RU2608569C2 - System of decametric radio communication with high-speed data transmission - Google Patents

System of decametric radio communication with high-speed data transmission

Info

Publication number
RU2608569C2
RU2608569C2 RU2015120056A RU2015120056A RU2608569C2 RU 2608569 C2 RU2608569 C2 RU 2608569C2 RU 2015120056 A RU2015120056 A RU 2015120056A RU 2015120056 A RU2015120056 A RU 2015120056A RU 2608569 C2 RU2608569 C2 RU 2608569C2
Authority
RU
Grant status
Grant
Patent type
Prior art keywords
channel
connected
output
signal
input
Prior art date
Application number
RU2015120056A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2015120056A (en )
Inventor
Борис Григорьевич Шадрин
Борис Семенович Боганков
Андрей Александрович Карзанов
Александр Андреевич Осипов
Original Assignee
Открытое акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (ОАО "ОНИИП")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Grant date

Links

Images

Abstract

FIELD: radio engineering and communications.
SUBSTANCE: invention relates to radio communication and can be used in wide application decameter range radio networks. For this purpose a system of decametric radio communication with high-speed data transmission includes in the transmitting complex series-connected: an additional unit of channel manipulators, an additional radio transmitter and an additional transmitting antenna, and in the receiving complex it includes an additional unit of N channel demodulators and 2N units of coherent signals addition (CSA), each CSA comprises two phasing units, each of which comprises serially connected: a channel filter, a normalizing amplifier, the first multiplier, a measuring filter and the second multiplier.
EFFECT: technical result is improvement of noise immunity of receiving data at the disturbing effect of concentrated in the spectrum sinusoidal and fluctuation interference.
1 cl, 3 dwg, 1 tbl

Description

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных данных (дискретных сообщений) с использованием сигналов с угловой манипуляцией. The invention relates to radio communications and may be used in a wide range of radio networks decametre application intended for the transmission of high rate data (discrete messages) using signals from angular manipulation.

Известна система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующая одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные кодер, модулятор, радиопередающее устройство и передающую антенну, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоприемное устройство, демодулятор и декодер [1], с. The known system decameter radio communication with high-speed data transmission, uses single channel (serial) digital messaging method comprising transmitting complex comprising serially coupled an encoder, a modulator, the radio transmission apparatus and a transmission antenna and receiving complex, comprising serially connected receiving antenna, a receiver, demodulator and decoder [1], p. 107. 107.

В этой системе исходная информационная двоичная последовательность (данные) с выхода кодера со скоростью V и =1/Т и (бит/с), определяемая длительностью двоичного элемента Т и информационной последовательности, манипулирует в модуляторе одну несущую частоту. In this system, the original binary information sequence (data) output from the encoder with a speed V u = 1 / T, and (bits / s), determined by the duration of a binary element T and the information sequence in the modulator manipulates a single carrier frequency. В зависимости от кратности уплотнения передаваемого сигнала k [2], с. Depending on the seal multiplicity of the transmitted signal k [2], p. 573, модулятор может формировать сигналы с угловой манипуляцией, например, такие как при k=1 - сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью манипуляции V м (бит/с), равной скорости передачи двоичной информации V м =V и =1/Т ээ - длительность элемента формируемого манипулятором сигнала (посылки), передаваемого в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны, в данном случае Т эи ); 573, a modulator may generate signals with angular keying, e.g., such as when k = 1 - signals single relative phase telegraphy (OBT) signals or frequency telegraphy (Th) at a rate manipulation V m (bit / s), equal bit rate V m = V u = 1 / T e (T e - duration of signal element formed manipulator (sending) of the broadcast via a radio transmission apparatus and the transmitting antenna, in this case T e = T i); при k=2 - сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ) со скоростью манипуляции, в 2 раза меньшей скорости передачи информации V м =1/Т э =1/2Т и и т.д. when k = 2 - signals twice OBT (DOFT) or double frequency telegraphy (DCHT) at a speed of manipulation is 2 times lower information rate V m = 1 / T e = 1 / 2T and etc.

Демодуляция этих сигналов может осуществляться традиционными методами, например, приведенными в [2], и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции. The demodulation of these signals can be carried out by conventional methods, for example, given in [2], and defining the structure of constructing a demodulator that implements a recovery operation transmitted binary sequence reverse modulation operation.

Однако одноканальные (последовательные) системы передачи данных с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] и более сложными методами обработки сигналов [3] имеют следующие недостатки: However, the single channel (serial) data transmission system with conventional methods of processing received signals [2], and more sophisticated methods of signal processing [3] have the following disadvantages:

1. При использовании традиционных методов демодуляции принимаемых сигналов [2] передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью V и связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. 1. When using conventional techniques demodulate received signals [2] decameter radio transmission of data at high speed V and is associated with serious difficulties due to the occurrence at the receiving side intersymbol interference due to the presence of delayed rays. Если не принять специальных мер (уменьшения или даже устранения вредного влияния эффекта многолучевости), то длительность Т э элемента передаваемого сигнала (посылки) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость манипуляции передаваемого сигнала V м величиной порядка 300-500 бит/с [3]. Unless special measures are taken (reduce or even eliminate the harmful influence of the multipath effects), the duration T e of the transmitted signal element (parcel) can not be selected smaller than 2-3 ms, which limits the maximum rate of the transmitted signal V manipulation of the order of 300-500 m bits / s [3].

2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности уплотнения k при сохранении необходимой длительности Т э элемента передаваемого сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2], с. 2. Increasing the data rate by increasing the multiplicity k seal while maintaining the necessary duration T e element of the transmitted signal reduces the noise immunity of receiving digital information [2], p. 615. 615.

3. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т э элемента передаваемого сигнала при реализации более сложных алгоритмов обработки принимаемых сигналов, позволяющих преодолевать последствия межсимвольной интерференции, например, как в системе связи с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3], приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы радиосвязи из-за расширения спектра переда 3. Increasing the data rate by reducing the duration T e of the transmitted signal element in the implementation of more complex received signal processing algorithms to cope with the effects of intersymbol interference, such as in a communication system with a test pulse and the prediction (MICC) [3], leads to a decrease receiving the noise immunity due to the decrease of the transmitted signal energy of the element [2] and the deterioration characteristics EMC radio system due to the expansion of the spectrum forehand ваемого сигнала. Vai signal.

Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или сосредоточенных по спектру (прицельных) радиопомех. Furthermore, the expansion of the spectrum of the transmitted signal requires a corresponding increase in bandwidth when receiving this signal, which further reduces the noise immunity of the reception due to an increase in the probability of getting over a wide band receiving station or spectral components concentrated by spectrum (sighting) interference.

Известна система декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий последовательно соединенные приемную антенну, радиоп The known system decameter radio multichannel (parallel) transmission of digital messages comprising transmitting complex comprising serially connected message source, an encoder and a serial-parallel converter, the outputs of which are connected to corresponding inputs of block N channel manipulators, whose output is connected to the series-connected radio transmitting apparatus and transmitting antenna and receiving complex, comprising serially connected receiving antenna, radio programs риемное устройство и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений [4]. riemnoe device unit and N channel demodulators outputs of which are connected to respective inputs of a parallel-serial converter whose output is connected to a series-connected receiver and message decoder [4].

В передающем комплексе этой системы передаваемая двоичная последовательность с выхода кодера с исходной информационной скоростью V и =1/Т и (бит/с) преобразуется последовательно-параллельным преобразователем в kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой V кан =V и /kN (бит/с), где k - кратность уплотнения сигнала, формируемого каждым канальным манипулятором в составе блока N канальных манипуляторов. In transmitting complex the system the transmitted binary sequence output from the encoder to the original data rate V u = 1 / T and (bit / s) converted to serial-to-parallel converter in kN parallel channel sequences with the channel rate following binary symbols in each V CAD = V and / kN (bits / s), where k - the multiplicity of the signal seal formed by each channel manipulator composed of N channel block manipulators.

В блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N одинаковых канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на каждый манипулятор в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т кан =kNT и подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей для формирования элемента передаваемого канального сигнала (канальной посылки) длительностью Т кан . In block N channel manipulators, consisting of the N identical channel manipulators, e.g., phase or frequency, each arm at the initial time of each clock period of duration T ch = kNT and fed in parallel and synchronously k symbols corresponding k channel sequences to form a feature of the transmitted channel signal (channel parcels) of duration T kan.

Выходные сигналы всех канальных манипуляторов суммируются на выходе блока N канальных манипуляторов и групповой N - канальный (частотный) сигнал излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны. The outputs of all channel manipulators are summed at the output of N-channel and the group of manipulators N - channel (frequency) signal is radiated into air via a radio transmission apparatus and the transmitting antenna.

В приемном комплексе этой системы принимаемый групповой сигнал с выхода радиоприемного устройства подается в блок N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных демодуляторов, каждый из которых осуществляет демодуляцию канального сигнала на соответствующей канальной частоте выбранным традиционным методом [2]. In the receiver of this system received complex baseband signal output from the radio receiver is fed into the block N-channel demodulators consisting of N single-type demodulators each of which demodulates the channel signal on the corresponding channel frequency selected conventional method [2].

В результате на выходах блока N канальных демодуляторов формируется параллельно kN двоичных канальных последовательностей, которые преобразуются параллельно-последовательным преобразователем в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на выходе кодера передающего комплекса, которая далее после декодирования в декодере поступает получателю информации. As a result, at the outputs of block N-channel demodulators is formed parallel channel kN binary sequences which are converted in parallel-serial converter in a binary sequence similar to the output of the encoder transmitting complex, which after further decoding in the decoder enters recipient information.

При этом длительность Т кан передаваемого элемента сигнала в каждом канале становится в kN раз больше исходной длительности Т и двоичного элемента сигнала на выходе кодера, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой групповой скорости передачи данных. The duration T of the transmitted signal kan element in each channel becomes kN times the initial duration T and the binary signal at the encoder output element that allows to overcome the negative effects of multipath reception signal at a relatively high data rate group.

Однако помехоустойчивость этой системы декаметровой радиосвязи недостаточна для ведения радиосвязи с более высокой скоростью передачи информации: However, the immunity of the radio system decametre insufficient for conducting radio communication with a higher data transmission rate:

1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения k в каждом канале при сохранении необходимой длительности Т кан элемента передаваемого канального сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации в каждом канале [2]. 1. Increasing the data rate by increasing the k seal the multiplicity of each channel while maintaining the necessary duration T kan element channel signal transmitted reduces the noise immunity of the reception of digital information in each channel [2].

2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т кан элемента передаваемого сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению спектра передаваемого группового сигнала и соответствующего расширения полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости системы связи. 2. Increasing the data rate by reducing the duration T of the transmitted signal kan element in each frequency channel or by increasing the number N of frequency channels results in a corresponding expansion of the spectrum of the transmitted baseband signal and the corresponding bandwidth extension at its reception, which leads, as mentioned above, to decrease noise immunity receiving digital data and the deterioration of the characteristics of the electromagnetic compatibility of the communication system.

Из известных систем декаметровой радиосвязи наиболее близким по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, приведенная в [5], с. Of the known systems decameter radio closest to the essence of tasks and most essential features is coincident decameter radio communication system with high-speed data transmission, given in [5], p. 7. 7.

Структура этой системы с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в основном, соответствует вышеприведенной системе связи [4] за исключением того, что в приемном комплексе этой системы может осуществляться не только одиночный прием сигналов на одну антенну, но и более помехоустойчивый сдвоенный прием на две разнесенные по пространству или по поляризации антенны при излучении группового многочастотного сигнала в передающем комплексе в верхней или нижней боковой полосе. The structure of the system with multi-channel (parallel) transmission of digital messages mainly corresponds the above communication system, [4], except that it can be carried out not only a single reception of signals on a single antenna at the receiving complex the system, but also the more noise immune double reception on two spaced in space or polarization at the antenna radiation group multifrequency signal transmitting complex upper or lower sideband.

Рассмотрим более подробно работу приемного комплекса этой системы. Let us consider in more detail the work of receiving complex of the system.

Принимаемые на разнесенные по пространству или по поляризации антенны напряжения двух образцов группового сигнала с выходов линейных трактов соответствующих двух радиоприемных устройств одновременно поступают на каждый из N=20 канальных блоков (КБ), которые производят расфильтровку каждого из образцов группового сигнала на составляющие его канальные сигналы и вычисляют величины, пропорциональные косинусам и синусам разности фаз между принятым образцом канального сигнала и соответствующим опорным колебанием. Accepted for space diversity or polarization antenna voltages of the two baseband samples with outputs linear paths corresponding two receivers is simultaneously fed to each of N = 20 channel blocks (CB) that produce a guard interval of each of baseband signal samples into its channel signals and calculating quantities proportional to the cosine and sine of the phase difference between the received signal and the channel model corresponding reference oscillation.

Каждый канальный блок обеспечивает сдвоенный прием и состоит из двух идентичных активных фильтров, на которые поступают соответствующие образцы группового сигнала с выходов линейных трактов двух радиоприемных устройств и одно и то же опорное колебание от генератора сетки частот. Each channel unit provides dual reception and consists of two identical active filters, which are supplied with the respective baseband signal sample outputs linear paths of two radio receivers and the same reference oscillator frequency of oscillation of the grid.

Каждый из 2N активных фильтров, в свою очередь, состоит из двух идентичных корреляторов, отличающихся тем, что подаваемые на них опорные колебания сдвинуты по фазе на 90°. Each of the 2N active filters, in turn, consists of two identical correlators, characterized in that the articles fed therein reference oscillation phase-shifted by 90 °. Коррелятор содержит перемножитель и интегратор, построенный на базе усилителя постоянного тока с большим коэффициентом усиления и RC-цепью обратной связи. The correlator comprises a multiplier and integrator, built on the basis of the DC amplifier with high gain and feedback RC-circuit.

Выходные сигналы интеграторов каждого канального блока представляют собой результаты преобразования соответствующих двух образцов канального сигнала на нулевую частоту с разложением каждого канального сигнала на две квадратурные составляющие, значения напряжений которых записываются и хранятся в соответствующих ячейках запоминающего устройства (ЗУ). The outputs of integrators of each channel unit are the results of conversion of the respective two-channel signal samples at zero frequency decomposition of the signal of each channel into two quadrature components, the voltage values ​​are recorded and stored in the respective cells of the memory device (memory). Информация о квадратурных составляющих каждой посылки каждого канального сигнала в виде уровней аналоговых напряжений хранится в ячейках ЗУ (на конденсаторах) в течение времени следования двух смежных посылок. Information about each parcel quadrature components of each channel signal in the form of analog voltage levels stored in the memory cells (capacitors) for a time sequence of two adjacent parcels. При этом по значениям уровней каждой пары квадратурных составляющих можно вычислить амплитуду и фазу несущего колебания соответствующей посылки канального сигнала. Thus on each pair of values ​​of the levels of the quadrature components can be calculated amplitude and phase of the carrier wave corresponding to the channel sending signal.

В последующем блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производится линейное некогерентное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов, принятых на соответствующие две разнесенные, например, в пространстве антенны, путем суммирования соответствующих аналоговых уровней квадратурных составляющих, записанных в ЗУ. Subsequently, the phase difference calculation portion (BVRF) is made linear incoherent summation of each of the N pairs of samples of channel signals received at respective two spaced, for example, in the space of the antenna, by summing the respective quadrature components of analog levels recorded in the memory.

Поскольку в рассматриваемой системе декаметровой радиосвязи для передачи информации используются сигналы фазоразностной манипуляции (относительной фазовой телеграфии) с кратностью уплотнения k=1, либо k=2, либо k=3, то для определения истинных значений двоичных символов при демодуляции каждого из N результирующих канальных сигналов (после линейного сложения), требуется определять разность фаз между каждыми двумя смежными во времени посылками результирующего канального сигнала. Since in this system decameter radio communication to transmit signals phase difference keying (relative phase telegraphy) with a multiplicity of seal used information k = 1 or k = 2 or k = 3, to determine the true values ​​of the binary symbols in demodulating each of the N resulting channel signals (after the linear addition) is required to determine the phase difference between every two adjacent parcels in time resulting channel signal. В БВРФ эта операция производится путем вычисления значений тригонометрических функций по данным, записанных в ЗУ. In BVRF this operation is performed by calculating the values ​​of trigonometric functions from data stored in the memory.

Выходная двоичная информация в зависимости от кратности уплотнения k выдается с выхода (выходов) каждого канального демодулирующего устройства на вход (входы) последующего выходного устройства (ВУ) по одной, либо двум, либо трем шинам (выходам), т.е. The output binary information depending on k seal multiplicity issued from the output (O) of each channel demodulating devices for input (s) of the subsequent output device (RD), one or two or three buses (outputs), i.e. по числу двоичных подканалов (соответствующих кратности уплотнения k) в одном канале системы. binary number of subchannels (corresponding seal multiplicity k) in a single channel system.

ВУ предназначено для свертывания поступающей к нему по kN выходам двоичной информации в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной последовательности на выходе кодера передающего комплекса. TDM intended for coagulation supplied thereto kN outputs of binary information in a binary sequence similar to the transmitted sequence at the output of the encoder transmitting complex.

Таким образом, в БВРФ производится линейное некогерентное сложение каждой из N пар идентичных образцов канальных сигналов и вычисление разности фаз посылок сигнала по всем каналам при всех кратностях манипуляции, т.е. Thus, in the produced linear BVRF incoherent summation of each of the N pairs of identical samples of channel signals and calculating the phase difference signal chips for all channels at all multiplicities of manipulation, i.e. фактически БВРФ выполняет функцию блока N канальных демодуляторов, который в отличии от блока канальных демодуляторов вышеприведенной системы [4], обеспечивает демодуляцию каждого результата линейного сложения двух образцов канального сигнала. BVRF actually performs the function of block N-channel demodulators which in contrast to the block channel demodulators above system, [4], provides the demodulation result of each of the linear summation of two samples of the channel signal.

ВУ здесь фактически выполняет функцию параллельно-последовательного преобразователя, как и в вышеприведенной системе радиосвязи [4]. Slave here actually performs the function of the parallel-serial converter, as in the above radio communication system [4].

Сдвоенный разнесенный прием является эффективным средством повышения помехоустойчивости в радиоканалах с замираниями сигналов [2] и в данном случае в определенной мере компенсирует снижение помехоустойчивости приема из-за повышения скорости передачи данных. Dual diversity reception is an effective means to improve interference immunity to radio fading signal [2] in this case to a certain extent compensates for the decrease of the noise immunity of the reception of improving data transmission speed.

Однако скорость передачи данных данной системы недостаточна. However, the data rate of this system is insufficient. Кроме того, в этой системе производится линейное некогерентное сложение выходных уровней квадратурных корреляторов канальных сигналов. Furthermore, in this linear system is made incoherent summation of the output levels of the correlators quadrature channel signals.

Из [6], с. [6], p. 183, известно, что при разнесенном приеме линейное сложение сигналов обеспечивает меньший выигрыш по помехоустойчивости (по соотношению сигнал/шум по мощности) по отношению к оптимальному когерентному сложению этих же сигналов, поскольку при синфазном сложении колебаний сигналы складываются алгебраически, в то время как шумы складываются геометрически. 183, it is known that when receive diversity linear addition signal provides a lower gain in noise immunity (ratio signal / noise power) relative to the optimal coherent summation of the same signals as the signals are added algebraically, while noise in-phase addition oscillations fold geometrically.

Недостатком линейного сложения является и то, что его реализация выдвигает жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения. The disadvantage of a linear addition is the fact that its implementation is put forward strict requirements to ensure the equality of the gain in the diversity branches. Значительное отличие коэффициентов усиления в ветвях в пределе превращает сдвоенный прием в одинарный. A significant difference in gain branches in the limit turns double reception in single. Допустимым разбросом коэффициентов усиления следует предусматривать разброс не более 1-2 дБ во всем динамическом диапазоне линейного приемного тракта с учетом влияния на характеристики устройств дестабилизирующих факторов [6], с. Tolerance gain variation should provide no more than 2.1 dB over the full dynamic range of the line receiving channel with the influence on the characteristics of destabilizing factors devices [6], p. 180. 180.

Более того, существенным недостатком линейного сложения в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входе хотя бы одного из радиоприемных устройств ветвей разнесения аддитивной сосредоточенной по спектру (синусоидальной) помехи [6], с. Moreover, a significant disadvantage of the linear addition in this case is the exposure of each result of adding two samples each channel signal from the impact at the inlet of at least one of the branches of the diversity radio receivers on concentrated additive spectrum (sinusoidal) interference [6], p. 7, в пределах полосы частот, занимаемой спектром какого либо канального сигнала. 7, within the frequency band occupied spectrum signal of any channel.

