WO2001091329A1 - Verfahren und vorrichtung zum auswerten eines uplink-funksignals - Google Patents

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WO2001091329A1
WO2001091329A1 PCT/DE2001/001884 DE0101884W WO0191329A1 WO 2001091329 A1 WO2001091329 A1 WO 2001091329A1 DE 0101884 W DE0101884 W DE 0101884W WO 0191329 A1 WO0191329 A1 WO 0191329A1
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Christopher Brunner
Joachim Hammerschmidt
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming

Definitions

  • the present invention relates to a method and apparatus for evaluating a radio signal in a receptions and seminars ⁇ ger for a radio communication system comprising a directional antenna input with a plurality of antenna elements.
  • messages In radio communication systems, messages (voice, image information or other data) are transmitted via transmission channels with the aid of electromagnetic waves (radio interface).
  • the transmission takes place both in the downlink from the base station to the subscriber station and in the uplink direction from the subscriber station to the base station.
  • Signals that are transmitted with the electromagnetic waves are subject to interference from interferences when they are propagated in a propagation medium.
  • Interference due to noise can arise, among other things, from noise in the input stage of the receiver. Diffraction and reflection cause signal components to travel through different paths.
  • this has the consequence that a signal at the receiver is often a mixture of several contributions, which originate from the same transmission signal, but which can reach the receiver several times, each from different directions, with different delays, attenuations and phase positions .
  • contributions of the received signal can interfere with themselves with changing phase relationships at the receiver and there lead to extinction effects on a short-term time scale (fast fading).
  • a us DE 197 12 549 AI is known, intelligent antennas
  • Smart antennas ie antenna arrays with multiple antenna elements to ⁇ to use to the transmission capacity to increase in the upward direction. These enable the antenna gain to be oriented in a direction from which the upward signal comes.
  • Such antenna devices are to be used in cellular mobile communication systems, because they enable loan, transmission channels, that is, depending on the considered mobile ⁇ radio communication system carrier frequencies, time slots, spreading codes, etc. to allocate several simultaneously active subscriber stations in a cell without the there is disruptive interference between the subscriber stations.
  • a method is known from DE 198 03 188 A, wherein a spatial covariance matrix is determined for a radio connection from a base station to a subscriber station. An eigenvector of the covariance matrix is calculated in the base station and used for the connection as a beam shaping vector. The transmission signals for the connection are weighted with the beam shaping vector and antenna elements are supplied for radiation. Due to the use of joint detection, for example in the end devices, intracell interferences are not included in the beam shaping and falsification of the received signals by intercell interferences is neglected.
  • this method determines a propagation path with good transmission properties in an environment with multipath propagation and concentrates the transmission ice the base station spatially on this propagation path.
  • the invention is based on the object of specifying a method and a device for evaluating a radio signal in a radio receiver with a plurality of antenna elements which, on the one hand, make it possible to align the reception characteristics of the receiver in the direction of a transmitter, and yet prevent signal failures due to rapid Fading is protected.
  • the method according to the invention is used in particular in a radio communication system with a base station and subscriber stations.
  • the subscriber stations are, for example, mobile stations, for example in a mobile radio network, or fixed stations, for example in so-called subscriber access networks for wireless subscriber connection.
  • the base station has an antenna device (smart antenna) with several antenna elements. The antenna elements enable a directed reception or a directed transmission of data via the radio interface.
  • the radio signal coming from the same transmitter can often be assigned a plurality of directions from which the radio signal arrives at the receiver. These directions do not change, if the transmitter and receiver are stationary, and if one moves from the two, are the changes which these BEWE ⁇ supply in the received signal causes low compared to those caused by fast fading.
  • the receiving characteristic of the receiver can be directed in the corresponding direction.
  • a first spatial covariance matrix of the M received signals is preferably generated in the initialization phase, eigenvectors of the first covariance matrix are determined, and these are used as first weighting vectors.
  • the first covariance matrix is averaged over a period of time that corresponds to a large number of cycles of the working phase. In this way, falsifications in the determination of the eigenvectors are averaged out due to the influence of phase fluctuations.
  • the first covariance matrix can be generated uniformly he ⁇ for the entirety of the received reception signals from the A ntennen shamen.
  • the transmitted radio signal is a code division multiplex radio signal is ⁇ , revealing when the first Covariance matrix is generated individually for each tap of the radio signal.
  • a vector of so-called own signals is generated from the received signals of the antenna elements in the working phase
  • Multiplying the vector of the received signals by a matrix W is formed, the columns (or rows) of which are the determined eigenvectors.
  • the received signals are weighted with all determined eigenvectors.
  • Each of the natural signals thus obtained corresponds to the contribution of a transmission path to the received signals of the antenna elements. This means that the contributions provided by the individual antenna elements are converted into contributions from individual transmission paths.
  • the intermediate signal to be evaluated is then obtained by weighting the vector of self-signals thus obtained with the selection vector.
  • the power of the intrinsic signals generated here in an intermediate step can be measured, and the components of the selection vector are preferably determined in each cycle as a function of the power of these intrinsic signals.
  • An alternative second embodiment of the method provides that a second spatial covariance matrix is in the operating phase in each cycle generated that the eigenvalues of the determined eigenvectors for the second spatial Kova ⁇ rianzmatrix calculated, and in that each component of the selection vector based on the eigenvalue of this Component corresponding eigenvector is determined.
  • This method can be implemented with relatively little complexity in terms of circuitry, since it is not necessary to generate a plurality of self-signals and the generation of covariance matrices of the received signals is necessary in any case in order to determine the self-vectors.
  • the components of the selection vector can be determined using a maximum ratio combining method.
  • all components of the selection vector with the exception of those which have a predetermined number of the best transmission paths, i.e. correspond to the strongest natural signals in the case of the first embodiment or the largest eigenvalues in the case of the second embodiment, be set equal to 0.
  • the predefined number can in particular be 1.
  • the transmitter expediently transmits a training sequence periodically, which is known to the receiver, so that the receiver can determine the first weighting vectors on the basis of the training sequences received.
  • this allows a second covariance matrix to be generated for each training sequence sent and thus the selection vector to be updated with each training sequence. If several transmitters can communicate with the receiver at the same time, it is advisable to use orthogonal training sequences.
  • An apparatus for evaluating a radio signal for an A ntennen worn with M antenna elements having radio receiver comprises a beam-forming network with M Eingän ⁇ gene from the antenna elements supplied received signals and an output for a dimensional by weighting the Empfangssig ⁇ with a transmitter associated weighting vectors preserver ⁇ tenes intermediate signal and a Signal kausein ⁇ standardized for estimating in the intermediate signal containing ⁇ NEN symbols. It is characterized by a storage element for storing N weighting vectors each assigned to a same transmitter, and the beamforming network has a control input for a selection vector, the components of which determine the contribution of each individual weighting vector to the intermediate signal.
  • the weighting vectors are preferably eigenvectors of a first covariance matrix generated on the basis of the M received signals.
  • the beam shaping network comprises two stages, the first stage comprising N branches for weighting the received signals, each with one of the N weighting vectors, and the second stage weighting the intrinsic signals supplied by the N branches with the selection vector.
  • Such a device is particularly easy to implement since the second stage of the beam shaping network in conventional devices for evaluating radio signals of the type described by Bernstein and Haimovich, op. Cit. described type already exist, but are provided there for evaluating individual antenna element signals, not for evaluating intrinsic signals.
  • the first embodiment of the invention differs from such a conventional device essentially in the addition of the first stage of the beam shaping network and the way in which the selection vector is generated.
  • the beam shaping network comprises a computing unit for forming the product of the beam shaping vector with the matrix W of the egg gene vectors, wherein the product obtained is used asRIEungsvek ⁇ tor in the beam forming network.
  • the beam shaping network is particularly simple , since it only has to have one stage.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a mobile radio network
  • Fig. 2 is a schematic representation of the frame structure of the code division multiplex (CDMA--) radio transmission;
  • FIG. 3 shows a block diagram of a base station of a radio communication system with a device for
  • FIG. 5 shows a block diagram of a base station of a radio communication system with a device for evaluating a radio signal according to a second embodiment of the invention
  • Fig. 6 is a flow diagram of the method performed by the device
  • FIG. 7 shows a block diagram of a base station of a radio communication system with a device for evaluating a radio signal according to a third embodiment of the invention.
  • FIG. 8 is a flow diagram of the method performed by the device.
