WO1990003087A2 - Circuit for frequency-selective detection of audio signals - Google Patents

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WO1990003087A2
WO1990003087A2 PCT/EP1989/001039 EP8901039W WO9003087A2 WO 1990003087 A2 WO1990003087 A2 WO 1990003087A2 EP 8901039 W EP8901039 W EP 8901039W WO 9003087 A2 WO9003087 A2 WO 9003087A2
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Hartmut Wiesenthal
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Siemens Nixdorf Informationssysteme Ag
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    • H04Q1/46—Signalling arrangements; Manipulation of signalling currents using alternate current with voice-band signalling frequencies comprising means for distinguishing between a signalling current of predetermined frequency and a complex current containing that frequency, e.g. speech current

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for recognizing at least one sound signal in a signal mixture, with a number of bandpasses corresponding to the number of possible signal frequencies, the respective center frequency of which corresponds to one of the signal frequencies, each bandpass outputting a bandpass signal corresponding to its filter characteristic
  • Sound signals are not only signals with a frequency in the sound range, but also signals outside this frequency range, for example in the high frequency range.
  • the sound signals are generated as almost pure sine waves and can fluctuate within a narrow bandwidth.
  • circuit arrangements of the type mentioned at the outset have a number of bandpasses which corresponds to the number of possible frequencies of the sound signals to be detected.
  • the bandpass filters are tuned precisely to the respective frequency and, based on their filter characteristics, mainly let vibrations of this frequency pass. The presence or absence of a sound signal can thus be determined at the signal level of a bandpass output.
  • Such circuit arrangements are used, for example, in telephone technology in the detection of DTMF signals (double-tone multi-frequency signals), in audio tone evaluation, charge pulse evaluation, but also in other areas of technology when control information is generally transmitted with the aid of audio signals .
  • Cost of response speed of the circuit arrangement can be achieved.
  • This object is achieved according to the invention for a circuit arrangement of the type mentioned at the outset by comparing the level of the respective bandpass signal with the levels of the output signals of two comparison bandpasses also receiving the signal mixture, the center frequencies of which are higher or lower than the center frequency of the respective bandpass , and that depending on the comparison, ID signal is generated which signals the occurrence of a sound signal at the bandpass input when the comparison level is less than the level of the respective bandpass signal.
  • the invention is based on the knowledge that a signal mixture composed of useful signals and interference signals always contains several frequencies and is distributed over a frequency band. Sections of this frequency band lying next to one another, which lie in the pass band of the respective bandpass or a comparison bandpass, are thus supplied with approximately the same signal powers averaged over time. As a result, the levels of the output signals of the bandpass and the comparison bandpasses are approximately the same. If the signal mixture contains a sound signal whose frequency coincides with the center frequency of the bandpass, the level of the bandpass signal is higher than the level of the output signals of the comparison bandpass whose center frequencies have a fixed distance from the center frequency of the bandpass.
  • a comparison of the levels of the bandpass signal with those of the output signals of the comparison bandpass thus leads directly to the result of whether or not there is an audio signal.
  • the bandpasses can have a considerably wider bandwidth than the fluctuation range of the sound signal. This results in a short settling time of the bandpass filters and a high response speed of the circuit arrangement.
  • Such bandpasses have a relatively simple structure and, when implemented as a digital filter, require only a small amount of computation.
  • bandpasses with fixed center frequencies as well as tunable bandpasses with variable pass ranges whose center frequencies are variable can be used. If only bandpasses with a fixed center frequency are to be used, then three bandpasses are required for each sound signal to be detected, i.e. in addition to the band's own bandpass, two further comparison bandpasses, which each receive the incoming signal mix, are provided.
  • the signal mixture can be analyzed at the same time, whereby one sound signal or several sound signals occurring simultaneously in the signal mixture can be recognized very quickly
  • bandpass filter with a variable passband is first set to the center frequency of the audio signal and the level of its output signal is determined.
  • the center frequencies of the adjacent passbands, which correspond to the passbands of the comparison bandpass filters, are then set and the corresponding levels of the output signals are also determined.
  • the levels of the signals determined in this way are compared with one another in the manner already described, and the detection signal for sound signals is generated. These processes have to be repeated for each sound signal.
  • the bandpass and the comparison bandpasses work digitally, i.e. the structure customary for digital filters is used, in which memory and arithmetic units are used as components. Instead of continuous signals, discrete sequences of numbers are processed. For this purpose, the incoming analog signals are sampled at short, equidistant time intervals and the sampled values are converted into digital values. By simply changing arithmetic operations or the sampling intervals, any filter characteristics as well as different center frequencies of the bandpass filters can be set. This further development makes it possible to implement bandpasses with different frequency behavior in a single signal processor. The number of these is only limited by the memory volume and the computing speed of the signal processor.
  • the arithmetic operations that simulate a bandpass are defined in a arithmetic program. If the arithmetic program is processed several times, the frequency-determining parameters of the arithmetic algorithm being changed, this corresponds to the simulation of a bandpass with a variable passband. If several computer programs with the same structure are provided, each with permanently assigned parameters, bandpasses with unchangeable passbands are simulated.
  • second-order digital filters can be used as bandpasses, which have sufficient frequency selectivity.
  • the computational effort per sample value and the settling time of such filters are still within the permissible limits for simple requirements such as those that occur, for example, in the audio frequency range.
  • B (f) the level of the output signal of the respective comparison bandpass or the bandpass signal with the center frequency f
  • Ta the sampling period
  • x (n) the nth sample value of the input signal of the bandpass
  • n the run variable of the sample value
  • N the Is the number of sampled values evaluated.
  • This type of evaluation of the spectral distribution within the specified time window corresponds to the filter characteristic of a bandpass filter.
  • the spectral component B (f) of the frequency spectrum which indicates the level of the output signal of a bandpass filter, can be determined very quickly by means of conventional signal processors, since arithmetic operations in the arithmetic unit, which only include the summation of products, are the simplest and fastest Routines of a signal processor belong.
  • sample values x (n) can be increased with an evaluation function
  • Double-tone multi-frequency signals are used in telephony to transmit the dialing information, control of voice memories (voice boxes), among others.
  • the control information is transmitted simultaneously in an upper and in a lower frequency band with sound signals as carriers. Since a valid DTMF signal is only available if there is a sound signal per frequency band, the total evaluation time can be considerably reduced by determining the band pass at the maximum level within the respective frequency band. In the subsequent step, only the output signals of the bandpasses determined in this way are used for comparison with the comparison bandpasses corresponding to them.
  • FIG. 2 shows a schematic block diagram of a DTMF receiver
  • FIG. 3 shows a logical block diagram for evaluating DTMF signals
  • FIG. 8 shows a circuit arrangement for determining the level of output signals of a digital bandpass with a fast digital algorithm
  • FIG. 9 frequency curves of a digital bandpass filter according to FIG. 8 with and without evaluation of the scanning signals.
  • 1 shows parts of a digitally operating telecommunications system in a schematic block diagram.
  • This system uses an ISDN switching system 8818, designated by 10, from Nixdorf Computer AG to set up the subscriber connections.
  • Two telephone subscribers 12, 14 and, as a further subscriber, a local exchange 16, which can communicate with one another in both directions, are connected to the switching system 10 by way of example.
  • the subscribers 12, 14, 16 are connected via subscriber connection circuits 18, 20, 22 to a central PCM bus 24, which transmits pulse code-modulated signals.
  • the subscriber line circuits 18, 20, 22 convert the incoming analog signals of the subscribers 12, 14, 16 on the communication network into digital signals and transmit them to the PCM bus 24 using a time division multiplex method.
  • the subscribers 12, 14, 16 can also exchange control information which uses DTMF signals (double-tone multi-frequency signals) as information carriers.
  • DTMF signals double-tone multi-frequency signals
  • These signals are sinusoidal electrical signals whose respective frequencies can fluctuate within narrow limits, for example +/- 1.8% of the center frequency.
  • a DTMF receiver 26 in which the invention is implemented, is connected to the PCM bus 24 for evaluating the DTMF signals.
  • the DTMF receiver 26 has access to a microcomputer 28, which processes the recognition signals provided by the DTMF receiver 26 and processes them e.g. passes on to a control of the switching system.
  • An interface module 32 establishes the connection to the PCM bus 24 and, according to the time-division multiplex method, intervenes at predetermined time intervals. cut to its signals.
  • the structure and structure of the data of the communication system described here can correspond to the CCITT-Nor, for example.
  • the digital words provided by the Interfa module 32 are so-called A-law coded signals, which have a logarithmic digital coding with a word length of 8 bits. This 8-bit word is converted in a code converter 34 into a digital word with a length of 12 bits with linear coding.
  • the digital word which contains voice signals and DTMF signals as information is continuously stored in a memory 36.
  • the output digital words are processed by a signal processor 30.
  • This is particularly suitable for the fast processing of digital data, as is required for digital filters.
  • a TMS 320 from Texas Instruments can be used as signal processor 30.
  • the signal processor 30 has access via bus 42 to a fast RAM memory 38 with random access, which serves as a working memory for intermediate results, and to a ROM read-only memory 40, in which constants or coefficients are stored.
  • the signal processor 30 controls the memory 36 in order to ensure a synchronous workflow.
  • the result of the signal evaluation by the signal processor 30 is output via the bus 42 to a downstream controller (not shown).
  • the memory 36 has two switchable memory areas SP1 and SP2 controlled by the signal processor 30.
  • the memory area SP1 is loaded with incoming digital words; at the same time, the memory area SP2 is read out
  • the switches 50, 52 are switched over, and the incoming data words are now read into the memory area SP2 and data is read out from the memory area SP1.
  • the memory 36 thus continuously receives data at a constant data rate, and it can be read out for evaluating the signals at a higher data rate.
  • the data words output by the memory 36 are evaluated in the downstream signal processor 30 using digital filter algorithms. These filter algorithms emulate the bandpasses, which are designated B1 to B8 in FIG. 3.
  • the center frequencies of the band passes B1 to B8 are matched to the frequencies of the DTMF signals. According to the CCITT standard, the center frequencies lie in two frequency ranges, bandpasses B1 to B4 being assigned to a lower frequency range and bandpasses B5 to B8 being assigned to an upper frequency range.
  • the levels of the bandpass signals of the bandpasses B1 to B4 of the lower frequency range are determined and the bandpass is determined at the maximum level.
  • the bandpass B2 has the largest signal level.
