WO2003075442A1 - Schaltnetzteil, insbesondere für medizinische geräte - Google Patents

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WO2003075442A1
WO2003075442A1 PCT/DE2003/000784 DE0300784W WO03075442A1 WO 2003075442 A1 WO2003075442 A1 WO 2003075442A1 DE 0300784 W DE0300784 W DE 0300784W WO 03075442 A1 WO03075442 A1 WO 03075442A1
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switching power
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Matthias Maares
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Landwehr + Schultz Trafo Gmbh
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a switching power supply, in particular for medical devices, for generating a DC voltage from a supplying AC voltage.
  • Switching power supplies of this type usually contain two input terminals to which a first, for rectifying the usual mains voltage of z. B. 230 V certain rectifier is connected, a switch arrangement provided with one or more circuit breakers, one of these subsequent transformers, a second rectifier connected to this and finally two output terminals intended for connecting a load, to which the generated DC voltage of z. B. 12 V is delivered.
  • the switch arrangement forms, together with a control part, a control circuit in which the magnitude of the DC voltage generated is monitored as the actual value and the switch arrangement is switched on and off by means of the control part acting as an actuating device in such a way that the DC voltage emitted assumes a predetermined desired value.
  • the pulse duty factor or the pulse width of the pulses emitted by the circuit breakers is used as the manipulated variable, while as a load in the medical field, for.
  • an infusion device with associated pumps, alarms and computers can serve.
  • any other device which is also used in the non-medical field and which is operated with direct voltages, can replace the diffusion device.
  • Earth leakage currents are currents that flow from the switched-mode power supply through or over the insulation to a conventional protective conductor
  • housing leakage currents refer to currents that do not pass through the protective conductor, but through another external, conductive connection, from the housing of the switched-mode power supply or its parts flow to earth or other housing sections.
  • patient leakage current is defined as the current that can flow from the power supply via the patient to earth.
  • the patient leakage current must be less than 10 ⁇ A for a properly functioning medical device and less than 50 ⁇ A if an error occurs in this device.
  • patient leakage currents of less than 8 ⁇ A are required, e.g. B. if in special cases several, e.g. B. six such devices and switching power supplies are connected to a complete, a single patient associated module and must be prevented that the leakage currents in the module add up to a total current of 50 uA or more. Preselected, very low limit values can also be set accordingly for the other leakage currents.
  • EPN electromagnetic compatibility
  • Special measures must therefore be provided, which usually consist of various inductors made up of so-called X capacitors, which are used to suppress interference between the current-carrying lines of the devices, and / or so-called Y capacitors, which bridge the insulation and connect live lines with the device ground or a protective conductor. Connect the (PE) connection of the device.
  • X capacitors are usually combined to form a so-called EMC line filter, which is connected between the input terminals and the first rectifier of the switching power supply designated at the beginning.
  • the Y capacitors are of primary importance for the purposes of the present invention.
  • a problem that has not yet been solved satisfactorily is that the Y capacitors (e.g. 1 nF or more) that can be used for good radio interference suppression in the usual frequency range of 50 Hz or 60 Hz already lead to leakage currents of 100 ⁇ A or more and thus lead to far larger leakage currents than the above z. B. corresponds to 8 ⁇ A.
  • Extremely low (patient) leakage currents and a significant undershoot of standardized limit values for line-bound radio interference voltages are therefore not compatible with one another when using conventional switching power supplies.
  • Other attempts to meet both requirements, in particular through the use of conventional power supplies that are equipped with magnetic transformers lead to larger-volume and correspondingly heavier circuits and usually also to a restricted function compared to switching power supplies due to the use of normal transformers.
  • the invention is therefore based on the technical problem of designing the switched-mode power supply of the type described at the outset in such a way that, despite falling below the limit values relevant for radio interference suppression, it leads to leakage currents which are below 8 ⁇ A in the previously impossible range.
  • the characteristic features of claim 1 serve to solve this problem.
  • the invention is based on the consideration that the emission of interference signals is reduced in switched-mode power supplies with a resonance converter topology, because such switched-mode power supplies are operated in the vicinity of the resonance frequency.
  • the transformer designed as an HF transformer this leads to a largely sinusoidal current profile and enables low-loss switching of the power semiconductor elements used in the switch. This makes it possible to limit the capacitance of the Y capacitors to values that lead to the desired small leakage currents.
  • FIG. 2 schematically shows a circuit diagram of a switching power supply according to the invention
  • FIG. 4 shows a preferred working area for the switching power supply according to FIG. 2;
  • FIG. 5 shows the equivalent circuit diagram of a transformer used in the switching power supply according to FIG. 2;
  • Fig. 6 shows schematically the winding arrangement of an inventive switch mode power supply 2 preferably used transformer.
  • the switching power supply 5 has two outputs 8 and 9, to which the medical device or equipment is to be connected, which has a supply voltage of z. B. 12 V needed.
  • the two outputs 8 and 9 are short-circuited by means of a line 10 and connected to earth via a current measuring device 11.
  • Two inputs of the switching power supply 5 are connected via connections 12 and 14 to the adjustable contact of a switch 15, 16, which also has two fixed contacts, one of which is connected to an output 17 of an isolating transformer 18 connected to ground in FIG. 1 leads and of which the other is connected to a further output 19 designed as an adjustable tap in order to be able to set the output voltage of the isolating transformer 18.
  • a voltmeter 22 is connected between the connection 17 and the tap 19.
  • a switch 26, 27 and 28 is connected between the connections 7, 23 and 24 and the earth. With a switch 25, the earth connection in the supply lines of the switching power supply (connections 12, 14) can finally be disconnected.
