WO2000025494A1 - Procede et systeme de reglage du niveau des raies parasites du spectre frequentiel de sortie d'un dispositif de transposition de frequence a bande laterale - Google Patents

Procede et systeme de reglage du niveau des raies parasites du spectre frequentiel de sortie d'un dispositif de transposition de frequence a bande laterale Download PDF

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WO2000025494A1
WO2000025494A1 PCT/FR1999/002570 FR9902570W WO0025494A1 WO 2000025494 A1 WO2000025494 A1 WO 2000025494A1 FR 9902570 W FR9902570 W FR 9902570W WO 0025494 A1 WO0025494 A1 WO 0025494A1
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Inventor
Maria Luisa Gambina
Vincent Fournier
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Stmicroelectronics Sa
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/18—Modifications of frequency-changers for eliminating image frequencies

Definitions

  • the invention relates to frequency transposition devices with a single sideband (also designated by "IQ mixers", according to a name usually used by a person skilled in the art) and in particular the adjustment of the radio frequency emission spectrum, in 5 particularly the image rejection and the rejection of the local oscillator line of these IQ mixers.
  • IQ mixers also designated by "IQ mixers"
  • the invention finds a particularly advantageous and non-limiting application in the field of mobile telephones incorporating such mixers.
  • the useful signal transmitted in this case the voice, which is a low frequency signal, is transposed into a high frequency signal in the IQ mixer using a high frequency signal originating from a local oscillator.
  • the output spectrum of the signal from the mixer therefore contains a so-called useful line, corresponding to the useful signal transposed to
  • the adjustment consists in adjusting the symmetry of the low frequency input signals from the mixer to compensate for the internal asymmetries of this component which are responsible for the increase in the image and local oscillator lines of the ' output spectrum.
  • test signals are used which are respectively delivered at the input of the two channels I and Q of the mixer.
  • Each test signal typically has a continuous component and a periodic component (in practice sinusoidal).
  • the periodic components of the two test signals are mutually out of phase.
  • the adjustment consists, for a fixed value of the frequency of the local oscillator signal, in adjusting the value of the continuous components, the ratio of the amplitudes of the two sinusoidal components as well as the value of the phase shift, in order to minimize the levels of the parasitic lines.
  • a conventional method for making this adjustment consists, for each possible local oscillator frequency (each associated with a transmission channel), of carrying out a scan on the input channel I, then on the channel Q, to measure, for the different values of the different parameters of the test signals, the levels obtained for the image and local oscillator lines, and to repeat this operation by refining the scanning steps until obtaining the desired rejection. Parameter values are then obtained, making it possible to obtain very low levels for the image and local oscillator lines.
  • this method has the drawback of requiring a very large number of measurements, typically of the order of a few tens to a few hundreds for a local oscillator frequency value, and therefore a very long adjustment time.
  • the adjustment is carried out with a nominal supply voltage. It is further verified that at the end of the telephone battery life, the quality of the output spectrum of the mixer always conforms to the desired specifications.
  • variations in the supply voltage and / or the temperature in particular can modify, for example, certain characteristics of the transistors forming certain elements of the mixer, and consequently modify its behavior, in particular at level of internal asymmetries. This then results in a mismatch between the adjustment parameters established during the test with the nominal voltage.
  • Optimal adjustment of the mixer would then require a new adjustment of the parameters of the test signals in real time. However, such an adjustment in real time, that is to say during a period of locking the telephone on a transmission channel, is completely incompatible with the duration of adjustment currently necessary.
  • the efficiency of the current method is all the worse the closer one is to the solution, that is to say the reference values of the parameters making it possible to obtain the desired rejection.
  • the efficiency of the current method is all the worse the closer one is to the solution, that is to say the reference values of the parameters making it possible to obtain the desired rejection.
  • very low measurement noise tends to "trap" the iterative search algorithm in local minima, thus leading to obtaining reference values (optimal values) for these parameters, different from the values theoretical benchmarks.
  • the invention aims to provide a solution to these problems.
  • An object of the invention is to provide an adjustment of the output spectrum of such IQ mixers, which requires a very small number of measurements to determine the parameters of the test signals.
  • the object of the invention is also to propose a setting which can be implemented in real time in a mobile telephone because of its very short duration.
  • the invention also aims to increase the efficiency of the adjustment.
  • the invention results in particular from the fact that it has been found that it is possible to correlate the power (that is to say the level) of the image and local oscillator lines of the output spectrum, to the different parameters of the test signals by two mathematical relations of the paraboloid type.
  • the invention is remarkable in that the determination of the reference values (optimal values) for the parameters considered, reference values corresponding to theoretically zero levels of these parasitic lines, can be carried out by a numerical calculation. from a reduced number of measurements, typically a few measurement points.
  • the invention therefore differs from the prior art, in particular by the fact that the determination of these reference values is carried out here by a numerical computation whereas in the conventional method previously used, this determination is carried out by the only observation of the measured levels of a very large number of points, so as to select the values of the parameters having led to a minimum level.
  • the invention thus makes it possible to reduce the duration of the adjustment in a ratio greater than ten, which reduces the cost of the products incorporating such a mixer, since the cost of the test represents a significant percentage of the cost of these products.
  • the duration of such an adjustment according to the invention makes it easy to be able, if necessary, to implement such an adjustment in real time during the operation of a mobile telephone.
  • the invention therefore proposes a method for adjusting the level of the parasitic lines of the output frequency spectrum of a frequency transposition device with a single sideband, this method comprising: - the delivery at the input of the two channels the frequency transposition device, two configurable and mutually phase-shifted test signals,
  • each test signal comprises a continuous component and a periodic time component (for example a sinusoidal component).
  • the continuous components of the two test signals constitute first and second parameters respectively, while the ratio of the amplitudes and the relative phase shift of the two periodic time components of the two test signals constitute third and fourth parameters respectively.
  • the parasitic lines include an image line and a local oscillator line.
  • the first and second parameters are connected at the level of the local oscillator line by a first parabolic relation, while the third and fourth parameters are linked at the level of the image line by a second parabolic relation.
  • the reference values of the first and second parameters are then determined by performing only measurements of the level of the local oscillator line, while the reference values of the third and fourth parameters are determined by performing only measurements of the level of the stripe image.
  • a first variant of the invention consists in calculating the position of the optimum of the parabolic relation considered by determining the point where the derivative is zero.
  • the reference value of each parameter is determined by using at least four different test values of said parameter, so as to obtain at least four corresponding measured values of level.
  • the value of the parameter corresponding to a zero derivative of the corresponding parabolic relationship is then calculated from said test values and corresponding level values, this value constituting said reference value for the parameter considered.
  • test values used for this variant is equal to four.
  • two triplets of consecutive test values can be formed, for example the first, the second and the third on the one hand, and the second, the third and the fourth. on the other hand.
  • the difference between the two measured level values corresponding to the extreme test values of each triplet is then advantageously calculated (for example, on the one hand, the difference between the levels corresponding to the first and third test values, and, on the other hand, the difference between the levels corresponding to the fourth and second test values).