  • the filter calculations for the comparison bandpasses V2u, V2o belonging to the bandpass B2 are carried out with a lower center frequency or a higher center frequency than the center frequency of the bandpass B2. If the levels of the output signals of the comparison bandpasses V2u, V2o are lower than the signal level of the bandpass B2, the presence of a tone signal in the lower frequency range is signaled.
  • the bandpass B5 is painter signal level of the upper frequency range determined and compared with corresponding signal levels of the comparison bandpass filters V5o, V5u.
  • a logic device 54 preferably in the form of digital
  • Algorithms that are processed in the signal processor 30 are implemented and perform the level comparison. If there is a sound signal in the upper and in the lower frequency range at the same time, a detection signal 56 for DTMF signals is generated. In accordance with the CCITT standards, the time conditions for valid DTMF signals are also checked in logic module 54, the DTMF signals are decoded and the detection signal 56 is passed on to the downstream controller.
  • the individual evaluation steps for recognizing a DTMF signal are shown in a more general form in a logical flowchart.
  • the signal levels S1 to S8 of the bandpass filters B1 to B8 are calculated both in the lower and in the upper frequency range.
  • the bandpass Bn with maximum signal level Sn in the lower frequency range is determined in step 62, the bandpass Bm with maximum signal level Sm in the upper frequency range in step 64.
  • the levels of the output signals Ano, Anu of the comparison bandpass filters Vno belonging to the bandpass Bn are calculated with a higher or Vnu with a lower center frequency.
  • step 68 A similar evaluation takes place in step 68, but with reference to the comparison bandpasses Vmo, Vmu of the upper frequency range belonging to the bandpass Bm.
  • the levels of the different signals are compared with one another in the evaluation steps 70, 72. If the signal level Sn in the lower frequency range is greater than the levels Ano, Anu of the comparison bandpass filters Vno, Vnu, a branch is made to step 72. Here it is checked whether the signal level Sm is greater than the level of the output signals Arno, Amu. If this is the case, a DTMF signal is present, which is signaled in evaluation step 74. If the comparison conditions in steps 70, 72 are not met, a branch is made to step 76, which indicates the absence of a DTMF signal. Further evaluation steps, which concern, for example, the maximum permissible deviation of the signal levels in the upper and lower frequency band and the monitoring of time criteria when evaluating the signal levels, are not dealt with here, since these are part of the usual evaluation of DTMF
  • FIG. 5 shows the filter characteristics of the bandpasses B1 to B4 of the lower frequency band with the center frequencies f1, f2, f3, f4.
  • the attenuation curve a of the bandpass filters is plotted in dB over the frequency f. Filters of the second order are used, which achieve a high frequency selection with reasonable effort and ensure high interference signal suppression.
  • the band passes B5 to B8 of the upper frequency band likewise have the attenuation curves shown in FIG. 5 at the center frequencies f5, f6, f7, f8.
  • FIG. 6 shows the attenuation curve a over frequency f for a bandpass filter Bn with center frequency fn with the associated comparison bandpass filters Vno and Vnu.
  • the latter have an upper center frequency fno or a lower center frequency fnu.
  • the level comparison at the intersections 77, 79 achieves a high degree of selectivity between the passband and the stopband of the entire circuit arrangement.
  • the pass band is defined by the intersections 77, 79 of the bandpasses Vnu, Bn, Vno. This passband can be set by the filter characteristics of the bandpass filters and their center frequency and preferably corresponds to the maximum fluctuation range b of the on-signal.
  • FIG. 7 shows the circuit diagram of a circuit arrangement for determining the level of the output signal of a recursive digital bandpass filter of the second order.
  • the sampled values x (n) form the input signals of the digital filter, to which a digital value 82 is added at the summation point 80 in order to obtain the output signal y (n) of the digital bandpass.
  • the value 82 is obtained by adding two values 84, 86 at the summing point 88, which result from the time-delayed output signal y (n) to which factors are applied.
  • the simply delayed output signal y (n-1) is multiplied by a filter coefficient -b1; the twice delayed output signal y (n-2) with the filter coefficient -b2.
  • the Filter ⁇ coefficients b1, b2 are the familiar tables for digitalized ⁇ e filter removed.
  • the absolute value jy (n) j of the output signal y (n) is to be determined in an absolute value image 94.
  • y (n) ⁇ is added in the summing element 96 to a total amount value Y (n) delayed by the delay element 98 by a time pulse.
  • the total value Y (N), determined digitally after N samples, corresponds to the rectifying value of an alternating variable and is a measure of the level of the output signal of a bandpass.
  • other quantities indicating the level can also be formed, for example the effective value, the root mean square, the peak value, etc. However, the arithmetic operations are then more time-consuming.
  • the sample values x (n) which can be taken from the memory 36 are divided into two arithmetic branches A, B.
  • the sampled values x (n) are multiplied by a coefficient al (n) which is dependent on the run variable n and added at the summation point 100 to a value Re which has been delayed by a clock pulse via a delay element 102.
  • a corresponding multiplication by the coefficient a2 (n) and likewise an addition at the summation point 104 with a value Im delayed by the delay element 106 take place in the second arithmetic branch B.
  • the level Y (N) can be determined directly by pulling the root of the equation given above; However, for the sake of simplicity, the quadratic level Y 2 (N) can also be processed without disadvantages.
  • the coefficients a1 (n), a2 (n) and c (n) or products of these coefficients are stored in the read-only memory 40 (see FIG. 2) and are called up each time the computing operations are carried out.
  • FIG. 10 shows the frequency response of the digital bandpass shown in FIG. 9.
  • the curve 110 is shown without the evaluation function c (n) and the curve 112 with the evaluation function.
  • the attenuation a in dB shows a minimum at the frequency f1 for both curves.
  • a higher damping is achieved with an increasing frequency distance from the center frequency f1.
  • the flat course of curve 110 near the center frequency has no effect on the frequency selectivity of the circuit arrangement, since, as was explained in the description of FIG. 6, this only depends on the intersection of the attenuation course of the bandpasses involved in the sound signal evaluation

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Abstract

A circuit for detecting at least one audio signal in a mixed signal has a number of bandpasses equal to the number of possible signal frequencies. The mean frequencies of the bandpasses each correspond to one of the signal frequencies. Each bandpass emits a bandpass signal corresponding to its filter characteristic. To detect audio signals with single bandpasses, with minimal interference and short response time, the level of each bandpass signal is compared with the levels of the output signals of two comparison bandpasses which also receive the mixed signal and whose mean frequencies are higher and lower respectively than the mean frequencies of the corresponding bandpass. Depending on the comparison, a detection signal is produced which indicates the arrival of an audio signal at the bandpass input if the comparison level is less than the level of the corresponding bandpass signal.

Description

Schaltungsanordnung zum frequenzselektiven Circuit arrangement for frequency selective
Erkennen von TonsignalenDetection of sound signals
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erkenne mindestens eines Tonsignals in einem Signalgemisch, mit ei¬ ner der Zahl möglicher Signalfrequenzen entsprechenden Zahl von Bandpässen, deren jeweilige Mittenfrequenz mit einer de Signalfrequenzen übereinstimmt, wobei jeder Bandpaß ein sei ner Filtercharakteristik entsprechendes Bandpaßsignal abgibThe invention relates to a circuit arrangement for recognizing at least one sound signal in a signal mixture, with a number of bandpasses corresponding to the number of possible signal frequencies, the respective center frequency of which corresponds to one of the signal frequencies, each bandpass outputting a bandpass signal corresponding to its filter characteristic
Bei der Übertragung von Nachrichtensignalen in einem über- tragungskanal ist es möglich, neben einer Nutzinformation, die beispielsweise aus Sprachsignalen besteht, auch eine Zu satzinformation mit Hilfe von Tonsignalen zu übertragen. Di Nutzinformation und die Zusatzinformation können auf dem We zum Nachrichtenempfänger wieder getrennt und auf verschiede ne Nachrichtenkanäle verteilt werden. Die Tonsignale als Tr ger der Zusatzinformation sind dabei aus dem im Übertragung kanal übertragenen Signalgemisch herauszufiltern. Unter Ton signalen sind nicht nur Signale mit einer Frequenz im Ton¬ bereich zu verstehen, sondern auch Signale außerhalb dieses Frequenzbereiches, beispielsweise im Hochfrequenzbereich.When transmitting message signals in a transmission channel, it is possible to transmit additional information with the aid of sound signals in addition to useful information, which consists, for example, of voice signals. The useful information and the additional information can be separated again on the way to the message recipient and distributed over various message channels. The sound signals as carriers of the additional information are to be filtered out of the signal mixture transmitted in the transmission channel. Sound signals are not only signals with a frequency in the sound range, but also signals outside this frequency range, for example in the high frequency range.
Die Tonsignale werden als nahezu reine SinusSchwingungen er zeugt und können innerhalb einer geringen Bandbreite schwan ken.The sound signals are generated as almost pure sine waves and can fluctuate within a narrow bandwidth.
Bekannte Schaltungsanordnungen der eingangs genannten Art haben eine Zahl von Bandpässen, die der Zahl möglicher Fre¬ quenzen der zu detektierenden Tonsignalen entspricht. Die Bandpässe werden auf die jeweilige Frequenz genau ab¬ gestimmt, und lassen entsprechend ihrer Filtercharakteri¬ stik hauptsächlich Schwingungen dieser Frequenz durch. Am Signalpegel eines Bandpaßausgangs kann somit das Vor- handensein oder Fehlen eines Tonsignals festgestellt wer¬ den. Solche Schaltungsanordnungen finden beispielsweise Anwendung in der Fernsprechtechnik bei der Erkennung von DTMF-Signalen (Doppelton-Mehrfrequenz-Signale), bei der Hörtonauswertung, der Gebühreni pulsauswertung, aber auch in anderen Bereichen der Technik, wenn allgemein Steuer¬ informationen mit Hilfe von Tonsignalen übertragen werden.Known circuit arrangements of the type mentioned at the outset have a number of bandpasses which corresponds to the number of possible frequencies of the sound signals to be detected. The bandpass filters are tuned precisely to the respective frequency and, based on their filter characteristics, mainly let vibrations of this frequency pass. The presence or absence of a sound signal can thus be determined at the signal level of a bandpass output. Such circuit arrangements are used, for example, in telephone technology in the detection of DTMF signals (double-tone multi-frequency signals), in audio tone evaluation, charge pulse evaluation, but also in other areas of technology when control information is generally transmitted with the aid of audio signals .
