TWI435532B - 直流馬達之軟切換控制電路 - Google Patents

Description

直流馬達之軟切換控制電路

本發明係關於一種用於直流馬達之控制電路，特別是關於一種用於直流馬達之軟切換控制電路。

第1圖係一典型直流馬達驅動電路之示意圖。此直流馬達驅動電路180具有四個開關元件M1,M2,M3,M4構成橋式電路(H-bridge)以驅動馬達轉動。其運作可區分為兩個相異的導通相位(phase)。開關元件M1與M4導通時為第一導通相位(phase I)，開關元件M2與M3導通時為第二導通相位(phase II)。

此橋式電路必須在第一導通相位與第二導通相位間交互切換，以維持其對於馬達的驅動力。第2圖顯示係此橋式電路之各個開關元件的M1,M2,M3,M4之控制信號A,B,C,D與流經馬達線圈之電流I1的波型圖，圖中線圈電流I1往右流定義為正電流。

對於馬達線圈與轉子而言，在接近換相時點的時候，因為馬達線圈與轉子之相對位置逐漸接近，會導致感應電動勢的變化使得線圈電流增加；不過，在換相的時候，開關元件切換又會造成線圈電流急速下降。此電流的劇烈變化除了會產生噪音，由於轉子磁極接近馬達線圈時，馬達線圈所產生的磁場對於馬達轉動並沒有太大的幫助，因此，在轉子磁極接近馬達線圈時，線圈電流增加(如圖中斜線區域所標示)並不會對於驅動馬達有明顯的幫助。此部分之電流可理解為馬達驅動之無效電流，其所伴隨產生的功耗及磁場形同浪費。

第2圖之下部分顯示解決此問題之一典型的處理方法。如 圖中所示，首先，此方法依據霍爾信號產生一絕對值信號。然後再將此絕對值信號與一固定的參考電壓進行比較，以定義出固定的提早切換區間。此提早切換區間即可用以調整原本的驅動信號A,B,C,D的時序，以產生新的驅動信號A1,B1,C1,D1，使線圈電流提早放電到零，避免無效電流的產生。

此處理方法採用固定的提早切換時間來面對不同的線圈電流、轉速及其它參數變化，容易產生過與不及的問題。切換時間提前太多時，在換相點附近會產生一段零線圈電流的區間，而導致馬達在換相點附近無驅動能力，只利用馬達轉子的慣性來轉動，而造成馬達轉子轉動速度不平穩。切換時間提前太少時，則無法達到軟切換的目的。

有鑑於此，本發明之主要目的是提出一種直流馬達之軟切換控制電路，避免傳統直流馬達切換技術所容易產生之換相過早或過晚的問題，以達到軟切換之目的。

為達成上述目的，本發明提供一種直流馬達之軟切換控制電路。此軟切換控制電路係用以調整一標準換相信號所定義之一標準換相時點，以控制一直流馬達之換相動作。此軟切換控制電路包括一絕對值信號產生電路、一基準電壓產生電路與一比較電路。其中，絕對值信號產生電路係依據來自直流馬達之一對霍爾偵測信號，產生一絕對值信號。基準電壓產生電路係接收標準換相信號與來自直流馬達之一線圈之至少一個端電壓，並依據此端電壓判斷前述線圈於標準換相時點之線圈電流，以調整一基準電壓的準位。比較電路係比較絕對值信號與基準電壓，以產生一換相調整信號調整標準換相時點。

在本發明之一實施例中，馬達控制電路係依據換相調整信 號與標準換相信號，控制直流馬達進行換相動作。

在本發明之一實施例中，此軟切換控制電路具有一邏輯電路，依據換相調整信號與標準換相信號產生一修正換相信號，此修正換相信號相較於標準換相信號之時序整體提前一前置時間。馬達控制電路則是依據修正換相信號控制直流馬達進行換相動作。

關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。

第3圖係本發明直流馬達驅動裝置一較佳實施例之示意圖。如圖中所示，此直流馬達驅動裝置具有一霍爾偵測器110、一軟切換控制電路200、一軟啟動控制電路300、一馬達控制電路160與一馬達驅動電路180。其中，霍爾偵測器110係偵測馬達的轉動狀態，產生對應於馬達相位切換之霍爾偵測信號H+,H-。此霍爾偵測信號H+,H-經過磁滯比較器120轉換後，產生對應於馬達實際轉動狀態之一標準換相信號phase。此標準換相信號phase經過一轉換電路130轉換後產生一馬達轉動信號FG。

軟切換控制電路200係偵測馬達線圈170兩端之二個端電壓Va,Vb，並依據此二個端電壓Va,Vb修正標準換相信號phase以產生一修正換相信號nphase。馬達控制電路160係依據此修正換相信號nphase，而非修正前的標準換相信號phase，產生控制信號A,B,C,D來控制馬達驅動電路180之開關元件M1,M2,M3,M4，進而控制馬達換相。

如圖中所示，此軟切換控制電路200具有一絕對值信號產 生電路240、一基準電壓產生電路230、一比較電路260與一邏輯電路280。其中，絕對值信號產生電路240係依據來自霍爾偵測器110的霍爾偵測信號H+,H-，產生一絕對值信號Vabs。