  • Figure 1 shows the structure of a radio communication system in which the method of the invention or the erfindungsge ⁇ Permitted device are applicable. It consists of a large number of mobile switching centers MSC which are networked with one another or which provide access to a fixed network PSTN. Furthermore, these mobile switching centers MSC are connected to at least one base station controller BSC, each ⁇ wells. Each base station controller BSC in turn enables a connection to at least one base station BS. Such a base station BS can use a radio interface a ⁇ After direct connection to subscriber stations MS build. For this purpose, at least some of the base stations BS are equipped with antenna devices AE which have a plurality of antenna elements (i-A M ).
  • connection VI, V2, Vk for transmitting useful information and signaling information between subscriber stations MSI, MS2, MSk, MSn and a base station BS.
  • the connection between the base station BS and the subscriber station MSk considered below as representative for all subscriber stations comprises several propagation paths, each represented by arrows.
  • An operations and maintenance center OMC implements control and maintenance functions for the mobile network or for parts of it.
  • This structure can be transferred to other radio communication systems in which the invention can be used, in particular for subscriber access networks with a wireless subscriber line.
  • the frame structure of the radio transmission can be seen from FIG. 2.
  • Each time slot ts within the frequency range B forms a frequency channel FK.
  • the al ⁇ lein are provided for user data transmission are infor- ation of several compounds in radio blocks transmitted.
  • radio blocks for user data transmission are made from cut ⁇ d with data in which portions are embedded with the receiving end of known training sequences tseql to tseqn.
  • the data d is a connection-specific c a ⁇ fine structure, a subscriber code, spread, are such that the receive side, for example, n connections through these CDMA compo nent ⁇ separable.
  • the spreading of individual symbols of the data d causes T sym Q chips of the duration T cn ip to be transmitted within the symbol duration.
  • the Q chips form the connection-specific subscriber code c.
  • a protection time gp is provided within the time slot ts to compensate for different signal propagation times of the connections.
  • the successive time slots ts are structured according to a frame structure. Eight time slots ts are combined to form a frame, for example a time slot ts4 of the frame forming a frequency channel for signaling FK or a frequency channel TCH for useful data transmission, the latter being used repeatedly by a group of connections.
  • FIG. 3 shows a highly schematic block diagram of a base station of a W-CDMA radio communication system, which is equipped with a device according to the invention for evaluating the uplink radio signal received from the subscriber station MSk and optionally the uplink radio signals from other subscriber stations.
  • the base station comprises an antenna device with M antenna elements A ⁇ , A 2 ..., A M , the each deliver a received signal Ui ... U M.
  • a Strahlfor ⁇ mung network 1 comprises a plurality of vector multipliers 2, each of which the M reception signals Ui ... U M receives and the dot product of this vector of the received signals with a weighting vector w (k, 1), .. w ( k, N) forms. This weighting vectors are referred genvecs to as egg ⁇ .
  • the number N of the eigenvectors or the multiplier 2 is the same or smaller than the number M of the antenna elements.
  • the réellesig ⁇ supplied by the vector multipliers 2 dimensional E X / E ... N are referred to as self-signals of the subscriber station MSk.
  • the vector multipliers 2 form a first stage of the
  • Beamforming network 1 a second stage is formed by a vector multiplier 3, the internal structure of which is representative of the structure of the vector multipliers 2, is shown in the figure. It has N inputs for the N intrinsic signals E lf . , , E N , and corresponding inputs for N components of a selection vector S. Scalar multipliers 4 multiply each natural signal by the assigned component s n of the selection vector S. The products obtained are added up by an adder 5 to form a single intermediate signal I k , which is supplied to an estimation circuit 6 for estimating the symbols contained in the received signals.
  • the structure of the estimation circuit 6 is known per se and is not part of the invention, for which reason it is not described further here.
  • a signal processor 8 is also connected to the received signals Ui,... U M and generates covariance matrices R xx of these received signals, for example by evaluating the training sequences transmitted cyclically by the subscriber station MSk, ie in each time slot allocated to them, which are known to the signal processor 8 , The covariance matrices thus obtained are transferred from the signal processor 8 to a large one Number of cycles. The averaging can extend over a period of a few seconds to minutes.
  • the averaged covariance matrix R ⁇ also referred to here as the first covariance matrix, is transferred to a first arithmetic unit 9, which determines the eigenvectors of the averaged covariance matrix ⁇ ⁇ .
  • the averaged covariance matrix is a matrix with M rows and columns, it can therefore have a maximum of M eigenvectors, some of which can, however, be trivial or correspond to transmission paths that make no significant contribution to the received signal.
  • the number of antenna elements M is greater than 3, it is not necessary for the implementation of the invention that all eigenvectors of the covariance matrix are determined; the number N of the eigenvectors determined by the first computing unit 9 can be smaller than M.
  • the first computing unit 9 determines those N eigenvectors w (k, 1> , ..., w (k, N) of the average covariance matrix R ⁇ , which are among all of them
  • a memory element 10 serves to store these eigenvectors w (, 1) , ..., w (k ' N) . It is connected to the vector multipliers 2 in order to supply each of them with the eigenvector assigned to them.
  • the storage element 10 is shown in the figure as a unitary component; however, it can also consist of a plurality of registers, each of which records an eigenvector and with the corresponding vector multiplier 2 is connected to a circuit unit.
  • the intrinsic signals generated by the vector multipliers 2 Ei, ..., E N respectively correspond to the contributions of individual transmission direction a one- to the total of the Antennenein ⁇ AE received uplink radio signal does.
  • the Leis ⁇ processing of these individual contributions may be due to Phasenfluk ⁇ the individual transmission paths in short periods situation of the order of the time interval between successive time slots of the subscriber station MSk vary widely and may tragungsdorf to signal void on individual over ⁇ .
  • the probabilities of signal cancellation on the different transmission paths are uncorrelated.
  • the probability that all N intrinsic signals disappear at the same time and there is an interruption in reception is therefore lower than for the reception signals of N antenna elements, since in the latter the failure probabilities correct due to the usually close spatial proximity of the antenna elements.
  • a second stage of the beam forming network combines the N intrinsic signals into an intermediate signal I k .
  • This second stage comprises a second signal processor 11 which is connected to the outputs of the vector multipliers 2 in order to detect the powers of the intrinsic signals and to generate a selection vector S for controlling the vector multiplier 3.
  • the second signal processor 11 generates a selection vector S with only one non-vanishing component, which is fed to the scaled multiplier 4 which receives the strongest natural signal.
  • the second signal processor 11 uses a maximum ratio coining method, ie it selects the coefficients Si, ..., s N of the selection vector S as a function of the powers of the intrinsic signals Ei, ..., E N , such that by adding the with the components of the selection vector S weighted eigen signals Ei, ..., E N , the intermediate signal I k with the optimal signal-to-noise ratio is obtained.
  • a maximum ratio coining method ie it selects the coefficients Si, ..., s N of the selection vector S as a function of the powers of the intrinsic signals Ei, ..., E N , such that by adding the with the components of the selection vector S weighted eigen signals Ei, ..., E N , the intermediate signal I k with the optimal signal-to-noise ratio is obtained.
  • FIG. 4 illustrates the method carried out by the device of FIG. 3 on the basis of a flow diagram.
  • a current covariance matrix R xx is generated using the transmitted in a time slot of the subscriber station MSk Trai ⁇ beginnings sequence.
  • This current covariance matrix R xx is used in step S2 to form an averaged covariance matrix R ⁇ .
  • the averaging can be carried out by adding up all the current covariance matrices R xx over a given time span or a given number of cycles or time slots and dividing the sum obtained by the number of added covariance matrices.
  • a moving average is more advantageous, since it does not necessarily require the acquisition of a large number of current covariance matrices R xx before an averaged covariance matrix is available for the first time, and because the latest covariance matrices, i.e. those covariance matrices R xx , are used in the case of a moving subscriber station, the directions of the individual propagation paths are likely to be the most important, the most taken into account.
  • step S3 an eigenvector analysis of the averaged covariance matrix follows? ⁇ .
  • the eigen signals Ei, ..., E N are generated in step S5 using the eigenvectors w ⁇ '11 , ..., w (k, N> obtained in this way.
  • the generation of these eigen signals corresponds to the matrix multiplication.
  • step S6 the power of the intrinsic signals E x , ..., EN is detected, based on which in step S7 the selection vector
  • step S8 ⁇ S] S N) is determined.
  • the generation of the intermediate signal I k in step S8 thus ultimately corresponds to the formation of the product
  • I k SWU, the rapid update of the selection vector S depending on the strengths of the intrinsic signals E, ..., E N allowing a quick adaptation to the fast fading of the individual transmission paths.
  • Figure 5 shows a second embodiment of the device according to the invention. It differs from the device from FIG. 3 essentially in that the first signal processor 8 generates current covariance matrices R xx for each training sequence received from the subscriber station MSk and, on the one hand, to an averaging circuit 7 for generating the averaged covariance matrix i? ⁇ and on the other hand to a second computing unit 12.
