TWI273786B - IQ imbalance compensation - Google Patents

Description

1273786 ^ 九、發明說明： • 【毛明所屬之技術領域】 . 本發明係有關於—種不平衡補償，特別是有關於-種方法及裝置， 用以在接收器中估測及補償在基頻上之IQ不平衡。 【先前技術】 井多無線裝置使用射頻（Racii〇;preqUency，即）直接轉頻，使其本 身具啕成本、封包尺寸、及能量消耗上之優點。但此交換具有嚴重的缺點， 包括在所接收之信號中同相（In_細e，υ成分與正交⑺論at·，Q) # 成分間失調所導致之W不平衡。為了 IQ不平衡之補償，現已有許多裝置 廣泛地被使用，下文將介紹兩種可能之解決方法。 弟1圖係表示在正父步員为多工益、（〇eth〇g〇nai FreqUenCy Division Multiplex ’ OFDM)系統中補償iq不平衡之接收器方塊圖，其係藉由使用 最小均方（Least Mean Square，LMS)演算法來預估IQ不平衡，以補償iQ 不平衡。此裝置揭露於『CQn瞻r Ele伽nies，臓加霞恤略 V〇l而e 47’ issue 3』’題目為『A麵！ IQ imbalance⑽卿出㈤sch隱 for the reception of OFDM signals, 〇 Schuchert A. ^

Hasholzner R•、以及Antoine p.所提出。此接收器首先接收來自通道之訓 _練序列（training sequence) η，其中接收器之不完美引發出職調偏 移。方塊111及121以參數α及万來模擬在RF端中之IQ失調偏移。 快速傅立葉轉換（Fast F〇urier Transf〇rm，FFT) ιΐ2將所接收之訊 號’由時域轉換為頻域’且為了 IQ估測以將其傳送至_估器⑶。在此， 根據已知區域參考信號13而使用LMS演算法，來估測iq不平衡來數“及 ⑽。已估測之參數14接著傳送至IQ補償器122，其在考慮叫不平衡ΐ2ι 之效應後’用以補償資料12,補償器122之輸出信號接著傳送至解⑶。 "、、而w LMS次才法細作在頻域時，第】圖所示之不平衡補償架構需要 FFT計算’此在接岐巾造成㈣的能量消耗以及增加縣。频不平衡

0608-A40243TWF 5 1273786 估測之效能係根據取樣時間之正確性，因此必須將精確的區域參考信號13 提供至IQ評估器113。此外，此裝置無法考慮傳送器所造成之通道效應、 載波頻率偏移（Carrier Frequency Offset，CFO)、以及傳送端之iq不平 衡0 第2圖係表示在系統中關於iq不平衡及頻率偏移補償之接收器， 其揭4於『Acoustics, Speech，and Signal Processing，2003，

Proceedings (ICASSF 2003), 2003 IEEE International Conference on

Volume 4，April 6-10』，題目為『FreqUenCy 〇ffset and I/Q imbalance

compensation for OFDM direct-conversion receivers』，且由 Guanbin

Xing、Manyuan Shen、以及Hui Liu所提出。如第2圖所示，此架構模擬 分別關於訓練序列21及資料22之CF0 211及221以及IQ不平衡212及222。 根據接收訊練序列21，藉由在方塊213内使用非線性最小平方（NQniinear

Lea= Square，NLS)演算法，以估測CF〇。接著，藉由使用在方塊犯内 使用最小平方（Least Square，LS)，以估測IQ不平衡。接著，訓練序列 21傳送至方塊215及216,以執行FFT計算以及均等化（EquaUzati〇n， EQ)。估測出之CFO參數傳送至⑽補償器224，同樣地，估測出之⑴不平 衡參數送至223。因此，在減器所接收之龍中之iq失調偏移 以及CF0 ’可分別在方塊225及2沈巾執行m計算以及均等化。在此 用於方塊EQ226之參數係取得於印評估器216。此裝置之缺點為完成補償 需要精確的™估測。假使⑽評估器213具有較差之效能，IQ評估器2 則無法提供足夠之IQ補償。 【發明内容】 有鑑於此，為了解決上述問題，本發明主要目的在於提供 種方法及衣置’其具有精確的參數估測能力，以補償接收哭 所產生之失調偏移。 本毛月之另目的為提供一種不平衡補償方法，適用於具

