WO2004082080A1 - 同軸コネクタと多層基板との接続構造 - Google Patents

同軸コネクタと多層基板との接続構造 Download PDF

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transmission line
multilayer
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Haruhiko Hieda
Hideki Asao
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Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • H05K1/142—Arrangements of planar printed circuit boards in the same plane, e.g. auxiliary printed circuit insert mounted in a main printed circuit

Definitions

  • the present invention relates to a connection structure between a multi-layer board and a coaxial connector used for a high-frequency circuit of a communication device, for example.
  • the transmission line of a high-frequency multi-layer board (hereinafter, referred to as a “multilayer board”) mounted in a conductive casing and a signal line pattern (hereinafter, referred to as a “conductive pattern”) are coaxial connectors (See, for example, Patent Documents)
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-1-177 7 '311
  • the high-frequency signal input from the coaxial connector passes through the joint between the coaxial connector and the multilayer board, propagates on the transmission line formed on the multilayer board, and also in the propagation path in the opposite direction.
  • the high-frequency signal that has propagated on the transmission line propagates through the joint between the coaxial connector and the multilayer board to the coaxial connector.
  • the distance between the ground plane on the housing and the core wire of the coaxial connector increases due to the thickness of the multilayer board, and in this region, the impedance as the transmission line greatly increases. Disturbance results in dielectric properties.
  • the degree of the dielectric property tends to increase.
  • a large pattern margin is generated between the substrate end surface and the end of the ground pattern. .
  • the coaxial connector is provided with a capacitive coaxial line to cancel the above-described dielectric properties of the transmission line, thereby achieving impedance matching. And ensure its characteristics.
  • the capacitive coaxial line provided in the coaxial connector near the frequency designed to achieve impedance matching is used.
  • the dielectric transmission line formed by the joint between the coaxial connector and the multilayer board cancels out the capacitive and dielectric properties of each other, and the matching is achieved.Therefore, there is little disturbance in impedance, and a certain degree of return port characteristics is obtained. be able to.
  • matching cannot be achieved, and the disturbance of impedance due to the joint between the coaxial connector and the multilayer board increases, resulting in low return loss characteristics essential for high-frequency circuits. Because of these factors, it is very difficult to obtain good return loss characteristics over a wide band with the conventional connection structure between a coaxial connector and a multilayer board. There was a problem that they could not respond.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and it is possible to greatly reduce the disturbance of impedance due to an electrical junction between a coaxial connector and a substrate, thereby achieving excellent return loss characteristics. Secure in a wide band To obtain a connection structure between a coaxial connector and
  • a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to the present invention includes a housing, a coaxial connector provided on the housing and having a core wire, and a multilayer provided on the housing and having a first signal line pattern.
  • a second board having a second signal line pattern and a thickness smaller than the thickness of the multi-layer board;
  • a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to the present invention includes a housing having upper and lower stages, and a side wall formed adjacent to the upper stage, a coaxial connector having a core wire provided on the side wall, and a lower stage.
  • a multi-layer board having a first signal line pattern, an intermediate board provided on an upper stage and having a second signal line pattern, and a core wire of a coaxial connector and a second signal line pattern.
  • a transmission line that electrically connects the first signal line pattern to the second signal line pattern and suppresses an electromagnetic field distribution inside the multilayer substrate. is there.
  • a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to the present invention is characterized in that the transmission line is a coplanar transmission line.
  • a connection structure between a coaxial connector and a multilayer substrate according to the present invention is characterized in that the multilayer substrate having the first signal line pattern is a microstrip-line transmission line or a coplanar transmission line. is there.
  • connection structure between the coaxial connector and the multilayer board according to the present invention is a board for mediation.
  • the intermediary substrate that electrically connects the high-frequency substrate and the coaxial connector mounted in the conductive casing is arranged between the high-frequency substrate and the coaxial connector.
  • a control system circuit so that a single-layer double-sided board can be used as the intermediary board, and the thickness of the intermediary board can be reduced as much as possible.
  • the signal line pattern of the intermediary board and the core wire of the coaxial connector can be made much closer to the ground plane as compared with the conventional joint structure in which the cable and the coaxial connector are electrically connected directly to each other. This has the effect of greatly reducing the disturbance and ensuring excellent return loss characteristics over a wide band.
  • FIG. 1 is a vertical sectional side view showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a partially cutaway plan view of FIG.
  • FIG. 3 is a plan view showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 2 of the present invention, with a part cut away.
  • FIG. 4 is a plan view, partially cut away, showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 5 is a plan view showing a partially cutaway connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 6 is a plan view, partially cut away, showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 1 is a longitudinal sectional side view showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 2 is a partially cutaway plan view of FIG.
  • a coaxial connector 10 and a multilayer board (high-frequency board) 20 are mounted on a conductive casing 1, and the coaxial connector 10 and the multilayer board 20 are connected to each other.
  • An intermediary substrate 30 that electrically connects the two is disposed between them.
  • a connector mounting hole 2 is provided on a side wall of the housing 1, and a core wire 11 of the coaxial connector 10 is inserted into the connector mounting hole 2 via an insulator 12.
  • an intermediary substrate 30 is mounted on the inner wall of the housing 1.
