TW201244352A - DC/DC converter, power converter and control method thereof - Google Patents

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201244352 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 [0001] 本發明是有關於電力電子技術，且特別是有關於一種直 流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法。 [先前技術3 [0002] 近年來，由於能源節約運動在世界範圍内的廣泛推行， 越來越多的客戶要求開關模式的變換器在很寬的負載範 圍内均能達到高變換效率，所以對變換器在輕載和空載 時的效率也提出了很高的要求。對此，國際能源組織（ IEA)、美國和歐洲等國家和組織已制定出或正在制定相 關標準，以限制開關模式變換器等電氣産品在輕載和空 載時的損耗。 串聯諧振DC/DC變換器採用諧振變換技術，可實現開關管 的零電壓開通，電源損耗很小，在滿載時效率很高。第1 圖是LLC串聯諧振DC/DC變換器的基本形式。這種拓撲通 常採用變頻調製方式，通過改變驅動脈衝工作頻率來穩 定輸出電壓，占空比爲50%，如第2圖所示。電源輸出電 壓增益Μ與工作頻率的的關係爲： 2η* V。

其中’错振頻率， 其117，L爲譜振電感值，L爲變壓器勵磁電感值，C爲

S ID S 諧振電容值，f爲驅動脈衝工作頻率值，η爲變壓器原副 邊匝比，\爲輸出負載電阻值。 1011041# 單魏 A_ 第3頁/共36頁 1012007127-0 201244352 如第3圖所示，這種控制方式在輕載時的工作方式是：檢 測負載狀況，控制串聯諧振式變換器隨負載變小而驅動 脈衝工作頻率上升，頻率上升到一定值後維持此工作頻 率，進入開關間歇式控制方式（即，打嗝模式）（第3圖 現有的提高輕載效率的方法有： S； 1. 降低變換器的工作頻率。因爲功率器件的開關損耗和 驅動損耗在輕載時的損耗中佔有較大的比例，所以降低 開關頻率可以有效的降低這些損耗，進而降低輕載損耗 。適用於PWM線路。 2. 開關間歇式工作。通過檢測電壓誤差放大信號，使變 換器在輕載時間歇式工作，這樣可以減少變換器在單位 時間内的總開關次數，因而可以降低待機損耗。 由於在諧振線路中無法僅通過降低工作頻率有效地控制 輸出電壓，因而第一種方法並不適用；第二種方法能在 一定程度上提高輕載效率，但變換器工作頻率較高時， 增益較低（小於1)(如第4圖所示），所以每個工作周 期内傳輸能量較低，因而總的開關次數還是過多，開關 損耗和驅動損耗還是較高，無法達到對輕載損耗限制越 來越嚴格的標準。 由此可見，上述現有的控制機制，顯然仍存在不便與缺 陷，而有待加以進一步改進。為瞭解決上述問題，相關 領域莫不費盡心思來謀求解決之道，但長久以來一直未 見適用的方式被發展完成。因此，如何能進一步提高輕 載效率，實屬當前重要研發課題之一，亦成爲當前相關 領域亟需改進的目標。 10110412^^ A〇101 第4頁/共36頁 1012007127—0 201244352 ί發明内容】 [0003] 爲了能夠滿足嚴格的輕載高效率的要求，本發明之一態 樣是在提供一種創新的直流對直流轉換器、電力變換器 及其控制方法。 依據本發明一實施例，一種直流對直流轉換器包括輸出 電路、矩形波發生器、諧振槽、檢測單元與控制單元。 輸出電路具有一負載，矩形波發生器將一輸入電壓轉換 成驅動脈衝，諧振槽用以基於驅動脈衝以提供一第一電 壓給負載，檢測單元用以檢測負載的狀態，當負載的狀 Ο 態為輕載或空載時，控制單元以一打嗝模式來控制矩形 波發生器，進而減小一工作期間/一停止期間的比例。 控制單元以一打嗝模式來控制矩形波發生器，還可以減 少該工作期間内相對於該驅動脈衝之占空比為50%時之該 驅動脈衝的數量。 當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元在此工作期間 改變驅動脈衝的占空比，接著在此停止期間統計工作期 間内驅動脈衝的數目，並根據數目來調整驅動脈衝的占 〇 空比。 當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元在此工作期間 減少驅動脈衝的占空比，當在此停止期間判定此工作期 間内驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數 目減少或不變時，於下一個工作期間繼續減少驅動脈衝 的占空比。 當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元在工作期間減 少驅動脈衝的占空比，當在停止期間判定此工作期間内 驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目增 10110412^單編號鹿01 第5頁/共36頁 1012007127-0 201244352 加時，於下一個工作期間增加驅動脈衝的占空比。 在增加驅動脈衝的占空比以後，控制單元判定下一個工 作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間内驅動脈衝的數 目減少或不變時，於再下一個工作期間繼續增加驅動脈 衝的占空比。 