérisé par l'échappement des porteurs photogénérés. Cette limitation génère un écrantage du champ électrique appliqué, qui induit un chirp et une réduction du contraste. Ainsi, le spectre optique du signal converti est élargi et le diagramme de l'œil correspondant est fermé, ce qui se traduit par une mauvaise efficacité de conversion, impliquant une forte dégradation du taux d'erreur binaire (ou "TEB").
La présente invention vient améliorer la situation.
Elle propose à cet effet un dispositif convertisseur de longueurs d'onde, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique, comprenant un modulateur à électroabsorption comportant :
- deux entrées pour recevoir respectivement : o un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique λp, o et un signal sonde, modulé, à une seconde longueur d'onde optique λs,
- et une sortie délivrant un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, à ladite seconde longueur d'onde optique λs.
Selon une caractéristique de l'invention, le dispositif comporte un filtre passe- bande appliqué en sortie du modulateur à électroabsorption et centré sur une longueur d'onde décalée par rapport à la seconde longueur d'onde λs précitée.
La présente invention vise aussi un procédé pour convertir la longueur d'onde d'un signal pompe, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique, dans lequel on applique en entrée d'un modulateur à électroabsorption :
- un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique λp,
- et un signal sonde, non modulé, à une seconde longueur d'onde optique λs, et on récupère un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, sensiblement à ladite seconde longueur d'onde optique λs. Dans le procédé au sens de l'invention, on applique, en sortie du modulateur à électroabsorption, un filtre passe-bande centré sur une longueur d'onde sensiblement décalée par rapport à la seconde longueur d'onde λs.
Ainsi, pour améliorer l'efficacité de conversion et réduire alors la pénalité sur le taux d'erreur binaire, la présente invention prévoit un décalage judicieux entre la longueur d'onde à laquelle est centré le filtre et la longueur d'onde porteuse du signal converti λs. En effet, en favorisant la transmission de l'une seulement des bandes latérales du spectre du signal converti, on réduit la densité des porteurs contenus dans sa composante non modulée. Ainsi, le diagramme de l'œil est plus ouvert et moins d'erreurs sont présentes. On note alors une amélioration significative de la qualité du signal, pour des débits particulièrement élevés, permettant son utilisation dans les réseaux de télécommunication.
Du fait de l'asymétrie de l'impulsion due au long temps de recouvrement (temps de descente) par rapport au temps de montée, le spectre optique correspondant est asymétrique. En particulier, le chirp induit un décalage vers les hautes (basses) fréquences optiques du front montant (descendant) de l'impulsion. On comprendra donc qu'il est plus avantageux de travailler sur l'une des deux bandes.
Ainsi, dans une réalisation de l'invention, le signal en sortie du modulateur présente un spectre comportant un pic principal et des pics secondaires de part et d'autre du pic principal et, selon une caractéristique avantageuse, le filtre possède une bande passante incluant :
- une partie seulement du pic principal, et
- au moins un premier pic secondaire. Plus précisément, il est plus avantageux de travailler sur la bande latérale droite (dans les basses fréquences, donc dans les hautes longueurs d'onde) car les pics secondaires de modulation sont plus intenses ou moins atténués.
Ainsi, dans une réalisation préférée, la longueur d'onde λs + δλ sur laquelle est centrée le filtre est supérieure à ladite seconde longueur d'onde λs.
Le décalage δλ dépend toutefois de la largeur et du profil du filtre. Il dépend aussi, bien entendu, de l'allure du spectre converti (typiquement des intensités relatives du pic principal et des pics secondaires, ainsi que de son élargissement). Par conséquent, le réglage du décalage et de la largeur du filtre sera préférentiellement fonction du débit et/ou du format de modulation RZ ou NRZ, en tenant compte de la distance spectrale entre les canaux.
Ainsi, dans une réalisation dans laquelle le signal pompe comporte une composante binaire à une fréquence d'horloge prédéterminée imposant un débit de télécommunication, le filtre passe-bande comporte des caractéristiques parmi :
- la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré,
- une largeur à mi-hauteur,
- un gain, et
- une pente de front montant et/ou descendant de bande passante, qui sont ajustables au moins en fonction du débit.