В этом случае напряжение помехи будет складываться (без уменьшения (подавления) ее уровня) с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. In this case, the noise voltage will develop (without reduction (suppression) of its level) from the channel signal samples stresses distorting the addition result. При достижении уровня напряжения помехи, соизмеримого с результирующим уровнем суммируемых образцов канального сигнала, демодуляция результата суммирования соответствующим канальным демодулятором может блокироваться, т.е. Upon reaching the level of interference voltage level commensurate with the resulting summed samples of the channel signal, the demodulation result of summing respective demodulator channel may be blocked, i.e. когда в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на соответствующих k выходах канального демодулятора (при k>1) начинают появляться ошибочно принятые символы с вероятностью Р ош ≈0,5. when regenerated binary sequence at the output of the channel demodulator (for k = 1) or in each of the k regenerated binary subsequences corresponding to k outputs of the channel demodulator (for k> 1) begin to appear erroneously received symbols with probability P err ≈0,5.

В результате, при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) может быть искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. As a result, when focused on lesion interference spectrum of one of the N channel signals into the output binary sequence at the output of parallel-to-serial converter (before the decoder) can be distorted, such as when k = 1, every N-th binary symbol. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Р ощ ≤0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы передачи данных и не приемлемой для получателя информации (после декодера). When N = 20, error probability (before the decoder) could reach value P OJJJ ≤0,05, which may be critical for correcting capability of the selected correction code data communication system and not acceptable to the recipient information (after the decoder).

При воздействии двух и более сосредоточенных помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной. When exposed to two or more concentrated level of radio interference from an obviously becomes unsuitable.

При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например, станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более, чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня, пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи. When exposed to relatively broadband the spectrum of the additive noise, for example, the station interference occupied frequency band which overlaps the frequency band occupied by more than one channel signal, when the interference certain level, lesions may be two or more parallel channels, which is also known to be suitable for communications.

Недостатком является и то, что в известной системе [5] возможна передача и прием только сигналов с фазоразностной модуляцией при k=1, 2, 3, что ограничивает ее функциональные возможности. A drawback is the fact that in the known system [5] is possible to transmit and receive signals with only a phase difference modulation at k = 1, 2, 3, thus limiting its functionality.

Задачами, на решение которых направлено настоящее изобретение, - система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, является повышение скорости передачи данных в 2 раза и повышение помехоустойчивости приема двоичной информации при воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру помех и флуктуационных помех. The object of the present invention is directed, - a radio communication system decametre high speed data transmission is to increase the data rate by 2 times and increasing the noise immunity during the reception of binary information exposure concentrated additive by spectrum interference and noise fluctuation.

Кроме того, дополнительной задачей изобретения является расширение функциональных возможностей предлагаемой системы за счет обеспечения передачи и приема сигналов с любой угловой манипуляцией несущих канальных сигналов как по фазе (ОФТ, ДОФТ и т.д.), так и по частоте (ЧТ, ДЧТ). Moreover, a further object of the invention is to expand the functional capabilities of the proposed system by providing transmission and reception of signals from any angular manipulation bearing channel signal both phase (OFT, DOFT etc.) and frequency (Th, DCHT).

Решение поставленных задач достигается тем, что в систему декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, содержащую передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий две приемные антенны, выход каждой из ко This object is achieved in that in decameter radio communication with high data transmission comprising transmitting complex comprising serially connected message source, an encoder and a serial-parallel converter, the outputs of which are connected to corresponding inputs of block N channel manipulators, whose output is connected to serially connected radio transmitting apparatus and a transmitting antenna and a receiving set comprising two receiving antennas, each to yield орых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства, и блок N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, введены в передающий комплекс последовательно соединенные дополнительный блок N канальных манипуляторов, входы которого соединены с соответствующими дополнительными выходами последовательно-параллельного преобразователя, дополнительное рад oryh connected to the input of the corresponding receiving device and the block N-channel demodulators outputs of which are connected to respective inputs of a parallel-serial converter whose output is connected to serially connected decoder and message recipient, introduced into the transmitting range of series-connected additional block N channel manipulators having inputs connected to respective additional outputs the serial-parallel converter, additional rad иопередающее устройство и дополнительная передающая антенна, а в приемный комплекс введены дополнительный блок N канальных демодуляторов и 2N блоков когерентного сложения сигналов (БКС), один вход каждого из которых объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства, причем выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов, а выход каждого БКС из состава втор ioperedayuschee device and additional transmitting antenna and a receiving complex introduced additional block N channel demodulators and 2N coherent combining signal blocks (BCS), one input of each of which is combined with the output of a radio receiver, and the other input of each BCS is combined with the output of another radio receiver , wherein the output of each BCS from the first group of N BCS with serial numbers from 1 to N connected to the corresponding input of the N-channel demodulators and the output of each BCS composition sec й группы из N других БКС с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом дополнительного блока N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими дополнительными входами параллельно-последовательного преобразователя. N th group of other BCS with serial numbers from 1 to N connected to the corresponding input of the additional channel unit N demodulators whose outputs are connected to corresponding additional inputs of parallel-serial converter.

Каждый БКС содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого, соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен чер Each BCS contains two nodes phasing, each of which comprises a series-connected channel filter whose input is a corresponding input BCS normalizing amplifier, the first multiplier, the measuring filter and the second multiplier, the other input of which is connected to the input of the first multiplier, the output of the second multiplier each node phasing connected to a respective input of the adder whose output is connected to the input of the filter resulting oscillation, the output of which being the output BCS connected Jun ез нормирующий усилитель результирующего колебания с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования. es normalizing power fluctuations resulting from the other input of the first multiplier each node phasing.

На фиг. FIG. 1 представлена схема электрическая структурная предлагаемой системы декаметровой радиосвязи; 1 is an electrical block diagram of the proposed decameter radio communication system; на фиг. FIG. 2 - схематическое изображение сигналов системы. 2 - schematic diagram of the system signals.

Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных содержит передающий комплекс 1, содержащий последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов 5 1 , выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством 6 1 и передающей антенной 7 1 , дополнительные выходы последовательно-параллельного преобразователя 4 соединены с соответствующими входами дополнит System decameter radio communication with high data transmission comprises transmitting complex 1 comprising serially connected message source 2, an encoder 3, and a serial-parallel converter 4, the outputs of which are connected to corresponding inputs of N channel manipulators January 5, whose output is connected to the series-connected radio transmitting apparatus 6 1 and transmitting antenna January 7, further outputs the serial-parallel converter 4 are connected to corresponding inputs of complement ельного блока N канальных манипуляторов 5 2 , выход которого соединен с последовательно соединенными дополнительным радиопередающим устройством 6 2 и дополнительной передающей антенной 7 2 , а также приемный комплекс 8, содержащий две приемные антенны 9 1 и 9 2 , выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства 10 1 (10 2 ), и блок N канальных демодуляторов 11 1 , выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединен Yelnia block N channel manipulators February 5, whose output is connected to the series-connected additional radio transmitting device 6 2 and the additional transmit antenna February 7, as well as receiving complex 8, comprising two receiving antennas September 1 and 9 2 output of each of which is connected to the input of the corresponding radio receiving apparatus 10 1 (10 2), and the block N-channel demodulators January 11, which outputs are connected to corresponding inputs of a parallel-serial converter 12, whose output is connected to serially connected ными декодером 13 и получателем сообщений 14. GOVERNMENTAL decoder 13 and recipients of the message 14.

Один вход каждого БКС 15 1-1 ,…,15 1-N и 15 2-1 ,…,15 2-N объединен с выходом одного радиоприемного устройства 10 1 , а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства 10 2 , причем выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов 11 1 , а выход каждого БКС из состава второй группы из N других БКС 15 2-1 ,…,15 2-N с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом дополнительного блока N канальных демодуляторов 11 2 One input of each BCS 15 1-1, ..., January 15-N and 15 2-1, ..., February 15-N is combined with the output of one radio receiving unit 10 1 and the other input of each BCS is combined with the output of another radio receiving apparatus 10 2 wherein the output of each BCS from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 15-N 1 sequence numbers from 1 to N connected to the corresponding input of the N-channel demodulators 11 1, and the output of each BCS from the second group of N other BCS 15 2-1, ..., February 15-N with serial numbers from 1 to N connected to the corresponding input of the additional block N-channel demodulators 11 February , выходы которого соединены с соответствующими дополнительными входами параллельно-последовательного преобразователя 12. Which outputs are connected to corresponding additional inputs of parallel-serial converter 12.

Каждый БКС 15 1-1 ,…,15 1-N и 15 2-1 ,…,15 2-N содержит два узла фазирования 16 1 и 16 2 , каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя 19. Each BCS 15 1-1, ..., 15 1-N 2-1 and 15, ..., 15 2-N includes two phasing node 16 1 and 16 2, each of which comprises a series-connected channel filter 17 whose input is a corresponding input BCS normalizing amplifier 18, a first multiplier 19, the measurement filter 20 and a second multiplier 21, the other input of which is connected to the input of the first multiplier 19.

Выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16 1 (16 2 ) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания 23, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16 1 (16 2 ). Output of the second multiplier 21 of each node phasing January 16 (16 2) connected to a respective input of an adder 22, whose output is connected to the input of the filter resulting oscillation 23, the output of which being the output BCS is connected via a normalizing amplifier resulting oscillation 24 to another input of the first multiplier 19 phasing of each node 16 1 (16 2).

Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных функционирует следующим образом. Decameter radio system with high data transmission operates as follows.

В передающем комплексе 1 передаваемый информационный поток данных от источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. In transmitting complex 1 transmitted information data stream from the message source 2 is supplied to the encoder 3, whose purpose is to increase the noise immunity of the data transmission. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами-скремблированием и перемежением. Coding is usually accompanied by two effective treatments, scrambling and interleaving. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Scrambling converts the digital signal into a quasi-random in order to obtain a more uniform energy spectrum of the emitted radio signal. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. Simple interleaving (rearrangement of the time) character messages allows decorrelate errors in the channel, ie, преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. convert long-duration burst errors in a number of singles. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4]. Last operation essentially increases the coding efficiency [4].

С выхода кодера 3 двоичная последовательность со скоростью V и =1/Т и (бит/с), где Т и - длительность двоичного элемента передаваемой последовательности, поступает на вход последовательно-параллельного преобразователя 4, который обеспечивает ее преобразование в 2kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной V кан =1/2kNT и (бит/с). From the output of the encoder 3 binary sequence at a speed of V u = 1 / T, and (bits / s), where T and - the duration of a binary element of the transmitted sequence is input to the serial-parallel converter 4 which provides its conversion to 2kN parallel channel sequences channel repetition rate of binary symbols each equal to V ch = 1 / 2kNT and (bit / s). Здесь N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе каждого из двух передаваемых групповых сигналов, k - кратность уплотнения каждого канального сигнала. Where N - number of parallel orthogonal channel signals within each of the two transmitted baseband, k - the multiplicity of each seal channel signal.

Первые kN параллельных канальных последовательностей с kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы блока N канальных манипуляторов 5 1 для формирования канальных сигналов первого группового сигнала, вторые kN параллельных подпоследовательностей с дополнительных kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы дополнительного блока N канальных манипуляторов 5 2 для формирования канальных сигналов второго группового сигнала. First kN parallel channel sequences to kN outputs the serial-parallel converter 4 are connected to respective inputs of unit N channel manipulators January 5 to form the channel signals of the first baseband signal, the second kN parallel subsequences with additional kN outputs the serial-parallel converter 4 receives on respective inputs the complementary box N channel manipulators May 2 channel signals to form a second baseband signal.

В каждом блоке N канальных манипуляторов 5 1 (5 2 ), состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на k входов каждого канального манипулятора в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью, равной длительности канального элемента сигнала Т кан =2kNT и , подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей. Each block of N channel manipulators January 5 (5 2), which consists of N similar channel manipulators, e.g., phase or frequency, at k inputs of each link arm at the initial time of each clock period of duration equal to the duration of the channel signal element T ch = 2kNT and are fed in parallel and synchronously k k symbols corresponding channel sequences. При этом в каждом тактовом интервале каждый i-ый (i=1,…,N) манипулятор блока N канальных манипуляторов 5 1 , формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей канальной частоте In each clock period, each i-th (i = 1, ..., N) block N-channel manipulator manipulators 5 1, forms a chip (package) in the corresponding channel frequency

Figure 00000001
, а каждый i-ый (i=1,…,N) манипулятор дополнительного блока N канальных манипуляторов 5 2 формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей частоте And each i-th (i = 1, ..., N) manipulator additional block N channel manipulators May 2 generates chip (package) at the corresponding frequency
Figure 00000002
, отличающейся от частоты Differing from the frequency
Figure 00000003
на величину the value of
Figure 00000004
, где where
Figure 00000005
- частотный интервал между соседними канальными частотами [5]. - the frequency interval between neighboring channel frequencies [5].

Выходные сигналы канальных манипуляторов в каждом блоке N канальных манипуляторов 5 1 (5 2 ) суммируются, формируя на выходе каждого блока групповой N-канальный (частотный) групповой сигнал. The outputs of the channel in each block manipulators N channel manipulators 5 1 (5 2) are summed, forming a group N-channel (frequency) the baseband signal at the output of each block. Первый групповой сигнал, сформированный блоком N канальных манипуляторов 5 1 , излучается в эфир с помощью радиопередающего устройства 6 1 и передающей антенны 7 1 . The first baseband signal formed by N channel unit manipulators January 5, is emitted in the air by means of a radio transmission device 6 of the transmitting antenna 1 and July 1. Второй групповой сигнал, сформированный дополнительным блоком N канальных манипуляторов 5 2 , излучается в эфир с помощью дополнительного радиопередающего устройства 6 2 и дополнительной передающей антенны 7 2 . The second baseband signal generated by the additional channel unit N manipulators February 5, is emitted in the air by means of an additional radio transmitting device 6 2 and the additional transmit antenna July 2.

Антенна 7 1 , излучающая первый групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а дополнительная антенна 7 2 , излучающая второй групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7]. Antenna 7 1 emitting the first baseband signal is a transmit antenna emitting an electromagnetic field of horizontal polarization, and the additional antenna 7 2 emitting the second baseband signal is a transmit antenna emitting an electromagnetic field of the vertical polarization [7].

Первый групповой сигнал, излучаемый в эфир в верхней боковой полосе (например, класс излучения J3E или R3E), представляет собой на интервале каждой посылки длительностью Т кан =2kTN сумму N гармонических колебаний с расположением частот, схематически изображенным на фиг. The first baseband signal emitted in the air in an upper sideband (e.g., radiation class J3E or R3E), represents in each transmission interval of duration T = 2kTN amount kan N harmonic oscillations with frequencies located schematically depicted in FIG. 2,а. 2, as well. Эти частоты, называемые канальными, отмечены на оси частот точками These frequencies are called channel are indicated on the frequency axis points

Figure 00000006
. . Здесь же указаны частоты, отстоящие от несущего колебания Here, the frequencies that are separated from the carrier wave
Figure 00000007
излучаемого однополосного группового сигнала (в верхней боковой полосе шириной F=3100 Гц) на 300 и 3400 Гц, ограничивающие полосу пропускания телефонного канала. emitted sideband baseband signal (the upper sideband width F = 3100 Hz) to 300 Hz and 3400, limiting the bandwidth of the telephone channel bandwidth. Эти граничные частоты отстоят от крайних канальных частот на величину ΔF. These cutoff frequencies are spaced from the outer channel frequency by an amount ΔF. Частотный интервал между соседними канальными частотами, как указывалось выше, равен The frequency interval between adjacent channel frequencies, as indicated above, is
Figure 00000008
. .

Кроме того, пунктирными линиями условно обозначены частотные спектры отдельных канальных сигналов, причем в пределах полосы частот, занимаемой спектром каждого канального сигнала, условно обозначены вертикальными линиями амплитуды основных частотных составляющих спектра сигнала, отстоящих от канальной частоты каждого канального сигнала на величину In addition, dotted lines arbitrarily designated frequency spectra of the individual channel signals, wherein within the frequency band occupied by the spectrum of each channel signal, vertical lines designated conditionally amplitude fundamental frequency components of the signal spectrum, spaced from the channel frequency of each channel signal by the amount

Figure 00000009
, где where
Figure 00000010
- частота фазовой манипуляции при скачкообразном изменении фазы круговой частоты манипуляции Ω м от 0 до π/2 [8], с. - the frequency of phase manipulation when hopping the frequency of phase manipulation circular Ω m from 0 to π / 2 [8], p. 129. 129.

На фиг. FIG. 2,б схематически изображен второй однополосный групповой сигнал, излучаемый дополнительной передающей антенной 7 2 , по структуре аналогичный, излучаемому антенной 7 1 , за исключением того, что несущая частота 2b schematically shows a second single-sideband baseband signal emitted by the additional transmitting antenna February 7, similar in structure, the antenna radiated July 1, except that the carrier frequency

Figure 00000011
однополосного сигнала смещена по частоте относительно a single-sideband signal is shifted in frequency relative to
Figure 00000012
на величину the value of
Figure 00000013
. . На эту же величину смещены и канальные частоты At the same amount of frequency offset and channel
Figure 00000014
относительно канальных частот relative to the channel frequency
Figure 00000015
. .

Здесь предполагается, что мощность и направленность излучения антенн 7 1 и 7 2 одинаковы. It is assumed here that the power and directivity antennas July 1 and July 2 are the same. Поскольку два групповых сигнала, излучаемые этими антеннами, фактически занимают полосу частот одного и того же телефонного канала шириной F=3100 Гц (ввиду сравнительно малой величина Since the two group signals emitted by these antennas actually occupied frequency band of the same telephone channel width F = 3100 Hz (due to the relatively small value of

Figure 00000016
, которая может составлять порядка нескольких десятков герц [5]), то электромагнитные волны передаваемых групповых сигналов отражаются от одних и тех же областей ионосферы и приходят к местам приема по одним и тем же траекториям [9]. Which may be on the order of several tens of hertz [5]), the electromagnetic waves transmitted baseband signals reflected from the same areas of the ionosphere and come to a receiving location on the same trajectories [9].

Известно, что при разнесенном приеме на каждую ветвь разнесения поступает свой «образец» отраженного от ионосферы сигнала с определенной реализацией помехи [2], в нашем случае - на каждую ветвь разнесения, состоящую из последовательно соединенных приемной антенны 9 1 (9 2 ) и радиоприемного устройства (РПУ) 10 1 (10 2 ), поступает свой образец суммарного сигнала, состоящего из образцов первого и второго групповых сигналов, а также свой образец помехи (флуктуационной, сосредоточенной по спектру и др.). It is known that a diversity reception on each branch diversity enters a "sample" signal reflected from the ionosphere to a specific implementation of interference [2], in this case - on each branch of diversity, consisting of serially connected receiving antenna 9 1 (9 2) and a radio receiver unit (RPU) 10 1 (10 2), enters a sample the total signal composed of samples of the first and second group signals and their interference pattern (fluctuation concentrated by spectrum et al.).

В дальнейшем, для удобства изложения образец суммарного сигнала на выходе первого РПУ 10 1 (первой ветви разнесения) будем называть «первый образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть: Hereinafter, for convenience of presentation, sample the sum signal at the output of the first PAR January 10 (first diversity branch) will be called "first sum signal sample" and the component parts of the signal will be called:

- первый образец первого группового сигнала; - the first sample of the first baseband signal;

- первый образец второго группового сигнала; - first sample of the second baseband signal;

- первый образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте - first sample of i-th channel of the first baseband signal (on channel frequency

Figure 00000017
с порядковым номером i); with serial number i);

- первый образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте - first sample of i-th channel of the second baseband signal (on channel frequency

Figure 00000018
с порядковым номером i). Serial i) number.

Другой образец суммарного сигнала на выходе второго РПУ 10 2 (второй ветви разнесения) будем называть «второй образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть: Another sample the sum signal at the output of the second PAR 10 2 (second diversity branches) will be called "a second sample of the sum signal", and components of this signal will be called:

- второй образец первого группового сигнала; - a second sample of the first baseband signal;

- второй образец второго группового сигнала; - a second sample of the second baseband signal;

- второй образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте - second sample of i-th channel of the first baseband signal (on channel frequency

Figure 00000019
с порядковым номером i); with serial number i);

- второй образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте - second sample of i-th channel of the second baseband signal (on channel frequency

Figure 00000020
с порядковым номером i). Serial i) number.

