RU2608567C2 - Method of decametric radio communication with high-speed data transmission - Google Patents

Method of decametric radio communication with high-speed data transmission

Info

Publication number
RU2608567C2
RU2608567C2 RU2015120053A RU2015120053A RU2608567C2 RU 2608567 C2 RU2608567 C2 RU 2608567C2 RU 2015120053 A RU2015120053 A RU 2015120053A RU 2015120053 A RU2015120053 A RU 2015120053A RU 2608567 C2 RU2608567 C2 RU 2608567C2
Authority
RU
Grant status
Grant
Patent type
Prior art keywords
radio
data
additional
flow
channel
Prior art date
Application number
RU2015120053A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2015120053A (en )
Inventor
Борис Григорьевич Шадрин
Original Assignee
Открытое акционерное общество "Омский научно-исследовательский институт приборостроения" (ОАО "ОНИИП")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Grant date

Links

Images

Abstract

FIELD: radio engineering and communications.
SUBSTANCE: invention relates to radio communication and can be used in wide application decameter range radio networks. For this purpose in the method of decametric radio communication with high-speed data transmission at the transmitting side the data flow rate from the source of messages is increased twice, and the binary sequence coming after encoding to the input of a serial-parallel converter with the data flow rate is additionally distributed for its additional outputs in such a way, that formed at the additional outputs binary elements of corresponding additional channel sequences flow in parallel and synchronously with binary elements of channel sequences formed on its outputs with the channel flow rate in an additional unit of channel manipulators.
EFFECT: technical result is improvement of noise immunity of receiving data at the disturbing effect of concentrated in the spectrum sinusoidal and fluctuation interference.
1 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в радиосетях декаметрового диапазона широкого применения, предназначенных для передачи высокоскоростных данных (дискретных сообщений) с использованием сигналов с угловой манипуляцией. The invention relates to radio communications and may be used in a wide range of radio networks decametre application intended for the transmission of high rate data (discrete messages) using signals from angular manipulation.

Известен способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующий одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений [1], с. A method is known decameter radio communication with high-speed data transmission, uses single channel (serial) digital messaging method [1], p. 107. 107.

Способ заключается в том, что на передающей стороне передаваемый поток данных от источника кодируют и со скоростью V u =1/T u (бит/с), определяемой длительностью двоичного элемента сигнала T u , подают на модулятор, который модулирует (манипулирует) одну несущую частоту. The method consists in the fact that on the transmitting side transmitted from the source data stream is encoded and with a speed V u = 1 / T u (bit / s), determined by the binary signal element duration T u, is supplied to a modulator which modulates (manipulates) one carrier frequency.

Скорость передачи данных определяется также и кратностью уплотнения k передаваемого сигнала [2], с. The data transfer speed is also determined and the multiplicity of the transmitted signal seals k [2], p. 573. Например, при k=1 с помощью модулятора могут формировать сигналы однократной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) или сигналы частотной телеграфии (ЧТ) со скоростью манипуляции V м (бит/с), равной скорости передачи двоичной информации, т.е. 573. For example, when k = 1 by a modulator can generate signals of relative phase telegraphy single (OBT) or frequency telegraphy signals (Th) at a rate manipulation V m (bit / s) equal to the transmission bit rate, i.e., V м =V u =1/Т ээ - длительность элемента (посылки) формируемого модулятором сигнала, в данном случае Т эu ). V m = V u = 1 / T e (T e - length element (send) signal generated by a modulator, in this case T e = T u). При k=2 - сигналы двукратной ОФТ (ДОФТ) или двойной частотной телеграфии (ДЧТ) со скоростью манипуляции в 2 раза меньшей скорости передачи информации, т.е. When k = 2 - signals twice OBT (DOFT) or double frequency telegraphy (DCHT) at a speed of manipulation is 2 times lower information rate, i.e., V м =1/Т э =1/2Т u и т.д. V m = 1 / T 1 = e / u 2T etc.

С помощью радиопередающего устройства и передающей антенны одноканальный сигнал с последовательной передачей посылок излучают в эфир. With a radio transmission apparatus and transmission antenna single-channel signal from serial transfer parcels emit ether.

На приемной стороне демодуляцию таких сигналов осуществляют традиционными методами, приведенными в [2] и определяющими структуру построения демодулятора, реализующего операцию восстановления переданной двоичной последовательности, обратную операции модуляции. At the receiving side of such signal demodulation is performed by conventional methods described in [2] and defining structure constructing demodulator implements a recovery operation transmitted binary sequence reverse modulation operation.

Однако такой одноканальный (последовательный) способ передачи данных с традиционными методами обработки принимаемых сигналов [2] имеет следующие недостатки: However, such single channel (serial) data transmission method with traditional methods of processing received signals [2] has the following disadvantages:

1. Последовательная передача данных по декаметровому радиоканалу с высокой скоростью, определяемой соответствующей скоростью манипуляции V м =V u одноканального сигнала, связана с серьезными трудностями вследствие возникновения на приемной стороне межсимвольной интерференции из-за наличия запаздывающих лучей. 1. Sequential transmission decameter radio channel data at a high rate determined by appropriate manipulation speed V m = V u intercarrier signal is associated with serious difficulties due to the occurrence at the receiving side intersymbol interference due to the presence of delayed rays. При этом длительность Т э элемента передаваемого сигнала (посылки) не может быть выбрана меньше 2-3 мс, что ограничивает максимальную скорость манипуляции передаваемого сигнала V м величиной порядка 300-500 бит/с [3]. The duration T of the transmitted signal element e (parcel) can not be selected smaller than 2-3 ms, which limits the maximum rate of the transmitted signal V m manipulation of the order of 300-500 bits / s [3].

2. Повышение скорости передачи данных путем увеличения кратности k уплотнения сигнала при сохранении необходимой длительности Т э элемента передаваемого сигнала приводит к существенному снижению помехоустойчивости приема дискретной информации [2], с. 2. Increasing the data rate by increasing the k signal multiplicity seal while maintaining the necessary duration T e of the transmitted signal element leads to a significant reduction in noise immunity receiving discrete information [2], p. 615. 615.

Известен способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, использующий одноканальный (последовательной) метод передачи дискретных сообщений с испытательным импульсом и предсказанием (СИИП) [3]. A method is known decameter radio communication with high-speed data transmission, uses single channel (serial) digital messaging method with the test pulse and the prediction (MICC) [3].

Способ заключается в том, что на передающей стороне поток передаваемых информационных символов разбивают на пакеты равной длительности, межу которыми регулярно передают специальные испытательные импульсы. The method consists in the fact that on the transmitting side of the stream of information symbols transmitted is divided into packets of equal duration, Mezhuyev who regularly pass special test pulses. Каждый испытательный импульс отделен с обеих сторон пассивными защитными интервалами, которые необходимы для временного разделения реакции канала на испытательный импульс и рабочего пакета. Each test pulse is separated from both sides of the passive guard intervals which are necessary for the temporary separation of the channel impulse response and the test work package.

На приемной стороне это дает возможность на протяжении испытательного импульса и следующего за ним защитного интервала изучить все параметры принимаемого сигнала и на этой основе осуществить как оптимальный когерентный прием пораженных многолучевостью посылок рабочего пакета, так и синхронизацию [3]. At the receiving side, it gives the possibility for a test pulse followed by a guard interval to study all the parameters of the received signal and on this basis realize the optimal coherent detection multipath affected parcels working packet and synchronization. [3]

Соответственно при данном способе декаметровой радиосвязи применяют и более сложный алгоритм обработки принимаемого сигнала по отношению к способу декаметровой радиосвязи, описанному выше. Accordingly, when this method is used decameter radio receiving and more complex signal processing algorithm with respect to the radio communication method decametre described above.

Недостатком данного способа является то, что повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т э элемента передаваемого сигнала при реализации более сложного алгоритма обработки принимаемого сигнала, позволяющего преодолевать последствия межсимвольной интерференции, приводит к снижению помехоустойчивости приема из-за уменьшения энергии передаваемого элемента сигнала [2] и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости при одновременной работе с другими системами радиосвязи из-за расширения спектра перед The disadvantage of this method is that increasing the data rate by reducing the duration T e element of the transmitted signal in the implementation of more complex received signal processing algorithm, allowing to overcome the effects of intersymbol interference, reduces the noise immunity of reception due to a decrease of energy transmitted signal element [2] and deterioration of electromagnetic compatibility characteristics with simultaneous operation with other radio communication systems due to the spreading аваемого сигнала. avaemogo signal.

Кроме того, расширение спектра передаваемого сигнала требует соответствующего увеличения ширины полосы пропускания при приеме этого сигнала, что дополнительно снижает помехоустойчивость приема из-за возрастания вероятности попадания в более широкую полосу приема спектральных составляющих станционных или сосредоточенных по спектру радиопомех. Furthermore, the expansion of the spectrum of the transmitted signal requires a corresponding increase in bandwidth when receiving this signal, which further reduces the noise immunity of the reception due to an increase in the probability of getting over a wide band receiving station or spectral components are concentrated on radio spectrum.

Известен способ декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в соответствии с которым на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V u =1/Т u , определяемую длительностью двоичного символа Т u , подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на каждом его выходе двоичные э A method is known decameter radio multichannel (parallel) transmission of digital messages, in accordance with which the transmitting side transmitted the information data stream from the message source is encoded and then the binary sequence with a speed V u = 1 / T u, defined by the duration of a binary symbol T u, is input to serial-to-parallel converter, with which the input sequence is partitioned kN at its outputs so that each formed on its output binary e ементы соответствующих канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V кан =1/T кан , причем длительность Т кан =kNT u элемента канального сигнала выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных ман ementy respective channel sequence followed in parallel and in synchronism with the channel speed V ch = 1 / T ch, the duration T ch = kNT u channel signal element is selected much greater than the magnitude of the average lag time rays on the radio path by selecting the required number N of orthogonal channel signals at different channel frequencies in the transmitted baseband part and multiplicity k sealing each channel signal, in block N channel manipulators, consisting of the same type of channel N mans пуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих к канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте f i таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный групповой сигнал с pulyatorov with serial numbers from 1 to N, each arm with a sequence number i, at the initial time of each clock period of duration T CAD supplied in parallel and synchronously k symbols corresponding to the channel sequences to generate a corresponding element of the channel signal transmitted on the channel frequency f i so same sequence number i, after which the formed channel manipulators channel signals are summed at the output of channel N manipulators and N-channel baseband signal with частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны. a frequency interval between adjacent channel frequencies of Δf = 1 / T ch emit broadcast via a radio transmission apparatus and the transmitting antenna.

На приемной стороне принимаемый приемной антенной групповой сигнал с выхода линейного тракта радиоприемного устройства подают в блок N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, при этом демодуляцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной частоте f i с порядковым номером i в составе группового сигнала осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, результаты демодуляции N кан At the receiving side the received reception antenna baseband signal output from the line path radio receiver serves to block N-channel demodulators consisting of N single-type channel demodulators with serial numbers from 1 to N, wherein the demodulation of each of the N channel signals, transmitted on the channel frequency f i with sequence number i in the composition of the baseband signal is performed using the appropriate demodulator channel with the same block sequence number i N channel demodulators demodulate N of kan льных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов, подают на соответствующие входы параллельно-последовательного преобразователя, выходной двоичный поток которого подвергают декодированию, после чего передают получателю сообщений. lnyh signals in the form of binary sequences kN channel formed on the respective outputs of the block N-channel demodulators are fed to respective inputs of a parallel-serial converter, the output binary stream which was subjected to decoding, and then transmit the message to the recipient.

При этом длительность Т кан элемента передаваемого канального сигнала становится в kN раз больше исходной длительности Т u двоичного элемента сигнала, что позволяет преодолевать негативные последствия приема многолучевого сигнала при сравнительно высокой групповой скорости передачи данных. The duration T kan element channel signal transmitted becomes kN times the initial duration T u binary signal element that allows to overcome the negative effects of multipath reception signal at a relatively high data rate group.

Однако помехоустойчивость этого способа декаметровой радиосвязи недостаточна для ведения радиосвязи с более высокой скоростью передачи информации: However, this method immunity decameter radio insufficient for conducting radio communication with a higher data transmission rate:

1. Повышение скорости передачи данных за счет увеличения кратности уплотнения к в каждом канале при сохранении необходимой длительности Т кан элемента передаваемого канального сигнала приводит к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации в каждом канале [2]. 1. Increasing the data rate by increasing the multiplicity of sealing to each channel while maintaining the necessary duration T kan element channel signal transmitted reduces the noise immunity of the reception of digital information in each channel [2].

2. Повышение скорости передачи данных путем уменьшения длительности Т кан элемента передаваемого канального сигнала в каждом частотном канале или за счет увеличения количества N частотных каналов приводит к соответствующему расширению полосы частот, занимаемой спектром передаваемого группового сигнала и соответствующему расширению полосы пропускания при его приеме, что приводит, как отмечено выше, к снижению помехоустойчивости приема дискретной информации и ухудшению характеристик электромагнитной совместимости при совместной раб 2. Increasing the data rate by reducing the duration T kan element channel signal transmitted in each frequency channel or by increasing the number N of frequency channels results in a corresponding expansion of bandwidth occupied by the transmitted baseband spectrum and a corresponding expansion of the bandwidth at its reception, resulting as noted above, to reduce the noise immunity receiving digital data and the deterioration of the electromagnetic compatibility characteristics when the slave joint оте с другими системами связи. OTE with other communication systems.

Из известных способов декаметровой радиосвязи наиболее близким по сущности решаемых задач и большинству совпадающих существенных признаков является способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, приведенный в работе [5]. Of the known methods of radio decametre closest to the essence of tasks and most essential features is coincident method decameter radio communication with high-speed data transmission, given in [5].

Данный способ декаметровой радиосвязи с многоканальной (параллельной) передачей дискретных сообщений, в основном, соответствует вышеприведенному способу декаметровой радиосвязи [4] за исключением того, что на приемной стороне могут осуществлять не только одиночный прием сигналов на одну антенну, но и более помехоустойчивый сдвоенный прием на две разнесенные по пространству или по поляризации антенны. The method decameter radio multichannel (parallel) transmission of digital messages, mainly corresponds to the above method decametre radiocommunication [4], except that on the receiving side can carry out not only a single reception of signals on a single antenna, but also the more noise immune double reception on two separated in space or antenna polarization.

Рассмотрим более подробно процесс приема и обработки сигналов в соответствии с этим способом. Consider in more detail the process of receiving and processing signals in accordance with the method.

Принимаемые на разнесенные по пространству или по поляризации антенны напряжения двух образцов группового сигнала с выходов линейных трактов соответствующих двух радиоприемных устройств одновременно подают на каждый из N=20 канальных блоков (КБ), в которых производят расфильтровку каждого из образцов группового сигнала на составляющие его канальные сигналы и вычисляют величины, пропорциональные косинусам и синусам разности фаз между принятым образцом канального сигнала и соответствующим опорным колебанием. Accepted for baseband spaced two samples in space or polarization antenna voltage from the outputs of the linear paths corresponding two receivers is simultaneously fed to each of N = 20 channel blocks (CB), which produce guard interval of each of the baseband signal samples into its channel signals and calculating quantities proportional to the cosine and sine of the phase difference between the received signal and the channel model corresponding reference oscillation.