  • a current which is greater than z. B. is approximately 50 ⁇ A and is particularly advantageously greater than 8 ⁇ A, since the current flowing through the current measuring direction 11 is the so-called patient leakage current, which could endanger the patient in the event of an error. 1, it would of course also be possible not to short-circuit the outputs 8, 9, but rather to connect and test them individually via the current measuring device 11.
  • Corresponding measuring circuits can be provided for the earth leakage current and the housing leakage current.
  • FIG. 2 shows details of a switched-mode power supply according to the invention, generally provided with the reference number 29.
  • the switching power supply 29 contains a housing 30, the components described below, two inputs 31, 32 for connection to the network and two outputs 33, 34 for external connection of a load 35, for. B. a medical device.
  • the inputs 31, 32 are connected to an EMC network filter 38 composed of X capacitors 36 and inductors 37, which filter filter serves in a known manner, in particular for radio interference suppression of the current-carrying lines connected to the inputs 31, 32.
  • the inductors 37 are here preferably as current compensated choke.
  • a rectifier 39 is connected to the EMN line filter 38 and forms a direct current intermediate circuit 41 with an electrolytic capacitor 40 used for smoothing.
  • the two connections of the electrolytic capacitor 40 are connected to a switch arrangement 42, which is formed here from two power transistors 43, 44 connected in series and connected in the manner of a push-pull stage and these freewheeling diodes 45, 46 connected in parallel.
  • the power transistors 43, 44 are controlled so that one (eg 43) is alternately open and the other (eg 44) is closed or vice versa.
  • a connection point 47 of both power transistors 43, 44 leads via a primary coil 48 of a transformer or HF transformer 49 to the negative connection of the electrolytic capacitor 40.
  • the transformer 49 On the secondary side of the switching power supply 29, the transformer 49 has a secondary coil 50, which is connected to a rectifier 51, to which an electrolytic capacitor 52 serving for smoothing is connected. At the two connections of the electrolytic capacitor 52, the direct voltage U a to be generated is z. B. 12 N received, to which the load 35 is connected by means of the outputs 33, 34.
  • an inductor 54 is connected between the connection point 47 and the associated connection of the primary coil 48 and a capacitance 55 is connected between the negative connection of the electrolytic capacitor 40 and the associated other connection of the primary coil 48.
  • the inductance 54 and the capacitance 55 form a series resonance circuit with the primary coil 48, which essentially acts as an ohmic load.
  • the masses of the primary side and the secondary side of the transformer 49 are connected to one another by a Y capacitor 56, the negative connection of the electrolytic capacitor 52 being additionally connected to a PE by means of a protective conductor 57 Connection 58 of the housing 30 can be connected.
  • the connection with the PE connection 58 would have the advantage that the patient leakage current is zero during normal operation and only rises to values greater than zero when line 57 is interrupted due to an error.
  • the Y capacitor 56 thus connects the Masses of the primary and secondary sides of the switching power supply 29.
  • the generated direct voltage U a is tapped at a measuring point 60 corresponding to the positive connection of the electrolytic capacitor 52, is supplied via a measuring line 61 with a series resistor 61a and a voltage reference shown here as a zener diode 61b to an optocoupler 62 and is transmitted from there to a control part 63.
  • This has a control output 64 which is connected to a common control input 65 of the two power transistors 43, 44.
  • the mode of operation of the switching power supply 29 described is essentially as follows:
  • Push-pull stage and thus the series resonant circuit 48, 54, 55 are triggered by the control part 63 with a switching frequency that is always somewhat greater than the resonant frequency of the resonant circuit 48, 54, 55 and z. B. is 25 kHz.
  • the two power transistors 43, 44 are alternately opened and closed with a rigid duty cycle, which is essentially 50:50.
  • the actual value of the desired DC voltage U a thus obtained on the electrolytic capacitor 52 is monitored by means of the measuring line 61 and transmitted to the control part 63, by means of which the switching frequency is regulated in such a way that the potential at the measuring point 60 is exactly a desired value of, for. B.
  • the switched-mode power supply 29 described is, according to the invention, a resonance converter switched-mode power supply in which the desired DC voltage U a is not kept constant by the pulse width modulation usually provided but by frequency control.
  • the frequency at which the switch arrangement 42 is controlled is thus is used as the manipulated variable.
  • the working range of the resonance converter formed from the components 41, 42, 49, 53 and 63 results, depending on the power P to be delivered to the load 35, essentially from FIG. 4, according to which the frequency at maximum load 35 is 25 kHz, for example is smallest and at very low load 35 z. B. can rise to values of 100 kHz.
  • a Y-capacitor 66 forms a component of the EMC line filter 38, as indicated by dashed lines in FIG. 2.
  • the EMC line filter 38 is only provided with the X-capacitors 36, while the Y capacitor connects the masses of the electrolytic capacitors 40, 52 or the primary side and the secondary side of the transformer 49 to one another.
  • the value of the Y capacitor 56 is dimensioned according to the invention so that it leads to a preselected maximum leakage current. Should this z. B. be about 7 uA, the Y capacitor 56 z. B.
  • the problem of a small leakage current is therefore solved in spite of sufficient radio interference suppression essentially by using a topology (resonance converter) which is poor in terms of Y radio interference for the switching power supply 29 and the Y capacitor 56 is not integrated into the EMC line filter 38 , as is common in devices of protection class 1, but is used to connect the ground connections of the primary and secondary sides of the transformer 49, and the capacitance of the Y capacitor 56 in comparison to conventional values of e.g. B. 1 nF and more on only z. B. 50 pF is set.
  • This is possible, among other things, by the currents flowing through the
  • the primary coil 48 of the transformer 49 is largely sinusoidal or semi-sinusoidal (FIG. 3) and the power transistors 43, 44 can be switched almost without power because of the freewheeling diodes 46, 47 and therefore without significant current changes, both of which lead to a reduction in the generation of harmonics.