В приемном комплексе 8 антенна 9 1 , представляет собой приемную антенну, принимающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а антенна 9 2 - приемную антенну, принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7]. In the receiving antenna complex 8 9 1 represents a reception antenna receiving an electromagnetic field horizontally polarized and antenna 9 2 - reception antenna receiving an electromagnetic field of the vertical polarization [7].

Принимаемые антеннами 9 1 и 9 2 образцы суммарного сигнала и аддитивных помех с выходов линейных трактов приема соответствующих РПУ 10 1 и 10 2 одновременно поступают на соответствующие два входа каждого из 2N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N и 15 2-1 …,15 2-N . Accepted antennas and September 1st September 2 samples of the sum signal and the additive noise with linear paths receiving respective outputs PAR October 1 and 10 2, simultaneously supplied to the respective two inputs of each of 2N BCS 15 1-1, ..., January 15-N and 15 2- 1 ..., February 15-N.

В каждом БКС 15 1-1 ,…,15 1-N и 15 2-1 ,…,15 2-N канальные фильтры 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 идентичны, причем в первой группе из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 соответствуют канальным частотам Each BCS 15 1-1, ..., January 15-N and 15 2-1, ..., February 15-N, channel filters 17, phasing units 16 January and 16 2 are identical, wherein the first group of N BCS 15 1-1, ..., January 15-N center frequencies of the channel filters the passbands 17 knots phasing January 16 and 16 2 correspond to the channel frequencies

Figure 00000021
первого группового сигнала после его приема РПУ 10 1 и 10 2 , а во второй группе из N других БКС 15 2-1 ,…,15 2-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 соответствуют канальным частотам a first baseband signal after receiving PAR October 1 and 10 2 and the second group of other BCS N 15 2-1, ..., 15 2-N center frequencies of the channel filters the passbands 17, phasing units 16 1 and 16 2 correspond to the channel frequencies
Figure 00000022
второго группового сигнала после его приема РПУ 10 1 и 10 2 . a second group signal after receiving PAR 10 January and February 10.

Частотная характеристика каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 каждого БКС 15 1-1 ,…,15 1-N и 15 2-1 ,…,15 2-N согласована с частотным спектром соответствующего канального сигнала первого или второго принимаемых групповых сигналов. The frequency characteristic of each of the channel filters 17 identical phasing units 16 1 and 16 2 each BCS 15 1-1, ..., 15 1-N 2-1 and 15, ..., 15 2-N frequency spectrum matched to a corresponding channel signal of the first or second received baseband.

Схематически частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 каждого БКС из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N можно представить аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала первого группового сигнала, приведенного на фиг. Schematically, the frequency response of each identical channel filters 17 knots phasing January 16 and 16 2 of each BCS from the first group of N BCS 15 1-1, ..., January 15-N can be represented similarly to the frequency spectrum of the corresponding channel signal of the first baseband signal illustrated in FIG. 2,а, а частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 каждого БКС из состава второй группы из N БКС 15 2-1 ,…,15 2-N - аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала второго группового сигнала, приведенного на фиг. 2a, a frequency characteristic of each identical channel filters 17 knots phasing January 16 and 16 2 each BCS from the second group of BCS N 15 2-1, ..., 2 15-N - similarly to the frequency spectrum of the corresponding channel signal of the second baseband signal of FIG. 2,б. 2b.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16 1 любого i-го БКС 15 1-i с порядковым номером i (i=1,…,N) из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N отфильтровывает (пропускает на вход последующего нормирующего усилителя 18) напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте Channel filter 17, the first node 16 January phasing any i-th BCS 1 15-i with the sequence i (i = 1, ..., N) number from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 15 1-N filters ( subsequent passes to the input of the normalizing amplifier 18) of the first voltage sample i-th channel signal to a channel frequency

Figure 00000023
первого группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах a first baseband signal and the voltage of the first i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals to channel frequencies
Figure 00000024
и and
Figure 00000025
первого образца второго группового сигнала. the first sample of the second baseband signal.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16 2 любого i-го БКС 15 1-i с порядковым номером i (i=1,…,N) из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте Channel filter 17, second node 16 February phasing any i-th BCS 15 1-i with a sequence number i (i = 1, ..., N) from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 1-N 15 filters the voltage second sample i-th channel signal to a channel frequency

Figure 00000026
первого группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах a first baseband signal and the voltage of the second i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals to channel frequencies
Figure 00000027
и and
Figure 00000028
второго образца второго группового сигнала. second sample of the second baseband signal.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16 1 любого i-го БКС 15 2-i с порядковым номером i (i=1,…,N) из состава второй группы из N БКС 15 2-1 ,…,15 2-N отфильтровывает напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте Channel filter 17, the first node 16 1 phasing any i-th BCS 15 2-i with a sequence number i (i = 1, ..., N) from the second group of BCS N 15 2-1, ..., 15 2-N filters voltage the first sample of i-th channel signal to a channel frequency

Figure 00000029
с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на частотах with sequence number i of the second baseband signal and the voltage of the first i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals at frequencies
Figure 00000030
и and
Figure 00000031
первого образца первого группового сигнала. the first sample of the first baseband signal.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16 2 любого i-го БКС 15 2-i с порядковым номером i (i=1,…N) из состава второй группы из N БКС 15 2-1 ,…,15 2-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте Channel filter 17, second node 16 February phasing any i-th BCS February 15-i with the sequence i (i = 1, ... N) number from the second group of BCS N 15 2-1, ..., February 15-N filters the second voltage sample i-th channel signal on the channel frequency

Figure 00000032
с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах with sequence number i of the second baseband signal and the voltage of the second i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals to channel frequencies
Figure 00000033
и and
Figure 00000034
второго образца первого группового сигнала. second sample of the first baseband signal.

Кроме того, в полосу пропускания канального фильтра 17 первого и второго узлов фазирования 16 1 и 16 2 любого БКС может попадать напряжение соответствующего образца сосредоточенной по спектру канальной помехи, а также напряжение флуктуационной помехи. Furthermore, in the channel filter passband 17 of the first and second nodes phasing January 16 and 16 February any BCS may fall voltage corresponding sample centered on the channel noise spectrum, and also the voltage fluctuation interference.

Для более детального анализа работы приемного комплекса 8 предлагаемой системы связи рассмотрим процесс изменения направления поляризации радиоволн, излучаемых антеннами 7 1 и 7 2 передающего комплекса 1, после отражения их от ионосферы. For a more detailed analysis of complex receiver 8 of the proposed communication system, consider the process of changing the polarization direction of radio waves radiated by the antennas 7 1 and 7 2 1 transmitting complex, after their reflection on the ionosphere.

Из [9], с. [9], p. 276-279, известно, что попадающая в ионосферу плоско-поляризованная волна (в нашем случае электромагнитное поле (ЭМП) с горизонтальной поляризацией, излучаемое антенной 7 1 или ЭМП с вертикальной поляризацией, излучаемое антенной 7 2 ) под действием магнитного поля Земли расщепляется в общем случае на два эллиптически поляризованных луча, и результирующее поле в месте приема приобретает характер эллиптически - поляризованного поля с весьма вытянутым эллипсом поляризации, что наглядно иллюстрируется в [9], с. 276-279, it is known that falls into the ionosphere plane-polarized wave (in this case, the electromagnetic field (EMF) with horizontal polarization radiated by an antenna 1 July EMF or vertically polarized radiated antenna Feb. 7) under the action of the magnetic field of the Earth is split in general the case of two elliptically polarized beam and the resulting field in the receiving space gets character elliptically - polarized field with very elongated ellipse polarization, as is clearly illustrated in [9], p. 277 (рис. 5.24). 277 (Fig. 5.24).

Флуктуационные изменения электронной концентрации на пути распространения радиоволн проявляются в непрерывном изменении направления большой оси эллипса поляризации. Fluctuation changes the electron density in the path of radio waves occur in a continuous change of direction of the major axis of the polarization ellipse.

При этом экспериментально установлено [9], что если одновременно осуществлять прием такого поля на две антенны с различной поляризацией (в нашем случае - антенны 9 1 и 9 2 ), то колебания направления плоскости поляризации будут приводить к независимым замираниям сигнала на выходах соответствующих двух РПУ, подключенным к этим антеннам (в нашем случае - РПУ 10 1 и 10 2 ). It was established experimentally [9] that if the simultaneous reception of such a field at the two antennas with different polarizations (in our case - the antenna 9 1 and 9 2), the oscillation direction of the polarization plane will lead to independent fading of the signal at the outputs of the respective two HHU connected to these antennas (in our case - HHU October 1 and 10 2).

Отмечено, что увеличение уровня сигнала при приеме на вертикальную антенну сопровождается уменьшением уровня сигнала на горизонтальной антенне и наоборот, что ясно указывает на существование непрерывных колебаний ориентировки большой оси эллипса поляризации [9], с. It is noted that the increase in the signal level at the reception antenna to a vertical is accompanied by a decrease in signal level on the horizontal antenna and vice versa, which clearly indicates the existence of continuous oscillation orientation of the major axis of the polarization ellipse of [9], p. 227. Такие замирания называют поляризационными. 227. Such fading is called polarization. Образец записи уровней сигналов с выходов двух РПУ, осуществляющих прием на вертикальный и горизонтальный диполи, приведен в [9], с. Sample recording signal levels from the outputs of the two PAR performing reception on the vertical and horizontal dipoles is given in [9], p. 278 (рис. 5.25). 278 (Fig. 5.25).

С учетом изложенного выше рассмотрим процессы изменений уровней напряжений образцов каждого из канальных сигналов в составе образцов суммарных сигналов на выходах РПУ 10 1 и 10 2 . In view of the above, consider the processes of each sample changes voltage levels of the channel signals as part of the total signal samples PAR output 10 1 and 10 2.

Плоскости поляризации электромагнитных полей, излучаемых антеннами 7 1 и 7 2 передающего комплекса 1 взаимно перпендикулярны. Polarization plane of electromagnetic fields emitted by the antennas July 1 and 7 2 transmits complex 1 are mutually perpendicular. В месте приема, как указывалось выше, каждое из двух электромагнитных полей становится эллиптически поляризованным, причем малая и большая оси двух эллипсов поляризации будут также взаимоортогональными, поскольку канальные частоты первого и второго излучаемых групповых сигналов отличаются, как указывалось выше, незначительно (на несколько десятков герц). At the receive site, as indicated above, each of the two electromagnetic fields becomes elliptically polarized, and the minor and major axes of the two polarization ellipses are also A mutually, because the channel frequencies of the first and second radiated baseband differ, as mentioned above, slightly (several tens of hertz ).

При приеме этих сигналов на антенну 9 1 (принимающую ЭМП горизонтальной поляризации), когда в процессе непрерывных изменений большая ось эллипса поляризации ([9], с. 227), например, поля i-го канального сигнала на частоте When receiving these signals to the antenna 1 September (EMF receiving horizontal polarization), when in the process of continuous change major axis of polarization ([9], p. 227), such as field i-th channel signal at a frequency

Figure 00000035
первого группового сигнала, примет направление, близкое к горизонтали (при этом большая ось эллипса поляризации поля i-го канального сигнала на частоте a first baseband signal, takes a direction close to the horizontal (the large axis of the ellipse of the polarization field i-th channel signal at a frequency
Figure 00000036
второго группового сигнала, примет направление, близкое к вертикали), то электродвижущая сила (эдс), наводимая в этой антенне полем i-го канального сигнала на частоте second baseband signal, takes a direction close to the vertical), the electromotive force (emf) induced in the antenna field of the i-th channel signal at a frequency
Figure 00000037
первого группового сигнала будет максимальной, а эдс, наводимое полем i-го канального сигнала на частоте a first baseband signal is at a maximum and the EMF induced field i-th channel signal at a frequency
Figure 00000038
второго группового сигнала, будет минимальной (около нуля). second baseband signal is minimal (near zero). Соответственно на выходе РПУ 10 1 уровень напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте Accordingly, the output PAR January 10 sample the voltage level of the first i-th channel signal at a frequency
Figure 00000039
первого группового сигнала будет максимальным, а уровень первого образца i-го канального сигнала на частоте a first baseband signal is a maximum, and the level of the first sample of i-th channel signal at a frequency
Figure 00000040
второго группового сигнала будет минимальной (около нуля). second baseband signal will be minimal (near zero).

В этом случае в процессе приема сигналов на антенну 9 2 (принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации), на выходе РПУ 10 2 будет наблюдаться противоположная картина: уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте In this case, during the reception of signals at the antenna September 2 (receiving vertically polarized electromagnetic field), the output PAR February 10 opposite picture is observed: the voltage level of the second sample, i-th channel signal at a frequency

Figure 00000041
первого группового сигнала будет минимальным (около нуля), а уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте a first baseband signal will be minimal (near zero) and the voltage level of the second sample, i-th channel signal at a frequency
Figure 00000042
второго группового сигнала будет максимальным. second baseband signal will be maximal.

Таким образом, вследствие имеющих место поляризационных замираний, в предлагаемой системе связи уровни принимаемых первых образцов канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10 1 и уровни принимаемых вторых образцов этих же канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10 2 непрерывно изменяются следующим образом: Thus, due to occurring of polarization fading in the proposed communication system, the levels of the received first samples of the channel signals of the first and second group signals at the output PAR 10 January and the levels of the received second samples of these same channel signals of the first and second group signals at the output PAR February 10 continuously vary in the following way:

- по мере возрастания уровня напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте - at least a first voltage level increasing sample i-th channel signal at a frequency

Figure 00000043
первого группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте a first baseband signal decreases the voltage level (to a minimum - about zero) the first sample i-th channel signal at a frequency
Figure 00000044
второго группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца i-го канального сигнала на частоте second baseband signal, a voltage level simultaneously decreases (to a minimum - about zero) second sample i-th channel signal at a frequency
Figure 00000045
первого группового сигнала и возрастает уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте a first baseband signal and the voltage level increases (to a maximum value) of the second sample i-th channel signal at a frequency
Figure 00000046
второго группового сигнала. the second baseband signal.

Эти изменения уровней канальных сигналов можно представить и в другом виде: These changes in levels of the channel signals can be represented in another form:

- по мере возрастания уровня напряжения (до максимального значения) первого образца i-го канального сигнала на частоте - at least the voltage level increase (up to a maximum value) of the first sample i-th channel signal at a frequency

Figure 00000047
второго группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте second baseband reduced voltage level (to a minimum - about zero) the first sample i-th channel signal at a frequency
Figure 00000048
первого группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца 16 1 и 16 2 канального сигнала на частоте a first baseband signal, a voltage level simultaneously decreases (to a minimum - about zero) of the second specimen 16 1 and 16 2 of the channel signal at a frequency
Figure 00000049
второго группового сигнала и увеличивается уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте second baseband signal is increased and the voltage level (up to a maximum value) of the second sample i-th channel signal at a frequency
Figure 00000050
первого группового сигнала. a first baseband signal.

Для наглядности демонстрации характера поляризационных замираний напряжений образцов i-го канального сигнала (в составе образцов суммарного сигнала), принимаемых РПУ 10 1 и 10 2 и регистрируемых на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 i-го БКС 15 1-ii из состава первой группы из N БКС и по аналогии с экспериментальными данными, приведенными в [9], с. To demonstrate the nature of polarization fading voltages samples i-th channel signal (composed of the sum signal samples) received PAR October 1 and 10 2 and recorded on the channel filter output 17, phasing units 16 January and February 16 i-th BCS January 15-ii from the N first group of BCS and by analogy to the experimental data presented in [9], p. 278 (рис. 5.25), на фиг. 278 (Fig. 5.25) in FIG. 3,а представлена модель характера замираний амплитуд U 1Ci и U 2Ci (по упрощенным линейным законам) напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте 3, and a model character fading amplitudes U 1Ci and U 2Ci (by simplified linear laws) voltages samples i-th channel signal at a frequency

Figure 00000051
первого группового сигнала, а на фиг. a first baseband signal, and FIG. 3,б - модель характера замираний амплитуд U' 1Ci и U' 2Ci напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте 3b - pattern of character fading amplitudes U '1Ci and U' 2Ci voltages samples i-th channel signal at a frequency
Figure 00000052
второго группового сигнала (также по упрощенным линейным законам). second baseband signal (also a simplified linear laws).

Изменения амплитуд напряжений представлены в пределах определенного отрезка времени, который можно назвать «полупериодом» замираний Т П3 (0≤t≤t 3 ) длительностью, равной 4-м условным градациям времени. Changes stress amplitudes are presented within a certain length of time, which can be called "half-life" fading T P3 (0≤t≤t 3) of duration equal to 4-m conditional gradations of time.

Значения амплитуд напряжений образцов канальных сигналов приведены в виде нормированных (относительных) величин - U(t)/U 1max . The values of the amplitudes of voltages channel signal samples are presented as normalized (relative) values - U (t) / U 1max . Здесь же показан характер замираний средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи в относительных единицах. It also shows the nature of fading medium voltage samples amplitude values ​​interchannel interference in relative units. Максимальное среднее значение амплитуды напряжения первого образца i-ой межканальной помехи U 1МПimax на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16 1 i-го БКС 15 1-i , создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах The maximum mean voltage amplitude of the first sample i-th interchannel interference U 1MPimax outlet channel 17 of the first filter assembly phasing January 16 i-th BCS January 15-i, generated voltages of two adjacent channel signals at frequencies

Figure 00000053
и and
Figure 00000054
первого образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, здесь принято равным 10% от максимального значения амплитуды U 1Cimax (фиг. 3,а), что практически может несколько превышать истинное максимальное значение величины U 1МПimах , определяемое экспертным путем или экспериментально. the first sample of the second baseband signal at the maximum value of their amplitudes, here taken to be 10% of the maximum amplitude U 1Cimax (FIG. 3a) that practically can somewhat exceed the actual maximum value of U 1MPimah determined by experts or experimentally.

Максимальное среднее значение амплитуды напряжения второго образца i-ой межканальной помехи U 2МПimах на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16 2 i-го БКС 15 1-i , создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах The maximum mean voltage amplitude of the second sample, i-th interchannel interference U 2MPimah channel filter output 17 of the second node phasing February 16 i-th BCS January 15-i, generated voltages of two adjacent channel signals at frequencies

Figure 00000055
и and
Figure 00000056
второго образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, принято также равным 10% от максимального значения амплитуды U 2Cimах (фиг. 3,а). second sample of the second baseband signal at the maximum value of their amplitudes, taken as equal to 10% of the maximum amplitude U 2Cimah (FIG. 3a).

Аналогичным образом на фиг. Similarly, in FIG. 3,б представлен характер изменения средних значений амплитуд U' 1МПi и U' 2МПi напряжений первого и второго образцов i-ой межканальной помехи на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 i-го БКС 15 2-i из состава второй группы из N БКС и создаваемых напряжениями образцов двух соседних канальных сигналов на частотах 3b shows the behavior of the average values of the amplitudes U '1MPi and U' 2MPi voltages of the first and second samples i-th inter-channel interference on the channel filter output 17 knots phasing 16 1 and 16 2 i-th BCS 15 2-i from the second group of N voltages generated BCS and samples of two adjacent channel signals at frequencies

Figure 00000057
и and
Figure 00000058
первого группового сигнала. a first baseband signal.

Рассмотрим процесс выделения напряжений канальных сигналов, например, первого группового сигнала из напряжений образцов суммарного сигнала на выходах РПУ 10 1 и 10 2 с помощью БКС из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N . Let us consider the process of allocating channel signal voltages, e.g., voltages of first samples the baseband signal at the outputs of the sum signal PAR October 1 and 10 2 using the BCS from the first group of N BCS 15 1-1, ..., January 15-N.

Поскольку канальные сигналы каждого группового сигнала ортогональны, т.е. Since each channel baseband signals are orthogonal, i.e., независимы друг от друга, то достаточно рассмотреть процесс выделения одного из N канальных сигналов первого группового сигнала на примере выделения, например, i-го канального сигнала с канальной частотой independent of each other, it is sufficient to consider the process of allocating one of the first N-channel baseband signals by the example isolation, for example, i-th channel signal with channel frequency

Figure 00000059
с помощью соответствующего i-го БКС 15 1-i из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N . via respective i-th BCS January 15-i from the first group of N BCS 15 1-1, ..., January 15-N.

