WO2006018567A1 - Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant - Google Patents

Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant Download PDF

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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H01Q13/106—Microstrip slot antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/1007—Microstrip transitions to Slotline or finline
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H01Q13/085—Slot-line radiating ends

Definitions

  • the present invention relates to a radiating device operating by electromagnetic coupling in which a signal is filtered in order to reject at least one undesirable frequency.
  • the invention also relates to a method for filtering a signal in order to reject at least one undesirable frequency in a radiating device operating by electromagnetic coupling.
  • Wireless telecommunications have undergone a strong development since the advent of consumer mobile telephony. These communications systems have considerably diversified and no longer affect not only telephone networks but also wireless LAN systems, for example WLAN networks at 2.4GHz and 5GHz. Radiant devices using electromagnetic coupling to effect power transfer are commonly used in such systems. We note that these systems require spectral resources increasingly important to meet the demand for new expensive services in terms of throughput. Thus it becomes necessary to manage the spectral resources at best. The exploitation of resources allocated for each of the communication systems must therefore be optimized and the possible interactions between wireless systems must be reduced.
  • bidirectional communication systems such as satellite systems or wireless home multimedia applications, incorporate transmit / receive functions that require significant isolation between these two channels, given the significant relationship between signal levels. transmission and reception channels.
  • the invention is part of a process of reducing interactions and consists in rejecting unwanted frequencies such as lines interference from other systems, noise from the transmit / receive system, harmonic, subband of a broadband antenna ...
  • the present invention provides a radiating device having means for filtering a signal so as to reject at least one undesirable frequency that does not have the drawbacks of the filtering means of the prior art and a corresponding filtering method.
  • the present invention relates to a radiating device such that the coupling conditions are chosen so as to allow rejection of at least one undesirable frequency.
  • the radiating device has an integrated filtering function.
  • the use of the electromagnetic coupling itself to filter unwanted frequencies allows according to the invention to integrate this function in the radiating device itself. This makes it possible to relax the filtering constraints in the transmission chain and / or to improve the filtering without increasing the number of poles of an already existing filter. It also observes a minimization of filtering losses since filtering is allowed by non-coupling conditions at the transition.
  • the invention makes it possible, for example, to eliminate parasitic lines coming from other systems (for example: dual mode antenna), to eliminate the parasites coming from the transmission / reception chain, to eliminate the noise.
  • harmonic of an antenna to eliminate a sub-band of a broadband antenna (example: to eliminate the 5GHz of an antenna Ultra Large Band e 3-10GHz), to improve the isolation of the accesses of a bi-antenna bandaged.
  • the electromagnetic coupling being done using a line / slot transition, the coupling conditions are selected by adjusting the length of the line.
  • the electromagnetic coupling being done using a line / slot transition
  • the coupling conditions are selected by adjusting the length of the slot.
  • the adjustment of the length is a function of the ratio of two frequencies: one desired, the other undesirable.
  • the invention also relates to a method for filtering a signal to reject at least one undesired frequency, said method of selecting electromagnetic coupling conditions for rejecting the undesired frequency.
  • Fig. 1 is a diagram of a radiating device according to the prior art.
  • Fig. 2 is a diagram of a radiating device according to the invention.
  • Fig. 3a to Fig. 3e show several examples of radiant devices in which the invention can be implemented.
  • FIG. 4a represents a radiopaque positive according to the prior art and FIG. 4b represents a radiating device similar to that of FIG. 4a in which the invention has been implemented.
  • Fig. Figure 5 shows the spectrum of the radiating devices shown in Figures 4a and 4b as a function of frequency.
  • FIG. 6a represents a radiating device according to the prior art
  • FIG. 6b and FIG. 6c represent two radiating devices similar to those of Figure 6a in which the invention has been implemented.
