RU2469488C1 - Method of radio signal demodulation with phase difference modulation - Google Patents

Method of radio signal demodulation with phase difference modulation Download PDF

Info

Publication number
RU2469488C1
RU2469488C1 RU2011123388/07A RU2011123388A RU2469488C1 RU 2469488 C1 RU2469488 C1 RU 2469488C1 RU 2011123388/07 A RU2011123388/07 A RU 2011123388/07A RU 2011123388 A RU2011123388 A RU 2011123388A RU 2469488 C1 RU2469488 C1 RU 2469488C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
phase
radio signal
calculated
frequency
values
Prior art date
Application number
RU2011123388/07A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Игорь Васильевич Сиротинин
Юрий Сергеевич Хвостунов
Валентин Васильевич Хромов
Original Assignee
Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Импульс"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Импульс" filed Critical Открытое акционерное общество "Научно-производственное объединение "Импульс"
Priority to RU2011123388/07A priority Critical patent/RU2469488C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2469488C1 publication Critical patent/RU2469488C1/en

Links

Images

Abstract

FIELD: information technologies.
SUBSTANCE: invention may be used to transfer discrete information by analog signals along channels, in which amplitude modulation is applied with a suppressed carrier, and data is represented in the form of mutually orthogonal phase-manipulated sinusoidal signals or sets of such signals. In the method of demodulation a radio signal is received at a bearing frequency f0, its spectrum is transferred to a value equal to the value f0 into a low-frequency area, then the transferred radio signal is digitised, quadrature components of the transferred digitized radio signal
Figure 00000130
Figure 00000131
are calculated. Calculation of a radio signal spectrum transfer error is done in accordance with the formula Δf=M0/2πT, where M0 is an expected value according to multiple K parcels. The calculated error is memorised, and a shift is compensated when receiving another radio signal made of K parcels at N frequencies, and identification of an information symbol is carried out with account of the value M0. Besides, actions to determine the expected value of M0 and Δf are repeated, when another signal arrives from K parcels.
EFFECT: higher noise immunity due to taking into account frequency and phase errors of reference oscillation generation in a receiver and statistical processing of received signals.
2 cl, 5 dwg

Description

Изобретение относится к связи, а именно к передаче дискретной информации аналоговыми сигналами по каналам с ограниченной полосой пропускания. Предлагаемый способ может быть использован в системах радиосвязи, в которых применяется амплитудная модуляция с подавленной несущей (АМ-ПН), а цифровые данные представлены в виде взаимно ортогональных фазоманипулированных синусоидальных сигналов (ОФМ) или наборов таких сигналов.The invention relates to communication, namely to the transmission of discrete information by analog signals over channels with a limited bandwidth. The proposed method can be used in radio communication systems that use amplitude modulation with a suppressed carrier (AM-PN), and digital data is presented in the form of mutually orthogonal phase-manipulated sinusoidal signals (OFM) or sets of such signals.

Известен способ передачи данных с многими поднесущими, описанный в книге Прокис Джон. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д.Кловского. - М.: Радио и связь. 2000. - 800 с., стр.593-595. Последовательность действий в аналоге следующая:A known method for transmitting data with many subcarriers described in the book by Prokis John. Digital communication. Per. from English / Ed. D.D. Klovsky. - M .: Radio and communication. 2000. - 800 p., Pp. 593-595. The sequence of actions in the analogue is as follows:

на передающей стороне информационную последовательность разбивают на блоки по r бит;on the transmitting side, the information sequence is divided into blocks of r bits;

каждые r бит преобразуют в сигналы с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ), или сигналы с ОФМ на каждой из N несущих и получают комплексные точки сигнала, соответствующие информационным символам на поднесущих Xn, n=0,1, …N-1;every r bit is converted into signals with quadrature amplitude modulation (QAM), or signals with OFM on each of N carriers and receive complex signal points corresponding to information symbols on subcarriers X n , n = 0,1, ... N-1;

производят N-точечное обратное дискретное преобразование Фурье последовательности символов

Figure 00000001
;perform N-point inverse discrete Fourier transform of a sequence of characters
Figure 00000001
;

преобразуют полученную комплексную последовательность в вещественную последовательность;transforming the resulting complex sequence into a real sequence;

вводят защитный интервал между смежными сигнальными блоками для устранения межсимвольной интерференции;introducing a protective interval between adjacent signal blocks to eliminate intersymbol interference;

демодулируют сигнал путем вычисления дискретного преобразования Фурье после аналого-цифрового преобразования.demodulate the signal by calculating the discrete Fourier transform after analog-to-digital conversion.

Недостатком известного способа является относительно низкая помехоустойчивость (Помехоустойчивость - способность системы передачи и приема информации противостоять помехам (см. В.А.Васин, В.В.Калмыков, Ю.Н.Себекин, А.И.Сенин, И.Б.Федоров - Горячая линия - Телеком, 2005. 472 с.)), если не учитывается канальный коэффициент передачи.The disadvantage of this method is the relatively low noise immunity (Interference immunity is the ability of a system to transmit and receive information to withstand interference (see V.A. Vasin, V.V. Kalmykov, Yu.N. Sebekin, A.I. Senin, I. B. Fedorov - Hot line - Telecom, 2005. 472 p.)), If the channel transmission coefficient is not taken into account.

Известен способ приема двоичных фазоманипулированных на 180 градусов сигналов с фазоразностной модуляцией (Патент РФ №2146078, МПК Н04L 27/22, 2000 г.).A known method of receiving binary phase-shifted 180 degrees signals with phase difference modulation (RF Patent No. 2146078, IPC H04L 27/22, 2000).