Проанализируем работу любого i-го БКС 15 1-i из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N , обеспечивающего селекцию и оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов i-го канального сигнала первого группового сигнала. Analyze the operation of any i-th BCS January 15-i from the first group of N BCS 15 1-1, ..., January 15-N, selection and ensuring optimal coherent summation of voltages of the two samples i-th channel signal of the first baseband signal. Работу БКС будем рассматривать при приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбранном в соответствии с фиг. BCS job will be considered for admission to any stationarity interval duration Δt, selected in accordance with FIG. 3,а,б в пределах длительности условного среднего «полупериода» замираний образцов канального сигнала Т П3 (0≤t≤t 3 ). 3a, b within the duration of the conditioned medium "half-period" fading channel signal samples T P3 (0≤t≤t 3).

Будем полагать, что амплитуды напряжений образцов канальных сигналов в пределах каждого интервала стационарности длительностью Δt не изменяются. We assume that the voltage amplitudes of channel signal samples within each interval Δt the duration of stationarity are not changed. При этом длительность каждого выбираемого интервала Δt должна быть больше постоянной времени измерительного фильтра 20 и больше постоянной времени цепи АРУ нормирующих усилителей 18 БКС 15 1-i , но много меньше величины Т П3 . The duration of each selected interval Δt must be greater than the time constant of the filter 20 and measuring the time constant longer chain normalizing AGC amplifiers 18 BCS 15 1-i, but much smaller than the value T S3.

При таких условиях естественно предположить, что по окончании любого произвольно выбранного интервала стационарности длительностью Δt все переходные процессы в каждом i-ом БКС 15 1-i завершены с соответствующими данному интервалу Δt уровнями напряжений образцов канального сигнала и аддитивных помех на выходах канальных фильтров 17. Under such conditions it is natural to assume that at the end of any arbitrarily selected interval of duration Δt stationarity all transients in each i-th BCS 15 1-i completed with the corresponding given interval Δt voltage levels of samples of the channel signal and additive noise at the channel filter output 17.

Пусть с выходов линейных трактов РПУ 10 1 и 10 2 на первый и второй входы БКС 15 1-i поступают в пределах какого-либо интервала стационарности длительностью Δt, заканчивающегося, например, в условный момент времени t=1 (фиг. 3,а,б), образцы первого группового сигнала в виде: Suppose that from the outputs of the linear paths PAR October 1 and 10 2 on the first and second inputs BCS January 15-i come within any interval stationarity duration Δt, ending, for example, in conventional time point t = 1 (FIG. 3, and, b) samples of a first group signal in the form:

- на первый вход - - a first input -

Figure 00000060

- на второй вход - - a second input -

Figure 00000061

Здесь U 1Гр (t) и U 2Гр (t) - соответственно напряжения первого и второго образцов первого группового сигнала; There 1Gy U (t) and U 2g (t) - voltage respectively the first and second samples of the first baseband signal;

U 1Сi (t) - напряжение первого образца i-го канального сигнала; 1Si U (t) - of the first voltage sample i-th channel signal;

U 2Ci (t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала; U 2Ci (t) - voltage of the second sample i-th channel signal;

U 1Ci и ϕ 1Ci - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала; U 1Ci and φ 1Ci - amplitude and phase of the voltage of the first sample of i-th channel signal;

U 2Ci и ϕ 2Ci - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала; U 2Ci and φ 2Ci - amplitude and phase of the voltage of the second sample of i-th channel signal;

ω Ci - угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала ω Ci - angular channel (carrier) frequency voltage i-th channel signal

Figure 00000062
; ;

θ Ci (t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции напряжения i-го канального сигнала; θ Ci (t) - function defining the form of the angular manipulation voltage i-th channel signal;

N - количество канальных сигналов в принимаемом групповом сигнале. N - number of channel signals in a received baseband signal.

Одновременно с выходов линейных трактов приема РПУ 10 1 и 10 2 на первый и второй входы БКС 15 1-i поступают и напряжения образцов второго группового сигнала. Simultaneously with the linear paths outputs reception PAR October 1 and 10 2 on the first and second inputs BCS 15 1-i receives and samples the voltage of the second baseband signal. По аналогии с выражениями (1) и (2) образцы второго группового сигнала можно представить в виде: In analogy with the expressions (1) and (2) a second group of signal samples can be represented as:

- на первом входе - - at the first input -

Figure 00000063

- на втором входе - - on the second input -

Figure 00000064

Здесь U' 1Гр (t) и U' 2Гр (t) - соответственно напряжения первого и второго образцов второго группового сигнала; Here, U '1Gy (t) and U' 2g (t) - voltage respectively the first and second samples of the second baseband signal;

U' 1Ci (t) - напряжение первого образца i-го канального сигнала; U '1Ci (t) - of the first voltage sample i-th channel signal;

U' 2Ci (t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала; U '2Ci (t) - voltage of the second sample i-th channel signal;

U' 1Ci и ϕ' 1Ci - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала; U '1Ci and φ' 1Ci - amplitude and phase of the voltage of the first sample of i-th channel signal;

U' 2Ci и ϕ' 2Ci - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала; U '2Ci and φ' 2Ci - amplitude and phase of the voltage of the second sample of i-th channel signal;

ω' Ci - угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала ω 'Ci - angular channel (carrier) frequency voltage i-th channel signal

Figure 00000065
; ;

θ' Ci (t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала; θ 'Ci (t) - function defining the form of the angular manipulation of i-th channel signal;

N - количество канальных сигналов во втором групповом сигнале. N - number of channel signals in a second baseband signal.

Для упрощения анализа работы БКС 15 1-i примем, что коэффициент передачи любого из фильтров (17, 20, 24), а также сумматора 22 в составе каждого БКС 15 1-1 ,…,15 1-N и 15 2-1 ,…,15 2-N равен единице. To simplify the analysis of BCS 15 1-i assume that the transmission coefficient of each of the filters (17, 20, 24), and the adder 22 within each BCS 15 1-1, ..., 15 1, and 15-N 2-1 ..., February 15-N is equal to unity. Кроме того, ввиду того, что структура каждого БКС представляет собой замкнутую систему саморегулирования с обратной связью, задержки сигналов или изменения их начальных фаз при прохождении их через указанные фильтры БКС учитывать не будем. Furthermore, because the structure of each BCS is a closed self-feedback system, signal delays or changes in their initial phases during their passage through said filters BCS will be ignored.

Примем также, что на выходе канального фильтра 17 каждого узла фазирования 16 1 (16 2 ) максимальное значение амплитуды напряжения образца i-го канального сигнала намного превышает максимальное среднее значение амплитуды напряжения соответствующего образца межканальной помехи, т.е. Assume also that at the output of the channel filter 17 of the phasing of each node 16 1 (16 2), the maximum value of the amplitude of the sample i-th channel signal voltage is much larger than the maximum value of the corresponding sample average voltage amplitude interchannel interference, i.e. U 1Cimax >>U 1МПimах и U 2Cimax >>U 2МПimах . U 1Cimax >> U 1MPimah and U 2Cimax >> U 2MPimah. Такие соотношения амплитуд позволяют не учитывать негативное действие напряжений образцов межканальной помехи, создаваемой вторым групповым сигналом, что может иметь место в следующих случаях: Such relations enable the amplitudes ignore the negative effects of stress interchannel interference patterns created by the second baseband signal, which may occur in the following cases:

1. Например, при использовании для передачи данных сигналов ОФТ или ДОФТ, когда в каждом канальном сигнале среднее количество скачкообразных изменений фазы несущего колебания, происходящих в единицу времени много меньше максимально возможного количества скачкообразных изменений фазы, определяемого скоростью манипуляции канального сигнала. 1. For example, when used for data signal transmission or OBT DOFT when each channel signal is the average number of jumps of the carrier wave phase changes occurring per unit time is much less than the maximum possible amount of abrupt phase changes determined rate channel signal manipulation. В этом случае, когда передаваемые каждым канальным сигналом кодовые комбинации, состоящие из различного числа однотипных символов (в виде длительных «нажатий» и длительных «отжатий»), чередуются с достаточно малой средней скоростью, то спектральные составляющие канального сигнала группируются вблизи несущего колебания канального сигнала. In this case, when transmitted by each channel signal codewords consisting of different numbers of the same type of characters (in the form of long "clicks" and long "pushed out"), interspersed with a sufficiently low mean velocity, spectral components of the channel signal are grouped near the bearing channel signal fluctuations .

Ширина полосы, занимаемая спектром такого канального сигнала, меньше максимально возможной величины ширины полосы, занимаемой канальным сигналом, равной The bandwidth occupied by the spectrum of the channel signal is less than the maximum possible value, the occupied channel signal equal bandwidths

Figure 00000066
(фиг. 2,а,б), и негативное действие напряжений образцов межканальной помехи можно не учитывать (даже при отсутствии поляризационных замираний, обеспечивающих существенное уменьшение негативного действия напряжений образцов межканальной помехи за счет реализации весового когерентного сложения напряжений образцов канального сигнала, при котором происходит подавление напряжения одного из образцов этой помехи в том узле фазирования 16 1 (16 2 ), на выходе канального фильтра 17 которого напряжение образца межканальной помехи превышает уровень (Fig. 2a, b), and the negative effect of stress interchannel interference samples can be ignored (even when there is no polarization fading, providing a significant reduction of the negative action of stresses interchannel interference patterns by implementing the weighting coherent summation voltages channel signal samples at which the suppression of voltage of one of the samples of this interference the node phasing January 16 (16 2), the output of the channel filter 17 which interchannel interference sample voltage exceeds the level напряжения соответствующего образца канального сигнала). voltage corresponding channel signal of the sample).

2. При увеличении кратности k канального сигнала передаваемого группового сигнала, например, при использовании фазоразностной манипуляции, что позволяет уменьшить скорость манипуляции канального сигнала до определенной величины, при которой ширина полосы канального сигнала становится существенно меньше величины 2. By increasing the multiplicity k channel signal transmitted by the baseband signal, e.g., by using a phase difference of manipulation, thereby reducing the speed of manipulation of the channel signal to a certain value at which the channel signal band width becomes significantly smaller than the value

Figure 00000067
. .

С учетом вышеизложенного отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 образцы i-го канального сигнала первого группового сигнала на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС 15 1-i можно представить в следующем виде: In view of the above, the filtered channel filters 17, phasing units 16 January and February 16 samples i-th channel signal of the first baseband signal at the inputs of the normalizing amplifier 18 i-th BCS January 15-i can be represented as follows:

- для первого узла 16 1 - - the first assembly 16 1 -

Figure 00000068

- для второго узла 16 2 - - the second plate 16 2 -

Figure 00000069

Необходимо отметить, что в предлагаемой системе связи РПУ 10 1 и 10 2 должны работать в режиме отключения собственной системы автоматической регулировки усиления (АРУ), поскольку АРУ РПУ может регулировать только уровень группового сигнала, принимаемого в соответствующей широкой полосе, а не каждого канального сигнала с полосой приема в N меньшей полосы приема группового сигнала. It should be noted that in the proposed communication system PAR 10 January and February 10 must operate in shutdown mode own automatic gain control (AGC), since the AGC PAR can only adjust the baseband signal level received at the corresponding wide strip, instead of each channel signal N reception band in receiving band at baseband.

Систему АРУ каждого нормирующего усилителя 18 и 24 любого БКС можно охарактеризовать коэффициентом регулирования системы АРУ. System AGC normalizing each amplifier 18 and 24 can be characterized by any BCS AGC adjustment factor. Коэффициент регулирования системы АРУ показывает, во сколько раз диапазон изменения сигнала на выходе нормирующего усилителя меньше, чем на его входе [6]: AGC adjustment factor indicates how many times the signal range at the output of the normalizing amplifier is smaller than at its inlet [6]:

Figure 00000070

где U ВХ MIN и U ВЫХ MIN - минимальное входное и минимальное выходное напряжения, которые ограничивают величиной реальной чувствительности нормирующего усилителя 18 узла фазирования 16 1 (16 2 ), a U ВХ MAX и U ВЫХ MAX - ограничивают максимальной величиной входных колебаний, при которых уровень комбинационных составляющих на выходе нормирующего усилителя 18 не превышает допустимого. where U BX MIN and U OUT MIN - minimum input and minimum output voltages, which limit the actual sensitivity value of the normalizing amplifier 18 node phasing 16 1 (16 2), a U BX MAX and U OUT MAX - limit the maximum value of the input vibrations in which level of the combination components at the output of the normalizing amplifier 18 does not exceed the permissible.

Для каждого из идентичных нормирующих усилителей 18 и 24 любого БКС 15 1-1 ,…,15 1-N и 15 2-1 ,…,15 2-N будем считать приемлемым, например, изменение отфильтрованного соответствующим канальным фильтром 17 сигнала на входе нормирующего усилителя 18 на 100 дБ при изменении сигнала на его выходе не более чем на 3 дБ. For each of normalizing identical amplifiers 18 and 24 each BCS 15 1-1, ..., January 15-N and 15 2-1, ..., February 15-N will be acceptable, such as changing the filtered relevant channel filter 17 for normalizing the input signal amplifier 18 is 100 dB at the signal change at its output is not more than 3 dB. Системы АРУ с такими параметрами реализованы в современных РПУ [10]. AGC system with such parameters implemented in modern PAR [10].

На выходе нормирующих усилителей 18 каждого узла фазирования 16 1 и 16 2 отфильтрованные образцы i-го канального сигнала выравниваются по уровню и поступают на входы первых перемножителей 19, на другие входы которых поступает с нормирующего усилителя результирующего колебания 24 результирующий сигнал: At the output of the normalizing amplifier 18 of each node and phasing January 16th February 16 filtered samples i-th channel signal equalized in level and fed to first inputs of multipliers 19, other inputs of which is supplied with the normalizing amplifier 24 resulting oscillation resulting signal:

Figure 00000071

где U Pi , ω Pi ϕ Pi - соответственно амплитуда, угловая частота и фаза результирующего сигнала. where U Pi, ω Pi φ Pi - respectively the amplitude, angular frequency and phase of the resultant signal.

Выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16 1 , на один вход которого поступает отфильтрованное и отнормированное напряжение первого образца i-го канального сигнала, а на другой его вход - результирующий сигнал, можно представить в виде: The output node of the first product of the first multiplier 19 phasing January 16, one input of which receives the filtered and normalized voltage of the first sample of i-th channel signal, and on its other input - the resulting signal can be represented as:

Figure 00000072

где К 1 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16 1 , при котором обеспечивается нормирование первого образца входного канального сигнала с амплитудой U 1Ci . where K 1 - value of the first node transmission coefficient normalizing amplifier 18, phasing January 16, wherein the normalization provided by the first sample of the input channel signal with amplitude U 1Ci.

Первый член в фигурных скобках легко отсеивается измерительным фильтром 20 первого узла фазирования 16 1 , т.к. The first term in the curly brackets is eliminated easily measuring filter 20 of the first node phasing January 16, as его спектр намного выше спектра второго члена. its spectrum is much higher than the range of the second term.

Второй член в фигурных скобках выражения (7) представляет собой гармоническое колебание (без манипуляции) на разностной круговой частоте ω ФiCiPi , совпадающей с центральной частотой измерительного фильтра 20 узлов фазирования 16 1 и 16 2 . The second term in the braces of the expression (7) is a harmonic oscillation (without manipulation) at the difference angular frequency ω .phi.i = ω CiPi, coinciding with the center frequency of the filter 20 of the phasing of the measuring units 16 1 and 16 2. Поскольку это колебание прямо пропорционально амплитуде принимаемого сигнала U 1Ci , то при отсутствии помех на входах рассматриваемого i-го БКС 15 1-i , на выходе измерительного фильтра 20 амплитуда этого колебания будет максимальной и соответствовать максимальному «весу» напряжения принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированном колебании на выходе нормирующего усилителя 18. Since this oscillation is directly proportional to the amplitude of the received signal U 1Ci, in the absence of noise at the inputs of the considered i-th BCS January 15-i, the output 20 amplitude measurement filter of this vibration is maximum and correspond to the maximum "weight" of the voltage received by the first sample i-th channel signal in normalized oscillation at the output of the normalizing amplifier 18.

Выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 16 1 с учетом вышеизложенного можно представить в виде: Measuring the output voltage of the filter 20 of the first assembly 16 January phasing view of the above it can be written as:

Figure 00000073

Для более точной оценки в узле фазирования 16 1 (16 2 ) уровня или «веса» образца канального сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи на выходе нормирующего усилителя 18, полоса пропускания измерительного фильтра 20 каждого узла фазирования, с одной стороны, должна быть предельно малой, а с другой стороны, необходимо, чтобы эта полоса обеспечивала возможность «отслеживания» уровня сигнала при его замираниях и изменениях частоты канального сигнала в процессе его приема. For a more accurate evaluation of the node phasing January 16 (16 2) level or "weight" channel signal sample in the normalized signal mixture and interference at the output of the normalizing amplifier 18, the bandwidth of the measurement filter 20 of each node phasing on the one hand, should be as small and on the other hand, it is necessary that the band is provided an opportunity to "track" the signal level at its fading and changes the frequency of the channel signal in the course of its administration. При практической реализации системы связи эту полосу можно выбрать порядка (20-25) Гц. In the practice of this strip can be chosen of the order of the communication system (20-25) Hz.

Аналогично (8) можно представить выходное напряжение измерительного фильтра 20 второго узла фазирования 16 2 , соответствующего в данном случае также максимальному «весу» напряжения принимаемого второго образца i-го канального сигнала: Similarly, (8) can be represented by the output voltage measuring unit 20 of the second filter 16 2 phasing corresponding in this case also the maximum "weight" of the voltage of the second received sample i-th channel signal:

Figure 00000074

где К 2 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 2 , при котором обеспечивается нормирование второго образца входного канального сигнала. where K 2 - value of the second node normalizing gain amplifier 18, phasing 16 2, wherein the second sample is provided by normalization of the input channel signal.

Выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16 1 будет иметь вид: The output product of the second multiplier 21 of the first node phasing January 16 will have the form:

Figure 00000075

Аналогично запишется выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16 2 : Similarly, the second product can be written output of multiplier 21 of the second node phasing Feb. 16:

Figure 00000076

Первые слагаемые в фигурных скобках (10) и (11) отсеиваются при дальнейшей фильтрации выходного продукта сумматора 22 фильтром результирующего колебания 23 и их можно не учитывать. The first terms in the braces (10) and (11) are eliminated with the resultant oscillation filter 23 output adder product further filter 22 and can be disregarded. Поэтому напряжение первого образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его первом входе) можно представить в виде: Therefore the first sample signal voltage on the channel filter output 23 resulting oscillation which should be considered in the summation in the adder 22 (the first input) can be represented as:

Figure 00000077

Аналогичным образом можно представить напряжение второго образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его втором входе): Similarly, we can introduce a second sample channel voltage at the filter output signal 23 resulting oscillation which should be considered in the summation in the adder 22 (at its second input):

Figure 00000078

При этом выходное напряжение фильтра результирующего колебания 23 запишется в виде: Thus the resulting oscillation output voltage of the filter 23 can be written as:

Figure 00000079

Учитывая, что в узлах фазирования 16 1 и 16 2 амплитуды напряжений соответствующих образцов i-го канального сигнала выравниваются каждым из нормирующих усилителей 18 до определенной нормированной величины U CH , максимальный диапазон изменения которой не превышает 3 дБ при изменении амплитуды напряжения на входе до 100 дБ, то величину амплитуды выходного нормированного колебания U CH при ограниченном, например, до 40 дБ диапазоне изменений амплитуды входных колебаний, можно считать постоянной: Given that nodes phasing 16 January and February 16 amplitude voltages corresponding samples i-th channel signal are aligned by each of the normalizing amplifier 18 to a particular normalized value U CH, the maximum range which changes less than 3 dB change in input voltage amplitude to 100 dB , the output value of the normalized amplitude of oscillation U CH at limited, e.g., to 40 dB range of variations of input vibration amplitude can be regarded as constant:

Figure 00000080

С учетом (15) выражение (14) можно представить в виде: In view of (15) the expression (14) can be written as:

Figure 00000081

С помощью нормирующего усилителя 24 результирующее напряжение U P CiФ (t) нормируется по уровню, т.е. Through normalizing amplifier 24 resulting CiF voltage U P (t) is normalized by level, i.e., приводится к виду (6). reduced to the form (6).

Аналогичным образом производится селекция и «весовое» сложение двух образцов каждого канального сигнала на частоте Similarly, the selection is made and "weight" adding two samples of each channel signal at a frequency

Figure 00000082
с порядковым номером i второго группового сигнала с помощью i-го БКС 15 2-i из состава второй группы N других БКС 15 2-1 ,…,15 2-N . with sequence number i of the second baseband signal using the i-th BCS February 15-i of the second group from the N other BCS 15 2-1, ..., February 15-N.