同時請參照第4圖所示，圖中顯示前述霍爾偵測信號H+,H-、絕對值信號Vabs與標準換相信號phase的關連性。如圖中所示，絕對值信號Vabs係相當於霍爾偵測信號H+與H-之差的絕對值。標準換相信號phase則是一方波信號，其週期係對應於馬達轉動速度。

基準電壓產生電路230係接收標準換相信號phase與來自馬達線圈170兩端之二個端電壓Va,Vb。此標準換相信號phase係定義出一標準換相時點作為判斷線圈電流之判斷時點。基準電壓產生電路230係依據端電壓Va,Vb確認馬達線圈170於標準換相時點之流經電流，以調整一基準電壓Vth的準位。具體來說，若是馬達線圈170於標準換相時點存在流經電流，基準電壓產生電路230就會墊高基準電壓Vth的電位。因此，本實施例之基準電壓Vth的電位並非固定，而會因為馬達線圈170之流經電流的情況進行調整。

比較電路260係比較絕對值信號Vabs與基準電壓Vth，以產生一換相調整信號AA。在本實施例中，比較電路260之正輸入端係接收絕對值信號Vabs，負輸入端係接收基準電壓；因此，隨著基準電壓Vth提高，基準電壓Vth大於絕對值信號的區間會逐漸加大。亦即，換相調整信號AA處於低電位的區間會逐漸加大。為因應基準電壓Vth之設定，此絕對值信號Vabs之準位需高於一預設電壓準位。就一較佳實施例而言，絕對值信號產生電路240具有一電壓位準移位器(level shift)，將霍爾偵測信號H+,H-之差的絕對值向上墊高前述預設電壓準位，以確保絕對值信號Vabs的準位高於此預設電壓準位。 基本上，此預設電壓準位可依據基準電壓Vth之一下限電位進行設定。

邏輯電路280係接收標準換相信號phase與換相調整信號AA，並依據換相調整信號AA調整標準換相信號phase的換相時點，以產生修正換相信號nphase。基本上，換相調整信號AA落於低電位之區間的時序是對應於絕對值信號Vabs的波谷處，而絕對值信號Vabs之波谷處的時序係對應於標準換相信號phase之換相時點。邏輯電路280係依據換相調整信號AA落於低電位區間之持續時間，調整標準換相信號phase的前置時間長度，以產生修正換相信號nphase。亦即，在本實施例中，修正換相信號nphase係將標準換相信號phase整體提前一時間長度而獲得。

在前揭實施例中，軟切換控制電路200係產生修正換相信號nphase取代原本的標準換相信號phase，馬達控制電路160則是依據此修正換相信號nphase產生控制信號A,B,C,D。不過，本發明並不限於此。在實際應用上，馬達控制電路160亦可同時接收標準換相信號phase與前揭換相調整信號AA，並依此產生控制信號A,B,C,D。此外，馬達控制電路160可以僅僅依據換相控制信號AA調整部分控制信號的時序，或是僅依據換相控制信號AA調整控制信號之上升緣(rising edge)或是下降緣(falling edge)的時序，至於控制信號的其他部分，則可依據標準換相信號phase產生。舉例來說，馬達控制電路160可依據換相控制信號AA，提前關斷開關元件M1與M2。

第5圖係本發明基準電壓產生電路230一較佳實施例之方塊示意圖。如圖中所示，此基準電壓產生電路230具有一脈衝信號產生單元232、一基準電壓調整單元234、一電容236、一第一比較器237與一第二比較器238。其中，第一比較器237 係比較來自馬達線圈之一端電壓Va與參考電壓Vref，以產生一第一比較信號Vanza。第二比較器係比較來自馬達線圈之另一端電壓Vb與參考電壓Vref，以產生一第二比較信號Vanzb。前揭第一比較器237與第二比較器238所接收之參考電壓Vref的準位可依據實際需求進行調整。此二個比較器237,238亦不限於採用相同的參考電壓Vref。

其次，本實施例係利用二個比較器237,238分別比較馬達線圈170之端電壓Va,Vb與參考電壓Vref，以產生比較信號Vanza,Vanzb。不過，本發明並不限於此。本發明亦可直接比較馬達線圈170之端電壓Va,Vb，來判斷馬達線圈170上是否存在電流。舉例來說，本發明可將端電壓Va與Vb分別輸入一比較器之正輸入端與負輸入端，若是比較器輸出高電位信號，即表示端電壓Va之電位高於端電壓Vb，線圈電流係向右流動。反之若是比較器輸出低電位信號，則表示線圈電流係向左流動。此比較器之輸出信號，即可作為調整基準電壓Vth之電位的參考。