Способ заключается в следующей последовательности действий:The method consists in the following sequence of actions:

спектр принятого радиосигнала переносится в низкочастотную область, определяются низкочастотные отфильтрованные сигналы в обоих квадратурных ортогональных (cos, sin) каналах, бинарно {0,1} квантуются, по значениям этих бинарно квантованных сигналов обоих каналов {00, 01, 10, 11} в текущем и предшествующем битах принимается решение об изменении или не изменении фазы принимаемого сигнала на 180°.the spectrum of the received radio signal is transferred to the low-frequency region, low-frequency filtered signals are determined in both quadrature orthogonal (cos, sin) channels, binary {0,1} are quantized, according to the values of these binary-quantized signals of both channels {00, 01, 10, 11} in the current and the preceding bits, a decision is made to change or not change the phase of the received signal by 180 °.

Так как центральная частота гетеродина в приемнике не равна частоте гетеродина передатчика, то вектор принимаемого сигнала на координатной плоскости (X, Y) медленно поворачивается относительно вектора гетеродина приемника. В моменты времени, соответствующие переходу через ноль проекции вектора принимаемого сигнала на ортогональные оси координат, для устранения прохождения на выход приемного устройства несанкционированного срабатывания (из-за шумов) компаратора вблизи нуля, в каждом квадратурном канале величина отфильтрованного низкочастотного сигнала сравнивается с заданным пороговым значением (Uпор) по абсолютной величине. Если величины низкочастотных отфильтрованных сигналов обоих каналов больше Uпор по абсолютной величине, то результаты анализа текущего и задержанного на один бит бинарно квантованных сигналов обоих каналов суммируются и поступают на выход приемного устройства, если величина низкочастотного отфильтрованного сигнала одного из каналов меньше Uпор. по абсолютной величине, то на выход приемного устройства поступают только результаты анализа текущего и задержанного на один бит бинарно квантованных сигналов другого канала. Причем в данном квадратурном канале в этот момент времени отфильтрованный низкочастотный сигнал, вследствие свойства ортогональности, близок к максимальному (по абсолютной величине) значению.Since the center frequency of the local oscillator in the receiver is not equal to the frequency of the local oscillator of the transmitter, the vector of the received signal on the coordinate plane (X, Y) slowly rotates relative to the vector of the local oscillator of the receiver. At times corresponding to the transition through zero of the projection of the vector of the received signal on the orthogonal coordinate axes, to eliminate the passage of the unauthorized operation (due to noise) of the comparator to the output of the comparator near zero, in each quadrature channel the filtered low-frequency signal is compared with a predetermined threshold value ( U then ) in absolute value. If the values of the low-frequency filtered signals of both channels are greater than U then in absolute value, then the analysis results of the current and binary-quantized signals of both channels delayed by one bit are summed and fed to the output of the receiver if the value of the low-frequency filtered signal of one of the channels is less than U then. in absolute value, then the output of the receiving device receives only the results of the analysis of the current and delayed by one bit of binary quantized signals of another channel. Moreover, in this quadrature channel at this point in time, the filtered low-frequency signal, due to the orthogonality property, is close to the maximum (in absolute value) value.

Недостатком данного способа является относительно низкая помехоустойчивость, обусловленная необходимостью жесткого выбора порогового значения, зависящего от условий приема, и уменьшения отношения сигнал/шум из-за не учета одной из квадратурных компонент при идентификации символов.The disadvantage of this method is the relatively low noise immunity, due to the need for a hard choice of the threshold value, depending on the reception conditions, and to reduce the signal-to-noise ratio due to the neglect of one of the quadrature components in the identification of symbols.

Наиболее близким по своей сущности к предлагаемому способу и достигаемому результату является способ, реализованный в «Демодуляторе взаимно ортогональных синусоидальных сигналов с фазоразностной модуляцией» (Авторское свидетельство SU 1277423 А1, МПК Н04L 27/22, 1986 г.), который заключается в следующем: что для сигнала, с N≥2 поднесущими fn, где n=1,2 …N, с К посылками длительностью Т с защитным интервалом длительностью, τ, где k=1,2, …K, вычисляют М≥2 раз квадратурные компоненты (проекции)

Figure 00000002
и
Figure 00000003
, m=1,2, …M, Δt=τ/M. Для каждой k-й посылки на fn поднесущей частоте, в моменты времени mΔt вычисляют и запоминают фазы
Figure 00000004
, разности фаз смежных посылок
Figure 00000005
, набег фаз
Figure 00000006
- угловое отклонение разности фаз от ближайшей эталонной точки, обусловленное помехами. Вычисляют математические ожидания и дисперсии набега фаз
Figure 00000007
и
Figure 00000008
. По вычисленным величинам дисперсий определяют весовые коэффициенты kj, с которыми берутся для частотных поднесущих fn в моменты времени mΔt значения уточненных квадратурных компонент
Figure 00000009
,
Figure 00000010
. По уточненным проекциям
Figure 00000009
,
Figure 00000010
вычисляют фазы посылок, разности фаз между соседними посылками
Figure 00000011
и по разностям фаз идентифицируют принятые информационные символы посредством выбора ближайшей эталонной точки.The closest in essence to the proposed method and the achieved result is the method implemented in the "Demodulator of mutually orthogonal sinusoidal signals with phase difference modulation" (Copyright certificate SU 1277423 A1, IPC H04L 27/22, 1986), which consists in the following: that for a signal with N≥2 subcarriers f n , where n = 1.2 ... N, with K bursts of duration T with a guard interval of duration, τ, where k = 1.2, ... K, M≥2 times quadrature components are calculated ( projection)
Figure 00000002
and
Figure 00000003
, m = 1,2, ... M, Δt = τ / M. For each k-th packet at f n subcarrier frequency, at time moments mΔt, phases are calculated and stored
Figure 00000004
phase differences of adjacent packages
Figure 00000005
phase incursion
Figure 00000006
- the angular deviation of the phase difference from the nearest reference point due to interference. Calculate math expectations and phase variance variances
Figure 00000007
and
Figure 00000008
. The calculated dispersion values determine the weight coefficients k j with which the values of the refined quadrature components are taken for frequency subcarriers f n at time moments mΔt
Figure 00000009
,
Figure 00000010
. By refined projections
Figure 00000009
,
Figure 00000010
calculate the phases of the packages, the phase difference between adjacent packages
Figure 00000011
and by the phase differences, the received information symbols are identified by selecting the closest reference point.