В этом случае отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 i-го БКС 15 2-i образцы i-го канального сигнала второго группового сигнала будут иметь вид: In this case, the filtered channel filters 17, phasing units 16 January and February 16 i-th BCS February 15-i samples of i-th channel signal of the second baseband signal will have the form:

- для первого узла 16 1 - - the first assembly 16 1 -

Figure 00000083

- для второго узла 16 2 - - the second plate 16 2 -

Figure 00000084

Демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала первого группового сигнала с выхода i-го БКС15 1-i (из состава первой группы из N БКС) производится соответствующим канальным демодулятором блока N канальных демодуляторов 11 1 одним из выбранный известных способов [2], а демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала второго группового сигнала с выхода i-го БКС 15 2-i из состава второй группы из N БКС производится соответствующим канальным демодулятором дополнительного блока N канальных демодуляторов 11 2 аналогичным способо Demodulation of each i-th of the resulting channel signal a first baseband signal output from the i-th BKS15 1-i (from the first group of N BCS) is performed corresponding channel demodulator block N-channel demodulators 11 January a selected known methods [2] and demodulation each i-th channel resultant second baseband signal output from the i-th BCS February 15-i from the second group of N BCS produced corresponding channel demodulator additional block N-channel demodulators 11 February analogous manner м. m.

В результате на выходах блока N канальных демодуляторов 11 1 формируются первые kN двоичные канальные последовательности, а на выходах дополнительного блока N канальных демодуляторов 11 2 формируются вторые kN двоичные канальные последовательности. As a result, the block outputs N-channel demodulators 11 January formed kN first channel binary sequence, and outputs the additional channel demodulators block N formed February 11 kN second binary channel sequence.

С помощью параллельно-последовательного преобразователя 12 все 2kN канальных последовательностей преобразуются в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной с выхода кодера 3, которая далее после декодирования в декодере 13 поступает получателю информации 14. With the parallel-serial converter 12 2kN channel all sequences are converted into a binary sequence similar to the transmitted output from the encoder 3, which then after decoding in the decoder 13 is supplied to the recipient information 14.

Таким образом, в предлагаемой системе связи амплитуды напряжений образцов любого i-го канального сигнала, как первого, так и второго группового сигнала в соответствующем i-ом БКС 15 1-i (15 2-i ) возводятся в квадрат и синфазно складываются на выходе этого БКС или на входе соответствующего i-го демодулятора блока N канальных демодуляторов 11 1 (11 2 ). Thus, in the proposed communication system, the amplitude of voltage samples every i-th channel signal, both the first and the second baseband signal in the corresponding i-th BCS January 15-i (Feb. 15-i) are squared and phase are formed at the output of BCS or the inlet of the corresponding i-th demodulator block N-channel demodulators 11 1 (11 2). При этом скорость передачи данных увеличивается в 2 раза по отношению к прототипу [5]. When this data transfer rate is increased by 2 times compared to the prior art [5].

На основе вышеприведенного метода анализа работы любого БКС можно доказать, что амплитуды принимаемых РПУ 10 1 и 10 2 напряжений двух образцов аддитивной i-ой сосредоточенной по спектру помехи, представляющей собой (при передаче в эфир) гармоническое колебание на фиксированной частоте, попадающей в полосу частот, занимаемой i-ым канальным сигналом, например первого группового сигнала, в сумматоре 22 i-го БКС 15 1-i складываются геометрически. Based on the above method of analysis of any BCS can be shown that the amplitude of the received PAR 10 January and February 10 stress the two samples additive i-th focused on a spectrum noise, which is the (transmit broadcast) a harmonic oscillation at a fixed frequency falling within the frequency band occupied by the i-th channel signal, for example a first group signal in the adder 22 i-th BCS January 15-i are formed geometrically.

Причем, чем больше амплитуда напряжения образца сосредоточенной по спектру помехи на выходе канального фильтра 17, например, первого образца U 1Пi (первого узла фазирования 16 1 ) по отношению к амплитуде напряжения первого образца канального сигнала U 1Ci на выходе этого фильтра, тем с меньшим «весом» поступает преобразованное напряжение этого образца сосредоточенной по спектру помехи с выхода второго перемножителя 21 на первый вход сумматора 22. Moreover, the larger the sample the voltage amplitude centered on a spectrum interference at the output of the channel filter 17, e.g., the first sample U 1Pi (first node phasing January 16) with respect to the voltage amplitude of the first sample signal channel U 1Ci at the output of this filter, the smaller " weight "of the converted voltage is supplied a concentrated sample from the spectrum of the interference output of the second multiplier 21 to a first input of the adder 22.

В результате в предлагаемой системе связи обеспечивается повышение величины соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе любого i-го БКС 15 1-i (на входе i-го демодулятора блока N канальных демодуляторов 11 1 ) и на выходе любого i-го БКС 15 2-i (на входе i-го демодулятора дополнительного блока N канальных демодуляторов 11 2 ) по отношению к величине аналогичного соотношения сигнал/помеха на входе i-го канального демодулятора прототипа [5] при тех же условиях связи. As a result, in the proposed communication system is provided by increasing the voltages of the ratio signal / noise ratio at the output of each i-th BCS 15 1-i (for i-th input block of N channel demodulator demodulators 11 1) and the output of each i-th BCS 15 2- i (for i-th input of the demodulator additional block N channel demodulators Feb. 11) in relation to the value of the same signal / noise ratio at the input of i-th channel demodulator prototype [5] under the same communication conditions.

Для доказательства преимущества предлагаемой системы связи - достижения более высокой помехоустойчивости приема, как первого, так и второго групповых сигналов, проведем сравнительную оценку ее помехоустойчивости по отношению к помехоустойчивости известной системы связи [5] - прототипа. To prove the advantages of the proposed communication system - to achieve higher noise immunity of the reception of both the first and second baseband signals, a comparative evaluation of its noise immunity with respect to noise immunity known connection system [5] - the prototype.

Для этого проанализируем работу i-го БКС 15 1-i из состава первой группы из N БКС 15 1-1 ,…,15 1-N при приеме РПУ 10 1 и РПУ 10 2 напряжений соответствующих образцов суммарного сигнала и образцов аддитивной i-ой сосредоточенной по спектру канальной помехи [6], с. To analyze the operation of i-th BCS January 15-i from the first group of N BCS 15 1-1, ..., January 15-N when the reception PAR PAR 10 January and February 10 voltages corresponding to the summed signal samples and additive i-th concentrated by spectrum channel interference [6], p. 7, излучаемой в эфир сторонним (мешающим) радиопередающим устройством и представляющей собой, синусоидальное колебание на фиксированной частоте в пределах полосы частот 7 radiated in the outside air (interfering) radio transmitting device and representing a sinusoidal oscillation at a fixed frequency within the frequency band

Figure 00000085
, занимаемой спектром передаваемого i-го канального сигнала первого группового сигнала (фиг. 2,а). Occupied by the transmitted spectrum i-th channel of the first baseband signal (Fig. 2a).

Синусоидальное колебание на фиксированной частоте в пределах полосы частот приема сигнала, имитирующее реальную сосредоточенную по спектру канальную помеху, часто используется для проверки помехоустойчивости РПУ в целом и его составной части - демодулятора. Sinusoidal oscillation at a fixed frequency within a reception frequency band centered at imitating a real spectrum channel interference, is often used for checking PAR noise immunity in general and its constituent parts - the demodulator. Такого вида i-ую сосредоточенную по спектру помеху в дальнейшем будем называть i-ой внутриполосной канальной помехой (попадающей в полосу пропускания This kind of i-th focused on the interference spectrum will be called i-th channel in band interference (falling within the bandwidth

Figure 00000086
канальных фильтров 17 i-го БКС 15 1-i ). channel filters 17 i-th BCS January 15-i).

Напряжения первого и второго образцов такой i-ой внутриполосной канальной помехи могут действовать на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС 15 1-i на любой фиксированной частоте в пределах полосы пропускания канальных фильтров 17. The voltages of the first and second samples a i-th band on-channel interference may act on the inputs of the normalizing amplifier 18 i-th BCS January 15-i on any given frequency channel within the band pass filter 17.

Напряжение первого образца i-ой внутриполосной канальной помехи на входе нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16 1 i-го БКС 15 1-i , действующего в пределах интервала стационарности длительностью Δt, можно представить виде: The voltage of the first i-th sample Inband channel interference normalizing amplifier input node 18 of the first phasing January 16 i-th BCS January 15-i, acting within the range of stationarity of duration Δt, can be represented as:

Figure 00000087

где U 1Пi и ϕ 1Пi - амплитуда и фаза первого образца помехи, являющиеся постоянными величинами в пределах интервала Δt, ω Пi - угловая частота помехи. where U and φ 1Pi 1Pi - amplitude and phase of the first sample interference is constant within the interval Δt, ω Pi - angular frequency interference.

Аналогично можно представить напряжение второго образца i-ой внутриполосной канальной помехи на входе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 2 i-го БКС 15 1-i : Similarly, we can introduce a second sample voltage Inband i-th channel interference at the input of the normalizing amplifier 18 of the second node phasing February 16 i-th BCS January 15-i:

Figure 00000088

где U 2Пi и ϕ 2Пi - амплитуда и фаза напряжения второго образца помехи. where U and φ 2Pi 2Pi - amplitude and phase of the voltage of the second sample interference.

При рассмотрении различных соотношений амплитуд напряжений образцов канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на входах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 величины амплитуд напряжений U 1Пi и U 2Пi образцов внутриполосной канальной помехи на выходах этих фильтров будем выбирать заведомо существенно большими действительных средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи U 1МПi и U 2МПi т.е. In considering the various ratios of the amplitudes voltages samples of channel signals of the first and second baseband signals on the channel filters the inputs 17 knots phasing January 16 and 16 2 the value of the voltage amplitude U 1Pi and U 2Pi samples Inband channel interference in these filter outputs will choose obviously considerably larger than the actual average values amplitude samples interchannel interference voltages U and U 1MPi 2MPi i.e. U 1Пi >>U 1МПi и U 2Пi >>U 2МПi . U 1Pi >> 1MPi U and U >> U 2Pi 2MPi.

Здесь следует отметить, что в процессе приема суммарного сигнала на любом интервале стационарности длительностью Δt величины средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 зависят как от уровней соответствующих образцов канальных сигналов (в данном случае второго группового сигнала), так и от ширины спектра каждого из этих канальных сигналов, который, как отмечалось выше, может занимать полосу частот от единиц герц до максимальной величины - It should be noted that in the process of receiving the sum signal at every interval of stationarity duration Δt values for averages of interchannel interference sample values of the voltages at the channel filter output 17 knots phasing January 16 and 16 2 depend both on the levels of the respective samples of channel signals (in this case, the second group signal) and the width of the spectrum of each of the channel signals, which, as noted above, can occupy a frequency band from hertz to a maximum value -

Figure 00000089
Гц, в зависимости от средней скорости скачкообразных изменений манипулируемого параметра канального сигнала при угловой манипуляции, определяемого функцией θ Ci (t) из (1), например, фазы - при ОФТ, ДОФТ или частоты - при ЧТ, ДЧТ. Hz, depending on the medium speed step changes of the manipulated parameter channel signal manipulation at the corner defined by the function θ Ci (t) in (1), e.g., phase - at GFT, DOFT or frequency - if Th, DCHT.

Реальные средние значения амплитуд напряжений образцов межканальной помехи на выходе каждого канального фильтра 17 можно определить только экспериментально или экспертным путем, поскольку в аналитическом виде такого рода помехи в технической литературе не определены. The actual average values ​​of the amplitudes samples interchannel interference voltages at the output of each channel filter 17 can only be determined experimentally or by the expert, since in analytical form such interference are not defined in the technical literature.

Анализ работы i-го БКС 15 1-i при действии напряжений образцов i-ой внутриполосной канальной помехи, амплитуды которых существенно превышают средние значения амплитуд напряжений соответствующих образцов межканальной помехи, позволит произвести оценку соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе каждого i-го БКС 15 1-i (определяющего помехоустойчивость приема каждого i-го канальный сигнала) при более тяжелых условиях связи, чем при действии реальных значений напряжений образцов межканальной помехи. Analysis of operation i-th BCS January 15-i under the action of stresses samples i-th band on-channel interference, the amplitude of which is significantly higher than the average values of the amplitudes of voltages corresponding samples interchannel interference, allows to evaluate the ratio of the voltage signal / noise ratio at the output of each i-th BCS 15 1-i (which determines the noise immunity of the reception of each i-th channel signal) at more severe conditions connection than by the action of the actual values of stresses interchannel interference samples. Соответственно при таких значениях U 1Пi и U 2Пi влияние межканальных помех на помехоустойчивость приема можно не учитывать, а рассматривать помехоустойчивость приема только от воздействия внешней i-ой внутриполосной канальной помехи. Accordingly, when these values of U and U 1Pi 2Pi impact of interchannel interference immunity of reception can be neglected, and only consider immunity receiving from the external inband i-th channel interference.

Таким образом, на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16 1 i-го БКС 15 1-i будут действовать два колебания - первого образца i-го канального сигнала U 1Ci (t) и первого образца i-ой внутриполосной канальной помехи U 1Пi (t), определяемые выражениями (3) и (19) соответственно: Thus, at the output of the channel filter 17, the first node phasing January 16 i-th BCS January 15-i will act two oscillations - first sample i-th channel signal U 1Ci (t) and the first sample of i-th Inband channel interference U 1Pi ( t), defined by the expressions (3) and (19), respectively:

Figure 00000090

На выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16 2 БКС 15 1-i также будут действовать два колебания - второго образца i-го канального сигнала U 2Ci (t) и второго образца i-ой внутриполосной канальной помехи U 2Пi (t), определяемые выражениями (4) и (20) соответственно: At the output of the channel filter 17, the second node of the phasing 16 2 BCS 15 1-i will also be two oscillations - second sample i-th channel signal U 2Ci (t) and the second sample, i-th Inband channel interference U 2Pi (t), defined by the expressions (4) and (20), respectively:

Figure 00000091

Аналитического выражения, описывающего с высокой точностью сумму двух колебаний типа (21) и (22) в технической литературе не найдено. Analytical expressions describing accurately the amount of the two types of oscillation (21) and (22) in the technical literature found. Однако, если учесть, что в выражениях (21) и (22) расстройка |Δω|=|ω CiПi | However, when you consider that in expressions (21) and (22) the deviation | Δω | = | ω CiPi | является малой величиной по сравнению со средней круговой частотой (ω CiПi )/2, а также то, что с определенной вероятностью возможны ситуации, когда функция θ Ci (t), определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала, скачкообразно изменяет свое значение в пределах интервала стационарности длительностью Δt относительно редко, или остается постоянной величиной (что может иметь место при передаче по i-му частотному каналу первого группового сигнала, например, в режиме ОФТ или ЧТ сигнала «нажатие» в виде серии двоичных символов «1», пе It is small compared with the average angular frequency (ω Ci + ω Pi) / 2, and also the fact that with a certain probability may be situations where the function θ Ci (t), which determines the form of the angular manipulation of i-th channel signal discontinuously changes its value within the stationary interval of duration Δt is relatively rare, or remains constant (which can occur during transmission through i-th frequency channel of the first baseband signal, for example in OBT mode or th "press" signal as a series of binary symbols "1 "ne едаваемых в пределах интервала Δt), то каждое результирующее колебание можно считать узкополосным процессом [11]. edavaemyh within Δt interval), then each resulting oscillation can be considered narrowband process [11].

Для оценки помехоустойчивости приема i-го канального сигнала, которая характеризуется величиной соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15 1-i при различных соотношениях напряжений образцов канального сигнала и внутриполосной помехи, рассмотрим процесс приема суммарного сигнала и внутриполосной канальной помехи в пределах каждого из обозначенных на фиг. To estimate the noise immunity receiving i-th channel signal, which is characterized by the ratio of the voltage signal / noise ratio at the output of i-th BCS January 15-i at different ratios channel signal voltage samples and in-band interference, consider the process of receiving the sum signal and the in-band channel interference within each denoted in FIG. 3,а,б интервалов времени. 3, b time intervals.

1. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала T1 (0<t<t 1 ). 1. Reception at any interval stationarity duration Δt, selectable within a time interval T1 (0 <t <t 1).

В пределах этого интервала на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16 1 i-го БКС 15 1-i амплитуда напряжения первого образца внутриполосной канальной помехи U 1Пi превышает амплитуду напряжения первого образца i-го канального сигнала U 1Ci и существенно превышает среднюю амплитуду напряжения первого образца межканальной помехи U 1МПi , т.е. Within this interval the output of the channel filter 17, the first node of the phasing 16 1 i-th BCS 15 1-i the amplitude voltage of the first sample-band channel interference U 1Pi exceeds the voltage amplitude of the first sample i-th signal channel U 1Ci and substantially exceeds the average amplitude of the first voltage sample interchannel interference 1MPi U, i.e. U 1Ci <U 1Пi >>U 1МПi . U 1Ci <U >> U 1Pi 1MPi.

При этом амплитуда напряжения второго образца i-го канального сигнала U 2Ci в пределах интервала времени T1 (0<t<t 1 ) в соответствии с фиг. The amplitude of the voltage of the second sample of i-th channel signal U 2Ci within the time interval T1 (0 <t <t 1) in accordance with FIG. 3,а превышает амплитуду напряжения второго образца внутриполосной канальной помехи U 2Пi , которая, в свою очередь, существенно превышает среднюю амплитуду напряжения второго образца межканальной помехи U 2МПi , т.е. 3, and exceeds the voltage amplitude of the second sample-band channel interference 2Pi U which, in turn, substantially greater than an average voltage amplitude of the second sample interchannel interference 2MPi U, i.e. U 2Ci >U 2Пi >>U 2МПi . U 2Ci> U >> U 2Pi 2MPi.

Огибающую U 1T1 (t) результирующего колебания (21), представляющего собой узкополосный процесс на интервале времени T1, можно с определенной степенью точности представить согласно [11], с. Envelope U 1T1 (t) of the resultant oscillation (21), which is a process for narrowband time interval T1, it is possible to introduce a certain degree of accuracy according to [11], p. 119, в виде: 119, in the form:

Figure 00000092

где M 1iT1 =U 1Ci /U 1Пi - i-ое канальное соотношение амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16 1 на любом интервале стационарности длительностью Δt, заканчивающимся в рассматриваемый момент времени t и выбираемом в пределах первого (в соответствии с фиг. 3,а,б) интервала времени T1, при M 1iT1 <1 и ω Ci1Пi =Δω>0. wherein M 1iT1 = U 1Ci / U 1Pi - i-th channel amplitude ratio of the voltage signal / noise ratio at the output of the channel filter 17, the first node phasing January 16 at any interval stationarity duration Δt, ending at a given time point t and is selected within a first (in according to Fig. 3a, b) the time interval T1, when M 1iT1 <1 and ω Ci1Pi = Δω> 0.

При этом результирующее колебание (21) на входе нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16 1 с учетом (23) будет иметь вид [11]: In this case the resultant oscillation (21) at the input of the normalizing amplifier 18, phasing the first node 16 1 in view of (23) will have the form [11]:

Figure 00000093

где θ(t) - функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой внутриполосной канальной помехи ω Пi при U 1Пi >U 1Ci [11]. where θ (t) - a function describing the change of phase resulting oscillation center frequency band on-channel interference ω Pi at 1Pi U> U 1Ci [11].

Для второго узла фазирования 16 2 огибающую U 2iT1 (t) узкополосного процесса (22) на входе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 2 аналогично (23) можно представить в виде: To the second node 16 February phasing envelope U 2iT1 (t) of the narrowband process (22) at the input of the normalizing amplifier 18 of the second node phasing February 16 analogously to (23) can be written as:

Figure 00000094

где R 2iT1 =U 2Пi /U Ci - i-oe канальное соотношение амплитуд напряжений помеха/сигнал на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16 2 на интервале стационарности длительностью Δt при R 2iT1 <1. wherein R 2iT1 = U 2Pi / U Ci - i-oe channel interference ratio of the amplitudes of stress / signal at the output node of the second channel filter 17 to the phasing 16 February stationarity interval duration Δt when R 2iT1 <1.