Bei den bekannten Schaltungsanordnungen kann es vorkommen, daß auch bei fehlendem Tonsignal am Ausgang eines Bandpas- ses ein unzulässig hoher Signalpegel erzeugt wird, der das Vorhandensein eines Tonsignals vortäuscht. Dies kann dann eintreten, wenn die auf den Durchlaßbereich des Bandpasses entfallende spektrale Leistung des am Bandpaßeingang an¬ kommenden Signalgemisches, das aus Nutzsignalen und Stör- Signalen besteht, zu hoch ist. Daher ist man bemüht, denIn the known circuit arrangements it can happen that, even when there is no sound signal at the output of a bandpass, an impermissibly high signal level is generated which simulates the presence of a sound signal. This can occur if the spectral power of the signal mixture arriving at the bandpass input, which consists of useful signals and interference signals, is due to the pass band of the bandpass. Therefore one tries the
Durchlaßbereich des Bandpasses durch Einengen seiner Band¬ breite auf die festgelegte Bandbreite des Tonsignals zu verkleinern, um das Verhältnis der von Nutzsignalen bzw. Störsignalen herrührenden Pegelanteile des Bandpaßsignals zum Tonsignalpegel zu verringern, wodurch die Störsicher¬ heit der Schaltungsanordnung erhöht wird. Dies kann z.B. durch Wahl eines Bandfilters höherer Ordnung erreicht werden. Nachteilig ist dabei aber, daß die Einschwingzeit eines Bandpasses, d.h. die Zeit die verstreicht, bis ein am Eingang des Bandpasses ankommendes Tonsignal an seinem Ausgang erscheint, bei Verringerung der Bandbreite im gleichen Maße zunimmt. Dies bedeutet, daß die Zunahme an Störsicherheit durch Bandbreitenverringerung nur aufTo narrow the pass band of the bandpass by narrowing its bandwidth to the specified bandwidth of the audio signal in order to reduce the ratio of the level components of the bandpass signal to the audio signal level resulting from useful signals or interference signals, thereby increasing the interference immunity of the circuit arrangement. This can be achieved, for example, by choosing a higher-order band filter. The disadvantage, however, is that the settling time of a bandpass, ie the time that elapses before a sound signal arriving at the input of the bandpass appears at its output, increases to the same extent when the bandwidth is reduced. This means that the increase interference immunity due to bandwidth reduction only on
Kosten der Ansprechgeschwindigkeit der Schaltungsanordnung erreicht werden kann.Cost of response speed of the circuit arrangement can be achieved.
Bei der Verwendung von analogen Bandpässen geringer Band¬ breite liegt ein weiterer Nachteil darin, daß die Mitten¬ frequenz des Bandpasses sehr genau auf die Frequenz des Tonsignals abgestimmt werden muß. Das Ergebnis beim Ausfil¬ tern des Tonsignals ist dann aber sehr stark von der Fre- quenzdrift der Mittenfrequenz des Bandpasses abhängig, die durch Temperaturdrift von Bauelementen und anderen Stör¬ größen verursacht werden kann.Another disadvantage when using analog bandpasses of low bandwidth is that the center frequency of the bandpass must be matched very precisely to the frequency of the audio signal. The result of filtering out the audio signal is then very strongly dependent on the frequency drift of the center frequency of the bandpass filter, which can be caused by temperature drift of components and other disturbance variables.
Bei digital arbeitenden Bandpässen, die weniger empfindlich gegen Frequenzdriften sind, besteht der Nachteil, daß der Rechenaufwand bzw. die Rechenzeit für schmalbandige Filter groß ist, wodurch Zeitvorgaben, in denen ein Tonsignal si¬ cher erkannt werden muß, kritisch werden.In the case of digital bandpasses which are less sensitive to frequency drifts, there is the disadvantage that the computation effort or the computation time for narrow-band filters is great, as a result of which time specifications in which a sound signal must be reliably recognized become critical.
Es ist daher Aufgabe_ der Erfindung, eine Schaltungsan¬ ordnung zum Erkennen von Tonsignalen mit einfachen Band¬ pässen anzugeben, die mit hoher Störsicherheit bei kurzer Ansprechzeit arbeitet.It is therefore an object of the invention to provide a circuit arrangement for recognizing audio signals with simple bandpasses, which operates with high interference immunity with a short response time.
Diese Aufgabe wird für eine Schaltungsanordnung eingangs genannter Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Pe¬ gel des jeweiligen Bandpaßsignals mit den Pegeln der Aus¬ gangssignale zweier das Signalgemisch ebenfalls empfangender Vergleichsbandpässe verglichen wird, deren Mittenfrequenzen höher bzw. niedriger als die Mittenfrequenz des jeweiligen Bandpasses sind, und daß abhängig vom Vergleich ein Er- kennungssignal erzeugt wird, das das Auftreten eines Ton¬ signales am Bandpaßeingang signalisiert, wenn die Vergleichs¬ pegel kleiner als der Pegel des jeweiligen Bandpaßsignals sind.This object is achieved according to the invention for a circuit arrangement of the type mentioned at the outset by comparing the level of the respective bandpass signal with the levels of the output signals of two comparison bandpasses also receiving the signal mixture, the center frequencies of which are higher or lower than the center frequency of the respective bandpass , and that depending on the comparison, ID signal is generated which signals the occurrence of a sound signal at the bandpass input when the comparison level is less than the level of the respective bandpass signal.
Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß ein aus Nutz¬ signalen und Störsignalen zusammengesetztes Signalgemisch immer mehrere Frequenzen enthält und auf ein Frequenzband verteilt ist. Nebeneinanderliegenden Abschnitten dieses Fre- quenzbandes, die in dem Durchlaßbereich des jeweiligen Band¬ passes bzw. eines Vergleichsbandpasses liegen, werden somit über die Zeit gemittelt annähernd gleiche Signalleistungen zugeführt. Demzufolge sind auch die Pegel der Ausgangssi¬ gnale des Bandpasses und der Vergleichsbandpässe annähernd gleich groß. Ist im Signalgemisch ein Tonsignal enthalten, dessen Frequenz mit der Mittenfrequenz des Bandpasses über¬ einstimmt, so ist der Pegel des BandpaßSignals höher als die Pegel der AusgangsSignale der Vergleichsbandpässe, deren Mit¬ tenfrequenzen einen festgelegten Abstand von der Mittenfre- quenz des Bandpasses haben. Ein Vergleich der Pegel des Band¬ paßsignals mit denen der Ausgangssignale der Vergleichsband¬ pässe führt damit direkt zum Ergebnis, ob ein Tonsignal vorhanden ist oder nicht. Die Bandpässe können eine wesent¬ lich größere Bandbreite als die Schwankungsbreite des Ton- signals haben. Dadurch ergibt sich eine kurze Einschwing¬ zeit der Bandpässe und eine hohe Ansprechgeschwindigkeit der Schaltungsanordnung. Solche Bandpässe haben einen rela¬ tiv einfachen Aufbau und benötigen bei einer Realisierung als Digitalfilter einen nur geringen Rechenauf and. Durch den Vergleich der Ausgangssignale von Bandpässen mit benachbar¬ ten Durchlaßbereichen wird eine scharfe Frequenzselektion erzielt, obwohl die Bandpässe flache Durchlaßkurven haben. Diese Frequenzselektion führt im Ergebnis zu einer erhöhte Störsicherheit bei der Erkennung von Tonsignalen.The invention is based on the knowledge that a signal mixture composed of useful signals and interference signals always contains several frequencies and is distributed over a frequency band. Sections of this frequency band lying next to one another, which lie in the pass band of the respective bandpass or a comparison bandpass, are thus supplied with approximately the same signal powers averaged over time. As a result, the levels of the output signals of the bandpass and the comparison bandpasses are approximately the same. If the signal mixture contains a sound signal whose frequency coincides with the center frequency of the bandpass, the level of the bandpass signal is higher than the level of the output signals of the comparison bandpass whose center frequencies have a fixed distance from the center frequency of the bandpass. A comparison of the levels of the bandpass signal with those of the output signals of the comparison bandpass thus leads directly to the result of whether or not there is an audio signal. The bandpasses can have a considerably wider bandwidth than the fluctuation range of the sound signal. This results in a short settling time of the bandpass filters and a high response speed of the circuit arrangement. Such bandpasses have a relatively simple structure and, when implemented as a digital filter, require only a small amount of computation. By comparing the output signals of bandpasses with adjacent pass bands, a sharp frequency selection is achieved even though the band passes have flat pass curves. As a result, this frequency selection leads to increased interference immunity in the detection of sound signals.
Bei der praktischen Ausführung der Erfindung können sowohl Bandpässe mit fest eingestellten Mittenf equenzen als auch durchstimmbare Bandpässe mit veränderlichen Durchlaßberei¬ chen, deren Mittenfrequenzen variabel sind, verwendet wer¬ den. Sollen ausschließlich Bandpässe mit fest eingestellte Mittenfrequenzen eingesetzt werden, so sind für jedes zu d tektierende Tonsignal drei Bandpässe, d.h. neben dem eigen lichen Bandpaß zwei weitere Vergleichsbandpässe, vorzusehe denen jeweils das ankommende Signalgemisch zugeführt wird. Das Signalgemisch kann gleichzeitig analysiert werden, wo¬ durch ein Tonsignal bzw. mehrere im Signalgemisch gleichze tig auftretende Tonsignale sehr schnell erkannt werden könIn the practical implementation of the invention, bandpasses with fixed center frequencies as well as tunable bandpasses with variable pass ranges whose center frequencies are variable can be used. If only bandpasses with a fixed center frequency are to be used, then three bandpasses are required for each sound signal to be detected, i.e. in addition to the band's own bandpass, two further comparison bandpasses, which each receive the incoming signal mix, are provided. The signal mixture can be analyzed at the same time, whereby one sound signal or several sound signals occurring simultaneously in the signal mixture can be recognized very quickly
Bei Verwendung von Bandpässen mit veränderlichen Durchlaßb reichen kann bereits ein einziger Bandpaß ausreichen, um ein oder mehrere Tonsignale zu erkennen. Dieser Bandpaß übe nimmt zusätzlich zur Funktion der Ausfilterung des Tonsi¬ gnals mit vorgegebener Frequenz auch die Funktionen der Ve gleichsbandpässe. Dazu wird der Bandpaß mit veränderlichem Durchlaßbereich zunächst auf die Mittenfrequenz des Tonsi¬ gnals eingestellt und der Pegel seines Ausgangssignals be- stimmt. Anschließend werden die Mittenfrequenzen der be¬ nachbarten Durchlaßbereiche, die den Durchlaßbereichen der Vergleichsbandpässe entsprechen, eingestellt und ebenfalls die entsprechenden Pegel der Ausgangssignale ermittelt. Die Pegel der so ermittelten Signale werden in der bereits be- schriebenen Weise miteinander verglichen und das Erkennung signal für Tonsignale erzeugt. Diese Vorgänge sind für jede Tonsignal zu wiederholen. Selbstverständlich ist es auch möglich, Bandpässe mit veränderlichen Durchlaßbereichen und Bandpässe mit fest eingestellten Mittenfrequenzen miteinan- der zu kombinieren, wodurch die Zahl der Bandpässe bzw. die Zeit zum Erkennen eines Tonsignals dem spezifischen Anwen¬ dungsfall jeweils angepaßt ist.When using bandpasses with variable passbands, a single bandpass can be sufficient to recognize one or more audio signals. In addition to the function of filtering out the audio signal with a predetermined frequency, this bandpass also takes on the functions of the comparison bandpasses. For this purpose, the bandpass filter with a variable passband is first set to the center frequency of the audio signal and the level of its output signal is determined. The center frequencies of the adjacent passbands, which correspond to the passbands of the comparison bandpass filters, are then set and the corresponding levels of the output signals are also determined. The levels of the signals determined in this way are compared with one another in the manner already described, and the detection signal for sound signals is generated. These processes have to be repeated for each sound signal. Of course, it is also possible to combine bandpasses with variable passband and bandpasses with fixed center frequencies. to combine, whereby the number of bandpasses or the time to recognize a sound signal is adapted to the specific application.