Каждый из двух активных фильтров в составе каждого канального блока состоит из двух идентичных корреляторов, на которые подают опорные колебания, сдвинутые по фазе на 90°. Each of the two active filters within each channel unit consists of two identical correlators, that serves to support oscillation, phase-shifted by 90 °. Коррелятор содержит перемножитель и интегратор, построенный на базе усилителя постоянного тока с большим коэффициентом усиления и RC-цепью обратной связи. The correlator comprises a multiplier and integrator, built on the basis of the DC amplifier with high gain and feedback RC-circuit.

Выходные сигналы интеграторов каждого канального блока представляют собой результаты преобразования соответствующих двух образцов канального сигнала на нулевую частоту с разложением каждого канального сигнала на две квадратурные составляющие, значения напряжений которых записывают и хранят в соответствующих ячейках запоминающего устройства (ЗУ). The outputs of integrators of each channel unit are the results of conversion of the respective two-channel signal samples at zero frequency decomposition of the signal of each channel into two quadrature components, which voltage values ​​are recorded and stored in the respective cells of the memory device (memory). Информация о квадратурных составляющих каждой посылки каждого канального сигнала в виде уровней аналоговых напряжений хранят в ячейках ЗУ (на конденсаторах) в течение времени следования двух смежных посылок. Information about each parcel quadrature components of each channel in the form of analog voltage levels of the signal stored in the memory cells (capacitors) for a time sequence of two adjacent parcels. При этом по значениям уровней каждой пары квадратурных составляющих вычисляют амплитуду и фазу несущего колебания соответствующей посылки канального сигнала. Thus on each pair of values ​​of the levels calculated quadrature components of the amplitude and phase of the carrier wave corresponding to the channel sending signal.

В последующем блоке вычисления разности фаз (БВРФ) производят линейное некогерентное сложение каждой из N пар образцов канальных сигналов, принятых на соответствующие две антенны, путем суммирования соответствующих аналоговых уровней квадратурных составляющих, записанных в ЗУ. Subsequently, the phase difference calculation portion (BVRF) produce linear incoherent summation of each of the N pairs of samples of channel signals received at respective two antennas, by summing the respective quadrature components of analog levels recorded in the memory.

Поскольку в рассматриваемом способе декаметровой радиосвязи для передачи информации используются сигналы фазоразностной манипуляции (относительной фазовой телеграфии) с кратностью уплотнения k=1, либо k=2, либо k=3, то для определения истинных значений двоичных символов при демодуляции каждого из N результирующих канальных сигналов (после линейного сложения), требуется определять разность фаз между каждыми двумя смежными во времени посылками результирующего канального сигнала. Since in this method decameter radio communicate using signals of phase difference shift keying (relative phase telegraphy) with a multiplicity of seal k = 1 or k = 2 or k = 3, to determine the true values ​​of the binary symbols in demodulating each of the N resulting channel signals (after the linear addition) is required to determine the phase difference between every two adjacent parcels in time resulting channel signal. В БВРФ эту операцию производят путем вычисления значений тригонометрических функций по данным, записанных в ЗУ. In BVRF this operation is carried out by calculating the values ​​of trigonometric functions from data stored in the memory.

Выходную двоичную информацию в зависимости от кратности уплотнения к выдают с выхода (выходов) каждого канального демодулирующего устройства на вход (входы) последующего выходного устройства (ВУ) по одной, либо двум, либо трем шинам (выходам), т.е. The output binary information depending on the seal to give a multiplicity of outputs (O) of each channel demodulating devices for input (s) of the subsequent output device (RD), one or two or three buses (outputs), i.e. по числу двоичных подканалов (соответствующих кратности уплотнения к) в одном канале системы. by the number of binary subchannel (corresponding to a multiplicity of seal) in a single channel system.

В ВУ производят свертывание поступающей к нему по kN выходам соответствующих канальных последовательностей в одну двоичную последовательность, аналогичную последовательности на передающей стороне. The slave produce clotting supplied thereto at the respective channel outputs kN sequences in a binary sequence similar to that on the transmitting side.

Таким образом, в БВРФ производят линейное некогерентное сложение каждой из N пар идентичных образцов канальных сигналов и вычисление разности фаз посылок сигнала по всем каналам при всех кратностях манипуляции, т.е. Thus, in the linear BVRF produce incoherent summation of each of the N pairs of identical samples of channel signals and calculating the phase difference signal chips for all channels at all multiplicities of manipulation, i.e. фактически в БВРФ выполняют функцию блока N канальных демодуляторов, в котором в отличии от блока канальных демодуляторов вышеприведенной системы [4], осуществляют демодуляцию каждого результата линейного сложения двух образцов канального сигнала. BVRF actually perform the function of block N-channel demodulators, wherein in contrast to the block channel demodulators above system [4] is carried out demodulation result of each of the linear summation of two samples of the channel signal.

Посредством ВУ здесь фактически выполняют функцию параллельно-последовательного преобразователя, как и в вышеприведенном способе декаметровой радиосвязи [4]. Through the slave here actually perform the function of the parallel-serial converter, as in the above Process decametre radiocommunication [4].

Сдвоенный разнесенный прием является эффективным средством повышения помехоустойчивости в радиоканалах с замираниями сигналов [2] и в данном случае в определенной мере компенсирует снижение помехоустойчивости приема из-за повышении скорости передачи данных. Dual diversity reception is an effective means to improve interference immunity to radio fading signal [2] in this case to a certain extent compensates for the decrease of the noise immunity due to the reception data rate increase.

Однако скорость передачи данных при данном способе декаметровой радиосвязи недостаточна. However, the data rate for a given method decameter radio insufficient.

Кроме того, при данном способе радиосвязи производят линейное некогерентное сложение двух образцов каждого канального сигнала перед его демодуляцией, что не обеспечивает требуемый уровень соотношения сигнал/помеха, характеризующий помехоустойчивость, при демодуляции канального сигнала. In addition, when the present process produces linear radio incoherent addition of two samples of each channel signal before demodulation that does not provide the required level of signal / noise ratio, which characterizes the noise immunity at the channel demodulation.

Из [6], с. [6], p. 183 известно, что при разнесенном приеме линейное сложение сигналов обеспечивает меньший выигрыш по помехоустойчивости (по соотношению сигнал/шум по мощности) по отношению к оптимальному когерентному сложению этих же сигналов, поскольку при синфазном сложении колебаний сигналы складываются алгебраически, в то время как шумы складываются геометрически. 183 it is known that a diversity reception linear addition signal provides a lower gain in noise immunity (ratio signal / noise power) relative to the optimal coherent summation of the same signal, since the phase addition oscillation signals are added algebraically, while noise added geometrically .

Недостатком линейного сложения является и то, что его реализация выдвигает жесткие требования к обеспечению равенства коэффициентов усиления в ветвях разнесения. The disadvantage of a linear addition is the fact that its implementation is put forward strict requirements to ensure the equality of the gain in the diversity branches. Значительное отличие коэффициентов усиления в ветвях в пределе превращает сдвоенный прием в одинарный. A significant difference in gain branches in the limit turns double reception in single. Допустимым разбросом коэффициентов усиления следует предусматривать разброс не более 1-2 дБ во всем динамическом диапазоне линейного приемного тракта с учетом влияния на характеристики устройств дестабилизирующих факторов [6], с. Tolerance gain variation should provide no more than 2.1 dB over the full dynamic range of the line receiving channel with the influence on the characteristics of destabilizing factors devices [6], p. 180. 180.

Более того, существенным недостатком линейного сложения в данном случае является незащищенность каждого результата сложения двух образцов любого канального сигнала от воздействия на входе хотя бы одного из радиоприемных устройств аддитивной сосредоточенной по спектру (синусоидальной) помехи [6], с. Moreover, a significant disadvantage of the linear addition in this case is the exposure of each result of adding two samples each channel signal from the impact at the inlet of at least one of the radio receivers of concentrated additive from the spectrum (sinusoidal) interference [6], p. 7, в пределах полосы частот, занимаемой спектром какого либо канального сигнала. 7, within the frequency band occupied spectrum signal of any channel.

В этом случае напряжение помехи будет также линейно складываться (без уменьшения (подавления) ее уровня) с напряжениями образцов канального сигнала, искажая результат суммирования. In this case, the noise voltage will linearly shape (without reduction (suppression) of its level) from the channel signal samples stresses distorting the addition result. При достижении уровня напряжения помехи, соизмеримого с результирующим уровнем напряжения суммируемых образцов канального сигнала, демодуляция результата суммирования соответствующим канальным демодулятором может блокироваться, т.е. Upon reaching the level of interference voltage commensurate with the voltage level of the resulting summed samples of the channel signal, the demodulation result of summing respective demodulator channel may be blocked, i.e. когда в регенерированной двоичной последовательности на выходе канального демодулятора (при k=1) или в каждой из k регенерированных двоичных подпоследовательностей на соответствующих k выходах канального демодулятора (при k>1) лавинообразно появляются ошибочно принятые символы с вероятностью P ош ≈0,5. when regenerated binary sequence at the output of the channel demodulator (for k = 1) or in each of the k regenerated binary subsequences corresponding to k outputs of the channel demodulator (for k> 1) avalanche appear erroneously received symbols with probability P err ≈0,5.

В результате, при поражении сосредоточенной по спектру помехой одного из N канальных сигналов, в выходной двоичной последовательности на выходе параллельно-последовательного преобразователя (до декодера) может быть искажен, например, при k=1 каждый N-й двоичный символ. As a result, when focused on lesion interference spectrum of one of the N channel signals into the output binary sequence at the output of parallel-to-serial converter (before the decoder) can be distorted, such as when k = 1, every N-th binary symbol. При N=20 вероятность ошибки (до декодера) может составить величину Р ош ≤0,05, которая может оказаться критической для исправляющей способности выбранного корректирующего кода данной системы передачи данных и не приемлемой для получателя информации (после декодера). When N = 20, error probability (before the decoder) could reach value P err ≤0,05, which may be critical for correcting capability of the selected correction code data communication system and not acceptable to the recipient information (after the decoder).

При воздействии двух и более сосредоточенных по спектру помех определенного уровня радиосвязь заведомо становится не пригодной. When exposed to two or more centered over the spectrum a certain level of radio interference becomes obviously not suitable.

При воздействии сравнительно широкополосной по спектру аддитивной помехи, например, станционной помехи, занимаемая полоса частот которой перекрывает полосу частот, занимаемую более, чем одним канальным сигналом, то при достижении помехи определенного уровня, пораженными могут оказаться два и более параллельных каналов, что также заведомо не пригодно для связи. When exposed to relatively broadband the spectrum of the additive noise, for example, the station interference occupied frequency band which overlaps the frequency band occupied by more than one channel signal, when the interference certain level, lesions may be two or more parallel channels, which is also known to be suitable for communications.

Недостатком является и то, что при использовании известного способа декаметровой радиосвязи [5] возможна передача и прием только сигналов с фазоразностной модуляцией при k=1, 2, 3, что ограничивает его функциональные возможности. A drawback is the fact that when using the known method decametre radiocommunication [5] is possible to transmit and receive signals with only a phase difference modulation at k = 1, 2, 3, thus limiting its functionality.

Задачами, на решение которых направлено предлагаемое изобретение - способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, является повышение скорости передачи данных в 2 раза и повышение помехоустойчивости приема двоичной информации при воздействии аддитивных сосредоточенных по спектру помех и флуктуационных помех. The object of the proposed invention is directed - decameter radio communication method with high-speed data transmission is to increase the data rate by 2 times and increasing the noise immunity during the reception of binary information exposure concentrated additive by spectrum interference and noise fluctuation.

Кроме того, дополнительной задачей изобретения является расширение функциональных возможностей предлагаемого способа декаметровой радиосвязи за счет обеспечения передачи и приема сигналов с любой угловой манипуляцией несущих канальных сигналов - как по фазе (ОФТ, ДОФТ и т.д.), так и по частоте (ЧТ, ДЧТ). Moreover, a further object of the invention is to expand the functional capabilities of the proposed method decametre by providing radio transmitting and receiving signals with any angular manipulation bearing channel signal - in phase (OFT, DOFT etc.) and frequency (Th, DCHT).