Результирующее колебание (22) на входе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 2 с учетом (25) будет иметь вид [11]: The resultant oscillation (22) at the input of the normalizing amplifier 18, phasing the second node based on February 16 (25) will have the form [11]:

Figure 00000095

где θ'(t) - функция, описывающая изменения фазы результирующего колебания с центральной частотой сигнала ω Ci при U 2Ci >U 2Пi [11]. wherein θ '(t) - a function describing the change of phase resulting oscillation center frequency ω Ci signal when U 2Ci> U 2Pi [11].

Постоянная времени системы АРУ нормирующих усилителей 18 должна быть больше периода изменения огибающей результирующего колебания (биений) с частотой Δω и, в тоже время, меньше интервала Δt. The time constant of the normalizing system AGC amplifier 18 must be greater than the period of variation of the envelope of the resultant oscillation (beats) at a frequency Δω and, at the same time interval Δt less.

Из (24) и (26) следует, что в пределах конкретного интервала стационарности длительностью Δt средние значения амплитуд результирующих колебаний на входах нормирующих усилителей 18 узлов фазирования 16 1 и 16 2 с учетом максимального и минимального значений переменной величины cosΔωt будут иметь вид: From (24) and (26) that within a particular interval of duration Δt stationarity mean amplitudes of resulting vibrations of the inputs of the normalizing amplifier 18, phasing units on January 16 and 16, 2 subject to the maximum and minimum values cosΔωt variable will have the form:

Figure 00000096

Figure 00000097

Определим в выражении (27) значение второго сомножителя числителя (в скобках): We define the expression (27) the value of the second factor of the numerator (in brackets):

Figure 00000098

Здесь учтено, что при извлечении корня квадратного каждое из двух слагаемых должно быть больше нуля при M 1iT1 <1. It is assumed here that the extraction of the square root of each of the two terms must be greater than zero for M 1iT1 <1.

Соответственно и в выражении (28) значение второго сомножителя числителя также будет равно: Accordingly, in the expression (28) the value of the second factor of the numerator will also be equal to:

Figure 00000099

Таким образом, выражения (27) и (28) принимают следующий вид: Thus, the expression (27) and (28) take the following form:

Figure 00000100

Figure 00000101

Учитывая, что АРУ нормирующего усилителя 18 каждого из узлов фазирования 16 1 и 16 2 реагирует на среднее значение амплитуды входного колебания, среднее значение амплитуды нормированного результирующего колебания на выходе нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16 1 с учетом (15) и (27') будет равно: Given that the AGC normalizing amplifier 18 of each of the nodes of the phasing 16 1 and 16 2 responds to the average value of the input vibration amplitude, average amplitude value normalized resultant oscillation at the output of the normalizing amplifier 18 of the first node phasing 16 1 in view of (15) and (27 ') It will be equal to:

Figure 00000102

Здесь К 1 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16 1 , при котором его выходной уровень нормируется системой АРУ до известной величины U CH , определяемой выражением (15). Here K 1 - value of the first node transmission coefficient normalizing amplifier 18, phasing 16 1, at which its output level of the AGC system is normalized to a known amount of U CH, defined by expression (15).

Из (29) определим величину К 1 на конкретном интервале стационарности Δt в пределах первого (в соответствии с фиг. 3,а,б) временного интервала T1, на котором величина M 1iT1 <1 принимает соответствующее значение: (29) To determine the value of 1 at a particular interval Δt stationary within the first (in accordance with Figure 3, a, b.) The time interval T1, where the value M 1iT1 <1 receives the appropriate value:

Figure 00000103

Используя принцип суперпозиции на выбранном интервале стационарности длительностью Δt, выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16 1 в этом случае будет иметь вид: Using the principle of superposition of the selected stationary interval of duration Δt, the output of the first multiplier 19, the product of the first node phasing January 16 in this case will have the form:

Figure 00000104

Здесь первое слагаемое, характеризующее напряжение первого образца канального сигнала на выходе первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16 1 можно представить аналогично выражению (7): Here, the first term characterizing the voltage of the first channel signal samples at the output of the first multiplier 19 of the first node phasing January 16 can be represented similarly to expression (7):

Figure 00000105

При этом измерительный фильтр 20 первого узла фазирования 16 1 , выделит из суммы двух колебаний только гармоническое колебание с центральной частотой этого фильтра ω фiCiPi , которое по аналогии с (8) и с учетом (30) можно представить в виде: In this measurement, the filter 20 of the phasing of the first node 16 1, allocate amounts of two oscillations only harmonic oscillation with a center frequency of this filter .phi.i ω = ω CiPi, which is analogous to (8) and taking into account (30) can be written as :

Figure 00000106

Второе слагаемое в (31), характеризующее напряжение первого образца внутриполосной канальной помехи на выходе первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16 1 , будет иметь вид: The second term in (31), which characterizes the first voltage sample in-band channel interference at the output of the first multiplier 19 of the first node 16 1 phasing, will have the form:

Figure 00000107

Из рассмотрения (34) следует, что в первом перемножителе 19 гармоническое колебание помехи U 1Пi (t) преобразуется в два колебания с угловой манипуляцией: на верхней несущей частоте ω вПiPi (первое слагаемое в круглых скобках) и на нижней несущей частоте ω нПiPi (второе слагаемое в круглых скобках). From an examination (34) that is converted to two oscillation with angular keying in a first multiplier 19, a harmonic oscillation interference U 1Pi (t): on the upper carrier frequency ω a = ω Pi + ω Pi (the first term in parentheses) and the lower carrier frequency ω n = ω PiPi (the second term in parentheses).

Спектральные составляющие первого колебания с угловой манипуляцией на несущей частоте ω в намного выше центральной частоты ω Фi измерительного фильтра 20 и легко им отсеиваются, а отдельные спектральные составляющие второго фазоманипулированного сигнала на несущей частоте ω н могут попасть в полосу пропускания измерительного фильтра 20. Spectral components of the first oscillation with angular keying on a carrier frequency ω at a much higher center frequency ω .phi.i measurement filter 20 and it is easily eliminated, and the individual spectral components of the second phase manipulated signal at the carrier frequency ω N can get into the band measurement filter 20 bandwidth.

Однако, учитывая, что полоса пропускания измерительного фильтра 20 много меньше полосы пропускания канального фильтра 17, соответствующей спектру принимаемого сигнала, реакцию узкополосного измерительного фильтра 20 на указанные выше отдельные спектральные составляющие помехи с угловой манипуляцией можно не учитывать ввиду малых уровней этих составляющих. However, given that the band measurement filter 20 is much smaller than the transmission bandwidth of the channel filter 17 corresponding to the received signal spectrum, the reaction narrowband measurement filter 20 to separate the spectral components of the interference with the above angular manipulation can be disregarded in view of low levels of these components.

Таким образом, выходное напряжение измерительного фильтра 20 при приеме смеси сигнала и внутриполосной канальной помехи с определенной степенью точности будет соответствовать выражению (33), т.е. Thus, the output voltage measurement filter 20 with a signal mixture received inband channel and interference with a certain degree of accuracy corresponds to the expression (33), i.e. выходное напряжение этого фильтра будет определять «вес» канального сигнала в смеси сигнала и помехи: output voltage of the filter will determine the "weight" of the channel signal in the mixture signal and noise:

Figure 00000108

Используя принцип суперпозиции, выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16 1 с учетом (35) будет иметь вид: Using the principle of superposition, the output product of the second multiplier 21 of the first node phasing January 16, taking into account (35) will have the form:

Figure 00000109

Первое слагаемое в (36), определяет напряжение первого образца канального сигнала на выходе второго перемножителя 21 первой ветви фазирования 16 1 . The first term in (36), determines the voltage of the first channel signal samples at the output of the second multiplier 21 of the first branch 16 January phasing. По аналогии с (10) и с учетом (30) и (35) это слагаемое можно записать в виде: By analogy with (10) and taking (30) and (35), this term can be written as:

Figure 00000110

Учитывая, что первое слагаемое в (37) отсеивается при дальнейшей фильтрации, будем учитывать, как и ранее, только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующее напряжение первого образца канального сигнала: Given that the first term in (37) is eliminated during further filtering will take into account, as before, only the second term on the first adder input 22, the voltage characterizing the first sample of the channel signal:

Figure 00000111

со средним значением амплитуды having an average amplitude value

Figure 00000112

Второе слагаемое в (36) определяет напряжение внутриполосной канальной помехи на первом входе сумматора 22. С учетом (19), (30) и (35) это слагаемое будет иметь вид: The second term in (36) defines inband channel interference voltage at the first input of the adder 22. In view of (19), (30) and (35), this term will have the form:

Figure 00000113

По аналогии с (37) в (39) будем учитывать только второе слагаемое на первом входе сумматора 22, характеризующего напряжение первого образца внутриполосной канальной помехи: By analogy with (37) in (39) will consider only the second term on the first adder input 22, the voltage indicative of the first sample-band channel interference:

Figure 00000114

где ω' ПiCiPiПi , ψ 11CiPi1Пi . where ω 'Pi = ω CiPiPi, ψ 1 = φ 1CiPi1Pi.

Аналогичные операции выполним и для определения результирующего колебания на выходе второго перемножителя второго узла фазирования 16 2 , которое подается на второй вход сумматора 22. Similar operations are performed and to determine the resultant oscillation at the output of the second multiplier second node phasing February 16, which is fed to the second input of the adder 22.

В этом случае на выбранном интервале стационарности длительностью Δt среднее значение амплитуды нормированного результирующего колебания на выходе нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 2 с учетом (15) и (28') будет равно: In this case, the selected interval of duration Δt stationarity average value of the normalized amplitude of the resulting oscillation output of the normalizing amplifier 18, phasing the second node 16 2, taking into account (15) and (28 ') will be:

Figure 00000115

Здесь К 2 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 2 , при котором его средний выходной уровень нормируется системой АРУ до известной величины U CH (15). Here K 2 - value of the second node normalizing gain amplifier 18, phasing February 16, at which its average output level of the AGC system is normalized to a known amount of U CH (15).

Из (41) определим величину К 2 , являющуюся постоянной в пределах интервала стационарности Δt, заканчивающегося в рассматриваемый момент времени t: From (41) define the value of K 2, which is constant within a range of stationarity Δt, ending at a given time instant t:

Figure 00000116

Используя принцип суперпозиции, выходной продукт первого перемножителя 19 второго узла фазирования 16 2 в этом случае будет иметь вид: Using the principle of superposition, the output product of the first multiplier 19, second node 16 February phasing in this case will have the form:

Figure 00000117

Здесь первое слагаемое, характеризующее напряжение второго образца i-го канального сигнала первого группового сигнала на выходе первого перемножителя 19 второго узла фазирования 16 2 , которое по аналогии с (32) можно представить в виде: Here, the first term characterizing the voltage of the second sample i-th channel signal of the first baseband signal at the output of the first multiplier 19 of the second node phasing February 16, which by analogy with (32) can be written as:

Figure 00000118

При этом измерительный фильтр 20 второго узла фазирования 16 1 , выделит из суммы двух колебаний только гармоническое колебание с центральной частотой этого фильтра ω фiCiPi , которое по аналогии с (9) и с учетом (42) можно представить в виде: In this measurement, the filter 20 of the second node 16 1 phasing, allocate amounts of two oscillations only harmonic oscillation with a center frequency of this filter .phi.i ω = ω CiPi, which analogously to (9) and taking into account (42) can be written as :

Figure 00000119

Второе слагаемое в (43), характеризующее напряжение помехи на выходе первого перемножителя 19 второго узла фазирования 16 2 будет иметь вид: The second term in (43), which characterizes the interference voltage at the output of the first multiplier 19, second node 16 2 phasing will have the form:

Figure 00000120

Аналогично ранее рассмотренному, в первом перемножителе второго узла фазирования 16 2 гармоническое колебание помехи U 2Пi (t) преобразуется в два сигнала с угловой манипуляцией: на верхней несущей частоте ω вПiPi (первое слагаемое в круглых скобках) и на нижней несущей частоте ω нПiPi (второе слагаемое в круглых скобках). Similarly previously discussed, the first multiplier of the second node phasing February 16th harmonic oscillation interference U 2Pi (t) is converted into two signals with angular manipulation: on the upper carrier frequency ω a = ω Pi + ω Pi (the first term in parentheses) and the lower carrier frequency ω n = ω PiPi (the second term in parentheses).

Спектральные составляющие первого сигнала с угловой манипуляцией на несущей частоте ω в намного выше центральной частоты ω Фi измерительного фильтра 20 и легко им отсеиваются, а отдельные спектральные составляющие второго фазоманипулированного сигнала на несущей частоте ω н могут попасть в полосу пропускания измерительного фильтра 20. Spectral components of the first signal with the angular manipulation at the carrier frequency ω at a much higher center frequency ω .phi.i measurement filter 20 and it is easily eliminated, and the individual spectral components of the second phase manipulated signal at the carrier frequency ω N can get into the band pass filter 20 the measuring.

Однако, учитывая, как и в первом узле фазирования 16 1 , что полоса пропускания измерительного фильтра 20 много меньше полосы пропускания канального фильтра 17, реакцию узкополосного измерительного фильтра 20 на указанные выше отдельные спектральные составляющие сигнала с угловой манипуляцией можно не учитывать. However, given as the first node 16 1 phasing, that the measuring band pass filter 20 is much smaller than the bandwidth of the channel filter 17, a narrow-band measurement filter response 20 for the individual spectral components of the signal above with angular keying can be ignored.

Таким образом, выходное напряжение измерительного фильтра 20 при приеме смеси канального сигнала и внутриполосной помехи с определенной степенью точности будет соответствовать выражению (45): Thus, the output voltage measurement filter 20 upon receiving the channel signal in-band interference and mixtures with a degree of accuracy corresponds to the expression (45):

Figure 00000121

Используя принцип суперпозиции на выбранном интервале стационарности Δt, выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16 2 будет иметь вид: Using the principle of superposition of the second node in the selected range stationarity Δt, the output of the second multiplier 21 product phasing February 16 will have the form:

Figure 00000122

Первое слагаемое в (48), определяет напряжение второго образца i-го канального сигнала первого группового сигнала на выходе второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16 2 . The first term in (48), determines a second sample voltage i-th channel of the first baseband signal at the output of the second multiplier 21 of the second node 16 February phasing. По аналогии с (37) и с учетом (42) и (47) это слагаемое можно записать в виде: By analogy with (37) and taking into account (42) and (47) this term can be written as:

Figure 00000123

Учитывая, что первое слагаемое в (49) отсеивается при дальнейшей фильтрации, будем учитывать как и ранее только второе слагаемое на втором входе сумматора 22, характеризующее напряжение второго образца канального сигнала: Given that the first term in (49) is eliminated during further filtering will consider as before only the second term on the second input of the adder 22, which characterizes the voltage of the second channel signal samples:

Figure 00000124

со средним значением напряжения амплитуды with a mean voltage amplitude

Figure 00000125

Второе слагаемое в (48) определяет напряжение помехи на втором входе сумматора 22. С учетом (42) и (47) это слагаемое будет иметь вид: The second term in (48) determines the noise voltage at the second input of the adder 22. In view of (42) and (47), this term will have the form:

Figure 00000126

По аналогии с (39) в (51) будем учитывать только второе слагаемое на втором входе сумматора 22, характеризующего напряжение помехи: By analogy with (39) to (51) shall take into account only the second term on the second input of adder 22, which characterizes the interference voltage:

Figure 00000127

где ω' ПiCiPiПi , ψ 22CiPi2Пi . where ω 'Pi = ω CiPiPi, ψ 2 = φ 2CiPi2Pi.

В сумматоре 22 амплитуды первого и второго образцов канального сигнала первого группового сигнала с выходов вторых перемножителей узлов фазирования 16 1 , 16 2 и определяемые выражениями (38) и (50), складываются алгебраически как синфазные колебания. In the adder 22, the amplitude of the first and second samples of the first channel baseband signal with the second output nodes of the multipliers phasing January 16 16 2 and defined by the expressions (38) and (50) are added algebraically as the in-phase oscillations. Результирующее напряжение канального сигнала на выходе i-го БКС 15 1-i , реализующего оптимальное сложение образцов этого сигнала, будет иметь вид: The resultant voltage signal at the output of channel i-th BCS January 15-i, realizing optimum summation of the signal samples has the form:

Figure 00000128

со средним значением амплитуды результирующего напряжения канального сигнала в виде: with a mean value of the amplitude of the resultant voltage of the channel signal in the form:

Figure 00000129

Амплитуды напряжений образцов внутриполосной канальной помехи, определяемые выражениями (40) и (52), в сумматоре 22 складываются геометрически, как колебания с одной и той же частотой ω' ПiCiPiПi и различными фазами: ψ 11CiPi1Пi и ψ 22CiPi2Пi . The amplitudes of voltages samples Inband interference channel, defined by the expressions (40) and (52), in adder 22, added geometrically as vibrations with the same frequency ω 'Pi = ω CiPiPi and different phases: ψ 1 = φ 1CiPi1Pi 2 and ψ = φ 2CiPi2Pi.

Результирующее напряжение внутриполосной канальной помехи на выходе i-го БКС 15 1-i будет равно [12], с. The resultant voltage Inband channel interference at the output of i-th BCS 15 1-i will be equal to [12], p. 185: 185:

Figure 00000130

где Where

Figure 00000131
- амплитуда результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи; - amplitude of the resulting voltage band on-channel interference;

Δψ=ψ 21 ; Δψ = ψ 21;

Figure 00000132

Определим среднее значение амплитуды U POПiT1 (Δψ) результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи. We define the mean value of the amplitude U POPiT1 (Δψ) of the resultant voltage Inband channel interference.

С учетом максимального и минимального значений величины cos(ψ 21 ), характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов внутриполосной канальной помехи, которая может изменяться произвольным образом, в том числе и в пределах любого из выбираемых интервалов стационарности длительностью Δt, среднее значение величины U POПiT1 (Δψ) будет равно: Given the maximum and minimum values of the quantity cos (ψ 21) which characterizes the phase difference between the voltages of the two samples of in-band channel interference, which may vary in an arbitrary manner, including within any of the selectable intervals stationarity duration Δt, the mean value U POPiT1 (Δψ) will be equal to:

Figure 00000133

при условии, что M 1iT1 >R 2iT1 , или with the proviso that M 1iT1> R 2iT1, or

Figure 00000134

при условии, что R 2iT1 >M 1iT1 . with the proviso that R 2iT1> M 1iT1.

Результирующее канальное соотношение средних значений результирующих амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15 1-i (на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11 1 ) при оптимальном (весовом) сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала T1 (0<t<t 1 ) в соответствии с фиг. The resulting channel ratio of average values at the optimum (weighted) addition of spaced samples of i-th channel in any signal resulting amplitude voltage signal / noise ratio at the output of i-th BCS January 15-i (at input i-th channel demodulator unit channel demodulators November 1) stationarity interval of duration Δt, selectable within a time interval T1 (0 <t <t 1) in accordance with FIG. 3,а,б, с учетом (53') и (55) будет равно: 3, a, b, using (53 ') and (55) will be equal to:

Figure 00000135

Или с учетом (56): Or with regard to (56):

Figure 00000136

2. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала Т2 (t 1 <t<t 2 ). 2. Reception at any interval stationarity duration Δt, selectable within the time interval T2 (t 1 <t <t 2).

В данном случае в пределах временного интервала Т2 имеют место неравенства: 1) U 1Пi /U 1Ci =R 1iT2 <1 и 2) U 2Пi /U 2Ci =R 2iT2 <1. In this case, within the time interval T2 following inequalities hold: 1) U 1Pi / U 1Ci = R 1iT2 <1 and 2) U 2Pi / U 2Ci = R 2iT2 <1.

Следовательно, напряжение первого образца канального сигнала на выходе второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16 1 или на первом входе сумматора 22 с учетом идентичности узлов фазирования 16 1 и 16 2 и в соответствии с выражениями (50), (50') запишется в виде: Consequently, the channel signal of the first sample the voltage at the output of the second multiplier 21 of the first node phasing January 16 or on the first input of the adder 22 with the identity of nodes phasing January 16 and 16 2 and in accordance with the expressions (50) and (50 ') takes the form:

Figure 00000137

со средним значением напряжения амплитуды with a mean voltage amplitude

Figure 00000138

Аналогичным образом запишется напряжение второго образца канального сигнала на втором входе сумматора 22: Similarly, the written voltage of the second sample of the channel signal on the second input of the adder 22:

Figure 00000139

со средним значением напряжения амплитуды with a mean voltage amplitude

Figure 00000140

В сумматоре 22 средние значения амплитуд первого и второго образцов канального сигнала первого группового сигнала, определяемые выражениями (59') и (60'), складываются алгебраически как синфазные колебания. In the adder 22, the average values ​​of the amplitudes of the first and second channel signal samples of the first baseband signal, defined by expressions (59) and (60 ') are added algebraically as the in-phase oscillations.