  • the intermediary substrate 30 has a signal line pattern 31 forming a microstrip line transmission line formed on the front surface, and a microstrip line transmission line ground pattern ( In the vicinity of one end (near the end opposite to the connector mounting hole 2), the substrate surface layer and the ground pattern 32 are formed. Via holes 33 for electrical connection are provided.
  • the core wire 11 of the coaxial connector 10 inserted into the connector mounting hole 2 as described above extends over the signal line pattern 31 of the mediation board 30 mounted on the inner wall of the housing 1.
  • the signal line pattern 31 is electrically connected to the signal line pattern 31 with a solder material such as solder.
  • a multilayer board 20 is mounted on the opposite side of the connector mounting hole 2 so as to be adjacent to the intermediary board 30. That
  • the multilayer substrate 20 is composed of a signal line pattern 21 constituting a microstrip line transmission line on the surface and a microstrip line transmission line ground pattern on the inner layer of the substrate (hereinafter referred to as an inner layer ground pattern on the substrate). 22) and a ground pattern 23 on the back surface of the substrate, and a via hole 24 for electrically connecting these patterns 22 and 23 to the surface layer of the substrate near the intermediary substrate 30. are doing.
  • the signal line patterns 21, 31 of the two are electrically connected to each other by ribbon bonding or the like.
  • the via holes 24 and 33 are electrically connected to each other by ribbon bonding or the like.
  • the signal line pattern 31 of the intermediary substrate 30, the signal line pattern 21 of the surface of the multilayer substrate 20, and each of the ground patterns 22 23 23 are coplanar transmission lines.
  • Transmission lines electrically connected at 4 o and 40 a are formed. That is, the transmission line constitutes a continuous high-frequency transmission line over the mediation substrate 30 and the multilayer substrate 20.
  • the high-frequency signal input from the coaxial connector 10 passes through the joint between the core wire 11 of the coaxial connector 10 and the signal line pattern 31 of the intermediary board 30 and is constituted by the signal line pattern.
  • Microstripline type transmission line 31 After propagating through the transmission line 31, passing through the coplanar type transmission line 40, and then the signal line pattern on the multilayer substrate 2 ⁇ Propagating on track 21. Even in the case of the propagation path in the opposite direction, the high-frequency signal propagating through the microstrip line transmission line constituted by the signal line pattern 21 on the surface of the multilayer substrate 20 is transmitted through the coplanar transmission line 4. After passing through 0, a microstrip line transmission line composed of signal line pins 31 on the intermediary substrate 30 is set up.
  • the intermediary substrate 30 is arranged between the multi-layer substrate 20 mounted on the conductive casing 1 and the coaxial connector 10, and the intermediary substrate 30
  • the upper signal line pattern 31 and the core wire 11 of the coaxial connector 10 are electrically connected, and the signal line pattern 31 on the intermediary board 30 and the surface signal of the multilayer board 20 are electrically connected. Since the line pattern 21 is electrically connected to the coplanar transmission line 40, the disturbance of the impedance can be greatly reduced, and the excellent re-transmission loss characteristic can be secured in a wide band. There is an effect that can be.
  • the impedance is disturbed at the electrical connection portion between the coaxial connector 10 and the mediating substrate 30, but unlike the circuit of the multilayer substrate 20, the mediating substrate There is no need to mount a control system circuit on 30, so that the mediating substrate 30 can be made to have an optimal substrate shape and design. Therefore, the thickness of the intermediary substrate 30 can be reduced as much as possible.
  • the signal line pattern 31 on the front surface of the circuit board 30 and the grounding pattern 32 on the rear surface and the grounding surface on the housing and the core wire 11 of the coaxial connector can be brought very close to each other. This has the effect that the disturbance of the impedance can be greatly improved.
  • the inner layer ground pattern 22 of the microstrip line transmission line formed by the uppermost signal line pattern 21 and the inner layer ground pattern 22 immediately below the uppermost layer is used as the substrate. Since it is difficult to form up to the end face, a pattern margin M 1 (see FIGS. 1 and 2) is generated between the end face of the inner layer ground pattern 22 and the board end face.
  • the intermediary substrate 30 is not a multilayer substrate but a single-layer double-sided substrate, by using, for example, an alumina substrate as the intermediary substrate 30, the ground pattern 32 on the back surface of the substrate is formed. The power margin M2 between the end face and the board end face can be greatly reduced.
  • the ground pattern 32 on the back surface can be formed up to near the substrate end surface, and therefore, the transmission line near the substrate end surface generated in the multilayer substrate 20.
  • This has the effect that disturbances in the impedance dance can be greatly reduced.
  • the joint between the coaxial connector 10 and the intermediary substrate 30 as described above has an effect that excellent return loss characteristics over a wide band can be obtained.
  • signal line patterns 21 and 31 forming a common microstrip line transmission line on the surfaces of the multilayer substrate 20 and the intermediary substrate 30 are connected to each other, and the two substrates 20 and If the structure is designed to connect between the two substrates 20 and 30, the inner layer pattern margin M1 of the multilayer substrate 20 and the thickness of the multilayer substrate 20 and the thickness of the substrate gap wall are large. However, the impedance is greatly disturbed at the junction between them, and good return loss characteristics cannot be obtained.