En outre, le dispositif est agencé pour opérer en mode "remise à zéro" (RZ) et/ou en mode "non remise à zéro" (NRZ), et les caractéristiques précitées du filtre sont adaptées en outre en fonction du mode d'opération.
On indique en effet que le dispositif au sens de l'invention peut être utilisé dans les deux formats RZ et NRZ. D'ailleurs, le fonctionnement du modulateur MEA est transparent pour ces deux formats. On appliquera au MEA le même réglage des paramètres de puissance optique (pompe, sonde) et de tension de polarisation. Il suffit par contre de régler le filtre en fonction du format. A cet effet, on choisit avantageusement un filtre accordable. Un profil préféré du filtre est de type plat, sans toutefois exclure la possibilité d'avoir recours à des filtres de profils différents (gaussiens ou autres).
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, donnant quelques exemples de réalisation à titre non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels, outre les figures 1 A, 1 B, 2A, 2B, 3A et 3B relatives à l'art antérieur :
- la figure 4 illustre schématiquement les éléments du dispositif au sens de l'invention,
- la figure 5 illustre à titre d'exemple l'allure du profil spectral du filtre au sens de l'invention, à comparer avec l'allure spectrale du signal en sortie du modulateur MEA et avant son filtrage,
- la figure 6 illustre une comparaison de mesures de taux binaires TEB en fonction de la puissance reçue PR, en appliquant un filtre centré à la longueur d'onde sonde λs (triangles) et en appliquant un filtre décalé au sens de l'invention (croix),
- les figures 7A et 7B représentent respectivement la séquence et le diagramme de l'œil mesurés en appliquant un filtre centré sur la longueur d'onde sonde λs, tandis que les figures 7C et 7D représentent respectivement la séquence et le diagramme de l'œil mesurés en appliquant un filtre décalé au sens de l'invention,
- les figures 8A à 8D sont des diagrammes temps/fréquences qui illustrent l'effet d'un filtrage au sens de l'invention sur la conversion qu'effectue le MEA.
En référence à la figure 4, on utilise, au sens de l'invention, à la fois un modulateur à électroabsorption MEA et un filtre passe-bande FPB judicieusement réglé et préférentiellement placé après un circulateur CIR. On injecte simultanément dans le modulateur MEA (auquel on applique classiquement une tension négative pour le polariser en inverse) :
- le signal sonde SS (continu), de longueur d'onde λs et provenant d'une source laser LAS préférentiellement accordable en longueurs d'onde, et
- le signal pompe SP (modulé), de longueur d'onde λp.
Le circulateur CIR du dispositif selon l'invention est interposé entre le modulateur MEA et le filtre passe-bande FBP, de manière à injecter le signal pompe SP dans le modulateur MEA en mode contra propagatif par rapport au signal sonde SS. Grâce au circulateur CIR, le signal sonde converti SC est récupéré en sortie du modulateur MEA. Ce signal SC est alors appliqué au filtre passe-bande FPB pour délivrer finalement le signal converti et filtré SCF. Le filtre FPB est avantageusement accordable au moins en position spectrale, en gain et en largeur à mi-hauteur. En outre, au moins un contrôleur de polarisation POL est avantageusement prévu à l'une au moins des entrées du modulateur MEA, en particulier si ce dernier est sensible à la polarisation.
En se référant maintenant à la figure 5, le spectre du signal converti SC, en sortie du modulateur MEA, présente :
- un pic principal PPR à la longueur d'onde sonde λs
_ des pics secondaires PS1 , PS2, etc, à des longueurs d'onde supérieures à λs
- et des pics secondaires PS'1 , PS'2, etc, à des longueurs d'onde inférieures.
En particulier, la figure 5 représente bien le front de montée de la bande passante BP du filtre à cheval sur le pic principal PPR. Le plateau BP du filtre (de profil plat dans l'exemple représenté) inclut ensuite les pics secondaires PS1 , PS2, etc, dans les longueurs d'onde supérieures à la longueur d'onde sonde λs. La largeur de bande du filtre est choisie ensuite de manière à couper le bruit de fond BDF, pour des longueurs d'onde encore supérieures.
Dans l'exemple représenté, la longueur d'onde sonde λs est voisine de 1560,3 nm.