  • the conditions described are further improved or compliance with the limit values is only made possible by reducing the inevitable parasitic coupling capacitance in the transformer 49. Unwanted leakage currents could flow from the primary to the secondary side via the coupling capacitance and radio interference could spread to the PE connection 58 and other surrounding reference masses.
  • the equivalent circuit diagram of the transformer 49 is shown schematically in FIG. 5. It shows that the primary coil 48 (FIG. 2) has a main inductance 48a and a leakage inductance 48b and the primary coil 48 is coupled to the secondary winding 50 by a parasitic coupling capacitance 69. While the leakage inductance 48b can be included in the calculation of the resonant circuit 54, 55 and therefore does not interfere here, the coupling capacitance 69, which, for. B. is formed by the coil windings and the ferrite core of the transformer 49, be kept as small as possible. This is achieved according to the invention in that on the one hand primary and secondary windings 70, 71 (FIG.
  • the coupling capacitance 69 is made up of the coupling capacitors 76, 77, 78 and 79, as indicated in FIG. 6 together.
  • the extremely low leakage current which may additionally arise through the optocoupler 62 can be neglected here.
  • the leakage currents of protection classes 1 and 2 with standard radio interference are up to approx. 3.5 mA.
  • the resonance converter topology described has so far only been indicated where it is particularly advantageous owing to essentially constant input voltages and constant loads with regard to high switching frequencies, low radio interference and a high overall efficiency.
  • these advantages are not fully usable because of the fluctuations in the mains voltage and the strongly fluctuating loads (FIG. 4).
  • the achievement of an optimal efficiency is deliberately avoided, especially since this can be accepted with comparatively low power in the devices of interest here.
  • the invention is not restricted to the exemplary embodiment described, which could be modified in many ways.
  • the value of 50 pF for the Y capacitor 56 can be varied within wide limits depending on the required leakage current.
  • Y capacitors 56 with capacities of 500 pF and less could be used.
  • switch assembly 42 could designed as a full bridge and for this purpose be provided with four instead of only two power transistors.

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Abstract

Es wird ein Schaltnetzteil beschrieben, das insbesondere für medizinische Geräte geeignet ist und zur Erzeugung einer vorgewählten Gleichspannung (Ua) aus einer speisenden Wechselspannung dient. Das Schaltnetzteil enthält einen ersten Gleichrichter (39) zur Umwandlung der Wechselspannung in eine Gleichspannung, eine Schalteranordnung (42) zur Erzeugung einer Rechteckspannung aus der Gleichspannung, einen Übertrager (49), einen zwischen die Schalteranordnung (42) und den Übertrager (49) geschalteten Reso­nanzkreis (54, 55), einen mit dem Übertrager (49) verbundenen, die vorgewählte Gleich­spannung (Ua) liefernden, zweiten Gleichrichter (51) und ein Steuerteil (63) zur periodi­schen Betätigung der Schalteranordnung (42) mit einer auf den Resonanzkreis (54, 55) abgestimmten Frequenz. Zwischen die Primärseite und die Sekundärseite des Übertragers (49) ist ein Y-Kondensator (56) mit einer solchen Kapazität geschaltet, dass er bei der Nennrequenz und dem Maximalwert der speisenden Wechselspannung nur unterhalb von 50 microA liegende Ableitströme zulässt.

Description

Schaltnetzteil, insbesondere für medizinische Geräte
Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil, insbesondere für medizinische Geräte, zur Erzeugung einer Gleichspannung aus einer speisenden Netz- Wechselspannung.
Schaltnetzteile dieser Art enthalten in der Regel zwei Eingangsklemmen, an die ein erster, zur Gleichrichtung der üblichen Netzspannung von z. B. 230 V bestimmter Gleichrichter angeschlossen ist, eine mit einem oder mehreren Leistungsschaltern versehene Schalteranordnung, einen dieser nachfolgenden Übertrager, einen an diesen angeschlossenen zweiten Gleichrichter und schließlich zwei zum Anschluß einer Last bestimmte Ausgangsklemmen, an denen die erzeugte Gleichspannung von z. B. 12 V abgegeben wird. Die Schalteranordnung bildet zusammen mit einem Steuerteil einen Regelkreis, in dem die Größe der erzeugten Gleichspannung als Istwert überwacht und die Schalteranordnung mittels des als Stelleinrichtung wirkenden Steuerteils so ein- und ausgeschaltet wird, daß die abgegebene Gleichspannung einen vorgegebenen Sollwert armimmt. Als Stellgröße wird dabei das Tastverhältnis bzw. die Impulsbreite der von den Leistungsschaltern abgegebenen Impulse verwendet, während als Last im medizinischen Bereich z. B. eine Infusionseinrichtung mit zugehörigen Pumpen, Alarmgebern und Rechnern dienen kann. An die Stelle der Iiifusionseinrichtung können im Prinzip beliebige andere, auch im nicht medizinischen Bereich verwendete Geräte treten, die mit Gleichspannungen betrieben werden.
Bei Schaltnetzteilen dieser Art wird insbesondere im medizinischen Bereich zunehmend gefordert, daß nur sehr kleine maximale Ableitströme auftreten. Diese Ableitströme werden nach vorgegebenen Normen unterteilt in Erdableitströme, Gehäuseableitströme und Patientenableitströme. Erdableitströme sind dabei Ströme, die vom Schaltnetzteil durch oder über die Isolierung zu einem üblichen Schutzleiter fließen, während als Gehäuse- ableitströme solche Ströme bezeichnet werden, die vom Gehäuse des Schaltnetzteils oder dessen Teilen nicht durch den Schutzleiter, sondern durch eine andere äußere, leitfähige Verbindung zur Erde oder anderen Gehäuseabschnitten fließen. Schließlich ist als Patientenableitstrom derjenige Strom definiert, der von der Stromversorgung über den Patienten zur Erde fließen kann.