  • the signal line pattern 31 on the intermediate substrate 30 and the multilayer substrate 2 By joining the signal line pattern 21 on the coplanar transmission line 40 by ribbon bonding, etc., the electromagnetic field at the joint portion propagates only to the coplanar transmission line 40.
  • FIG. 3 is a partially cutaway plan view showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the same or corresponding parts as in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals. The description is omitted here.
  • the two coaxial connectors and the intermediary board are also provided near the end of the intermediary board 30 on the coaxial connector 10 side.
  • a via hole 34 is provided, and the via hole 34 and the conductive casing 1 are electrically connected by two intermediary board connection lines 41 by ribbon bonding or the like.
  • FIG. 4 is a partially cutaway plan view showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the same reference numerals are given and duplicate description is omitted.
  • a coplanar transmission line 35 is formed on the surface of the intermediary substrate 30 instead of the microstrip ply. Things.
  • the coplanar transmission line 35 is formed on the surface of the intermediary substrate 30, the coaxial connector intermediary via hole 34 between the intermediary substrates is connected to the conductive casing 1.
  • a coplanar transmission line is formed by the two connected coaxial connector intermediary substrate connection lines 41 and the core wire 11 of the coaxial connector 10, and electromagnetic waves are transmitted from the coplanar transmission line to the intermediary substrate 30.
  • the electromagnetic wave can always propagate while maintaining the coplanar electromagnetic field transmission mode.
  • a coplanar electromagnetic field transmission mode conversion which is more retarded than when a microstripline transmission line is formed on the surface of the intermediary substrate 30.
  • the coplanar electromagnetic transmission mode is always maintained.
  • Microstripline and coplanar electromagnetic field transmission mode conversion is necessary because they can propagate.When only a microstripline transmission line is formed on the surface of the intermediary substrate 30 This has the effect of suppressing the return loss from deteriorating. Therefore, the third embodiment has an effect that the return loss can be further improved as compared with the second embodiment.
  • FIG. 5 shows the connection between the coaxial connector and the multilayer board according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 4 is a plan view showing the connection structure with a part cut away, and the same parts as those in FIG.
  • the microstrip line transmission line 31 on the intermediate board 30 in the second embodiment is replaced with a coplanar transmission line 35.
  • the microstrip line transmission line 21 on the multilayer substrate 20 in the second embodiment is replaced with a coplanar transmission line 25.
  • a coplanar transmission line 25 is formed on the surface of the multilayer substrate 20 instead of the microstrip line transmission line 21 of the second embodiment. Regardless of whether the electromagnetic wave propagates from the multilayer substrate 20 to the coplanar transmission line 25 or vice versa, the electromagnetic wave always propagates while maintaining the coplanar electromagnetic wave transmission mode. Therefore, a microstrip line type and a coplanar type electromagnetic field transmission mode conversion were required, and a microstrip line type transmission line was formed on the surface of the multilayer substrate 20. This has the effect of preventing the return loss from deteriorating. Therefore, the fourth embodiment has an effect that the return loss can be further improved as compared with the second embodiment.
  • Embodiment 5 Embodiment 5
  • FIG. 6 is a partially cutaway plan view showing a connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the same parts as in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. A duplicate description will be omitted.
  • a coplanar transmission line 3 in place of the microstrip line transmission lines 31 and 21 in the second embodiment is provided on both surfaces of the mediating substrate 30 and the multilayer substrate 20. 5 and 2 5 O
  • the coaxial connector the conductive via the intermediary substrate via hole 34 From the coplanar transmission line formed by the two conductive case-intermediate substrate connection lines 41 connected to the conductive case 1 and the core wire 11 of the coaxial connector 10 to the intermediate substrate 30 Regardless of whether a wave is propagated or an electromagnetic wave is propagated in the opposite direction, the wave can always propagate while maintaining the coplanar electromagnetic field transmission mode. Type and coplanar-type electromagnetic field transmission mode conversion is required, and if the return port can be more degraded than when a microstrip line transmission line is formed on the surface of the intermediary substrate 30 There is an effect.
  • the electromagnetic wave propagates from the mediation substrate 30 to the coplanar transmission line 40 and the case where the electromagnetic wave propagates in the opposite direction, it always propagates while maintaining the coplanar electromagnetic field transmission mode. Therefore, there is an effect that deterioration of return loss can be suppressed as compared with the case where a microstrip line transmission line is formed. Furthermore, regardless of whether the electromagnetic wave propagates from the multilayer substrate 20 to the coplanar transmission line 40 or in the opposite direction, the coplanar electromagnetic field transmission mode is always maintained. When a microstrip line transmission line is formed on the surface of the multilayer substrate 20, the microstrip line type and coplanar type electromagnetic field transmission mode conversion is necessary because it can propagate. This has the effect of suppressing the return loss from deteriorating. Therefore, the fifth embodiment has an effect that the return loss can be further improved as compared with the second embodiment. Industrial applicability
  • connection structure between a coaxial connector and a multilayer board according to the present invention can be used for a high-frequency circuit or the like of a communication device.