  • Fig. 7a to 7c show the results obtained with the radiating devices shown in FIGS. 6a to 6c.
  • Figure 1 a radiating device operating by electromagnetic coupling according to the prior art.
  • the coupling is done in a transition zone 1 between a line M and a slot S.
  • the line M is for example a microstrip line and its role is to convey the signals to the radiating device, from a power port 2.
  • the slot S and the line M are arranged in a precise geometric structure.
  • H M is the field H of the microstrip line and £ M is the E field of the slit
  • FIG. 1 is thus presented by way of example a known method for reducing the optimal coupling conditions in the plane of the transition, namely a guided quarter-wave ⁇ û s / 4 in the slot S terminated by a CC and a guided quarter-wave X GM M under the line M terminated by a CO.
  • X GM and û s ⁇ are respectively the guided wavelength in the line and M in the slot S.
  • the coupling conditions are such that they allow the filtering of one or more unwanted frequencies.
  • the optimum coupling conditions are degraded by going into planes, where either the field E s or the field H M is not maximum.
  • a degree of freedom is available to filter the unwanted frequencies.
  • filtering a frequency amounts to adjusting the length, either of the microstrip line or of the slot, so as to reject the unwanted frequency of the line / slot transitions.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment according to configuration No. 7.
  • the lengths of the slot L s and the line L M are determined so that the coupling itself allows the filtering of an undesirable frequency F2, while allowing correct operation at the frequency F1.
  • the length of the slot L s between the line / slot transition is of the order of ⁇ ⁇ GS1 / 4 where ⁇ GS1 is the guided wavelength in the slot at the frequency F1 and ⁇ an odd integer.
  • the length L s is for example ⁇ GS1 / 4.
  • the length L M of the microstrip line is determined as follows: to reject the frequency F2, the length of the line L M must be of the order of k - ⁇ GM2 / 2 where ⁇ GM2 is the length of d guided wave of the micro - ribbon line at the frequency F2 and k an integer. To ensure the coupling at the frequency F1, the length of the line L M must also be of the order of ⁇ GM i / 4 + k '- ⁇ GM1 / 2 where ⁇ GM1 is the guided wavelength of the line microstrip at frequency F1 and k 'an integer.
  • the length L M is then chosen equal to k • ⁇ GM2 / 2.
  • the coupling condition is not degraded for the microstrip line which is terminated by a CO, when the length L ND is of the order of ⁇ •
  • ⁇ GM ⁇ is the guided wavelength of the microstrip line at the frequency Fi and ⁇ GS ⁇ denotes the guided wavelength of the slot line at the frequency Fi.
  • the length L D must be of the order of k - ⁇ GM2 / 2 where k is an integer not zero to reject the frequency F2.
  • the line L D must also be of the order of K M J 4 + k 'K M J 2 OR k ' an integer.
  • the length L 0 is then chosen equal to k • ⁇ GM2 / 2.
  • K 1 + 2 k function of k and k 'for k integer and for k' nonzero integer. It makes it possible to choose the pair (k, k ') when the function F i 2 k is considered.
  • the invention can be applied to all radiating devices including a line / slot transition, in particular a slot antenna, an annular slot antenna, a longitudinal radiation antenna (LTSA, Vivaldi, etc.), a printed dipole.
  • line / slot transitions in particular in the half-wave slot antennas, as shown in FIG. 3b, antennae with longitudinal radiation as shown in FIG. 3c, the dipole antennas as shown in FIG. 3d, or in the line / slot-to-slot transitions as shown in FIG. 3rd.
  • This antenna was designed according to configuration No. 8 presented in the table above, ie with a DC at the end of the micro-ribbon line to minimize the length of the line inside the annular slot. The length of the line between the transition and the DC is ⁇ GM2 / 4.
  • Figure 5 shows the gain of the radiators shown in Figure 4a (solid line) and Figure 4b (dotted line) as a function of frequency. This figure shows that the harmonic 3 of the annular slot antenna has been removed for the radiating device of FIG. 4b.
  • FIG. 6 filtering of a line in a line / slot transition.
  • Figures 6 are shown different structures for filtering such a line.
  • Figures 7 are shown the results obtained with the various structures shown in Figure 6 in the form of two curves.
  • the first curve in solid line represents the reflection coefficient denoted dB (S11) or dB (S22). Reading this curve makes it possible to see how the device is adapted in the frequency band. This device is therefore adapted to operate at the frequency 5.5GHz.
  • the second curve in dashed line represents insertion losses and is referred to as dB (S21) or dB (S12). Reading this curve makes it possible to see how the device attenuates the signal between the two ports 1 and 2 of the structures of FIG. 6.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)