脈衝信號產生單元232係接收標準換相信號phase，並依據標準換相信號phase所定義的標準換相時點產生時序等同於標準換相時點之換相脈衝信號P_LH,P_HL,P_LHB,P_HLB。其中，脈衝信號P_LH之時序係對應於標準換相信號phase由低電位切換至高電位的時點，脈衝信號P_LHB則是P_LH脈衝信號的反向信號。同樣地，脈衝信號P_HL的時序係對應於標準換相信號phase由高電位切換至低電位的時點。脈衝信號P_HLB則是脈衝信號P_HL的反向信號。基準電壓Vth係產生於電容236之高壓側。基準電壓調整單元234係接收比較信號Vanza,Vanzb以及換相脈衝信號P_LH,P_HL,P_LHB,P_HLB，並透過電容236之充放電動作，來達到調整基準電壓Vth的目的。

第5A圖係第5圖中之脈衝信號產生單元232一較佳實施例的示意圖。第5B圖則是顯示此脈衝信號產生單元232所產生之脈衝信號的波型圖。如圖中所示，標準換相信號phase係輸入一前緣脈衝產生電路2322，以產生一第一前緣脈衝信號P_LH，對應於標準換相信號phase由低電位切換至高電位的時序。此標準換相信號phase同時透過一反向器轉換為反向標準換相信號phaseb後，輸入另一個前緣脈衝產生電路2324，以產生一第二前緣脈衝信號P_HL。此第二前緣脈衝信號P_HL係對應於標準換相信號phase由高電位切換至低電位的時序。前揭第一前緣脈衝信號P_LH再透過一反向器轉換產生一第三前緣脈衝信號P_LHB；同樣地，前揭第二前緣脈衝信號P_HL再透過一反向器轉換產生一第四前緣脈衝信號P_HLB。依此，即可依據標準換相信號phase產生四個不同的脈衝信號P_LH,P_HL,P_LHB,P_HLB。

前揭實施例係利用前緣脈衝產生電路2322,2324來產生脈衝信號P_LH,P_HL,P_LHB,P_HLB，不過，本發明並不限與此。此脈衝信號產生單元232亦可利用後緣脈衝產生電路來產生脈衝信號P_LH,P_HL,P_LHB,P_HLB，或是混合前緣與後緣脈衝產生電路，來產生脈衝信號P_LH,P_HL,P_LHB,P_HLB。

第5C圖係第5圖中之基準電壓調整單元234一較佳實施例的示意圖。如圖中所示，此基準電壓調整單元234共有二個充電路徑與二個放電路徑。其中，在第一充電路徑上有二個開關元件，分別由第一比較信號Vanza與脈衝信號P_LHB所控制。在第二充電路徑上有二個開關元件，分別由第二比較信號Vanzb與脈衝信號P_HLB所控制。在第一放電路徑上有二個開關元件，分別由第一比較信號Vanza與脈衝信號P_LH所控制。在第二放電路徑上有二個開關元件，分別由第二比較信號Vanzb與脈衝信號P_HL所控制。

當第一比較信號Vanza與脈衝信號P_LHB均為低電位時，第一充電路徑會被導通。當第二比較信號Vanzb與脈衝信號P_HLB均為低電位時，第二充電路徑會被導通。當第一比較信號Vanza與脈衝信號P_LH均為高電位時，第一放電路徑會被導通。當第二比較信號Vanzb與脈衝信號P_HL均為高電位時，第二放電路徑會被導通。

依此，當第一比較信號Vanza為低電位(即馬達線圈之端電壓Va大於參考電壓Vref)，且脈衝信號P_LHB為低電位時，第一充電路徑為導通狀態，電流源CS1透過第一充電路徑對電容236進行充電，以提升基準電壓Vth的電位。在此同時，第一放電路徑會被中斷。此外，請同時參照第5B圖，當脈衝信號P_LHB為低電位時，脈衝信號P_LH為高電位，脈衝信號P_HL為低電位，脈衝信號P_HLB為高電位。因此，無論是第二充電路徑或是第二放電路徑，均是處於中斷狀態。

同樣地，當第二比較信號Vanzb為低電位(即馬達線圈之端電壓Vb大於參考電壓Vref)，且脈衝信號P_HLB為低電位時，第二充電路徑為導通狀態，電流源CS1透過第二充電路徑對電容236進行充電，以提升基準電壓Vth的電位。在此同時，第一充電路徑、第一放電路徑與第二放電路徑則是處於中斷狀態。

反之，當第一比較信號Vanza為高電位且脈衝信號P_LH為高電位時，第一放電路徑為導通狀態，電容236係透過第一放電路徑進行放電，以調降基準電壓Vth的電位。至於第二放電路徑、第一充電路徑與第二充電路徑，則是處於中斷狀態。同樣地，當第二比較信號Vanzb為高電位且脈衝信號P_HL為高電位時，第二放電路徑為導通狀態，電容236係透過第二放 電路徑進行放電，以調降基準電壓Vth的電位。至於第一放電路徑、第一充電路徑與第二充電路徑，則是處於中斷狀態。