Недостатком прототипа является относительно низкая помехоустойчивость, обусловленная тем, что отсутствует учет погрешности переноса спектра принимаемого радиосигнала с ФРМ в низкочастотную область.The disadvantage of the prototype is the relatively low noise immunity, due to the fact that there is no accounting for the error in the transfer of the spectrum of the received radio signal from the FRM into the low-frequency region.

Целью заявляемого технического решения является разработка способа демодуляции радиосигнала с ФРМ, обеспечивающего повышение помехоустойчивости за счет учета частотных и фазовых ошибок формирования опорного колебания в приемнике и статистической обработки принимаемых сигналов.The aim of the proposed technical solution is to develop a method for demodulating a radio signal from the FRM, which provides increased noise immunity by taking into account the frequency and phase errors of the formation of the reference oscillation in the receiver and the statistical processing of the received signals.

Заявленный способ расширяет арсенал средств данного назначения. The claimed method extends the arsenal of funds for this purpose.

Поставленная цель в заявляемом техническом решении достигается тем, что в известном способе демодуляции радиосигналов с ФРМ, заключающемся в том, что для сигнала, с N≥2 поднесущими fn, где n=1,2 …N, с К посылками длительностью посылки Т, с защитным интервалом длительностью τ, где k=1,2, …K, вычисляют квадратурные компоненты

Figure 00000012
,
Figure 00000013
, для каждой k-й посылки на fn поднесущей частоте, вычисляют и запоминают фазы
Figure 00000014
, разности фаз смежных посылок
Figure 00000011
, набеги фаз
Figure 00000015
, после чего идентифицируют принятый информационный символ, содержащийся в k-й посылке. В заявляемом способе предварительно принимают радиосигнал с ФРМ на несущей частоте f0, переносят его спектр на величину, равную значению fo в низкочастотную область частот, затем перемещенный радиосигнал дискретизируют, вычисляют квадратурные компоненты перемещенного дискретизированного радиосигнала
Figure 00000012
,
Figure 00000013
посредством выполнения над ним операции комплексного преобразования Фурье, далее, полученные значения комплексных коэффициентов Фурье преобразуют в тригонометрическую форму, определяют погрешность переноса
Figure 00000016
, где
Figure 00000017
- реальная частота переноса спектра радиосигнала априори неизвестная, для этого, для каждой разности фаз
Figure 00000018
вычисляют по два ее новых значения
Figure 00000019
и
Figure 00000020
, где δ - предварительно заданная поправка значений фазы, после чего с учетом новых значений разностей фаз вычисляют по два новых значений набега фазы
Figure 00000021
и
Figure 00000022
, где индексы «+» и «-» соответствуют сложению и вычитанию δ при вычислении разности фаз. Затем вычисляют математические ожидания
Figure 00000023
,
Figure 00000024
,
Figure 00000025
и дисперсии
Figure 00000026
,
Figure 00000027
,
Figure 00000028
набегов фазы по множеству N несущих частот, где индексы «о», «+», «-» определяют значения математических ожиданий и дисперсий, соответственно без учета поправки, с учетом +δ и -δ. Вычисляют с учетом каждого из математических ожиданий
Figure 00000023
,
Figure 00000024
,
Figure 00000025
уточненные набеги фаз
Figure 00000029
,
Figure 00000030
,
Figure 00000031
по их значениям вычисляют дисперсии уточненных набегов фаз
Figure 00000032
,
Figure 00000033
,
Figure 00000034
. Выбирают из полученных дисперсий
Figure 00000026
,
Figure 00000027
,
Figure 00000028
и
Figure 00000035
,
Figure 00000036
,
Figure 00000037
наименьшую и соответствующее ей по индексу математическое ожидание. Вычисляют математическое ожидание по множеству К посылок M0. Погрешность переноса спектра радиосигнала вычисляют по формуле Δf=М0/2πT, запоминают ее и компенсируют сдвиг при приеме очередного сигнала из К посылок, а идентификацию информационных символов выполняют с учетом значения М0, причем действия по определению математического ожидания М0 и Δf повторяются при поступлении очередного сигнала из К посылок.The goal in the claimed technical solution is achieved by the fact that in the known method of demodulation of radio signals with FRM, which consists in the fact that for a signal with N≥2 subcarriers f n , where n = 1.2 ... N, with K transmissions with a sending duration of T, with a guard interval of duration τ, where k = 1,2, ... K, quadrature components are calculated
Figure 00000012
,
Figure 00000013
, for each k-th packet at f n subcarrier frequency, the phases are calculated and stored
Figure 00000014
phase differences of adjacent packages
Figure 00000011
phase incursions
Figure 00000015
, after which the received information symbol contained in the k-th package is identified. In the inventive method, the radio signal from the FRM is preliminarily received at the carrier frequency f 0 , its spectrum is transferred by an amount equal to the value of f o in the low-frequency range of frequencies, then the moved radio signal is sampled, the quadrature components of the moved sampled radio signal are calculated
Figure 00000012
,
Figure 00000013
by performing the complex Fourier transform operation on it, then, the obtained values of the complex Fourier coefficients are converted to a trigonometric form, the transfer error is determined
Figure 00000016
where
Figure 00000017
- the real frequency of the spectrum transfer of the radio signal is a priori unknown, for this, for each phase difference
Figure 00000018
calculate its two new values
Figure 00000019
and
Figure 00000020
, where δ is the predefined correction of the phase values, after which, taking into account the new values of the phase differences, two new phase incursions are calculated
Figure 00000021
and
Figure 00000022
, where the indices "+" and "-" correspond to the addition and subtraction of δ when calculating the phase difference. Then calculate the mathematical expectations
Figure 00000023
,
Figure 00000024
,
Figure 00000025
and variance
Figure 00000026
,
Figure 00000027
,
Figure 00000028
phase incursions over the set N of carrier frequencies, where the indices "o", "+", "-" determine the values of mathematical expectations and variances, respectively, without taking into account the correction, taking into account + δ and -δ. Calculated taking into account each of the mathematical expectations
Figure 00000023
,
Figure 00000024
,
Figure 00000025
specified phase incursions
Figure 00000029
,
Figure 00000030
,
Figure 00000031
according to their values, the variances of the adjusted phase incursions are calculated
Figure 00000032
,
Figure 00000033
,
Figure 00000034
. Choose from the resulting dispersions
Figure 00000026
,
Figure 00000027
,
Figure 00000028
and
Figure 00000035
,
Figure 00000036
,
Figure 00000037
the smallest and the corresponding mathematical expectation in the index. The mathematical expectation is calculated from the set K of premises M 0 . The error in the transfer of the spectrum of the radio signal is calculated by the formula Δf = M 0 / 2πT, it is stored and compensated for the shift when receiving the next signal from K packages, and the identification of information symbols is performed taking into account the values of M 0 , and the steps to determine the mathematical expectation of M 0 and Δf are repeated when the arrival of the next signal from K packages.