  • This second arithmetic unit 12 also receives from the memory element 10 the matrix W of the eigenvectors - ascertained by the first arithmetic unit 9 - of the averaged covariance matrix?
  • this eigenvalue is a measure of the quality of the propagation path assigned to the eigenvector or eigen signal, which is used by the second computing unit 12. to generate a selection vector S with the ren already with reference to Figu ⁇ 3 and 4 described properties.
  • the Vek ⁇ tor multipliers 3 combined basis of this selection vector
  • step S6 shown as a flow chart; it differs from the method of FIG. 4 by steps S6, in which the eigenvalues of the eigenvectors for the current covariance matrix R xx are determined and step S7 of determining the selection vector S on the basis of the eigenvalues.
  • Figure 7 shows a third embodiment of the device according to the invention.
  • the vector multipliers 2 are omitted here and instead the received signals Ui,..., U M are fed directly to M scalar multipliers 4 of the vector multiplier 3.
  • the first signal processor 8, the mean value circuit 7, the memory element 10 and the first computing units 9, 12 do not differ from those of the embodiment from FIG. 5.
  • the set of eigenvalues determined by the second computing unit 12 is supplied as a selection vector S to a selection unit 13 which simultaneously receives the matrix W of the eigenvalues from the memory element 10 and a matrix multiplication
  • the intermediate signal Ik obtained at the output of the vector multiplier 3 is the same as in the case of the embodiment from FIG. 7, but the circuit complexity is considerably simplified by the elimination of the vector multiplier 2. Instead, it takes place in the second arithmetic unit 12 a matrix multiplication takes place, however, the processing effort associated therewith is considerably less, since this matrix multiplication need only be carried out once in each cycle of the working phase, whereas the vector multipliers 2, 3 process a large number of sample values in each cycle and therefore a much higher proces ⁇ must have processing speed.
  • step S7 s the product of the selection vector S is calculated with the matrix W of the eigenvectors, and in step S ⁇ ⁇ the received signals Ui, ... , U M weighted with the vector thus obtained.
  • Step S9 takes place again in the same way as in the other configurations.
  • the components of the selection vector need not be identical to the set of eigenvalues for the current covariance matrix R xx ; the components of the selection vector S can be calculated in any suitable manner on the basis of the eigenvalues, in particular all components with the exception of those which correspond to a given number of the largest eigenvalues in each case can be set to 0.
  • a further development of the devices and methods described above is based on the knowledge that the uplink signal received by the antenna device of the base station is composed of a large number of contributions which are not only related to the individual antenna elements in their direction of origin or their relative phase position and their attenuation, but also in their propagation times from the subscriber station MSk to the base station BS.
  • the propagation times of the individual contributions or their relative delays can be determined in a manner known per se with the aid of nes rake searcher can be determined, and it can be generated from the uplink radio signal for each individual antenna element several receive signals, which are referred to as taps in a CDMA radio communication system and which differ from each other in that for each tap to spread and descrambling the uplink radio signal is based on a different time offset between the uplink radio signal and the spreading and scrambling code, in each case in accordance with a measured delay.
  • the current covariance matrices R xx and, accordingly, the averaged covariance matrix i? ⁇ generated individually for each tap.
  • the number N of the eigenvectors assigned to the subscriber station MSk is not necessarily fixed.
  • covariance matrices R xx , R ⁇ are generated individually for each tap, the total number of eigenvectors taken into account for a subscriber station can be predetermined, although the number of eigenvectors taken into account for each individual covariance matrix can vary. For this purpose, first of all the total of the eigenvectors and eigenvalues for all averaged covariance matrices of the subscriber station are calculated, and from the totality of the eigenvectors that can belong to different taps, those are determined and stored in the storage element 10 that have the greatest eigenvalue exhibit.

Abstract

Zum Auswerten eines Funksignals in einem Funkempfänger, der eine Antenneneinrichtung mit mehreren Antennenelementen (A1, ..., AM) umfaßt, die jeweils ein Empfangssignal (U1, ..., UM) liefern, wird eine Mehrzahl N von ersten Gewichtungsvektoren w?(k,1) , w(k,2)¿ ... für eine Teilnehmerstation (MSk) ermittelt. Die in einem durch Bilden eines Produktes der Form SWU erhältlichen Teilnehmersignal I¿k? enthaltenen Symbole werden abgeschätzt. Dabei ist W die M x N-Matrix der ersten Gewichtungsvektoren, S ist ein N-komponentiger Auswahlvektor und U der Vektor der Empfangssignale (U1, ..., UM). Der Auswahlvektor wird in der Arbeitsphase zyklisch neu festgelegt. Eine Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals enthält unter anderem ein Speicherelement (10) zum Speichern von N jeweils einem gleichen Sender (MSk) zugeordneten Gewichtungsvektoren und ein Strahlformungsnetzwerk (Ik) mit einem Steuereingang für den Auswahlvektor (S).

Description

Beschreibung? •
Verfahren und Vorrichtung zum Auswerten eines Uplink- Funksignals
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals in einem Empfän¬ ger für ein Funk-Kommunikationssystem, der eine Antennenein- richtung mit mehreren Antennenelementen umfaßt.
In Funk-Kommunikationssystemen werden Nachrichten (Sprache, Bildinformation oder andere Daten) über Übertragungskanäle mit Hilfe von elektromagnetischen Wellen (Funkschnittstelle) übertragen. Die Übertragung erfolgt sowohl in Abwärtsrichtung (downlink) von der Basisstation zu der Teilnehmerstation, als auch in Aufwärtsrichtung (uplink) von der Teilnehmerstation zur Basisstation.
Signale, die mit den elektromagnetischen Wellen übertragen werden, unterliegen bei ihrer Ausbreitung in einem Ausbreitungsmedium u.a. Störungen durch Interferenzen. Störungen durch Rauschen können u.a. durch Rauschen der Eingangsstufe des Empfängers entstehen. Durch Beugungen und Reflexionen durchlaufen Signalkomponenten verschiedene Ausbreitungswege. Dies hat zum einen die Folge, daß ein Signal am Empfänger oft ein Gemisch von mehreren Beiträgen ist, die zwar von einem gleichen Sendesignal herrühren, die aber den Empfänger mehrfach, jeweils aus unterschiedlichen Richtungen, mit unter- schiedlichen Verzögerungen, Dämpfungen und Phasenlagen erreichen können. Zum anderen können Beiträge des Empfangssignals kohärent mit wechselnden Phasenbeziehungen beim Empfänger mit sich selbst interferieren und dort zu Auslöschungseffekten auf einem kurzfristigen Zeitmaßstab (fast fading) führen. Aus DE 197 12 549 AI ist bekannt, intelligente Antennen
(smart antennas) , d. h. Antennenanordnungen mit mehreren An¬ tennenelementen, zu nutzen, um die Übertragungskapazität in Aufwärtsrichtung zu erhöhen. Diese ermöglichen eine gezielte Ausrichtung des Antennengains in eine Richtung, aus der das Aufwärtssignal kommt.
Solche Antenneneinrichtungen sollen in zellularen Mobilfunk- KommunikationsSystemen zum Einsatz kommen, weil sie es ermög- liehen, Übertragungskanäle, d.h. je nach betrachtetem Mobil¬ funk-Kommunikationssystem Trägerfrequenzen, Zeitschlitze, Spreizcodes etc., mehreren gleichzeitig aktiven Teilnehmerstationen in einer Zelle zuzuteilen, ohne daß es zu störenden Interferenzen zwischen den Teilnehmerstationen kommt.
Aus A.J.Paulraj, C.B. Papadias, „Space-time processing for wi- reless Communications*, IEEE Signal Processing Magazine, Nov. 1997, S.49-83, sind verschiedene Verfahren zur räumlichen Signaltrennung für Auf- und Abwärtsrichtung bekannt.
Aus DE 198 03 188 A ist ein Verfahren bekannt, wobei eine räumliche Kovarianzmatrix für eine Funkverbindung von einer Basisstation zu einer Teilnehmerstation bestimmt wird. In der Basisstation wird ein Eigenvektor der Kovarianzmatrix berech- net und für die Verbindung als ein Strahlformungsvektor verwendet. Die Sendesignale für die Verbindung werden mit dem Strahlformungsvektor gewichtet und Antennenelementen zur Ab- strahlung zugeführt. Intrazell-Interferenzen werden aufgrund der Verwendung von Joint-Detection, beispielsweise in den Endgeräten, in die Strahiformung nicht einbezogen und eine Verfälschung der empfangenen Signale durch Interzell- Interferenzen wird vernachlässigt.