綜上述，在對應於標準換相信號由低電位切換至高電位的標準換相時點，即脈衝信號P_LH與P_LHB中脈衝產生的時點，若是第一比較信號Vanza為低電位，即馬達線圈之端電壓Va高於參考電壓Vref，基準電壓Vth的電位就會提高，反之，若是第一比較信號Vanza為高電位，基準電壓Vth的電位就會降低。同樣地，在對應於標準換相信號由高電位切換至低電位的標準換相時點，即脈衝信號P_HL與P_HLB中脈衝產生的時點，若是第二比較信號Vanzb為低電位，即馬達線圈之端電壓Vb高於參考電壓Vref，基準電壓Vth的電位就會提高，反之，若是第二比較信號Vanzb為高電位，基準電壓Vth的電位就會降低。

前揭實施例係以第一比較信號Vanza與脈衝信號P_LHB是否均為低電位，來決定是否導通第一充電路徑。不過，本發明並不限於此。透過改變所使用之開關元件的類型，亦可設定以第一比較信號Vanza為低電位且脈衝信號P_LH為高電位時，導通第一充電路徑。其次，亦可設定以第一比較信號Vanza為高電位來表示馬達線圈之端電壓Va高於參考電壓Vref，並以第一比較信號Vanza與脈衝信號P_LH均為高電位，設定為第一充電路徑之導通條件。至於第二充電路徑、第一放電路徑與第二放電路徑上的各個開關元件，亦可作類似的調整。此外，若是選定以脈衝信號P_LH來控制第一充電路徑與第一放電路徑是否導通，並以脈衝信號P_HL來控制第二充電路徑與第二放電路徑是否導通。脈衝信號產生單元232就不需要另外產生脈衝信號P_LHB與P_HLB。

此外，本實施例之基準電壓調整單元234之各個充電路徑 與放電路徑上，分別具有二個開關元件進行控制。不過，本發明並不限與此。若選定以同一個脈衝信號P_LH來控制第一充電路徑與第一放電路徑是否導通，則第一充電路徑與第一放電路徑中，由此脈衝信號P_LH所控制的開關元件可以共用。同樣地，第二充電路徑與第二放電路徑中由脈衝信號所控制之開關元件亦可共用。

本實施例之基準電壓產生電路230係偵測馬達線圈170之二個端電壓Va,Vb，以調整基準電壓Vth的電位。不過，本發明並不限與此。此基準電壓產生電路230亦可僅僅利用馬達線圈170之一個端電壓(以端電壓Va為例)，來調整基準電壓Vth的電位。在此情況下，脈衝信號產生單元232僅需產生脈衝信號P_LH,P_LHB，基準電壓調整單元234僅需要建立第一充電路徑與第一放電路徑，以調整基準電壓Vth的電位。

如前述，由於本發明之軟切換控制電路200係依據標準換相信號phase與馬達線圈之端電壓Va,Vb來調整馬達驅動電路180的換相時點，因而可以因應不同的線圈電流、轉速及其它參數變化，調整出適當的換相時點。因此，可以避免傳統之馬達軟切換控制方法所容易產生之調整過度或調整不足的問題。

第5D圖係本發明邏輯電路280一較佳實施例之示意圖。第5E圖則是此邏輯電路280運作所產生之信號的波型圖。如圖中所示，此邏輯電路280主要是由一第一正反器(D flip flop)281、一第二正反器282、一及閘(AND gate)285與一或閘(OR gate)286所構成。其中，第一正反器281與第二正反器282係接收換相控制信號AA之反向信號AAb作為時鐘信號(clock signal)，第一正反器281同時以標準換相信號phase作為重置(reset)信號，第二正反器282則是以標準換相信號phase之反向信號phaseb作為重置(reset)信號。第一正反器281之反向輸 出端的輸出信號GG’與標準換相信號phase係透過一及閘285進行邏輯判斷，此及閘285之輸出信號與第二正反器282之正向輸出端之輸出信號再透過一或閘286進行邏輯判斷，以輸出修正換相信號nphase。

當反向信號AAb由低電位切換至高電位時(如圖中時點t1)，反向信號phaseb為高電位，此時，第二正反器282之正向輸出端之輸出信號KK由低電位切換至高電位。隨後，當反向信號phaseb由高電位切換至低電位時(如圖中時點t2)，第二正反器282被重置，而停止產生高電位的輸出信號KK。隨後，當反向信號AAb再次由低電位切換至高電位時(如圖中時點t3)，由於反向信號phaseb依然維持在低電位，因此，第二正反器282之正向輸出端的輸出信號KK依然維持在低電位。不過，在時點t3，當反向信號AAb由低電位切換至高電位時，由於標準換相信號phase為高電位，第一正反器281之反向輸出端的輸出信號GG’則會由高電位切換至低電位。隨後，當標準換相信號phase由高電位切換至低電位(如圖中時點t4)，第一正反器281被重置，其反向輸出端之輸出信號GG’由低電位切換至高電位。接下來，當反向信號AAb再度由低電位切換至高電位，由於標準換相信號phase維持在低電位，因此，第一正反器281之反向輸出端的輸出信號GG’依然維持在高電位。