0608-A40243TWF 6 1273786 “有已矣載波頻率偏移（Carrier Fre_ncy Offset，CFO)以及傳送通道 . 之系統。 ^ 本表月之另一目的為簡化估測關於IQ不平衡補償之參 數，以為持低生產成本。 為&致上逑之目的，本發明提出一種不平衡補償方法及 其裝置，適用於通訊系統之接收器。在本發明實施例中，此通 ^ rr，(Wireless Local Area Networks ^ WLAN) 糸統。 "本杳明之IQ不平衡補償方法首先根據訓練信號之前導搁位以估測扣 平衡補債：婁i：接著使用估測之茶數來補償訓練信號之資料攔位。在訓 練信號之序列每N個取樣間隔動复—次。計算在前導搁位之每一取樣 點與間隔N取樣區間之對應取樣點之間之比例，且在比例相同 之作又a又下，導出關於比例之方均誤差（Mean—，mse) 方耘式。根據方均誤差方程式，使用最小平方（Least Square，LS) 演算法來估測關於IQ不平衡補償之參數係。最後，資料搁位之IQ不 平衡根據估測出之苓數而被補償。關於IQ不平衡補償之參數係表示接收 盗所產生之IQ失調偏移之效應。 ® 在估測IQ不平衡補償芩數後，估測及補償載波頻率偏移 (Carrier Frequency Offset ， CF0)。 根據IEEE 802. 1 1a規格，本發明所述之訓練信號為物理層 會聚協定（Physical Layer Convergence Protocol，PLCP)協定 資料單元（PLCP Protocol Data Uni t，PPDU)，包括 PLCP 前導， PLCP 標頭 ’ PLCP 服務資料單元（PLCpServiceDataUnit，psDU)、 檔尾位元（tail bits)、以及附加位元（pad bi1：)。pLCp前導 包括短前導，且在短前導之序列每16取樣區間重複一次。 本發明之IQ不平衡補償之裝置包括比例計算器、計算單元、參數評估 0608-A40243TWF 7 1273786 器、以及補償器。比例計算器計算前導 &襴位之母一取樣點與間隔N取樣區 (Mean_Square :::二:推導出方均誤差方程式。參數計算單元根據方 均決呈方知式，並使用最小平方 忐來汁异IQ不平衡補償參數 係。補償器根據來自參數評估哭灸 σσ之荟數，以在訓練信號之資料 欄位執行IQ不平衡補償。 本發明之一貫施例提出一種接收哭白 包括天線、IQ不平衡評估器、以 及IQ不平衡補償器。IQ不平衡評估哭技 态接收來自天線之丽導攔位，並使用最 #丨平方演算。IQ不平衡補償器根據參數評估器所估測之參數，以補償資料 攔位。 為使本發明之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文 特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下。 【實施方式】 第一實施例 本毛明係利用在训練序列（tranining sequence)中之 重複付號（格式），以估測Iq (In-phase an(j Quadrature)不平衡及 φ 載波頻率偏移（Carrier Frequency Offset，CFO)之效應。如第5圖 所不’前導之訓練序列51 一般包括於每一接收之訓練信號，且 ''、一手 '充 用以信號偵測、同步化、以及均等化。第 3a圖係表示在ιΕΕΕ組織所制訂之IEEE 8〇2, Ua& IEEE 8〇2, Ug 規格中 PLCP 協定資料單元（plcp Protocol Data Unit，PPDU) 之訊框格式。如第3圖所示，PPDU主要包括物理層會聚協定