  • We then make the relationship between this difference and the difference of said two extreme values of the triplet considered in this case, on the one hand, the difference between the third and the first test values and, on the other hand, the difference between the fourth and second test values).
  • variants of the invention consist in taking a certain number of measurement points and in solving a linear system of several equations with several unknowns, for example according to the known method known as of Kramer.
  • the reference value of each parameter is determined by using only three different test values of said parameter so as to obtain three corresponding measured values of level, and to obtain a linear system of three equations with three unknowns from the corresponding parabolic relation, the three different test values and the three corresponding measured level values. Then said linear system is solved.
  • Another variant of the invention makes it possible to determine the respective reference values of the first and second parameters by using only four different pairs of test values for said values.
  • first and second parameters so as to obtain four corresponding measured level values and to obtain a first linear system with four equations with four unknowns from the corresponding parabolic relation, from the four pairs of test values and from the four measured level values corresponding.
  • the invention also relates to a system for adjusting the level of the parasitic lines of the output frequency spectrum of a frequency transposition device with a single sideband, comprising delivery means for delivering at the input of the two channels of the transposition device. frequency, two configurable and mutually out of phase test signals, means for measuring the level of each of the parasitic lines for test values different from the different parameters of the two test signals, and means for determining reference values for the different parameters to minimize the level of stray lines.
  • the means for determining the reference values comprise processing means, for example carried out in software within a microprocessor, capable of performing a numerical calculation from a predetermined number of different test values of said parameters and corresponding measured level values, taking into account two parabolic relationships connecting the level of the two parasitic lines to said parameters.
  • the invention also relates to a mobile telephone containing a frequency transposition device and such an adjustment system, so as to allow the implementation of the method according to the invention within the telephone, whether in the factory or else in real time during phone operation.
  • FIG. 3 illustrates a correlation according to the invention between the level of the parasitic lines and some of the adjustment parameters
  • Figure 4 illustrates a section in the plane Q of the paraboloid of Figure 3;
  • FIG. 5 partially illustrates a first variant implementation of the method according to the invention
  • FIG. 6 illustrates very schematically an embodiment of an adjustment system according to the invention
  • the reference DTF designates a frequency transposition device with a single side band, or mixer IQ, comprising two mixing channels VF1 and VF2 joined by a terminal adder AD connected to the output terminal BS of the mixer.
  • the channel VFl comprises a mixer M 1 receiving, on the one hand, the signal TXI present at the input terminal BI of the mixer, and, on the other hand, a signal OLl equal to
  • the channel VF2 comprises a mixer M2 receiving, on the one hand, the signal TXQ present at the input BQ of the mixer, and, on the other hand, a signal OL2 equal to LOsin ⁇ t and coming directly from the 'local oscillator OL.
  • two configurable test signals TXI and TXQ are given to the two inputs BI and BQ of the mixer, given respectively by formulas (1) and (2).
  • TXI DCI + sin ⁇ t (1)
  • TXQ DCQ + r cos ( ⁇ t + 0) (2)
  • DCI represents the continuous component of the TXI signal, and sin ⁇ t the temporal sinusoidal component of pulsation ⁇ .
  • DCQ represents the continuous component of TXQ signal, while r cos ( ⁇ t + 0) represents the cosine component of this TXQ signal. r represents the amplitude of this cosine component. It should be noted in this regard that since the amplitude of the sinusoidal component of the signal TXI has been chosen equal to 1, r here in fact represents the ratio of the amplitudes of the two periodic components of the two test signals. Likewise, 0 represents the relative phase shift of the two periodic components of the two signals TXI and TXQ. If the mixer Q was perfect, the output signal SS would only comprise a line called useful line RU centered on the frequency FL-tf, where FL is the frequency of the local oscillator (corresponding to the pulsation
  • the output spectrum of the signal SS comprises, in addition to the useful line RU, two parasitic lines (FIG. 2), namely the line RL of local oscillator centered on the frequency FL and an image line RM centered on the frequency FL-f.
  • Adjusting the output spectrum of the DTF mixer consists in varying the different parameters of the two test signals so as to minimize the level or power P of the parasitic lines RM and RL.
  • the prior art adjustment method consisted in varying the parameters of the TXI signal according to a given scanning step, keeping the parameters of the TXQ signal constant and then repeating this scanning on the Q channel while keeping the parameters of the TXI signal constant. . These two iterative scans were then repeated with smaller scanning steps until the values of the parameters having led to the obtaining of a minimum level for the line RM and the line RL were selected.
  • the invention proposes a method radically different from this, which requires only a few measurement points.
  • DCI, DCQ, r and 0 represent the current test values of the different parameters
  • DCIO, DCQO, rO and 00 represent the reference values of these parameters for which the power of the line RL and the power of the IM line are zero.
  • Kl and K2 are constants.
  • the purpose of the adjustment therefore consists in determining by calculation these reference values. This determination is made in a BTR processing block (FIG. 1) comprising conventional means of spectrum analysis MS and processing means MT such as a microprocessor.
  • the reference PBL1 designates the correlation paraboloid between the power of the line RL and the different values of the parameters DCI and DCQ.
  • the section of the paraboloid PBL1 in the DCQf plane is a PBI parabola as illustrated in FIG. 4.
  • a first variant of the invention for determining the reference value DCIO and the reference value DCQO will consist in using the fact that the derivative of a parabola is a straight line and will consist in finding the point POR where this derivative is zero . More precisely, one fixes for the other parameters DCQ, r and 0, predetermined values DCQf, rf, and 0f.
  • test values are also chosen for the DCI parameter, namely the DCU, DCI2, DCI3 and DCI4 test values, and the corresponding test signals TXI and TXQ are successively applied.
  • the measurement means MS of the processing block BTR determine then for each of the points PO1, P02, P03 and P04 of the parabola PBI the corresponding levels PI, P2, P3 and P4 of the local oscillator line RL. From there, for the triplet of measuring point PO1, P02 and P03, the value of the derivative P'2 at point P02 is determined by formula (5).
  • the value P'3 of the derivative at point P03 is determined by formula (6).
  • the two measurement points P02 and P03 having coordinates (P'2, DCI2) and (P'3, DCI3) respectively, allow to determine the two parameters ⁇ and ⁇ of the line D of equation:
  • Obtaining the reference value DCIO was therefore carried out by a simple numerical calculation, carried out in software within the processing means MT of the processing block BTR and required only four separate measurements of the level of the corresponding line RL to four different DCI1-DCI4 test values for the DCI parameter.
  • this variant of the invention required, for a given frequency FL of local oscillator, eight measurements of the level of the line RL to determine the reference values DCIO and DCQO of the parameters DCI and DCQ (four measurements corresponding to the four different DCI1-DCI4 test values and four measurements corresponding to the four different DCQ1-DCQ4 test values).
  • DCIO reference value is calculated as follows:
  • relation (3) can take the form of relation (10).
  • An analogous calculation can be carried out to determine the reference values rO and 00 of the pair of parameters r and 0 using this time the level of the image line IM and the relation of the paraboloid type given by the formula (4) below. before.