在圖中時點t1，當反向信號AAb由低電位切換至高電位時，第二正反器282之正向輸出端輸出高電位之信號KK。此際，或閘286會產生高電位之修正換相信號nphase。隨後，在圖中時點t2，當標準換相信號phase由低電位切換至高電位時，第一正反器281之反向輸出端係產生高電位之輸出信號GG’。此時，雖然第二正反器282之正向輸出端的輸出信號KK由高電位切換至低電位，不過，由於及閘285會產生高電 位之輸出信號，因此，或閘286所輸出之修正換相信號nphase依然維持在高電位。接下來，在時點t3，當反向信號AAb再次由低電位切換至高電位，第一正反器281之反向輸出端會產生低電位之輸出信號GG’，因此，及閘285會產生低電位之輸出信號，或閘286所輸出之修正換相信號nphase則會由高電位切換至低電位。

由此觀之，此邏輯電路280係依據換相控制信號AA決定修正換相信號nphase相對於標準換相信號之前置時間長度。亦即，換相控制信號AA落於低電位的時間長度越長，修正換相信號nphase之前置時間長度就越長。此外，雖然修正換相信號nphase之上升緣的時點相較於標準換相信號phase有所提前，但是，修正換相信號nphase於高電位的持續時間相較於標準換相信號phase並未有何改變。

第6圖係本發明軟啟動控制電路300一第一實施例之方塊示意圖。如圖中所示，此軟啟動控制電路300具有一除頻電路310、一電荷幫浦330與一比較器350。其中，除頻電路310係接收一馬達轉動信號FG，並據以產生一時脈信號CLK。電荷幫浦330係接收時脈信號CLK，以產生一斜波信號Vramp。比較器350係接收此斜坡信號Vramp與一具有一預設頻率之三角波信號Tri，以產生一脈衝調變信號Vpwm。馬達控制電路160係接收脈衝調變信號Vpwm，並依據此脈衝調變信號Vpwm控制馬達驅動電路180中各個開關M1,M2,M3,M4的導通時間，以調整馬達線圈170的充電時間，進而調節馬達驅動電路180對於馬達的驅動力，以達到軟啟動的目的。

第6A圖係第6圖之電荷幫浦330一第一實施例之電路示意圖。如圖中所示，此電荷幫浦330具有一第一電容C1、一第二電容C2、一第一開關元件SW1、一第二開關元件SW2 與一第三開關元件SW3。其中，第一電容C1之電容值大於第二電容C2之電容值。第一電容C1之高壓側之輸出信號即為斜波信號Vramp。第一開關元件SW1導通與否係由時脈信號CLK控制。第二開關元件SW2導通與否則是由時脈信號CLK之反向信號CLKB控制。第三開關元件SW3導通與否則是由一初始信號RST所控制。

馬達系統啟動時，隨即產生一脈衝信號作為初始信號RST啟動此軟啟動控制電路300。此時，第三開關元件SW3被導通，一起始電壓INI儲存至第一電容C1作為斜坡信號Vramp之起始值。隨後，當時脈信號CLK為低電位，開關元件SW2導通，電源AVDD對第二電容C2進行充電。而當時脈信號CLK轉變為高電位，開關元件SW2關斷，電源AVDD停止對第二電容C2充電；同時，開關元件SW1導通，第二電容C2內所儲存的電荷則會對第一電容C1充電。由於第一電容C1之電容值大於第二電容C2，隨著時脈信號CLK在高低電位間的交替變化，第一電容C1之高壓側的電位會逐漸被墊高，而產生斜坡信號Vramp。

如前述，由於除頻電路310的存在，時脈信號CLK的頻率與馬達轉動信號FG間具有一預設比例關係。而隨著時脈信號CLK的交替變化，斜坡信號Vramp的電位會逐漸被墊高，進而使脈衝調變信號Vpwm的工作週期逐漸增加。最後，斜坡信號Vramp的電位會超過三角波信號Tri之峰值電位。此時，比較器350所輸出之調降脈衝調變信號Vpwm的工作週期將會達到100%，而結束軟啟動控制週期。依此，本發明之軟啟動控制電路300能夠隨著馬達轉動圈數的增加，逐步增加脈衝調變信號Vpwm的工作週期，以達到軟啟動的目的。

在本實施例中，除頻電路310係接收馬達轉動信號FG， 以產生一時脈信號CLK，控制電荷幫浦330中電源AVDD對於電容C2之充電頻率。不過，本發明並不限於此。前述馬達轉動信號FG亦可以標準換相信號phase或是修正換相信號nphase所取代。此外，若將馬達轉動信號FG與時脈信號CLK之頻率比例設定為1：1，亦可省略除頻電路310之使用。

第6B圖係本發明電荷幫浦330’一第二實施例之電路示意圖。如圖中所示，此電荷幫浦330’具有一電流源CS3、一第四開關元件SW4、一第五開關元件與一第三電容C3。第三電容C3之高壓側的輸出信號即為斜坡信號Vramp。第四開關元件SW4之導通狀態則是由時脈信號CLK所控制。第五開關元件SW5之導通狀態則是由起始信號RST所控制，其概念與前揭實施例相類似，在此不予贅述。當時脈信號CLK為高電位時，第四開關元件SW4導通，電流源CS3對第三電容C3進行充電，以提高其高壓側之電位。當時脈信號CLK為低電位時，第四開關元件SW4關斷，電流源CS3則會停止對第三電容C3進行充電。依此，隨著時脈信號CLK於高低電位間的交替變化，斜坡信號Vramp的電位會逐漸被墊高。