Landscapes

  • Coupling Device And Connection With Printed Circuit (AREA)
  • Waveguide Connection Structure (AREA)
  • Multi-Conductor Connections (AREA)

Abstract

　導電性の筐体１に実装した高周波基板２０と同軸コネクタ１０とを電気的に接続する基板−同軸コネクタの接合構造において、前記高周波基板２０と前記同軸コネクタ１０との間に仲介用基板３０を配置し、この仲介用基板３０によって前記高周波基板２０と同軸コネクタ１０とを電気的に接続したものである。

Description

明 細 同軸コネクタと多層基板との接続構造
技術分野
この発明は、 例えば通信装置の高周波回路等に用いる同軸コネクタと 多層基板との接続構造に関するものである。 背景技術
従来の同軸コネクタと多層基板との接続構造においては、 導電性の筐 体内に実装された高周波多層基板 （以下、 多層基板という） の伝送線路 信号線パターン (以下、 導電性パターンという） と同軸コネクタの芯線 とを適当な蠟材によって直接電気的に接続している (例えば、 特許文献
1参照） 。
[特許文献 1 ] 特開 2 0 0 1— 1 7 7' 3 1 1公報
次に動作について説明する。
同軸コネクタから入力された高周波信号は、 同軸コネクタと多層基板 との接合部を通過し、 多層基板上に形成された伝送線路上を伝播して行 き、 その逆方向の伝播路においても、 前記伝送線路上を伝播してきた高 周波信号は、 同軸コネクタと多層基板との接合部を通過して同軸コネク 夕へと伝播して行く。
以上において、 同軸コネクタと多層基板との接合部では、 多層基板の 厚みによって、 筐体上の接地面と同軸コネクタの芯線との間隔が広がり 、 この領域においては、 伝送線路としてのイ ンピーダンスが大幅に乱れ 、 誘電性を引き起こす結果となる。 ここで、 多層基板の肉厚が厚くなる ほど前記誘電性の度合いが大きくなる傾向にある。 さらに、 多層基板で は、 該基板最上層の伝送線路パターンとその直下層の接地パターンを基 板端面まで形成することが難しいため、 その基板端面と前記接地パター ンの端部との間には大きなパターンマージンが生じる。 そのため、 多層 基板の端面近傍では、 伝送線路を構成する接地パターンを形成するこ と ができず、 従って、 その領域においても、 伝送線路のイ ンピーダンスが 大幅に乱れ、 誘電性を引き起こすという問題がある。
そこで、 上記従来の同軸コネクタと多層基板との接続構造では、 同軸 コネクタに容量性の同軸線路を設けることによって、 上述のような伝送 線路の誘電性を打ち消す構成とし、 これにより、 イ ンピーダンス整合を 図り、 その特性を確保するようにしている。
従来の同軸コネクタと多層基板との接続構造は以上のように構成され ているので、 イ ンピーダンス整合が成されるように設計された周波数近 傍では、 同軸コネクタに設けられた容量性の同軸線路と同軸コネクタと 多層基板間の接合部分による誘電性の伝送線路が互いに容量性、 誘電性 を打ち消してマッチングが取られることによ り、 ィ ンピーダンスの乱れ が少なく、 ある程度のリターン口ス特性を得ることができる。 しかしな がら、 設計周波数から離れた周波数では、 マツチングが取れなくなり、 同軸コネクタ と多層基板との間の接合部分によるィ ンピ一ダンスの乱れ が増大し、 高周波回路に不可欠な低リターンロス特性を得ることが難し く、 これらの要因から上記従来の同軸コネク夕と多層基板との接続構造 では、 広帯域に良好なリターンロス特性を得ることが非常に困難となり 、 近年に見られる通信装置の広帯域化に対応することができないという 課題があつた。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、 同軸 コネクタと基板との電気的接合部分によるィ ンピ一ダンスの乱れを大幅 に軽減することができて優れたリターンロス特性を広帯域で確保するこ とができる同軸コネクタと多層基板との接続構造を得ることを目的とす
O 発明の開示
この発明に係る同軸コネクタと多層基板との接続構造は、 筐体と、 こ の筐体に設けられ、 芯線を有する同軸コネクタと、 筐体に設けられ、 第 ' 1の信号線パターンを有する多層基板と、 この多層基板と同軸コネク夕 との間の筐体に設けられ、 第 2の信号線パターンを有し、 多層基板の厚 さよりも薄く形成した仲介用基板と、 同軸コネクタの芯線と第 2の信号 線パターンとを電気的に接続する接続手段と、 第 2の信号線パターンに 第 1の信号線パターンを電気的に接続し、 多層基板の内部への電磁界分 布を抑制する伝送線路とを備えたものである。
この発明に係る同軸コネクタと多層基板との接続構造は、 上段及び下 段、 並びにその上段に隣接した側壁を形成した筐体と、 側壁に設けられ 、 芯線を有する同軸コネクタと、 下段に設けられ、 第 1の信号線パター ンを有する多層基板と、 上段に設けられ、 第 2の信号線パターンを有す る仲介用基板と、 同軸コネクタの芯線と第 2の信号線パターンとを電気 的に接続した接続手段と、 第 2の信号線パターンに第 1の信号線パ夕一 ンを電気的に接続し、 多層基板の内部への電磁界分布を抑制する伝送線 路とを備えたものである。
この発明に係る同軸コネクタと多層基板との接続構造は、 伝送線路が コプレーナ型伝送線路であることを特徴とするものである。
この発明に係る同軸コネクタと多層基板との接続構造は、 第 1の信号 線パターンを有する多層基板は、 マイ クロス ト リ ップライ ン型伝送線路 又はコプレーナ型伝送線路であることを特徴とするものである。
この発明に係る同軸コネクタと多層基板との接続構造は、 仲介用基板 が第 2の裏面接地パターンを有し、 この第 2の裏面接地パターンと第 2 の表面信号線パターンとを多層基板の側において形成したビアホールに より電気的に接続したことを特徴とするものである。
このことによって、 導電性の筐体内に実装した高周波基板と同軸コネ クタとの間に、 その両者を電気的に接続する仲介用基板を配置するよう に構成したので、 前記仲介用基板上には制御系回路を搭載する必要がな く、 このため、 その仲介用基板として単層の両面基板を適用することが 可能となって当該仲介用基板の厚みを極力薄くすることができ、 多層基 板と同軸コネクタとを電気的に直接接続した従来の接合構造に比べて、 前記仲介用基板の信号線パターンと同軸コネクタの芯線を接地面に対し 大幅に接近させることができ、 伝送線路としてのインピーダンスの乱れ を大きく改善できて広帯域に優れたリターンロス特性を確保できるとい う効果がある。 図面の簡単な説明 .