(Physical Layer Convergence Protocol，PLCP)前導 31、PLCP 標頭 32、PLCP 服務資料單元（plcp Service Data Unit，PSDU) 幻、檔尾位元（tai 1 bits ) 34、以及附加位元（pad bit) 35。 0608-A40243TWF 8 ^273786 如第北圖所示，PLCP前導31包括短前導311及長前導312, 其中短前導311包括十個重複的短訓練序列^至tiQ’·長前導 312包括兩重複的長訓練序列n及T2以及保護區間（“叶/

DinterVal，GI)。在第3b圖中，31a表次IQ估測。31b表示信 ^貞測AGC α及差異债測。3 j c表示粗略頻率偏移估測、及 時序同步。31d表示通道及精確頻率偏移估測。η表示16心 (8/zs+8#s)。本發明藉由獲得短前導311以及推導出來自短 月ίι ‘ 311重複特彳政之方均誤差（Mean_s叫)方程

以估測IQ補償係數。在時域中，短前導311之資料格式係每'6 個取樣點重複一次。 本發明考慮在傳送ϋ及接收器所產生之IQ不平衡，並考慮 接收器之CFO。帛4圖係表示傳送器之方塊圖以及模擬IQ不平 :以及CF〇效應之接收器。如第4圖所示，傳送器之天線42沿 ’通道脈衝反應（channei impulse resp〇nse) h⑴的通道傳送信 號Tx(t)。信號Tx(t)因為傳送器之IQ失調偏移“而失真 此’號Tx (1：)可表示如下·· (式1 )

Tx{t) = αλ·χ{ί)-\- βχ· χ* (/) 其中，及万i係表示傳送器之段不平衡參數。 接收端之天線43接收來自無線通道之信號Rx (t)，因此，信號Rx (七） 為信號Tx⑴與通道脈衝反應h⑴迴旋（⑶請㈣⑽），如式2: Rx(t) = Tx(t)®h(t) (式 2) 一接收态具有第4圖之方塊44及45所模擬之CFO及IQ不平 衡，因此，在考慮CFO及IQ不平衡效應後，信號變成式3 : d{t) = α2. {ej2^ . Rjc(t)}+ β2. {e^M/r ^ J* -A {e \{αγ ·χ(ί) + βι ·χ*(〇)® A(i)]}4-^2 ^ .x(r) + ^ ·χ*(〇)®/ζ(/)]}* (式3)

0608-A40243TWF 9 1273786 本發明所提供之IQ IQ不平衡係數。 序。假設鱗相5i U P觸之 Λ =接I之處雌

及521以及IQ不平衡512另ς99 ¥) 乂及貝科ΰ2被在射頻端之CF05H τη τ 及522所影響，不平衡評估哭513仕曾糾从 I林平衡參數以及傳送至iQ不平衡補償器奶;=預柏 及⑽補償器524中分別估測及補償 二=:器似

來轉換以及在方祕士 π斤幻bl在方塊515中以FFT 回授至二Γ來轉換。均等化評估器训之結果 IQ不平衡評估器513藉由推導基於訓練序列 以計算補償參數。使用最小早* π +。 义職方备式， 方程式，如™ :付（Least s輒e，LS)嫩可解出· 根據式3,信號d(t)之共軛為·· 結合式3及式4可推導出： π (0 = a2 * y 气办 * (/) + A 4鱗邮）（式 4 ) 轉 (式5) •Rx(t) = K|A|2 、。叙叹取樣區間為Ts，以及在短前導之訓練序列為每Μ取 樣區間重複—次，在取樣點t及其對應之取樣點（U16TS) 比例可由式6表示： ?河(嶋)1(/ + 16¾) ^ft-Rx(t) ' α2 ^·ά{ί + \6Τ8)-β2 *^*(ί + 167ϊ)

A w2-ΙΑΙ2 (式6) -—2 *+16Ts)-4-16Ts) a2 *部)-A w*(/) 由於短前導之重複特性，假使不考慮雜訊與通道變化，在兩個相隔16 個取樣點的信號應該相同。因此，。

0608-A40243TWF 10 1273786 e j2nhf {i+\6Ts)