Напряжение результирующего канального сигнала на выходе i-го БКС 15 1-i , реализующего оптимальное сложение образцов этого сигнала, с учетом (59') и (60') будет иметь вид: Tension of the resultant signal at the output of channel i-th BCS January 15-i, realizing optimum summation of the signal samples, taking into account (59) and (60 ') will have the form:

Figure 00000141

со средним значением амплитуды результирующего напряжения канального сигнала with an average value of the resulting channel signal voltage amplitude

Figure 00000142

Не трудно показать, что напряжение первого образца внутриполосной канальной помехи на первом входе сумматора 22 по аналогии с выражением (52) будет иметь вид: It is not difficult to show that the voltage of the first sample-band channel interference at the first input of the adder 22, by analogy with the expression (52) will have the form:

Figure 00000143

где ω' ПiCiPiПi , ψ' 1 =ϕ' 1Ci -ϕ' Pi -ϕ' 1Пi . where ω 'Pi = ω CiPiPi, ψ' 1 = φ '1Ci -φ' Pi -φ ' 1Pi.

Здесь, как и ранее, имеется ввиду, что каждая из величины R 1iT2 , ψ' 1 , ϕ' 1Ci , ϕ' Pi , ϕ' 1Пi принимает конкретное численное значение на каждом выбираемом интервале стационарности длительностью Δt в пределах временного интервала Т2 (t 1 <t<t 2 ). Here, as before, meaning that each of the values R 1iT2, ψ '1, φ' 1Ci, φ 'Pi , φ' 1Pi receives a particular numerical value to each selected interval stationarity duration Δt within the time interval T2 (t 1 <t <t 2).

Аналогичный вид будет иметь и напряжение второго образца внутриполосной канальной помехи на втором входе сумматора 22: A similar appearance will have voltage and the second sample-band channel interference on the second input of the adder 22:

Figure 00000144

где ψ' 2 =ϕ' 2Ci -ϕ' Pi -ϕ' 2Пi . wherein ψ '2 = φ' 2Ci -φ 'Pi -φ ' 2Pi.

Амплитуды напряжений образцов внутриполосной канальной помехи, определяемые выражениями (62) и (63), в сумматоре 22 складываются геометрически, как колебания с одной и той же частотой ω' ПiCiPiПi и различными фазами. The amplitudes of voltages Inband channel interference samples, defined by expressions (62) and (63), in adder 22, added geometrically as vibrations with the same frequency ω 'Pi = ω CiPiPi and different phases.

Результирующее напряжение внутриполосной канальной помехи на выходе i-го БКС 15 1-i аналогично выражению (54) будет равно: The resultant voltage Inband channel interference at the output of i-th BCS January 15-i is similar to expression (54) will be equal to:

Figure 00000145

где Where

Figure 00000146
- -

- амплитуда результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи; - amplitude of the resulting voltage band on-channel interference; Δψ'=ψ' 2 -ψ' 1 ; Δψ '= ψ' 2'1;

Figure 00000147

Определим среднее значение амплитуды U POПiT2 (Δψ') результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи (64). We define the mean value of the amplitude U POPiT2 (Δψ ') of the resultant voltage Inband channel interference (64).

С учетом максимального и минимального значений величины cos(ψ' 2 -ψ' 1 ), характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов внутриполосной канальной помехи, которая может изменяться произвольным образом, в том числе и в пределах любого из выбираемых интервалов стационарности Δt на временном интервале T2, среднее значение величины U POПiT2 (Δψ') будет аналогично выражению (56) равно: Given the maximum and minimum values of the quantity cos (ψ '2 -ψ' 1), which characterizes the phase difference between the voltages of the two samples of in-band channel interference, which may vary in an arbitrary manner, including within any of the selectable intervals stationary in the time interval Δt T2, the average value of U POPiT2 (Δψ ') is similar to expression (56) is:

Figure 00000148

при условии R 1iT2 >R 2iT2 , или: provided R 1iT2> R 2iT2, or:

Figure 00000149

Таким образом, при ведении радиосвязи на любом интервале стационарности Δt в пределах временного интервала T2 результирующее канальное соотношение средних амплитуд сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15 1-i или на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11 1 при оптимальном (весовом) сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала с учетом (61') и (65) будет равно: Thus, when administered radiocommunication at any interval stationarity Δt within the time interval T2 resulting channel ratio of the average amplitude signal / noise ratio at the output of i-th BCS January 15-i or the inlet i-th channel demodulator unit channel demodulators January 11 at the optimum ( weighted) addition of i-spaced samples of the first channel signal with the (61) and (65) will be equal to:

Figure 00000150

Или с учетом (66): Or with regard to (66):

Figure 00000151

3. Прием на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбираемом в пределах временного интервала Т3 (t 2 <t<t 3 ). 3. Reception at any interval stationarity duration Δt, selectable within a time interval T3 (t 2 <t <t 3).

В данном случае в пределах временного интервала Т3 имеют место неравенства: 1) U 1Пi /U 1Ci =R 1iT3 <1 и 2) U 2Ci /U 2Пi =M 2iT3 <1. In this case, within a time interval T3 following inequalities hold: 1) U 1Pi / U 1Ci = R 1iT3 <1 and 2) U 2Ci / U 2Pi = M 2iT3 <1.

Таким образом, условия приема суммарного сигнала на интервале Т3 фактически аналогичны условиям приема на интервале T1 и отличаются в основном тем, что на входах узлов фазирования 16 1 и 16 2 соотношения напряжений сигнал/помеха и помеха/сигнал, каждое из которых меньше единицы, поменялись местами. Thus, the conditions of reception of the sum signal in the interval T3 is actually similar to the conditions of reception at the interval T1 and differ primarily in that the inputs of nodes phasing 16 January and February 16 ratio of the voltage signal / noise ratio and the noise / signal, each of which is less than unity, swapped places. Соответственно с учетом идентичности узлов фазирования результирующее канальное соотношение средних амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го БКС 15 1-i или на входе i-го канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11 1 при оптимальном (весовом) сложении разнесенных образцов i-го канального сигнала по аналогии с (57) будет равно: Accordingly, taking into account the identity of nodes phasing resulting channel ratio of the average amplitude of the voltage signal / noise ratio at the output of i-th BCS January 15-i or the inlet i-th channel demodulator unit channel demodulators January 11 at the optimum (weighted) addition of spaced samples of i-th channel signal by analogy with (57) will be equal to:

Figure 00000152

Или аналогично (58): Or similar (58):

Figure 00000153

Проведем оценку помехоустойчивости приема i-го канального сигнала первого группового сигнала (фиг. 2,а) в виде соотношения сигнал/помеха на выходе соответствующего устройства линейного сложения (на входе i-го демодулятора) известной системой связи - прототипа [5]. Us estimate the noise immunity receiving i-th channel of the first baseband signal (Figure 2a.) As a signal / noise ratio at the output of the corresponding linear combiners (input i-th demodulator) known connection system - prototype [5].

Учитывая, что приемные комплексы сравниваемых систем связи должны работать в одних и тех же условиях, т.е. Considering that the comparable complexes receiving communication systems must operate in the same conditions, i.e. вести разнесенный прием на две антенны, принимающие электромагнитные волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, то и замирания двух образцов принимаемого группового сигнала на выходах двух РПУ как предлагаемой системы связи, так и прототипа, должны быть одинаковы. conduct diversity reception on the two antennas, receiving electromagnetic waves that are polarized in mutually perpendicular directions, and fading of the two samples of the received baseband signal at the outputs of the two PAR as the proposed communication system and prototype must be identical.

Как уже отмечалось выше, при линейном сложении сигналов двух ветвей разнесения выдвигаются жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения, т.е. As noted above, the linear addition of the signals of two diversity branches nominated stringent requirements for equality gain in diversity branches, i.e., антенны, а также РПУ ветвей разнесения должны быть строго идентичны по коэффициентам усиления [6]. antenna and HHU diversity branches must be strictly identical gain factors [6]. Предположим, что это условие выполняется. Let us assume that this condition is satisfied.

Аналогично вышеизложенному будем рассматривать работу известной системы связи - прототипа, при приеме двух образцов каждого i-го канального сигнала, подверженных поляризационным замираниям в соответствии моделью характера замираний, приведенной на фиг. Similarly to the above operation will be considered a known communications system - prototype, when taking two samples of each i-th channel signal subjected to polarization fading in the model according to the nature of fading, shown in FIG. 2,а. 2, as well.

Пусть, как и ранее, образцы группового сигнала U 1C (t) и U 2C (t) вида (3) и (4), а также образцы внутриполосной синусоидальная канальной помехи U 1Пi (t) и U 2Пi (t) вида (17) и (19) с выходов линейных трактов соответствующих РПУ приемного комплекса известной системы связи поступают в пределах любого из временных интервалов стационарности длительностью Δt на N канальных блоков (КБ), каждый из которых рассчитан на сдвоенный прием и состоит из двух идентичных активных фильтров [5]. Assume, as before, the baseband signal samples U 1C (t) and U 2C (t) of the form (3) and (4), as well as samples Inband sinusoidal channel interference U 1Pi (t) and U 2Pi (t) of the form (17 ) and (19) with the linear paths of outputs corresponding PAR receiving complex known connection system coming within any of the time slots stationarity duration Δt on the N channel blocks (CB), each of which is designed for dual reception and consists of two identical active filters [5 ].

Выделенные фильтрами i-го канального блока напряжения образцов i-го канального сигнала и i-й внутриполосной канальной помехи на входах устройства линейного сложения (УЛС) в составе блока вычисления разности фаз (БВРФ) можно представить аналогично (21) и (22) в виде: Dedicated filters i-th channel samples the voltage block i-th channel signal and the i-th band on-channel interference at the inputs of the linear combiners (OLC) composed of the phase difference calculation unit (BVRF) can be represented as in (21) and (22) as a :

- на первом входе - - at the first input -

Figure 00000154

- на втором входе - - on the second input -

Figure 00000155

Здесь и в дальнейшем будем считать, что коэффициент передачи каждого активного фильтра и каждого УЛС равен 1. Here and in what follows we assume that the transmission coefficient of each active filter and each OLC is 1.

Следует отметить, что при любом виде линейного сложения сигналов частотные составляющие спектра каждого из образцов i-го канального сигнала ветвей разнесения не должны быть подвержены селективным искажениям при их сложении. It should be noted that in any form of a linear summation of signals the frequency components of the spectrum of each sample i-th channel signal diversity branches must not be exposed to selective distortion during their addition. Из этого следует, что линейное сложение напряжений образцов i-ой внутриполосной канальной помехи должно осуществляться по такому же закону, что и линейное сложение напряжений образцов i-го канального сигнала. From this it follows that the linear addition of the voltages of samples i-th band on-channel interference must be implemented by the same law as the linear summation voltages samples i-th channel signal.

Используя принцип суперпозиции, результат некогерентного линейного сложения напряжений двух образцов i-го канального сигнала и с учетом (71) и (72) можно представить в виде: Using the principle of superposition, the result of a linear addition of Incoherent voltages of the two samples i-th channel signal and taking into account (71) and (72) can be written as:

Figure 00000156

Как отмечалось выше, аналитического выражения, описывающего с высокой точностью сумму двух колебаний типа (73) в технической литературе не найдено. As noted above, the analytic expression describing accurately the sum of two types of oscillation (73) in the technical literature found. Однако, если учесть, что в выражениях (73) растройка |Δω|=|ω CiПi | However, when you consider that in expressions (73) detuning | Δω | = | ω CiPi | является малой величиной по сравнению со средней круговой частотой (ω CiПi )/2, а также то, что с определенной вероятностью возможны ситуации, когда функция θ Ci (t), определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала, скачкообразно изменяет свое значение в пределах интервала стационарности длительностью Δt относительно редко, или остается постоянной величиной (что может иметь место при передаче по i-му частотному каналу первого группового сигнала, например, в режиме ОФТ или ЧТ сигнала «нажатие» в виде серии двоичных символов «1», пе It is small compared with the average angular frequency (ω Ci + ω Pi) / 2, and also the fact that with a certain probability may be situations where the function θ Ci (t), which determines the form of the angular manipulation of i-th channel signal discontinuously changes its value within the stationary interval of duration Δt is relatively rare, or remains constant (which can occur during transmission through i-th frequency channel of the first baseband signal, for example in OBT mode or th "press" signal as a series of binary symbols "1 "ne едаваемых в пределах интервала Δt), то результирующее колебание можно считать узкополосным процессом [11]. edavaemyh within Δt interval), the resulting oscillation can be considered narrowband process [11].

С достаточной для проведения необходимых расчетов точностью выражение (73) в соответствии с [11], с. With sufficient to perform the necessary calculations within the expression (73) in accordance with [11] s. 185 можно записать в виде: 185 can be written as:

Figure 00000157

где огибающую U РЛCi и фазу ϕ РЛCi результирующего напряжения канального сигнала на любом из интервалов стационарности длительности Δt можно определить в виде: where U RLCi envelope and phase φ of the resultant voltage RLCi channel signal on any of the slots stationarity duration Δt can be determined as:

Figure 00000158

Figure 00000159

Определим среднее значение амплитуды U РЛCi (74) результирующего напряжения канального сигнала после линейного сложения. We define the mean value U RLCi amplitude (74) of the resulting channel signal voltage after the linear addition.

С учетом максимального и минимального значений величины cos(ϕ 2Ci1Ci ), характеризующей разность фаз между напряжениями двух образцов канального сигнала, которая может изменяться произвольным образом, в том числе и в пределах любого из выбираемых интервалов стационарности Δt на каком либо временном интервале Т, среднее значение величины U РЛCi аналогично выражению (55) будет равно: Given the maximum and minimum values of the quantity cos (φ 2Ci1Ci), which characterizes the phase difference between the voltages of the two samples of the channel signal, which can be varied arbitrarily, including within any of the selectable intervals Δt at which stationary or time interval T , the average value of U RLCi similar to expression (55) will be equal to:

Figure 00000160

при условии U 1Ci >U 2Ci , или: provided U 1Ci> U 2Ci, or:

Figure 00000161

Аналогичным образом с учетом (71) и (72) можно получить результат некогерентного линейного сложения напряжений двух образцов i-ой внутриполосной канальной помехи: Similarly, considering (71) and (72) may be the result of a linear addition of Incoherent voltages of the two samples i-th channel Inband interference:

Figure 00000162

где результирующее значение напряжения амплитуды U РЛПi и результирующее значение фазы ϕ РЛПi внутриполосной канальной помехи на любом из интервалов Δt стационарности в соответствии с [12], с. wherein the resulting value of the amplitude voltage U RLPi and the resultant phase value φ RLPi Inband channel interference on any of the intervals Δt stationarity in accordance with [12] s. 185 определяются в виде: 185 are defined as:

Figure 00000163

Figure 00000164

Среднее значение амплитуды результирующего напряжения внутриполосной канальной помехи после линейного сложения напряжений двух ее образцов можно записать аналогично (76) и (77) в виде: The average value of the amplitude of the resultant voltage Inband interference after channel linear summation voltages of its two samples can be written as in (76) and (77) in the form:

Figure 00000165

либо в виде: either in the form of:

Figure 00000166

Соответственно, при приеме образцов первого группового сигнала и внутриполосной канальной помехи, действующей в пределах полосы частот i-го канального сигнала, результирующее канальное соотношение средних значений амплитуд напряжений сигнал/помеха на выходе i-го устройства линейного сложения или на входе i-го канального демодулятора известной системы связи [5] будет равно: Accordingly, when receiving the first group of signal samples and in-band channel interference acting within the frequency band i-th channel signal, the resulting channel ratio of the average values ​​of the amplitudes of the voltage signal / noise ratio at the output of i-th unit of the linear addition or inlet i-th channel demodulator known communication systems [5] is equal to:

1. При приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt в пределах первого временного интервала T1 (0<t<t 1 ) и первой половины временного интервала T2 (t 1 <t<2), где U 2Ci >U 1Ci и U 1Пi >U 2Пi и с учетом (77) и (81): 1. At reception on any interval of duration Δt stationary within the first time interval T1 (0 <t <t 1) and the first half of time interval T2 (t 1 <t <2) wherein U 2Ci> U and U 1Ci 1Pi> U 2Pi and taking (77) and (81):

Figure 00000167

2. При приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt в пределах второй половины второго временного интервала Т2 (2<t<t 2 ) и третьего временного интервала Т3 (t 2 <t<t 3 ), где U 1Ci >U 2Ci и U 2Пi >U 1Пi и с учетом (76) и (82): 2. At reception on any interval of duration Δt stationary within the second half of the second time interval T2 (2 <t <t 2) and third time interval T3 (t 2 <t <t 3) wherein U 1Ci> 2Ci U and U 2Pi > U 1Pi and taking into account (76) and (82):

Figure 00000168

Таким образом, приведенные выше выражения позволяют производить оценку результирующих канальных соотношений сигнал/помеха на выходе любого i-го устройства сложения (оптимального и линейного) разнесенных образцов i-го канального сигнала (или на входе i-го канального демодулятора) каждой из сравниваемых систем связи в зависимости от исходного канального соотношения сигнал/помеха на выходе линейного тракта каждого из РПУ 10 1 и 10 2 системы связи. Thus, the above expressions allow to assess the resulting channel signal / noise ratio at the output of each i-th adding unit (optimal and linear) spaced samples i-th channel signal (or input i-th channel demodulator) of each of the compared communication systems depending on the initial channel signal / noise ratio at the output of the linear path of each of PAR October 1 and 10 2 communication system.

Однако, при сравнении величин Н Pioпт и H Piлин необходимо знать критическое значение соотношения сигнал/помеха (внутриполосная) на входе каждого демодулятора Н кр. However, when comparing values H and H Piopt Pilin necessary to know the critical value signal / noise ratio (in-band) at the input of each demodulator H cr. =U C /U П , ниже которого происходит сбой его работы. = U C / U n, below which there is a failure of its work. Поскольку ранее мы условились, что демодуляторы сравниваемых систем связи идентичны, то величина Н кр. As we have previously agreed that demodulators comparable communication systems are identical, the value of H cr. для сравниваемых систем связи должна быть одинаковой, т.е. communication systems to be compared must be the same, i.e., Н кр.линкр.опт . H = H kr.lin kr.opt.

Численное значение величины Н кр для промышленного демодулятора телеграфных сигналов, например, для демодулятора (блок Б5-72) из состава РПУ 3-го поколения Р-160П [10] составляет Н кр <1,66 для режимов работы ЧТ и H кр <2 для режимов ОФТ. The numerical value of H cr for industrial demodulator telegraph signals, for example, to a demodulator (block B5-72) from the PAR 3rd Generation P-160P [10] is H cr <1.66 for modes Th and H cr <2 for OFT modes.

Расчетные данные соотношений H Piлин и Н Pioпт , вычисленных по формулам (57), (67), (68), (69), (83), (84) при различных значениях величин U 1Ci , U 1Пi , U 2Ci , U 2Пi , фиксируемых в относительные моменты времени t в соответствии с фиг. Analysis calculated H Pilin ratios and H Piopt calculated by formulas (57), (67), (68), (69), (83), (84) for different values of the quantities U 1Ci, U 1Pi, U 2Ci, U 2Pi , written to the relative times t in accordance with FIG. 2,а, приведены в таблице. 2, and are shown in the table.

Figure 00000169

Из анализа таблицы следует, что предлагаемая система высокоскоростной декаметровой радиосвязи существенно превосходит известную систему радиосвязи - прототип, по помехоустойчивости приема любого i-го канального сигнала при одновременном действии на входе (выходе) линейного тракта каждого из двух РПУ 10 1 и 10 2 соответствующего образца внутриполосной канальной помехи с частотой в пределах полосы частот, занимаемой спектром i-го канального сигнала. From the analysis of the table it follows that the proposed system speed decametre radiocommunication substantially exceeds a certain radio system - a prototype of noise immunity receiving any i-th channel signal under the simultaneous action of the input (output) of the linear path of each of the two PAR October 1 and 10 2 corresponding sample Inband channel interference at a frequency within the frequency band occupied spectrum i-th channel signal.