Решение поставленных задач достигается тем, что в известном способе декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, при котором на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V u =1/Т u , определяемую длительностью двоичного символа Т u , подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на этих выходах дво This object is achieved by the fact that in the known method decameter radio communication with high-speed data transmission, wherein the transmitting side transmitted the information data stream from the message source is encoded and then the binary sequence with a speed V u = 1 / T u, defined by the duration of a binary symbol T u, is input to the serial-parallel converter, with which the input sequence is partitioned kN at its outputs so that generated at these outputs FEB чные элементы соответствующих kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V кан =1/T кан , причем длительность Т кан =kNT u двоичного элемента каждой канальной последовательности выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N параллельных ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных мани Meth elements corresponding kN channel sequence followed in parallel and in synchronism with the channel speed V ch = 1 / T ch, the duration T ch = kNT u binary element of each channel sequence is selected much greater than the magnitude of the average lag time rays on the radio path by selecting the required number N of parallel orthogonal channel signals at different channel frequencies in the transmitted baseband part and multiplicity k sealing each channel signal, in block N channel mani пуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала длительностью Т кан на канальной частоте f i с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют н pulyatorov consisting of N single-type channel manipulators with serial numbers from 1 to N, each arm with a sequence number i, at the initial time of each clock period of duration T CAD supplied in parallel and synchronously k symbols corresponding k channel sequences to generate a corresponding element of the transmitted channel kan signal duration T on a frequency channel f i with same sequence number i, after which the formed channel manipulators channel signals are summed n выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный групповой сигнал с частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с горизонтальной поляризацией, а на приемной стороне осуществляют прием двух образцов отраженных от ионосферы радиосигналов с помощью двух антенн, принимающих электромагнитные волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, и двух радиоприемных устройств, при этом демоду output of block N channel manipulators and N-channel baseband signal with the frequency interval between neighboring channel frequencies Δf = 1 / T ch emit broadcast via a radio transmission apparatus and the transmission antenna emitting an electromagnetic field with a horizontal polarization, while reception is carried out of two samples at the receiving end radio signals reflected from the ionosphere using two antennas receiving the electromagnetic waves that are polarized in mutually perpendicular directions, and two radio receivers, wherein DEMOD яцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной частоте f i с порядковым номером i в составе группового сигнала осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, результаты демодуляции N канальных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V кан =1/Т кан , пода yatsiyu each of the N channel signals, transmitted on the channel frequency f i with the sequence i number in the composition group signal is performed via the corresponding channel demodulator with same sequence number i block N channel demodulators consisting of N single-type channel demodulators with serial numbers from 1 to N, N-channel demodulation of the signals in the form of binary sequences kN channel formed on the respective outputs of the block N-channel demodulators channel speed V ch = 1 / T ch, the hearth т на соответствующие входы параллельно-последовательного преобразователя, выходную двоичную последовательность которого со скоростью V u =1/Т u подвергают декодированию, после чего двоичный поток передают получателю сообщений, применяется более высокоскоростной и помехоустойчивый режим декаметрой радиосвязи, при котором на передающей стороне скорость информационного потока данных от источника сообщений увеличивают в два раза, а двоичную последовательность, поступающую после кодирования на вход последовательно-параллельного преобр to respective inputs of a parallel-serial converter, the output binary sequence which is at a speed of V u = 1 / T u is subjected to decoding, after which the bitstream is transmitted to the recipient of messages used over a high-speed and fail-mode decameters radio communication, wherein the transmitting side speed information flow data messages from the source is increased twice, and the binary sequence coming after encoding the input serial to parallel Conv зователя с информационной скоростью V u =2/Т u , дополнительно распределяют на kN дополнительных его выходов таким образом, что формируемые на дополнительных выходах двоичные элементы соответствующих дополнительных kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с двоичными элементами канальных последовательностей, формируемых на kN его выходах с канальной скоростью V кан =1/Т кан , в дополнительном блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый ма zovatelya with data rate V u = 2 / T u, additionally partitioned in kN additional its outputs in a way that formed on the other outputs of the binary elements of respective additional kN channel sequence followed in parallel and in synchronism with the binary elements of the channel sequence generated in kN its outputs with duct velocity V ch = 1 / T ch, the additional block N channel manipulators, consisting of the N-channel manipulators with similar serial numbers from 1 to N, each ma нипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т кан подают параллельно и синхронно к символов соответствующих к дополнительных канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте f i =f i +Δf/2 с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе дополнительного блока N канальных манипуляторов и дополнительный групповой N-канальный групп Cranes are with sequence number i, at the initial time of each clock period of duration T CAD supplied in parallel and synchronous to the symbol corresponding to the additional channel sequences to generate a corresponding element of the transmitted channel signal to a channel frequency f i = f i + Δf / 2 with same sequence numbered i, then the channel formed manipulators channel signals are summed at the output of the additional channel unit N manipulators and additional N-channel multicast groups овой сигнал излучают в эфир с помощью дополнительного радиопередающего устройства и дополнительной передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с вертикальной поляризацией, а на приемной стороне выходные напряжения радиоприемных устройств подают на соответствующие входы каждого из 2N блоков когерентного сложения (БКС), причем каждый БКС с порядковым номером i из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного н oic signal emitted to air through an additional radio transmitting device, and an additional transmit antenna emitting an electromagnetic field with vertical polarization, and on the reception side output voltages of radio receivers is fed to respective inputs of each of 2N coherent summation blocks (BCS), wherein each BCS Serial No. i from the first group of n BCS with serial numbers from 1 to n provides the optimum coherent summation of voltages of the two samples of channel signal transmitted n а канальной частоте f i с порядковым номером i в составе группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС, подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, а каждый БКС с порядковым номером i из состава второй группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте and channel frequency f i with sequence number i in the composition of the baseband signal, after which the output voltage of the BCS is input to the corresponding channel demodulator with sequence number i block N channel demodulators and each BCS with serial number i from the second group of N BCS with serial numbers from 1 to N provides the optimum coherent summation of voltages of the two channel signal samples transmitted on the channel frequency

Figure 00000001
с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i дополнительного блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, каждый из которых с порядковым номером i осуществляет демодуляцию канального сигнала, переданного на канальной частоте with sequence number i in additional baseband, after which the output voltage of the BCS is applied to an input of the corresponding channel demodulator with sequence number i additional block N channel demodulators consisting of N single-type channel demodulators with serial numbers from 1 to N, each of which with sequence number i demodulates the channel signal transmitted on the channel frequency
Figure 00000002
с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, результаты демодуляции N канальных сигналов второго группового сигнала в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах дополнительного блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V кан =1/T кан подают на соответствующие дополнительные входы параллельно-последовательного преобразователя, в каждом БКС напряжение входного сигнала с выхода соответствующего радиоприемного устройства подают на вход соответствующего узла with sequence number i in additional baseband, results demodulation N channel signals in a second group signal in the form kN channel binary sequences generated for respective outputs additional block N channel demodulators channel speed V ch = 1 / T ch is fed to the respective further inputs of parallel sequence transducer in each BCS input signal voltage output from the respective radio receiving device is supplied to the corresponding input node фазированияя, в каждом из которых напряжение входного сигнала фильтруют канальным фильтром, нормируют по уровню нормирующим усилителем и подают на первый вход второго перемножителя и первый вход первого перемножителя, выходное напряжение которого фильтруют измерительным фильтром и подают на второй вход второго перемножителя, выходное напряжение второго перемножителя каждого узла фазирования подают на соответствующий вход сумматора, выходное напряжение которого фильтруют фильтром результирующего колебания и подают на выход БКС и ч phasing, in each of which the input voltage is filtered channel filter is normalized by the level of the normalizing amplifier and provided to a first input of the second multiplier and the first input of the first multiplier, whose output voltage is filtered measuring filter and fed to a second input of the second multiplier, the output voltage of the second multiplier for each phasing unit is supplied to the corresponding input of the adder, the output voltage which is filtered and filter the resulting oscillation output is supplied to BCS and h рез нормирующий усилитель результирующего колебания подают на второй вход первого перемножителя каждого узла фазирования. Res normalizing amplifier resulting oscillation is fed to the second input of the first multiplier of each node phasing.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что введение существенных отличительных признаков составляет новизну и позволяет, как будет показано ниже, решить поставленные задачи. Comparative analysis of the prototype shows that the administration of the essential distinctive features of novelty and allows, as will be shown below, solve the problem.

Рассмотрим эффективность предлагаемого изобретения на примере функционирования системы декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, схема электрическая структурная которой приведена на фиг. Consider the effectiveness of the invention on the example of the operation decameter radio communication system with high-speed data transmission, an electrical block diagram is shown in FIG. 1; 1; на фиг. FIG. 2 приведено схематическое изображение сигналов системы. 2 is a schematic diagram of the system signals.

Система декаметровой радиосвязи содержит передающий комплекс 1, содержащий последовательно соединенные источник сообщений 2, кодер 3 и последовательно-параллельный преобразователь 4, выходы которого соединены с соответствующими входами первого блока N канальных манипуляторов 5 1 , выход которого соединен с последовательно соединенными первым радиопередающим устройством 6 1 и первой передающей антенной 7 1 другие выходы последовательно-параллельного преобразователя 4 соединены с соответствующими входами второго блока N канальных манипул Decameter radio communication system comprises a transmitting complex 1 comprising serially connected message source 2, an encoder 3, and a serial-parallel converter 4, the outputs of which are connected to respective first inputs of the block N channel manipulators January 5, whose output is connected to serially connected first radio transmitting device 6 1 and first transmitting antenna 7 1 other outputs serial-parallel converter 4 are connected to respective inputs of the second N channel manipulation unit яторов 5 2 , выход которого соединен с последовательно соединенными вторым радиопередающим устройством 6 2 и второй передающей антенной 7 2 , а также приемный комплекс 8, содержащий две приемные антенны 9 1 и 9 2 , выход каждой из которых подключен к входу соответствующего радиоприемного устройства 10 1 (10 2 ), и первый блок N канальных демодуляторов 11 1 выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12, выход которого соединен с последовательно соединенными декодером 13 и получателем сообщений 14. Yator February 5, the output of which is connected to the series connected second radio transmission device 6 2 and the second transmit antenna February 7, as well as receiving complex 8, comprising two receiving antennas September 1 and 9 2 output of each of which is connected to the input of the respective radio receiver 10 January (10 2) and the first block of N channel demodulators January 11 which outputs are connected to corresponding inputs of a parallel-serial converter 12, whose output is connected to serially connected decoder 13 and receiver 14 messages.

Один вход каждого блока когерентного сложения (БКС) из состава первой группы из NBKC 15 1-1 , …, 15 1-N с порядковыми номерами от 1 до N и один вход каждого БКС из состава второй группы из NBKC 15 2-1 , …, 15 2-N с аналогичными порядковыми номерами от 1 до N объединен с выходом одного радиоприемного устройства 10 1 , а другой вход каждого БКС 15 1-1 , …, 15 1-N и 15 2-1 , …, 15 2-N объединен с выходом другого радиоприемного устройства 10 2 , причем выход какого-либо i-го БКС 15 1-i и из состава первой группы из N БКС с порядковым номером i (i=1, 2, …, N) соединен с входом соответствующего дем One input of each block of coherent addition (BCS) from the first group of 1-1 NBKC 15, ..., 15-N 1 sequence numbers from 1 to N and one input of each BCS from the second group of 15 NBKC 2-1, ... , 15 2-N, with the same ordinal numbers from 1 to N is combined with the output of one radio receiving unit 10 1 and the other input of each BCS 15 1-1, ..., 1 15-N and 15 2-1, ..., 15 2-N combined with the output of another radio receiving device 10 2, the output of an i-th BCS January 15-i and from the first group of N BCS with sequence number i (i = 1, 2, ..., N) is connected to the input of the respective dem дулятора с таким же порядковым номером i первого блока N канальных демодуляторов 11 1 , а выход i-го БКС 15 2-i из состава второй группы из N БКС с аналогичным порядковым номером i (i=1, 2, …, N) соединен с входом соответствующего демодулятора с таким же порядковым номером i второго блока N канальных демодуляторов 11 2 , выходы которого соединены с соответствующими входами параллельно-последовательного преобразователя 12. undulator with same sequence i of the first block number N channel demodulators Jan. 11, and the output of i-th BCS February 15-i from the second group of N BCS to the same sequence number i (i = 1, 2, ..., N) is coupled with input of the respective demodulator with same sequence number N i of the second unit channel demodulators February 11, which outputs are connected to corresponding inputs of a parallel-serial converter 12.

Каждый БКС 15 1-1 , …, 15 1-N и 15 2-1 , …, 15 2-N содержит два узла фазирования 16 1 и 16 2 , каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный фильтр 17, вход которого является соответствующим входом БКС, нормирующий усилитель 18, первый перемножитель 19, измерительный фильтр 20 и второй перемножитель 21, другой вход которого соединен с входом первого перемножителя 19. Each BCS 15 1-1, ..., January 15-N and 15 2-1, ..., February 15-N comprises two nodes phasing January 16 and 16 2, each of which comprises a series-connected channel filter 17 whose input is a corresponding input BCS normalizing amplifier 18, a first multiplier 19, the measurement filter 20 and a second multiplier 21, the other input of which is connected to the input of the first multiplier 19.

Выход второго перемножителя 21 каждого узла фазирования 16 1 (16 2 ) соединен с соответствующим входом сумматора 22, выход которого соединен с входом фильтра результирующего колебания 23, выход которого, являющийся выходом БКС, соединен через нормирующий усилитель результирующего колебания 24 с другим входом первого перемножителя 19 каждого узла фазирования 16 1 (16 2 ). Output of the second multiplier 21 of each node phasing January 16 (16 2) connected to a respective input of an adder 22, whose output is connected to the input of the filter resulting oscillation 23, the output of which being the output BCS is connected via a normalizing amplifier resulting oscillation 24 to another input of the first multiplier 19 phasing of each node 16 1 (16 2).

Система декаметровой радиосвязи, реализующая предлагаемое изобретение функционирует следующим образом. decameter radio system realizing the proposed invention operates as follows.

В передающем комплексе 1 передаваемый информационный поток данных от источника сообщений 2 поступает в кодер 3, задачей которого является повышение помехоустойчивости передачи данных. In transmitting complex 1 transmitted information data stream from the message source 2 is supplied to the encoder 3, whose purpose is to increase the noise immunity of the data transmission. Кодирование, как правило, сопровождается двумя эффективными процедурами-скремблированием и перемежением. Coding is usually accompanied by two effective treatments, scrambling and interleaving. Скремблирование преобразует цифровой сигнал в квазислучайный с целью получения более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Scrambling converts the digital signal into a quasi-random in order to obtain a more uniform energy spectrum of the emitted radio signal. Простое перемежение (перестановка во времени) символов сообщения позволяет декоррелировать ошибки в канале, т.е. Simple interleaving (rearrangement of the time) character messages allows decorrelate errors in the channel, ie, преобразовать пакеты ошибок большой длительности в ряд одиночных. convert long-duration burst errors in a number of singles. Последняя операция существенно увеличивает эффективность кодирования [4]. Last operation essentially increases the coding efficiency [4].

С выхода кодера 3 двоичная последовательность со скоростью V u =1/Т u (бит/с), где Т u - длительность двоичного элемента передаваемой последовательности, поступает на вход последовательно-параллельного преобразователя 4, который обеспечивает ее преобразование в 2kN параллельных канальных последовательностей с канальной скоростью следования двоичных символов в каждой, равной V кан =1/2kNT u (бит/с). From the output of the encoder 3 binary sequence at a speed of V u = 1 / T u (bit / s), where T u - duration of a binary element of the transmitted sequence is input to the serial-parallel converter 4 which provides its conversion to 2kN parallel channel sequences channel repetition rate of binary symbols each equal to V ch = 1 / 2kNT u (bit / s). Здесь N - количество параллельных ортогональных канальных сигналов в составе каждого из двух передаваемых групповых сигналов, k - кратность уплотнения каждого канального сигнала. Where N - number of parallel orthogonal channel signals within each of the two transmitted baseband, k - the multiplicity of each seal channel signal.

Первые kN параллельных канальных последовательностей с kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы первого блока N канальных манипуляторов 5 1 для формировыания канальных сигналов первого группового сигнала, вторые kN параллельных подпоследовательностей с других kN выходов последовательно-параллельного преобразователя 4 поступают на соответствующие входы второго блока N канальных манипуляторов 5 2 для формирования канальных сигналов второго группового сигнала. First kN parallel channel sequences to kN outputs the serial-parallel converter 4 are connected to respective inputs of the first block N channel manipulators 1 May to formirovyaniya channel signals in a first baseband signal, the second kN parallel subsequences with other kN outputs the serial-parallel converter 4 are connected to respective inputs of a second N-channel unit manipulators May 2 channel signals to form a second baseband signal.

В каждом блоке N канальных манипуляторов 5 1 (5 2 ), состоящем из N однотипных канальных манипуляторов, например, фазовых или частотных, на к входов каждого канального манипулятора в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью, равной длительности канального элемента сигнала Т кан =2kNT u , подаются параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей. Each block of N channel manipulators January 5 (5 2), which consists of N similar channel manipulators, e.g., phase or frequency, on to the inputs of each link arm at the initial time of each clock period of duration equal to the duration of the channel signal element T ch = 2kNT u, are fed in parallel and synchronously k k symbols corresponding channel sequences. При этом в каждом тактовом интервале каждый i-ый (i=1, …, N) манипулятор первого блока N канальных манипуляторов 5 1 , формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей канальной частоте f i , а каждый i-ый (i=1, …, N) манипулятор второго блока N канальных манипуляторов 5 2 формирует элементарный сигнал (посылку) на соответствующей частоте In each clock period, each i-th (i = 1, ..., N) manipulator first block N channel manipulators May 1, generates chip (package) in the corresponding channel frequency f i, and each i-th (i = 1 , ..., N) of the second arm unit N channel manipulators May 2 generates chip (package) at the corresponding frequency

Figure 00000003
отличающейся от частоты f i на величину Δf/2, где Δf=1/Т кан - частотный интервал между соседними канальными частотами [5]. differs from the frequency f i by the value Δf / 2, where Δf = 1 / T kan - the frequency interval between neighboring channel frequencies [5].