在增加驅動脈衝的占空比以後，控制單元判定下一個工 作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間内驅動脈衝的數 目增加時，於再下一個工作期間減少驅動脈衝的占空比 0 或者，當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元在工作 期間增加驅動脈衝的占空比，當在停止期間判定此工作 期間内驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的 數目減少或不變時，於下一個工作期間繼續增加驅動脈 衝的占空比。 當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元在工作期間增 加驅動脈衝的占空比，當在停止期間判定此工作期間内 驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目增 加時，於下一個工作期間減少驅動脈衝的占空比。 在減少驅動脈衝的占空比以後，控制單元判定下一個工 作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間内驅動脈衝的數 目減少或不變時，於再下一個工作期間繼續減少驅動脈 衝的占空比。 在減少驅動脈衝的占空比以後，控制單元判定下一個工 作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間内驅動脈衝的數 目增加時，於再下一個工作期間增加驅動脈衝的占空比 10412产單編號A〇101 第6頁/共36頁 1012007127-0 201244352 當負載的狀態為重載或滿載時，控制單元以一調頻模式 來控制矩形波發生器。 矩形波發生器包含一開關器件，控制單元控制開關器件 之啟閉以輸出驅動脈衝，其中驅動脈衝之幅值與輸入電 壓相等。 開關器件為一半橋電路或一全橋電路。 負載包含一電阻器。 輸出電路更包含一變壓器與一整流器，彼此電性連接至 電阻器。 驅動脈衝之工作頻率高於諧振槽之諧振頻率，且驅動脈 衝之占空比落於一預定範圍内，藉此直流對直流轉換器 的電壓增益高於若占空比為50%時的電壓增益。 諧振槽為一串聯諧振電路或一並聯諧振電路。 串聯諧振電路為一LC串聯諧振電路或一LLC串聯諧振電路 LLC串聯諧振電路包含一磁激電感器、一諧振電感器與一 諧振電容器彼此串聯，其中磁激電感器與負載並聯。 占空比小於0. 5且大於預定範圍之下限值，當諧振電容器 充電時，直流對直流轉換器的電壓增益高於在占空比為 50%時的電壓增益。 或者，占空比大於0. 5且小於預定範圍之上限值，當諧振 電容器放電時，直流對直流轉換器的電壓增益高於在占 空比為50%時的電壓增益。 依據本發明另一實施例，電力變換器包含上述的直流對 直流轉換器、功率因數矯正裝置與電磁干擾濾波器。功 率因數矯正裝置電性耦接直流對直流轉換器，電磁干擾 1012007127-0 10110412#單編號A〇1(n 第7頁/共36頁 201244352 濾波器電性耦接功率因數矯正裝置。電磁干擾濾波器用 以接收一交流電，交流電經該電磁干擾濾波器及功率因 數矯正裝置轉換後對直流對直流轉換器提供上述的輸入 電壓。 當負載的狀態為輕載或空載時，功率因數矯正裝置降低 對直流對直流轉換器所提供輸入電壓。 當負載的狀態為輕載或空載時，功率因數矯正裝置關閉 〇 功率因數矯正裝置包含橋式整流器與功率因數校正器， 功率因數校正器電性耦接橋式整流器。 或者，功率因數矯正裝置包含一無橋功率因數校正器。 依據本發明又一實施例，一種電力變換器的控制方法， 控制方法包含下列步驟： (a) 將一輸入電壓轉換成驅動脈衝； (b) 基於驅動脈衝以提供一第一電壓給一負載； (c) 檢測反映負載的狀態的信號；以及 (d) 當負載的狀態為輕載或空載時，以一打嗝模式來控 制驅動脈衝，進而減小一工作期間/一停止期間的比例。 步驟（d)包含：當負載的狀態為輕載或空載時，以一打 嗝模式來控制驅動脈衝，逐次減少該工作期間内相對於 該驅動脈衝之占空比為50%時之該驅動脈衝的數量。 步驟（d)包含：當負載的狀態為輕載或空載時，在該工 作期間改變驅動脈衝的占空比，接著在該停止期間統計 工作期間内驅動脈衝的數目，並根據數目來調整驅動脈 衝的占空比。 步驟（d )包含：當負載的狀態為輕載或空載時，在此工 10110412产單編號謝01 第8頁/共36頁 1012007127-0 201244352 作期間減少驅動脈衝的占空比，當在此停止期間判定工 作期間内驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝 的數目減少或不變時，於下一個工作期間繼續減少驅動 脈衝的占空比。 步驟（d)包含：當負載的狀態為輕載或空載時，在工作 期間減少驅動脈衝的占空比，當在停止期間判定工作期 間内驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數 目增加時，於下一個工作期間增加驅動脈衝的占空比。 步驟（d )更包含：在增加驅動脈衝的占空比以後，控制 單元判定下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期 間内驅動脈衝的數目減少或不變時，於再下一個工作期 間繼續增加驅動脈衝的占空比。 