Rx(t +16Ts) en^nt+\6Ts、 7./2πΑβ

Rx(t) ^./2πΑβ ί2πΑ/{16Τ5) (式7) 假使點前導之長度為L，全部共(l-16-1)個y/.(i㈣l可以被計算出， 其中’下標符號t係表示短前導位置。 更饭忒在式7中所計算出之連續複數比例幾乎相同，因此，MSE可推導 為： (式8) X-16—1 :Σ /=1 a2 *'d(t -hieTs)- β2 -^*(/ + 162^) u 假使相位失n周设為3度，且振幅假設為3北，參婁丈a2則接近1 (0· 9986+0. 0089 j )〇 接菩，舌杰脸#。 ^ 按者百先將式8之MSE設疋為0並使用LS解法來 計算，以解出另一參數点2,如下所示。 為了符合MSE方程式，對於(1啊普1)而言，在式9之兩項必須等 於0 〇 外+ 167¾)16 乃）簡化上述式子可得： 邱+ 167：s>)-冬 、 d{t)- β2·ά\Λ ^ =>.,·“ 2 (+1) Pi ^ 0 d(t + \6Ts)-^2^d\t + ieTs) i=l+l d{t)- P2'd\t) d^UTs)-P^d\t + l6Ts) ，=/y t=lj

以及使用LS 爹數A可藉由將K〜L—16—丨方絲示（如式g)

0608-A40243TWF 11 1273786 方程式（如式ίο)來解出 ^β2=Β / 一 b' - \ A = ，Β 二 b2 V _βΙ-16-1 _ ) (式9) k* * ... 2 *]* bx bi AH .B pL~\6-\ _ μΐ|2 " ai β2 •k* a2 * … aL-\6-\ *] _aL-\6-\_ hiT+KI +···+|^ζ AM 6-1 (式 ίο) Σ / 二:1_ A^-16-l Σ W2 /=1 在解得參數Α後，％之精確值可根據以下計算來估測，其中，么及 A以a and p來取代。

a = cos(A^) + j 'S' sin(A^) /? = s · cos(A 沴)_ y _ sin(△沴) (式 11)

0608-A40243TWF 12 1273786 => (Real{a})2 + (Imag{/?})2 = 13 Real{a} = Jl-(Imag{y9})2 Real{a} · Imag{o:} = cos(A^) · ε · sin(A^) = -Real{yff} · Imag{/?} Real{y^} · Imag{^} Real{々} · Imag{y9} => Imag{a}=

Real{a} => a = Real{^} + j · Imag {a) 一旦獲得兩參數么及a，信號d(t)可因此而補償。 d{t) = - ej27^ft - Rx{t) + β2 - ejl^ft * TbC(t) d (ΐλ_^ι β2 -d\t)

问 I2 -1A I2 ,ejl_、:Rxif) - β, ^']2πΑβ -Rx\t)] ^ > [〇f2 · ejl7^ft · Rx{t) + β2 e-j2^ Rx*(t)}~ βΊ . [q9 Γά2|2-ΙΑΙ2 假設 = α2，在=/?2， ^correct (0 ~~ 1 α2 l2 . Rx(t) + a； ,g2 · e~^f . ^ {t) - . q； . , ^ {ty [ β2 [2 ^ft · Rx(t) I 12 ~ IΛ i2 =I α212 ^ - Rx{ty I β212 . ιίι2-ιΛι2 = eJ27^ft -Rx(t)

本發明實施例提供一種更佳之I Q不平衡補償方法，其降低 計算複雜性、考慮CF0效應、以及其不會受到傳送器產生之IQ 不平衡之影響。本發明所使用之LS演算法，比習知技術中IQ 不平衡補償所使用之FFT及NLS演算法還要來得簡單。由於本 發明所提出之IQ不平衡補償方法，係使用傳送端所傳送之參考 信號來取代接收器所產生之區域參考信號，因此本發明考慮傳 送裔所產生之IQ不平衡。因此本發明所提出之I q不平衡補償 方法，對於補償具有傳送器所產生之IQ不平衡效應之信號，仍 0608-A40243TWF 13 1273786 ^滿足。此外’由於接收器在偵測重覆的前導後，可執行本發 ，之1Q不平衡補償’因此取樣時序對於IQ不平衡評估而言^ 是重要的標準。本發明假設載波頻率偏移不等於0或接近〇,因 此’在任何兩取樣點間之比例將不會太小。 弟-貫施例