Кроме того, поскольку при расчетах помехоустойчивости приема любого i-го канального сигнала принималось условие, что на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 величины амплитуд напряжений U 1Пi и U 2Пi образцов внутриполосной канальной помехи выбраны заведомо существенно большими действительных средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи U 1МПi и U 2МПi т.е. Further, since the calculation of noise immunity receiving any i-th channel signal assumes the condition that the outputs of channel filters 17 knots phasing January 16 and 16 2 the value of the voltage amplitude U 1Pi and U 2Pi samples Inband channel interference chosen deliberately substantially higher actual average values of the amplitudes samples interchannel interference voltages U and U 1MPi 2MPi i.e. U 1Пi >>U 1МПi и U 2Пi >>U 2МПi , то помехоустойчивость приема любого i-го канального сигнала, характеризующаяся соотношением H Pioпт =U PO ср CiTX /U POcpПiTX на конкретном временном интервале ТХ (Т1,Т2,Т3) в соответствии с фиг. U 1Pi 1MPi >> U and U 2Pi 2MPi >> U, the immunity receiving any i-th channel signal, characterized by the relation H = U PO Piopt cf. CiTX / U POcpPiTX on a particular timeslot TX (T1, T2, T3) in accordance FIG. 3,а, в основном определяется величинами амплитуд напряжений образцов внутриполосной канальной помехи и фактически не зависит от действия напряжений образцов межканальной помехи. 3, and it is mainly determined by the voltage amplitudes of the samples in-band channel interference and virtually independent from the action of stresses interchannel interference samples.

Следует также отметить, что в предлагаемой системе связи при одной и той же длительности канальной посылки сигнала Т кан , что и у известной системы связи (прототипа) [5], общая скорость передачи двоичной информации в 2 раза выше. It should also be noted that in the proposed communication system when the same duration T ch channel sending signal as that of the known connection system (prior art) [5], the total bit rate is 2 times higher. Поэтому для сравнении величин соотношений сигнал/помеха Н Piопт и Н Piлин предлагаемой системы связи и прототипа при их работе в абсолютно одинаковых условиях, необходимо в прототипе скорость передачи увеличить в 2 раза, например, путем увеличения кратности уплотнения k сигнала в каждом частотном канале группового сигнала (фиг. 2,а). Therefore, for comparing the values of the signal / noise ratio H Piopt and H Pilin proposed communication system and the prototype at their work in exactly the same conditions, it is necessary in the prior art transfer rate increase factor of 2, for example, by increasing the k signal multiplicity seal in each frequency channel baseband signal (Fig. 2a).

Например, при проведении сравнения в предлагаемой системе связи в каждом из 2N частотных каналов можно использовать сигналы ОФТ или ЧТ при k=1, а в прототипе (при той же скорости манипуляции канальных сигналов) - сигналы ДОФТ или ДЧТ при k=2, обеспечивающих скорость передачи двоичной информации в 2 раза выше, чем сигналами ОФТ или ЧТ. For example, during the comparison in the proposed communication system in each of the 2N frequency channels can be used RPT signals or Th with k = 1, as in the prior art (at the same speed manipulation channel signals) - signals DOFT or DCHT when k = 2, providing the speed transmitting binary information in 2-fold higher than signals GSF or Th. При этом данные расчета соотношений сигнал/помеха H Piлин и Н Pioпт на входе каждого i-го демодулятора сравниваемых систем (приведенные в таблице) не изменятся. The data for calculating the signal / noise ratio and H H Pilin Piopt inlet of each i-th demodulator compared systems (shown in the table) do not change. Изменится только величина Н кр.лин для каждого i-го демодулятора известной системы в сторону больших значений при использовании сигналов ДОФТ или ДЧТ, т.е. The only change is H kr.lin value for each i-th demodulator known system toward higher values when using signals DOFT or DCHT, i.e. Н кр.линкр.опт или Н кр.лин =L Н кр.опт , где коэффициент L>1. H kr.lin> H or H kr.opt kr.lin kr.opt = L H where L> 1 ratio. Соответственно выигрыш в помехоустойчивости предлагаемой системы связи по отношению к прототипу в действительности должен возрасти дополнительно в L раз, т.е. Accordingly, a gain in noise immunity offered by the communication system with respect to the prior art in fact should further increase in L time, i.e. выигрыш Q по помехоустойчивости можно определить в виде: Q gain in noise immunity can be determined as:

Figure 00000170

где значения Н Pioпт и H Piлин при различных относительных единицах времени t приведены в таблице. where the values of H and H Piopt Pilin at different relative units of time t are shown in the table.

Из приведенного выше анализа следует, что преимущество предлагаемой системы связи по отношению к прототипу по помехоустойчивости приема каждого i-го канального сигнала при действии i-ой сосредоточенной по спектру помехи достигается за счет того, что при повышении групповой скорости передачи данных в 2 раза скорость передачи данных по каждому из 2N частотных каналов не повышается, кроме того, при осуществлении разнесенного сдвоенного приема на две антенны 9 1 и 9 2 , принимающие волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, From the above analysis implies that the advantage of the communication system with respect to the prototype of noise immunity receiving each i-th channel signal by the action of i-th focused on a spectrum interference is achieved due to the fact that by increasing the multicast data rate of 2 times the transmission rate data for each of the 2N frequency channels is not increased, moreover, the implementation of diversity reception at two dual antenna September 1 and 9 2 receiving polarized waves in mutually perpendicular directions, используется оптимальное (весовое) сложение напряжений двух образцов каждого из 2N канальных сигналов, которое, в свою очередь, обеспечивает увеличение канального соотношения сигнал/помеха на входе соответствующего канального демодулятора блока канальных демодуляторов 11 1 или 11 2 . using optimum (weighted) addition of the voltages of the two samples of each of the 2N-channel signals, which, in turn, provides increased channel signal / noise ratio at the input of the corresponding channel demodulator unit channel demodulators 11 January or February 11.

Поскольку канальные сигналы каждого группового сигнала ортогональны, т.е. Since each channel baseband signals are orthogonal, i.e., независимы друг от друга, то помехоустойчивость приема любого i-го канального сигнала первого и второго групповых сигналов не зависит от помехоустойчивости приема любого другого канального сигнала. independent of each other, any immunity receiving i-th channel signal of the first and second group signals is independent of any other noise immunity of the reception channel signal. Соответственно достигается выигрыш и по помехоустойчивости приема суммарного сигнала в целом в условиях мешающего воздействия как одной сосредоточенной по спектру канальной помехи, так и при одновременном действии G сосредоточенных по спектру канальных помех (G≤N), каждая из которых попадает в полосу частот Accordingly achieved gain and noise immunity for receiving the sum signal as a whole in terms of the interfering influence both centered on one channel interference spectrum, and under the simultaneous action of concentrated G spectrum channel interference (G≤N), each of which falls within the band of frequencies

Figure 00000085
, занимаемую одним из 2N канальных сигналов первого и второго групповых сигналов. Occupied by one of the 2N first channel signals and second group signals.

Выигрыш по помехоустойчивости приема будет достигаться и при наличия мешающего действия флуктуационных помех, действующих в пределах полос частот, занимаемых канальными сигналами, за счет того, что в каждом БКС образцы канального сигнала складываются алгебраически, как синфазные колебания, а флуктуационные помехи (шумы) складываются геометрически. NM of receiving winnings will be achieved in the presence of disturbance fluctuation noise, operating within the frequency bands occupied channel signals, due to the fact that the channel signal samples are formed in each BCS algebraically as common mode oscillation, and the fluctuating interference (noise) are formed geometrically .

С практической точки зрения все составные части системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных реализуемы, более того, большинство составных частей системы (за исключением передающих антенн 7 1 , 7 2 , приемных антенн 9 1 , 9 2 и усилителей мощности в составе радиопередающих устройств 6 1 , 6 2 ) могут быть реализованы с использованием методов цифровой обработки сигналов [10]. From a practical point of view, all parts decameter radio communication system with high realizable data transmission, moreover, the majority of components of the system (except for the transmission antennas 1 July 7 2 receive antennas January 9 9 2 and power amplifiers as a part of transmitting devices 1 June , 6 2) can be implemented using digital signal processing methods [10].

В заключение следует отметить, что реализация предлагаемого изобретения - системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных позволит достичь следующих преимуществ по отношению к известным системам [1], [4], [5]: In conclusion, it should be noted that the implementation of the invention - decameter radio communication system with high speed data transmission will achieve the following advantages over the known systems [1], [4] and [5]:

1. Увеличить групповую скорость передачи данных в 2 раза фактически без расширения полосы частот при передаче и приеме групповых сигналов. 1. To increase the data rate group 2 times virtually without expanding the frequency band in transmission and reception baseband signals.

2. Повысить помехоустойчивость приема двоичной информации как при мешающем воздействии сосредоточенных по спектру (синусоидальных) помех, так и флуктуационных помех. 2. To increase the noise immunity of information as binary receiving a nuisance impacts concentrated by spectrum (sinusoidal) interference and noise fluctuation.

3. Расширить функциональные возможности по отношению к известной системе [5] в части передачи и приема более широкого класса канальных сигналов с угловой манипуляцией: как с фазоразностной, так и с частотной манипуляцией при любой кратности k уплотнения канальных сигналов. 3. Expand the functionality with respect to prior art system [5] in terms of transmitting and receiving over a wide class of channel signals with angular keying how a phase difference and a frequency shift keying at any multiplicity k seal channel signals.

Источники информации Information sources

1. Кловский Д.Д. 1. Klovsky DD Теория передачи сигналов. signaling theory. Учебник для вузов. Textbook for high schools. М.: Связь, 1973, 376 с. M .: Communications, 1973, 376 p.

2. Финк Л.М. 2. Fink LM Теория передачи дискретных сообщений. Theory of transmission of discrete messages. М.: Советское радио, 1970, 728 с. M .: Soviet Radio, 1970, 728 p.

3. Кловский Д.Д., Николаев Б.И. 3. Klovsky DD, Nikolaev BI Инженерная реализация радиотехнических схем (в системах передачи дискретных сообщений в условиях межсимвольной интерференции). Engineering implementation of electronic circuits (in transmission systems in terms of discrete messages intersymbol interference). М.: Связь, 1975, 200 с. M .: Communications, 1975, 200 p.

4. Киселев AM, Махотин В.В., Рыжов Н.Ю., Шаталова Г.В. 4. Kiselev AM, Makhotin VV Ryzhov NY, GV Shatalov Способ реализации высокоскоростного параллельного модема // Техника радиосвязи. A method for implementing a high-speed parallel // radio modem technique. 2006. Вып. 2006. Vol. 11. С. 5-15. 11. pp 5-15.

5. Гинсбург В.В., Гиршов BC, Заездный AM, Каган Б.Д., Кустов О.В., Окунев Ю.Б. 5. VV Ginsburg, the BC Hirsch, drive-AM, Kahan BD, OV Kustov, YB Okunev и др. Аппаратура передачи дискретной информации МС-5 / Под редакцией Заездного AM и Окунева Ю.Б. et al. digital data transmission equipment MS-5 / Edited zaezdnyh AM and YB Okuneva - М.: Связь, 1970, 152 с. - M .: Communications, 1970, 152 p.

6. Н.А. 6. NA Сартасов, В.М. Sartas, VM Едвабный, В.В. Jedwabne, VV Грибин. Gribin. Коротковолновые магистральные радиоприемные устройства. Short-wave radio receivers backbone. М.: Связь, 1971, 288 с. M .: Communications, 1971, 288 p.

7. Г.З. 7. GZ Айзенберг, С.П. Eisenberg, SP Белоусов, Э.М. Belousov, EM Журбенко, Г.А. Jurbenko, GA Клигер, А.Г. Kliger, AG Курашов. Kurashov. Коротковолновые антенны / Под редакцией Г.З. Short-wave antenna / Edited GZ Айзенберга. Eisenberg. - 2-е, перераб. - 2nd, Revised. и доп. and ext. - М.: Радио и связь, 1985, 536 с. - M .: Radio and Communications, 1985, 536 p.

8. М.В. 8. MV Назаров, Б.И. Nazarov, BI Кувшинов, О.В. Pitchers, OV Попов. Popov. Теория передачи сигналов. signaling theory. М.: Связь, 1970, 368. M .: Communications, 1970, 368.

9. М.П. 9. Seal Долуханов. Dolukhanov. Распространение радиоволн. Radio propagation. М.: Связь, 1972. 336 с. M .: Communications, 1972. 336 p.

10. Березовский В.А., Дулькейт И.В., Савицкий O.К. 10. Berezovsky VA, Dulkeyt IV Savitsky O.K. Современная декаметровая радиосвязь: оборудование, системы и комплексы / Под ред. Modern decameter radio: equipment, systems and complexes / Ed. В.А. VA Березовского. Berezovsky. – М.: Радиотехника, 2011, 444 с. - M .: Radio Engineering, 2011, 444 p.

11. И.С. 11. IS Гоноровский. Gonorovsky. Радиотехнические цепи и сигналы. Radio circuits and signals. Учебник для вузов. Textbook for high schools. Изд. Ed. 3-е, перераб. 3rd, Revised. и доп. and ext. М.: Сов. M .: Sov. радио, 1977, 608 с. Radio, 1977, 608 p.

12. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. 12. IN Bronshtein, KA Semendyaev Справочник по математике. Handbook of mathematics. М.: Физ.-матем. M .: Fiz.-Math. литература, 1962, 608 с. Books, 1962, 608 p.

Claims (1)

  1. Система декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, содержащая передающий комплекс, содержащий последовательно соединенные источник сообщений, кодер и последовательно-параллельный преобразователь, выходы которого соединены с соответствующими входами блока N канальных манипуляторов, выход которого соединен с последовательно соединенными радиопередающим устройством и передающей антенной, а также приемный комплекс, содержащий две приемные антенны, выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиопри decameter radio communication system with high data transmission comprising transmitting complex comprising serially connected message source, an encoder and a serial-parallel converter, the outputs of which are connected to corresponding inputs of block N channel manipulators, whose output is connected to the series-connected radio transmitting apparatus and a transmitting antenna, and receiving set comprising two receiving antennas, each output of which is connected to the input of the corresponding radio reception емного устройства, и блок Ν канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером и получателем сообщений, отличающаяся тем, что введены в передающий комплекс последовательно соединенные дополнительный блок N канальных манипуляторов, входы которого соединены с соответствующими дополнительными выходами последовательно-параллельного преобразователя, дополнительное радиопередающее устройство и д emnogo device and block Ν channel demodulators outputs of which are connected to respective inputs of a parallel-serial converter whose output is connected to serially connected decoder and the message recipient, characterized in that introduced into the transmitting range of series-connected additional block N channel manipulators, the inputs of which are connected with the corresponding complementary outputs of the serial-parallel converter, additional radio transmitting device, and d ополнительная передающая антенна, а в приемный комплекс введены дополнительный блок N канальных демодуляторов и 2Ν блоков когерентного сложения сигналов (БКС), один вход каждого из которых объединен с выходом одного радиоприемного устройства, а другой вход каждого БКС объединен с выходом другого радиоприемного устройства, причем выход каждого БКС из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом блока N канальных демодуляторов, а выход каждого БКС из состава второй группы из Ν других БКС с п For further transmitting antenna and a receiving complex introduced additional block N channel demodulators and 2Ν coherent combining signal blocks (BCS), one input of each of which is combined with the output of a radio receiver, and the other input of each BCS is combined with the output of another radio receiver, the output each BCS from the first group of n BCS with serial numbers from 1 to n connected to the corresponding input of the n-channel demodulators and the output of each BCS from the second group of Ν other BCS n орядковыми номерами от 1 до N соединен с соответствующим входом дополнительного блока N канальных демодуляторов, выходы которого соединены с соответствующими дополнительными входами параллельно-последовательного преобразователя, каждый БКС содержит два узла фазирования, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель, первый перемножитель, измерительный фильтр и второй перемножитель, другой вход которого соединен с входом первого пере oryadkovymi numbered from 1 to N connected to the corresponding input of the additional block N channel demodulators outputs of which are connected to corresponding additional inputs of parallel-serial converter, each BCS contains two nodes phasing, each of which comprises a series-connected channel filter whose input is a corresponding input BCS normalizing amplifier, the first multiplier, the measuring filter and the second multiplier, the other input of which is connected to the input of the first intersection множителя, выход второго перемножителя каждого узла фазирования соединен с соответствующим входом сумматора, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания с другим входом первого перемножителя каждого узла фазирования. multiplier, the output of the second multiplier phasing of each node connected to a respective input of the adder whose output is connected to the input of the filter resulting oscillation, the output of which being the output BCS is connected via a normalizing amplifier resulting oscillation to another input of the first multiplier of each node phasing.
RU2015120056A 2015-05-27 2015-05-27 System of decametric radio communication with high-speed data transmission RU2608569C2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2015120056A RU2608569C2 (en) 2015-05-27 2015-05-27 System of decametric radio communication with high-speed data transmission

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2015120056A RU2608569C2 (en) 2015-05-27 2015-05-27 System of decametric radio communication with high-speed data transmission

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2015120056A true RU2015120056A (en) 2016-12-20
RU2608569C2 true RU2608569C2 (en) 2017-01-23

Family

ID=57759163

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2015120056A RU2608569C2 (en) 2015-05-27 2015-05-27 System of decametric radio communication with high-speed data transmission

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2608569C2 (en)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5416767A (en) * 1993-02-08 1995-05-16 U.S. Philips Corporation Method of transmitting a data stream, transmitter and receiver
US5535239A (en) * 1990-06-25 1996-07-09 Qualcomm Incorporated Data burst randomizer
RU2188516C1 (en) * 2001-05-21 2002-08-27 Военный университет связи Quaternary-coded radio signal transmission system
RU2305368C2 (en) * 2005-09-20 2007-08-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс"(ФНПЦ ОАО "НПО "Марс") Data transfer system with multi-access and time division of channels
RU2315428C9 (en) * 2006-06-23 2008-04-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс" System for transmitting data with multi access and time division of channels

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5535239A (en) * 1990-06-25 1996-07-09 Qualcomm Incorporated Data burst randomizer
US5416767A (en) * 1993-02-08 1995-05-16 U.S. Philips Corporation Method of transmitting a data stream, transmitter and receiver
RU2188516C1 (en) * 2001-05-21 2002-08-27 Военный университет связи Quaternary-coded radio signal transmission system
RU2305368C2 (en) * 2005-09-20 2007-08-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс"(ФНПЦ ОАО "НПО "Марс") Data transfer system with multi-access and time division of channels
RU2315428C9 (en) * 2006-06-23 2008-04-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс" System for transmitting data with multi access and time division of channels

Also Published As

Publication number Publication date Type
RU2015120056A (en) 2016-12-20 application

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US3023309A (en) Communication system
Annamalai et al. Equal-gain diversity receiver performance in wireless channels
US3662268A (en) Diversity communication system using distinct spectral arrangements for each branch
US4291410A (en) Multipath diversity spread spectrum receiver
Voelcker Phase-shift keying in fading channels
US4606039A (en) Spread spectrum coding method and apparatus
US4715048A (en) Frequency offset diversity receiving system
Lee et al. Probability of error analyses of a BFSK frequency-hopping system with diversity under partial-band jamming interference--Part II: Performance of square-law nonlinear combining soft decision receivers
US7206359B2 (en) System and method for orthogonally multiplexed signal transmission and reception
US6563880B1 (en) Method and system for simultaneously broadcasting and receiving digital and analog signals
US20090245327A1 (en) Selective noise cancellation of a spread spectrum signal
US4922506A (en) Compensating for distortion in a communication channel
US7116722B2 (en) Wireless communication system using multi-element antenna having a space-time architecture
US4761796A (en) High frequency spread spectrum communication system terminal
US4914699A (en) High frequency anti-jam communication system terminal
US4675880A (en) Antimultipath communication by injecting tone into null in signal spectrum
US5625642A (en) Spread-response precoding system having signature sequences longer than the inter-symbol time interval
US7020218B2 (en) Sliding-window transform with integrated windowing
Boudreau et al. A comparison of trellis coded versus convolutionally coded spread-spectrum multiple-access systems
US5305353A (en) Method and apparatus for providing time diversity
EP0767546A2 (en) Method and apparatus for providing time diversity using multiple base stations
WO2001054305A1 (en) Wireless communication system and method using stochastic space-time/frequency division multiplexing
US20060050805A1 (en) Method and apparatus for layered modulation
US3665472A (en) Two-way communication system employing two-clock frequency pseudo-noise signal modulation
Miller et al. Probability of Error Analyses of a BFSK Frequency-Hopping System with Diversity Under Partial-Band Jamming Interference--Part III: Performance of a Square-Law Self-Normalizing Soft Decision Receiver