  • the reference values which have just been obtained have been calculated for a given value of the local oscillator frequency. This calculation can be performed for all the local oscillator frequencies corresponding to the different frequencies of the transmission channels subdividing the radio frequency transmission band of a mobile telephone (for example sixty channels extending in the frequency band 850 MHz- 950 MHz).
  • the DTF mixer is preceded by an auxiliary circuit CX formed by two channels VX1 and VX2 respectively connecting the two input terminals BI and BQ from the mixer to a BX terminal receiving the useful signal, in this case the voice.
  • the VX1 channel includes an amplifier
  • the channel VX2 comprises time delay means MR, for example a delay line, followed by a variable gain amplifier AM2, followed by an adder AD2 also also receiving an auxiliary voltage from a second auxiliary voltage source ST2.
  • the value of the auxiliary voltage ST1 corresponds to the parameter DCI, while the value of the auxiliary voltage ST2 corresponds to the parameter DCQ.
  • the variable gain of the amplifier AM2 corresponds to the parameter r and the time delay induced by the delay means MR corresponds to the phase shift 0.
  • the value of the time delay, the gain value of the amplifier AM2 and the values of the auxiliary voltages ST1 and ST2 can be adjusted, so that these values correspond to the reference values. 00, rO, DCIO and DCQO obtained when adjusting the mixer.
  • the BTR processing block comprising a spectrum analyzer and a processor, generally present in any mobile phone, permanently receives the output signal from the DTF mixer.
  • the mobile telephone is locked for predefined elementary durations (for example 12.5 ms) on a selected frequency channel.
  • the invention therefore provides, for example at the start of the elementary locking duration, to switch the input of the auxiliary circuit CX to a generator GEN generating a periodic auxiliary signal, by example a sinusoidal signal.
  • the processor included in the processing block BTR then varies the values of the auxiliary voltage sources, that of the gain of the amplifier AM2 and the value of the delay of the delay means MR, and determines by a digital calculation analogous to that which comes to be described, the different reference values taking into account the current frequency of the local oscillator and the actual operating conditions of the telephone.
  • the processor switches the input of the auxiliary circuit CX to the input receiving the speech SU.

Landscapes

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Abstract

On délivre en entrée des deux voies du dispositif de transposition de fréquence deux signaux de test paramétrables et mutuellement déphasés TXI, TXQ, on mesure le niveau de chacune des raies parasites pour des valeurs de test différentes des différents paramètres des deux signaux de test, et on détermine les valeurs de référence pour les différents paramètres permettant de minimiser les niveaux des raies parasites, par un calcul numérique effectué à partir d'un nombre prédéterminé de valeurs de test différentes desdits paramètres et des valeurs de niveaux mesurées correspondantes, compte tenu de deux relations de type parabolique reliant les niveaux des deux raies parasite auxdits paramètres. On minimise ainsi la durée de réglage en utilisant un nombre réduit de valeurs de test.

Description

PROCEDE ET SYSTEME DE REGLAGE DU NIVEAU DES RAIES PARASITES DU SPECTRE FREQUENTIEL DE SORTIE D'UN DISPOSITIF DE TRANSPOSITION DE FREQUENCE A BANDE LATERALE
L'invention concerne les dispositifs de transposition de fréquence à bande latérale unique (également désignés par "mélangeurs IQ", selon une dénomination habituellement utilisée par l'homme du métier) et notamment le réglage du spectre d'émission radio-fréquence, en 5 particulier la réjection d'image et la réjection de la raie d'oscillateur local de ces mélangeurs IQ.
L'invention trouve une application particulièrement avantageuse et non limitative dans le domaine des téléphones mobiles incorporant de tels mélangeurs.
10 Dans un téléphone mobile, le signal utile émis, en l'espèce la voix, qui est un signal basse fréquence, est transposé en un signal haute fréquence dans le mélangeur IQ à l'aide d'un signal haute fréquence issu d'un oscillateur local. Le spectre de sortie du signal issu du mélangeur contient donc une raie dite utile, correspondant au signal utile transposé à
15 haute fréquence, mais également des raies parasites, en l'espèce la raie du signal d'oscillateur local ainsi que la raie image du signal utile. Or, lorsqu'un téléphone mobile est verrouillé pendant une durée prédéterminée (par exemple 12,5 ms) sur un canal fréquentiel de transmission, il est nécessaire que le spectre du signal émis occupe le
20 moins de bande passante possible afin de perturber le moins possible les autres canaux fréquentiels de transmission qui peuvent être alloués à d'autres émetteurs/récepteurs radio-fréquence. Et, la raie d'oscillateur local et la raie image sont de nature à perturber les autres canaux. Le réglage du mélangeur a donc pour but d'annuler, ou à tout le moins de
25 diminuer le plus possible, les niveaux des raies parasites, c'est-à-dire le niveau de la raie image et de la raie d'oscillateur local.
Le réglage consiste à ajuster la symétrie des signaux d'entrée basse fréquence du mélangeur pour compenser les dissymétries internes de ce composant qui sont responsables de l'augmentation des raies image et d'oscillateur local du 'spectre de sortie.
On utilise à cet égard deux signaux de test paramétrables que l'on délivre respectivement en entrée des deux voies I et Q du mélangeur. Chaque signal de test a typiquement une composante continue et une composante périodique (en pratique sinusoïdale). Les composantes périodiques des deux signaux de test sont mutuellement déphasées. Le réglage consiste, pour une valeur fixée de la fréquence du signal d'oscillateur local, à ajuster la valeur des composantes continues, le rapport des amplitudes des deux composantes sinusoïdales ainsi que la valeur du déphasage, pour minimiser les niveaux des raies parasites. Une méthode classique pour réaliser cet ajustement consiste, pour chaque fréquence possible d'oscillateur local (associée chacune à un canal de transmission), à effectuer un balayage sur la voie d'entrée I, puis sur la voie Q, à mesurer, pour les différentes valeurs des différents paramètres des signaux de test, les niveaux obtenus pour les raies image et d'oscillateur local, et à recommencer cette opération en affinant les pas de balayage jusqu'à obtenir la réjection souhaitée. On obtient alors des valeurs de paramètres permettant d'obtenir des niveaux très faibles pour les raies image et d'oscillateur local.
Cependant, cette méthode présente l'inconvénient de demander un nombre de mesures très important, typiquement de l'ordre de quelques dizaines à quelques centaines pour une valeur de fréquence d'oscillateur local, et donc un temps de réglage très long.
Par ailleurs, actuellement, le réglage est effectué avec une tension d'alimentation nominale. On vérifie en outre qu'en fin de vie de la batterie du téléphone, la qualité du spectre de sortie du mélangeur est toujours conforme aux spécifications souhaitées. Cependant, en cours de fonctionnement d'un téléphone, les variations de la tension d'alimentation et/ou de la température notamment, peuvent modifier par exemple certaines caractéristiques des transistors formant certains éléments du mélangeur, et par conséquent modifier son comportement, notamment au niveau des dissymétries internes. Il en résulte alors une non-adéquation entre les paramètres de réglage établis lors du test avec la tension nominale. Un réglage optimal du mélangeur nécessiterait alors d'effectuer en temps réel un nouveau réglage des paramètres des signaux de test. Or, un tel réglage en temps ré^el, c'est-à-dire pendant une durée de verrouillage du téléphone sur un canal de transmission, est totalement incompatible avec la durée de réglage actuellement nécessaire.