第7圖係本發明軟啟動控制電路400一第二實施例之方塊示意圖。如圖中所示，本實施例與前揭第6圖之實施例的主要差異在於本實施例係以一移位暫存器432與一數位類比轉換電路434取代第6圖中的電荷幫浦330。如圖中所示，移位暫存器432係依據時脈信號CLK產生多個數位信號b0,b1,b2...bn。各個數位信號b0,b1,b2...bn係於1與0之間變化。數位類比轉換電路434則是依據數位信號b0,b1,b2...bn產生一參考電位信號Vref。

第7A圖係第7圖之數位類比轉換電路434一較佳實施例之電路圖。如圖中所示，此數位類比轉換電路434具有一電流 源Iref、複數個電阻R(0),R(1)..…R(n),Rx與複數個開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)。這些電阻R(0),R(1)...R(n)係連接成串。此電阻串之一端係連接至定電流源Iref，另一端係接地。至少部分的電阻R(0),R(1)...R(n)分別並聯一個開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)。這些開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)係依據前述數位信號b0,b1,b2...bn控制其導通狀態。電流源Iref與電阻串之接點電位即為參考電位信號Vref。

如圖中所示，參考電位信號Vref的電位高低會受到各個開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)之導通狀態的影響。進一步來說，數位信號b0,b1,b2...bn控制開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)導通時，電流就會流經此開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)所構成之電流路徑，而不會流經相對應的電阻R(0),R(1)...R(n)。開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)導通之數量越多，電流流經的電阻R(0),R(1)...R(n)越少，參考電位信號Vref的電位也就越低。依此，透過數位信號b0,b1,b2...bn控制開關元件SW(0),SW(1)...SW(n)的導通個數，即可調整此數位類比轉換電路434所輸出之參考電位信號Vref的電位高低。

在本實施例中，移位暫存器432會隨著時脈信號之交替變化，逐漸增加所輸出之高電位數位信號b0,b1,b2...bn的數量。舉例來說，時脈信號CLK顯示馬達轉動一圈時，移位暫存器432僅輸出高電位的數位信號b0，其餘數位信號b1,b2...bn維持低電位之狀態。接下來，時脈信號CLK顯示馬達再轉動一圈時，移位暫存器432除了輸出高電位的數位信號b0外，又再增加輸出高電位的數位信號b1。依此繼續下去，即可使參考電位信號Vref的電位隨著馬達的轉動圈數逐漸升高。

第3圖所示之馬達驅動裝置中，除了軟切換控制電路200外，本實施例並具有一逆向電流防止電路190防止馬達驅動電 路180之導通相位切換過程所可能產生之逆向電流。

如圖中所示，馬達控制電路160係透過馬達驅動電路180控制馬達轉動。此馬達驅動電路180具有四個開關元件M1,M2,M3,M4，構成橋式電路(H-bridge)以驅動馬達。其運作可區分為兩個相異的導通相位(phase)，開關元件M1與M4導通時為第一導通相位(phase I)，開關元件M2與M3導通時為第二導通相位(phase II)。

第一導通相位切換到第二導通相位時，因為馬達線圈170之電感性，開關元件M2,M3導通瞬間之電流仍然保持在飽和電流值，並且往圖中的右方流動，因而會產生逆向電流回灌至電源端Vm，而可能使電源端Vm電壓上升超過耐壓而導致電路燒毀。為了解決此問題，本發明之直流馬達驅動裝置具有逆向電流防止電路190，透過偵測馬達線圈170兩端的端電壓Va,Vb，並依據此二個端電壓Va與Vb的差值，來判斷開關元件M1,M2,M3,M4的導通時點。

第8圖係本發明之逆向電流防止電路190與馬達驅動電路180之各個信號之時序波型圖。圖中電壓信號A,B,C,D分別表示各個開關元件M1,M2,M3,M4之閘極控制信號，電流i(motor)表示馬達之線圈電流，電流i(M1),i(M2),i(M3),i(M4)分別表示流經各個開關元件M1,M2,M3,M4之電流。Va表示開關元件M1與M3之接點VA的電壓，Vb表示開關元件M2與M4之接點VB的電壓，Va與Vb亦表示馬達兩端之端電壓。

第9圖則是透過此逆向電流防止電路190控制開關元件M1,M2,M3,M4之導通時間以進行換相的流程示意圖。同時請參照第8圖所示，在第一導通相位時，閘極控制信號A為低電位，D為高電位，分別控制開關元件M1與M4導通。此時， 線圈電流i(motor)由圖中之左側向右流動(此電流方向定義為正)。