Der Patientenableitstrom muß bei einem bestimmungsgemäß funktionierenden medizinischen Gerät kleiner als 10 μA und beim Auftreten eines Fehlers in diesem Gerät kleiner als 50 μA sein. Manchmal werden für den Fall eines Fehlers sogar Patientenableitströme von weniger als 8 μA verlangt, z. B. wenn in speziellen Fällen mehrere, z. B. sechs derartige Geräte und Schaltnetzteile zu einem kompletten, einem einzigen Patienten zugeordneten Modul verbunden werden und verhindert werden muß, daß sich die Ableitströme im Modul zu einem Gesamtstrom von 50 μA oder mehr addieren. Für die anderen Ableitströme können entsprechend ebenfalls vorgewählte, sehr niedrige Grenzwerte festgelegt sein.
Neben der Forderung von kleinen Ableitströmen sind beim Bau der beschriebenen Schaltnetzteile die Grenzwerte der elektromagnetischen Verträglichkeit (nachfolgend kurz "EMN" genannt) zu berücksichtigen, insbesondere wenn mehrere Schaltnetzteile und Geräte der beschriebenen Art zu einem Modul vereinigt werden. Da die Schalteranord- nungen der Schaltnetzteile mit hohen Frequenzen geschaltet werden, muß sichergestellt werden, daß sie keine störenden, hochfrequenten Signale abgeben, insbesondere keine leitungsgebundenen Funkstörspannungen, die über das speisende Netz übertragen werden könnten. Daher sind spezielle Maßnahmen vorzusehen, die meistens neben diversen Induktivitäten aus sogenannten X-Kondensatoren, die zur Entstörung zwischen den stromführenden Leitungen der Geräte dienen, und/oder sogenannten Y-Kondensatoren bestehen, die Isolierungen überbrücken und spannungsführende Leitungen mit der Gerätemasse oder einem Schutzleiter- (PE-) Anschluß des Geräts verbinden. Derartige X- und Y-Kondensatoren sind meistens zu einem sogenannten EMV-Netzfilter zusammengefaßt, das zwischen die Eingangsklemmen und den ersten Gleichrichter des eingangs bezeichneten Schaltnetzteils od. dgl. geschaltet ist.
Für die Zwecke der vorliegenden Erfindung sind hauptsächlich die Y-Kondensatoren bedeutsam. Ein bisher noch nicht befriedigend gelöstes Problem besteht nämlich darin, daß die für eine gute Funkentstörung brauchbaren Y-Kondensatoren (z. B. 1 nF oder mehr) im üblichen Frequenzbereich von 50 Hz bzw. 60 Hz bereits zu Ableitströmen von 100 μA oder mehr und damit zu weit größeren Ableitströmen führen, als den oben genannten z. B. 8 μA entspricht. Extrem niedrige (Patienten-) Ableitströme und eine deutliche Unterschreitung genormter Grenzwerte für leitungsgebundene Funkstörspannungen sind daher bei Anwendung üblicher Schaltnetzteile nicht miteinander vereinbar. Andere Versuche, beide Forderungen zu erfüllen, insbesondere durch die Anwendung herkömmlicher Stromversorgungen, die mit magnetischen Transformatoren ausgerüstet sind, führen gegenüber Schaltnetzteilen wegen der Anwendung normaler Transformatoren zu großvolumigeren und entsprechend schwereren Schaltungen und meistens auch zu einer eingeschränkten Funktion.
Der Erfindung liegt daher das technische Problem zugrunde, das Schaltnetzteil der eingangs bezeichneten Art so auszubilden, daß es trotz Unterschreitung der für die Funkentstörung maßgeblichen Grenzwerte zu Ableitströmen führt, die im bisher nicht möglichen Bereich unterhalb von 8 μA liegen.
Zur Lösung dieser Aufgabe dienen die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1. Die Erfindung geht von der Überlegung aus, daß bei Schaltnetzteilen mit Resonanzwand- ler-Topologie die Aussendung von Störsignalen reduziert ist, weil derartige Schaltnetzteile in der Nähe der Resonanzfrequenz betrieben werden. Das führt in dem als HF-Transformator ausgebildeten Übertrager zu einem weitgehend sinusförmigen Stromverlauf und ermöglicht ein verlustarmes Schalten der im Schalter verwendeten Leistungshalbleiterelemente. Dadurch ist es möglich, die Kapazitäten der Y-Kondensatoren auf Werte zu begrenzen, die zu den gewünschten kleinen Ableitströmen führen. Durch die Anwendung einer Resonanzwandler-Topologie anstelle der für derartige Zwecke bisher angewendeten Pulsweitensteuerung ist es außerdem möglich, die im Hinblick auf kleine Baugrößen und geringe Gewichte bestehenden Vorteile von Schaltnetzteilen mit der Forderung nach sehr niedrigen Ableitströmen zu kombinieren, ohne dadurch Nachteile im Hinblick auf die elektromagnetische Verträglichkeit in Kauf nehmen zu müssen.
Weitere vorteilhafte Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird nachfolgend in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 schematisch einen Meßkreis für den Patientenableitstrom gemäß DIN EN 60601-1;
Fig. 2 schematisch ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
Fig. 3 beim Betrieb des Schaltnetzteils der Fig. 2 und an ausgewählten Stellen desselben auftretende Impulsformen;
Fig. 4 einen bevorzugten Arbeitsbereich für das Schaltnetzteil nach Fig. 2;
Fig. 5 das Ersatzschaltbild eines im Schaltnetzteil nach Fig. 2 verwendeten Übertragers; und
Fig. 6 schematisch die Wicklungsanordnung eines erfindungsgemäßen, im Schaltnetzteil nach Fig. 2 bevorzugt angewendeten Übertragers.