Abstract

La présente invention concerne un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique. Selon l'invention, le dispositif est tel que les conditions de couplage sont choisies de manière à permettre de rejeter au moins une fréquence indésirable. Notamment le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne (M)/fente (S), les conditions de couplage peuvent être choisies par ajustement de la longueur (L<SUB>1</SUB> et/ou L<SUB>2</SUB>) de la ligne (M) et/ou de la fente (S).

Description

DISPOSITIF RAYONNANT A FILTRAGE DE FREQUENCE INTEGRE ET PROCEDE DE FILTRAGE CORRESPONDANT
La présente invention concerne un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique dans lequel est filtré un signal afin d'en rejeter au moins une fréquence indésirable. L'invention concerne également un procédé pour filtrer un signal afin d'en rejeter au moins une fréquence indésirable dans un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique. Les télécommunications sans fils connaiss ent un fort développement depuis l'avènement de la téléphonie mobile grand public. Ces systèmes de communications se sont considérablement diversifiés et ne touchent plus seulement les réseaux téléphoniques mais également des systèmes de réseaux locaux sans fils, par exemple les réseaux WLAN à 2.4GHz et 5GHz. Des dispositifs rayonnants utilisant un couplage électromagnétique pour réaliser le transfert de puissance sont couramment utilisés dans de tels systèmes. On remarque que ces systèmes requièrent des re ssources spectrales de plus en plus importantes pour pouvoir satisfaire la demande de nouveaux services coûteux en terme de débit. Ainsi il devient nécessaire de gérer les ressources spectrales au mieux. L'exploitation des ressources allouées pour chacun d es systèmes de communications doit donc être optimisée et les interactions éventuelles entre systèmes sans fils doivent être diminuées.
Par ailleurs, les systèmes de communication bidirectionnels, tels que les systèmes satellitaires ou les applications mu Itimédia domestiques sans fils, intègrent des fonctions d'émission/réception nécessitant une isolation importante entre ces deux voies, étant donné le rapport important entre les niveaux des signaux des voies d'émission et de réception.
Ainsi, l'invention s'inscrit dans une démarche de diminution des interactions et consiste à rejeter les fréquences indésirables telles que des raies parasites provenant d'autres systèmes, des parasites provenant de la chaîne d'émission/réception, une harmonique, une sous ba nde d'une antenne large bande...
L'élimination de fréquences indésirables dans les systèmes de communication est généralement réalisée à l'aide d'un ou plusieurs filtres classiques connus de l'homme de l'art et placés dans la chaîne de transmission du système. Cependant, il est connu que les filtres ajoutent des pertes dans la bande utile du système de communication.
La présente invention propose un dispositif rayonnant disposant de moyens pour filtrer un signal de manière à en rejeter au moins une fréquen ce indésirable ne présentant pas les inconvénients des moyens de filtrage de l'art antérieur ainsi qu'un procédé de filtrage correspondant.
La présente invention concerne un dispositif rayonnant tel que les conditions de couplage sont choisies de manière à permettre de rejeter au moins une fréquence indésirable.
Ainsi, le dispositif rayonnant dispose d'une fonction de filtrage intégrée. En effet, l'utilisation du couplage électromagnétique lui -même pour filtrer des fréquences indésirables permet selon l'in vention d'intégrer cette fonction dans le dispositif rayonnant lui -même. Cela permet de relâcher les contraintes de filtrage dans la chaîne de transmission et/ou d'améliorer le filtrage sans augmenter le nombre de pôle d'un filtre déjà existant. On observe également une minimisation des pertes liées au filtrage étant donnée que le filtrage est permis par des conditions de non -couplage au niveau de la transition.