在第一導通相位期間終了時，閘極控制信號A切換為高電位關閉開關元件M1，閘極控制信號C切換為高電位導通開關元件M3，而進入放電期間。此時，電源端Vm停止對線圈供電，不過，由於馬達線圈170之電感特性，線圈電流i(motor)持續會向開關元件M4流動，並使馬達線圈170之左端點VA的電壓Va為負，右端點VB的電壓Vb為正。因此，馬達線圈170兩端之電壓差(Va-Vb)為負，並且馬達線圈170兩端之電壓差(Va-Vb)會隨著馬達線圈170之放電動作往零靠近。

在電壓差(Va-Vb)的絕對值小於一第一預設參考電壓時，逆向電流防止電路190產生一放電控制信號Discharge。馬達控制電路160接收到此放電控制信號Discharge後，將閘極控制信號B切換為低電位以導通開關元件M2，並將閘極控制信號D切換為低電位以關閉開關元件M4，以切換至第二導通相位。

在第二導通相位期間終了時，閘極控制信號B切換為高電位關閉開關元件M2，閘極控制信號D切換為高電位導通開關元件M4，而進入放電期間。此時，電源端Vm停止對線圈供電，不過，由於馬達線圈170之電感特性，線圈電流i(motor)持續會向開關元件M3流動，並使馬達線圈170之左端點VA的電壓Va為正，右端點VB的電壓Vb為負。因此，馬達線圈170兩端之電壓差(Va-Vb)為正，並且馬達線圈170兩端之電壓差(Va-Vb)會隨著馬達線圈170之放電動作往零靠近。

在電壓差(Va-Vb)的絕對值小於一第二預設參考電壓時，逆向電流防止電路190產生一放電控制信號Discharge。馬達 控制電路160接收到此放電控制信號Discharge後，將閘極控制信號A切換為低電位以導通開關元件M1，並將閘極控制信號C切換為低電位以關閉開關元件M3，以切換至第一導通相位。

在前述實施例中，由第一導通相位期間切換到放電期間的過程中，開關元件M1之關閉與開關元件M3的導通係同時進行。不過，為了避免開關元件M1與開關元件M3同時導通而產生短路，如第9圖所示，就一較佳實施例而言，在第一導通相位期間與放電期間之間可插入一死區期間(dead time)。亦即在導通開關元件M3前，先關閉開關元件M1。同樣地，為了避免開關元件M4與開關元件M2同時導通而產生短路，在放電期間與第二導通相位期間之間可插入一死區期間(dead time)。亦即在導通開關元件M2前，先關閉開關元件M4。

其次，就一較佳實施例而言，本發明之送向電流防止電路190可以係一具有二個預設參考電壓之比較器。此比較器偵測馬達線圈170兩端點VA與VB之端電壓Va,Vb，並於電壓差(Va-Vb)的絕對值(電壓差(Va-Vb)為負時)小於一第一預設參考電壓時或是電壓差(Va-Vb)(電壓差(Va-Vb)為正時)小於一第二預設參考電壓時，產生放電控制信號Discharge，通知馬達控制電路160進行換相動作。不過，本發明並不限於此，此比較器亦可僅具有一預設參考電壓。在電壓差(Va-Vb)的絕對值(無論電壓差(Va-Vb)為正或為負)小於一預設參考電壓時，即產生放電控制信號。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。另外本發明的任一實施例或申請專利範圍不須 達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。

M1,M2,M3,M4‧‧‧開關元件

110‧‧‧霍爾偵測器

130‧‧‧轉換電路

200‧‧‧軟切換控制電路

300‧‧‧軟啟動控制電路

160‧‧‧馬達控制電路

180‧‧‧馬達驅動電路

120‧‧‧磁滯比較器

170‧‧‧馬達線圈

240‧‧‧絕對值信號產生電路

230‧‧‧基準電壓產生電路

260‧‧‧比較電路

280‧‧‧邏輯電路

232‧‧‧脈衝信號產生單元

234‧‧‧基準電壓調整單元

236‧‧‧電容

237‧‧‧第一比較器

238‧‧‧第二比較器

2322,2324‧‧‧前緣脈衝產生電路

281‧‧‧第一正反器(D flip flop)

282‧‧‧第二正反器

285‧‧‧及閘(AND gate)

286‧‧‧或閘(OR gate)

310‧‧‧除頻電路

330‧‧‧電荷幫浦

350‧‧‧比較器

432‧‧‧移位暫存器

434‧‧‧數位類比轉換電路

190‧‧‧逆向電流防止電路

第1圖係一典型直流馬達驅動電路之示意圖。

第2圖顯示第1圖之橋式電路中，各個開關元件的之控制信號A,B,C,D與線圈電流I1的波型圖，以及一典型軟啟動技術所產生之控制信號A1,A2,A3,A4與線圈電流I2的波型圖。