Fig. 1 zeigt einen Meßkreis, der speziell zur Ermittlung des Patientenableitstroms eines elektrischen Geräts geeignet ist, beispielsweise eines Schaltnetzteils 5 der Schutzklasse 1 , das zur Stromversorgung eines medizinischen Geräts verwendet werden soll. Das Schaltnetzteil 5 enthält ein aus Metall oder Kunststoff bestehendes Gehäuse 6 mit einem Anschluß 7 (= PE), der normalerweise mit dem üblichen, grün-gelben Schutzleiterkabel verbunden und hier an Erdpotential, nachfolgend als "Erde" bezeichnet, gelegt wird. Außerdem besitzt das Schaltnetzteil 5 zwei Ausgänge 8 und 9, an die das medizinische Gerät bzw. Betriebsmittel angeschlossen werden soll, das eine Versorgungsspannung von z. B. 12 V benötigt. Im gezeigten Meßkreis sind die beiden Ausgänge 8 und 9 mittels einer Leitung 10 kurzgeschlossen und über eine Strommeßeinrichtung 11 mit der Erde verbunden.
Zwei Eingänge des Schaltnetzteils 5 sind über Anschlüsse 12 und 14 mit dem verstellbaren Kontakt je eines Schalters 15, 16 verbunden, der außerdem je zwei feststehende Kontakte aufweist, von denen der eine in Fig. 1 zu einem an die Erde gelegten Ausgang 17 eines Trenntransformators 18 führt und von denen der andere mit einem als verstellbarer Abgriff ausgebildeten weiteren Ausgang 19 verbunden ist, um die Ausgangsspannung des Trenntransformators 18 einstellen zu können. Zwei Eingangsklemmen 20, 21 des Trenntransformators 18 liegen an den beiden Leitungen eines üblichen Netzes (z. B. 230 V, Nennfrequenz = 50 Hz). Zwischen den Anschluß 17 und den Abgriff 19 ist ein Voltmeter 22 geschaltet.
Das Schaltnetzteil 5 kann außerdem einen Anschluß 23 für Betriebserde und einen Anschluß 24 für irgendein berührbares, metallisches Teil aufweisen, das nicht mit dem Anschluß 7 für das Schutzleiterkabel und nicht mit dem Anwendungsteil (= Last) verbunden ist. Zwischen die Anschlüsse 7, 23 und 24 und die Erde ist je ein Schalter 26, 27 bzw. 28 geschaltet. Mit einem Schalter 25 kann schließlich der Erdanschluß in den Versorgungsleitungen des Schaltnetzteils (Anschlüsse 12, 14) aufgetrennt werden. Normgemäß wird mit dem Abgriff 19 des Trenntransformators 18 ein Wert in Höhe von 110 % der höchsten Bemessungsspannung der Netzspannung eingestellt. Dies entspricht z. B. bei 240 V Bemessungsspannung einem Maximalwert der speisenden Wechselspannung von 240 V x 1,1 = 264 V.
Zur Ermittlung des Ableitstroms können mit dem beschriebenen Meßkreis verschiedene Situationen simuliert werden. Hierzu ist es entweder möglich, einen oder mehrere der Schalter 25 bis 28 zu öffnen, um den entsprechenden Anschluß 7, 14, 23 bzw. 24 von der Erde zu trennen, oder die Schalter 15, 16 zu betätigen, um dadurch abweichend von Fig. 1 den Anschluß 12 alternativ zu dem Ausgang 19 und entsprechend den Anschluß 14 mit dem Abgriff 17 zu verbinden, d. h. die Netzspannung umzupolen.
Für die Zwecke der Erfindung wird gefordert, daß in keinem der simulierten Fälle, insbesondere bei Öffnung der Schalter 25 und/oder 27, ein Strom gemessen werden darf, der größer als z. B. etwa 50 μA und mit besonderem Vorteil größer als 8 μA ist, da der die Strommeßrichtung 11 durchfließende Strom hier der sogenannte Patientenableitstrom ist, der im Falle eines Fehlers den Patienten gefährden könnte. Dabei wäre es abweichend von Fig. 1 natürlich auch möglich, die Ausgänge 8, 9 nicht kurzzuschließen, sondern jeweils einzeln über die Strommeßeinrichtung 11 an Erde zu legen und zu prüfen.
Entsprechende Meßkreise können für den Erdableit- und den Gehäuseableitstrom vorgesehen werden.
Fig. 2 zeigt Einzelheiten eines erfindungsgemäßen, insgesamt mit dem Bezugszeichen 29 versehenen Schaltnetzteils. Das Schaltnetzteil 29 enthält ein die nachfolgend beschriebenen Bauelemente umschließendes Gehäuse 30, zwei Eingänge 31, 32 zum Anschluß an das Netz und zwei Ausgänge 33, 34 zum externen Anschluß einer Last 35, z. B. eines medizinischen Geräts. Die Eingänge 31, 32 sind mit einem aus X-Kondensatoren 36 und Induktivitäten 37 zusammengesetzten EMV-Netzfilter 38 verbunden, das in bekannter Weise insbesondere zur Funkentstörung der stromführenden, mit den Eingängen 31, 32 verbundenen Leitungen dient. Die Induktivitäten 37 sind hier vorzugsweise als ström- kompensierte Drossel ausgebildet. An das EMN-Netzfilter 38 ist ein Gleichrichter 39 angeschlossen, der mit einem der Glättung dienenden Elektrolytkondensator 40 einen Gleichstrom-Zwischehkreis 41 bildet. Die beiden Anschlüsse des Elektrolytkondensators 40 sind an eine Schalteranordnung 42 angeschlossen, die hier aus zwei in Serie liegenden und nach Art einer Gegentaktstufe verbundenen Leistungstransistoren 43, 44 und diesen parallel geschalteten Freilaufdioden 45, 46 gebildet ist. Die Leistungstransistoren 43, 44 werden so gesteuert, daß abwechselnd der eine (z. B. 43) geöffnet und der andere (z. B. 44) geschlossen ist bzw. umgekehrt. Ein Nerbindungspunkt 47 beider Leistungstransistoren 43, 44 führt über eine Primärspule 48 eines Übertragers bzw. HF-Transformators 49 zum negativen Anschluß des Elektrolytkondensators 40.