步驟（d)更包含：在增加驅動脈衝的占空比以後，判定 下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間内驅動 脈衝的數目增加時，於再下一個工作期間減少驅動脈衝 的占空比。 或者，步驟（d)包含：當負載的狀態為輕載或空載時， 控制單元在工作期間增加驅動脈衝的占空比，當在停止 期間判定工作期間内驅動脈衝的數目較上一個工作期間 内驅動脈衝的數目減少或不變時，於下一個工作期間繼 續增加驅動脈衝的占空比。 步驟（d)包含：當負載的狀態為輕載或空載時，控制單 元在工作期間增加驅動脈衝的占空比，當在停止期間判 定工作期間内驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動 脈衝的數目增加時，於下一個工作期間減少驅動脈衝的 占空比。 1012007127-0 10110412#單編號A〇101 第9頁/共36頁 201244352 步驟（d )更包含：在減少驅動脈衝的占空比以後，判定 下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間内驅動 脈衝的數目減少或不變時，於再下一個工作期間繼續減 少驅動脈衝的占空比。 步驟（d )更包含：在減少驅動脈衝的占空比以後，判定 下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間内驅動 脈衝的數目增加時，於再下一個工作期間增加驅動脈衝 的占空比。 於控制方法中，當負載的狀態為重載或滿载時，控制單 元以一調頻模式來控鲥矩形波發生器。 步驟（a)包含：控制一開關器件之啟閉以輸出驅動脈衝 ，其中驅動脈衝之幅值與輸入電壓相等。 於控制方法中，可利用一電磁干擾濾波器接收一交流電 ，交流電經電磁干擾濾波器及一功率因數矯正裝置轉換 後提供輸入電壓。 於控制方法中，當負載的狀態為輕載或空載時，降低功 率因數矯正裝置所提供輸入電壓。 或者，當負載的狀態為輕載或空載時，關閉功率因數矯 正裝置。 綜上所述，本發明之技術方案與現有技術相比具有明顯 的優點和有益效果。藉由上述方式減小一工作期間/一停 止期間的比例，或逐次減少該工作期間内相對於該驅動 脈衝之占空比為50%時之該驅動脈衝的數量，使得能量傳 輸時間的比率減小，從而實現輕載時效率的提高。 以下將以實施方式對上述之說明作詳細的描述，並對本 發明之技術方案提供更進一步的解釋。 1011041#單編號 A〇101 第10頁/共36頁 1012007127-0 201244352 【實施方式】 [0004] 為了使本發明之敘述更加詳盡與完備，可參照所附之圖 式及以下所述各種實施例，圖式中相同之號碼代表相同 或相似之元件。另一方面，眾所週知的元件與步驟並未 描述於實施例中，以避免對本發明造成不必要的限制。 於實施方式與申請專利範圍中，涉及『耦接（coupled with)』之描述，其可泛指一元件透過其他元件而間接連 接至另一元件，或是一元件無須透過其他元件而直接連 接至另一元件。 〇 於實施方式與申請專利範圍中，除非内文中對於冠詞有 所特別限定，否則『一』與『該』可泛指單一個或複數 個。 本文中所使用之『約』、『大約』或『大致』係用以修 飾任何可些微變化的數量，但這種些微變化並不會改變 其本質。於實施方式中若無特別說明，則代表以『約』 、『大約』或『大致』所修飾之數值的誤差範圍一般是 容許在百分之二十以内，較佳地是於百分之十以内，而 〇 更佳地則是於百分五之以内。 本發明提出的新的技術解決方案是爲了能夠滿足嚴格的 輕載高效率的要求。本發明之一技術態樣的典型應用示 意圖，即第5圖所示之直流對直流轉換器100，其可適用 於電力變換器，或是廣泛地運用在相關之技術環節。 直流對直流轉換器100包括矩形波發生器110、諧振槽 120、輸出電路130、檢測單元140與控制單元150。在結 構上，矩形波發生器110電性耦接諧振槽120，諧振槽 120電性耦接輸出電路130，輸出電路130電性耦接檢測 1011041#單編號 A0101 第11頁/共36頁 1012007127-0 201244352 單元140，檢測單元140電性耦接控制單元150，控制單 元150電性耦接矩形波發生器110。 矩形波發生器110可由開關器件實現，例如圖6所示之半 橋電路（A)、全橋電路（B)。控制單元150控制開關器 件之啟閉以輸出驅動脈衝，其中驅動脈衝之幅值與輸入 電壓相等，占空比爲D，頻率爲f。或者，於另一實施例 中，矩形波之幅值可以為輸入電壓的兩倍，熟習此項技 藝者當視當時需要彈性選擇之。 輸出電路130具有負載\，例如可包含電阻器；或者或再 者，輸出電路130也可以是由變壓器&整流器131和負載\ 組成，其中變壓器&整流器131電性連接至電阻器，整流 器的整流方式可以是全波整流、中心抽頭整流，可以用 二極體整流，也可以用同步整流，如第7圖所示，但不限 於此。 諧振槽120可以是串聯諧振電路，如LC串聯諧振、LLC串 聯諧振等，也可以是並聯諧振電路。其中輸出電路130與 諧振槽120中的某一諧振器件，或者幾個諧振器件並聯或 串聯。 如上所述之控制單元150，其具體實施方式可為軟體、硬 體與/或軔體。舉例來說，若以執行速度及精確性為首要 考量，則該單元基本上可選用硬體與/或軔體為主；若以 設計彈性為首要考量，則該單元基本上可選用軟體為主 :或者，該單元可同時採用軟體、硬體及軔體協同作業 。應瞭解到，以上所舉的這些例子並沒有所謂孰優孰劣 之分，亦並非用以限制本發明，熟習此項技藝者當視當 時需要，彈性選擇控制單元150的具體架構。 