En outre, l'efficacité de la méthode actuelle est d'autant plus mauvaise que l'on est proche de la solution, c'est-à-dire des valeurs de référence des paramètres permettant d'obtenir la réjection souhaitée. En effet, le bruit de mesure, même très faible, a tendance à "piéger" l'algorithme de recherche itératif dans des minimas locaux, conduisant alors à l'obtention de valeurs de référence ( valeurs optimales) pour ces paramètres, différentes des valeurs de référence théoriques. L'invention vise à apporter une solution à ces problèmes.
Un but de l'invention est de proposer un réglage du spectre de sortie de tels mélangeurs IQ, qui nécessite un nombre très faible de mesures pour déterminer les paramètres des signaux de test.
L'invention a également pour but de proposer un réglage qui puisse être implémenté en temps réel dans un téléphone mobile en raison de sa durée très courte.
L'invention a encore pour but d'augmenter l'efficacité du réglage.
L'invention résulte notamment du fait qu'il a été trouvé qu'il était possible de corréler la puissance (c'est-à-dire le niveau) des raies image et d'oscillateur local du spectre de sortie, aux différents paramètres des signaux de test par deux relations mathématiques de type paraboloïde.
A partir de là, l'invention est remarquable en ce sens que la détermination des valeurs de référence ( valeurs optimales ) pour les paramètres considérés, valeurs de référence correspondant à des niveaux théoriquement nuls de ces raies parasites, peut être effectuée par un calcul numérique à partir d'un nombre réduit de mesures, typiquement quelques points de mesure.
L'invention se distingue donc de l'art antérieur, notamment par le fait que la déteirnination de ces valeurs de référence s'effectue ici par un calcul numérique alors que dans la méthode classique précédemment utilisée, cette détermination s'effectue par la seule observation des niveaux mesurés d'un très grand nombre de points, de façon à sélectionner les valeurs des paramètres ayant conduit à un niveau minimum. L'invention permet ainsi de diminuer la durée du réglage dans un rapport supérieur à dix, ce qui diminue le coût des produits incorporant un tel mélangeur, étant donné que le coût du test représente un pourcentage important du coût de ces produits. En outre, la durée d'un tel réglage selon l'invention permet aisément de pouvoir si nécessaire, implémenter un tel réglage en temps réel lors du fonctionnement d'un téléphone mobile.
En d'autres termes, l'invention propose donc un procédé de réglage du niveau des raies parasites du spectre fréquentiel de sortie d'un dispositif de transposition de fréquence à bande latérale unique, ce procédé comportant : - la délivrance en entrée des deux voies du dispositif de transposition de fréquence, de deux signaux de test paramétrables et mutuellement déphasés,
- la mesure du niveau de chacune des raies parasites pour des valeurs de test différentes des différents paramètres des deux signaux de test, et
- la détermination de valeurs de référence pour les différents paramètres permettant de mmimiser les niveaux des raies parasites.
Selon une caractéristique générale de l'invention, on détermine lesdites valeurs de référence par un calcul numérique effectué à partir d'un nombre prédéterminé de valeurs de test différentes desdits paramètres et des valeurs de niveau mesurées correspondantes, compte tenu de deux relations de type parabolique reliant les niveaux des deux raies parasites auxdits paramètres, de façon à minimiser la durée de réglage en utilisant un nombre réduit de valeurs de test. Selon un mode de mise en oeuvre du procédé, chaque signal de test comporte une composante continue et une composante temporelle périodique (par exemple une composante sinusoïdale). Les composantes continues des deux signaux de test constituent respectivement des premier et deuxième paramètres, tandis que le rapport des amplitudes et le déphasage relatif des deux composantes temporelles périodiques des deux signaux de test constituent respectivement des troisième et quatrième paramètres. Les raies parasites comportent une raie image et une raie d'oscillateur local. Les premier et deuxième paramètres sont reliés au niveau de la raie d'oscillateur local par une première relation parabolique, tandis que les troisième et quatrième paramètres sont reliés au niveau de la raie image par une deuxième relation parabolique. On détermine alors les valeurs de référence des premier et deuxième paramètres en effectuant uniquement des mesures du niveau de la raie d'oscillateur local, tandis qu'on détermine les valeurs de référence des troisième et quatrième paramètres en effectuant uniquement des mesures de niveau de la raie image.
D'une façon générale, plusieurs variantes sont possibles pour déteirniner ces valeurs de référence, compte tenu de la corrélation de type paraboloïde reliant les niveaux des raies parasites aux valeurs des paramètres des signaux de test.
Une première variante de l'invention consiste à calculer la position de l'optimum de la relation parabolique considérée en déterminant le point où la dérivée est nulle.
Plus précisément, selon cette variante, on détermine la valeur de référence de chaque paramètre en utilisant au moins quatre valeurs de test différentes dudit paramètre, de façon à obtenir au moins quatre valeurs mesurées correspondantes de niveau. On calcule ensuite à partir desdites valeurs de test et des valeurs correspondantes de niveau, la valeur du paramètre correspondant à une dérivée nulle de la relation parabolique correspondante, cette valeur constituant ladite valeur de référence pour le paramètre considéré.
En pratique, le nombre de valeurs de test utilisé pour cette variante est égal à quatre.
A partir des quatre valeurs de test et des quatre valeurs de niveau mesurées, on peut former deux triplets de valeurs de test consécutives, par exemple la première, la deuxième et la troisième d'une part, et la deuxième, la troisième et la quatrième d'autre part. On calcule alors avantageusement la différence entre les deux valeurs de niveau mesurées correspondant aux valeurs de test extrêmes de chaque triplet (par exemple, d'une part la différence entre les niveaux correspondant aux première et troisième valeurs de test, et, d'autre part, la différence entre les niveaux correspondant aux quatrième et deuxième valeurs de test). On effectue alors le rapport entre cette différence et la différence desdites deux valeurs extrêmes du triplet considéré (en l'espèce, d'une part, la différence entre la troisième et la première valeurs de test et, d'autre part, la différence entre la quatrième et la deuxième valeurs de test). On obtient ainsi, pour chaque triplet, une valeur de dérivée associée à la valeur de test médiane dudit triplet (en l'espèce, une valeur de dérivée associée à la deuxième valeur de test et une valeur de dérivée associée à la troisième valeur de test). On calcule ensuite ladite valeur de référence à partir de l'équation de la droite passant par deux valeurs de dérivée associées à deux valeurs de test médianes différentes (en l'espèce, l'équation de la droite passant par les deux valeurs de dérivée précédemment calculées).
D'autres variantes de l'invention consistent à prendre un certain nombre de points de mesure et à résoudre un système linéaire de plusieurs équations à plusieurs inconnues, par exemple selon la méthode connue dite de Kramer.