Anschaulich gesprochen ermittelt dieses Verfahren in einer Umgebung mit Mehrwegausbreitung einen Ausbreitungsweg mit guten Übertragungseigenschaften und konzentriert die Sendeleis- tung der Basisstation räumlich auf diesen Ausbreitungsweg.
Dadurch kann jedoch nicht verhindert werden, daß Interferen¬ zen auf diesem Übertragungsweg kurzfristig zu Signalauslö¬ schungen und somit zu Unterbrechungen der Übertragung führen können.
Die oben beschriebenen Ansätze bringen nur in solchen Umge¬ bungen Vorteile, in denen Ankunftsrichtungen der Funksignale beim Empfänger klar auszumachen sind, und in denen die Verzö- gerungen zwischen auf unterschiedlichen Ausbreitungswegen am Empfänger angekommenen Funksignalen ausreichend groß sind. In Umgebungen, wo diese Voraussetzungen fehlen, z.B. im Inneren von Gebäuden, wo LaufZeitdifferenzen kurz sind und keine ein¬ deutigen Herkunftsrichtungen der Funksignale auszumachen sind, liefern diese bekannten Verfahren keine besseren Ergebnisse als beim Empfang mit einer einzigen Antenne. Phasenfluktuationen können daher zu kurzfristigen Abschwächungen oder Auslöschungen des Empfangssignals (Fast Fading) führen.
Ein anderes Prinzip der Anwendung von Antenneneinrichtungen mit mehreren Antennenelementen in Funk-Kommunikationssystemen ist aus X.Bernstein, A.M.Haimovich, „Space-Time Optimum Com- bining for CDMA Communicationsλ , Wireless Personal Communications, Band 3, 1969, Seiten 73 bis 89, Kluwer Academic Publi- shers, bekannt. Dieses Verfahren geht davon aus, daß durch Phasenfluktuationen bedingte Auslöschungen des Empfangssignals meist auf kleine räumliche Bereiche begrenzt sind, so daß oft nicht alle Antennenelemente einer Antenneneinrichtung gleichzeitig betroffen sind. Diese Tatsache wird ausgenutzt, indem die Übertragungskanäle für jedes Antennenelement einzeln in kurzen Zeitabständen abgeschätzt werden, und die von den einzelnen Antennenelementen empfangenen, von dem gleichen Sender kommenden EmpfangsSignale werden in einem Maximum Ratio Combiner überlagert und das so erhaltene Signal wird aus- gewertet. Dieses Verfahren ist jedoch nicht mit einer räumlichen Ausrichtung der Sende- bzw. Empfangscharakteristik der Antennenelemente kompatibel, d.h. die Mehrfachnutzung von Ka- nälen für verschiedene, voneinander räumlich getrennte Teil¬ nehmerstationen in einer Zelle eines Funk-
Kommunikationssystems ist ausgeschlossen. Außerdem ist die Wirksamkeit dieses Verfahrens stark eingeschränkt, wenn es in Umgebungen eingesetzt wird, in denen den am Empfänger ein¬ treffenden Funksignalen eine Richtung zugeordnet werden kann. Die Möglichkeit, den Funksignalen eine Herkunftsrichtung zu¬ zuordnen, ist nämlich gleichbedeutend mit dem Bestehen einer Phasenkorrelation zwischen den von den verschiedenen Anten- nenelementen empfangenen Empfangssignalen. Dies wiederum bedeutet, daß wenn ein Element der Antenneneinrichtung von einer Auslöschung des EmpfangsSignals betroffen ist, eine nicht zu vernachlässigende Wahrscheinlichkeit besteht, daß dies bei benachbarten Antennenelementen ähnlich ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals in einem Funkempfänger mit mehreren Antennenelementen anzugeben, die es zum einen ermöglichen, die Empfangscharakteristik des Emp- fängers in Richtung auf einen Sender auszurichten, und die dennoch gegen Signalausfälle durch schnelles Fading geschützt ist.
Diese Aufgabe wird durch das erfindungsgemäße Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und die Vorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 12 gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird insbesondere in einem Funk-Kommunikationssystem mit einer Basisstation und Teilnehmerstationen eingesetzt. Die Teilnehmerstationen sind beispielsweise Mobilstationen, so in einem Mobilfunknetz, oder Feststationen, so in sogenannten Teilnehmerzugangs-Netzen zum drahtlosen Teilnehmeranschluß. Die Basisstation weist eine Antenneneinrichtung (smart antenna) mit mehreren Antennenelementen auf. Die Antennenelemente ermöglichen einen ge- richteten Empfang bzw. eine gerichtete Sendung von Daten über die Funkschnittstelle.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird davon ausgegangen, daß in einer Umgebung mit Mehrwegausbreitung dem von einem gleichen Sender kommenden Funksignal häufig eine Mehrzahl von Richtungen zugeordnet werden kann, aus denen das Funksignal am Empfänger eintrifft. Diese Richtungen ändern sich nicht, wenn Sender und Empfänger stationär sind, und wenn einer von beiden sich bewegt, sind die Veränderungen, die diese Bewe¬ gung im Empfangssignal bewirkt, gering im Vergleich zu denen, die durch schnelles Fading verursacht werden. Durch Gewichten der von den einzelnen Antennenelementen gelieferten Empfangssignale mit den Komponenten eines geeigneten Gewichtungsvek- tors läßt sich die Empfangscharakteristik des Empfängers auf die entsprechende Richtung lenken. Die Berücksichtigung eines im Vergleich zu den Gewichtungsvektoren schnell veränderlichen Auswahlvektors erlaubt eine dynamische Anpassung an schnelles Fading auf den einzelnen Ausbreitungswegen und ein „Umschalten* der Empfangscharakteristik zwischen verschiedenen Ausbreitungswegen oder die gleichzeitige Berücksichtigung der Beiträge unterschiedlicher Ausbreitungswege zu den Empfangssignalen der Antennenelemente.
Um die Gewichtungsvektoren zu bestimmen, wird vorzugsweise in der Initialisierungsphase eine erste räumliche Kovarianzmatrix der M Empfangssignale erzeugt, Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix werden ermittelt, und diese werden als erste Gewichtungsvektoren verwendet.
Um bei der Ermittlung der Eigenvektoren zufällige Beeinflussungen durch schnelles Fading zu begrenzen, ist es zweckmäßig, daß die erste Kovarianzmatrix über eine Zeitdauer gemit- telt wird, die einer Vielzahl von Zyklen der Arbeitsphase entspricht. Auf diese Weise werden Verfälschungen bei der Bestimmung der Eigenvektoren durch den Einfluß von Phasenfluktuationen ausgemittelt . Die erste Kovarianzmatrix kann für die Gesamtheit der von den Antennenelementen empfangenen EmpfangsSignale einheitlich er¬ zeugt werden. Da die Beiträge der einzelnen Übertragungswege zu dem Empfangssignal sich jedoch nicht nur durch den zurück¬ gelegten Weg sondern auch durch die für diesen Weg benötigte Laufzeit unterscheiden, ist es, falls das übertragene Funk¬ signal ein Codemultiplex-Funksignal ist, aufschlußreicher, wenn die erste Kovarianzmatrix für jeden Tap des Funksignals einzeln erzeugt wird.
Um den Verarbeitungsaufwand zu reduzieren, ist es zweckmäßig, wenn nicht sämtliche Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix oder -matrizen ermittelt werden, sondern nur diejenigen, die die größten Eigenwerte aufweisen, denn diese entsprechen den Ausbreitungswegen mit der geringsten Dämpfung.
Gemäß einer ersten bevorzugten Ausgestaltung des Verfahrens wird in der Arbeitsphase aus den Empfangssignalen der Anten- nenelemente ein Vektor von sogenannten Eigensignalen durch
Multiplizieren des Vektors der Empfangssignale mit einer Matrix W gebildet, deren Spalten (oder Zeilen) jeweils die ermittelten Eigenvektoren sind. Mit anderen Worten: die Empfangssignale werden mit sämtlichen ermittelten Eigenvektoren gewichtet. Jedes der so erhaltenen Eigensignale entspricht dem Beitrag eines Übertragungsweges zu den Empfangssignalen der Antennenelemente. Das bedeutet: Die von den einzelnen Antennenelementen gelieferten Beiträge werden umgewandelt in Beiträge einzelner Übertragungswege. Das auszuwertende inter- mediäre Signal wird anschließend durch Gewichten des so erhaltenen Vektors von Eigensignalen mit dem Auswahlvektor erhalten. Die Leistung der hier in einem Zwischenschritt erzeugten Eigensignale kann gemessen werden, und die Komponenten des Auswahlvektors werden vorzugsweise in jedem Zyklus in Abhängigkeit von der Leistung dieser Eigensignale festgelegt. Diese Ausgestaltung ist einfach und preiswert realisierbar, da zum Weiterverarbeiten der Eigensignale bis hin zur Symbol- Schätzung existierende Empfänger für „smart antennas* einge¬ setzt werden können.