Ainsi, l'invention permet, par exemple, d'éliminer les raies parasites provenant d'autres systè mes (exemple : antenne double mode), d'éliminer les parasites provenant de la chaîne d'émission/réception, d'éliminer l'harmonique d'une antenne, d'éliminer une sous bande d'une antenne large bande (exemple : éliminer le 5GHz d'une antenne Ultra Large Band e 3-10GHz), d'améliorer l'isolation des accès d'une antenne bi -bande.
Dans un mode de réalisation, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne/fente, les conditions de couplage sont choisies par ajustement de la longueur de la ligne.
Dans un autre mode de réalisation, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne/fente, les conditions de couplage sont choisies par ajustement de la longueur de la fente. Ainsi, selon ces deux derniers modes de réalisatio n, la ou les fréquences indésirables sont éliminées au niveau du dispositif rayonnant lui - même et grâce à la transition ligne/fente.
Da ns une réalisation, l'ajustement de la longueur est fonction du rapport de deux fréquences : l'une désirée, l'autre ind ésirable. L'invention concerne également un procédé pour filtrer un signal afin de rejeter au moins une fréquence indésirable, ledit procédé consistant à choisir des conditions de couplage électromagnétique permettant de rejeter la fréquence indésirable.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description de différents modes de réalisation, la description étant faite avec référence aux dessins ci -annexés dans lesquels :
Fig. 1 est un schéma d'un dispo sitif rayonnant selon l'art antérieur.
Fig. 2 est un schéma d'un dispositif rayonnant selon l'invention. Fig. 3a à Fig. 3e présentent plusieurs exemples de dispositifs rayonnants dans lesquels l'invention peut être mise en oeuvre.
Fig. 4a représente un dis positif rayonnant selon l'art antérieur et Fig. 4b représente un dispositif rayonnant similaire à celui de la Figure 4a dans lequel l'invention a été mise en oeuvre. Fig. 5 représente le spectre des dispositifs rayonnants représentés sur les figures 4a et 4b en fonction de la fréquence.
Fig. 6a représente un dispositif rayonnant selon l'art antérieur, Fig. 6b et Fig. 6c représentent deux dispositifs rayonnants similaires à ceux de la figure 6a dans lesquels l'invention a été mise en oeuvre.
Fig. 7a à 7c représentent les résultats obtenus avec les dispositifs rayonnants présentés sur les figures 6a à 6c.
Sur la figure 1 est représenté un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique selon l'art antérieur. Selon cette figure représentative d'un exemple de couplage électromagnétique, le couplage se fait en une zone de transition 1 entre une ligne M et une fente S. La ligne M est par exemple une ligne microruban et son rôle est de véhiculer les signaux vers le dispositif rayonnant, à partir d 'un port d'alimentation 2. De manière à réaliser un couplage électromagnétique optimal, la fente S et la ligne M sont disposées selon une structure géométrique précise.
La condition de couplage optimale au sein d'une transition ligne/fente de type Knorr est définie par l'équation suivante :
Figure imgf000006_0001
où HM est le champ H de la ligne micro -ruban et £Mest le champ E de la fente
Cela se traduit de la façon suivante : pour que le couplage soit maximal, le champ H de la ligne microruban doit être maximal dans le plan de la transition et le champ E doit être maximal dans le plan de la transition. Cela implique que l'on ramène dans le plan de la transition un court -circuit (CC) sur la ligne microruban et un circuit ouvert (CO) dans la fente.