Plus précisément, selon une deuxième variante de l'invention, on détermine la valeur de référence de chaque paramètre en utilisant uniquement trois valeurs de test différentes dudit paramètre de façon à obtenir trois valeurs mesurées correspondantes de niveau, et à obtenir un système linéaire de trois équations à trois inconnues à partir de la relation parabolique correspondante, des trois valeurs de test différentes et des trois valeurs de niveau mesurées correspondantes. On résout ensuite ledit système linéaire.
Une autre variante de l'invention, encore plus avantageuse puisqu'elle nécessite un nombre encore plus réduit de points de mesure, permet de déterminer les valeurs de référence respectives des premier et deuxième paramètres en utilisant uniquement quatre couples différents de valeurs de test pour lesdits premier et deuxième paramètres, de façon à obtenir quatre valeurs mesurées correspondantes de niveau et à obtenir un premier système linéaire à quatre équations à quatre inconnues à partir de la relation parabolique correspondante, des quatre couples de valeurs de test et des quatre valeurs de niveau mesurées correspondantes. On résout ensuite ce premier système linéaire. D'une façon analogue, on. détermine les valeurs de référence respectives des troisième et quatrième paramètres en utilisant uniquement quatre couples différents de valeurs de test pour lesdits troisième et quatrième paramètres, de façon à obtenir quatre valeurs mesurées correspondantes de niveau et à obtenir un deuxième système linéaire de quatre équations à quatre inconnues à partir de la relation parabolique correspondante, des quatre couples de valeurs de test et des quatre valeurs de niveau mesurées. On résout ensuite ce deuxième système linéaire.
L'invention a également pour objet un système de réglage du niveau des raies parasites du spectre fréquentiel de sortie d'un dispositif de transposition de fréquence à bande latérale unique, comportant des moyens de délivrance pour délivrer en entrée des deux voies du dispositif de transposition de fréquence, deux signaux de test paramétrables et mutuellement déphasés, des moyens de mesure du niveau de chacune des raies parasites pour des valeurs de test différentes des différents paramètres des deux signaux de test, et des moyens de détermination de valeurs de référence pour les différents paramètres permettant de rninimiser le niveau des raies parasites.
Selon une caractéristique générale de l'invention, les moyens de détermination des valeurs de référence comprennent des moyens de traitement, par exemple réalisés de façon logicielle au sein d'un microprocesseur, aptes à effectuer un calcul numérique à partir d'un nombre prédéterminé de valeurs de test différentes desdits paramètres et des valeurs de niveau mesurées correspondantes, compte tenu de deux relations paraboliques reliant le niveau des deux raies parasites auxdits paramètres.
L'invention a également pour objet un téléphone mobile contenant un dispositif de transposition de fréquence et un tel système de réglage, de façon à permettre la mise en oeuvre du procédé selon l'invention au sein du téléphone, que ce soit en usine ou bien en temps réel lors du fonctionnement du téléphone.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 illustre schématiquement un mélangeur IQ et les moyens de réglage associés;
- la figure 2 illustre le spectre de sortie d'un mélangeur IQ;
- la figure 3 illustre une corrélation selon l'invention entre le niveau des raies parasités et certains des paramètres de réglage;
- la figure 4 illustre une coupe dans le plan Q du paraboloïde de la figure 3;
- la figure 5 illustre partiellement une première variante de mise en oeuvre du procédé selon l'invention; - la figure 6 illustre de façon très schématique un mode de réalisation d'un système de réglage selon l'invention; et
- la figure 7 illustre un autre mode de réalisation d'un système de réglage selon l'invention, particulièrement compatible avec une incorporation au sein même d'un téléphone mobile. Sur la figure 1, la référence DTF désigne un dispositif de transposition de fréquence à bande latérale unique, ou mélangeur IQ, comportant deux voies de mélange VFl et VF2 réunies par un additionneur terminal AD relié à la borne de sortie BS du mélangeur. La voie VFl comporte un mélangeur M 1 recevant, d'une part, le signal TXI présent à la borne d'entrée BI du mélangeur, et, d'autre part, un signal OLl égal à
LOcosΩt et issu d'un oscillateur local OL après déphasage de 90° dans un déphaseur DP.
D'une façon analogue, la voie VF2 comporte un mélangeur M2 recevant, d'une part, le signal TXQ présent à l'entrée BQ du mélangeur, et, d'autre part, un signal OL2 égal à LOsinΩt et issu directement de l'oscillateur local OL.
Pour procéder au réglage du spectre de sortie d'un tel mélangeur DTF, on injecte aux deux entrées BI et BQ du mélangeur deux signaux de test paramétrables TXI et TXQ donnés respectivement par les formules ( 1 ) et (2).
TXI = DCI + sin ωt (1)
TXQ = DCQ + r cos (ωt + 0) (2)
Dans la formule (1), DCI représente la composante continue du signal TXI, et sin ωt la composante sinusoïdale temporelle de pulsation ω. Dans la formule (2), DCQ représente la composante continue du signal TXQ, tandis que r cos (ωt + 0) représente la composante cosinusoïdale de ce signal TXQ. r représente l'amplitude de cette composante cosinusoïdale. Il convient de noter à cet égard que puisque l'amplitude de la composante sinusoïdale du signal TXI a été choisie égale à 1 , r représente ici en fait le rapport des amplitudes des deux composantes périodiques des deux signaux de test. De même, 0 représente le déphasage relatif des deux composantes périodiques des deux signaux TXI et TXQ. Si le mélangeur Q était parfait, le signal de sortie SS ne comporterait qu'une raie dite raie utile RU centrée sur la fréquence FL-t-f, où FL est la fréquence de l'oscillateur local (correspondant à la pulsation
Ω) et où f est la fréquence du signal d'entrée (en l'espèce correspondant à la pulsation ω).
Ceci étant, en pratique, un mélangeur présente des imperfections de réalisation, notamment au niveau de la réalisation des déphaseurs et/ou des transistors constituant ce mélangeur. Il en résulte donc que le spectre de sortie du signal S S comporte, outre la raie utile RU, deux raies parasites (figure 2), à savoir la raie RL d'oscillateur local centrée sur la fréquence FL et une raie image RM centrée sur la fréquence FL-f.
Le réglage du spectre de sortie du mélangeur DTF consiste à faire varier les différents paramètres des deux signaux de test de façon à rriinimiser le niveau ou puissance P des raies parasites RM et RL.
La méthode de réglage de l'art antérieur consistait à faire varier les paramètres du signal TXI selon un pas de balayage donné, en conservant les paramètres du signal TXQ constants puis à répéter ce balayage sur la voie Q en conservant les paramètres du signal TXI constants. On répétait ensuite ces deux balayages itératifs avec des pas de balayage plus petits jusqu'à sélectionner les valeurs des paramètres ayant conduit à l'obtention d'un niveau minimum pour la raie RM et la raie RL.
L'invention propose un procédé radicalement différent de celui- ci, qui ne nécessite que quelques points de mesure.