In einer bevorzugten Ausführungsform arbeiten der Bandpaß sowie die Vergleichsbandpässe digital, d.h. es wird der für Digitalfilter übliche Aufbau verwendet, bei dem als Bauele¬ mente Speicher und Rechenwerke eingesetzt werden. Anstelle kontinuierlicher Signale werden diskrete Zahlenfolgen verar- beitet. Hierzu werden die ankommenden analogen Signale in kurzen äquidistanten Zeitabständen abgetastet und die Abtast werte in Digitalwerte umgewandelt. Durch einfaches Ändern von Rechenoperationen bzw. der Abtastintervalle lassen sich beliebige Filtercharakteristiken sowie verschiedene Mitten- frequenzen der Bandpässe einstellen. Durch diese Weiterbil¬ dung ist es möglich, in einem einzigen Signalprozessor Band¬ pässe mit unterschiedlichen Frequenzverhalten zu realisie¬ ren. Deren Zahl ist lediglich durch das Speichervolumen und die Rechengeschwindigkeit des Signalprozessors begrenzt. Die einen Bandpaß nachbildenden Rechenoperationen sind in einem Rechenprogramm festgelegt. Wird das Rechenprogramm mehrfach abgearbeitet, wobei die frequenzbestimmenden Parameter des Rechenalgorithmus jeweils verändert werden, entspricht dies der Nachbildung eines Bandpasses mit veränderlichem Durch- laßbereich. Sind mehrere gleichstrukturierte Rechenprogramme mit jeweils fest zugeordneten Parametern vorgesehen, werden Bandpässe mit nicht veränderbaren Durchlaßbereichen nachge¬ bildet.In a preferred embodiment, the bandpass and the comparison bandpasses work digitally, i.e. the structure customary for digital filters is used, in which memory and arithmetic units are used as components. Instead of continuous signals, discrete sequences of numbers are processed. For this purpose, the incoming analog signals are sampled at short, equidistant time intervals and the sampled values are converted into digital values. By simply changing arithmetic operations or the sampling intervals, any filter characteristics as well as different center frequencies of the bandpass filters can be set. This further development makes it possible to implement bandpasses with different frequency behavior in a single signal processor. The number of these is only limited by the memory volume and the computing speed of the signal processor. The arithmetic operations that simulate a bandpass are defined in a arithmetic program. If the arithmetic program is processed several times, the frequency-determining parameters of the arithmetic algorithm being changed, this corresponds to the simulation of a bandpass with a variable passband. If several computer programs with the same structure are provided, each with permanently assigned parameters, bandpasses with unchangeable passbands are simulated.
Als Bandpässe können beispielsweise Digitalfilter zweiter Ordnung verwendet werden, die eine ausreichende Frequenz¬ selektivität haben. Der Rechenaufwand pro Abtastwert sowie die Ξinschwingzeit solcher Filter liegen bei einfachen An¬ forderungen, wie sie z.B. im Tonfrequenzbereich vorkommen, noch innerhalb der zulässigen Grenzen. Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß die Pegel der Ausgangssignal der Vergleichsbandpässe und des Bandpaßsignals durch Aus¬ werten des Frequenzspektrums mit Hilfe der diskreten Fourie transfor ation in einem vorgegebenen Zeitfenster mit der Zeit t = N Ta nach der BeziehungFor example, second-order digital filters can be used as bandpasses, which have sufficient frequency selectivity. The computational effort per sample value and the settling time of such filters are still within the permissible limits for simple requirements such as those that occur, for example, in the audio frequency range. A particularly advantageous development of the invention is characterized in that the levels of the output signal of the comparison bandpass and the bandpass signal by evaluating the frequency spectrum with the aid of the discrete Fourie transform in a predetermined time window with the time t = N Ta according to the relationship
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ermittelt werden, wobei B(f) der Pegel des Ausgangssignals des jeweiligen Vergleichsbandpasses bzw. des Bandpaßsignals mit der Mittenfrequenz f, Ta die Abtastperiodendauer, x(n) der n-te Abtastwert des Eingangssignals des Bandpasses, n die Laufvariable des Abtastwertes und N die Zahl der ausge¬ werteten Abtastwerte ist.are determined, where B (f) the level of the output signal of the respective comparison bandpass or the bandpass signal with the center frequency f, Ta the sampling period, x (n) the nth sample value of the input signal of the bandpass, n the run variable of the sample value and N the Is the number of sampled values evaluated.
Diese Art der Auswertung der Spektralverteilung innerhalb des vorgegebenen Zeitfensters entspricht der Filtercharak- teristik eines Bandpasses. Die spektrale Komponente B(f) des Frequenzspektrums, welche den Pegel des Ausgangssignals eines Bandpasses angibt, läßt sich mittels üblicher Signal¬ prozessoren sehr schnell ermitteln, da Rechenoperationen im Rechenwerk, die lediglich die Summenbildung von Produk- ten umfassen, zu den einfachsten und schnellsten Routinen eines Signalprozessors gehören.This type of evaluation of the spectral distribution within the specified time window corresponds to the filter characteristic of a bandpass filter. The spectral component B (f) of the frequency spectrum, which indicates the level of the output signal of a bandpass filter, can be determined very quickly by means of conventional signal processors, since arithmetic operations in the arithmetic unit, which only include the summation of products, are the simplest and fastest Routines of a signal processor belong.
Um die Dämpfung des durch die Signalauswertung mit Hilfe der diskreten Fouriertransformation gebildeten Bandpasses außer- halb seines Durchlaßbereiches zu erhöhen, können die Abtast¬ werte x(n) mit einer Bewertungsf nktionIn order to attenuate the bandpass formed by the signal evaluation with the aid of the discrete Fourier transformation the sample values x (n) can be increased with an evaluation function
c(n) 0,5 - 0,5 cos 2 rr (n + 0,5) /Nc (n) 0.5 - 0.5 cos 2 rr (n + 0.5) / N
multipliziert werden. Durch diese Weiterbildung wird er¬ reicht, daß störende Signale mit Frequenzen außerhalb des betrachteten Frequenzbandes nicht in dasErgebnis der Berech¬ nung des Pegels B(f) eingehen.be multiplied. This further development ensures that interfering signals with frequencies outside the frequency band under consideration are not included in the result of the calculation of level B (f).
In einer praktischen Ausgestaltung der Erfindung ist vorge¬ sehen, daß in Fernsprechanlagen mit DTMF-Signalen- (Doppel¬ ton-Mehrfrequenz-Signalen) , die gleichzeitig in einem oberen und in einem unteren Frequenzband auftreten können, nur die Bandpaßsignale von Bandpässen mit maximalem Pegel im oberen sowie im unteren Frequenzband dem Vergleich unterzogen wer¬ den.In a practical embodiment of the invention, it is provided that in telephone systems with DTMF signals (double tone multifrequency signals) which can occur simultaneously in an upper and in a lower frequency band, only the bandpass signals of bandpasses with maximum level be compared in the upper and in the lower frequency band.