Sur la figure 1 est ainsi présentée à titre d'exemple une méthode connue pour ramener les conditions de couplage optimales dans le plan de la transition à savoir un quart d'onde guidée λûs/4 dans la fente S terminée par u n CC et un quart d'onde guidée XGMM sous la ligne M terminée par un CO. XGM et λûs sont respectivement les longueurs d'onde guidée dans la ligne M et dans la fente S.
Selon l'invention les conditions de couplage sont telles qu'elles permettent le filtrage d'une ou plusieurs fréquences indésirables. Ainsi, selon l'invention, les conditions de couplage optimum sont dégradées en se mettant dans des plans, où, soit le champ E s, soit le champ H M, n'est pas maximum. Ainsi un degré de liberté est disponible pour filtrer les fréquences indésirables.
L'invention part du constat que le couplage a lieu dès lors qu'un des deux champs Es et HM n'est pas nul. En effet, d'après la formule du couplage dans la transition ligne/fente ( C =
Figure imgf000007_0001
A HM ), le couplage à encore lieu tant que l'un des deux champs E s ou H M est différent de zéro.
Ainsi, selon l'invention, filtrer une fréquence revient à ajuster la longueur, soit de la ligne microruban, soit de la fente, de façon à rejeter la fréquence indésirable de la tran sition ligne/fente.
Selon que la ligne micro -ruban ou la fente se termine par un circuit ouvert ou un court -circuit, huit configurations sont alors possibles et exposées dans le tableau ci -dessous.
Figure imgf000007_0002
Figure imgf000008_0002
Sur la figure 2 est représentée un exemple de réalisation selon la configuration n°7. Les longueurs de la fente L s et de la ligne LM sont déterminées de façon à ce que le couplage lui -même permette le filtrage d'une fréquence indésirable F2, tout en permettant un fonctionnement correct à la fréquence F1.
Afin de permettre u n fonctionnement correct à la fréquence F1, la longueur de la fente Ls entre la transition ligne/fente est de l'ordre de α λGS1/4 où λGS1 est la longueur d'onde guidée dans la fente à la fréquence F1 et α un entier impair.
La longueur Ls est donc par exemple de λGS1 /4.
La longueur LM de la ligne micro -ruban se détermine de la façon suivante : pour rejeter la fréquence F2, la longueur de la ligne L M doit être de l'ordre de k - λGM2/2 où λGM2 est la longueur d'onde guidée de la ligne micro - ruban à la fréquence F2 et k un entier. Pour assurer le couplage à la fréquence F1 , la longueur de la ligne L M doit également être de l'ordre de λGMi /4 + k' - λGM1/2 où λGM1 est la longueur d'onde guidée de la ligne micro - ruban à la fréquence F1 et k' un entier.
D'où que la longueur L M doive satisfaire l'équation suivante :
Figure imgf000008_0001
Soit A = ^1 = 1 + 2- *' λ ',GMl 2 - k
Ainsi, pour tout rapport de deux fréquences (F1 ,F2), il existe un couple (k,k') proche de ce rapport. Par exemple un tableau tel que proposé ci - dessous et reprenant les valeurs possibles pour un certain nombre de couple (k,k'), permet de choisir le couple (k,k') le plus proc he du rapport des fréquences (F1.F2).
La longueur LM est alors choisie égale à k • λGM2/2.
Des calculs similaires à ceux effectués ci -dessus pour la configuration N°7 peuvent être aisément réalisés pour les autres configurations. Pour la généralisation, on appelle dans la suite L ND, la longueur qui correspond à des conditions non dégradées, que cette longueur corresponde à une longueur de ligne ou de fente, et L D à des conditions dégradées, que cette longueur corresponde à une longueur de lign e ou de fente.