Новая совокупность существенных признаков позволяет достичь указанного технического результата за счет учета частотных и фазовых ошибок формирования опорного колебания в приемнике и статистической обработки принимаемых сигналов.A new set of essential features allows you to achieve the specified technical result by taking into account the frequency and phase errors of the formation of the reference oscillations in the receiver and the statistical processing of the received signals.

Заявляемый способ поясняется чертежами, на которых:The inventive method is illustrated by drawings, in which:

на Фиг.1 показана структура принимаемого многочастотного сигнала;figure 1 shows the structure of the received multi-frequency signal;

на Фиг.2 показана последовательность преобразований спектра радиосигнала, обеспечивающая компенсацию погрешности начального переноса спектра;figure 2 shows the sequence of transformations of the spectrum of the radio signal, providing compensation for the error of the initial transfer of the spectrum;

на Фиг.3 приведены четыре области комплексной плоскости, для каждой из которых указывается правило вычисления фазы φ;figure 3 shows four areas of the complex plane, for each of which indicates the rule for calculating the phase φ;

на Фиг.4 иллюстрируется правило вычисления набега фазы и идентификации информационных символов.4 illustrates a rule for calculating phase incursion and identifying information symbols.

Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом. Структурно сигнал состоит из К посылок, каждая посылка - цифровой символ в зависимости от кратности модуляции - это один или несколько бит, длительность посылки равна τ, множество посылок по частоте равно N. Любая посылка начинается с защитного интервала длительностью τ, на посылке имеются дискретные отсчеты сигнала с интервалом дискретизации Δt=τ/М=(T-τ)/2L (см. фиг.1). Принимаемый радиосигнал - это амплитудно-модулированный, с подавленной несущей многочастотный сигнал, с относительной фазовой модуляцией цифровой информации на каждой поднесущей. Переносят спектр этого сигнала в область низких частот на величину, равную значению fо. Если прием на данной радиочастоте уже был, при переносе учитывают вычисленную на предыдущем интервале из К посылок погрешность частотного сдвига Δf. Алгоритм компенсации частотного сдвига известен (Прокис Джон. Цифровая связь. Пер. с англ. / Под ред. Д.Д.Кловского. - М.: Радио и связь. 2000. - 800 с., стр.131-134).The implementation of the proposed method is illustrated as follows. Structurally, the signal consists of K transmissions, each parcel, a digital symbol depending on the modulation factor, is one or several bits, the parcel duration is τ, the set of parcels in frequency is N. Any parcel starts with a guard interval of duration τ, there are discrete samples on the parcel signal with a sampling interval Δt = τ / M = (T-τ) / 2L (see figure 1). The received radio signal is an amplitude-modulated, carrier-suppressed multi-frequency signal, with relative phase modulation of the digital information on each subcarrier. The spectrum of this signal is transferred to the low-frequency region by an amount equal to f о . If there has already been a reception at a given radio frequency, the frequency shift error Δf calculated on the previous interval from K packages is taken into account during the transfer. The algorithm for compensating the frequency shift is known (Prokis John. Digital Communications. Translated from English / Ed. By D. D. Klovsky. - M.: Radio and Communications. 2000. - 800 p., Pp. 131-134).