Eine alternative zweite Ausgestaltung des Verfahrens sieht vor, daß in der Betriebsphase in jedem Zyklus eine zweite räumliche Kovarianzmatrix erzeugt wird, daß die Eigenwerte der ermittelten Eigenvektoren für die zweite räumliche Kova¬ rianzmatrix berechnet werden, und daß jede Komponente des Auswahlvektors anhand des Eigenwerts des dieser Komponente entsprechenden Eigenvektors festgelegt wird. Dieses Verfahren ist mit relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand realisierbar, da nicht mehrere Eigensignale erzeugt werden müssen und die Erzeugung von Kovarianzmatrizen der Empfangssignale ohnehin erforderlich ist, um die Eigenvektoren zu ermitteln.
Bei beiden Verfahrensausgestaltungen können die Komponenten des Auswahlvektors nach einem Maximum Ratio Combining- Verfahren festgelegt werden. Alternativ können alle Komponenten des Auswahlvektors mit Ausnahme derjenigen, die einer vorgegebenen Zahl von jeweils besten Übertragungswegen, d.h. den stärksten Eigensignalen im Falle der ersten Ausgestaltung bzw. den größten Eigenwerten im Falle der zweiten Ausgestaltung entsprechen, gleich 0 festgelegt werden. Die vorgegebene Zahl kann insbesondere 1 sein.
Zweckmäßigerweise strahlt der Sender periodisch eine Trainingssequenz aus, die dem Empfänger bekannt ist, so daß der Empfänger die ersten Gewichtungsvektoren anhand der empfangenen Trainingssequenzen ermitteln kann. Dies erlaubt es insbe- sondere im Falle der zweiten Ausgestaltung des Verfahrens, zu jeder gesendeten Trainingssequenz eine zweite Kovarianzmatrix zu erzeugen und so den Auswahlvektor mit jeder Trainingssequenz zu aktualisieren. Wenn mehrere Sender zeitgleich mit dem Empfänger kommunizieren können, verwenden sie zweckmäßi- gerweise orthogonale Trainingssequenzen. Eine Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals für einen eine Antenneneinrichtung mit M Antennenelementen aufweisenden Funkempfänger umfaßt ein Strahlformungsnetzwerk mit M Eingän¬ gen für von den Antennenelementen gelieferte Empfangssignale sowie einen Ausgang für ein durch Gewichten der Empfangssig¬ nale mit einem Sender zugeordneten Gewichtungsvektoren erhal¬ tenes intermediäres Signal sowie eine Signalverarbeitungsein¬ heit zum Abschätzen von in dem intermediären Signal enthalte¬ nen Symbolen. Sie ist gekennzeichnet durch ein Speicherele- ment zum Speichern von N jeweils einem gleichen Sender zugeordneten Gewichtungsvektoren, und das Strahlformungsnetzwerk besitzt einen Steuereingang für einen Auswahlvektor, dessen Komponenten den Beitrag jedes einzelnen Gewichtungsvektors zu dem intermediären Signal festlegen.
Die Gewichtungsvektoren sind vorzugsweise Eigenvektoren einer anhand der M Empfangssignale erzeugten ersten Kovarianzmatrix. Einer ersten bevorzugten Ausgestaltung der Vorrichtung zufolge umfaßt das Strahlformungsnetzwerk zwei Stufen, wobei die erste Stufe N Zweige zur Gewichtung der Empfangssignale mit jeweils einem der N Gewichtungsvektoren umfaßt und die zweite Stufe die von dem N Zweigen gelieferten Eigensignale mit dem Auswahlvektor gewichtet. Eine solche Vorrichtung ist besonders einfach realisierbar, da die zweite Stufe des Strahlformungsnetzwerks in herkömmlichen Vorrichtungen zum Auswerten von Funksignalen der bei Bernstein und Haimo- vich, op. cit. beschriebenen Art bereits vorhanden sind, dort aber zur Auswertung einzelner Antennenelement-Signale, nicht zur Auswertung von Eigensignalen vorgesehen sind. Die erste Ausgestaltung der Erfindung unterscheidet sich von einer solchen herkömmlichen Vorrichtung im wesentlichen durch die Hinzufügung der ersten Stufe -des Strahlformungsnetzwerks und die Art der Erzeugung des Auswahlvektors.
Einer zweiten Ausgestaltung zufolge umfaßt das Strahlformungsnetzwerk eine Recheneinheit zum Bilden des Produktes des Strahlformungsvektors mit der oben erwähnten Matrix W der Ei- genvektoren, wobei das erhaltene Produkt als Gewichtungsvek¬ tor in dem Strahlformungsnetzwerk verwendet wird. Bei dieser Ausgestaltung ist das Strahlformungsnetzwerk besonders ein¬ fach aufgebaut, da es nur eine Stufe besitzen muß.
Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Mobilfunknetzes;
Fig. 2 eine schematische Darstellung der Rahmenstruktur der Codemultiplex- (CDMA--) -Funkübertragung;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Basisstation eines Funk- kom unikationssystems mit einer Vorrichtung zum
Auswerten eines Funksignals gemäß einer ersten Aus¬ gestaltung der Erfindung;
Fig. 4 ein Flußdiagramm des von der Vorrichtung ausgeführ- ten Verfahrens;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Basisstation eines Funkkommunikationssystems mit einer Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals gemäß einer zweiten Ausgestaltung der Erfindung;
Fig. 6 ein Flußdiagramm des von der Vorrichtung ausgeführten Verfahrens;
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Basisstation eines Funkkommunikationssystems mit einer Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals gemäß einer dritten Ausgestaltung der Erfindung; und
Fig. 8 ein Flußdiagramm des von der Vorrichtung ausgeführten Verfahrens. Figur 1 zeigt die Struktur eines Funk-Kommunikationssystems, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsge¬ mäße Vorrichtung anwendbar sind. Es besteht aus einer Viel¬ zahl von Mobilvermittlungsstellen MSC, die untereinander ver- netzt sind bzw. den Zugang zu einem Festnetz PSTN herstellen. Weiterhin sind diese Mobil-vermittlungsstellen MSC mit je¬ weils zumindest einem Basisstationscontroller BSC verbunden. Jeder Basisstationscontroller BSC ermöglicht wiederum eine Verbindung zu zumindest einer Basisstation BS . Eine solche Basisstation BS kann über eine Funkschnittstelle eine Nach¬ richtenverbindung zu Teilnehmerstationen MS aufbauen. Hierfür sind wenigstens einzelne der Basisstationen BS mit Antenneneinrichtungen AE ausgerüstet, die mehrere Antennenelemente ( i - AM) aufweisen.
In Fig. 1 sind beispielhaft Verbindungen VI, V2, Vk zur Übertragung von Nutzinformationen und Signalisierungsinforma- tionen zwischen Teilnehmerstationen MSI, MS2, MSk, MSn und einer Basisstation BS dargestellt. Die Verbindung zwischen der Basisstation BS und der im folgenden stellvertretend für alle Teilnehmerstationen betrachteten Teilnehmerstation MSk umfaßt mehrere Ausbreitungswege, jeweils durch Pfeile dargestellt.
Ein Operations- und WartungsZentrum OMC realisiert Kontroll- und Wartungsfunktionen für das Mobilfunknetz bzw. für Teile davon.
Die Funktionalität dieser Struktur ist auf andere Funk- Kommunikationssysteme übertragbar, in denen die Erfindung zum Einsatz kommen kann, insbesondere für Teilnehmerzugangsnetze mit drahtlosem Teilnehmeranschluß.
Die Rahmenstruktur der Funkübertragung ist aus Fig. 2 er- sichtlich. Gemäß einer TDMA-Ko ponente ist eine Aufteilung eines breitbandigen Frequenzbereiches, beispielsweise der Bandbreite B = 1,2 MHz, in mehrere Zeitschlitze ts, bei- spielsweise 8 Zeitschlitze tsl bis ts8 vorgesehen. Jeder Zeitschlitz ts innerhalb des Frequenzbereiches B bildet einen Frequenzkanal FK. Innerhalb der Frequenzkanäle TCH, die al¬ lein zur Nutzdatenübertragung vorgesehen sind, werden Infor- ationen mehrerer Verbindungen in Funkblöcken übertragen.