A cet égard, il a été trouvé que la puissance P de la raie d'oscillateur local pouvait être corrélée aux paramètres DCI et DCQ par une première relation du type paraboloïde telle que définie par la formule (3). P (RL) = Kl (DCI - DCIO)2 + Kl (DCQ - DCQO)2 (3)
De même, il a été trouvé que la puissance de la raie image pouvait être corrélée aux deux autres paramètres, r et 0, par une deuxième relation mathématique du type paraboloïde telle que définie par la formule (4).
P (IM) = K2 (r - rO)2 + K2r (0 - 0O)2 (4)
Dans ces formules, DCI, DCQ, r et 0 représentent les valeurs courantes de test des différents paramètres, tandis que DCIO, DCQO, rO et 00, représentent les valeurs de référence de ces paramètres pour lesquelles la puissance de la raie RL et la puissance de la raie IM sont nulles. Kl et K2 sont des constantes.
Le but du réglage consiste donc à déteπniner par calcul ces valeurs de référence. Cette détermination s'effectue dans un bloc de traitement BTR (figure 1) comportant des moyens classiques d'analyse de spectre MS et des moyens de traitement MT tels qu'un microprocesseur.
On va maintenant décrire plus en détail en se référant plus particulièrement aux figures 3, 4 et 5, des modes de mise en oeuvre du procédé permettant de déterminer les valeurs de référence DCIO et DCQO des paramètres DCI et DCQ.
Sur la figure 3, la référence PBL1 désigne le paraboloïde de corrélation entre la puissance de la raie RL et les différentes valeurs des paramètres DCI et DCQ.
Pour une valeur DCQf fixée, la coupe du paraboloïde PBL1 dans le plan DCQf est une parabole PBI telle qu'illustrée sur la figure 4.
Une première variante de l'invention pour déterminer la valeur de référence DCIO et la valeur de référence DCQO, va consister à utiliser le fait que la dérivée d'une parabole est une droite et va consister à trouver le point POR où cette dérivée est nulle. Plus précisément, on fixe pour les autres paramètres DCQ, r et 0, des valeurs prédéterminées DCQf, rf, et 0f.
On choisit également quatre valeurs de test différentes pour le paramètre DCI, à savoir les valeurs de test DCU, DCI2, DCI3 et DCI4, et l'on applique successivement les signaux de test correspondants TXI et TXQ. Les moyens de mesure MS du bloc de traitement BTR déterminent alors pour chacun des points POl, P02, P03 et P04 de la parabole PBI les niveaux correspondants PI, P2, P3 et P4 de la raie d'oscillateur local RL. A partir de là, pour le triplet de point de mesure POl, P02 et P03, on détermine la valeur de la dérivée P'2 au point P02 par la formule (5).
P3 - PI
P'2 = (5) (DCI3 - DCI1)
De même, on détermine pour le triplet P02, P03 et P04 la valeur P'3 de la dérivée au point P03 par la formule (6).
P4 - P2
P'3 = (6)
(DCI4 - DCI2)
Les deux points de mesure P02 et P03 ayant respectivement comme coordonnées (P'2, DCI2) et (P'3, DCI3), pemettent alors de déterminer les deux paramètres α et β de la droite D (figure 5) d'équation :
F = α DCI - β (7)
On peut donc en déduire aisément la valeur de référence DCIO qui est égale à β/ .
L'obtention de la valeur de référence DCIO s'est donc effectuée par un simple calcul numérique, réalisé de façon logicielle au sein des moyens de traitement MT du bloc de traitement BTR et a nécessité uniquement quatre mesures distinctes du niveau de la raie RL correspondant à quatre valeurs de test différentes DCI1-DCI4 pour le paramètre DCI.
Bien entendu, il aurait été possible d'utiliser un plus grand nombre de points de mesure pour déterminer notamment avec plus de précision les paramètres β et α de la droite D. Une fois la valeur de référence DCIO obtenue, on recommence les mêmes opérations pour le calcul de la valeur de référence DCQO du paramètre DCQ. En d'autres termes, on choisit cette fois-ci une valeur constante pour le paramètre DCI, par exemple la valeur DCIO qui vient d'être calculée. On choisit quatre valeurs de test différentes DCQ1-DCQ4 pour le paramètre DCQ et l'on calcule d'une façon analogue à celle qui vient d'être décrite pour la valeur de référence DCIO, la valeur de référence DCQO.
On pourrait éventuellement effectuer une itération supplémentaire pour vérifier notamment la valeur DCIO obtenue en fixant cette fois-ci pour le paramètre DCQ, la valeur de référence DCQO qui vient d'être calculée, et en recalculant d'une façon analogue à celle qui vient d'être décrite, la valeur de référence DCIO.
L'homme du métier aura donc remarqué que cette variante de l'invention a nécessité, pour une fréquence FL donnée d'oscillateur local, huit mesures du niveau de la raie RL pour déterminer les valeurs de référence DCIO et DCQO des paramètres DCI et DCQ (quatre mesures correspondant aux quatre valeurs de test différentes DCI1-DCI4 et quatre mesures correspondant aux quatre valeurs de test différentes DCQ1- DCQ4).
Ce qui vient d'être décrit s'applique également au calcul des valeurs de référence rO et 00 des deux autres paramètres r et 0 en mesurant cette fois-ci le niveau de la raie image LM et en utilisant les propriétés de la relation du type paraboloïde corrélant ce niveau de la raie image aux valeurs des paramètres r et 0.
Une autre variante de mise en oeuvre de l'invention va maintenant être décrite, qui permet d'utiliser uniquement trois valeurs de test différentes pour le calcul de chaque paramètre.
Plus précisément, si l'on se réfère à nouveau à la formule (3) donnant la corrélation de la puissance de la raie d'oscillateur local par rapport aux paramètres DCI et DCQ, on remarque que cette formule (3) peut, une fois développée, se mettre sous la forme de la formule (8) ci- dessous.
P (RL) = a DCI2 + b DCI + c (8) Dans cette formule (8), les variables a, b et c sont reliées aux constantes Kl, DCIO, et DCQ.
Dans ces conditions, le calcul de la valeur de référence DCIO s'effectue de la façon suivante :
On fixe une valeur DCQf pour le paramètre DCQ et on choisit cette fois-ci trois valeurs de test différentes DCI1-DCI3 pour le paramètre DCI, par exemple celles correspondant aux points POl, P02 et P03 de la figure 4. On mesure alors les niveaux PI, P2 et P3 de la raie d'oscillateur local, ce qui fournit alors le système linéaire (9) de trois équations à trois inconnues, dans lequel les trois inconnues sont respectivement les variables a, b et c.
PI = a DCU2 + b DCU + c P2 = a DCI22 + b DCI2 + c (9)
P3 = a DCI32 + b DCI3 + c
Ce système peut être aisément résolu et la valeur DCIO est alors égale au rapport -b/2a. Les mêmes opérations peuvent être effectuées pour le calcul des valeurs de référence DCQO, rO et 00.
L'homme du métier remarque donc que cette variante de l'invention ne nécessite que trois valeurs de test différentes pour le calcul de chaque paramètre, pour une valeur donnée de la fréquence FL. Une autre variante de l'invention, encore plus avantageuse, permet de calculer des couples de paramètres en utilisant cette fois-ci uniquement quatre valeurs de couples différentes pour ces paramètres. Plus précisément, la relation (3) peut se mettre sous la forme de la relation (10).