Doppelton-Mehrfrequenz-Signale finden Verwendung in der Fernsprechtechnik zum übermitteln der Wahlinformation, Steu¬ erung von Sprachspeichern (voice boxes) , u.a.. Die Steuer¬ information wird dabei gleichzeitig in einem oberen und in einem unteren Frequenzband mit Tonsignalen als Träger über¬ tragen. Da nur bei Vorliegen eines Tonsignals je Frequenz- band ein gültiges DTMF-Signal vorliegt, kann durch Feststel¬ len des Bandpasses mit maximalem Pegel innerhalb des jewei¬ ligen Frequenzbandes die Gesamtauswertungszeit erheblich verringert werden. Im nachfolgenden Schritt werden nur die Ausgangssignale der so ermittelten Bandpässe zum Vergleich mit den ihnen entsprechenden Vergleichsbandpässen herange¬ zogen. - 9 -Double-tone multi-frequency signals are used in telephony to transmit the dialing information, control of voice memories (voice boxes), among others. The control information is transmitted simultaneously in an upper and in a lower frequency band with sound signals as carriers. Since a valid DTMF signal is only available if there is a sound signal per frequency band, the total evaluation time can be considerably reduced by determining the band pass at the maximum level within the respective frequency band. In the subsequent step, only the output signals of the bandpasses determined in this way are used for comparison with the comparison bandpasses corresponding to them. - 9 -
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden un¬ ter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert. Darin zeigt A usführungsbeispiele the invention are explained in the following un¬ ter reference to the drawings. In it shows
Fig. 1 Teile einer Telekommunikations-Anlage in einer schematischen Blockdarstellung,1 parts of a telecommunications system in a schematic block diagram,
Fig. 2 eine schematische Blockdarstellung eines DTMF-Empfängers,2 shows a schematic block diagram of a DTMF receiver,
Fig. 3 ein logisches Blockschaltbild zum Auswerten von DTMF-Signalen,3 shows a logical block diagram for evaluating DTMF signals,
Fig. 4 einen logischen Flußplan zur Auswertung der Bandpaßsignale sowie der Ausgangssignale der Vergleichsbahdpässe,4 shows a logical flow chart for evaluating the bandpass signals and the output signals of the comparison passports,
Fig. 5 Filtercharakteristiken der verwendeten Band¬ pässe,5 filter characteristics of the bandpasses used,
Fig. 6 die Frequenzgänge eines Bandpasses sowie zweier zugehöriger Vergleichsbandpässe,6 shows the frequency responses of a bandpass and two associated comparison bandpasses,
Fig. 7 eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln des Pegels des Ausgangssignals mit einem rekur- siven digitalen Bandpaß zweiter Ordnung,7 shows a circuit arrangement for determining the level of the output signal with a recursive digital bandpass filter of the second order,
Fig. 8 eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln des Pegels von Ausgangssignalen eines digitalen Bandpasses mit schnellem digitalem Algo- rithmus,8 shows a circuit arrangement for determining the level of output signals of a digital bandpass with a fast digital algorithm,
Fig. 9 Frequenzverläufe eines digitalen Bandpasses nach Fig. 8 mit und ohne Bewertung der Ab¬ tastsignale. In Fig. 1 sind Teile einer digital arbeitenden Telekommuni¬ kationsanlage in einer schematischen Blockdarstellung dar¬ gestellt. Diese Anlage verwendet zum Aufbauen der Teilneh¬ merverbindungen ein mit 10 bezeichnetes ISDN-Vermittlungs- System 8818 der Firma Nixdorf Computer AG. An das Vermitt¬ lungssystem 10 sind beispielhaft zwei Telefonteilnehmer 12, 14 sowie als weiterer Teilnehmer eine Ortsvermittlungsstelle 16 angeschlossen, die untereinander in beiden Richtungen kommunizieren können. Die Teilnehmer 12, 14, 16 sind über Teilnehmeranschlußschaltungen 18, 20, 22 mit einem zentra¬ len PCM-Bus 24 verbunden, der pulscodemodulierte Signale überträgt. Die Teilnehmeranschlußschaltungen 18, 20, 22 setzen die ankommenden analogen Signale der Teilnehmer 12, 14, 16 am Kommunikationsnetz in digitale Signale um und ge- ben diese nach einem Zeitmultiplexverfahren an den PCM-Bus 24 ab. Die Teilnehmer 12, 14, 16 können neben Nutzinforma¬ tionen, beispielsweise Sprachsignale, auch Steuerinformati¬ onen austauschen, die als Informationsträger DTMF-Signale (Doppelton-Mehrfrequenz -Signale) verwenden. Diese Signale sind sinusförmige elektrische Signale, deren jeweilige Fre¬ quenz innerhalb enger Grenzen, beispielsweise +/- 1,8 % der Mittenfrequenz, schwanken kann.FIG. 9 frequency curves of a digital bandpass filter according to FIG. 8 with and without evaluation of the scanning signals. 1 shows parts of a digitally operating telecommunications system in a schematic block diagram. This system uses an ISDN switching system 8818, designated by 10, from Nixdorf Computer AG to set up the subscriber connections. Two telephone subscribers 12, 14 and, as a further subscriber, a local exchange 16, which can communicate with one another in both directions, are connected to the switching system 10 by way of example. The subscribers 12, 14, 16 are connected via subscriber connection circuits 18, 20, 22 to a central PCM bus 24, which transmits pulse code-modulated signals. The subscriber line circuits 18, 20, 22 convert the incoming analog signals of the subscribers 12, 14, 16 on the communication network into digital signals and transmit them to the PCM bus 24 using a time division multiplex method. In addition to useful information, for example voice signals, the subscribers 12, 14, 16 can also exchange control information which uses DTMF signals (double-tone multi-frequency signals) as information carriers. These signals are sinusoidal electrical signals whose respective frequencies can fluctuate within narrow limits, for example +/- 1.8% of the center frequency.
An den PCM-Bus 24 ist zur Auswertung der DTMF-Signale ein DTMF-Empfänger 26 angeschlossen, in dem die Erfindung ver¬ wirklicht ist. Der DTMF-Empfänger 26 hat Zugriff auf einen Mikrocomputer 28, der die vom DTMF-Empfänger 26 bereitge¬ stellten Erkennungssignale weiterverarbeitet und diese z.B. an eine Steuerung des Vermittlungssystems weitergibt.A DTMF receiver 26, in which the invention is implemented, is connected to the PCM bus 24 for evaluating the DTMF signals. The DTMF receiver 26 has access to a microcomputer 28, which processes the recognition signals provided by the DTMF receiver 26 and processes them e.g. passes on to a control of the switching system.
Weitere Einzelheiten des DTMF-Empfängers 26 werden als Blockdarstellung in Fig. 2 gezeigt. Ein Interface-Baustein 32 stellt die Verbindung zum PCM-Bus 24 her und greift ge¬ mäß dem Zeitmultiplexverfahren in vorbestimmten Zeitab- schnitten auf dessen Signale zu. Der Aufbau und die Strukt der Daten der hier beschriebenen Kommunikationsanlage kann z.B. der CCITT-Nor entsprechen. Dann sind die vom Interfa Baustein 32 bereitgestellten Digitalworte sogenannte A-law codierte Signale, die eine logarithmische Digitalcodierung mit einer Wortlänge von 8 Bit haben. Dieses 8-Bit-Wort wir in einem Code-Umsetzer 34 in ein Digitalwort der Wortlänge 12 Bit mit linearer Codierung umgewandelt. Die Digitalwort die als Informationen Sprachsignale und DTMF-Signale entha ten, werden in einem Speicher 36 fortlaufend abgespeichert Dieser ist so aufgebaut, daß er gleichzeitig Digitalworte einlesen und gespeicherte Digitalworte ausgeben kann. Die ausgegebenen Digitalworte werden von einem Signalprozessor 30 weiterverarbeitet. Dieser eignet sich insbesondere für die schnelle Verarbeitung von digitalen Daten, wie sie für Digitalfilter erforderlich ist. Beispielsweise kann als Si gnalprozessor 30 ein TMS 320 der Firma Texas Instruments eingesetzt werden. Der Signalprozessor 30 hat über einen Bus 42 Zugriff auf einen schnellen RAM-Speicher 38 mit wahlfreiem Zugriff, der als Arbeitspeicher für Zwischener¬ gebnisse dient, sowie auf einen ROM-Festwertspeicher 40, i dem Konstanten bzw. Koeffizienten abgespeichert sind. Der Signalprozessor 30 steuert den Speicher 36, um einen syn¬ chronen Arbeitsablauf zu gewährleisten. Das Ergebnis der Signalauswertung durch den Signalprozessor 30 wird über den Bus 42 an eine nicht dargestellte nachgeschaltete Steu¬ erung ausgegeben.Further details of the DTMF receiver 26 are shown as a block diagram in FIG. 2. An interface module 32 establishes the connection to the PCM bus 24 and, according to the time-division multiplex method, intervenes at predetermined time intervals. cut to its signals. The structure and structure of the data of the communication system described here can correspond to the CCITT-Nor, for example. Then the digital words provided by the Interfa module 32 are so-called A-law coded signals, which have a logarithmic digital coding with a word length of 8 bits. This 8-bit word is converted in a code converter 34 into a digital word with a length of 12 bits with linear coding. The digital word which contains voice signals and DTMF signals as information is continuously stored in a memory 36. This is constructed in such a way that it can simultaneously read in digital words and output stored digital words. The output digital words are processed by a signal processor 30. This is particularly suitable for the fast processing of digital data, as is required for digital filters. For example, a TMS 320 from Texas Instruments can be used as signal processor 30. The signal processor 30 has access via bus 42 to a fast RAM memory 38 with random access, which serves as a working memory for intermediate results, and to a ROM read-only memory 40, in which constants or coefficients are stored. The signal processor 30 controls the memory 36 in order to ensure a synchronous workflow. The result of the signal evaluation by the signal processor 30 is output via the bus 42 to a downstream controller (not shown).
Fig. 3 zeigt ein logisches Schaltbild in Blockdarstellung Zu Auswertung der DTMF-Signale. Der Speicher 36 besitzt zwei vom Signalprozessor 30 gesteuerte umschaltbare Spei¬ cherbereiche SP1 und SP2. Im dargestellten Zustand wird der Speicherbereich SP1 mit ankommenden Digitalworten ge¬ laden; gleichzeitig wird der Speicherbereich SP2 ausgelesen Wenn der Speicherbereich SP1 gefüllt ist, werden die Schal¬ ter 50, 52 umgeschaltet, und die ankommenden Datenwörter werden nunmehr in den Speicherbereich SP2 eingelesen sowie Daten aus dem Speicherbereich SP1 ausgelesen. Damit nimmt der Speicher 36 kontinuierlich Daten mit konstanter Daten¬ rate auf, wobei er für die Auswertung der Signale mit einer höheren Datenrate ausgelesen werden kann.3 shows a logic circuit diagram in block diagram Z u evaluation of the DTMF signals. The memory 36 has two switchable memory areas SP1 and SP2 controlled by the signal processor 30. In the state shown, the memory area SP1 is loaded with incoming digital words; at the same time, the memory area SP2 is read out When the memory area SP1 is filled, the switches 50, 52 are switched over, and the incoming data words are now read into the memory area SP2 and data is read out from the memory area SP1. The memory 36 thus continuously receives data at a constant data rate, and it can be read out for evaluating the signals at a higher data rate.