Diese Funkblöcke zur Nutzdatenübertragung bestehen aus Ab¬ schnitten mit Daten d, in denen Abschnitte mit empfangsseitig bekannten Trainingssequenzen tseql bis tseqn eingebettet sind. Die Daten d sind verbindungsindividuell mit einer Fein¬ struktur, einem Teilnehmerkode c, gespreizt, so daß empfangs- seitig beispielsweise n Verbindungen durch diese CDMA-Kompo¬ nente separierbar sind.
Die Spreizung von einzelnen Symbolen der Daten d bewirkt, daß innerhalb der Symboldauer Tsym Q Chips der Dauer Tcnip übertragen werden. Die Q Chips bilden dabei den verbindungsindividuellen Teilnehmerkode c. Weiterhin ist innerhalb des Zeit- schlitzes ts eine Schutzzeit gp zur Kompensation unterschied- licher Signalaufzeiten der Verbindungen vorgesehen.
Innerhalb eines breitbandigen Frequenzbereiches B werden die aufeinanderfolgenden Zeitschlitze ts nach einer Rahmenstruktur gegliedert. So werden acht Zeitschlitze ts zu einem Rah- men zusammengefaßt, wobei beispielsweise ein Zeitschlitz ts4 des Rahmens einen Frequenzkanal zur Signalisierung FK oder einen Frequenzkanal TCH zur Nutzdatenübertragung bildet, wobei letzter wiederkehrend von einer Gruppe von Verbindungen genutzt wird.
Figur 3 zeigt stark schematisiert ein Blockdiagramm einer Basisstation eines W-CDMA-Funk-Kommunikationssystems, die mit einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Auswerten des von der Teilnehmerstation MSk empfangenen Uplink-Funksignals sowie gegebenenfalls der Uplink-Funksignale anderer Teilnehmerstationen ausgestattet ist. Die Basisstation umfaßt eine Antenneneinrichtung mit M Antennenelementen Aα, A2 ... , AM, die jeweils ein Empfangssignal Ui ... UM liefern. Ein Strahlfor¬ mungsnetzwerk 1 umfaßt eine Vielzahl von Vektor- Multiplizierern 2, von denen jeder die M Empfangssignale Ui ... UM empfängt und das Skalarprodukt dieses Vektors der Emp- fangssignale mit einem Gewichtungsvektor w(k,1), .. w (k,N) bildet. Diese Gewichtungsvektoren werden im folgenden als Ei¬ genvektoren bezeichnet. Die Zahl N der Eigenvektoren bzw. der Multiplizierer 2 ist genauso groß oder kleiner als die Zahl M der Antennenelemente.
Die von den Vektor-Multiplizierern 2 gelieferten Ausgangssig¬ nale EX/ ... EN werden als Eigensignale der Teilnehmerstation MSk bezeichnet.
Die Vektor-Multiplizierer 2 bilden eine erste Stufe des
Strahlformungsnetzwerks 1; eine zweite Stufe ist durch einen Vektor-Multiplizierer 3 gebildet, dessen innerer Aufbau, stellvertretend auch für den Aufbau der Vektor-Multiplizierer 2, in der Figur dargestellt ist. Er besitzt N Eingänge für die N Eigensignale El f . . . EN, sowie entsprechende Eingänge für N Komponenten eines Auswahlvektors S. Skalare Multiplizierer 4 multiplizieren jedes Eigensignal mit der zugeordneten Komponente sn des Auswahlvektors S. Die erhaltenen Produkte werden von einem Addierer 5 zu einem einzigen sogenann- ten intermediärem Signal Ik aufaddiert, welches einer Abschätzungsschaltung 6 zum Abschätzen der in den Empfangssignalen enthaltenen Symbole zugeführt wird. Der Aufbau der Ab- schätzungsschaltung 6 ist an sich bekannt und nicht Teil der Erfindung, weswegen er hier nicht weiter beschrieben wird.
Ein Signalprozessor 8 ist ebenfalls an die Empfangssignale Ui, ... UM angeschlossen und erzeugt Kovarianzmatrizen Rxx dieser Empfangssignale, z.B. durch Auswerten der von der Teilnehmerstation MSk zyklisch, d.h. in jedem ihr zugeteilten Zeitschlitz, übertragenen Trainingssequenzen, welche dem Signalprozessor 8 bekannt sind. Die so erhaltenen Kovarianzmatrizen werden von dem Signalprozessor 8 über eine große Zahl von Zyklen ge ittelt. Die Mittelung kann sich über einen Zeitraum von einigen Sekunden bis Minuten erstrecken.
Die gemittelte Kovarianzmatrix R^ , hier auch als erste Kova- rianzmatrix bezeichnet, wird an eine erste Recheneinheit 9 übergeben, die eine Bestimmung der Eigenvektoren der gemit- telten Kovarianzmatrix Äβ vornimmt. Wenn dem an der Anten¬ neneinrichtung der Basisstation eintreffenden Uplink-Signal Ausbreitungswege mit unterschiedlichen Eintreffrichtungen an der Basisstation BS zugeordnet werden können, so entspricht jedem dieser Ausbreitungswege ein Eigenvektor. Die gemittelte Kovarianzmatrix ist eine Matrix mit M Zeilen und Spalten, sie kann daher maximal M Eigenvektoren besitzen, von denen allerdings einige trivial sein können oder Übertragungswegen ent- sprechen können, die keinen nennenswerten Beitrag zum Empfangssignal leisten. Insbesondere wenn die Zahl der Antennenelemente M größer als 3 ist, ist es für die Ausführung der Erfindung nicht erforderlich, daß sämtliche Eigenvektoren der Kovarianzmatrix bestimmt werden; die Zahl N der von der ers- ten Recheneinheit 9 bestimmten Eigenvektoren kann kleiner sein als M.
Falls N kleiner als M festgelegt ist, ermittelt die erste Recheneinheit 9 diejenigen N Eigenvektoren w(k,1>, ..., w(k,N) der ge ittelten Kovarianzmatrix R^ , die unter ihren sämtlichen
Eigenvektoren die Eigenwerte mit dem größten Betrag aufweisen.
Ein Speicherelement 10 dient zur Speicherung dieser Eigenvek- toren w( ,1), ..., w(k'N) . Es ist mit den Vektor-Multiplizierern 2 verbunden, um jeden von diesen mit dem ihm zugeordneten Eigenvektor zu versorgen.
Das Speicherelement 10 ist in der Figur als ein einheitliches Bauelement dargestellt; es kann aber auch aus einer Mehrzahl von Registern bestehen, von denen jeder einen Eigenvektor aufnimmt und mit dem entsprechenden Vektor-Multiplizierer 2 zu einer Schaltungseinheit verbunden ist.
Die von den Vektor-Multiplizierern 2 erzeugten Eigensignale Ei, ... , EN entsprechen jeweils den Beiträgen, die ein ein- zelner Übertragungsweg zu dem gesamten von der Antennenein¬ richtung AE empfangenen Uplink-Funksignal leistet. Die Leis¬ tung dieser einzelnen Beiträge kann aufgrund von Phasenfluk¬ tuation der einzelnen Übertragungswege in kurzen Zeiträumen in der Größenordnung des Zeitabstandes zwischen aufeinander folgenden Zeitschlitzen der Teilnehmerstation MSk stark variieren, und es kann zur Signalauslöschung auf einzelnen Über¬ tragungswegen kommen. Da die verschiedenen Übertragungswege jedoch von einander unabhängig sind, sind die Wahrscheinlichkeiten der Signalauslöschung auf den verschiedenen Übertra- gungswegen unkorreliert. Die Wahrscheinlichkeit, daß alle N Eigensignale gleichzeitig verschwinden und es zu einer Unterbrechung des Empfangs kommt, ist daher geringer als bei den Empfangssignalen von N Antennenelementen, da bei letzteren aufgrund der meist gegebenen engen räumlichen Nachbarschaft der Antennenelemente die Ausfallwahrscheinlichkeiten korre- lieren.
Eine zweite Stufe des Strahlformungsnetzwerks kombiniert die N Eigensignale zu einem intermediären Signal Ik. Diese zweite Stufe umfaßt einen zweiten Signalprozessor 11, der an die Ausgänge der Vektor-Multiplizierer 2 angeschlossen ist, um die Leistungen der Eigensignale zu erfassen und einen Auswahlvektor S zur Ansteuerung des Vektor-Multiplizierers 3 zu erzeugen. Gemäß einer einfachen Ausgestaltung erzeugt der zweite Signalprozessor 11 einen Auswahlvektor S mit lediglich einer nicht verschwindenden Komponente, die demjenigen skala- ren Multiplizierer 4 zugeführt wird, der das stärkste Eigensignal empfängt. Einer bevorzugten Variante zufolge wendet der zweite Signalprozessor 11 ein Maximum Ratio Co bining- Verfahren an, d.h. er wählt die Koeffizienten Si, ..., sN des Auswahlvektors S in Abhängigkeit von den Leistungen der Eigensignale Ei, ... , EN, derart, daß durch Addition der mit den Komponenten des Auswahlvektors S gewichteten Eigensignale Ei, ... , EN, das intermediäre Signal Ik mit dem optimalen Signal-Störabstand erhalten wird.