Из сигнала xs(t) (см. фиг.2) формируют аналитический сигнал

Figure 00000038
, где
Figure 00000039
- сигнал, сопряженный по Гильберту с xs(t), получают посредством фазовращателя на 90° всех частот исходного сигнала xs(t). Сигнал хa(t) умножают на комплексную экспоненту
Figure 00000040
. Берут реальную часть комплексного сигнала
Figure 00000041
. При этом получают действительный сигнал, у которого скомпенсирован частотный сдвиг
Figure 00000042
(см. фиг.2).From the signal x s (t) (see figure 2) form an analytical signal
Figure 00000038
where
Figure 00000039
- a Hilbert-conjugated signal with x s (t) is obtained by a 90 ° phase shifter of all frequencies of the original signal x s (t). The signal x a (t) is multiplied by the complex exponent
Figure 00000040
. Take the real part of the complex signal
Figure 00000041
. In this case, a valid signal is obtained for which the frequency shift is compensated
Figure 00000042
(see figure 2).

Получают дискретизацией этого сигнала вещественную последовательность из М отсчетов на защитном интервале длительностью τ и 2L отсчетов на интервале длительностью Т-τ, вычисляют по ним дискретное L точечное комплексное преобразование Фурье

Figure 00000043
сигнала на интервалах [τ,T],[T+τ,2Т],…[(K-1)Т,КТ] всех К посылок. Границы посылок известны по тактовому синхронизму. Алгоритмы вычисления дискретного преобразования Фурье известны, например А.Оппенгейм, Р.Шафер. Цифровая обработка сигналов. Москва: Техносфера, 2006. - 856 с. Преобразуют полученные комплексные числа
Figure 00000044
из декартовой формы в тригонометрическую форму. Для преобразования комплексных чисел из декартовой формы в тригонометрическую форму необходимо производить вычисления квадратов амплитуды комплексных чисел
Figure 00000045
и фазы комплексных чисел φ=arctg(y/x) (см. фиг.4). Для вычисления фазы произвольного комплексного числа необходимо разделить комплексную плоскость на четыре части при помощи прямых x-у=0, х+у=0 (см. фиг.3).By sampling this signal, a real sequence of M samples on the guard interval of duration τ and 2L samples on the interval of duration T-τ is obtained, and the discrete L point complex Fourier transform is calculated from them
Figure 00000043
signal at the intervals [τ, T], [T + τ, 2T], ... [(K-1) T, CT] of all K packages. The boundaries of the packages are known by clock synchronism. Algorithms for computing the discrete Fourier transform are known, for example, A. Oppenheim, R. Schafer. Digital signal processing. Moscow: Technosphere, 2006 .-- 856 p. Convert the resulting complex numbers
Figure 00000044
from the Cartesian form to the trigonometric form. To convert complex numbers from a Cartesian form to a trigonometric form, it is necessary to calculate the squares of the amplitude of the complex numbers
Figure 00000045
and phases of complex numbers φ = arctan (y / x) (see FIG. 4). To calculate the phase of an arbitrary complex number, it is necessary to divide the complex plane into four parts using the lines xy = 0, x + y = 0 (see figure 3).

Для каждой четверти комплексной плоскости фазу вычисляют по следующему правилу:For each quarter of the complex plane, the phase is calculated according to the following rule:

для x+y>0, x-y>0for x + y> 0, x-y> 0 φ=arctg(y/x);φ = arctan (y / x); для x+y>0, x-y<0for x + y> 0, x-y <0 φ=π/2-arctg(x/y);φ = π / 2-arctg (x / y); для x+y<0, x-y<0for x + y <0, x-y <0 φ=π+arctg(x/y);φ = π + arctg (x / y); для x+y<0, x-y>0for x + y <0, x-y> 0 φ=-π/2-arctg(x/y).φ = -π / 2-arctg (x / y).

Вычисляют последовательно на интервале, равном длине посылки координаты

Figure 00000046
,
Figure 00000047
, где n=1,2, …N, k=1,2, …K. По их значениям вычисляют фазы
Figure 00000048
, разности фаз между соседними посылками
Figure 00000049
, набеги фазы
Figure 00000050
, где
Figure 00000051
- ближайшая к
Figure 00000052
эталонная точка, {} - дробная часть вещественного числа, ψ - размер сектора модуляции (определяется видом модуляции, для ООФМ ψ=180°, для ДОФМ ψ=90°, для ТОФМ ψ=45°. Вариант нахождения набега фазы для двукратной относительной фазовой модуляции иллюстрируется на фиг. 4.The coordinates are calculated sequentially on an interval equal to the length of the sending coordinate.
Figure 00000046
,
Figure 00000047
where n = 1,2, ... N, k = 1,2, ... K. According to their values, the phases are calculated
Figure 00000048
, phase differences between adjacent packages
Figure 00000049
phase incursions
Figure 00000050
where
Figure 00000051
- closest to
Figure 00000052
reference point, {} is the fractional part of the real number, ψ is the size of the modulation sector (determined by the type of modulation, for OOFM ψ = 180 °, for DOPM ψ = 90 °, for PFM ψ = 45 °. Variant of finding the phase incursion for a double relative phase modulation is illustrated in Fig. 4.