第 1図は、 この発明の実施の形態 1による同軸コネクタと多層基板と の接続構造を示す縦断側面図である。
第 2図は、 第 1図の一部切欠平面図である。
第 3図は、 この発明の実施の形態 2による同軸コネクタと多層基板と の接続構造を一部切欠して示す平面図である。
第 4図は、 この発明の実施の形態 3による同軸コネクタと多層基板と の接続構造を一部切欠して示す平面図である。
第 5図は、 この発明の実施の形態 4による同軸コネクタと多層基板と の接続構造を一部切欠して示す平面図である。
第 6図は、 この発明の実施の形態 5による同軸コネクタと多層基板と の接続構造を一部切欠して示す平面図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明をよ り詳細に説明するために、 この発明を実施するた めの最良の形態について、 添付の図面にしたがって説明する。
実施の形態 1 .
第 1図はこの発明の実施の形態 1 による同軸コネクタと多層基板との 接続構造を示す縦断側面図、 第 2図は第 1図の一部切欠平面図である。 第 1図および第 2図に示すように、 導電性の筐体 1 には同軸コネクタ 1 0 と多層基板 （高周波基板） 2 0 とが実装され、 その同軸コネクタ 1 0 と多層基板 2 0 との間には両者を電気的に接続する仲介用基板 3 0が 配置されている。
さらに詳述すると、 前記筐体 1の側壁にはコネクタ取付孔 2が設けら れ、 このコネクタ取付孔 2に同軸コネクタ 1 0の芯線 1 1が絶縁体 1 2 を介して挿入されている。 また、 前記筐体 1の内壁に仲介用基板 3 0が 実装されている。 その仲介用基板 3 0は、 表面にマイクロス ト リ ップラ ィ ン型伝送線路を構成する信号線パ夕ーン 3 1が形成され、 かつ裏面に マイ クロス ト リ ップライ ン型伝送線路接地パターン (以下、 接地パター ンという） 3 2が形成された両面基板からなって、 その一端側近傍 （コ ネク夕取付孔 2 と反対側端部近傍） には、 基板表層と前記接地パターン 3 2 とを電気的に接続するビアホール 3 3が設けられている。 ここで、 上述のようにコネクタ取付孔 2 に挿入された同軸コネクタ 1 0の芯線 1 1は、 前記筐体 1の内壁に実装された仲介用基板 3 0の信号線パターン 3 1上に延びて当該信号線パターン 3 1 に半田等の蝌材で電気的に接続 されている。
また、 前記筐体 1の内壁には、 そのコネクタ取付孔 2 との反対側に前 記仲介基板 3 0 と隣り合うように多層基板 2 0が実装されている。 その 多層基板 2 0は、 表面のマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路を構成す る信号線パターン 2 1 と、 基板内層のマイクロス ト リ ップライ ン伝送線 路接地パターン （以下、 基板内層接地パターンという） 2 2 と、 基板裏 面接地パターン 2 3 とを有すると共に、 それらのパターン 2 2， 2 3 と 基板表層の相互を前記仲介用基板 3 0寄りで電気的に接続するビアホー ル 2 4を有している。
そして、 前記多層基板 2 0 と仲介用基板 3 0 との隣接側表面において 、 その両者の信号線パターン 2 1， 3 1の相互がリボンボンディ ング等 で電気的に接続されている。 同様にして、 前記ビアホール 2 4 , 3 3の 相互がリボンボンディ ング等によって電気的に接続されている。 このよ うにして、 仲介用基板 3 0の信号線パターン 3 1 と多層基板 2 0の表面 の信号線パターン 2 1、 そして各接地パターン 2 2， 2 3， 3 2 とがコ プレーナ型伝送線路 4 o , 4 0 aで電気的に接続された伝送線路が形成 される。 すなわち、 その伝送線路は、 仲介用基板 3 0 と多層基板 2 0 と に跨って連続した高周波伝送線路を構成しているものである。
次に動作について説明する。
同軸コネクタ 1 0から入力された高周波信号は、 同軸コネクタ 1 0の 芯線 1 1 と仲介用基板 3 0の信号線パターン 3 1 との接合部分を通過し て前記信号線パターンによつて構成されるマイクロス ト リ ップライ ン型 伝送線路 3 1 を伝播した後、 コプレーナ型伝送線路 4 0を通過し、 次い で多層基板 2 ◦上の信号線パターンによって構成されるマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路 2 1 を伝播して行く。 