Выходные сигналы канальных манипуляторов в каждом блоке N канальных манипуляторов 5 1 (5 2 ) суммируются, формируя на выходе каждого блока групповой N - канальный (частотный) групповой сигнал. The outputs of the channel in each block manipulators N channel manipulators 5 1 (5 2) are summed, forming the output of each block group N - channel (frequency) baseband signal. Первый групповой сигнал, сформированный первым блоком N канальных манипуляторов 5 1 , излучается в эфир с помощью первого радиопередающего устройства 6 1 и первой передающей антенны 7 1 . The first baseband signal generated by the first block N channel manipulators January 5, is emitted in ether with 6 1 of the first radio transmission device and the first transmitting antenna 7 January. Второй групповой сигнал, сформированный вторым блоком N канальных манипуляторов 5 2 , излучается в эфир с помощью второго радиопередающего устройства 6 2 и второй передающей антенны 7 2 . The second baseband signal generated by the second block N channel manipulators February 5, is emitted in the air by the second radio transmission device 6 2 and the second transmit antennas 2 July.

Первая антенна 7 1 , излучающая первый групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а вторая антенна 7 2 , излучающая второй групповой сигнал, представляет собой передающую антенну, излучающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7]. 7, first antenna 1 emits a first baseband signal is a transmit antenna emitting an electromagnetic field of the horizontal polarization and the second antenna 7 2 emitting the second baseband signal is a transmit antenna emitting an electromagnetic field of the vertical polarization [7].

Первый групповой сигнал, излучаемый в эфир в верхней боковой полосе (например, класс излучения J3E или R3E), представляет собой на интервале каждой посылки длительностью Т кан =2kTN сумму N гармонических колебаний с расположением частот, схематически изображенным на фиг. The first baseband signal emitted in the air in an upper sideband (e.g., radiation class J3E or R3E), represents in each transmission interval of duration T = 2kTN amount kan N harmonic oscillations with frequencies located schematically depicted in FIG. 2, а. 2, as well. Эти частоты, называемые канальными, отмечены на оси частот точками f 1 …, f N . These frequencies are called channel are indicated on the frequency axis points f 1 ..., f N. Здесь же указаны частоты, отстоящие от несущего колебания f н1 излучаемого однополосного группового сигнала (в верхней боковой полосе шириной F=3100 Гц) на 300 и 3400 Гц, ограничивающие полосу пропускания телефонного канала. Here, the frequencies that are separated from the carrier wave f emitted H1 sideband baseband signal (the upper sideband width F = 3100 Hz) to 300 Hz and 3400, limiting the bandwidth of the telephone channel bandwidth. Эти граничные частоты отстоят от крайних канальных частот на величину ΔF. These cutoff frequencies are spaced from the outer channel frequency by an amount ΔF. Частотный интервал между соседними канальными частотами, как указывалось выше, равен Δf=1/Т кан . The frequency interval between adjacent channel frequencies, as noted above, is equal to Δf = 1 / T ch.

Кроме того, пунктирными линиями условно обозначены частотные спектры отдельных канальных сигналов, причем в пределах полосы частот, занимаемой спектром каждого канального сигнала, условно обозначены вертикальными линиями амплитуды основных частотных составляющих спектра сигнала, отстоящих от канальной частоты каждого канального сигнала на величину ±f м , где f мм /2π - частота фазовой манипуляции при скачкообразном изменении фазы круговой частоты манипуляции Ω м от 0 до π/2 [8], с. In addition, dotted lines arbitrarily designated frequency spectra of the individual channel signals, wherein within the frequency band occupied by the spectrum of each channel signal, conventionally indicated by vertical lines amplitude fundamental frequency components of the signal spectrum, spaced from the channel frequency of each channel signal by the amount ± f m, where m f m = Ω / 2π - phase shift keying with frequency hopping phase manipulation circular frequency Ω m from 0 to π / 2 [8], p. 129. 129.

На фиг. FIG. 2, б схематически изображен второй однополосный групповой сигнал, излучаемый второй передающей антенной 7 2 , по структуре аналогичный, излучаемому антенной 7 1 , за исключением того, что несущая частота 2b schematically shows a second single-sideband baseband signal emitted by the second transmit antenna February 7, structurally similar radiated antenna July 1, except that the carrier frequency

Figure 00000004
однополосного сигнала смещена по частоте относительно f н1 на величину Δf/2. a single-sideband signal is shifted in frequency relative to the amount H1 f Δf / 2. На эту же величину смещены и канальные частоты At the same amount of frequency offset and channel
Figure 00000005
относительно канальных частот f 1 , …, f N . relative channel frequencies f 1, ..., f N.

Здесь предполагается, что мощность и направленность излучения антенн 7 1 и 7 2 одинаковы. It is assumed here that the power and directivity antennas July 1 and July 2 are the same. Поскольку два групповых сигнала, излучаемые этими антеннами, фактически занимают полосу частот одного и того же телефонного канала шириной F=3100 Гц (ввиду сравнительно малой величина Δf/2, которая может составлять порядка нескольких десятков герц [5]), то электромагнитные волны передаваемых групповых сигналов отражаются от одних и тех же областей ионосферы и приходят к местам приема по одним и тем же траекториям [9]. Since the two group signals emitted by these antennas actually occupied frequency band of the same telephone channel width F = 3100 Hz (due to the relatively small value of Δf / 2, which may be on the order of several tens of hertz [5]), the electromagnetic waves transmitted group signals reflected by the same areas of the ionosphere and come to a receiving location on the same trajectories [9].

Известно, что при разнесенном приеме на каждую ветвь разнесения поступает свой «образец» отраженного от ионосферы сигнала с определенной реализацией помехи [2], в нашем случае - на каждую ветвь разнесения, состоящую из последовательно соединенных приемной антенны 9 1 (9 2 ) и радиоприемного устройства (РПУ) 10 1 (10 2 ), поступает свой образец суммарного сигнала, состоящего из образцов первого и второго групповых сигналов, а также свой образец помехи (флуктуационной, сосредоточенной по спектру и др.). It is known that a diversity reception on each branch diversity enters a "sample" signal reflected from the ionosphere to a specific implementation of interference [2], in this case - on each branch of diversity, consisting of serially connected receiving antenna January 9 (9 2) and a radio receiver unit (RPU) 10 1 (10 2), enters a sample the total signal composed of samples of the first and second group signals and their interference pattern (fluctuation concentrated by spectrum et al.).

В дальнейшем, для удобства изложения образец суммарного сигнала на выходе первого РПУ 10 1 (первой ветви разнесения) будем называть «первый образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть: Hereinafter, for convenience of presentation, sample the sum signal at the output of the first PAR January 10 (first diversity branch) will be called "first sum signal sample" and the component parts of the signal will be called:

- первый образец первого группового сигнала; - the first sample of the first baseband signal;

- первый образец второго группового сигнала; - first sample of the second baseband signal;

- первый образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте f i с порядковым номером i); - first sample of i-th channel of the first baseband signal (at a frequency channel f i with sequence number i);

- первый образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте - first sample of i-th channel of the second baseband signal (on channel frequency

Figure 00000006
с порядковым номером i); with serial number i);

Другой образец суммарного сигнала на выходе второго РПУ 102 (второй ветви разнесения) будем называть «второй образец суммарного сигнала», а составные части этого сигнала будем называть: Another sample the sum signal at the output of the second PAR 102 (second diversity branches) will be called "a second sample of the sum signal", and components of this signal will be called:

- второй образец первого группового сигнала; - a second sample of the first baseband signal;

- второй образец второго группового сигнала; - a second sample of the second baseband signal;

- второй образец i-го канального сигнала первого группового сигнала (на канальной частоте f i с порядковым номером i); - second sample of i-th channel signal of the first baseband signal (at a frequency channel f i with sequence number i);

- второй образец i-го канального сигнала второго группового сигнала (на канальной частоте - second sample of i-th channel of the second baseband signal (on channel frequency

Figure 00000007
с порядковым номером i). Serial i) number.

В приемном комплексе 8 антенна 9 1 , представляет собой приемную антенну, принимающую электромагнитное поле горизонтальной поляризации, а антенна 9 2 - приемную антенну, принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации [7]. In the receiving antenna complex 8 September 1 represents a reception antenna receiving an electromagnetic field horizontally polarized and antenna September 2 - reception antenna receiving an electromagnetic field of the vertical polarization [7].

Принимаемые антеннами 9 1 и 9 2 образцы суммарного сигнала и аддитивных помех с выходов линейных трактов приема соответствующих РПУ 10 1 и 10 2 одновременно поступают на соответствующие два входа каждого из 2N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N и 15 2-1 , …, 15 2-N . Accepted antennas and September 1st September 2 samples of the sum signal and the additive noise with linear paths receiving respective outputs PAR October 1 and 10 2, simultaneously supplied to the respective two inputs of each of 2N BCS 15 1-1, ..., January 15-N and 15 2- 1, ..., February 15-N.

В каждом БКС 15 1-1 , …, 15 1-N и 15 2-1 , …, 15 2-N канальные фильтры 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 идентичны, причем в первой группе из N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 соответствуют канальным частотам f 1 , …, f N первого группового сигнала после его приема РПУ 10 1 и 10 2 , а во второй группе из N других БКС 15 2-1 , …, 15 2-N центральные частоты полос пропускания канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 соответствуют канальным частотам Each BCS 15 1-1, ..., 15 1-N 2-1 and 15, ..., 15 2-N channel filters 17, phasing units 16 1 and 16 2 are identical, wherein the first group of N BCS 15 1-1, ... 15 1-N center frequencies of the channel filters the passbands 17 knots phasing January 16 and 16 2 correspond to the channel frequencies f 1, ..., f N of the first group signal after receiving PAR October 1 and 10 2 and the second group of the N other BCS 15 2-1, ..., February 15-N center frequencies of the channel filters the passbands 17, phasing units 16 January and 16 2 correspond to the channel frequencies

Figure 00000008
второго группового сигнала после его приема РПУ 10 1 и 10 2 . a second group signal after receiving PAR 10 January and February 10.

Частотная характеристика каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 каждого БКС 15 1-1 , …, 15 1-N и 15 2-1 , …, 15 2-N согласована с частотным спектром соответствующего канального сигнала первого или второго принимаемых групповых сигналов. The frequency characteristic of each of the channel filters 17 identical phasing units 16 1 and 16 2 each BCS 15 1-1, ..., 15 1-N 2-1 and 15, ..., 15 2-N frequency spectrum matched to a corresponding channel signal of the first or second received baseband.

Схематически частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 каждого БКС из состава первой группы из N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N можно представить аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала первого группового сигнала, приведенного на фиг. Schematically, the frequency response of each identical channel filters 17, phasing units 16 1 and 16 2 each BCS from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 15 1-N can be represented similarly to the frequency spectrum of the corresponding channel signal of the first baseband signal illustrated in FIG. 2, а, а частотную характеристику каждого из идентичных канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 каждого БКС из состава второй группы из N БКС 15 2-1 , …, 15 2-N - аналогично частотному спектру соответствующего канального сигнала второго группового сигнала, приведенного на фиг. 2a, a frequency characteristic of each identical channel filters 17 knots phasing January 16 and 16 2 each BCS from the second group of BCS N 15 2-1, ..., 2 15-N - similarly to the frequency spectrum of the corresponding channel signal of the second baseband signal of FIG. 2, б. 2b.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16 1 любого i-го БКС 15 1-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава первой группы из N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N отфильтровывает (пропускает на вход последующего нормирующего усилителя 18) напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте f i первого группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах Channel filter 17, the first node 16 January phasing any i-th BCS 15 1 poryadovym-i with i (i = 1, ..., N) number from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 15 1-N filters ( subsequent passes to the input of the normalizing amplifier 18) of the first voltage sample i-th channel signal to a channel frequency f i of the first baseband signal and the voltage of the first i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals to channel frequencies

Figure 00000009
и and
Figure 00000010
первого образца второго группового сигнала. the first sample of the second baseband signal.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16 2 любого i-го БКС 15 1-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава первой группы из N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте f i первого группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах Channel filter 17, second node 16 February phasing any i-th BCS 15 1-i with poryadovym number i (i = 1, ..., N) from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 1-N 15 filters the voltage second sample i-th channel signal to a channel frequency f i of the first baseband signal and the voltage of the second i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals to channel frequencies

Figure 00000009
и and
Figure 00000010
второго образца второго группового сигнала. second sample of the second baseband signal.

Канальный фильтр 17 первого узла фазирования 16 1 любого i-го БКС 15 2-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава второй группы из N БКС 15 2-1 , …, 15 2-N отфильтровывает напряжение первого образца i-го канального сигнала на канальной частоте Channel filter 17, the first node 16 January phasing any i-th BCS February 15-i with poryadovym number i (i = 1, ..., N) from the second group of BCS N 15 2-1, ..., February 15-N filters voltage the first sample of i-th channel signal to a channel frequency

Figure 00000010
с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение первого образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на частотах f i и f i+1 первого образца первого группового сигнала. with sequence number i of the second baseband signal and the voltage of the first i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals at the frequencies f i and f i + 1 of the first sample of the first baseband signal.

Канальный фильтр 17 второго узла фазирования 16 2 любого i-го БКС 15 2-i с порядовым номером i (i=1, …, N) из состава второй группы из N БКС 15 2-1 , …, 15 2-N отфильтровывает напряжение второго образца i-го канального сигнала на канальной частоте Channel filter 17, second node 16 February phasing any i-th BCS February 15 poryadovym-i with i (i = 1, ..., N) number from the second group of BCS N 15 2-1, ..., February 15-N filters voltage second sample i-th channel signal to a channel frequency

Figure 00000010
с порядковым номером i второго группового сигнала и напряжение второго образца i-ой аддитивной межканальной помехи, создаваемой колебаниями отдельных спектральных составляющих двух соседних канальных сигналов на канальных частотах f i и f i+1 второго образца первого группового сигнала. with sequence number i of the second baseband signal and the voltage of the second i-th sample of additive inter-channel interference generated by variations of the individual spectral components of the two adjacent channel signals to channel frequencies f i and f i + 1 of the second sample of the first baseband signal.

Кроме того, в полосу пропускания канального фильтра 17 первого и второго узлов фазирования 16 1 и 16 2 любого БКС может попадать напряжение соответствующего образца сосредоточенной по спектру канальной помехи, а также напряжение флуктуационной помехи. Furthermore, in the channel filter passband 17 of the first and second nodes phasing January 16 and 16 February any BCS may fall voltage corresponding sample centered on the channel noise spectrum, and also the voltage fluctuation interference.

Для более детального анализа работы приемного комплекса 8 системы связи, реализующей предлагаемое изобретение, рассмотрим процесс изменения направления поляризации радиоволн, излучаемых антеннами 7 1 и 7 2 передающего комплекса 1, после отражения их от ионосферы. For a more detailed analysis of complex 8 receiving communication system implementing the present invention, consider the process of changing the polarization direction of radio waves emitted from the antennas 7 1 and 7 2 1 transmitting complex, after their reflection on the ionosphere.