P (RL) = a (DCI2 + DCQ2) + b DCI + c DCQ + d (10) avec a = Kl b = - 2 Kl. DCIO c = - 2 Kl.DCQ0 d = DCIO2 + DCQO2 Dans ce cas on choisit respectivement quatre couples différents (DCI1, DCQ1), (DCI2, DCQ2), (DCI3, DCQ3), et (DCI4, DCQ4), et l'on mesure pour chacun de ces couples le niveau de la raie RL. On en déduit alors un système de quatre équations à quatre inconnues dans lesquelles les inconnues sont les variables a, b, c et d. Une fois ce système résolu par les moyens de traitement, on obtient la valeur DCIO en calculant le rapport -b/2a, et la valeur DCQO en calculant le rapport -c/2a.
Un calcul analogue peut être effectué pour déterminer les valeurs de référence rO et 00 du couple de paramètres r et 0 en utilisant cette fois-ci le niveau de la raie image IM et la relation du type paraboloïde donnée par la formule (4) ci-avant.
Cette variante, que l'on peut qualifier de "globale", permet donc d'obtenir les quatre valeurs de référence des quatre paramètres recherchés en utilisant uniquement huit mesures de niveau ( huit acquisitions)
(quatre mesures de niveau de la raie RL et quatre mesures de niveau de la raie IM), pour chaque valeur de FL fixée.
Une autre variante, que l'on peut qualifier de "compacte", permet d'obtenir les quatre valeurs de référence des quatre paramètres recherchés en utilisant uniquement quatre acquisitions pour chaque valeur de FL fixée. En effet, en utilisant la relation (10) et la relation homologue de la raie image, on choisit quatre quadruplets différents ( DCIi, DCQi, ri, 0i ) i = 1 à 4, et on mesure pour chacun de ces quadruplets, le niveau de la raie image et le niveau de la raie d'oscillateur local. On en déduit alors deux systèmes indépendants de 4 équations à 4 inconnues que l'on résoud d'une façon analogue à ce qui a été décrit pour la variante globale, de façon à obtenir les valeurs de référence des paramètres.
Bien entendu, les valeurs de référence dont l'obtention vient d'être décrite, ont été calculées pour une valeur donnée de la fréquence d'oscillateur local. Ce calcul peut être effectué pour toutes les fréquences d'oscillateur local correspondant aux différentes fréquences des canaux de transmission subdivisant la bande de transmission radio-fréquence d'un téléphone mobile (par exemple soixante canaux s'étendant dans la bande de fréquence 850 MHz-950 MHz). En pratique, par exemple dans un téléphone mobile TMC équipé d'une antenne AT (figure 6), le mélangeur DTF est précédé d'un circuit auxiliaire CX formé de deux voies VX1 et VX2 reliant respectivement les deux bornes d'entrée BI et BQ du mélangeur à une borne BX recevant le signal utile, en l'espèce la voix. La voie VX1 comporte un amplificateur
AMI suivi d'un additionneur AD1 recevant également une tension auxiliaire délivrée par une première source de tension auxiliaire ST1. La voie VX2 comporte des moyens de retard temporel MR, par exemple une ligne à retard, suivis d'un amplificateur à gain variable AM2, suivi d'un additionneur AD2 recevant également par ailleurs une tension auxiliaire issue d'une deuxième source de tension auxiliaire ST2.
La valeur de la tension auxiliaire ST1 correspond au paramètre DCI, tandis que la valeur de la tension auxiliaire ST2 correspond au paramètre DCQ. Le gain variable de l'amplificateur AM2 correspond au paramètre r et le retard temporel induit par les moyens de retard MR correspond au déphasage 0.
Ainsi, pour une fréquence donnée de l'oscillateur local, on peut régler la valeur du retard temporel, la valeur du gain de l'amplificateur AM2 et les valeurs des tensions auxiliaires ST1 et ST2, de façon que ces valeurs correspondent aux valeurs de référence 00, rO, DCIO et DCQO obtenues lors du réglage du mélangeur.
Alors que ce réglage peut être effectué en usine et mémorisé dans une mémoire du téléphone mobile, le procédé de réglage selon l'invention permet avantageusement de pouvoir réaliser un tel réglage en temps réel lors du fonctionnement du téléphone mobile TMC. A cet égard, on peut prévoir le système de réglage illustré sur la figure 7. Le bloc de traitement BTR comportant un analyseur de spectre et un processeur, généralement présents dans tout téléphone mobile, reçoit en permanence le signal de sortie du mélangeur DTF.
Par ailleurs, l'homme du métier sait que le téléphone mobile se verrouille pendant des durées élémentaires prédéfinies (par exemple 12,5 ms) sur un canal de fréquence sélectionnée.
L'invention prévoit donc, par exemple au début de la durée élémentaire de verrouillage, de commuter l'entrée du circuit auxiliaire CX sur un générateur GEN générant un signal auxiliaire périodique, par exemple un signal sinusoïdal. Le processeur inclus dans le bloc de traitement BTR fait alors varier les valeurs des sources de tension auxiliaires, celle du gain de l'amplificateur AM2 et la valeur du retard des moyens de retard MR, et détermine par un calcul numérique analogue à celui qui vient d'être décrit, les différentes valeurs de référence compte tenu de la fréquence courante de l'oscillateur local et des conditions réelles de fonctionnement du téléphone.
Une fois ces paramètres figés, le processeur commute l'entrée du circuit auxiliaire CX sur l'entrée recevant la parole SU.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réglage du niveau des raies parasites du spectre fréquentiel de sortie d'un dispositif de transposition de fréquence à bande latérale unique, comportant la délivrance en entrée des deux voies du dispositif de transposition de fréquence de deux signaux de test paramétrables et mutuellement déphasés (TXI, TXQ) , la mesure du niveau de chacune des raies parasites (RL, IM) pour des valeurs de test différentes des différents paramètres des deux signaux de test, et la détermination de valeurs de référence pour les différents paramètres permettant de minimiser les niveaux des raies parasites, caractérisé par le fait qu'on détermine lesdites valeurs de référence (DCIO, DCQO, rO, 00) par un calcul numérique effectué à partir d'un nombre prédéterminé de valeurs de test différentes desdits paramètres et des valeurs de niveaux mesurées correspondantes, compte tenu de deux relations de type parabolique reliant les niveaux des deux raies parasite auxdits paramètres, de façon à minimiser la durée de réglage en utilisant un nombre réduit de valeurs de test.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que chaque signal de test (TXI, TXQ) comporte une composante continue (DCI, DCQ) et une composante temporelle périodique, les composantes continues des deux signaux de tests constituant respectivement des premier et deuxième paramètres tandis que le rapport (r) des amplitudes et le déphasage relatif (0) des deux composantes temporelles périodiques des deux signaux de test constituent respectivement des troisième et quatrième paramètres, par le fait que les raies parasites comportent une raie image (IM) et une raie d'oscillateur local (RL), par le fait que les premier et deuxième paramètres sont reliés au niveau de la raie d'oscillateur local par une première relation parabolique tandis que les troisième et quatrième paramètres sont reliés au niveau de la raie image par une deuxième relation parabolique, par le fait qu'on détermine les valeurs de référence (DCIO, DCQO) des premier et deuxième paramètres en effectuant uniquement des mesures de niveau de la raie d'oscillateur local (RL), tandis qu'on détemiine les valeurs de référence (rO, 00) des troisième et quatrième paramètres en effectuant uniquement des mesures de niveau de la raie image (IM).