On présente maintenant les résultats obtenus lors de la conversion d'un signal à un débit de 40 Gbit/s, en mode RZ, avec λp = 1553,3 nm et λs = 1560 nm, en référence à la figure 6.
Avec un filtre de mêmes caractéristiques mais centré sur la longueur d'onde de la sonde λs, on relève une pénalité de 6,5 dB sur la mesure du TEB (triangles de la figure 6). En observant la séquence (figure 7A), on note que les "1" ne reviennent pas à "0" comme attendu, car le temps de recouvrement est relativement long, ce qui induit un diagramme de l'œil NRZ au lieu RZ (figure 7B). On a représenté le diagramme de l'œil du signal pompe en entrée du dispositif sous celui du signal converti et filtré.
Au sens de l'invention, en positionnant la bande passante du filtre avec un décalage de +0,3 nm vers les grandes longueurs d'onde (soit 37,5 GHz vers les basses fréquences) par rapport à la longueur d'onde sonde λS) on réduit l'écart en intensité entre le pic principal PPR et les pics secondaires PS1 , PS2. La pénalité sur la mesure du TEB est alors réduite à 1 ,8 dB (croix de la figure 6). Affranchis des porteurs "lents", les "1" reviennent mieux à "0" sur la séquence de la figure 7C et le diagramme de l'œil est bien celui d'un signal RZ (partie supérieure de la figure 7D). Le signal converti et ainsi filtré au sens de l'invention présente un bon rapport signal/bruit optique (environ 42 dB). Préférentiellement, pour un débit de 40 Gbit/s et en mode "retour à zéro" :
- le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ δλ = +0,3 nm par rapport à la longueur d'onde de la sonde λs,
- et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 0,8 nm.
Ces dispositions notamment permettent de configurer le filtre de manière à imposer une atténuation d'environ 7dB entre le pic principal PPR et le premier pic secondaire PS1 dans le signal SCF en sortie du filtre, alors que le rapport d'intensités entre le pic principal et un premier pic secondaire du signal SC directement en sortie du modulateur MEA peut être de l'ordre de 15dB.
De la même façon, des mesures de conversion en mode NRZ à 40 Gbit/s ont été effectuées. Une réduction de la pénalité sur le TEB correspondant à une amélioration de la qualité du diagramme de l'oeil a aussi été obtenue. Le point de fonctionnement en mode NRZ du modulateur MEA est identique à celui en mode RZ.
Préférentiellement, pour un débit de 40 Gbit/s et en mode "non retour à zéro" :
- le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ δλ = +0,2 nm par rapport à la longueur d'onde sonde λs,
- et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 0,6 nm.
Le principe de conversion au sens de l'invention est simple et peu coûteux. Le modulateur MEA est bien adapté aux très hauts débits (40 Gbit/s et plus), alors que l'amplificateur SOA notamment en XGM est limité à une gamme de 20 à 40 Gbit/s du fait du temps de recombinaison des porteurs.
On indique qu'un modulateur SOA utilisant aussi un filtre passe-bande décalé a été décrit dans : "Polarity-preserving SOA-based wavelength conversion at 40 Gbit/s using bandpass filtering" ML Nielsen, B Lavigne et B Dagens, dans Electronics Letters, Vol. 39 N°18, 4 septembre 2003.
Néanmoins, l'adjonction d'un tel filtre dans ce dispositif à base de SOA a pour vocation de rétablir la polarité du signal qui a été inversée lors de la conversion de longueur d'onde opérée par le SOA. Le filtrage, à cet effet, a pour but de limiter la composante continue DC du signal et de favoriser plutôt sa polarité (écart entre les niveaux haut et bas). Cette structure à base de SOA reste néanmoins très sensible à la longueur d'onde. En outre, il reste difficile d'aller au-delà de la gamme de débits 20-40 Gbit/s.
Le but du filtrage au sens de l'invention dans un dispositif à base de MEA est différent. Il permet en particulier de surmonter le problème indiqué ci-avant, lié au temps de recouvrement de l'absorption à haut débit et, ainsi, d'augmenter le temps de réponse du MEA.