Die vom Speicher 36 abgegebenen Datenwörter werden im nach- geschalteten Signalprozessor 30 unter Verwendung digitaler Filteralgorithmen ausgewertet. Diese Filteralgorithmen bil¬ den Bandpässe nach, die in der Fig. 3 mit B1 bis B8 bezeich¬ net sind. Die Mittenfrequenzen der Bandpässe B1 bis B8 sind auf die Frequenzen der DTMF-Signale abgestimmt. Gemäß der CCITT-Norm liegen die Mittenfrequenzen in zwei Frequenzbe¬ reichen, wobei die Bandpässe B1 bis B4 einem unteren Fre¬ quenzbereich und die Bandpässe B5 bis B8 einem oberen Fre¬ quenzbereich zugeordnet sind.The data words output by the memory 36 are evaluated in the downstream signal processor 30 using digital filter algorithms. These filter algorithms emulate the bandpasses, which are designated B1 to B8 in FIG. 3. The center frequencies of the band passes B1 to B8 are matched to the frequencies of the DTMF signals. According to the CCITT standard, the center frequencies lie in two frequency ranges, bandpasses B1 to B4 being assigned to a lower frequency range and bandpasses B5 to B8 being assigned to an upper frequency range.
in einem ersten Auswertungsschritt werden die Pegel der Bandpaßsignale der Bandpässe B1 bis B4 des unteren Fre¬ quenzbereiches bestimmt und der Bandpaß mit maximalem Pegel festgestellt. Im dargestellten Beispiel hat der Bandpaß B2 den größten Signalpegel. Im nachfolgenden Schritt wer- den die Filterberechnungen für die zum Bandpaß B2 gehören¬ den Vergleichsbandpässe V2u, V2o mit niedrigerer Mitten¬ frequenz bzw. höherer Mittenfrequenz als die Mittenfrequenz des Bandpasses B2 durchgeführt. Sind die Pegel der Aus¬ gangssignale der Vergleichsbandpässe V2u, V2o kleiner als der Signalpegel des Bandpasses B2, so wird das Vorhanden¬ sein eines Tonsignals im unteren Frequenzbereich signa¬ lisiert. In gleicher Weise wird der Bandpaß B5 mit maxi- malern Signalpegel des oberen Frequenzbereichs ermittelt und mit entsprechenden Signalpegeln der Vergleichsbandpässe V5o, V5u verglichen.In a first evaluation step, the levels of the bandpass signals of the bandpasses B1 to B4 of the lower frequency range are determined and the bandpass is determined at the maximum level. In the example shown, the bandpass B2 has the largest signal level. In the subsequent step, the filter calculations for the comparison bandpasses V2u, V2o belonging to the bandpass B2 are carried out with a lower center frequency or a higher center frequency than the center frequency of the bandpass B2. If the levels of the output signals of the comparison bandpasses V2u, V2o are lower than the signal level of the bandpass B2, the presence of a tone signal in the lower frequency range is signaled. In the same way, the bandpass B5 is painter signal level of the upper frequency range determined and compared with corresponding signal levels of the comparison bandpass filters V5o, V5u.
Ein Logikbaustein 54, der vorzugsweise in Form digitalerA logic device 54, preferably in the form of digital
Algorithmen, die im Signalprozessor 30 abgearbeitet werden, realisiert ist, führt den Pegelvergleich durch. Bei gleich¬ zeitigem Vorliegen eines Tonsignals im oberen und im unte¬ ren Frequenzbereich wird ein Erkennungssignal 56 für DTMF- Signale erzeugt. Entsprechend den CCITT-Normen werden im Logikbaustein 54 ferner die Zeitbedingungen für gültige DTMF-Signale geprüft, die DTMF-Signale decodiert und das Erkennungssignal 56 der nachgeschalteten Steuerung über¬ geben.Algorithms that are processed in the signal processor 30 are implemented and perform the level comparison. If there is a sound signal in the upper and in the lower frequency range at the same time, a detection signal 56 for DTMF signals is generated. In accordance with the CCITT standards, the time conditions for valid DTMF signals are also checked in logic module 54, the DTMF signals are decoded and the detection signal 56 is passed on to the downstream controller.
In Fig. 4 sind in einem logischen Flußdiagramm die einzel¬ nen Auswertungsschritte zum Erkennen eines DTMF-Signals in allgemeinerer Form dargestellt. Im Auswertungsschritt 60 werden die Signalpegel Sl bis S8 der Bandpässe Bl bis B8 sowohl im unteren als auch im oberen Frequenzbereich be¬ rechnet. Der Bandpaß Bn mit maximalem Signalpegel Sn im unteren Frequenzbereich wird im Schritt 62, der Bandpaß Bm mit maximalem Signalpegel Sm im oberen Frequenzbereich im Schritt 64 bestimmt. Im nachfolgenden Auswertungsschritt 66 werden die Pegel der Ausgangssignale Ano, Anu der zum Bandpaß Bn gehörenden Vergleichsbandpässe Vno mit höherer bzw. Vnu mit niedrigerer Mittenfrequenz berechnet. Eine ähnliche Auswertung erfolgt im Schritt 68, jedoch be¬ zogen auf die zum Bandpaß Bm gehörenden Vergleichsbandpässe Vmo, Vmu des oberen Frequenzbereichs. In den Auswertungsschritten 70, 72 werden die Pegel der ver¬ schiedenen Signale miteinander verglichen. Ist der Signal¬ pegel Sn im unteren Frequenzbereich größer als die Pegel Ano, Anu der Vergleichsbandpässe Vno, Vnu, so wird zum Schritt 72 verzweigt. Hier wird geprüft, ob der Signalpegel Sm grö¬ ßer als die Pegel der Ausgangssignale Arno, Amu ist. Wenn dies der Fall ist, so liegt ein DTMF-Signal vor, was im Aus¬ wertungsschritt 74 signalisiert wird. Werden die Vergleichs¬ bedingungen in den Schritten 70, 72 nicht erfüllt, so wird zu Schritt 76 verzweigt, der das Fehlen eines DTMF-Signals anzeigt. Weitere Auswertungsschritte, die z.B. die maximal zulässige Abweichung der Signalpegel im oberen und unteren Frequenzband sowie die Überwachung von Zeitkriterien bei der Auswertung der Signalpegel betreffen, werden hier nicht be- handelt, da diese im Rahmen der üblichen Auswertung von DTMF-Signalen liegen.4, the individual evaluation steps for recognizing a DTMF signal are shown in a more general form in a logical flowchart. In the evaluation step 60, the signal levels S1 to S8 of the bandpass filters B1 to B8 are calculated both in the lower and in the upper frequency range. The bandpass Bn with maximum signal level Sn in the lower frequency range is determined in step 62, the bandpass Bm with maximum signal level Sm in the upper frequency range in step 64. In the subsequent evaluation step 66, the levels of the output signals Ano, Anu of the comparison bandpass filters Vno belonging to the bandpass Bn are calculated with a higher or Vnu with a lower center frequency. A similar evaluation takes place in step 68, but with reference to the comparison bandpasses Vmo, Vmu of the upper frequency range belonging to the bandpass Bm. The levels of the different signals are compared with one another in the evaluation steps 70, 72. If the signal level Sn in the lower frequency range is greater than the levels Ano, Anu of the comparison bandpass filters Vno, Vnu, a branch is made to step 72. Here it is checked whether the signal level Sm is greater than the level of the output signals Arno, Amu. If this is the case, a DTMF signal is present, which is signaled in evaluation step 74. If the comparison conditions in steps 70, 72 are not met, a branch is made to step 76, which indicates the absence of a DTMF signal. Further evaluation steps, which concern, for example, the maximum permissible deviation of the signal levels in the upper and lower frequency band and the monitoring of time criteria when evaluating the signal levels, are not dealt with here, since these are part of the usual evaluation of DTMF signals.
Fig. 5 zeigt die Filtercharakteristiken der Bandpässe B1 bis B4 des unteren Frequenzbands mit den Mittenfrequenzen f1 , f2, f3, f4. über der Frequenz f ist der Dämpfungsverlauf a der Bandpässe in dB aufgetragen. Es werden Filter zweiter Ord¬ nung verwendet, die bei vertretbarem Aufwand eine hohe Fre¬ quenzselektion erzielen sowie eine hohe Störsignalunterdrük- kung gewährleisten. Die Bandpässe B5 bis B8 des oberen Fre- quenzbandes haben ebenfalls die in Fig. 5 gezeigten Dämp¬ fungsverläufe bei den Mittenfrequenzen f5, f6, f7, f8.5 shows the filter characteristics of the bandpasses B1 to B4 of the lower frequency band with the center frequencies f1, f2, f3, f4. The attenuation curve a of the bandpass filters is plotted in dB over the frequency f. Filters of the second order are used, which achieve a high frequency selection with reasonable effort and ensure high interference signal suppression. The band passes B5 to B8 of the upper frequency band likewise have the attenuation curves shown in FIG. 5 at the center frequencies f5, f6, f7, f8.
In Fig. 6 ist der Dämpfungsverlauf a über der Frequenz f für einen Bandpaß Bn mit Mittenfrequenz fn mit den zugehörenden Vergleichsbandpässen Vno und Vnu dargestellt. Letztere ha¬ ben eine obere Mittenfrequenz fno bzw. eine untere Mitten- frequenz fnu. Es gilt die Beziehung fnu = fn - 2b und fno = fn + 2b, wobei b die maximale Schwankungsbreite der Frequenz des DTMF-Signals ist. Anhand Fig. 6 läßt sich zeigen, daß durch den beschriebenen Pegelvergleich und bei Verwendung der dargestellten Dämp¬ fungsverläufe der Vergleichsbandpässe Vnu, Vno sowie des Bandpasses Bn eine Durchlaßcharakteristik für ein Tonsignal erzeugt wird, die einem Bandpaß mit der Bandbreite 2b mit hoher Trennschärfe oder Frequenzselektivität entspricht. Da zu wird angenommen, daß die Frequenz eines Tonsignals mit konstanter Amplitude von fnu bis fno verändert wird. Im Fre quenzbereich außerhalb des durch Schnittpunkte 77, 79 der Dämpfungsverläufe des Bandpasses Bn mit dem Vergleichsband¬ paß Vnu bzw. Vno gekennzeichneten Bereichs- ist der Pegel des Ausgangssignals des Bandpasses kleiner als der der Ver¬ gleichsbandpässe Vnu und Vno. Dies bedeutet, daß die Bedin¬ gung zum Erkennen eines Tonsignals nicht erfüllt ist. Erst wenn das Tonsignal innerhalb des durch die Schnittpunkte 77, 79 definierten Frequenzbereichs liegt, ist der Pegel des Bandpaßsignals jeweils größer als der der Vergleichsband¬ pässe Vnu, Vno, wodurch die Bedingung zum Erkennen und An¬ zeigen eines Tonsignals erfüllt ist. Durch den Pegelver- gleich wird an den Schnittpunkten 77, 79 eine hohe Trenn¬ schärfe zwischen Durchlaßbereich und Sperrbereich der ge¬ samten Schaltungsanordnung erreicht. Der Durchlaßbereich is durch die Schnittpunkte 77, 79 der Bandpässe Vnu, Bn, Vno definiert. Dieser Durchlaßbereich kann durch die Filtercha- rakteristiken der Bandpässe und durch deren Mittenfrequenze eingestellt werden und entspricht vorzugsweise der maxima¬ len Schwankungsbreite b des onsignalε.6 shows the attenuation curve a over frequency f for a bandpass filter Bn with center frequency fn with the associated comparison bandpass filters Vno and Vnu. The latter have an upper center frequency fno or a lower center frequency fnu. The relationship fnu = fn - 2b and fno = fn + 2b applies, where b is the maximum fluctuation range of the frequency of the DTMF signal. 6 that the described level comparison and the use of the illustrated attenuation curves of the comparison bandpass filters Vnu, Vno and the bandpass filter Bn produce a pass characteristic for a sound signal that corresponds to a bandpass filter with the bandwidth 2b with high selectivity or frequency selectivity corresponds. Since it is assumed that the frequency of a sound signal with a constant amplitude is changed from fnu to fno. In the frequency range outside the range identified by intersections 77, 79 of the attenuation profiles of the bandpass Bn with the comparison bandpass Vnu or Vno, the level of the output signal of the bandpass is lower than that of the comparison bandpasses Vnu and Vno. This means that the condition for recognizing an audio signal is not fulfilled. Only when the sound signal lies within the frequency range defined by the intersections 77, 79 is the level of the bandpass signal in each case greater than that of the comparison bandpasses Vnu, Vno, as a result of which the condition for recognizing and displaying a sound signal is fulfilled. The level comparison at the intersections 77, 79 achieves a high degree of selectivity between the passband and the stopband of the entire circuit arrangement. The pass band is defined by the intersections 77, 79 of the bandpasses Vnu, Bn, Vno. This passband can be set by the filter characteristics of the bandpass filters and their center frequency and preferably corresponds to the maximum fluctuation range b of the on-signal.