1011041#料號删1 第12頁/共36頁 1012007127-0 201244352 在直流對直流轉換器1〇〇運作時，矩形波發生器11〇將一 輸入電壓轉換成驅動脈衝，諧振槽12〇用以基於驅動脈衝 以提供一第一電壓給輸出電路13〇，檢測單元14〇用以檢 測反映負載的狀態的信號，舉例來說，檢測單元14〇檢測 Ο 與負載電流相關的信號，可以是變壓器原邊電流信號， 可以是變壓器副邊電流信號，可以是諧振槽12〇中諧振電 感、上的電流信號，或者可以是諧振電容%的電壓。當 輸出電路130的狀態為輕載或空載時，控制單元以一 打喝模式來控制矩形波發生SUQ，使得驅舰衝之工作 頻率高於諧振槽12G之諧減率，且驅祕衝之占空比D 落於預定範圍内（即U>D>下限值D1或者Q5<d<上 限值D2) ’藉此直流對直流轉換器⑽的電壓增益高於若 占空比約為50%時的電壓增益，如第11圖所示。 另-方面’當負栽的狀態為重栽或滿載時，控制單元⑽ 以—調頻料•制_波發，㈣過改變驅動 脈衝工作頻率來敎輸出電壓，以滿足重載時的高 要求。

本發明的主要_方法是：當線路卫作在 改變矩形波發生器11G所産生的驅動脈衝的占空比 高線路增益 此咖控制方法可提高轉換器效率 歇工作模式下工作在高增益狀態時，可至載間 101_2 产 A0101 1〇0能量傳輸時間相對停止傳輸能量的比例:因器 單位時_換n駐作時間會減少m在 高。以輸出紋波固定爲例，如第8圖所示革传咏 工作模式下每謂換器10()的、u疋間歇 U 第!…共j間’在此期間能量會 1012007127-0 201244352 傳輸，t2是轉換器100的停止時間，在此期間能量不傳輪 。由於增益提高，因此每次傳輸能量的時間衍會減少， t2時間不變，因此轉換器⑽工作的時間會減少，從而提 南輕載效率。 實務上，也可使tl時間固定，由於線路增益提高，。時 間必須增加以維持輸出敎，因此在單位時間内轉換器 的工作時間會減少，輕載效率得以提高。也可使忉、t2 同時發生變化，但tl/t2會減少，輕載效率同樣會提高。 以諧振槽是LLC串聯諧振電路爲例，如第9圖所示，其中 Ls是諧振電感器，\是諸振電容器，、是激磁電感器， 三者彼此串聯，其中激磁電感器、與輸出電路13〇並聯。 在線路工作在輕載時，線路工作頻率即矩形波發生器110 産生的驅動脈衝頻率f高於由L，Cs串聯譜振産生的諸振 頻率fs，且諧振電容器cs上的紋波電壓非常小，所以諧 振電容器C〆的電麗可以認爲近似等於占空比與輸入電 壓的乘積，即DXV 。 i 當D=0.5時，諧振電容器Cs上的電壓爲DxVi，即vi/2。 6皆振電感器、和激磁電感器、上的電壓總和爲（丨_D)xV ，即Vi/2 ; 1 當D<0. 5時，諧振電容器Cs上的電壓爲。當。充電 時，等效電路如第10圖所示，諧振電感器Ls和激磁電感 器、上的電壓總和爲1-DxV.，大於V /2 ; 1 i 當D>0. 5時，諳振電容器cs上的電壓爲DxVi。當c放電時 ，等效電路如第11圖所示，諧振電感器L和激磁電感器

Lm上的電壓總和爲])xV ，大於V /2 ; 1 i 1012007127-0 由於輸出電路130與激磁電感器Lm並聯，所以在輕載、且 10110412#·單編號A〇101 第14頁/共36頁 201244352 D不等於0. 5時，輸出電路130獲得的電壓更高，即線路的 増益高於])等於0.5時的增益。 第12圖是在某一實施例之負載\下線路增益和占空比D之 間的關係曲線。當占空比D處在上述之預定範圍内，即區 間（D1，0. 5)和區間（0. 5, D2)時，線路增益大於D等於 〇. 5時的增益。應瞭解到，下限值D1與上限值D2的具體數 值會因負載\種類的不同而有所變化，還與諧振參數相 關，並非一個固定的數值。 參照第10、12圖，占空比D小於0. 5且大於預定範圍之下 限值D1，當諧振電容器C充電時，直流對直流轉換器的

S 電壓增益高於在占空比D為50%時的電壓增益。 或者，參照第11、12圖，占空比大於0. 5且小於預定範圍 之上限值D2，當諧振電容器Cs放電時，直流對直流轉換 器的電壓增益高於在占空比為50%時的電壓增益。 ❹ 10娜#單编號 此高增益控制方法可用於開關電源中提高輕載效率◊其 典型應用如第13圖所示，電力變換器200包括上述的直流 對直流轉換器100、功率因數矯正裝置160與電磁干擾濾 波器170。在結構上，電磁干擾濾波器170電性耦接功率 因數矯正裝置160，功率因數矯正裝置160電性耦接直流 對直流轉換器100。於使用時，電磁干擾濾波器17〇用以 接收一交流電，交流電經電磁干擾濾波器170及功率因數 矯正裝置160轉換後對直流對直流轉換器1〇0提供上述的 輸入電壓Vi。 如第14圖所示，功率因數矯正裝置16〇可以由橋式整流器 161和傳統功率因數校正器162組成，也可以用無橋功率 因數校正器163實現，但不限於此。 A0101 第15頁/共36頁 1012007127-0 201244352 以半橋LLC串聯諧振直流直流轉換器爲例，電路圖如第15 圖所示。使電路工作在高增益點的方法如下： 當負載的狀態為輕載或空載時，控制單元1 5 0以一打嗝模 式來控制矩形波發生器110，進而減小工作期間tl/停止 期間t2的比例。 於一實施例中，當負載的狀態為輕載或空載時，控制單 元150以一打嗝模式來控制矩形波發生器110，減少該工 作期間tl内相對於驅動脈衝之占空比為50%時之該驅動脈 衝的數量。 