Figur 4 veranschaulicht das von der Vorrichtung der Figur 3 ausgeführte Verfahren anhand eines Flußdiagrams . In Schritt Sl wird eine aktuelle Kovarianzmatrix Rxx anhand der in einem Zeitschlitz von der Teilnehmerstation MSk übertragenen Trai¬ ningssequenz erzeugt. Diese aktuelle Kovarianzmatrix Rxx wird in Schritt S2 zur Bildung einer gemittelten Kovarianzmatrix R^ herangezogen. Die Mittelwertbildung kann erfolgen, in dem über eine gegebene Zeitspanne oder eine gegebene Zahl von Zyklen bzw. Zeitschlitzen der Teilnehmerstation sämtliche aktuellen Kovarianzmatrizen Rxx aufaddiert und die erhaltene Summe durch die Anzahl der addierten Kovarianzmatrizen dividiert wird. Vorteilhafter ist demgegenüber jedoch eine gleitende Mittelwertbildung, da sie nicht zwingend die Erfassung einer großen Zahl von aktuellen Kovarianzmatrizen Rxx erfordert, bevor zum ersten Mal eine gemittelte Kovarianzmatrix vorliegt, und weil bei ihr jeweils die jüngsten aktuellen Kovarianzmatrizen, d.h. diejenigen Kovarianzmatrizen Rxx, die bei einer bewegten Teilnehmerstation die Richtungen der einzelnen Ausbreitungswege voraussichtlich am wichtigsten wiedergibt, am stärksten berücksichtigt wird.
In Schritt S3 folgt eine Eigenvektoranalyse der gemittelten Kovarianzmatrix ?π . Nach Speicherung der erhaltenen Eigenvektoren (Schritt S4) ist die Initialisierungsphase des Verfahrens abgeschlossen.
In der Arbeitsphase des Verfahrens werden anhand der so gewonnenen Eigenvektoren w^'11, ..., w(k,N> die Eigensignale Ei, ..., EN in Schritt S5 erzeugt. Die Erzeugung dieser Eigensignale entspricht der Matrixmultiplikation.
E=WU, wobei
Figure imgf000018_0001
den Vektor der Eigensignale, die Matrix der Eigenvektoren bzw. den Vektor der Empfangssignale darstellen.
In Schritt S6 wird die Leistung der Eigensignale Ex, ... , EN erfaßt, anhand derer in Schritt S7 der Auswahlvektor
S = {S] SN ) festgelegt wird. Die Erzeugung des intermediären Signals Ik in Schritt S8 entspricht somit letztlich der Bildung des Produktes
Ik=SWU wobei die schnelle Aktualisierung des Auswahlvektors S in Ab- hängigkeit von den Stärken der Eigensignale E, ... , EN eine schnelle Anpassung an das schnelle Fading der einzelnen Übertragungswege erlaubt.
Figur 5 zeigt eine zweite Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung. Sie unterscheidet sich von der Vorrichtung aus Figur 3 im wesentlichen dadurch, daß der erste Signalprozessor 8 jeweils aktuelle Kovarianzmatrizen Rxx für jede von der Teilnehmerstation MSk empfangene Trainingssequenz erzeugt und einerseits an eine Mittelwertbildungsschaltung 7 zur Erzeu- gung der gemittelten Kovarianzmatrix i?π und andererseits an eine zweite Recheneinheit 12 ausgibt. Diese zweite Recheneinheit 12 empfängt ferner von dem Speicherelement 10 die Matrix W der - von der ersten Recheneinheit 9 ermittelten - Eigenvektoren der gemittelten Kovarianzmatrix ?Ä und berechnet für jeden dieser Eigenvektoren Ex, ... , EN dessen Eigenwert mit der aktuellen Kovarianzmatrix Rxx. Dieser Eigenwert ist wie die Leistung des Eigensignals Ei ein Maß für die Qualität des dem Eigenvektor bzw. Eigensignal zugeordneten Ausbreitungswegs, das von der zweiten Recheneinheit 12 benutzt wird, um einen Auswahlvektor S mit den bereits mit Bezug auf Figu¬ ren 3 und 4 beschriebenen Eigenschaften zu erzeugen. Der Vek¬ tor-Multiplizierer 3 kombiniert anhand dieses Auswahlvektors
5 die Eigensignale Ei, ... , EN zu dem intermediären Signal Ik, dessen Symbole in der Abschätzungsschaltung 6 abgeschätzt werden.
Das von dieser Vorrichtung ausgeführte Verfahren ist in Figur
6 als Flußdiagramm dargestellt; es unterscheidet sich von dem Verfahren der Figur 4 durch die Schritte S6, in dem die Eigenwerte der Eigenvektoren zu der aktuellen Kovarianzmatrix Rxx ermittelt werden und den Schritt S7 der Festlegung des Auswahlvektors S anhand der Eigenwerte.
Figur 7 zeigt eine dritte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung. Die Vektormulitiplizierer 2 sind hier entfallen und stattdessen sind die Empfangssignale Ui, ..., UM direkt M skalaren Multiplizierern 4 des Vektor-Multiplizierers 3 zugeführt. Der erste Signalprozessor 8, die Mittelwertschaltung 7, das Speicherelement 10 und die ersten Recheneinheiten 9, 12 unterscheiden sich nicht von denen der Ausgestaltung aus Figur 5. Der Satz der von der zweiten Recheneinheit 12 ermittelten Eigenwerte wird als Auswahlvektor S einer Auswahleinheit 13 zugeführt, die gleichzeitig vom Speicherelement 10 die Matrix W der Eigenwerte empfängt und eine Matrixmultiplikation
Figure imgf000019_0001
durchführt .
Das am Ausgang des Vektor-Multiplizierers 3 erhaltene intermediäre Signal Ik ist das gleiche wie im Falle der Ausgestaltung aus Figur 7, allerdings ist durch den Fortfall der Vektor-Multiplizierer 2 der Schaltungsaufwand erheblich vereinfacht. Zwar findet stattdessen in der zweiten Recheneinheit 12 eine Matrixmultiplikation statt, der damit verbundene Ver- arbeitungsaufwand ist jedoch erheblich geringer, da diese Matrixmultiplikation in jedem Zyklus der Arbeitsphase nur einmal durchgeführt zu werden braucht, wohingegen die Vektor- Multiplizierer 2, 3 in jedem Zyklus eine Vielzahl von Abtast¬ werten verarbeiten und deshalb eine wesentlich höhere Verar¬ beitungsgeschwindigkeit besitzen müssen.
Die Funktionsweise der Ausgestaltung aus Figur 7 ist in dem Flußdiagramm der Figur 8 dargestellt. Die Schritte Sl bis S6λ sind die gleichen wie bei dem Verfahren aus Figur 6. In dem abgewandelten Schritt S7,s wird das Produkt des Auswahlvektors S mit der Matrix W der Eigenvektoren berechnet, und im Schritt Sδ^ die Empfangssignale Ui, ..., UM mit dem so erhal- tenen Vektor gewichtet. Die Abschätzung der Symbole in
Schritt S9 erfolgt wieder in der gleichen Weise wie bei den anderen Ausgestaltungen.
Selbstverständlich müssen auch bei diesem Ausführungsbeispiel die Komponenten des Auswahlvektors nicht identisch mit dem Satz der Eigenwerte zu der aktuellen Kovarianzmatrix Rxx sein; die Komponenten des Auswahlvektors S können in beliebiger geeigneter Weise anhand der Eigenwerte berechnet werden, insbesondere können alle Komponenten mit Ausnahme derjenigen, die einer gegebenen Zahl der jeweils größten Eigenwerte entsprechen, gleich 0 gesetzt werden.