、，在K際的執行上，在兩重複取樣點間之取樣區間越長，W 不平衡，償效能越好。#⑽相對小時，延長在兩重複取樣點 間之取樣區間，可改善補償效能。將取樣區間由16TS改變至32TS 之例子，如式12表示： eJ^f{t+22Ts) (式 12) 歸） 為了縮減雜訊效應，在計算比例前，數個取樣點平均分配。 平均兩取樣點之例子如式13 : V2·4, ·邮 + 487» e歸^柳·) ·办(，+ 16乃） Θ2气[办⑺W/杨.邮+膽)] (式13) _ eJ2nAf eiTs 、減少雜訊所產生之誤差之另一方法為設定門檻以決定每一 取樣之有效性。在式i 3中改變取樣區間後，式9之MSE方程式 變為： 一 16—1 MSE= 2 id(t + 32Ts)-^'d*(t + 32Ts) \ d(t + 32Ts) + 32Ts) \ V ^(β)-β2 /=/+1J 1 叩)-Α·，(ο t=lj (式 14) 預期一些信號之取樣具有比其他取樣較大之失真，因此門 榼係設定為在IQ不平衡估測中，檢查現在取樣是否應被考慮。

0608-A40243TWF 14 {-i+\)1273786 mse ^4-327^)-^.^0 + 3^ d(t)- β2'ά\ί) G (切)<"7 -冬 ^if) — β2 -d*(t) d{t^2Ts)-Pyd\t^2^ G(m) ^, 太 κ a(t)-p2.a、t) f 率誤L t月之貝_考慮並補償雜訊及干㈣產生 =鲍或是最大頻率誤差設定為iq々: 在°在此貫施例，對於1〇生冲 < 7忍 大角度誤差尨 失凋而B，規格表所指明之最 3度，在執彳―TQ— ，"^因：、儲存雜訊或是效應使得相位失节少 =不平衡補償前，相位失調減去最大角度誤差± 3失獻於 b圖係表示根據第5圖 衡估測可在時域完成。如第6^心估及CF0估測，不平 過通道傳送至接收器。在上述傳、、斤发不，訓練序列61自傳送器透 驟^與接收器（步驟3)中=期間，IQ不平衡在傳送器（步 2)。在接收哭夕古，山^ 一生，且CF0在通道中產生（步驟 IQ不平衡利用轉換為數位㈣，且接收器之 以執行對資料62之IQ不平衡補？:4)。接著’傳亀挪 之使用來補償⑽（步:7()步驟6)°同樣地，步驟5 ^ 10^mm 80Zlla^,J^^9 議的。在模擬中係使用雙發射間。資料速率選擇為 假使估測偏移超過或低於△㈣。及γ+3Γ _tl-path)，且 ί=±·。如第 ^及卜编’則财平衡減去·±3。及 也顯示麵提㈣觸償細善了效能，但其 上述之複數實施例可應用於，特別是在低頻麵。 ‘"'種類之甽練序列包含有重覆之週期性

0608-A40243TWF 1273786 資料之攔位’例如，包括由IEEE 802· lla/g所定義之短前導或是吾前導 訊號，以及包括由IEEE 802. lib所定義之前導之資料。 本發明所提出之IQ不平衡估測及補償技術並不限制於應用在〇{?⑽系 統中，其他電信系統，甚至是沒有FFT之系統也可在時域中，執行所提出 之IQ不平衡估測及補償。 本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發 明的範圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範 圍内，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當2 後附之申請專利範圍所界定者為準。 “

【圖式簡單說明】 第1 第2 償架構。 圖表示習知OFDM接收器之IQ不平衡補償架構。 圖表示習知OFDM直接轉頻接收器之頻率偏移及IQ不平衡補 第3a圖表示完整ppdu之訊框格式。 第3b圖表示在ppdu中之plcp前導。