於一實施例中，當負載的狀態為輕載或空載時，控制單 元150以一打嗝模式來控制矩形波發生器110，工作期間 tl/停止期間t2的比例可逐次減小。 於一實施例中，當負載的狀態為輕載或空載時，控制單 元150在工作期間tl改變驅動脈衝的占空比，接著在停止 期間t2統計工作期間tl内驅動脈衝的數目，並根據數目 來調整驅動脈衝的占空比。 隨著負載減輕，電路工作進入間歇工作模式（打嗝模式 )。如圖16所示，當輸出電壓高於一定值時，有驅動輸 出，當輸出電壓低於一定值時，驅動停止，並計算每次 驅動輸出數量。 工作流程如第17圖所示，進入間歇工作模式後，於步驟 710減少S1驅動脈衝寬度，接著於步驟720判斷驅動脈衝 數的變化，當下一次驅動脈衝數減少或者不變，回到步 驟710讓脈衝寬度進步一減少；當下一次驅動脈衝數增加 時，於步驟730增加驅動脈衝寬度，接著於步驟740判斷 驅動脈衝數的變化，以此迴圈。因爲增益高時驅動數量 10110412^^ A0101 第16頁/共36頁 1012007127-0 201244352 會變少，因此以此方法迴圈，電路就能就能工作在高增 益點。此時在輕載模式下，S1的驅動占空比會小於0.5。 具體而言，步驟710、720中，當負載的狀態為輕載或空 載時，控制單元150在工作期間減少驅動脈衝的占空比， 當在停止期間判定此工作期間内驅動脈衝的數目較上一 個工作期間内驅動脈衝的數目減少或不變時，回到步驟 710於下一個工作期間繼續減少驅動脈衝的占空比。 另一方面，步驟710、720中，當負載的狀態為輕載或空 載時，控制單元150在工作期間減少驅動脈衝的占空比， 當在停止期間判定此工作期間内驅動脈衝的數目較上一 個工作期間内驅動脈衝的數目增加時，進入步驟730於下 一個工作期間增加驅動脈衝的占空比。 在增加驅動脈衝的占空比以後，進入步驟740，控制單元 15 0判定下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間 内驅動脈衝的數目減少或不變時，回到步驟730，於再下 一個工作期間繼續增加驅動脈衝的占空比。 在增加驅動脈衝的占空比以後，進入步驟740，控制單元 150判定下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間 内驅動脈衝的數目增加時，回到步驟710，於再下一個工 作期間減少驅動脈衝的占空比。 或者，工作流程如第18圖所示，進入間歇工作模式後， 於步驟810增加S1驅動脈衝寬度，接著於步驟820判斷驅 動脈衝數的變化，當下一次驅動脈衝數減少或者不變， 就讓脈衝寬度進步一增加；當下一次驅動脈衝數增加時 ，於步驟830減少驅動脈衝寬度，接著於步驟840判斷驅 動脈衝數的變化，以此迴圈。因爲增益高時驅動數量會 1012007127-0 10110412^單編號A〇101 第17頁/共36頁 201244352 變少，因此以此方法迴圈，電路就能就能工作在高增益 點。此時在輕載模式下，S1的驅動占空比會大於0. 5。 具體而言，步驟810、820中，當負載的狀態為輕載或空 載時，控制單元150在工作期間增加驅動脈衝的占空比， 當在停止期間判定此工作期間内驅動脈衝的數目較上一 個工作期間内驅動脈衝的數目減少或不變時，回到步驟 81 0，於下一個工作期間繼續增加驅動脈衝的占空比。 另一方面，步驟810、820中，當負載的狀態為輕載或空 載時，控制單元150在工作期間增加驅動脈衝的占空比， 當在停止期間判定此工作期間内驅動脈衝的數目較上一 個工作期間内驅動脈衝的數目增加時，進入步驟830，於 下一個工作期間減少驅動脈衝的占空比。 在減少驅動脈衝的占空比以後，進入步驟840，控制單元 150判定下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間 内驅動脈衝的數目減少或不變時，回到步驟830，於再下 一個工作期間繼續減少驅動脈衝的占空比。 在減少驅動脈衝的占空比以後，進入步驟840，控制單元 1 50判定下一個工作期間内驅動脈衝的數目較此工作期間 内驅動脈衝的數目增加時，回到步驟810，於再下一個工 作期間增加驅動脈衝的占空比。 控制策略1是：在重載時工作在傳統的調頻模式，即PFM 模式，滿足重載時的高效率要求。在輕載時工作高增益 模式，同時用間歇工作模式（即，打嗝模式）控制輸出 電壓的穩定，從而實現輕載時效率的提高。 控制策略2是：在重載時工作在傳統的調頻模式，即PFM 模式，滿足重載時的高效率要求。在輕載時工作高增益 1011041#料號 A〇101 第18頁/共36頁 1012007127-0 201244352 模式’用間歇工作模式控制輸出電壓的穩定，同時降低 功率因數橋正裝置160的輸出電壓，例如以控制單元15〇 降低功率因數橋正裝置160的輸出電壓，藉以提高功率因 數端正裝置160的效率，從而實現輕載時效率的提高。但 也可以同時提功率因數矯正裝置i叫直流對直流轉換器 100在輕載時的效率，從而實現輕載時效率的提高。 控制策略3是：在重載時工作在傳統的調頻模式，即削 模式，滿足重載時的高效率要求。在輕載時卫作高增益 D 才莫式’用間歇工作模式控制輸出電壓的穩定，同時在輸 入交流電壓高時’關閉功率因數橋正裝置⑽，例如以控 制單元150關閉功率因數矯正襄置16〇。輸出電壓低時， 降低功率因數繞正裝置160的輸出電壓，提高功率因數橋 正裝置160的效率，從而實現輕載時效率的提高。 雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定 本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和 範圍内，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護 範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準9 〇 【圖式簡單說明】 [_ 4讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能 更明顯易僅，所附圖式之說明如下： 第1圖是LLC串聯諧振DC/DC變換器的方塊圖； 第2圖表示傳統LLC串聯諧振腔驅動波形； 第3圖表示傳統LLC串聯諧振DC/DC變換器控制方式； 第4圖表示傳統LLC串聯譜振DC/DC變換器控制方式下的 增益曲線； 1012007127-0 第5圖是依照本發明一實施例之一種直流對直流轉換器的 10110412#單編號A〇1〇l 第19頁/共36頁 201244352 方塊圖； 第6圖是依照本發明一實施例所繪示之矩形波發生器的電 路圖； 第7圖是依照本發明一實施例所繪示之變壓器&整流器的 電路圖； 第8圖是依照本發明一實施例之間歇工作模式圖； 第9圖是依照本發明一實施例之一種LLC串聯諧振變換器 的電路方塊圖； 第10圖表示第9圖之Cs充電時的等效電路； 第11圖表示第9圖之Cs放電時的等效電路； 第12圖表示本發明一實施例之LLC串聯諧振變換器的控制 方式下的增益曲線； 第13圖是依照本發明一實施例之一種電力變換器的；以 及 第14圖是依照本發明一實施例所繪示之功率因數矯正裝 置的方塊圖； 第1 5圖是依照本發明一實施例所繪示之半橋L L C串聯諧振 線路主電路圖； 第16圖是第15圖出電壓與驅動關係圖； 第17圖是依照本發明一實施例所繪示之驅動占空比控制 流程圖（D<0. 5);以及 第18圖是依照本發明另一實施例所繪示之驅動占空比控 制流程圖（D>0. 5 )。 【主要元件符號說明】 [0006] 100 :直流對直流轉換器 110 :矩形波發生器 041#單編號皿01 第20頁/共36頁 1012007127-0 201244352 120 :諧振槽 130 :負載 131 :變壓器&整流器 140 :檢測單元 150 :控制單元 160 :功率因數矯正裝置 170 :電磁干擾濾波器 161 :橋式整流器 162 :功率因數校正器 163 :無橋功率因數校正器 200 :電力變換器 710〜740、810〜840 :步驟 C :諧振電容器

S L :激磁電感器 m L :諧振電感器

S 電阻器 10110412^^ A〇101 第21頁/共36頁 1012007127-0

Claims (1)

1. 201244352 七、申請專利範圍： 1 . 一種直流對直流轉換器，包含： 一輸出電路，具有一負載； 一矩形波發生器，用以將一輸入電壓轉換成驅動脈衝； 一諧振槽，用以基於該驅動脈衝以提供一第一電壓給該輸 出電路； 一檢測單元，用以檢測反映該負載的狀態的信號；以及 一控制單元，用以當該負载的狀態為輕載或空載時，以一 打嗝模式來控制該矩形波發生器，進而減小一工作期間/ 一停止期間的比例。 2 .如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀 態為輕載或空載時，減少該工作期間内相對於該驅動脈衝 之占空比為50%時之該驅動脈衝的數量。 3 .如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀 態為輕載或空載時，該控制單元在該工作期間改變該驅動 脈衝的占空比，接著在該停止期間統計該工作期間内該驅 動脈衝的數目，並根據該數目來調整該驅動脈衝的占空比 〇 4 .如請求項3所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀 態為輕載或空載時，該控制單元在該工作期間減少該驅動 脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作期間内該驅動 脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目減少或不 變時，於下一個工作期間繼續減少該驅動脈衝的占空比。 5 .如請求項3所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀 態為輕載或空載時，該控制單元在該工作期間減少該驅動 1〇1歷#單編號删1 第22頁/共36頁 1012007127-0 201244352 脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作期間内該驅動 脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目增加時， 於下一個工作期間增加該驅動脈衝的占空比。 6 .如請求項5所述之直流對直流轉換器，其中在增加該驅動 脈衝的占空比以後，該控制單元判定該下一個工作期間内 該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝的數目減少或 不變時，於再下一個工作期間繼續增加該驅動脈衝的占空 比。 