Pour déterminer la longueur L ND, quatre cas se distinguent selon que la ligne micro-ruban ou la fente se termine par un CC ou un CO. Ces quatre cas sont résumés dans le tableau suivant où λGMl est la longueur d'onde guidée de la ligne micro -ruban pour la fréquence F1 et λGS1 désigne la longueur d'onde guidée de la fente pour la fréquence F1 , ce tableau donne les longueurs L ND pour lesquelles les conditions de couplage sont non dégradées :
Figure imgf000009_0002
Par exemple, dans le cas N°1, la condition de couplage n'est pas dégradée pour la ligne micro -ruban qui est terminée par un CO, lorsque la longueur LND est de l'ordre de α •
Figure imgf000009_0001
Pour déterminer la longueur L 0 qui génère des conditions de couplage dégradées, quatre cas se distinguent à nouveau selon que la fente ou que la ligne se termine par un CC ou par un CO. Ces quatre cas sont résumés dans le tableau ci -dessous qui donne les longueurs L0 pour chaque configurat ion de dégradation des conditions de couplage. Dans ce tableau, λGMι est la longueur d'onde guidée de la ligne micro-ruban à la fréquence Fi et λGSι désigne la longueur d'onde guidée de la ligne fente à la fréquence Fi.
Type de
Type Condition de filtrage Condition de couplage Conditions sur
Cas de terminaison F1/F2 à F2 sur LD à F1 sur LD k et k1 ligne de la ligne k entier non
Micro¬ F, 1 + 2 k
N°1 CO k KMI /2 KMJ4 +^ KMJ2 nul ruban F2 2 k k' entier k entier
Micro- F, 2 k'
N°2 CC λGMl/4 + k KMI/2 k' entier non ruban k' KMI/2 F2 1 + 2 k nul k entier F, 2 k'
N°3 Fente CO KsIi 4 + k λGS2/2 k' λGSl/2 k' entier non F2 1 + 2 k nul k entier non F, 1 + 2 k
N°4 Fente CC KsJ4 + k' KsJ2 nul F2 2 k k' entier
Dans le cas N°1 , où les conditions de couplage sont dégradées sur une ligne micro-ruban terminée par un CO, il faut que la longueur L D soit de l'ordre de k - λGM2 /2 où k est un entier non nul pour rejeter la fréquence F2. Pour assurer le couplage à la fréquence F1 , la ligne L D doit également être de l'ordre de KMJ4 + k' KMJ2 OU k' un entier.
D'où que la longueur L D doit satisfaire à l'équation suivante :
Figure imgf000010_0001
* 1 + 2 - fr'
Soit ^*L-Λ = GM 2 _ λ, GMl 2 - k Ainsi pour tout rapport de deux fréquences (F1 ,F2), il existe un couple (k,k') proche de ce rapport. Le tableau de la fonction F1 1 + 2 k' établi ci- Y ~ 2 k dessus permet de cho isir le couple (k,k') le plus proche du rapport des fréquences (F1,F2).
La longueur L0 est alors choisie égale à k • λGM2/2.
Le tableau ci -dessous présente la valeur de la fonction 1 1 _ 2 k' en
K 1 + 2 k fonction de k et k' pour k entier et pour k' entier non nul. Il permet de choisir le couple (k,k') lorsque la fonction Fi = 2 k est considérée.
1 + 2 - Â:
Figure imgf000011_0001
Pour des longueurs de L D importantes, il est possible de réduire cette longueur en prenant une valeur k inférieure (k entier). Le changement de cette valeur k modifie légèrement le couplage de la transition ligne/fente. Il agit également sur la périodicité P des harmoniques de filtrage où P = F2Jk .
On remarque que pour passer d'une ligne LD terminée par un CO à une ligne LD terminée par un CC, il faut simplement retrancher un quart de longueur d'onde guidée à la valeur initiale.
L'invention peut s'appliquer à tous les dispositifs rayonnants incluant une transition ligne/fente, notamment une antenne fente, une antenn e fente annulaire, une antenne à rayonnement longitudinal (LTSA, Vivaldi, ...), un dipôle imprimé... On trouve des transitions ligne/fente notamment dans les antennes fentes demi-onde ainsi que représentée sur la figure 3a, des antennes annulaires ainsi que re présentée sur la figure 3b, des antennes à rayonnement longitudinal ainsi que représentée sur la figure 3c, les antennes dipôles ainsi que représentée sur la figure 3d, ou dans les transitions ligne/fente tête -bêche ainsi que représenté sur la figure 3e. Ci-après sont donnés deux exemples de réalisation de structures conçues sur un substrat de type Rogers RO4003 avec les caractéristiques suivantes : Er=3.38, TanD=0.0027, h=0.81mm.