Figure 00000053
, если
Figure 00000054
;
Figure 00000053
, if
Figure 00000054
;

Figure 00000055
, если
Figure 00000056
;
Figure 00000055
, if
Figure 00000056
;

Figure 00000057
, если
Figure 00000058
;
Figure 00000057
, if
Figure 00000058
;

Figure 00000059
, если
Figure 00000060
;
Figure 00000059
, if
Figure 00000060
;

Figure 00000061
, если
Figure 00000062
Figure 00000061
, if
Figure 00000062

Набег фазы - это отклонение фазы принимаемых сигналов от номинальных фаз передаваемых сигналов, которое вызвано помехой и несоответствием частот гетеродинов передатчика и приемника, то есть погрешностью переноса спектра Δf. Сдвиг частоты может быть таким, что разности фаз (точки dφ) будут расположены близко к границам секторов модуляции. В этом случае даже небольшой шум будет приводить к неверному определению правильной эталонной точки и ошибочному определению набега фаз. Для борьбы с данным эффектом производят дополнительные вычисления набегов фаз со сдвигом ±δ.The phase shift is the deviation of the phase of the received signals from the nominal phases of the transmitted signals, which is caused by interference and a mismatch in the frequencies of the local oscillators of the transmitter and receiver, i.e., the error in the transfer of the spectrum Δf. The frequency shift can be such that the phase differences (points dφ) are located close to the boundaries of the modulation sectors. In this case, even a small noise will lead to an incorrect determination of the correct reference point and an erroneous determination of the phase shift. To combat this effect, additional calculations of phase incursions with a shift of ± δ are performed.

Figure 00000063
и
Figure 00000064
.
Figure 00000063
and
Figure 00000064
.

Составляющая набега фазы из-за шума есть случайная величина. Мерой разброса набега фазы по причине шума является дисперсия. Чем больше величина дисперсии, тем больше вероятность ошибочного приема информации. Для повышения точности определения частотного сдвига из-за шума производится набор статистики по всем поднесущим и посылкам принятого сигнала, причем из множества вариантов демодуляции со сдвигом по времени для дальнейшей обработки выбирается посылка, для которой установлен тактовый синхронизм.The component of the phase incursion due to noise is a random variable. The measure of the variation in phase incursion due to noise is variance. The larger the variance, the greater the likelihood of erroneous reception of information. To improve the accuracy of determining the frequency shift due to noise, a set of statistics is made for all subcarriers and bursts of the received signal, and among the many options for demodulating with a time shift, a burst for which clock synchronism is set is selected for further processing.

По набегам фазы

Figure 00000065
,
Figure 00000066
,
Figure 00000067
вычисляют математические ожидания и дисперсии набегов фазы:Phase raids
Figure 00000065
,
Figure 00000066
,
Figure 00000067
calculate the mathematical expectation and variance of phase incursions:

Figure 00000068
Figure 00000069
Figure 00000070
Figure 00000068
Figure 00000069
Figure 00000070

Figure 00000071
Figure 00000072
Figure 00000073
Figure 00000071
Figure 00000072
Figure 00000073

вычисляют три варианта уточненных набегов фазыcalculate three variants of the specified phase raids

Figure 00000074
Figure 00000074

Figure 00000075
Figure 00000075

Figure 00000076
Figure 00000076

Для случайных величин

Figure 00000077
,
Figure 00000078
,
Figure 00000079
с нулевыми средними значениями вычисляют дисперсии For random variables
Figure 00000077
,
Figure 00000078
,
Figure 00000079
with zero averages, the variances are calculated

Figure 00000080
Figure 00000081
Figure 00000082
Figure 00000080
Figure 00000081
Figure 00000082

Выбирают среди всех полученных дисперсий D0, D+, D-,

Figure 00000083
,
Figure 00000084
,
Figure 00000085
наименьшую и соответствующее ей по индексу математическое ожидание, затем вычисляют математическое ожидание по множеству К посылок M0.Choose among all the obtained dispersions D 0 , D + , D - ,
Figure 00000083
,
Figure 00000084
,
Figure 00000085
the smallest expectation corresponding to it in the index, then calculate the expectation from the set K of premises M 0 .

Вычисляют погрешность переноса спектра радиосигнала по формуле Δf=M0/2πТ и сохраняют её для приема очередного сигнала из К посылок.The error of the transfer of the spectrum of the radio signal is calculated by the formula Δf = M 0 / 2πT and stored for receiving the next signal from K packages.

По вычисленным и накопленным значениям разницы фаз между двумя соседними посылками с учетом полученного значения М0 идентифицируют принятые информационные символы, для этого из разностей между соседними посылками

Figure 00000086
дополнительно вычитают математическое ожидание набега фазы М0, после чего определяют ближайшую к
Figure 00000087
эталонную точку. Эталонным точкам соответствуют передаваемые символы. Например, при ДОФМ (см. фиг.4), если
Figure 00000088
, то принята двоичная последовательность 00; если
Figure 00000089
, то принята двоичная последовательность 01; если
Figure 00000090
, то принята двоичная последовательность 11; если
Figure 00000091
, то принята двоичная последовательность 10. Достигаемым техническим результатом предлагаемого способа демодуляции радиосигналов с фазоразностной модуляцией является повышение помехоустойчивости приема и расширение арсенала средств данного назначения.According to the calculated and accumulated values of the phase difference between two adjacent packages, taking into account the obtained value of M 0 , the received information symbols are identified, for this, from the differences between adjacent packages
Figure 00000086
additionally subtract the mathematical expectation of the phase incursion M 0 , and then determine the closest to
Figure 00000087
reference point. Reference points correspond to the transmitted characters. For example, with DOPM (see figure 4), if
Figure 00000088
then the binary sequence 00 is accepted; if
Figure 00000089
, the binary sequence 01 is accepted; if
Figure 00000090
, the binary sequence 11 is accepted; if
Figure 00000091
then the binary sequence is accepted 10. The technical result of the proposed method for demodulating radio signals with phase difference modulation is to increase the noise immunity of the reception and expand the arsenal of means for this purpose.