7 .如請求項5所述之直流對直流轉換器，其中在增加該驅動 脈衝的占空比以後，該控制單元判定該下一個工作期間内 該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝的數目增加時 ，於再下一個工作期間減少該驅動脈衝的占空比。 8 .如請求項3所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀 態為輕載或空載時，該控制單元在該工作期間增加該驅動 脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作期間内該驅動 脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目減少或不 變時，於下一個工作期間繼續增加該驅動脈衝的占空比。 9 .如請求項3所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀 態為輕載或空载時，該控制單元在該工作期間增加該驅動 脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作期間内該驅動 脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目增加時， 於下一個工作期間減少該驅動脈衝的占空比。 10 .如請求項9所述之直流對直流轉換器，其中在減少該驅動 脈衝的占空比以後，該控制單元判定該下一個工作期間内 該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝的數目減少或 不變時，於再下一個工作期間繼續減少該驅動脈衝的占空 1012007127-0 第23頁/共36頁 201244352 比。 11 .如請求項9所述之直流對直流轉換器，其中在減少該驅動 脈衝的占空比以後，該控制單元判定該下一個工作期間内 該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝的數目增加時 ，於再下一個工作期間增加該驅動脈衝的占空比。 12 .如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中當該負載的狀 態為重載或滿載時，該控制單元以一調頻模式來控制該矩 形波發生器。 13 .如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該矩形波發生 器包含一開關器件，該控制單元控制該開關器件之啟閉以 輸出該驅動脈衝，其中該驅動脈衝之幅值與該輸入電壓相 等或為其雙倍。 14 .如請求項13所述之直流對直流轉換器，其中該開關器件為 一半橋電路或一全橋電路。 15 .如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該負載包含一 電阻器。 16 .如請求項15所述之直流對直流轉換器，其中該負載更包含 一變壓器與一整流器，彼此電性連接至該電阻器。 17 .如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該驅動脈衝之 工作頻率高於該諧振槽之諧振頻率，且該驅動脈衝之占空 比落於一預定範圍内，藉此該直流對直流轉換器的電壓增 益高於若該占空比為50%時的電壓增益。 18 .如請求項1所述之直流對直流轉換器，其中該諧振槽為一 串聯諧振電路或一並聯諧振電路。 19 .如請求項18所述之直流對直流轉換器，其中該串聯諧振電 路為一LC串聯諧振電路或一LLC串聯諧振電路。 單編號删1 第24頁/共36頁 1012007127-0 201244352 20 .如請求項19所述之直流對直流轉換器，其中該LLC串聯諧 振電路包含一磁激電感器、一諧振電感器與一諧振電容器 彼此串聯，其中該磁激電感器與該負載並聯。 21 .如請求項20所述之直流對直流轉換器，其中該占空比小於 0.5且大於該預定範圍之下限值，當該諧振電容器充電時 ，該直流對直流轉換器的電壓增益高於在該占空比為5 0% 時的電壓增益。 22 .如請求項20所述之直流對直流轉換器，其中該占空比大於 0.5且小於該預定範圍之上限值，當該諧振電容器放電時 ^ ，該直流對直流轉換器的電壓增益高於在該占空比為50% 時的電壓增益。 23 . —種電力變換器，包含： 權利要求1至22中任意一項所述的直流對直流轉換器； 一功率因數矯正裝置，電性耦接該直流對直流轉換器；以 及 一電磁干擾濾波器，電性耦接該功率因數矯正裝置，用以 接收一交流電，該交流電經該電磁干擾濾波器及該功率因 ^ 數矯正裝置轉換後對該直流對直流轉換器提供該輸入電壓 〇 24 .如請求項23所述之電力變換器，其中當該負載的狀態為輕 載或空載時，該功率因數矯正裝置降低對該直流對直流轉 換器所提供該輸入電壓。 25 .如請求項23所述之電力變換器，其中當該負載的狀態為輕 載或空載時，該功率因數矯正裝置關閉。 26 .如請求項23所述之電力變換器，其中該功率因數矯正裝置 包含： 1011041#科號讎1 第25頁/共36頁 1012007127-0 201244352 一橋式整流器； 一功率因數校正器，電性耦接該橋式整流器。 27 .如請求項26所述之電力變換器，其中該功率因數矯正裝置 包含一無橋功率因數校正器。 