Auf der Sekundärseite des Schaltnetzteils 29 weist der Übertrager 49 eine Sekundärspule 50 auf, die mit einem Gleichrichter 51 verbunden ist, an den ein der Glättung dienender Elektrolytkondensator 52 angeschlossen ist. An den beiden Anschlüssen des Elektrolytkon- densators 52 wird die zu erzeugende Gleichspannung Ua von z. B. 12 N erhalten, an die mittels der Ausgänge 33, 34 die Last 35 angeschlossen ist.
Erfindungsgemäß ist zwischen den Nerbindungspunkt 47 und den zugehörigen Anschluß der Primärspule 48 eine Induktivität 54 und zwischen den negativen Anschluß des Elektrolytkondensators 40 und den zugehörigen anderen Anschluß der Primärspule 48 eine Kapazität 55 geschaltet. Die Induktivität 54 und die Kapazität 55 bilden mit der hier im wesentlichen als ohmsche Last wirkenden Primärspule 48 einen Serienresonanzkreis.
Schließlich sind die Massen der Primärseite und der Sekundärseite des Übertragers 49, hier jeweils repräsentiert durch die negativen Anschlüsse der Elektrolytkondensatoren 40 und 52, durch einen Y-Kondensator 56 miteinander verbunden, wobei der negative Anschluß des Elektrolytkondensators 52 mittels eines Schutzleiters 57 zusätzlich mit einem PE-Anschluß 58 des Gehäuses 30 verbunden sein kann. Die Verbindung mit dem PE- Aήschluß 58 hätte den Vorteil, daß der Patientenableitstrom beim normalen Betrieb Null ist und nur bei einer Unterbrechung der Leitung 57 aufgrund eines Fehlers auf Werte ansteigt, die größer als Null sind. Der Y-Kondensator 56 verbindet auf diese Weise die Massen der Primär- und Sekundärseite des Schaltnetzteils 29.
Die erzeugte Gleichspannung Ua wird an einem dem positiven Anschluß des Elektrolytkondensators 52 entsprechenden Meßpunkt 60 abgegriffen, über eine Meßleitung 61 mit einem Vorwiderstand 61a und einer hier als Zenerdiode 61b dargestellen Spannungsreferenz einem Optokoppler 62 zugeführt und von diesem auf ein Steuerteil 63 übertragen. Dieses weist einen Steuerausgang 64 auf, der mit einem gemeinsamen Steuereingang 65 der beiden Leistungstransistoren 43, 44 verbunden ist.
Die Betriebsweise des beschriebenen Schaltnetzteils 29 ist im wesentlichen wie folgt:
Die aus den Leistungstransistoren 43, 44 gebildete. Gegentaktstufe und damit der Serienresonanzkreis 48, 54, 55 werden vom Steuerteil 63 mit einer Schaltfrequenz angestoßen, die stets etwas größer als die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 48, 54, 55 ist und z. B. 25 kHz beträgt. Die beiden Leistungstransistoren 43, 44 werden dabei abwechselnd und mit einem starren Tastverhältnis geöffnet und geschlossen, das im wesentlichen 50 : 50 beträgt. Der dadurch am Elektrolytkondensator 52 erhaltene Istwert der gewünschten Gleichspannung Ua wird mittels der Meßleitung 61 überwacht und an das Steuerteil 63 übermittelt, mittels dessen die Schaltfrequenz jeweils so geregelt wird, daß das Potential am Meßpunkt 60 genau einem gewünschten Wert von z. B. 12 V (Gleichspannung) entspricht, wobei dieser Wert im wesentlichen mit Hilfe des Übersetzungsverhältnisses nx : n2 des Übertragers 49 vorgewählt werden kann. Sich dabei ergebende Strom- und Spannungsverläufe an den Eingängen 31 und 32, am Elektrolytkondensator 40, im Resonanzkreis, an der Primär- und Sekundärspule 48 des Übertragers 49, am Elek- trolytkondensator 52 sowie am Steuereingang 65 des Schalters 42 sind schematisch in Fig. 3 dargestellt.
Das beschriebene Schaltnetzteil 29 ist erfindungsgemäß ein Resonanzkonverter-Schaltnetzteil, bei dem die gewünschte Gleichspannung Ua nicht durch die üblicherweise vor- gesehene Pulsweitenmodulation, sondern durch Frequenzregelung konstant gehalten wird. Erfindungsgemäß wird somit die Frequenz, mit der die Schalteranordnung 42 angesteuert wird, als Stellgröße verwendet. Der Arbeitsbereich des aus den Bauelementen 41, 42, 49, 53 und 63 gebildeten Resonanzkonverters ergibt sich dabei in Abhängigkeit von der an die Last 35 abzugebenden Leistung P im wesentlichen aus Fig. 4, wonach die Frequenz bei maximaler Last 35 mit z.B. 25 kHz am kleinsten ist und bei sehr kleiner Last 35 z. B. auf Werte von 100 kHz ansteigen kann.