その逆方向の伝播路の場合 にあっても、 多層基板 2 0表面の信号線パターン 2 1 によって構成され るマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路を伝播してきた高周波信号は、 コプレーナ型伝送線路 4 0を通過した後、 仲介用基板 3 0上の信号線パ 夕一ン 3 1 によって構成されるマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路を 伝播し、 同軸コネクタ 1 0の芯線 1 1 と仲介用基板 3 0上の信号線パ夕 ーン 3 1 との接合部分を通過し、 同軸コネクタ 1 0へと伝播して行く。 以上説明した実施の形態 1 によれば、 導電性の筐体 1 に実装された多 層基板 2 0 と同軸コネクタ 1 0 との間に仲介用基板 3 0を配置し、 当該 仲介用基板 3 0上の信号線パターン 3 1 と前記同軸コネクタ 1 0の芯線 1 1 とを電気的に接続すると共に、 前記仲介用基板 3 0上の信号線パ夕 —ン 3 1 と多層基板 2 0の表面信号線パターン 2 1 とをコプレーナ型伝 送線路 4 0で電気的に接続するように構成したので、 イ ンピーダンスの 乱れが大幅に軽減できて優れたリ夕一ンロス特性を広帯域に確保するこ とができるという効果がある。
すなわち、 上記実施の形態 1 によれば、 同軸コネクタ 1 0 と仲介用基 板 3 0 との電気的接合部分ではィ ンピーダンスの乱れが生じるが、 多層 基板 2 0の回路とは異なり、 仲介用基板 3 0上には制御系回路を搭載す る必要がなく、 このため、 前記仲介用基板 3 0を最適な基板形状および 設計とすることができる。 そのため、 仲介用基板 3 0においては、 その 厚みを極力薄くすることができ、 これによ り、 多層基板 2 0を同軸コネ クタ 1 0に対して電気的に直接接続する構造に比べて、 仲介用基板 3 0 の表面の信号線パターン 3 1 と裏面の接地パターン 3 2および筐体上の 接地面と同軸コネクタの芯線 1 1 とを大幅に近づけることができ、 この 領域においては、 伝送線路と してのイ ンピーダンスの乱れを大きく改善 できるという効果がある。
さらに、 前記多層基板 2 0では、 最上層の信号線パターン 2 1 とその 直下の内層接地パターン 2 2 とによって形成されているマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路の前記内層接地パターン 2 2を基板端面まで形成 することが難しいために、 その内層接地パターン 2 2の端面と基板端面 との間にはパターンマージン M 1 (第 1図および第 2図参照） が生じる が、 前記仲介用基板 3 0は多層基板ではなく単層の両面基板からなって いるので、 前記仲介用基板 3 0 として例えばアルミナ基板を用いること によ り、 その基板裏面の接地パターン 3 2の端面と基板端面との間のパ 夕一ンマージン M 2を大幅に狭めることができる。 すなわち、 前記仲介 用基板 3 0にあっては、 その裏面の接地パターン 3 2を基板端面近く ま で形成することができ、 このため、 多層基板 2 0で生じていた基板端面 付近での伝送線路のィ ンピ一ダンスの乱れを大幅に軽減することが可能 になるという効果がある。 その結果、 上述のような同軸コネクタ 1 0 と 仲介用基板 3 0 との接合によって、 広帯域に優れたリターンロス特性を 得ることができるという効果がある。
ここで、 多層基板 2 0 と仲介用基板 3 0の表面に共通のマイ クロス ト リ ップライ ン型伝送線路を形成する信号線パターン 2 1， 3 1 同士を接 続し、 その両基板 2 0 , 3 0間を接続するような構造にすると、 多層基 板 2 0の内層パターンマ一ジン M 1や多層基板 2 0の厚みおよび基板ギ ヤップ壁の厚みが大きいため、 両基板 2 0 , 3 0間の接合部分で大幅に ィ ンピ一ダンスが乱れ、 良好なリターンロス特性を得ることができない しかし、 上言 実施の形態 1では、 仲介用基板 3 0上の信号線パターン 3 1 と多層基板 2 0上の信号線パターン 2 1 とをリボンボンディ ング等 によるコプレーナ型伝送線路 4 0で接合したことによ り、 その接合部分 での電磁界は、 コプレーナ型伝送線路 4 0のみに集中して伝播し、 基板 内部への電磁界分布は激減するため、 前記多層基板 2 0の内層接地パタ ーン 2 2の有無による当該基板端面近くの伝送線路や基板ギヤップ壁お よび多層基板 2 0の厚みによるィ ンピーダンスの乱れの影響を殆ど受け なくなる。 そのため、 上述のような仲介用基板 3 0 と多層基板 2 0 との 電気的接合においても、 広帯域に良好なリターンロス特性を得ることが できるという効果がある。 その結果、 同軸コネクタ 1 0から仲介用基板 3 0および多層基板 2 0に至る伝送線路全体においても広帯域に良好な リターンロス特性を得ることができるという効果がある。 実施の形態 2 .