In Fig. 7 ist das Schaltbild einer Schaltungsanordnung zur Ermittlung des Pegels des Ausgangssignals eines rekursiven digitalen Bandpasses zweiter Ordnung dargestellt. Eine Fol¬ ge von Abtastwerten x(n) , wobei n eine Laufvariable ist, die dem Speicher 36 (siehe Fig. 3) entnommen wurden, werden im Signalprozessor 30 (siehe Fig. 2) einer digitalen Auswer- - 1 5 -7 shows the circuit diagram of a circuit arrangement for determining the level of the output signal of a recursive digital bandpass filter of the second order. A sequence of sampled values x (n), where n is a run variable that was taken from the memory 36 (see FIG. 3), is processed in the signal processor 30 (see FIG. 2) by a digital evaluation. - 1 5 -
tung unterzogen. Die Abtastwerte x(n) bilden die Eingangs¬ signale des digitalen Filters, zu denen am Summierungspunkt 80 ein digitaler Wert 82 addiert wird, um das Ausgangssignal y(n) des digitalen Bandpasses zu erhalten. Zum Wert 82 ge- langt man durch Addition zweier Werte 84, 86 am Summierungs¬ punkt 88, die sich aus dem zeitverzögerten und mit Faktoren beaufschlagten Ausgangssignal y(n) ergeben. Eine Zeitver¬ zögerung des Ausgangssignals y(n) um einen Zeittakt erfolgt beim Verzögerungsglied 90; die Verzögerung um einen weite- ren Zeittakt beim Verzögerungsglied 92. Das einfach verzö¬ gerte Ausgangssignal y(n-1) wird mit einem Filterkoeffi¬ zienten -b1 multipliziert; das zweifach verzögerte Ausgangs¬ signal y(n-2) mit dem Filterkoeffizienten -b2. Die Filter¬ koeffizienten b1 , b2 sind den bekannten Tabellen für digita- ιe Filter entnehmbar.tion subjected. The sampled values x (n) form the input signals of the digital filter, to which a digital value 82 is added at the summation point 80 in order to obtain the output signal y (n) of the digital bandpass. The value 82 is obtained by adding two values 84, 86 at the summing point 88, which result from the time-delayed output signal y (n) to which factors are applied. There is a time delay of the output signal y (n) by a clock pulse in the delay element 90; the delay by a further clock pulse at delay element 92. The simply delayed output signal y (n-1) is multiplied by a filter coefficient -b1; the twice delayed output signal y (n-2) with the filter coefficient -b2. The Filter¬ coefficients b1, b2 are the familiar tables for digitalized ι e filter removed.
Zur Ermittlung des Signalpegels des zeitlich veränderlichen Ausgangssignals y(n) des digitalen Bandpasses ist der Be¬ tragswert jy(n)j des Ausgangssignals y(n) in einem Absolut- wertbilder 94 zu ermitteln. Der Betrag |y(n){ wird im Sum¬ mierglied 96 zu einem durch das Verzögerungsglied 98 um ei¬ nen Zeittakt verzögerten Gesamtbetragswert Y(n) addiert. De nach N Abtastwerten digital ermittelte Gesamtbetragswert Y(N) entspricht dem Gleichrichtwert einer Wechselgröße und ist ein Maß für den Pegel des Ausgangssignals eines Band¬ passes. Selbsverständlich können auch andere den Pegel an¬ gebende Größen gebildet werden, beispielsweise der Effektiv¬ wert, der quadratische Mittelwert, der Spitzenwert, u.a.. Die Rechenoperationen sind dann aber zeitaufwendiger.To determine the signal level of the time-varying output signal y (n) of the digital bandpass, the absolute value jy (n) j of the output signal y (n) is to be determined in an absolute value image 94. The amount | y (n) {is added in the summing element 96 to a total amount value Y (n) delayed by the delay element 98 by a time pulse. The total value Y (N), determined digitally after N samples, corresponds to the rectifying value of an alternating variable and is a measure of the level of the output signal of a bandpass. Of course, other quantities indicating the level can also be formed, for example the effective value, the root mean square, the peak value, etc. However, the arithmetic operations are then more time-consuming.
Gemäß der Fig. 7 sind mindestens 9 Operationen pro Abtast¬ wert für die Pegelberechnung erforderlich. Diese Zahl ist maßgebend für die minimal erreichbare Rechenzeit zwischen zwei Abtastwerten bei der On-Line-Auswertung von Signalen. Eine Verkürzung dieser Zeit ist sehr wünschenswert, um Tpn- signale schneller erkennen zu können, wodurch mit einem ein zigen Signalprozessor mehrere DTMF-Signale gleichzeitig ana lysiert werden können.According to FIG. 7, at least 9 operations per sample value are required for the level calculation. This number is decisive for the minimum achievable computing time between two samples when evaluating signals online. A reduction in this time is very desirable in order to be able to recognize Tpn signals more quickly, as a result of which a single signal processor can analyze several DTMF signals at the same time.
Um die Rechenzeit noch weiter zu reduzieren, wird eine ein¬ fachere digitale Signalauswertung angewandt, die ebenfalls Bandpaßverhalten zeigt. Das Schaltbild hierzu ist in Fig. 8 dargestellt. Die dem Speicher 36 entnehmbaren Abtastwerte x(n) werden in zwei Rechenzweige A, B aufgeteilt. Im ersten Rechenzweig A werden die Abtastwerte x(n) mit einem von der Laufvariablen n abhängigen Koeffizienten al(n) multipliziert und am Summierungspunkt 100 zu einem Wert Re addiert, der über ein Verzögerungsglied 102 um einen Zeittakt verzögert wurde. Im zweiten Rechenzweig B erfolgt eine entsprechende Multiplikation mit dem Koeffizienten a2(n) und gleichfalls eine Addition am Summierungspunkt 104 mit einem durch das Verzögerungsglied 106 verzögertem Wert Im.In order to reduce the computing time even further, a simpler digital signal evaluation is used, which also shows bandpass behavior. The circuit diagram for this is shown in FIG. 8. The sample values x (n) which can be taken from the memory 36 are divided into two arithmetic branches A, B. In the first arithmetic branch A, the sampled values x (n) are multiplied by a coefficient al (n) which is dependent on the run variable n and added at the summation point 100 to a value Re which has been delayed by a clock pulse via a delay element 102. A corresponding multiplication by the coefficient a2 (n) and likewise an addition at the summation point 104 with a value Im delayed by the delay element 106 take place in the second arithmetic branch B.
Durch diese Rechenoperationenwerden die Summen gebildetThe sums are formed by these arithmetic operations
H=H =
Re x(n) a1 (n) und n=Re x (n) a1 (n) and n =
Figure imgf000019_0001
Figure imgf000019_0001
Wählt man a1 (n) = cos (2ττn f Ta) und a2 (n) = sin (2τrnfTa), so entsprechen die Werte Re und Im dem Realteil bzw. demIf one chooses a1 (n) = cos (2ττn f Ta) and a2 (n) = sin (2τrnfTa), the values Re and Im correspond to the real part and the
Imaginärteil einer diskreten Fouriertransformation im Zeit¬ fenster mit der Zeit t = N Ta, wobei f die Frequenz, Ta die Abtastperiodendauer und N die Zahl der ausgewerteten Ab¬ tastwerte x(n) ist. Wird die Frequenz f gleich der Frequenz eines Tonsignals ge setzt, so entspricht die Signalauswertung in ihrem Frequenz gang dem Verhalten eines Bandpasses mit Mittenfrequenz f. Der Pegel Y(N) des Ausgangssignals eines solchen Bandpasses steht mit den Werten Re und Im in folgender BeziehungImaginary part of a discrete Fourier transformation in the time window with time t = N Ta, where f is the frequency, Ta is the sampling period and N is the number of evaluated samples x (n). If the frequency f is equal to the frequency of a sound signal, the signal evaluation corresponds in its frequency response to the behavior of a bandpass filter with center frequency f. The level Y (N) of the output signal of such a bandpass has the following relationship with the values Re and Im
Y2 (N) = Re2 + Im2.Y 2 (N) = Re 2 + Im 2 .
Durch Ziehen der Wurzel der oben angegebenen Gleichung ist der Pegel Y(N) direkt ermittelbar; es kann aber auch ein¬ fachhalber der quadratische Pegel Y2 (N) weiterverarbeitet werden, ohne daß sich Nachteile einstellen.The level Y (N) can be determined directly by pulling the root of the equation given above; However, for the sake of simplicity, the quadratic level Y 2 (N) can also be processed without disadvantages.