Eine Weiterentwicklung der oben beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren basiert auf der Erkenntnis, daß das von der An- tenneneinrichtung der Basisstation empfangene Uplink-Signal sich aus einer Vielzahl von Beiträgen zusammensetzt, die sich nicht nur in ihrer Herkunftsrichtung bzw. ihrer relativen Phasenlage an den einzelnen Antennenlementen und ihrer Dämpfung unterscheiden, sondern auch in ihren Ausbreitungszeiten von der Teilnehmerstation MSk zur Basisstation BS. Die Ausbreitungszeiten der einzelnen Beiträge bzw. ihre relativen Verzögerungen können in an sich bekannter Weise mit Hilfe ei- nes Rake Searchers bestimmt werden, und es können aus dem Uplink-Funksignal für jedes einzelne Antennenelement mehrere Empfangssignale generiert werden, die bei einem CDMA-Funk- KommunikationsSystem als Taps bezeichnet werden und die sich voneinander dadurch unterscheiden, daß für jeden Tap zum Ent- spreizen und Entscrambeln des Uplink-Funksignals ein anderer Zeitversatz zwischen dem Uplink-Funksignal und dem Spreiz- und Scrambling-Code jeweils entsprechend einer gemessenen Verzögerung zugrunde gelegt ist. Gemäß der Weiterentwicklung werden die aktuellen Kovarianzmatrizen Rxx und dementsprechend auch die gemittelte Kovarianzmatrix i?π für jeden Tap einzeln erzeugt. Dies erlaubt es, mit einer Antenneneinrichtung, die M Antennenelemente umfaßt, mehr als M Ausbreitungswege zu unterscheiden und bei der Auswertung zu berücksichti- gen, die sich in ihrer jeweiligen Signalverzögerung unterscheiden. Es ist somit eine wesentlich detailliertere und genauere Auswertung des Uplink-Funksignals möglich, als wenn nur eine einzige Kovarianzmatrix erzeugt wird.
Die Zahl N der der Teilnehmerstation MSk zugeordneten Eigenvektoren ist nicht notwendigerweise fest vorgegeben. In dem Fall, daß Kovarianzmatrizen Rxx, R^ für jeden Tap einzeln erzeugt werden, kann die Gesamtzahl der für eine Teilnehmerstation berücksichtigten Eigenvektoren vorgegeben sein, wobei allerdings die Zahl der für jede einzelne Kovarianzmatrix berücksichtigten Eigenvektoren variieren kann. Zu diesem Zweck wird zunächst die Gesamtheit der Eigenvektoren und Eigenwerte für sämtliche gemittelten Kovarianzmatrizen der Teilnehmerstation berechnet, und es werden aus der Gesamtheit der Ei- genvektoren, die zu unterschiedlichen Taps gehören können, diejenigen ermittelt und in dem Speicherelement 10 gespeichert, die den größten Eigenwert aufweisen. Dabei kann es vorkommen, daß die Eigenvektoren derjenigen Taps, die nur einen geringen Beitrag zum Uplink-Signal leisten, vollends un- berücksichtigt bleiben. Es ist auch möglich, die Zahl der insgesamt einer Teilnehmerstation zugeordneten Eigenvektoren dynamisch in Abhängigkeit von der jeweiligen Übertragungssituation zu variieren. So kann bei einem direkten Übertragungsweg, insbesondere wenn die Teilnehmerstation sich nicht oder nur langsam bewegt, eine Reduzierung der Zahl der Eigenvektoren auf bis zu N = 1 vertretbar sein, wobei die dadurch frei werdenden Verarbeitungskapazitäten (bzw. Vektor-Multiplizierer 2 im Falle der Vorrichtungen aus Figur 3 und 5) anderen Teilnehmerstationen mit schlechteren Übertragungsbedingungen zugeschlagen werden.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Auswerten eines Funksignals in einem Funk- Empfänger, der eine Antenneneinrichtung (AE) mit mehreren Antennenelementen (Ax bis AM) umfaßt, die jeweils ein Emp¬ fangssignal (Ui, ..., UM) liefern, mit den Schritten: a) in einer Initialisierungsphase Ermitteln einer Mehrzahl N von M-komponentigen ersten Gewichtungsvektoren ( |k'11, (k,2), ..., w(k,N)) für eine Teilnehmerstation (MSk), und b) in einer Arbeitsphase Abschätzen von in einem intermediären Signal (Ik) enthaltenen Symbolen, das durch Bilden eines Produktes der Form Ik= S W U erhältlich ist, wobei W die MxN-Matrix der ersten Gewich- tungsvektoren ( l ,1), w(k'2>, ..., (k'N)), S ein N- komponentiger Auswahlvektor und U der Vektor der Empfangssignale (Ui, ..., UM) ist, wobei der Auswahlvektor S in der Arbeitsphase zyklisch neu festgelegt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Initialisierungsphase eine erste räumliche Kovarianzmatrix ( R^ ) der M Empfangssignale erzeugt wird, daß Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix ( RÄ ) ermittelt werden und daß die ermittelten Eigenvektoren die ersten Gewichtungsvektoren sind.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Kovarianzmatrix (i?Ä) über eine Zeitdauer entsprechend einer Vielzahl von Zyklen der Arbeitsphase gemittelt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Kovarianzmatrix (i?^ ) für jeden Tap des Funksignals einzeln erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ermittelten Eigenvektoren diejenigen aus der Gesamtheit der Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix o- der - atrizen ( R^ ) sind, die die größten Eigenwerte auf¬ weisen.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Arbeitsphase ein Vektor E von Eigensignalen (Ei, ..., EN) entsprechend der Formel E= W U gebildet wird, und daß die Komponenten des Auswahlvektors (S) in jedem Zyklus in Abhängigkeit von der Leistung der Eigensignale (Ei, ..., EN) festgelegt werden.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der Betriebsphase in jedem Zyklus ei- ne zweite räumliche Kovarianzmatrix (Rxx) erzeugt wird, daß die Eigenwerte der ersten Eigenvektoren für die zweite räumliche Kovarianzmatrix (Rxx) berechnet werden, und daß jede Komponente des Auswahlvektors (S) anhand des Eigenwerts des dieser Komponente entsprechenden Eigenvektors festgelegt wird.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Komponenten des Auswahlvektors (S) nach einem Maximum Ratio Combining-Verfahren festgelegt werden.
9. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß bis auf eine vorgegebene Zahl alle Komponenten des Auswahlvektors (S) gleich 0 festgelegt werden.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender (MSk) periodisch eine Trainingssequenz ausstrahlt, die dem Empfänger (BS) bekannt ist, und daß die ersten Gewichtungsvektoren anhand der empfangenen Trainingssequenzen ermittelt werden.
11. Verfahren nach Anspruch 10 und Anspruch 7, dadurch ge¬ kennzeichnet, daß die zweite Kovarianzmatrix (Rxx) zu je¬ der gesendeten Trainingssequenz erzeugt wird.
12. Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals für einen ei¬ ne Antenneneinrichtung (AE) mit M Antennenelementen (Aα, ..., A ) aufweisenden Funk-Empfänger, wobei die Vorrichtung ein Strahlformungsnetzwerk mit M Eingängen für von den Antennenelementen (A2, ..., AM) gelieferte Empfangs- Signale (Ui, ..., UM) sowie einen Ausgang für ein durch
Gewichten der Empfangssignale mit einem Sender (MSk) zuge¬ ordneten Gewichtungsvektoren (wtk,1>, w(k,2), ..., w(k,N)) erhaltenes intermediäres Signal (Ik) und eine Signalverarbeitungseinheit (6) zum Abschätzen von in dem intermediä- ren Signal (Ik) enthaltenen Symbolen aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein Speicherelement (10) zum Speichern von N jeweils einem gleichen Sender (MSk) zugeordneten Gewichtungsvektoren umfaßt, und daß das Strahlformungsnetzwerk (1) einen Steuereingang für einen Auswahl- vektor (S) aufweist, dessen Komponenten den Beitrag jedes einzelnen Gewichtungsvektors (w( ,:L1, w(k,2), ..., w(k,N) ) zu dem intermediären Signal (Ik) festlegen.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsvektoren (w( ,1), w(k,2), ..., (k,N)) Eigenvektoren einer anhand der M Empfangssignale (Ui, ..., UM) erzeugten ersten Kovarianzmatrix ( R^, ) sind.
14. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Strahlformungsnetzwerk zwei Stufen umfaßt, wobei die erste Stufe N Zweige zur Gewichtung der Empfangssignale mit jeweils einem der N Gewichtungsvektoren (w(k,1), (k,2), ..., (k,N)) umfaßt und die zweite Stufe die von den N Zweigen gelieferten Ausgangssignale (Ei, ..., EN) mit dem Auswahlvektor (S) gewichtet.
15. Vorichtung nach- Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stufe ein Maximum Ratio Combiner ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Strahlformungsnetzwerk eine Recheneinheit zum Bilden des Produktes S W ist, wobei W die MxN-Matrix der ersten Gewichtungsvektoren (w( ,1), wlk,2), ...) und S der N- komponentige Auswahlvektor (S) ist.
17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß sie Teil einer Basisstation (BS) eines Mobilfunk-Kommunikationssystems ist.
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