第 3図はこの発明の実施の形態 2による同軸コネクタと多層基板との 接続構造を一部切欠して示す平面図であり、 第 1図および第 2図と同一 または相当部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
この実施の形態 2では、 上記実施の形態 1 による同軸コネクタと多層 基板との接続構造において、 仲介用基板 3 0の同軸コネクタ 1 0側の端 部付近にも 2つの同軸コネクタ—仲介用基板間ビアホール 3 4を設け、 当該ビアホール 3 4 と導電性筐体 1 とをリボンボンディ ング等による 2 本の仲介用基板接続線路 4 1で電気的に接続する構成としたものである このような構成の実施の形態 2によれば、 2つの同軸コネク夕—仲介 用基板間ビアホール 3 4から導電性筐体 1 に対し電気的に接続されてい る 2本の同軸コネクタ—仲介用基板接続線路 4 1 と同軸コネクタ 1 0の 芯線 1 1 とによって、 コプレーナ型伝送線路が形成されるので、 同軸コ ネクタ 1 0の芯線 1 1のみで同軸コネクタ 1 0 と仲介用基板 3 0 とを電 気的に接続した場合よ りもイ ンピーダンスの乱れをいつそう効果的に抑 止することができ、 従って、 上記実施の形態 1の場合よ り も、 さらにリ ターンロスを改善することができるという効果がある。 実施の形態 3 .
第 4図はこの発明の実施の形態 3による同軸コネクタと多層基板との 接続構造を一部切欠して示す平面図であり、 第 3図との同一部分には同 一符号を付して重複説明を省略する。
この実施の形態 3では、 上記実施の形態 2 による同軸コネクタと多層 基板との接続構造において、 仲介用基板 3 0の表面にマイクロス ト リ ツ プライ ンではなくコプレーナ型伝送線路 3 5を形成したものである。 このように上記実施の形態 3では、 仲介用基板 3 0の表面にコプレー ナ型伝送線路 3 5を形成するように構成したので、 同軸コネクター仲介 用基板間ビアホール 3 4から導電性筐体 1 に接続されている 2本の同軸 コネクター仲介用基板接続線路 4 1 と同軸コネクタ 1 0の芯線 1 1 とに よりコプレーナ型伝送線路が形成され、 このコプレーナ型伝送線路から 仲介用基板 3 0に電磁波が伝播される場合、 また、 その逆方向に電磁波 が伝播される場合のいずれにおいても、 常にコプレーナ型の電磁界伝送 モー ドを保ったまま伝播することができ、 そのため、 マイ クロス ト リ ツ プライン型とコプレーナ型の電磁界伝送モー ド変換の必要がある、 仲介 用基板 3 0表面にマイクロス ト リ ヅプライ ン型伝送線路が形成されてい る場合よ り も リターンロスの劣化を抑止できるという効果がある。 同様 にして、 仲介用基板 3 0からコプレーナ型伝送線路 4 0に電磁波を伝播 する場合、 または、 その逆方向に電磁波を伝播する場合にも、 常にコプ レーナ型の電磁界伝送モードを保ったまま伝播することができるため、 マイクロス ト リ ップライ ン型とコプレーナ型の電磁界伝送モード変換の 必要がある、 仲介用基板 3 0の表面にマイクロス ト リ ヅプライ ン型伝送 線路のみを形成した場合より も リターンロスの劣化を抑止できるという 効果がある。 従って、 この実施の形態 3では上記実施の形態 2 よ り も、 さらにリターンロスを改善できるという効果がある。 実施の形態 4 .
第 5図はこの発明の実施の形態 4による同軸コネクタと多層基板との 接続構造を一部切欠して示す平面図であり、 第 3図との同一部分には同 一符号を付して重複説明を省略する。
上記実施の形態 3では、 上記実施の形態 2 における仲'介用基板 3 0上 のマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路 3 1 をコプレーナ型伝送線路 3 5に代えたが、 この実施の形態 4では、 上記実施の形態 2 における多層 基板 2 0上のマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路 2 1 をコプレーナ型 伝送線路 2 5 に代えたものである。
この実施の形態 4によれば、 多層基板 2 0の表面に上記実施の形態 2 のマイ クロス ト リ ップライ ン型伝送線路 2 1 に代わるコプレーナ型伝送 線路 2 5を形成するように構成したので、 多層基板 2 0からコプレーナ 型伝送線路 2 5 に電磁波が伝播する場合、 または、 その逆方向に電磁波 が伝播する場合のいずれにおいても、 常にコプレーナ型の電磁波伝送モ —ドを保ったまま伝播することができ、 そのため、 マイクロス ト リ ヅプ ライ ン型とコプレーナ型の電磁界伝送モ一 ド変換の必要がある、 多層基 板 2 0の表面にマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路を形成した場合よ り も リターンロスの劣化を抑止できるという効果がある。 従って、 この 実施の形態 4では上記実施の形態 2 よ り も、 さらにリターンロスを改善 できるという効果がある。 実施の形態 5 .