Bei herkömmlichen Schaltnetzteilen der Schutzklasse 1 bildet ein Y-Kondensator 66, wie in Fig. 2 gestrichelt angedeutet ist, einen Bestandteil des EMV-Netzfilters 38. Beim erfindungsgemäßen Schaltnetzteil 29 ist das EMV-Netzfilter 38 dagegen nur mit den X-Kondensatoren 36 versehen, während der Y-Kondensator die Massen der Elektrolytkondensatoren 40, 52 bzw. der Primärseite und der Sekundärseite des Übertragers 49 miteinander verbindet. Außerdem ist der Wert des Y-Kondensators 56 erfindungsgemäß so bemessen, daß er zu einem vorgewählten maximalen Ableitstrom führt. Soll dieser z. B. ca. 7 μA betragen, kann dem Y-Kondensator 56 z. B. eine Kapazität von 50 pF gegeben werden, was bei einer Netzfrequenz von 50 Hz und einer angenommenen maximalen Netzspannung von 264 V zu einem Ableitstrom von maximal ca. 4,2 μA führt. Das gilt sowohl für den Patientenableitstrom als auch für den Erd- und den Gehäuseableitstrom, da alle diese Ströme über den Koppelkondensator 56 fließen. Überraschend hat sich gezeigt, daß in Verbindung mit dem EMV-Netzfilter 38 nach Fig. 2, das in den mit den Eingängen 31, 32 verbundenen Leitungen eine Induktivität 37 in Form einer stromkompensierten Drossel aufweist, eine Kapazität des Y-Kondensators 56 von 50 pF ausreicht, um im Hinblick auf die Funkentstörung weit unterhalb der vorgegebenen Grenzwerte zu bleiben.
Erfindungsgemäß wird daher das Problem eines kleinen Ableitstroms trotz ausreichender Funkentstörung im wesentlichen dadurch gelöst, daß für das Schaltnetzteil 29 eine im Hinblick auf Y-Funkstörungen arme Topologie (Resonanzkonverter) verwendet wird, der Y-Kondensator 56 nicht in das EMV-Netzfilter 38 integriert wird, wie dies bei Geräten der Schutzklasse 1 allgemein üblich ist, sondern zur Verbindung der Massenanschlüsse dei Primär- und Sekundärseite des Übertragers 49 verwendet wird, und die Kapazität des Y- Kondensators 56 im Vergleich zu üblichen Werten von z. B. 1 nF und mehr auf nur z. B. 50 pF festgelegt wird. Möglich ist dies unter anderem dadurch, daß die Ströme durch die Primärspule 48 des Übertragers 49 weitgehend sinus- bzw. halbsinusförmig sind (Fig. 3) und die Leistungstransistoren 43, 44 wegen der Freilaufdioden 46, 47 nahezu leistungslos und daher ohne wesentliche Stromänderungen geschaltet werden können, was beides zur Reduzierung der Erzeugung von Oberwellen führt.
Nach einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die beschriebenen Verhältnisse noch dadurch verbessert oder wird die Einhaltung der Grenzwerte erst dadurch ermöglicht, daß die unvermeidliche parasitäre Koppelkapazität im Übertrager 49 reduziert wird. Über die Koppelkapazität könnten nämlich unerwünschte Ableitströme von der Primär- zur Sekundärseite fließen und sich Funkstörungen zum PE-Anschluß 58 und andere umgebende Bezugsmassen hin ausbreiten.
Das Ersatzschaltbild des Übertragers 49 ist in Fig. 5 schematisch dargestellt. Es zeigt, daß die Primärspule 48 (Fig. 2) eine Hauptinduktivität 48a und eine Streuinduktivität 48b besitzt und die Primärspule 48 durch eine parasitäre Koppelkapazität 69 mit der Sekundärwicklung 50 gekoppelt ist. Während die Streuinduktivität 48b in die Berechnung des Resonanzkreises 54, 55 einbezogen werden kann und daher hier nicht stört, sollte die Koppelkapazität 69, die z. B. durch die Spulenwicklungen und den Ferritkern des Übertragers 49 gebildet wird, möglichst klein gehalten werden. Dies wird erfindungs- gemäß dadurch erreicht, daß einerseits Primär- und Sekundärwicklungen 70, 71 (Fig. 6) nebeneinander statt wie üblich übereinander und vorzugsweise koaxial auf einen zur Aufnahme eines Ferritkerns 72 od. dgl. bestimmten Spulenkörper 73 gewickelt werden und andererseits vorzugsweise zwischen die Primärwicklung 70 und den Spulenkörper 73 wenigstens eine volle Lage aus einer Schirmwicklung 74 angeordnet wird, die an einem Ende an die primärseitige Masse angeschlossen wird. Zwischen der Primärwicklung 70 und der Schirmwicklung 74 wird vorzugsweise eine Betriebsisolation 75 angebracht. Auf diese Weise können extrem niedrige Werte für die Koppelkapazität erreicht werden (z. B. 6 pF und weniger), so daß die über die Koppelkapazität 69 fließenden Ableitströme im Ausfuhrungsbeispiel in der Größenordnung von nur z. B. 0,5 μA liegen, was nur einem Viertel bis Zehntel der sonst üblichen Werte entspricht. Die Koppelkapazität 69 setzt sich dabei, wie in Fig. 6 angedeutet ist, aus den Koppelkondensatoren 76, 77, 78 und 79 zusammen.
Insgesamt führt das beschriebene Schaltnetzteil 29 somit zu Ableitströmen von maximal z.B. ca. 0,5 μA + 4,2 μA = 4,7 μA, wobei gleichzeitig die Funkstörungen deutlich untei den zugelassenen Störpegeln liegen. Der äußerst geringe, durch den Optokoppler 62 möglicherweise zusätzlich entstehende Ableitstrom kann hier vernachlässigt werden. Außerdem wurde beobachtet, daß bei hohen Frequenzen über 10 MHz praktisch keine leitungsgebundenen Funk-Störspannungen mehr vorhanden sind. Zum Vergleich sei bemerkt, daß bei Haushaltsgeräten der Schutzklassen 1 und 2 mit Standard-Funkent- Störungen die Ableitströme bis zu ca. 3,5 mA betragen.