Claims (2)

1. Способ демодуляции радиосигналов с фазоразностной модуляцией (ФРМ), заключающийся в том, что для сигнала с N≥2 поднесущими fn, где n=1, 2…N, с K посылками длительностью посылки Т, с защитным интервалом длительностью τ, вычисляют квадратурные компоненты
Figure 00000092
Figure 00000093
для каждой k-й посылки, где k=1, 2, …K, на fn поднесущей частоте, вычисляют и запоминают фазы
Figure 00000094
разности фаз смежных посылок
Figure 00000095
набеги фаз
Figure 00000096
после чего идентифицируют принятый информационный символ, содержащийся в k-й посылке, отличающийся тем, что предварительно принимают радиосигнал на несущей частоте f0, переносят его спектр на величину, равную значению f0, в низкочастотную область, затем перемещенный радиосигнал дискретизируют, вычисляют квадратурные компоненты перемещенного дискретизированного радиосигнала
Figure 00000097
Figure 00000093
посредством выполнения над ним операции комплексного преобразования Фурье, далее полученные значения комплексных коэффициентов Фурье преобразуют в тригонометрическую форму, определяют погрешность переноса
Figure 00000098
где
Figure 00000099
- реальная частота переноса спектра радиосигнала, априори неизвестная, для этого для каждой разности фаз
Figure 00000100
вычисляют по два ее новых значения
Figure 00000101
и
Figure 00000102
где δ - предварительно заданная поправка значений фазы, после чего с учетом новых значений разностей фаз вычисляют по два новых значений набега фазы
Figure 00000103
и
Figure 00000104
где индексы «+» и «-» соответствуют сложению и вычитанию δ при вычислении разности фаз, затем вычисляют математические ожидания
Figure 00000105
Figure 00000106
Figure 00000107
и дисперсии
Figure 00000108
Figure 00000109
Figure 00000110
набегов фазы по множеству N поднесущих частот, где индексы «0», «+», «-» определяют значения математических ожиданий и дисперсий соответственно без учета поправки, с учетом +δ и -δ, вычисляют с учетом каждого из математических ожиданий
Figure 00000111
Figure 00000112
Figure 00000113
уточненные набеги фаз
Figure 00000114
,
Figure 00000115
Figure 00000116
по значениям которых вычисляют дисперсии уточненных набегов фаз
Figure 00000117
Figure 00000118
Figure 00000119
выбирают из полученных дисперсий
Figure 00000120
Figure 00000121
Figure 00000122
и
Figure 00000123
Figure 00000124
Figure 00000125
наименьшую и соответствующее ей по индексу математическое ожидание, затем вычисляют математическое ожидание по множеству K посылок М0, вычисляют погрешность переноса спектра радиосигнала по формуле
Figure 00000126
запоминают ее и компенсируют сдвиг при приеме очередного радиосигнала, состоящего из K посылок на N частотах, а идентификацию информационного символа выполняют с учетом значения М0, причем действия по определению математического ожидания М0 и Δf повторяются при поступлении очередного сигнала из K посылок.1. The method of demodulation of radio signals with phase difference modulation (FRM), which consists in the fact that for a signal with N≥2 subcarriers f n , where n = 1, 2 ... N, with K bursts of the duration of the transmission T, with a protective interval of duration τ, calculate quadrature components
Figure 00000092
Figure 00000093
for each k-th package, where k = 1, 2, ... K, at f n subcarrier frequency, the phases are calculated and stored
Figure 00000094
phase differences of adjacent packages
Figure 00000095
phase incursions
Figure 00000096
after which the received information symbol is identified, which is contained in the k-th package, characterized in that the radio signal at the carrier frequency f 0 is preliminarily received, its spectrum is transferred by an amount equal to the value of f 0 to the low-frequency region, then the moved radio signal is sampled, the quadrature components are calculated displaced sampled radio signal
Figure 00000097
Figure 00000093
by performing the complex Fourier transform operation on it, then the obtained values of the complex Fourier coefficients are converted into a trigonometric form, the transfer error is determined
Figure 00000098
Where
Figure 00000099
- the real frequency of the spectrum transfer of the radio signal, a priori unknown, for this, for each phase difference
Figure 00000100
calculate its two new values
Figure 00000101
and
Figure 00000102
where δ is the predefined correction of the phase values, after which, taking into account the new values of the phase differences, two new phase incursions are calculated
Figure 00000103
and
Figure 00000104
where the indices "+" and "-" correspond to the addition and subtraction of δ when calculating the phase difference, then calculate the mathematical expectations
Figure 00000105
Figure 00000106
Figure 00000107
and variance
Figure 00000108
Figure 00000109
Figure 00000110
phase incursions over the set of N subcarrier frequencies, where the indices "0", "+", "-" determine the values of mathematical expectations and variances, respectively, without correction, taking into account + δ and -δ, are calculated taking into account each of the mathematical expectations
Figure 00000111
Figure 00000112
Figure 00000113
specified phase incursions
Figure 00000114
,
Figure 00000115
Figure 00000116
the values of which calculate the variance of the adjusted phase incursions
Figure 00000117
Figure 00000118
Figure 00000119
selected from the resulting dispersions
Figure 00000120
Figure 00000121
Figure 00000122
and
Figure 00000123
Figure 00000124
Figure 00000125
the smallest expectation corresponding to it by the index, then calculate the expectation from the set of K packages M 0 , calculate the error in the transfer of the spectrum of the radio signal according to the formula
Figure 00000126
remember it and compensate for the shift when receiving the next radio signal, consisting of K packages at N frequencies, and the identification of the information symbol is performed taking into account the values of M 0 , and the steps to determine the mathematical expectation of M 0 and Δf are repeated when the next signal from K packages arrives. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что для идентификации информационных символов из разностей фаз между соседними посылками
Figure 00000127
дополнительно вычитают математическое ожидание набега фазы М0, вычисленное по K принятым посылкам, после чего определяют ближайшую к
Figure 00000128
эталонную фазу, соответствующую заданному виду модуляции, которая идентифицирует принятый символ. 2. The method according to claim 1, characterized in that for the identification of information symbols from the phase differences between adjacent packages
Figure 00000127
additionally subtract the mathematical expectation of the phase incursion M 0 calculated by K received packages, and then determine the closest to
Figure 00000128
a reference phase corresponding to a given type of modulation that identifies the received symbol.
RU2011123388/07A 2011-06-08 2011-06-08 Method of radio signal demodulation with phase difference modulation RU2469488C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2011123388/07A RU2469488C1 (en) 2011-06-08 2011-06-08 Method of radio signal demodulation with phase difference modulation