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait qu'on déterrnine la valeur de référence de chaque paramètre en utilisant au moins quatre valeurs de test différentes (DCI1-DCI4) dudit paramètre de façon à obtenir au moins quatre valeurs mesurées correspondantes de niveau, puis en calculant à partir desdites valeurs de test et des valeurs correspondantes de niveau, la valeur dudit paramètre correspondant à une dérivée nulle de la relation parabolique correspondante, cette valeur constituant ladite valeur de référence (DCIO) pour le paramètre considéré.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé par le fait que le calcul de la valeur de référence dudit paramètre comporte pour au moins deux triplets de valeurs de test consécutives, le calcul de la différence entre les deux valeurs de niveau mesurées correspondants aux valeurs de test extrêmes de chaque triplet, et le rapport entre cette différence et la différence desdites deux valeurs extrêmes du triplet considéré, de façon à obtenir pour chaque triplet une valeur de dérivée (P') associée à la valeur de test médiane dudit triplet, puis le calcul de ladite valeur de référence à partir de l'équation de la droite (D) passant par deux valeurs de dérivée associées à deux valeurs de test médianes différentes.
5. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait qu'on déterrnine la valeur de référence de chaque paramètre en utilisant uniquement trois valeurs de test différentes (DCI1-DCI3) dudit paramètre de façon à obtenir trois valeurs mesurées correspondantes de niveau, et à obtenir un système linéaire de trois équations à trois inconnues à partir de la relation parabolique correspondante, des trois valeurs de test différentes et des trois valeurs de niveau mesurées correspondantes, puis en résolvant ledit système linéaire.
6. Procédé selon la revendication 2, caractérisé par le fait qu'on détermine les valeurs de référence respectives (DCIO, DCQO) des premier et deuxième paramètres en utilisant uniquement quatre couples différents de valeurs de test pour lesdits premier et deuxième paramètres de façon à obtenir quatre valeurs mesurées correspondantes de niveau et à obtenir un premier système linéaire de quatre équations à quatre inconnues à partir de la relation parabolique correspondante, des quatre couples valeurs de test et des quatre valeurs de niveau mesurées correspondantes, puis en résolvant ledit premier système linéaire, et par le fait qu'on détermine les valeurs de référence respectives (rO, 00) des troisième et quatrième paramètres en utilisant uniquement quatre couples différents de valeurs de test pour lesdits troisième et qutrième paramètres de façon à obtenir quatre valeurs mesurées correspondantes de niveau et à obtenir un deuxième système linéaire de quatre équations à quatre inconnues à partir de la relation parabolique correspondante, des quatre couples valeurs de test et des quatre valeurs de niveau mesurées, puis en résolvant ledit deuxième système linéaire.
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, pour le réglage du niveau des raies parasites du spectre fréquentiel de sortie d'un dispositif de transposition de fréquence incorporé dans un téléphone mobile verrouillé sur un canal de transmission pendant une durée élémentaire prédéterminée, caractérisé par le fait qu'on détermine lesdites valeurs de référence au cours de ladite durée élémentaire.
8. Système de réglage du niveau des raies parasites du spectre fréquentiel de sortie d'un dispositif de transposition de fréquence à bande latérale unique, comportant des moyens de délivrance (CX) pour délivrer en entrée des deux voies du dispositif de transposition de fréquence deux signaux de test paramétrables et mutuellement déphasés (TXI, TXQ), des moyens de mesure (MS) du niveau de chacune des raies parasites pour des valeurs de test différentes des différents paramètres des deux signaux de test, et des moyens de détermination (MT) de valeurs de référence pour les différents paramètres permettant de minimiser les niveaux des raies parasites, caractérisé par le fait que les moyens de déterτnination comprennent des moyens de traitement (MT) aptes à effectuer un calcul numérique à partir d'un nombre prédéterminé de valeurs de test différentes desdits paramètres et des valeurs de niveaux mesurées correspondantes, compte tenu de deux relations de type parabolique reliant les niveaux des deux raies parasite auxdits paramètres, de façon à rmnirniser la durée de réglage en utilisant un nombre réduit de valeurs de test.
9. Système selon la revendication 8, caractérisé par le fait que chaque signal de test comporte une composante continue et une composante temporelle périodique, les composantes continues (DCI, DCQ) des deux signaux de tests constituant respectivement des premier et deuxième paramètres tandis que le rapport des amplitudes (r) et le déphasage relatif (0) des deux composantes temporelles périodiques des deux signaux de test constituent respectivement des troisième et quatrième paramètres, par le fait que les raies parasites comportent une raie image et une raie d'oscillateur local, par le fait que les premier et deuxième paramètres sont reliés au niveau de la raie d'oscillateur local par une première relation parabolique tandis que les troisième et quatrième paramètres sont reliés au niveau de la raie image par une deuxième relation parabolique, par le fait que les moyens de traitement (MT) déterminent les valeurs de référence des premier et deuxième paramètres umquement à partir des mesures de niveau de la raie d'oscillateur local, et les valeurs de référence des troisième et quatrième paramètres uniquement à partir des mesures de niveau de la raie image.
10. Système selon la revendication 9, pour le réglage du niveau des raies parasites du spectre fréquentiel de sortie d'un dispositif de transposition de fréquence incorporé dans un téléphone mobile, caractérisé par le fait que les moyens de délivrance des signaux de test sont également incorporés dans le téléphone mobile et comprennent un générateur (GEN) d'un signal auxiliaire périodique, un circuit (CX) comportant une borne d'entrée (BX) apte à être reliée à la sortie du générateur, une première voie reliant ladite borne d'entrée à une première entrée (BI) du dispositif de transposition de fréquence et incluant un premier amplificateur (AMI) et un premier additionneur (AD1) recevant d'une part la sortie du premier amplificateur et la sortie d'une première source de tension auxiliaire variable (ST1), et une deuxième voie reliant ladite borne d'entrée (BX) à une deuxième entrée (BQ) du dispositif de transposition de fréquence et incluant des moyens de retard variable (MR), un deuxième amplificateur à gain variable (AM2) et un deuxième additionneur (AD2) recevant d'une part la sortie du deuxième amplificateur et la sortie d'une deuxième source de tension auxiliaire variable (ST2), et par le fait que les moyens de traitement sont aptes à faire varier sélectivement les valeurs du retard, du gain et celles des tensions auxiliaires de façon à générer lesdits signaux de test.
11. Téléphone mobile, caractérisé par le fait qu'il contient un dispositif de transposition de fréquence et un système de réglage tel que défini dans l'une des revendications 8 à 10.
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