Из [9], с. [9], p. 276-279, известно, что попадающая в ионосферу плоско-поляризованная волна (в нашем случае электромагнитное поле (ЭМП) с горизонтальной поляризацией, излучаемое антенной 7 1 или ЭМП с вертикальной поляризацией, излучаемое антенной 7 2 ) под действием магнитного поля Земли расщепляется в общем случае на два эллиптически поляризованных луча, и результирующее поле в месте приема приобретает характер эллиптически - поляризованного поля с весьма вытянутым эллипсом поляризации, что наглядно иллюстрируется в [9], с. 276-279, it is known that falls into the ionosphere plane-polarized wave (in this case, the electromagnetic field (EMF) with horizontal polarization radiated by an antenna 1 July EMF or vertically polarized radiated antenna Feb. 7) under the action of the magnetic field of the Earth is split in general the case of two elliptically polarized beam and the resulting field in the receiving space gets character elliptically - polarized field with very elongated ellipse polarization, as is clearly illustrated in [9], p. 277, (рис. 5.24). 277, (Fig. 5.24).

Флуктуационные изменения электронной концентрации на пути распространения радиоволн проявляются в непрерывном изменении направления большой оси эллипса поляризации. Fluctuation changes the electron density in the path of radio waves occur in a continuous change of direction of the major axis of the polarization ellipse.

При этом экспериментально установлено [9], что если одновременно осуществлять прием такого поля на две антенны с различной поляризацией (в нашем случае - антенны 9 1 и 9 2 ), то колебания направления плоскости поляризации будут приводить к независимым замираниям сигнала на выходах соответствующих двух РПУ, подключенным к этим антеннам (в нашем случае - РПУ 10 1 и 10 2 ). It was established experimentally [9] that if the simultaneous reception of such a field at the two antennas with different polarizations (in our case - the antenna 9 1 and 9 2), the oscillation direction of the polarization plane will lead to independent fading of the signal at the outputs of the respective two HHU connected to these antennas (in our case - HHU October 1 and 10 2).

Отмечено, что увеличение уровня сигнала при приеме на вертикальную антенну сопровождается уменьшением уровня сигнала на горизонтальной антенне и наоборот, что ясно указывает на существование непрерывных колебаний ориентировки большой оси эллипса поляризации [9], с. It is noted that the increase in the signal level at the reception antenna to a vertical is accompanied by a decrease in signal level on the horizontal antenna and vice versa, which clearly indicates the existence of continuous oscillation orientation of the major axis of the polarization ellipse of [9], p. 227. Такие замирания называют поляризационными. 227. Such fading is called polarization. Образец записи уровней сигналов с выходов двух РПУ, осуществляющих прием на вертикальный и горизонтальный диполи, приведен в [9], с. Sample recording signal levels from the outputs of the two PAR performing reception on the vertical and horizontal dipoles is given in [9], p. 278 (рис. 5.25). 278 (Fig. 5.25).

С учетом изложенного выше рассмотрим процессы изменений уровней напряжений образцов каждого из канальных сигналов в составе образцов суммарных сигналов на выходах РПУ 10 1 и 10 2 . In view of the above, consider the processes of each sample changes voltage levels of the channel signals as part of the total signal samples at the output 10 of PAR 1 and 10 February.

Плоскости поляризации электромагнитных полей, излучаемых антеннами 7 1 и 7 2 передающего комплекса 1 взаимно перпендикулярны. Polarization plane of electromagnetic fields emitted by the antennas July 1 and 7 2 transmits complex 1 are mutually perpendicular. В месте приема, как указывалось выше, каждое из двух электромагнитных полей становится эллиптически поляризованным, причем малая и большая оси двух эллипсов поляризации будут также взаимоортогональными, поскольку канальные частоты первого и второго излучаемых групповых сигналов отличаются, как указывалось выше, незначительно (на несколько десятков герц). At the receive site, as indicated above, each of the two electromagnetic fields becomes elliptically polarized, and the minor and major axes of the two polarization ellipses are also A mutually, because the channel frequencies of the first and second radiated baseband differ, as mentioned above, slightly (several tens of hertz ).

При приеме этих сигналов на антенну 9 1 (принимающую ЭМП горизонтальной поляризации), когда в процессе непрерывных изменений большая ось эллипса поляризации ([9], с. 227), например, поля i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала, примет направление, близкое к горизонтали (при этом большая ось эллипса поляризации поля i-го канального сигнала на частоте When receiving these signals to the antenna 1 September (host EMF horizontal polarization), when in the process of continuous change major axis of polarization ([9], p. 227), such as field i-th channel signal at a frequency f i of the first baseband signal, will direction close to the horizontal (the large axis of the ellipse of the polarization field i-th channel signal at a frequency

Figure 00000010
второго группового сигнала, примет направление, близкое к вертикали), то электродвижущая сила (эдс), наводимая в этой антенне полем i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала будет максимальной, а эдс, наводимое полем i-го канального сигнала на частоте second baseband signal, takes a direction close to the vertical), the electromotive force (emf) induced in this antenna field i-th channel signal at a frequency f i of the first group signal is maximum and the EMF induced field i-th channel signal frequency
Figure 00000010
второго группового сигнала, будет минимальной (около нуля). second baseband signal is minimal (near zero). Соответственно на выходе РПУ 10 1 уровень напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала будет максимальным, а уровень первого образца i-го канального сигнала на частоте Accordingly, the output PAR January 10 sample the voltage level of the first i-th channel signal at a frequency f i of the first group signal is maximized, and the level of the first sample of i-th channel signal at a frequency
Figure 00000010
второго группового сигнала будет минимальной (около нуля). second baseband signal will be minimal (near zero).

В этом случае в процессе приема сигналов на антенну 9 2 (принимающую электромагнитное поле вертикальной поляризации), на выходе РПУ 10 2 будет наблюдаться противоположная картина: уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала будет минимальным (около нуля), а уровень напряжения второго образца i-го канального сигнала на частоте In this case, during the reception of signals at the antenna 9 2 (receiving the electromagnetic field of the vertical polarization), the output PAR 10 2 opposite picture is observed: the voltage level of the second sample, i-th channel signal at a frequency f i of the first group signal will be minimal (near zero ) and the voltage level of the second sample, i-th channel signal at a frequency

Figure 00000010
второго группового сигнала будет максимальным. second baseband signal will be maximal.

Таким образом, вследствие имеющих место поляризационных замираний, в системе связи, реализующей предлагаемое изобретение, уровни принимаемых первых образцов канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10 1 и уровни принимаемых вторых образцов этих же канальных сигналов первого и второго групповых сигналов на выходе РПУ 10 2 непрерывно изменяются следующим образом: Thus, due to occurring of polarization fading in the communication system implementing the proposed invention, the levels of the received first samples of the channel signals of the first and second group signals at the output PAR 10 January and the levels of the received second samples of these same channel signals of the first and second group signals at the output of HHU February 10 continuously change as follows:

- по мере возрастания уровня напряжения первого образца i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте - with increasing first sample i-th channel signal at a frequency f i of the first group signal voltage level decreases the voltage level (to a minimum - about zero) the first sample i-th channel signal at a frequency

Figure 00000010
второго группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала и возрастает уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте second baseband signal, a voltage level simultaneously decreases (to a minimum - about zero) second sample i-th channel signal at a frequency f i of the first baseband signal and the voltage level increases (to a maximum value) of the second sample i-th channel signal at a frequency
Figure 00000010
второго группового сигнала. the second baseband signal.

Эти изменения уровней канальных сигналов можно представить и в другом виде: These changes in levels of the channel signals can be represented in another form:

- по мере возрастания уровня напряжения (до максимального значения) первого образца i-го канального сигнала на частоте - at least the voltage level increase (up to a maximum value) of the first sample i-th channel signal at a frequency

Figure 00000010
второго группового сигнала уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) первого образца i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала, одновременно уменьшается уровень напряжения (до минимального значения - около нуля) второго образца 16 1 и 16 2 канального сигнала на частоте second baseband reduced voltage level (to a minimum - about zero) the first sample i-th channel signal at a frequency f i of the first group signal simultaneously reduced voltage level (to a minimum - about zero) of the second specimen 16 January and February 16th channel signal at a frequency
Figure 00000010
второго группового сигнала и увеличивается уровень напряжения (до максимального значения) второго образца i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала. second baseband signal is increased and the voltage level (up to a maximum value) of the second sample i-th channel signal at a frequency f i of the first group signal.

Для наглядности демонстрации характера поляризационных замираний напряжений образцов i-го канального сигнала (в составе образцов суммарного сигнала), принимаемых РПУ 10 1 и 10 2 и регистрируемых на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 i-го БКС 15 1-i из состава первой группы из N БКС и по аналогии с экспериментальными данными, приведенными в [9], с. To demonstrate the nature of polarization fading voltages samples i-th channel signal (composed of the sum signal samples) received PAR October 1 and 10 2 and recorded on the channel filter output 17, phasing units 16 January and February 16 i-th BCS January 15-i from the N first group of BCS and by analogy to the experimental data presented in [9], p. 278 (рис. 5.25), на фиг. 278 (Fig. 5.25) in FIG. 3, а представлена модель характера замираний амплитуд U 1Ci и U 2Ci (по упрощенным линейным законам) напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте f i первого группового сигнала, а на фиг. 3, and a model character fading amplitudes U 1Ci and U 2Ci (by simplified linear laws) voltages samples i-th channel signal at a frequency f i of the first baseband signal, and FIG. 3, б - модель характера замираний амплитуд 3b - character model fading amplitude

Figure 00000011
и and
Figure 00000012
напряжений образцов i-го канального сигнала на частоте voltage samples i-th channel signal at a frequency
Figure 00000010
второго группового сигнала (также по упрощенным линейным законам). second baseband signal (also a simplified linear laws).

Изменения амплитуд напряжений представлены в пределах определенного отрезка времени, который можно назвать «полупериодом» замираний Т ПЗ (0≤t≤t З ) длительностью, равной 4-м условным градациям времени. Changes stress amplitudes are presented within a certain length of time, which can be called "half-life" fading T PP (0≤t≤t W) of duration equal to 4-m conditional gradations of time.

Значения амплитуд напряжений образцов канальных сигналов приведены в виде нормированных (относительных) величин - U(t)/U 1max . The values of the amplitudes of voltages channel signal samples are presented as normalized (relative) values - U (t) / U 1max . Здесь же показан характер замираний средних значений амплитуд напряжений образцов межканальной помехи в относительных единицах. It also shows the nature of fading medium voltage samples amplitude values ​​interchannel interference in relative units. Максимальное среднее значение амплитуды напряжения первого образца i-ой межканальной помехи U 1МПimax на выходе канального фильтра 17 первого узла фазирования 16 1 i-го БКС 15 1-i , создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах The maximum mean voltage amplitude of the first sample i-th interchannel interference U 1MPimax outlet channel 17 of the first filter assembly phasing January 16 i-th BCS January 15-i, generated voltages of two adjacent channel signals at frequencies

Figure 00000010
, и and
Figure 00000009
первого образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, здесь принято равным 10% от максимального значения амплитуды U 1Cimax (фиг. 3, а), что практически может несколько превышать истинное максимальное значение величины U 1МПimax ,определяемое экспертным путем или экспериментально. the first sample of the second baseband signal at the maximum value of their amplitudes, here taken to be 10% of the maximum amplitude U 1Cimax (FIG. 3a) that practically can somewhat exceed the actual maximum value of U 1MPimax determined by experts or experimentally.

Максимальное среднее значение амплитуды напряжения второго образца i-ой межканальной помехи U 2МПimax на выходе канального фильтра 17 второго узла фазирования 16 2 i-го БКС 15 1-i , создаваемого напряжениями двух соседних канальных сигналов на частотах The maximum mean voltage amplitude of the second sample, i-th interchannel interference U 2MPimax channel filter output 17 of the second node phasing February 16 i-th BCS January 15-i, generated voltages of two adjacent channel signals at frequencies

Figure 00000010
и and
Figure 00000009
второго образца второго группового сигнала при максимальном значении их амплитуд, принято также равным 10% от максимального значения амплитуды U 2Cimax (фиг. 3, а). second sample of the second baseband signal at the maximum value of their amplitudes, taken as equal to 10% of the maximum amplitude U 2Cimax (FIG. 3a).

Аналогичным образом на фиг. Similarly, in FIG. 3, б представлен характер изменения средних значений амплитуд 3b shows the behavior of the average values ​​of the amplitudes

Figure 00000013
и and
Figure 00000014
напряжений первого и второго образцов i-ой межканальной помехи на выходах канальных фильтров 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 i-го БКС 15 2-i из состава второй группы из N БКС и создаваемых напряжениями образцов двух соседних канальных сигналов на частотах f i и f i+1 первого группового сигнала. voltages of the first and second samples i-th inter-channel interference on the channel filter output 17 knots phasing 16 January and February 16 i-th BCS February 15-i from the second group of N BCS and the generated voltages of the samples of two adjacent channel signals at f i frequencies and f i + 1 of the first baseband signal.

Рассмотрим процесс выделения напряжений канальных сигналов, например, первого группового сигнала из напряжений образцов суммарного сигнала на выходах РПУ 10 1 и 10 2 с помощью БКС из состава первой группы из N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N . Let us consider the process of allocating channel signal voltages, e.g., voltages of first samples the baseband signal at the outputs of the sum signal PAR October 1 and 10 2 via BCS from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 15 1-N.

Поскольку канальные сигналы каждого группового сигнала ортогональны, т.е. Since each channel baseband signals are orthogonal, i.e., независимы друг от друга, то достаточно рассмотреть процесс выделения одного из N канальных сигналов первого группового сигнала на примере выделения, например, i-го канального сигнала с канальной частотой f i с помощью соответствующего i-го БКС 15 1-i из состава первой группы из N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N . independent of each other, it is sufficient to consider the process of allocating one of the N channel signals in a first baseband signal on an example allocation, for example, i-th channel signal with channel frequency f i using the corresponding i-th BCS January 15-i from the first group of N 15 BCS 1-1, ..., January 15-N.

Проанализируем работу любого i-го БКС 15 1-i из состава первой группы из N БКС 15 1-1 , …, 15 1-N , обеспечивающего селекцию и оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов i-го канального сигнала первого группового сигнала. Analyze the operation of any i-th BCS 15 1-i from the first group of N BCS 15 1-1, ..., 15 1-N, which provides an optimal selection and coherent summation of voltages of the two samples i-th channel signal of the first baseband signal. Работу БКС будем рассматривать при приеме на любом интервале стационарности длительностью Δt, выбранном в соответствии с фиг.3, а, б в пределах длительности условного среднего «полупериода» замираний образцов канального сигнала Т ПЗ (0≤t≤t З ). BCS job will be considered for admission to any stationarity interval duration Δt, selected in accordance with Figure 3, a, b within the duration of the conditioned medium "half-period" fading channel signal samples T PP (0≤t≤t B).