1er exemple : Filtrage de l'harmonique 3 dans une antenne fente annulaire. La figure 4 montre d'une part, figure 4a, une antenne fente annulaire dimensionnée à une fréquence F1 = 5.5 GHz selon les méthodes classiques, et d'autre part, figure 4b, une antenne fente annulaire dimensionnée selon les règles de conception de l'invention pour rejeter l'harmonique 3, soit la fréquence F2 = 16.5 GHz. Cette antenne a été conçue selon la configuration N°8 présentée dans le tableau ci -dessus, c'est à dire avec un CC à l'extrémité de la ligne micro-ruban pour minimiser la longueur de la ligne à l'intérieur de la fente annulaire. La longueur de la ligne entre la transition et le CC est de λGM2/4.
La figure 5 représente le gain des dispositifs rayonnants représentés sur la figure 4a (courbe en trait plein) et sur la figure 4b (cou rbe en trait pointillés) en fonction de la fréquence. Cette figure montre que l'harmonique 3 de l'antenne fente annulaire a bien été supprimée pour le dispositif rayonnant de la figure 4b.
2eme exemple : Filtrage d'une raie dans une transition ligne/fente . Sur les figures 6 sont représentées différentes structures pour filtrer un telle raie. Sur les figures 7, sont représentés les résultats obtenus avec les différentes structures présentées sur la figure 6 sous forme de deux courbes. La première courbe en trait plein représente le coefficient de réflexion dénommé dB(S11) ou dB(S22). La lecture de cette courbe permet de voir comment le dispositif est adapté dans la bande fréquentielle. Ce dispositif est donc adapté pour fonctionner à la fréquence 5.5GHz. La seconde courbe en trait pointillés représente les pertes d'insertion et est dénommée dB(S21) ou dB(S12). La lecture de cette courbe permet de voir comment le dispositif atténue le signal entre les deux ports 1 et 2 des structures de la figure 6.
La figure 6a montre une structure classique avec une transition ligne/fente tête-bêche à F1 = 5.5 GHz. On désire filtrer la fréquence F2 = 3 GHz selon la configuration N°7. Comme le montre la figure 7a, la fréquence F2 est atténuée de 2,5 dB sur la courbe dB(S21 ). Le rapport F1/F2 est de 1 ,83. D'après le tableau présenté auparavant, on déduit k et k' soit k=3, k'=5. Ainsi L D devient 3 λGM2/2. Cette nouvelle structure est proposée sur la figure 6b à une échelle différente. Avec cette nouvelle structure , on remarque que la fréquence F2 est atténuée de 20 dB sur la courbe dB(S21), comme représenté sur la figure 7b.
On note aussi qu'on peut diminuer la longueur de la ligne sur laquelle les conditions de couplage sont dégradées en choisissant une valeur de k plus faible, par exemple k=1. Ainsi L 0 devient λGM2/2. La structure est alors effectivement plus courte ainsi que représenté sur la figure 6c et on observe cependant que la fréquence F2=3GHz est toujours atténuée d'au moins 2OdB ainsi que représenté sur la courbe dB(S21) de la figure 7c L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits et l'homme du métier reconnaîtra l'existence de diverses variantes de réalisation comme par exemple la possibilité de courber les lignes et/o u les fentes dans le cas où elles seraient trop longues, ou encore de modifier la longueur de la ligne et celle de la fente simultanément par rapport aux conditions optimales de couplage. Les circuits ouverts peuvent aussi notamment être des stubs radiaux ou tout autre structure remplissant cette fonction.