第 6図はこの発明の実施の形態 5 による同軸コネクタと多層基板との 接続構造を一部切欠して示す平面図であ り、 第 3図との同一部分には同 一符号を付して重複説明を省略する。
この実施の形態 5では、 仲介用基板 3 0 と多層基板 2 0の両方の表面 に、 上記実施の形態 2 におけるマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路 3 1 と 2 1 に代わるコプレーナ型伝送線路 3 5 と 2 5 を形成したものであ る o
このように仲介用基板 3 0 と多層基板 2 0の両方の表面にコプレーナ 型伝送線路 3 5 と 2 5を形成した実施の形態 5 によれば、 同軸コネクタ —仲介用基板間ビアホール 3 4から導電性筐体 1 に接続されている 2本 の導電性筐体一仲介用基板接続線路 4 1 と同軸コネクタ 1 0の芯線 1 1 とによって形成されたコプレーナ型伝送線路から仲介用基板 3 0に電磁 波が伝播される場合、 または、 その逆方向に電磁波が伝播される場合の いずれにおいても、 常にコプレーナ型の電磁界伝送モードを保ったまま 伝播することができ、 そのため、 マイクロス ト リ ップライ ン型とコプレ —ナ型の電磁界伝送モード変換の必要がある、 仲介用基板 3 0の表面に マイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路を形成した場合よ り も リターン口 スの劣化を抑制できるという効果がある。
また、 仲介用基板 3 0からコプレーナ型伝送線路 4 0に電磁波が伝播 する場合、 また、 その逆方向に電磁波が伝播する場合のいずれにおいて も、 常にコプレーナ型の電磁界伝送モードを保ったまま伝播することが できるため、 マイクロス ト リ ップライ ン型伝送線路が形成されている場 合よ り も リタ一ンロスの劣化を抑止できるという効果がある。 さらには 、 多層基板 2 0からコプレーナ型伝送線路 4 0に電磁波が伝播する場合 や、 その逆方向に電磁波を伝播する場合のいずれにおいても、 常にコプ レーナ型の電磁界伝送モー ドを保ったまま伝播することができるため、 マイクロス ト リ ップライン型とコプレ一ナ型の電磁界伝送モード変換の 必要がある、 多層基板 2 0の表面にマイクロス ト リ ップライ ン型伝送線 路を形成した場合より も リターンロスの劣化を抑止できるという効果が ある。 従って、 この実施の形態 5では、 上記実施の形態 2 より も、 さら にリタ一ンロスを改善できるという効果がある。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係る同軸コネクタと多層基板との接続構造 は、 通信装置の高周波回路等に用いることができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 筐体と、 この筐体に設けられ、 芯線を有する同軸コネクタと、 前記 筐体に設けられ、 第 1の信号線パターンを有する多層基板と、 この多層 基板と前記同軸コネクタとの間の前記筐体に設けられ、 第 2の信号線パ ターンを有し、 前記多層基板の厚さよ り も薄く形成した仲介用基板と、 前記同軸コネクタの芯線と前記第 2の信号線パターンとを電気的に接続 する接続手段と、 前記第 2の信号線パターンに前記第 1の信号線パター ンを電気的に接続し、 前記多層基板の内部への電磁界分布を抑制する伝 送線路とを備えた同軸コネクタと多層基板との接続構造。
2 . 上段及び下段、 並びにその上段に隣接した側壁を形成した筐体と、 前記側壁に設けられ、 芯線を有する同軸コネクタと、 前記下段に設けら れ、 第 1の信号線パターンを有する多層基板と、 前記上段に設けられ、 第 2の信号線パターンを有する仲介用基板と、 前記同軸コネクタの芯線 と前記第 2の信号線パターンとを電気的に接続した接続手段と、 前記第 2の信号線パターンに前記第 1の信号線パターンを電気的に接続し、 前 記多層基板の内部への電磁界分布を抑制する伝送線路とを備えた同軸コ ネク夕と多層基板との接続構造。
3 . 前記伝送線路は、 コプレーナ型伝送線路であることを特徴とする請 求の範囲第 1項記載の同軸コネクタと多層基板との接続構造。 '
4 . 前記伝送線路は、 コプレーナ型伝送線路であることを特徴とする請 求の範囲第 2項記載の同軸コネクタと多層基板との接続構造。
5 . 前記第 1の信号線パターンを有する多層基板は、 マイクロス ト リ ヅ プライ ン型伝送線路又はコプレーナ型伝送線路であることを特徴とする 請求の範囲第 1項記載の同軸コネクタと多層基板との接続構造。
6 . 前記第 1の信号線パターンを有する多層基板は、 マイクロス ト リ ツ プライン型伝送線路又はコプレーナ型伝送線路であることを特徴とする 請求の範囲第 2項記載の同軸コネクタと多層基板との接続構造。
7 . 前記仲介用基板は、 第 2の裏面接地パターンを有し、 この第 2の裏 面接地パターンと前記第 2の表面信号線パターンとを前記多層基板の側 において形成したビアホールにより電気的に接続したことを特徴とする 請求の範囲第 1項記載の同軸コネク夕と多層基板との接練構造。
8 . 前記仲介用基板は、 第 2の裏面接地パターンを有し、 この第 2の裏 面接地パターンと前記第 2の表面信号線パターンとを前記多層基板の側 において形成したビアホールにより電気的に接続したことを特徴とする 請求の範囲第 2項記載の同軸コネクタと多層基板との接続構造。
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