Будем полагать, что амплитуды напряжений образцов канальных сигналов в пределах каждого интервала стационарности длительностью Δt не изменяются. We assume that the voltage amplitudes of channel signal samples within each interval Δt the duration of stationarity are not changed. При этом длительность каждого выбираемого интервала Δt должна быть больше постоянной времени измерительного фильтра 20 и больше постоянной времени цепи АРУ нормирующих усилителей 18 БКС 15 1-i , но много меньше величины Т ПЗ . The duration of each selected interval Δt must be greater than the time constant of the filter 20 and measuring the time constant longer chain normalizing AGC amplifiers 18 BCS 15 1-i, but much smaller than T PP.

При таких условиях естественно предположить, что по окончании любого произвольно выбранного интервала стационарности длительностью Δt все переходные процессы в каждом i-ом БКС 15 1-i завершены с соответствующими данному интервалу Δt уровнями напряжений образцов канального сигнала и аддитивных помех на выходах канальных фильтров 17. Under such conditions it is natural to assume that at the end of any arbitrarily selected interval of duration Δt stationarity all transients in each i-th BCS January 15-i completed with relevant interval Δt given voltage levels of samples of the channel signal and additive noise at the channel filter output 17.

Пусть с выходов линейных трактов РПУ 10 1 и 10 2 на первый и второй входы БКС 15 1-i поступают в пределах какого-либо интервала стационарности длительностью Δt, заканчивающегося, например, в условный момент времени t=1 (фиг.3, а, б), образцы первого группового сигнала в виде: Assume that outputs from the linear paths PAR October 1 and 10 2 on the first and second inputs BCS January 15-i come within any interval stationarity duration Δt, ending, for example, in conventional time t = 1 (Figure 3 and, b) samples of a first group signal in the form:

- на первый вход - - a first input -

Figure 00000015

- на второй вход - - a second input -

Figure 00000016

Здесь U 1Гр (t) и U 2Гр (t) - соответственно напряжения первого и второго образцов первого группового сигнала; There 1Gy U (t) and U 2g (t) - voltage respectively the first and second samples of the first baseband signal;

U 1Ci (t) - напряжение первого образца i-го канального сигнала; U 1Ci (t) - of the first voltage sample i-th channel signal;

U 2Ci (t) - напряжение второго образца i-го канальный сигнала; U 2Ci (t) - voltage of the second sample i-th channel signal;

U 1Ci и ϕ 1Ci - амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала; U 1Ci and φ 1Ci - amplitude and phase of the voltage of the first sample of i-th channel signal;

U 2Ci и ϕ 2Ci - амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала; U 2Ci and φ 2Ci - amplitude and phase of the voltage of the second sample of i-th channel signal;

ω Ci - угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала (ω Ci =2πf i ); ω Ci - angular channel (carrier) frequency of the voltage i-th channel signal (ω Ci = 2πf i);

θ Ci (t) - функция, определяющая вид угловой манипуляции напряжения i-го канального сигнала; θ Ci (t) - function defining the form of the angular manipulation voltage i-th channel signal;

N - количество канальных сигналов в принимаемом групповом сигнале. N - number of channel signals in a received baseband signal. Одновременно с выходов линейных трактов приема РПУ 10 1 и 10 2 на первый и второй входы БКС 15 1-i поступают и напряжения образцов второго группового сигнала. Simultaneously with the linear paths outputs reception PAR October 1 and 10 2 on the first and second inputs BCS January 15-i receives and samples the voltage of the second baseband signal. По аналогии с выражениями (1) и (2) образцы второго группового сигнала можно представить в виде: In analogy with the expressions (1) and (2) a second group of signal samples can be represented as:

- на первом входе - - at the first input -

Figure 00000017

- на втором входе - - on the second input -

Figure 00000018

Здесь Here

Figure 00000019
и and
Figure 00000020
- соответственно напряжения первого и второго образцов второго группового сигнала; - respectively the voltage of the first and second samples of the second baseband signal;

Figure 00000021
- напряжение первого образца i-го канального сигнала; - voltage of the first sample of i-th channel signal;

Figure 00000022
- напряжение второго образца i-го канальный сигнала; - voltage of the second sample i-th channel signal;

Figure 00000023
и and
Figure 00000024
- амплитуда и фаза напряжения первого образца i-го канального сигнала; - the amplitude and phase of the voltage of the first sample of i-th channel signal;

Figure 00000025
и and
Figure 00000026
- амплитуда и фаза напряжения второго образца i-го канального сигнала; - the amplitude and phase of the voltage of the second sample of i-th channel signal;

Figure 00000027
- угловая канальная (несущая) частота напряжения i-го канального сигнала - angular channel (carrier) frequency voltage i-th channel signal
Figure 00000028
; ;

Figure 00000029
- функция, определяющая вид угловой манипуляции i-го канального сигнала; - the function that determines the form of the angular manipulation of the i-th channel signal;

N - количество канальных сигналов во втором групповом сигнале. N - number of channel signals in a second baseband signal. Для упрощения анализа работы БКС 15 1-i примем, что коэффициент передачи любого из фильтров (17, 20, 24), а также сумматора 22 в составе каждого БКС 15 1-1 , …, 15 1-N и 15 2-1 , …, 15 2-N равен единице. To simplify the analysis of BCS January 15-i assume that the transmission coefficient of each of the filters (17, 20, 24), and the adder 22 within each BCS 15 1-1, ..., January 15-N and 15 2-1, ..., February 15-N is equal to unity. Кроме того, ввиду того, что структура каждого БКС представляет собой замкнутую систему саморегулирования с обратной связью, задержки сигналов или изменения их начальных фаз при прохождении их через указанные фильтры БКС учитывать не будем. Furthermore, because the structure of each BCS is a closed self-feedback system, signal delays or changes in their initial phases during their passage through said filters BCS will be ignored.

Примем также, что на выходе канального фильтра 17 каждого узла фазирования 16 1 (16 2 ) максимальное значение амплитуды напряжения образца i-го канального сигнала намного превышает максимальное среднее значение амплитуды напряжения соответствующего образца межканальной помехи, т.е. Assume also that at the output of the channel filter 17, each node phasing January 16 (16 2) the maximum value of the amplitude of the sample i-th channel signal voltage is much larger than the maximum value of the corresponding sample average voltage amplitude interchannel interference, i.e. U 1Cimax >> U 1МПimax и U 2Cimax >> U 2МПimax . U 1Cimax >> U 1MPimax and U 2Cimax >> U 2MPimax. Такие соотношения амплитуд позволяют не учитывать негативное действие напряжений образцов межканальной помехи, создаваемой вторым групповым сигналом, что может иметь место в следующих случаях: Such relations enable the amplitudes ignore the negative effects of stress interchannel interference patterns created by the second baseband signal, which may occur in the following cases:

1. Например, при использовании для передачи данных сигналов ОФТ или ДОФТ, когда в каждом канальном сигнале среднее количество скачкообразных изменений фазы несущего колебания, происходящих в единицу времени много меньше максимально возможного количества скачкообразных изменений фазы, определяемого скоростью манипуляции канального сигнала. 1. For example, when used for data signal transmission or OBT DOFT when each channel signal is the average number of jumps of the carrier wave phase changes occurring per unit time is much less than the maximum possible amount of abrupt phase changes determined rate channel signal manipulation. В этом случае, когда передаваемые каждым канальным сигналом кодовые комбинации, состоящие из различного числа однотипных символов (в виде длительных «нажатий» и длительных «отжатий»), чередуются с достаточно малой средней скоростью, то спектральные составляющие канального сигнала группируются вблизи несущего колебания канального сигнала. In this case, when transmitted by each channel signal codewords consisting of different numbers of the same type of characters (in the form of long "clicks" and long "pushed out"), interspersed with a sufficiently low mean velocity, spectral components of the channel signal are grouped near the bearing channel signal fluctuations .

Ширина полосы, занимаемая спектром такого канального сигнала, меньше максимально возможной величины ширины полосы, занимаемой канальным сигналом, равной Δf (фиг. 2, а, б), и негативное действие напряжений образцов межканальной помехи можно не учитывать (даже при отсутствии поляризационных замираний, обеспечивающих существенное уменьшение негативного действия напряжений образцов межканальной помехи за счет реализации весового когерентного сложения напряжений образцов канального сигнала, при котором происходит подавление напряжения од The bandwidth occupied by the spectrum of the channel signal, less than the maximum possible value of the width of the band occupied by the channel signal equal to Δf (Fig. 2a, b), and the negative effect of stress interchannel interference samples can be ignored (even when there is no polarization fading, providing substantial reduction in the negative effect of the stress patterns interchannel interference by implementing coherent combining weighting the channel signal samples voltages at which the voltage suppression od ного из образцов этой помехи в том узле фазирования 16 1 (16 2 ), на выходе канального фильтра 17 которого напряжение образца межканальной помехи превышает уровень напряжения соответствующего образца канального сигнала). The leg of the samples of this interference the node phasing January 16 (16 2), the output of the channel filter 17 which interchannel interference sample voltage exceeds the level of the corresponding channel signal sample voltage).

2. При увеличения кратности k канального сигнала передаваемого группового сигнала, например, при использовании фазоразностной манипуляции, что позволяет уменьшить скорость манипуляции канального сигнала до определенной величины, при которой ширина полосы канального сигнала становится существенно меньше величины Δf. 2. With the increase of multiplicity k channel signal transmitted by the baseband signal, e.g., by using a phase difference of manipulation, thereby reducing the speed of manipulation of the channel signal to a certain value at which the channel signal band width becomes significantly smaller than the value Δf.

С учетом вышеизложенного отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 образцы i-го канального сигнала первого группового сигнала на входах нормирующих усилителей 18 i-го БКС 15н можно представить в следующем виде: In view of the above, the filtered channel filters 17, phasing units 16 January and February 16 samples i-th channel signal of the first baseband signal at the inputs of the normalizing amplifier 18 i-th BCS 15H can be represented as follows:

- для первого узла - for the first node

Figure 00000030

- для второго узла - for the second node

Figure 00000031

Необходимо отметить, что в предлагаемой системе связи РПУ 10 1 и 10 2 должны работать в режиме отключения собственной системы автоматической регулировки усиления (АРУ), поскольку АРУ РПУ может регулировать только уровень группового сигнала, принимаемого в соответствующей широкой полосе, а не каждого канального сигнала с полосой приема в N меньшей полосы приема группового сигнала. It should be noted that in the proposed communication system PAR 10 January and February 10 must operate in shutdown mode own automatic gain control (AGC), since the AGC PAR can only adjust the baseband signal level received at the corresponding wide strip, instead of each channel signal N reception band in receiving band at baseband.

Систему АРУ каждого нормирующего усилителя 18 и 24 любого БКС можно охарактеризовать коэффициентом регулирования системы АРУ. System AGC normalizing each amplifier 18 and 24 can be characterized by any BCS AGC adjustment factor. Коэффициент регулирования системы АРУ показывает, во сколько раз диапазон изменения сигнала на выходе нормирующего усилителя меньше, чем на его входе [6]: AGC adjustment factor indicates how many times the signal range at the output of the normalizing amplifier is smaller than at its inlet [6]:

Figure 00000032

где U ВХ MIN и U ВЫХ MIN - минимальное входное и минимальное выходное напряжения, которые ограничивают величиной реальной чувствительности нормирующего усилителя 18 узла фазирования 16 1 (16 2 ), a U ВХ MAX и U ВЫХ MAX - ограничивают максимальной величиной входных колебаний при которых уровень комбинационных составляющих на выходе нормирующего усилителя 18 не превышает допустимого. where U BX MIN and U OUT MIN - minimum input and minimum output voltages, which limit the actual sensitivity value of the normalizing amplifier 18 node phasing 16 1 (16 2), a U BX MAX and U OUT MAX - limit the maximum value of the input oscillations at which level combinational components at the output of the normalizing amplifier 18 does not exceed the permissible.

Для каждого из идентичных нормирующих усилителей 18 и 24 любого БКС 15 1-1 , …, 15 1-N и 15 2-1 , …, 15 2-N будем считать приемлемым, например, изменение отфильтрованного соответствующим канальным фильтром 17 сигнала на входе нормирующего усилителя 18 на 100 дБ при изменении сигнала на его выходе не более, чем на 3 дБ. For each of normalizing identical amplifiers 18 and 24 each BCS 15 1-1, ..., 15 1-N 2-1 and 15, ..., 15 2-N will be acceptable, such as changing the filtered relevant channel filter 17 for normalizing the input signal amplifier 18 is 100 dB at the signal change at its output is not more than 3 dB. Системы АРУ с такими параметрами реализованы в современных РПУ [10]. AGC system with such parameters implemented in modern PAR [10].

На выходе нормирующих усилителей 18 каждого узла фазирования 16 1 и 16 2 отфильтрованные образцы i-го канального сигнала выравниваются по уровню и поступают на входы первых перемножителей 19, на другие входы которых поступает с нормирующего усилителя результирующего колебания 24 результирующий сигнал: At the output of the normalizing amplifier 18 of each node and phasing January 16th February 16 filtered samples i-th channel signal equalized in level and fed to first inputs of multipliers 19, other inputs of which is supplied with the normalizing amplifier 24 resulting oscillation resulting signal:

Figure 00000033

где U Pi , ω Pi , ϕ Pi - соответственно амплитуда, угловая частота и фаза результирующего сигнала. where U Pi, ω Pi, φ Pi - respectively the amplitude, angular frequency and phase of the resultant signal.

Выходной продукт первого перемножителя 19 первого узла фазирования 16ь на один вход которого поступает отфильтрованное и отнормированное напряжение первого образца i-го канального сигнала, а на другой его вход -результирующий сигнал, можно представить в виде: The output product of the first multiplier 19 of the first node phasing 16b to one input of which receives the filtered and normalized voltage of the first sample of i-th channel signal, and on its other input -rezultiruyuschy signal can be represented as:

Figure 00000034

где К 1 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 первого узла фазирования 16 1 при котором обеспечивается нормирование первого образца входного канального сигнала с амплитудой U 1Ci . where K 1 - value of the first node transmission coefficient normalizing amplifier 18, phasing January 16 wherein the normalization is provided the first sample of the input channel signal with amplitude U 1Ci.

Первый член в фигурных скобках легко отсеивается измерительным фильтром 20 первого узла фазирования 16 1 , т.к. The first term in the curly brackets is eliminated easily measuring filter 20 of the first node phasing January 16, as его спектр намного выше спектра второго члена. its spectrum is much higher than the range of the second term.

Второй член в фигурных скобках выражения (7) представляет собой гармоническое колебание (без манипуляции) на разностной круговой частоте ω ФiCiPi , совпадающей с центральной частотой измерительного фильтра 20 узлов фазирования 16 1 и 16 2 . The second term in the braces of the expression (7) is a harmonic oscillation (without manipulation) at the difference angular frequency ω .phi.i = ω CiPi, coinciding with the center frequency of the filter 20 of the phasing of the measuring assemblies 16 1 and 16 February. Поскольку это колебание прямо пропорционально амплитуде принимаемого сигнала U 1Ci , то при отсутствии помех на входах рассматриваемого i-го БКС 15 1-i , на выходе измерительного фильтра 20 амплитуда этого колебания будет максимальной и соответствовать максимальному «весу» напряжения принимаемого первого образца i-го канального сигнала в нормированном колебании на выходе нормирующего усилителя 18. Since this oscillation is directly proportional to the amplitude of the received signal U 1Ci, in the absence of noise at the inputs of the considered i-th BCS January 15-i, the output 20 amplitude measurement filter of this vibration is maximum and correspond to the maximum "weight" of the voltage received by the first sample i-th channel signal in normalized oscillation at the output of the normalizing amplifier 18.