第4圖表示模擬傳送器與接收器所產生之IQ不平衡之結合 f 5圖表示本發明實施例之接收器之IQ不平衡補償架構Γ 第6圖表示根據第5圖之IQ不平衡補償架構之詳細流程圖 第7圖表示本發明實施例之IQ不平衡及校正之模擬結果。 【主要元件符號說明】 序列；12〜資料；13〜區域參考信號；14〜參數；山 〜权挺IQ失調偏移；113〜IQ評估哭 2H川練序列；22〜資料；211、2二=3補^· 123〜FFT; CFO評估器；214〜iQ不平衡評估器；加〜附.加1=千衡，213〜 〜IQ補償器；224〜CF_器；225〜 哭寻罐丨挪

，標頭—服務資料單元;二 0608-A40243TWF 16 1273786 . 加位元；41〜IQ失調偏移；42、43〜天線；44〜模擬CFO ; 45 〜模擬IQ不平衡；51〜訓練序列；52〜資料；511、521〜CFO; 512、 522〜IQ不平衡；513〜IQ不平衡評估器；514〜CFO評估器；515〜FFT ; 516〜均等化評估器；523〜IQ不平衡補償器；524〜CF0補償器；526〜 等化器；61〜訓練序列；62〜資料。

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Claims (1)