En référence aux figures 8A à 8D, l'utilisation d'un filtre passe-bande dans une structure à base de MEA permet de limiter, voire de supprimer l'interférence inter-symboles et d'améliorer le taux d'extinction. La situation idéale (typiquement un MEA à bas débit) est illustrée sur la figure 8A où, à titre d'exemple, le signal pompe présente la succession de bits 1 , 1 , 0, 1. Les symboles correspondants issus de la conversion par le MEA (représentés par des hachures) sont bien séparés dans le temps (périodes Tbit) et leurs fréquences (ordonnées de la figure 8A) sont bien réparties symétriquement par rapport à l'axe des temps (abscisses). En revanche, à haut débit (figure 8B), du fait du temps de recouvrement de l'absorption, la récupération de l'absorption, pour passer d'un bit 1 à un bit 0, est lente (inertie due aux porteurs photogénérés) et induit un décalage vers les basses fréquences, tandis que la décroissance de l'absorption (passage d'un bit 0 à un bit 1) est rapide et induit un décalage vers les hautes fréquences. Les fréquences des symboles ne sont plus réparties symétriquement par rapport à l'axe des temps et il se crée une interférence inter-symboles due à ce temps de recouvrement de l'absorption (zones délimitées par des traits pointillés sur la figure 8B). En référence à la figure 8C, le filtre passe-bande dans le contexte de l'invention atténue les parties hachurées du spectre de fréquences de part et d'autre du centre du filtre Fs, préférentiellement décalé vers les basses fréquences (Fs-δF) ou les grandes longueurs d'onde (λs+δλ) par rapport à longueur d'onde du signal sonde. Il s'en suit alors, en référence à la figure 8D, des symboles sans recouvrement (de largeur spectrale réduite) et sans risque d'interférence inter-symbole.
Ainsi, même si la structure passe-bande du filtre dans la référence ci-dessus Nielsen et al est similaire à celle au sens de l'invention, les phénomènes en jeu sont différents. Dans Nielsen et al, le filtre est conçu pour rétablir la polarité des données (inversée par le SOA) et le filtre est donc optimisé pour garder le moins d'énergie possible pour les bits 0 ("data OFF" de la figure 2) et le plus d'énergie pour les bits 1 ("data ON"). Par conséquent, il est décalé de façon importante (1 ,5 fois le débit environ). Sa bande passante est relativement étroite (0,22 nm de large) par rapport à la largeur du signal à 40 Gbit/s.
Dans la structure de l'invention, le filtre est conçu pour supprimer l'interférence entre symboles et pour couper la plus petite partie du signal possible afin que les symboles ne se chevauchent plus (figure 8D). Le pic central n'est, de préférence, pas atténué afin de préserver au mieux l'énergie du signal. Pour ce faire, il est faiblement décalé (environ une fois le débit) et possède surtout un spectre beaucoup plus large que dans la mise en œuvre à base de SOA (préférentiellement 0,8 nm de large à 40 Gbit/s).
Typiquement, avec un modulateur MEA adapté pour un débit de 40 Gbit/s mais en appliquant un filtre passe-bande décalé au sens de l'invention, il est possible d'effectuer une conversion de longueur d'onde jusqu'à un débit de 160 Gbit/s ou plus encore, en assurant une bonne efficacité de conversion et une faible pénalité de TEB.
Ainsi, le dispositif au sens de l'invention est capable d'opérer sur une gamme de débits s'étendant jusqu'à au moins 160 Gbit/s. Les caractéristiques du filtre passe-bande, à ce débit, se déduisent de celles fixées à 40 Gbit/s, en multipliant d'autant le décalage δλ et la largeur à mi-hauteur. Typiquement, pour un débit de 160 Gbit/s en mode RZ :
- le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ δλ = +1,20 nm par rapport à la longueur d'onde de la sonde λs>
- et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 3,2 nm.
En définitive, le filtre passe-bande appliqué en sortie du modulateur à électroabsorption est centré sur une longueur d'onde sensiblement décalée par rapport à la seconde longueur d'onde λs.
En des termes plus généraux, on comprendra que pour adapter les caractéristiques du filtre d'un premier débit vers un second débit, il suffit d'ajuster au moins :
- le décalage entre la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré et la seconde longueur d'onde λs,
- et la largeur à mi-hauteur du filtre, en leur appliquant un rapport correspondant à un rapport du second débit sur le premier débit.