Выходное напряжение измерительного фильтра 20 первого узла фазирования 16 1 с учетом вышеизложенного можно представить в виде: Measuring the output voltage of the filter 20 of the first assembly 16 January phasing view of the above it can be written as:

Figure 00000035

Для более точной оценки в узле фазирования 16 1 (16 2 ) уровня или «веса» образца канального сигнала в нормированной смеси сигнала и помехи на выходе нормирующего усилителя 18, полоса пропускания измерительного фильтра 20 каждого узла фазирования, с одной стороны, должна быть предельно малой, а с другой стороны, необходимо, чтобы эта полоса обеспечивала возможность «отслеживания» уровня сигнала при его замираниях и изменениях частоты канального сигнала в процессе его приема. For a more accurate evaluation of the node phasing January 16 (16 2) level or "weight" channel signal sample in the normalized signal mixture and interference at the output of the normalizing amplifier 18, the bandwidth of the measurement filter 20 of each node phasing on the one hand, should be as small and on the other hand, it is necessary that the band is provided an opportunity to "track" the signal level at its fading and changes the frequency of the channel signal in the course of its administration. При практической реализации системы связи эту полосу можно выбрать порядка (20-25) Гц. In the practice of this strip can be chosen of the order of the communication system (20-25) Hz.

Аналогично (8) можно представить выходное напряжение измерительного фильтра 20 второго узла фазирования 16 2 соответствующего в данном случае также максимальному «весу» напряжения принимаемого второго образца i-го канального сигнала: Similarly, (8) can be represented by the output voltage measuring unit 20 of the second filter phasing February 16 corresponding in this case also the maximum "weight" of the voltage of the second received sample i-th channel signal:

Figure 00000036

где К 2 - значение коэффициента передачи нормирующего усилителя 18 второго узла фазирования 16 2 , при котором обеспечивается нормирование второго образца входного канального сигнала. where K 2 - value of the second node normalizing gain amplifier 18, phasing February 16, wherein the normalization provided by the second sample of the input channel signal.

Выходной продукт второго перемножителя 21 первого узла фазирования 16i будет иметь вид: The output product of the second multiplier 21 of the first node phasing 16i will have the form:

Figure 00000037

Аналогично запишется выходной продукт второго перемножителя 21 второго узла фазирования 16 2 : Similarly, the second product can be written output of multiplier 21 of the second node phasing Feb. 16:

Figure 00000038

Первые слагаемые в фигурных скобках (10) и (11) отсеиваются при дальнейшей фильтрации выходного продукта сумматора 22 фильтром результирующего колебания 23 и их можно не учитывать. The first terms in the braces (10) and (11) are eliminated with the resultant oscillation filter 23 output adder product further filter 22 and can be disregarded. Поэтому напряжение первого образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его первом входе) можно представить в виде: Therefore the first sample signal voltage on the channel filter output 23 resulting oscillation which should be considered in the summation in the adder 22 (the first input) can be represented as:

Figure 00000039

Аналогичным образом можно представить напряжение второго образца канального сигнала на выходе фильтра результирующего колебания 23, которое необходимо учитывать при суммировании в сумматоре 22 (на его втором входе): Similarly, we can introduce a second sample channel voltage at the filter output signal 23 resulting oscillation which should be considered in the summation in the adder 22 (at its second input):

Figure 00000040

При этом выходное напряжение фильтра результирующего колебания 23 запишется в виде: Thus the resulting oscillation output voltage of the filter 23 can be written as:

Figure 00000041

Учитывая, что в узлах фазирования 16 1 и 16 2 амплитуды напряжений соответствующих образцов i-го канального сигнала выравниваются каждым из нормирующих усилителей 18 до определенной нормированной величины U CH , максимальный диапазон изменения которой не превышает 3 дБ при изменении амплитуды напряжения на входе до 100 дБ, то величину амплитуды выходного нормированного колебания U CH при ограниченном, например, до 40 дБ диапазоне изменений амплитуды входных колебаний, можно считать постоянной: Given that nodes phasing 16 January and February 16 amplitude voltages corresponding samples i-th channel signal are aligned by each of the normalizing amplifier 18 to a particular normalized value U CH, the maximum range which changes less than 3 dB change in input voltage amplitude to 100 dB , the output value of the normalized amplitude of oscillation U CH at limited, e.g., to 40 dB range of variations of input vibration amplitude can be regarded as constant:

Figure 00000042

С учетом (15) выражение (14) можно представить в виде: In view of (15) the expression (14) can be written as:

Figure 00000043

С помощью нормирующего усилителя 24 результирующее напряжение U Р CiФ (t) нормируется по уровню, т.е. Through normalizing amplifier 24 resulting voltage U CiF P (t) is normalized by level, i.e., приводится к виду (6). reduced to the form (6).

Аналогичным образом производится селекция и «весовое» сложение двух образцов каждого канального сигнала на частоте Similarly, the selection is made and "weight" adding two samples of each channel signal at a frequency

Figure 00000044
с порядковым номером i второго группового сигнала с помощью i-го БКС 15 2-i из состава второй группы N других БКС 15 2-1 , …, 15 2-N . with sequence number i of the second baseband signal using the i-th BCS February 15-i of the second group from the N other BCS 15 2-1, ..., February 15-N.

В этом случае отфильтрованные канальными фильтрами 17 узлов фазирования 16 1 и 16 2 i-го БКС 15 2-i образцы i-го канального сигнала второго группового сигнала будут иметь вид: In this case, the filtered channel filters 17, phasing units 16 January and February 16 i-th BCS February 15-i samples of i-th channel signal of the second baseband signal will have the form:

- для первого узла - for the first node

Figure 00000045

- для второго узла - for the second node

Figure 00000046

Демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала первого группового сигнала с выхода i-го БКС 15 1-i (из состава первой группы из N БКС) производится соответствующим канальным демодулятором первого блока N канальных демодуляторов 11 1 одним из выбранный известных способов [2], а демодуляция каждого i-го результирующего канального сигнала второго группового сигнала с выхода i-го БКС 15 2-i из состава второй группы из N БКС производится соответствующим канальным демодулятором второго блока N канальных демодуляторов 11 2 аналогичным способо Demodulation of each i-th result of the channel of the first baseband signal output from the i-th BCS January 15-i (from the first group of N BCS) is performed corresponding channel demodulator of the first block N-channel demodulators 11 January a selected known methods [2], and demodulation of each i-th channel resultant second baseband signal output from the i-th BCS February 15-i from the second group of N BCS produced corresponding channel demodulator of the second block N-channel demodulators 11 February analogous manner м. m.

В результате на выходах первого блока N канальных демодуляторов 11 1 формируются первые kN двоичные канальные последовательности, а на выходах второго блока N канальных демодуляторов 11 2 формируются вторые kN двоичные канальные последовательности. As a result, the outputs of the first block N channel demodulators January 11 kN formed first channel binary sequence, and outputs a second block N-channel demodulators 11 February formed kN second binary channel sequence.

С помощью параллельно-последовательного преобразователя 12 все 2kN канальных последовательностей преобразуются в одну двоичную последовательность, аналогичную переданной с выхода кодера 3, которая далее после декодирования в декодере 13 поступает получателю информации 14. With the parallel-serial converter 12 2kN channel all sequences are converted into a binary sequence similar to the transmitted output from the encoder 3, which then after decoding in the decoder 13 is supplied to the recipient information 14.

Таким образом, в соответствии с предлагаемым способом декаметровой радиосвязи амплитуды принимаемых напряжений образцов любого i-го канального сигнала как первого, так и второго группового сигнала с помощью соответствующего i-го БКС 15 1-i (15 2-i возводят в квадрат и синфазно складывают на выходе этого БКС или на входе соответствующего i-го канального демодулятора блока N канальных демодуляторов 11 1 (11 2 ). При этом скорость передачи данных увеличивают в 2 раза. Thus, in accordance with the proposed method decametre radiocommunication amplitude received voltage samples every i-th channel signal to both the first and the second baseband signal using the corresponding i-th BCS January 15-i (Feb. 15-i is squared and phase folded BCS at the output of the inlet or the corresponding i-th channel demodulation unit N channel demodulators January 11 (11 2). in this case, the data rate is increased by 2 times.

На основе вышеприведенного метода анализа работы любого БКС не трудно показать, что амплитуды принимаемых РПУ 10 1 и 10 2 напряжений двух образцов аддитивной i-ой сосредоточенной по спектру помехи, представляющей собой (при передаче в эфир) гармоническое колебание на фиксированной частоте, попадающей в полосу частот, занимаемой i-ым канальным сигналом, например, первого группового сигнала, в сумматоре 22 i-го БКС 15 1-i складываются геометрически. Based on the above method of analysis of any BCS is not difficult to show that the amplitude of the received PAR 10 January and February 10 stress the two samples additive i-th focused on a spectrum noise, which is the (transmit broadcast) a harmonic oscillation at a fixed frequency, falling within the band frequencies occupied i-th channel signal, e.g., the first group signal in the adder 22 i-th BCS January 15-i are formed geometrically. Причем, чем больше амплитуда напряжения образца сосредоточенной по спектру помехи на выходе канального фильтра 17, например, первого образца и U 1Пi (первого узла фазирования 16 1 ) по отношению к амплитуде напряжения первого образца канального сигнала U 1Ci на выходе этого фильтра, тем с меньшим «весом» поступает преобразованное напряжение этого образца сосредоточенной по спектру помехи с выхода второго перемножителя 21 на первый вход сумматора 22. Moreover, the larger the sample the voltage amplitude centered on a spectrum interference at the output of the channel filter 17, e.g., the first sample and U 1Pi (first node phasing January 16) with respect to the voltage amplitude of the first sample of the channel signal U 1Ci at the output of this filter, the smaller "weight" of the converted voltage is supplied a concentrated sample from the spectrum of the interference output of the second multiplier 21 to the first input of the adder 22.

В результате при использовании предлагаемого изобретения обеспечивается повышение величины соотношения напряжений сигнал/помеха на выходе любого i-го БКС 15 1-i (на входе i-го демодулятора первого блока N канальных демодуляторов 11 1 ) и на выходе любого i-го БКС 15 2-i (на входе i-го демодулятора второго блока N канальных демодуляторов 11 2 ) по отношению к величине аналогичного соотношения сигнал/помеха на входе i-го демодулятора прототипа [5] при тех же условиях связи. As a result, when using the invention provided an increase of the ratio of the voltage signal / noise ratio at the output of each i-th BCS January 15-i (at input i-th demodulator of the first block N channel demodulators January 11) and the output of any i-th BCS February 15 -i (for i-th input of the second demodulator unit N channel demodulators Feb. 11) in relation to the value of the same signal / noise ratio at the input of i-th demodulator prototype [5] under the same communication conditions.

В заключение следует отметить, что реализация предлагаемого изобретения - способа декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных позволит достичь следующих преимуществ по отношению к известным способам [1], [4], [5]: In conclusion, it should be noted that the implementation of the invention - method decameter radio communication with high speed data transmission will achieve the following advantages in relation to known processes [1], [4] and [5]:

1. Увеличить групповую скорость передачи данных в 2 раза фактически без расширения полосы частот при передаче и приеме групповых сигналов. 1. To increase the data rate group 2 times virtually without expanding the frequency band in transmission and reception baseband signals.

2. Повысить помехоустойчивость приема двоичной информации как при мешающем воздействии сосредоточенных по спектру (синусоидальных) помех, так и флуктуационных помех. 2. To increase the noise immunity of information as binary receiving a nuisance impacts concentrated by spectrum (sinusoidal) interference and noise fluctuation.

3. Расширить функциональные возможности по отношению к известному способу [5] в части передачи и приема более широкого класса канальных сигналов с угловой манипуляцией: как с фазоразностной, так и с частотной манипуляцией при любой кратности к уплотнения канальных сигналов. 3. Expand the functionality with respect to a known method [5] in terms of transmitting and receiving over a wide class of channel signals with angular keying how a phase difference and a frequency shift keying at any multiple of the seal channel signals.

Источники информации Information sources

1. Кловский Д.Д. 1. Klovsky DD Теория передачи сигналов. signaling theory. Учебник для вузов. Textbook for high schools. М.: Связь. M .: Communication. 1973. 376 с. 1973. 376 p.

2. Финк Л.М. 2. Fink LM Теория передачи дискретных сообщений. Theory of transmission of discrete messages. М.: Советское радио. M .: Soviet Radio. 1970. 728 с. 1970. 728 p.

3. Кловский Д.Д., Николаев Б.И. 3. Klovsky DD, Nikolaev BI Инженерная реализация радиотехнических схем (в системах передачи дискретных сообщений в условиях межсимвольной интерференции). Engineering implementation of electronic circuits (in transmission systems in terms of discrete messages intersymbol interference). М.: Связь. M .: Communication. 1975. 200 с. 1975. 200 p.

4. Киселев AM, Махотин В.В., Рыжов Н.Ю., Шаталова Г.В. 4. Kiselev AM, Makhotin VV Ryzhov NY, GV Shatalov Способ реализации высокоскоростного параллельного модема // Техника радиосвязи. A method for implementing a high-speed parallel // radio modem technique. 2006. Вып. 2006. Vol. 11. С.5-15. 11. S.5-15.

5. Гинсбург В.В., Гиршов BC, Заездный AM, Каган Б.Д. 5. VV Ginsburg, the BC Hirsch, drive-AM, Kahan BD Кустов О.В., Окунев Ю.Б.. и др. Аппаратура передачи дискретной информации МС-5. OV bushes, dip .. JB et al. Digital information transmission equipment MS-5. / Под редакцией Заездного AM и Окунева Ю.Б. / Edited zaezdnyh AM and Okuneva YB - М.: Связь. - M .: Communication. 1970. 152 с. 1970. 152 p.

6. Н.А. 6. NA Сартасов, В.М. Sartas, VM Едвабный, В.В. Jedwabne, VV Грибин. Gribin. Коротковолновые магистральные радиоприемные устройства. Short-wave radio receivers backbone. М.: Связь. M .: Communication. 1971. 288 с. 1971. 288 p.

7. Г.З. 7. GZ Айзенберг, С.П. Eisenberg, SP Белоусов, Э.М. Belousov, EM Журбенко, Г.А. Jurbenko, GA Клигер, А.Г. Kliger, AG Курашов. Kurashov. Коротковолновые антенны. Shortwave antenna. / Под редакцией Г.З. / Edited by GZ Айзенберга. Eisenberg. - 2-е, перераб. - 2nd, Revised. и доп. and ext. - М.: Радио и связь, 1985. - 536 с. - M .: Radio and Communications, 1985. - 536 p.