第3圖係本發明直流馬達驅動裝置一較佳實施例之示意圖。

第4圖係第3圖霍爾偵測信號H+,H-、絕對值信號Vabs與標準換相信號phase的波型圖。

第5圖係本發明基準電壓產生電路一較佳實施例之方塊示意圖。

第5A圖係第5圖中之脈衝信號產生單元一較佳實施例的示意圖。

第5B圖係第5A圖之脈衝信號產生單元所產生之脈衝信號的波型圖。

第5C圖係第5圖中之基準電壓調整單元一較佳實施例的示意圖。

第5D圖係本發明邏輯電路一較佳實施例之示意圖。

第5E圖係第5D圖之邏輯電路運作所產生之信號的波型圖。

第6圖係本發明軟啟動控制電路一第一實施例之方塊示意圖。

第6A圖係第6圖之電荷幫浦一第一實施例之電路示意圖。

第6B圖係第6圖之電荷幫浦一第二實施例之電路示意圖。

第7圖係本發明軟啟動控制電路一第二實施例之方塊示意圖。

第7A圖係第7圖之數位類比轉換電路一較佳實施例之電路圖。

第8圖係本發明逆向電流防止電路與馬達驅動裝置一較佳實施例之時序圖。

第9圖顯示本發明透過偵測馬達線圈之端點電壓控制馬達控制電路進行換相之換相流程。

M1,M2,M3,M4‧‧‧開關元件

110‧‧‧霍爾偵測器

130‧‧‧轉換電路

200‧‧‧軟切換控制電路

300‧‧‧軟啟動控制電路

160‧‧‧馬達控制電路

180‧‧‧馬達驅動電路

120‧‧‧磁滯比較器

170‧‧‧馬達線圈

240‧‧‧絕對值信號產生電路

230‧‧‧基準電壓產生電路

260‧‧‧比較電路

190‧‧‧逆向電流防止電路

Claims (13)

1. 一種直流馬達之軟切換控制電路，透過調整一標準換相信號所定義之一標準換相時點，控制一直流馬達之換相動作，其中該標準換相信號為來自該直流馬達之一對霍爾偵測信號經過一比較轉換後所產生，該軟切換控制電路包括：一絕對值信號產生電路，依據來自該直流馬達之該對霍爾偵測信號，產生一絕對值信號；一基準電壓產生電路，接收該標準換相信號與來自該直流馬達之一線圈之至少一個端電壓，並依據該端電壓判斷該線圈於該標準換相時點之線圈電流，以調整一基準電壓的準位；以及一比較電路，比較該絕對值信號與該基準電壓，以產生一換相調整信號調整該標準換相時點。
2. 如申請專利範圍第1項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該基準電壓產生電路係依據該端電壓判斷該線圈於該標準換相時點是否有線圈電流，以調整該基準電壓的準位。
3. 如申請專利範圍第1項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該絕對值信號產生電路具有一電壓位準移位器(level shift)，以確保該絕對值信號的準位高於該基準電壓之一下限電位。
4. 如申請專利範圍第1項之直流馬達之軟切換控制電路，更包括一邏輯電路，依據該換相調整信號調整該標準換相信號，以產生一修正換相信號用以控制該直流馬達之換相動作。
5. 如申請專利範圍第4項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該邏輯電路係依據該換相調整信號，將該標準換相信號之時序整體提前一前置時間，以產生該修正換相信號。
6. 如申請專利範圍第1項之直流馬達之軟切換控制電路，其 中，該換相調整信號係用以調整驅動該直流馬達之一橋式電路中，至少一個控制開關的導通時點。
7. 如申請專利範圍第1項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該基準電壓產生電路包括：一脈衝信號產生單元，接收該標準換相信號，以產生至少一換相脈衝信號；一電容，用以產生該基準電壓；以及一基準電壓調整單元，於該換相脈衝信號所定義之一調整時點，依據該端電壓對該電容進行充放電行為，以調整該基準電壓的準位。
8. 如申請專利範圍第7項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該基準電壓產生電路更包括一比較器，用以比較該端電壓與一參考電壓，以產生一比較信號，該基準電壓調整單元係依據該比較信號對該電容進行充放電。
9. 如申請專利範圍第8項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該基準電壓調整單元具有一充電路徑與一放電路徑，分別用以對該電容進行充放電，該充電路徑與該放電路徑之導通狀態係由該比較信號與相對應之該換相脈衝信號共同控制。
10. 如申請專利範圍第7項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該脈衝信號產生單元包括一前緣脈衝產生電路，該前緣脈衝產生電路依據該標準換相信號產生一第一換相脈衝信號，並依據該標準換相信號之一反向信號產生一第二換相脈衝信號。
11. 如申請專利範圍第7項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該基準電壓產生電路係接收該線圈兩端之一第一端電壓與一第二端電壓，該基準電壓產生電路更包括： 一第一比較器，比較該第一端電壓與一第一參考電壓，以產生一第一控制信號；以及一第二比較器，比較該第二端電壓與一第二參考電壓，以產生一第二控制信號；其中，該基準電壓調整單元係依據該第一控制信號與該第二控制信號對該電容進行充放電。
12. 如申請專利範圍第11項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該第一參考電壓與該第二參考電壓之電位相同。
13. 如申請專利範圍第1項之直流馬達之軟切換控制電路，其中，該對霍爾偵測信號係經過一磁滯比較器轉換後，產生該標準換相信號。