Die beschriebene Resonanzwandler - Topologie wird bisher immer nur dort angedeutet, wo sie aufgrund von im wesentlichen konstanten Eingangsspannungen und konstanten Lasten im Hinblick auf hohe Schaltfrequenzen, geringe Funkstörungen und einen hohen Gesamtwirkungsgrad besonders vorteilhaft ist. Beim erfindungsgemäßen Schaltnetzteil sind diese Vorteile wegen der Schwankungen in der Netzspannung und der stark schwankenden Lasten (Fig. 4) nicht voll nutzbar. Im Interesse einer starken Begrenzung der Ableitströme bei ausreichend guter Funkentstörung wird erfindungsgemäß vielmehr insbesondere auf die Erzielung eines optimalen Wirkungsgrades bewußt verzichtet, zumal dies bei den hier interessierenden Geräten mit vergleichsweise kleinen Leistungen in Kauf genommen werden kann.
Die Erfindung ist nicht auf das beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, das auf vielfache Weise abgewandelt werden könnte. Insbesondere ist klar, daß der Wert von 50 pF für den Y-Kondensator 56 in Abhängigkeit vom geforderten Ableitstrom in weiten Grenzen variiert werden kann. Sind z. B. bei einer maximalen Netzspannung von 264 V und 60 Hz nur Ableitströme von weniger als 50 μA gefordert, könnten Y-Kondensatoren 56 mit Kapazitäten von 500 pF und weniger verwendet werden. Weiter könnte anstelle de! bevorzugten Serienresonanzkreises auch ein Parallelresonanzkreis oder eine Mischform von beiden vorgesehen werden, wobei das beschriebene Schaltnetzteil 29 auch für andere als medizinische Anwendungen geeignet ist. Außerdem könnte die Schalteranordnung 42 als Vollbrücke ausgebildet und zu diesem Zweck mit vier statt nur zwei Leistungstransistoren versehen sein. Ferner sind die angegebenen Werte für die verschiedenen Bauelemente usw. nur als bevorzugte Ausführungsbeispiele zu betrachten, die vom Fachmann in Abhängigkeit von der jeweiligen speisenden Wechselspannung, der gewünschten Aus- gangsspannung und des geforderten Ableitstroms des Schaltnetzteils geändert werden können. Dasselbe gilt für die sonstige Ausbildung des Schaltnetzteils 29. Weiter kann, wie nicht näher erläutert wurde, zwischen der Primärseite und der Sekundärseite des Schaltnetzteils 29 eine übliche, z. B. für 4000 V ausreichende Isolation 77 (Fig. 2) vorgesehen werden, um außer einer Isolation gegen Ableitströme auch eine Isolation vorzusehen, die eine ausreichend große Durchschlagfestigkeit sicherstellt. Dadurch wird erreicht, daß zur Begrenzung der Ableitströme nicht nur eine geringe Koppelkapazität 56, sondern auch eine hohe ohmsche Isolation zwischen den spannungsführenden Teilen und den berührbaren Teilen (Gehäuse, Ausgangsseite der Stromversorgung) beiträgt. Schließlich versteht sich, daß die verschiedenen Merkmale auch in anderen als den beschriebenen und dargestellten Kombinationen angewendet werden können.

Claims

Ansprüche
1. Schaltnetzteil, insbesondere für medizinische Geräte, zur Erzeugung einer vorgewählten Gleichspannung (U^ aus einer speisenden Wechselspannung, enthaltend: Eingänge (31, 32) für die Wechselspannung, wenigstens einen Y-Kondensator (56) zur Funkentstörung, einen ersten Gleichrichter (39) mit Glättungskondensator (40) zur Umwandlung der Wechselspannung in eine Gleichspannung, eine Schalteranordnung (42) zur Erzeugung einer Rechteckspannung aus der Gleichspannung, einen Übertrager (49), einen zwischen die Schalteranordnung (42) und den Übertrager (49) geschalteten Resonanzkreis (54, 55), einen mit dem Übertrager (49) verbundenen, die vorgewählte Gleichspannung (U liefernden, zweiten Gleichrichter (51) mit Glättungskondensator (52) und ein Steuerteil (63) zur periodischen Betätigung der Schalteranordnung (42) mit einer auf den Resonanzkreis (54, 55) abgestimmten Frequenz, wobei der Y-Kondensator (56) zwischen die Primärseite und die Sekundärseite des Übertragers (49) geschaltet ist und eine so gewählte Kapazität besitzt, daß er bei der Nennfrequenz und dem Maximalwert der speisenden Wechselspannung nur unterhalb von 50 μA liegende Ableitströme zuläßt.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des Y-Kondensators (56) so gewählt ist, daß der Arbeitsstrom unterhalb von 7 μA liegt.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerteil (63) als Teil einer Regelschaltung für die vorgewählte Gleichspannung (U^ ausgebildet ist.
4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertrager (49) nebeneinander angeordnete Primär- und Sekundärwicklungen (70, 71) aufweist.
5. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertrager (49) auf der Primärseite eine Primärwicklung (70) und zwischen dieser und einem zur Aufnahme eines Kerns (72) bestimmten Spulenkörper (73) eine Schirmwicklung (74) aufweist.
6. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzkreis (54, 55) ein Serienresonanzkreis ist.
7. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwi- sehen die Eingänge (31, 32) und den ersten Gleichrichter (39) ein mit stromkompensierten Drosseln (37) versehenes Netzfilter (38) geschaltet ist.
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