28 . —種電力變換器的控制方法，該控制方法包含： (a) 將一輸入電壓轉換成驅動脈衝； (b) 基於該驅動脈衝以提供一第一電壓給一負載； (c) 檢測反映該負載的狀態的信號；以及 (d) 當該負載的狀態為輕載或空載時，以一打嗝模式來 控制該驅動脈衝，進而減小一工作期間/ 一停止期間的比 例0 29 .如請求項28所述之控制方法，其中步驟（d)包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，以一打嗝模式來控制該 驅動脈衝，減少該工作期間内相對於該驅動脈衝之占空比 為50%時之該驅動脈衝的數量。 30 .如請求項28所述之控制方法，其中步驟（d)包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，在該工作期間改變該驅 動脈衝的占空比，接著在該停止期間統計該工作期間内該 驅動脈衝的數目，並根據該數目來調整該驅動脈衝的占空 比。 31 .如請求項30所述之控制方法，其中步驟（d)包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，在該工作期間減少該驅 動脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作期間内該驅 動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目減少或 不變時，於下一個工作期間繼續減少該驅動脈衝的占空比 腿〇412#單編號删1 第26頁/共36頁 1012007127-0 201244352 32 .如請求項30所述之控制方法，其中步驟（d)包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，在該工作期間減少該驅 動脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作期間内該驅 動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的數目增加時 ，於下一個工作期間增加該驅動脈衝的占空比。 33 .如請求項32所述之控制方法，其中步驟（d)更包含： 在增加該驅動脈衝的占空比以後，該控制單元判定該下一 個工作期間内該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝 的數目減少或不變時，於再下一個工作期間繼續增加該驅 〇 動脈衝的占空比。 34 .如請求項32所述之控制方法，其中步驟（d)更包含： 在增加該驅動脈衝的占空比以後，判定該下一個工作期間 内該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝的數目增加 時，於再下一個工作期間減少該驅動脈衝的占空比。 35 .如請求項30所述之控制方法，其中步驟（d)包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，該控制單元在該工作期 間增加該驅動脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作 〇 期間内該驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的 數目減少或不變時，於下一個工作期間繼續增加該驅動脈 衝的占空比。 36 .如請求項30所述之控制方法，其中步驟（d)包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，該控制單元在該工作期 間增加該驅動脈衝的占空比，當在該停止期間判定該工作 期間内該驅動脈衝的數目較上一個工作期間内驅動脈衝的 數目增加時，於下一個工作期間減少該驅動脈衝的占空比 10110412^編號 A〇101 第27頁/共36頁 1012007127-0 201244352 37 .如請求項36所述之控制方法，其中步驟（d)更包含： 在減少該驅動脈衝的占空比以後，判定該下一個工作期間 内該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝的數目減少 或不變時，於再下一個工作期間繼續減少該驅動脈衝的占 空比。 38 .如請求項36所述之控制方法，其中步驟（d)更包含： 在減少該驅動脈衝的占空比以後，判定該下一個工作期間 内該驅動脈衝的數目較該工作期間内驅動脈衝的數目增加 時，於再下一個工作期間增加該驅動脈衝的占空比。 39 .如請求項28所述之控制方法，更包含： 當該負載的狀態為重載或滿載時，該控制單元以一調頻模 式來控制該矩形波發生器。 40 .如請求項28所述之控制方法，其中步驟（a)包含： 控制一開關器件之啟閉以輸出該驅動脈衝，其中該驅動脈 衝之幅值與該輸入電壓相等。 41 .如請求項28所述之控制方法，更包含： 利用一電磁干擾濾波器接收一交流電，該交流電經該電磁 干擾濾波器及一功率因數矯正裝置轉換後提供該輸入電壓 〇 42 .如請求項41所述之控制方法，更包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，降低該功率因數矯正裝 置所提供該輸入電壓。 43 .如請求項41所述之控制方法，更包含： 當該負載的狀態為輕載或空載時，關閉功率因數矯正裝置 041#單編號A_ 第28頁/共36頁 1012007127-0