1273786 十、申請專利範圍·· 、^ 一種估測同相（In—Phase ’ 〇與正交（Quadrature，Q)不平衡之 方法’適用於-通訊系統之接收器，包括： 接收複數訓練訊號，其中，在具有N取樣區間之一訊框時 間區間中，該等訓練訊號包括具有複數重複訓練符號之—前導 攔位； 计异在該前導欄位之每一取樣點與間隔N該等取樣區間之 一對應取樣點間之比例·· 假設該等比例相同，推導出關於該等比例之-方程式； 根據4方程式，估測關於IQ不平衡補償複數參數。 2·如申請專利範圍第丨項所述之估測IQ不平衡之方法，更 已括根據估測出之料參數，以補償被接收之信號之Μ不平衡。 3·如申請專利範圍第i項所述之估測IQ不平衡之方法，更 包括在估測關於IQ不平衡補償之該等參數後，估測—载波頻率偏 移（Carrier Frequency 〇ffset ， CF〇)。 4.如申請專利範圍第1項所述之估測IQ不平衡之方法，其 中關於IQ不平衡補償之該等參數係表示該接收器所產生之 失調偏移之效應。 女申明專利範圍第1項所述之估測IQ不平衡之方法，其 中，該接收器操作在無線區域網路⑽—L〇Cal Area Netw〇rks , WLAN)系統。 •如申請專利範圍第1項所述之估測IQ不平衡之方法，更 0608-A40243TWF 18 1273786 包括當為了推導該方程式而計算該等比例時，平均至少兩該取 樣點取代每一該取樣點。 7·如申請專利範圍第1項所述之估測IQ不平衡之方法，更 包括設定一門檻用以決定每一該取樣點之有效性，以忽略具有 無可谷忍之雜訊失真之該等取樣點。 8·如申請專利範圍第1項所述之估測IQ不平衡之方法，其 中，該等訓練訊號為物理層會聚協定（physical [吖打 • C〇nvergence Prot〇col，PLCP)協定資料單元（PLCP protocol Data Unit，PPDU)，包括 PLCP 前導，PLCP 標頭，PLCP 服務資 料單元（PLCP Service Data Unit，PSDU)、檔尾位元（tail Mts)、 以及附加位元（pad bit)。 9.如申請專利範圍第8項所述之估測IQ不平衡之方法，其 中，PLCP丽導包括一短前導，且在該短前導之序列每μ該等取 樣區間自我重複一次。 籲 10·如申請專利範圍第i項所述之估測1(3不平衡之方法， 其中，關於該等比例之該方程式為方均誤差（Mean-SquareError·， MSE)方程式。 11·如申請專利範圍第1〇項所述之估測IQ不平衡之方法， 其中，該MSE方程式定義為： I证=冥—|(γ 綱 (严/·(ι L代表該前導攔位之長度，Ts代表該取樣區間，以及χ代表在兩重複 0608-A40243TWF 19 1273786 之取樣間該等取樣區間之數量。 12.如申凊專利範圍第1項所述之估測I q不平衡之方法 其中不平衡補償之該等參數係使用最小平方（: Square，LS)演算法來估測。 13· — 種同相（In—phase，！）與正交（Quadrature w个十衡補 貝之裝置，用以接收一言川練訊號，該訓練訊號包括—前導搁位 及-貧料攔位，且在該前導攔位之—序列每N取樣期間 次’該裝置包括·· -比例計算器，用以計算該前導攔位之每_取樣點與 N §亥等取樣區間之一對應取樣點之間之比例； w 例之接糾料算器’心料㈣於該等比 矛-式，其中，假設該等比例相同； -參數評估器，麵接該計算單元，根據該方程式 關於IQ不平衡補償之複數參數，·以及 料椚接㈣自該參數評估器之該等參數，以補償兮資 枓攔位之IQ不平衡。 <_1貝。亥貝 14.如申請專利範圍第13項所述 其中，關於IQ不平衡補^ Q不平衡補償之裝置， 个十衡補{員之該等參數徭 失調偏移效應。 數後表不接收器所產生之IQ 15·如申請專利範圍帛㈣ 其中，該計算單^义之iQ不平衡補償之裝置， 开早7L推導出關於該 例之方均誤差（Mean - Square 0608-A40243丁WF 20 1273786 Err〇r，MSE)方程式。 t 16·如巾請專利範圍帛⑴頁所述之平衡補償之裳置， °亥'數5平估器、使用最小平方（Least如職，LS)、演算法來估 測關於IQ不平衡補償之該等參數。 Π•種接從器，具有同相（In—Phase，1)與正交（Quadrature， Q)不平衡補償，包括： ^ *線’接收具有-前導攔位及一資料攔位之_訓練訊 號’其中，在該前導攔位之一序列每N取樣期間重複一次；° Q不平衡估$，接收來自該天線之該前導搁值； 该IQ不平衡評估器包括： ’用以計算該前導齡之每_取樣點與間隔 N該等取樣區間之-對應取樣點之間之比例； 计异早π ’純該比例計算器，用以推導出關於該等比 例之-方程式，其中，假設該等比例相同；以及 >數。平估斋’輕接該計算單元，根據該方程式，以估測 關於IQ不平衡補償之複數參數；以及 一 IQ不平衡補償器’ _接該天線及該IQ不平衡評估器， 接收來自該參數評估哭夕_： 十估為之忒寺芩數，以補償該資料欄位之IQ不 平衡。 18.如申請專利範圍第17項所述之接收器，更包括： -載波頻率偏移（Carrier F卿啊〇fΜ，⑽）評估器，雛 0608-A40243TWF 21 1273786 — 該IQ不平衡評估器，用以估測載波頻率偏移；以及 • 一載波頻率偏移補償器，耦接該IQ不平衡補償器及該載波頻率偏 • 移評估器，根據該載波頻率偏移評估器之輸出，以補償來自該IQ不平衡 補償器之該資料欄位之載波頻率偏移。 19.如申請專利範圍第17項所述之接收器，其中，關於IQ 不平衡補償之該等參數後表示接收器所產生之IQ失調偏移效 應。 B 20.如申請專利範圍第17項所述之接收器，其中，該接收器 操作在無線區域網路（Wireless Local Area Networks，WLAN)系統。 21. 如申請專利範圍第17項所述之接收器，其中，該計算單 元推導出關於該等比例之方均誤差（Mean-Square Error，MSE)方 程式。 22. 如申請專利範圍第17項所述之接收器，其中，該參數評 估器使用最小平方（Least Square，LS)演算法來估測關於IQ不平衡 • 補償之該等參數。 0608-A40243TWF 22