Claims

REVENDICATIONS
1 - Dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne (M)/fente (S), caractérisé en ce que les conditions de couplage sont choisies par ajustement d'une longueur choisie parmi la longueur (L1) de la ligne (M) ou la longueur (L2) de la fente (S) .
2 - Dispositif rayonnant selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'ajustement de la longueur est fo nction du rapport de deux fréquences : l'une désirée, l'autre indésirable.
3 - Procédé pour filtrer un signal afin d'en rejeter au moins une fréquence indésirable dans un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne (M)/fente (S), caractérisé en ce que les conditions de couplage sont choisies par ajustement d'une longueur choisie parmi la longueur (L1) de la ligne (M) ou la longueur (L2) de la fente (S).
4 - Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'ajustement de la longueur est fonction du rapport de deux fréquences : l'une désirée, l'autre indésirable.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090002251A1 (en) * 2007-06-06 2009-01-01 Jean-Francois Pintos Wideband antennas
EP2226894A1 (fr) 2009-03-06 2010-09-08 Thomson Licensing Système d'antennes compact
WO2013087509A1 (fr) 2011-12-12 2013-06-20 Thomson Licensing Circuit de transition ligne microruban/ligne fente
US9105983B2 (en) 2009-03-05 2015-08-11 Thomson Licensing Method for producing an antenna, operating in a given frequency band, from a dual-band antenna

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2365582B1 (fr) * 2010-03-05 2016-03-16 Gigaset Communications GmbH Agencement d'antenne
FR2999337A1 (fr) 2012-12-12 2014-06-13 Thomson Licensing Circuit de transition d'une ligne micro-ruban vers une ligne fente duale bande

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998056067A1 (fr) * 1997-06-06 1998-12-10 Motorola Inc. Antenne planaire equipee de radiateurs en plaques permettant d'obtenir une grande largeur de bande et une fonction de bande passante
US6008771A (en) * 1995-01-09 1999-12-28 Murata Manufacturing Co., Ltd. Antenna with nonradiative dielectric waveguide
WO2001052352A1 (fr) * 2000-01-07 2001-07-19 Modular Mining Systems, Inc. Antenne reseau pour diagramme de rayonnement en forme de d et avec un plan h
US6288679B1 (en) * 2000-05-31 2001-09-11 Lucent Technologies Inc. Single element antenna structure with high isolation

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6008771A (en) * 1995-01-09 1999-12-28 Murata Manufacturing Co., Ltd. Antenna with nonradiative dielectric waveguide
WO1998056067A1 (fr) * 1997-06-06 1998-12-10 Motorola Inc. Antenne planaire equipee de radiateurs en plaques permettant d'obtenir une grande largeur de bande et une fonction de bande passante
WO2001052352A1 (fr) * 2000-01-07 2001-07-19 Modular Mining Systems, Inc. Antenne reseau pour diagramme de rayonnement en forme de d et avec un plan h
US6288679B1 (en) * 2000-05-31 2001-09-11 Lucent Technologies Inc. Single element antenna structure with high isolation

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YAHIA M M ANTAR ET AL: "MICROSTRIPLINE-SLOTLINE TRANSITION ANALYSIS USING THE SPECTRAL DOMAIN TECHNIQUE", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, IEEE INC. NEW YORK, US, vol. 40, no. 3, 1 March 1992 (1992-03-01), pages 515 - 523, XP000263451, ISSN: 0018-9480 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090002251A1 (en) * 2007-06-06 2009-01-01 Jean-Francois Pintos Wideband antennas
US8284113B2 (en) * 2007-06-06 2012-10-09 Thomson Licensing Wideband antennas
US9105983B2 (en) 2009-03-05 2015-08-11 Thomson Licensing Method for producing an antenna, operating in a given frequency band, from a dual-band antenna
EP2226894A1 (fr) 2009-03-06 2010-09-08 Thomson Licensing Système d'antennes compact
WO2013087509A1 (fr) 2011-12-12 2013-06-20 Thomson Licensing Circuit de transition ligne microruban/ligne fente

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