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2011123388/07A RU2469488C1 (en) 2011-06-08 2011-06-08 Method of radio signal demodulation with phase difference modulation

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2469488C1 true RU2469488C1 (en) 2012-12-10

Family

ID=49255914

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2011123388/07A RU2469488C1 (en) 2011-06-08 2011-06-08 Method of radio signal demodulation with phase difference modulation

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2469488C1 (en)

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1277423A1 (en) * 1985-06-07 1986-12-15 Предприятие П/Я Г-4190 Modulator of mutually orthogonal sine signals with phase-difference-shift modulation
JPH11266223A (en) * 1998-03-17 1999-09-28 Victor Co Of Japan Ltd Multi-carrier transmission and reception method and transmitter and receiver used for the same
WO2001026264A1 (en) * 1999-09-30 2001-04-12 Fujitsu Limited Transmitter, receiver, and transmitting method in multi-carrier transmission system
US20040008618A1 (en) * 1998-05-26 2004-01-15 Naganori Shirakata Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission
US20050089108A1 (en) * 2003-10-27 2005-04-28 Casio Computer Co., Ltd. Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) demodulator, integrated circuit for OFDM demodulation and OFDM demodulation method
RU2005138861A (en) * 2003-05-14 2006-06-10 Квэлкомм Инкорпорейтед (US) EVALUATION OF NOISE AND MUTUAL INTERFERENCE IN OFDM SYSTEM
RU2338325C1 (en) * 2004-09-18 2008-11-10 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Device and method for frequency synchronisation in ofdm system
RU2353065C2 (en) * 2004-02-09 2009-04-20 Квэлкомм Инкорпорейтед Demodulation of subbands for ofdm-based communication systems

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1277423A1 (en) * 1985-06-07 1986-12-15 Предприятие П/Я Г-4190 Modulator of mutually orthogonal sine signals with phase-difference-shift modulation
JPH11266223A (en) * 1998-03-17 1999-09-28 Victor Co Of Japan Ltd Multi-carrier transmission and reception method and transmitter and receiver used for the same
US20040008618A1 (en) * 1998-05-26 2004-01-15 Naganori Shirakata Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission
WO2001026264A1 (en) * 1999-09-30 2001-04-12 Fujitsu Limited Transmitter, receiver, and transmitting method in multi-carrier transmission system
RU2005138861A (en) * 2003-05-14 2006-06-10 Квэлкомм Инкорпорейтед (US) EVALUATION OF NOISE AND MUTUAL INTERFERENCE IN OFDM SYSTEM
US20050089108A1 (en) * 2003-10-27 2005-04-28 Casio Computer Co., Ltd. Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) demodulator, integrated circuit for OFDM demodulation and OFDM demodulation method
RU2353065C2 (en) * 2004-02-09 2009-04-20 Квэлкомм Инкорпорейтед Demodulation of subbands for ofdm-based communication systems
RU2338325C1 (en) * 2004-09-18 2008-11-10 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Device and method for frequency synchronisation in ofdm system

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9712316B2 (en) Reception apparatus, phase error estimation method, and phase error correction method
KR100719112B1 (en) Sampling frequency offset estimation apparatus to be applied OFDM system and method thereof
AP1092A (en) Method and apparatus for fine frequency synchronization in multi-carrier demodulation systems.
US9941926B2 (en) Method, apparatus and computer program for determining a time of arrival
US10079705B1 (en) Synchronization for low-energy long-range communications
JP6118616B2 (en) Receiver and synchronization correction method
US20040114551A1 (en) Process for synchronization in the downstream of multipe users in a point multipoint system with OFDM modulation
US11456852B2 (en) Transmitter, receiver, and method for chirp-modulated radio signals
US10454741B2 (en) High-precision blind carrier synchronization methods for LTE SC-FDMA uplink
US9577858B2 (en) RF chirp receiver synchronization
US20050008101A1 (en) Computationally efficient demodulation for differential phase shift keying
EP2736208B1 (en) Frequency offset estimation
US9160587B2 (en) Channel tracking in an orthogonal frequency-division multiplexing system
EP1566906A1 (en) Delay profile estimation device and correlator
KR20090114970A (en) Orthogonal Frequency Division Multiplexing receiver
EP4165843A1 (en) Demodulating modulated signals
KR100845416B1 (en) Frequency correction with symmetrical phase adjustment in each OFDM symbol
RU2469488C1 (en) Method of radio signal demodulation with phase difference modulation
US11722980B1 (en) Guard-space timestamp point for precision synchronization in 5G and 6G
US7583770B2 (en) Multiplex signal error correction method and device
WO1993011605A1 (en) Digital demodulator for preamble-less burst communications
JP5682382B2 (en) Receiving device, transmitting device, and correction method related to discrete sample timing thereof
JP3946893B2 (en) Digital communication device
WO1995020848A1 (en) Digital transmission system
Searle et al. On the effects of clock offset in OFDM-based passive bistatic radar