Claims

Revendications
1. Dispositif convertisseur de longueurs d'onde, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration tout optique, comprenant un modulateur à électroabsorption comportant :
- deux entrées pour recevoir respectivement : o un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique λp, o et un signal sonde, non modulé, à une seconde longueur d'onde optique λs,
- et une sortie délivrant un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, à ladite seconde longueur d'onde optique λs, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un filtre passe-bande appliqué en sortie du modulateur à électroabsorption et centré sur une longueur d'onde décalée par rapport à la seconde longueur d'onde λs.
2. Dispositif selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la sortie du modulateur présente un spectre comportant un pic principal et des pics secondaires de part et d'autre du pic principal, et en ce que le filtre possède une bande passante incluant :
- une partie seulement du pic principal, et
- au moins un premier pic secondaire.
3. Dispositif selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la longueur d'onde λs + δλ sur laquelle est centrée le filtre est supérieure à ladite seconde longueur d'onde λs.
4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal pompe comporte une composante binaire à une fréquence d'horloge prédéterminée imposant un débit de télécommunication, et en ce que le filtre passe-bande comporte des caractéristiques parmi : - la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré,
- une largeur à mi-hauteur,
- un gain, et
- une pente de front montant et/ou descendant de bande passante, ajustables au moins en fonction du débit.
5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le dispositif est agencé pour opérer sur une gamme de débits s'étendant jusqu'à au moins 160 Gbit/s.
6. Dispositif selon l'une des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le dispositif est agencé pour opérer en mode "remise à zéro" et/ou en mode "non remise à zéro", et en ce que les caractéristiques du filtre sont adaptées en outre en fonction du mode d'opération.
7. Dispositif selon la revendication 6, prise en combinaison avec la revendication 2, caractérisé en ce que, en mode "remise à zéro", le filtre est configuré pour imposer une atténuation d'environ 7 dB entre le pic principal et le premier pic secondaire dans un signal de sortie du filtre.
8. Dispositif selon l'une des revendications 4 et 5, prises en combinaison avec l'une des revendications 6 et 7, caractérisé en ce que, pour un débit de 40 Gbit/s et en mode "retour à zéro" :
- le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ δλ = +0,3 nm par rapport à la seconde longueur d'onde λs,
- et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 0,8 nm.
9. Dispositif selon l'une des revendications 4 et 5, prises en combinaison avec l'une des revendications 6 et 7, caractérisé en ce que, pour un débit de 40 Gbit/s et en mode "non retour à zéro" : - le filtre est centré sur une longueur d'onde supérieure et décalée d'environ δλ = +0,2 nm par rapport à la seconde longueur d'onde λs,
- et sa largeur à mi-hauteur est d'environ 0,6 nm.
10. Dispositif selon l'une des revendications 4 à 9, caractérisé en ce que, pour adapter les caractéristiques du filtre d'un premier débit vers un second débit, on ajuste au moins :
- le décalage entre la longueur d'onde à laquelle le filtre est centré et la seconde longueur d'onde λs,
- et la largeur à mi-hauteur du filtre, en leur appliquant un rapport correspondant à un rapport du second débit sur le premier débit.
11. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circulateur, interposé entre le modulateur à électroabsorption et le filtre passe-bande et propre à injecter le signal pompe dans le modulateur en mode contra propagatif par rapport au signal sonde.
12. Procédé pour convertir la longueur d'onde d'un signal pompe, notamment pour des applications de télécommunication dans des réseaux en configuration toute optique, dans lequel on applique en entrée d'un modulateur à électroabsorption :
- un signal de pompe, modulé, à une première longueur d'onde optique λp,
- et un signal sonde, relativement continu, à une seconde longueur d'onde optique λSl et on récupère un signal converti, représentant les modulations du signal de pompe, sensiblement à ladite seconde longueur d'onde optique λs, caractérisé en ce que l'on applique, en sortie du modulateur à électroabsorption, un filtre passe-bande centré sur une longueur d'onde sensiblement décalée par rapport à la seconde longueur d'onde λs.
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