8. М.В. 8. MV Назаров, Б.И. Nazarov, BI Кувшинов, О.В. Pitchers, OV Попов. Popov. Теория передачи сигналов. signaling theory. М.: Связь. M .: Communication. 1970. - 368. 1970 - 368.

9. М.П. 9. Seal Долуханов. Dolukhanov. Распространение радиоволн. Radio propagation. М.: Связь. M .: Communication. 1972. - 336 с. 1972. - 336 p.

10. Березовский В.А., Дулькейт И.В., Савицкий OK Современная декаметровая радиосвязь: оборудование, системы и комплексы. 10. Berezovsky VA, Dulkeyt IV Savitsky OK Modern decameter radio: equipment, systems and complexes. / Под ред. / Ed. В.А. VA Березовского. Berezovsky. – М.: Радиотехника. - M .: Radio technology. 2011. - 444 с. 2011. - 444 p.

11. И.С. 11. IS Гоноровский Радиотехнические цепи и сигналы. Gonorovsky Radio circuits and signals. Учебник для вузов. Textbook for high schools. Изд. Ed. 3-е, перераб. 3rd, Revised. и доп.М.: Сов. and dop.M .: Sov. радио. radio. 1977. - 608 с. 1977. - 608 p.

12. Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. 12. IN Bronshtein, KA Semendyaev Справочник по математике. Handbook of mathematics. М: Физ.-матем. M: Physics and Mathematics. литературы. literature. 1962. - 608 с. 1962. - 608 p.

Claims (1)

  1. Способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных, при котором на передающей стороне передаваемый информационный поток данных от источника сообщений кодируют, после чего двоичную последовательность со скоростью V u =1/T u , определяемую длительностью двоичного символа T u , подают на вход последовательно-параллельного преобразователя, с помощью которого входную последовательность распределяют на kN его выходов таким образом, что формируемые на этих выходах двоичные элементы соответствующих kN канальных последовательност Method decameter radio communication with high-speed data transmission, wherein the transmitting side transmitted the information data stream from the message source is encoded and then the binary sequence with a speed V u = 1 / T u, defined by the duration of a binary symbol T u, is input to the serial-parallel converter by which the input sequence is partitioned kN at its outputs so that generated at these outputs binary elements corresponding channel sequences kN й следуют параллельно и синхронно с канальной скоростью V кан =1/Т кан , причем длительность Т кан =kNT u двоичного элемента каждой канальной последовательности выбирают много большей величины среднего времени запаздывания лучей на радиотрассе путем выбора необходимого количества N параллельных ортогональных канальных сигналов на различных канальных частотах в составе передаваемого группового сигнала и кратности уплотнения k каждого канального сигнала, в блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов minutes followed parallel and in synchronism with the channel speed V ch = 1 / T ch, the duration T ch = kNT u binary element of each channel sequence is selected much greater than the magnitude of the average lag time rays on the radio path by selecting the required number N of parallel orthogonal channel signals at different channel frequencies in the transmitted baseband part and multiplicity k sealing each channel signal, in block N channel manipulators, consisting of the N-channel similar manipulators порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т кан подают параллельно и синхронно k символов соответствующих k канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала длительностью Т кан на канальной частоте f i с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе блока N канальных манипуляторов и N-канальный группово serial numbers from 1 to N, each arm with a sequence number i at the initial time of each clock period of duration T CAD supplied in parallel and synchronously k symbols corresponding k channel sequences to generate a corresponding element of the transmitted channel signal duration T kan on channel frequency f i with same sequence number i, after which the formed channel manipulators channel signals are summed at the output of channel N manipulators and N-channel group сигнал с частотным интервалом между соседними канальными частотами Δf=1/Т кан излучают в эфир с помощью радиопередающего устройства и передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с горизонтальной поляризацией, а на приемной стороне осуществляют прием двух образцов отраженных от ионосферы радиосигналов с помощью двух антенн, принимающих электромагнитные волны, поляризованные во взаимно перпендикулярных направлениях, и двух радиоприемных устройств, при этом демодуляцию каждого из N канальных сигналов, переданного на канальной signal from the frequency interval between neighboring channel frequencies Δf = 1 / T ch emit broadcast via a radio transmission apparatus and the transmission antenna emitting an electromagnetic field with a horizontal polarization, and on the reception side is carried out taking two samples reflected from the ionosphere radio signals via two antennas, the receiving The electromagnetic wave polarized in mutually perpendicular directions, and two radio receivers, the demodulation of each of N channel signals transmitted in the channel частоте f i с порядковым номером i в составе группового сигнала, осуществляют с помощью соответствующего канального демодулятора с таким же порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, состоящего из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, результаты демодуляции N канальных сигналов в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V кан =1/T кан , подают на соответствующие входы параллельно-последовательного пр frequency f i with sequence number i in the composition of the baseband signal, is carried out via the corresponding channel demodulator with same sequence number i block N channel demodulators consisting of N single-type channel demodulators with serial numbers from 1 to N, the demodulation of N channel signals in the form of kN channel binary sequences, formed on respective unit outputs N-channel demodulators channel speed V ch = 1 / T ch is supplied to respective inputs of a parallel-serial etc. еобразователя, выходную двоичную последовательность которого со скоростью V u =1/T u подвергают декодированию, после чего двоичный поток передают получателю сообщений, отличающийся тем, что на передающей стороне скорость информационного потока данных от источника сообщений увеличивают в два раза, а двоичную последовательность, поступающую после кодирования на вход последовательно-параллельного преобразователя с информационной скоростью V u =2/T u , дополнительно распределяют на kN дополнительных его выходов таким образом, что формируемые н eobrazovatelya, the output binary sequence which is at a speed of V u = 1 / T u is subjected to decoding, after which the bitstream is transmitted message recipient, characterized in that on the transmission side velocity information data stream from the message source is increased twice, and the binary sequence coming after encoding the input serial-to-parallel converter with data rate V u = 2 / T u, to further distribute additional kN its outputs so that formed n дополнительных выходах двоичные элементы соответствующих дополнительных kN канальных последовательностей следуют параллельно и синхронно с двоичными элементами канальных последовательностей, формируемых на kN его выходах с канальной скоростью V кан =1/T кан , в дополнительном блоке N канальных манипуляторов, состоящем из N однотипных канальных манипуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, на каждый манипулятор с порядковым номером i, в начальный момент времени каждого тактового интервала длительностью Т кан подают параллельно и синхрон additional outputs binary elements of respective additional kN channel sequence followed in parallel and in synchronism with the binary elements of the channel sequence generated in kN it outputs a channel speed V ch = 1 / T ch, the additional block N channel manipulators, consisting of N single-type channel manipulators with sequence numbered from 1 to N, each arm with a sequence number i, at the initial time of each clock period of duration T CAD supplied in parallel and synchronous о k символов соответствующих k дополнительных канальных последовательностей для формирования соответствующего элемента передаваемого канального сигнала на канальной частоте k on k symbols corresponding additional channel sequences to generate a corresponding element of the transmitted channel signal on a channel frequency
    Figure 00000047
    с таким же порядковым номером i, после чего сформированные канальными манипуляторами канальные сигналы суммируют на выходе дополнительного блока N канальных манипуляторов и дополнительный групповой N - канальный групповой сигнал излучают в эфир с помощью дополнительного радиопередающего устройства и дополнительной передающей антенны, излучающей электромагнитное поле с вертикальной поляризацией, а на приемной стороне выходные напряжения радиоприемных устройств подают на соответствующие входы каждого из 2N блоков когерентного сложен with same sequence number i, after which the formed channel manipulators channel signals are summed at the output of the additional block N channel manipulators and additional group N - channel baseband signal emitted to air through an additional radio transmitting device, and an additional transmit antenna emitting an electromagnetic field with vertical polarization, but is fed at the receiving side of radio receivers output voltages to respective inputs of each of the 2N complex coherent blocks я (БКС), причем каждый БКС с порядковым номером i из состава первой группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте f i с порядковым номером i в составе группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i блока N канальных демодуляторов, а каждый БКС с порядковым номером i из состава второй группы из N БКС с порядковыми номерами от 1 до I (BCS), wherein each BCS with serial number i from the first group of N BCS with serial numbers from 1 to N provides the optimum coherent summation of voltages of the two samples of channel signal transmitted on the channel frequency f i with sequence number i in the composition of the baseband signal then the output voltage of the BCS is input to the corresponding channel demodulator block sequence number i N channel demodulators and each BCS with serial number i from the second group of N BCS with serial numbers from 1 to N осуществляет оптимальное когерентное сложение напряжений двух образцов канального сигнала, переданного на канальной частоте N performs optimal coherent summation voltages of the two channel signal samples transmitted on the channel frequency
    Figure 00000048
    с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, после чего выходное напряжение этого БКС подают на вход соответствующего канального демодулятора с порядковым номером i дополнительного блока N канальных демодуляторов, состоящем из N однотипных канальных демодуляторов с порядковыми номерами от 1 до N, каждый из которых с порядковым номером i осуществляет демодуляцию канального сигнала, переданного на канальной частоте with sequence number i in additional baseband, after which the output voltage of the BCS is applied to an input of the corresponding channel demodulator with sequence number i additional block N channel demodulators consisting of N single-type channel demodulators with serial numbers from 1 to N, each of which with sequence number i demodulates the channel signal transmitted on the channel frequency
    Figure 00000048
    с порядковым номером i в составе дополнительного группового сигнала, результаты демодуляции N канальных сигналов второго группового сигнала в виде kN канальных двоичных последовательностей, формируемых на соответствующих выходах дополнительного блока N канальных демодуляторов с канальной скоростью V кан =1/Т кан , подают на соответствующие дополнительные входы параллельно-последовательного преобразователя, в каждом БКС напряжение входного сигнала с выхода соответствующего радиоприемного устройства подают на вход соответствующего узл with sequence number i in additional baseband, results demodulation N channel signals in a second group signal in the form kN channel binary sequences generated for respective outputs additional block N channel demodulators channel speed V ch = 1 / T ch is supplied to the corresponding additional inputs parallel-to-serial converter, in each BCS input signal voltage output from the respective radio receiving device are input to respective kt а фазирования, в каждом из которых напряжение входного сигнала фильтруют канальным фильтром, нормируют по уровню нормирующим усилителем и подают на первый вход второго перемножителя и первый вход первого перемножителя, выходное напряжение которого фильтруют измерительным фильтром и подают на второй вход второго перемножителя, выходное напряжение второго перемножителя каждого узла фазирования подают на соответствующий вход сумматора, выходное напряжение которого фильтруют фильтром результирующего колебания и подают на выход БКС и ч and phasing in each of which the input voltage is filtered channel filter is normalized by the level of the normalizing amplifier and provided to a first input of the second multiplier and the first input of the first multiplier, whose output voltage is filtered measuring filter and fed to a second input of the second multiplier, the output voltage of the second multiplier each node phasing is supplied to the corresponding input of the adder, the output voltage which is filtered and filter the resulting oscillation output is supplied to BCS and h ерез нормирующий усилитель результирующего колебания подают на второй вход первого перемножителя каждого узла фазирования. Erez normalizing amplifier resulting oscillation is fed to the second input of the first multiplier of each node phasing.
RU2015120053A 2015-05-27 2015-05-27 Method of decametric radio communication with high-speed data transmission RU2608567C2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2015120053A RU2608567C2 (en) 2015-05-27 2015-05-27 Method of decametric radio communication with high-speed data transmission

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2015120053A RU2608567C2 (en) 2015-05-27 2015-05-27 Method of decametric radio communication with high-speed data transmission

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2015120053A true RU2015120053A (en) 2016-12-20
RU2608567C2 true RU2608567C2 (en) 2017-01-23

Family

ID=57759171

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2015120053A RU2608567C2 (en) 2015-05-27 2015-05-27 Method of decametric radio communication with high-speed data transmission

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2608567C2 (en)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5416767A (en) * 1993-02-08 1995-05-16 U.S. Philips Corporation Method of transmitting a data stream, transmitter and receiver
US5535239A (en) * 1990-06-25 1996-07-09 Qualcomm Incorporated Data burst randomizer
RU2188516C1 (en) * 2001-05-21 2002-08-27 Военный университет связи Quaternary-coded radio signal transmission system
RU2305368C2 (en) * 2005-09-20 2007-08-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс"(ФНПЦ ОАО "НПО "Марс") Data transfer system with multi-access and time division of channels
RU2315428C9 (en) * 2006-06-23 2008-04-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс" System for transmitting data with multi access and time division of channels

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5535239A (en) * 1990-06-25 1996-07-09 Qualcomm Incorporated Data burst randomizer
US5416767A (en) * 1993-02-08 1995-05-16 U.S. Philips Corporation Method of transmitting a data stream, transmitter and receiver
RU2188516C1 (en) * 2001-05-21 2002-08-27 Военный университет связи Quaternary-coded radio signal transmission system
RU2305368C2 (en) * 2005-09-20 2007-08-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс"(ФНПЦ ОАО "НПО "Марс") Data transfer system with multi-access and time division of channels
RU2315428C9 (en) * 2006-06-23 2008-04-27 Федеральный научно-производственный центр Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Марс" System for transmitting data with multi access and time division of channels

Also Published As

Publication number Publication date Type
RU2015120053A (en) 2016-12-20 application

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Lender Correlative digital communication techniques
Kavehrad et al. Performance of Low‐Complexity Channel Coding and Diversity for Spread Spectrum in Indoor, Wireless Communication
Winters Optimum combining in digital mobile radio with cochannel interference
Enge et al. Spread-spectrum multiple-access performance of orthogonal codes: Linear receivers
Ghavami et al. A novel UWB pulse shape modulation system
US4606039A (en) Spread spectrum coding method and apparatus
Verdu Multiuser detection
US20050201326A1 (en) Systems and methods for wireless communication over a wide bandwidth channel using a plurality of sub-channels
US20020142723A1 (en) Wireless communication system using multi-element antenna having a space-time architecture
US20050009476A1 (en) Virtual MIMO transmitters, receivers, systems and methods
US7720172B2 (en) Transmitting apparatus receiving apparatus, radio communication method and radio communication system
US20040125880A1 (en) Enhanced OFDM by use of alternating polarization states
Voelcker Phase-shift keying in fading channels
US20050201315A1 (en) Systems and methods for forward error correction in a wireless communication network
US20050233710A1 (en) High data rate transmitter and receiver
Cohen et al. A new coding technique for asynchronous multiple access communication
Sun et al. Wideband spectrum sensing with sub-Nyquist sampling in cognitive radios
EP0572171A1 (en) Method and apparatus for providing time diversity for multipath fading channels
Kennedy et al. Signal design for dispersive channels
US3665472A (en) Two-way communication system employing two-clock frequency pseudo-noise signal modulation
US5239560A (en) Conveying digital data in noisy, unstable, multipath environments
US6449314B1 (en) Space time block coded transmit antenna diversity for WCDMA
US7403576B2 (en) Systems and methods for receiving data in a wireless communication network
EP1164760A1 (en) Software base digital receiver adaptable to various multiplexing systems
JP2009303086A (en) Symbol timing synchronization method, wireless communication system and mobile station device