Bei der hier nach Fig. 8 dargestellten Pegelermittlung sind insgesamt nur sechs Operationen pro Abtastwert erforderlich. Bei der Abarbeitung der in Fig. 8 dargestellten Arbeits¬ schritte werden die Rechenzweige A und B nacheinander durch¬ laufen. Damit ist gewährleistet,daß die für Signalprozesso--. ren optimale Folge von Rechenoperationen, nämlich Multipli¬ kation zweier Werte und anschließende Addition zu einem zu¬ vor ermittelten Wert, eingehalten wird. Dies bedeutet, daß gegenüber der in der Fig. 7 dargestellten und vorher be¬ schriebenen Ermittlung des Signalpegels ein sehr viel ge- ringerer Zeitaufwand erforderlich ist, bei sonst gleich¬ bleibender Struktur der Rechenoperationen. Die Verringerung der Rechenzeit kann somit zur Erhöhung der Ansprechgeschwin digkeit der Schaltungsanordnung genutzt bzw. die Zahl gleic zeitig auszuwertender Tonsignale erhöht werden.In the level determination shown here according to FIG. 8, only a total of six operations per sample are required. When the work steps shown in FIG. 8 are processed, the arithmetic branches A and B are run through in succession. This ensures that the for Signalprocesso--. The optimal sequence of arithmetic operations, namely multiplication of two values and subsequent addition to a previously determined value, is observed. This means that, compared to the determination of the signal level shown in FIG. 7 and described above, a much smaller expenditure of time is required, with the structure of the computing operations remaining the same. The reduction in the computing time can thus be used to increase the response speed of the circuit arrangement or the number of sound signals to be evaluated at the same time can be increased.
Um die Dämpfung des in Fig. 8 dargestellten digitalen Band¬ passes an seinen Flanken noch weiter zu erhöhen, ist es möglich, die Abtastwerte x(n) mit einer BewertungsfunktionIn order to further increase the attenuation of the digital bandpass shown in FIG. 8 on its flanks, it is possible the sample values x (n) with an evaluation function
c(n) = 0,5 - 0,5 cos 2ττ (n + 0,5) /Nc (n) = 0.5 - 0.5 cos 2ττ (n + 0.5) / N
zu multiplizieren. Die Koeffizienten a1 (n) , a2(n) und c(n) bzw. Produkte dieser Koeffizienten sind im Festwertspeicher 40 (siehe Fig. 2) abgespeichert und werden bei der Ausfüh¬ rung der Rechenoperationen jeweils abgerufen.to multiply. The coefficients a1 (n), a2 (n) and c (n) or products of these coefficients are stored in the read-only memory 40 (see FIG. 2) and are called up each time the computing operations are carried out.
Fig. 10 zeigt den Frequenzgang des in Fig. 9 dargestellten digitalen Bandpasses. Der Kurvenverlauf 110 ist ohne Bewer¬ tungsfunktion c(n) und der Kurvenverlauf 112 mit Bewertungs funktion dargestellt. Die Dämpfung a in dB zeigt für beide Kurvenverläufe ein Minimum bei der Frequenz f1. Im Kurven- verlauf 112 wird jedoch bei zunehmendem Frequenzabstand von der Mittenfrequenz f1 eine höhere Dämpfung erzielt. Der flache Verlauf der Kurve 110 nahe der Mittenfrequenz hat keine Auswirkung auf die Frequenzselektivität der Schaltung anordnung, da diese, wie bei der Beschreibung der Fig. 6 ausgeführt wurde, nur vom Schnittpunkt der Dämpfungsverläuf der an der Tonsignalauswertung beteiligten Bandpässe abhäng FIG. 10 shows the frequency response of the digital bandpass shown in FIG. 9. The curve 110 is shown without the evaluation function c (n) and the curve 112 with the evaluation function. The attenuation a in dB shows a minimum at the frequency f1 for both curves. In the course of the curve 112, however, a higher damping is achieved with an increasing frequency distance from the center frequency f1. The flat course of curve 110 near the center frequency has no effect on the frequency selectivity of the circuit arrangement, since, as was explained in the description of FIG. 6, this only depends on the intersection of the attenuation course of the bandpasses involved in the sound signal evaluation

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e Patent claims
1. Schaltungsanordnung zum Erkennen mindestens eines Tonsi¬ gnals in einem Signalgemisch, mit einer der Zahl mögli- eher Signalfrequenzen entsprechenden Zahl von Bandpässen, deren jeweilige Mittenfrequenz mit einer der Signalfre¬ quenzen übereinstimmt, wobei jeder Bandpaß ein seiner Filtercharakteristik entsprechendes Bandpaßsignal abgibt dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß der Pegel (Sn, Sm, S1 bis S8) des jeweiligen Bandpaßsignals mit den Pe¬ geln (Ano, Anu, Arno, Amu) der Ausgangssignale zweier das Signalgemisch ebenfalls empfangender Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) verglichen wird deren Mittenfrequenzen (fno, fnu) höher bzw. niedriger als die Mittenfrequenzen (fn, f1 bis f8) des jeweiligen Bandpasses (Bn, Bm, B1 bis B8) sind, und daß abhängig vom Vergleich ein Erkennungssignal (56) erzeugt wird, da das Auftreten eines Tonsignals am Bandpaßeingang signali siert, wenn die Vergleichspegel (Ano, Anu, Arno, Amu) kle ner als der Pegel (Sn, Sm, S1 bis S8) des jeweiligen Ban paßsignals sind.1. A circuit arrangement for recognizing at least one sound signal in a signal mixture, with a number of bandpasses corresponding to the number of possible signal frequencies, the respective center frequency of which corresponds to one of the signal frequencies, each bandpass signal emitting a bandpass signal corresponding to its filter characteristic, that the level (Sn, Sm, S1 to S8) of the respective bandpass signal with the levels (Ano, Anu, Arno, Amu) of the output signals of two comparison bandpasses (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, also receiving the signal mixture) V5o, V5u) is compared whose center frequencies (fno, fnu) are higher or lower than the center frequencies (fn, f1 to f8) of the respective bandpass (Bn, Bm, B1 to B8), and that depends from the comparison, a detection signal (56) is generated, since the occurrence of a sound signal at the bandpass input signals if the comparison level (Ano, Anu, Arno, Amu) is smaller than the level (Sn, Sm, S1 to S8) of the respective Ban pass signal are.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß das Erkennungssignal (56) bei einem vorbestimmten Pegelunterschied erzeugt wird.Circuit arrangement according to Claim 1, characterized in that the detection signal (56) is generated at a predetermined level difference.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch g e- k e n n z e i c h n e t, daß der jeweilige Bandpaß (Bn, Bm, B1 bis B8) sowie die Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu, Vmo, V u, V2u, V2o, V5o, V5u) übereinstimmende Filter- Charakteristiken haben.3. Circuit arrangement according to claim 1 or 2, characterized g e- indicates that the respective bandpass (Bn, Bm, B1 to B8) and the comparison bandpasses (Vno, Vnu, Vmo, V u, V2u, V2o, V5o, V5u) matching Have filter characteristics.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da¬ durch g e k e n n z e i c h n e t, daß die Mittenfrequen¬ zen (fno, fnu) der Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) von der Mittenfrequenz (fn, f1 bis f8) des jeweiligen Bandpasses (Bn, Bm, B1 bis B8) ei¬ nen Frequenzabstand von der doppelten Schwankungsbreite (b) der Frequenz des Tonsignals haben.4. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 3, da¬ characterized in that the Mittenfrequen¬ zen (fno, fnu) of the comparison bandpasses (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) from the center frequency (fn , f1 to f8) of the respective bandpass (Bn, Bm, B1 to B8) have a frequency spacing of twice the fluctuation range (b) of the frequency of the sound signal.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An¬ sprüche, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß der jeweilige Bandpaß (Bn, Bm, B1 bis B8) und die Vergleichs¬ bandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) digi¬ tale Bandpässe sind.5. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the respective bandpass (Bn, Bm, B1 to B8) and the comparison bandpasses (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) digi ¬ are band passes.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch g e k e n n¬ z e i c h n e t, daß digitale Bandpässe zweiter Ordnung vorgesehen sind. Circuit arrangement according to Claim 5, characterized in that second-order digital bandpasses are provided.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch g e k e n n¬ z e i c h n e t, daß die Pegel der Bandpässe (Bn, Bm, B1 bis B8, Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) nach der Beziehung7. Circuit arrangement according to claim 5, characterized in that the level of the bandpasses (Bn, Bm, B1 to B8, Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V2u, V2o, V5o, V5u) according to the relationship
Figure imgf000024_0001
Figure imgf000024_0001
N-1N-1
Re x(n) cos (2 TT n f Ta) und n=0Re x (n) cos (2 TT n f Ta) and n = 0
Figure imgf000024_0002
Figure imgf000024_0002
ermittelt werden, wobeican be determined, whereby
B(f) der Pegel des Ausgangssignals des jeweiligen Ver- gleichsbandpasses bzw. des Bandpaßsignals mit der Mitten¬ frequenz f,B (f) the level of the output signal of the respective comparison bandpass or of the bandpass signal with the center frequency f,
Ta die Abtastperiodendauer, x(n) der n-te Abtastwert des EingangsSignals des Band¬ passes, n die Laufvariable der Abtastwerte undTa is the sampling period, x (n) the nth sample value of the input signal of the bandpass, n the run variable of the sample values and
N die Zahl der ausgewerteten Abtastwerte ist.N is the number of samples evaluated.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch g e k e n n¬ z e i c h n e t, daß die Abtastwerte x(n) mit einer Be- wertungsfunktion8. Circuit arrangement according to claim 7, characterized in that the sampling values x (n) have an evaluation function
c (n) = 0,5 - 0,5 cos 2ττ(n+ 0,5) / Nc (n) = 0.5 - 0.5 cos 2ττ (n + 0.5) / N
multipliziert werden. be multiplied.
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An¬ sprüche, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß bei mehreren im Signalgemisch auftretenden Tonsignalen nur das Bandpaßsignal des Bandpasses (Bn, Bm) mit maximalem Pegel (Sn, Sm) dem Vergleich unterzogen wird.9. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that only the bandpass signal of the bandpass (Bn, Bm) with maximum level (Sn, Sm) is subjected to the comparison in the case of a plurality of tone signals occurring in the signal mixture.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An¬ sprüche, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß in Fernsprechanlagen mit Doppelton-Mehrfrequenz-Signalen (DTMF-Signalen), die gleichzeitig in einem oberen und in einem unteren Frequenzband auftreten können, nur die Ban paßsignale von Bandpässen (Bn, Bm) mit maximalem Pegel (Sn, Sm) im oberen sowie im unteren Frequenzband dem Ver gleich unterzogen werden. 10. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that in telephone systems with double-tone multi-frequency signals (DTMF signals) which can occur simultaneously in an upper and in a lower frequency band, only the Ban pass signals from bandpasses (Bn , Bm) with the maximum level (Sn, Sm) in the upper and in the lower frequency band.
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