NL1014065C2 - Class D amplifier for audio signals uses control circuit which operates pairs of MOSFET power transistors, via transformer which provides galvanic isolation - Google Patents
Class D amplifier for audio signals uses control circuit which operates pairs of MOSFET power transistors, via transformer which provides galvanic isolation Download PDFInfo
- Publication number
- NL1014065C2 NL1014065C2 NL1014065A NL1014065A NL1014065C2 NL 1014065 C2 NL1014065 C2 NL 1014065C2 NL 1014065 A NL1014065 A NL 1014065A NL 1014065 A NL1014065 A NL 1014065A NL 1014065 C2 NL1014065 C2 NL 1014065C2
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- amplifier
- amplifier according
- control circuit
- power transistors
- transformer
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
- H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
• rR
KLASSE D-TYPE VERSTERKER MET GALVANISCHE SCHEIDINGCLASS D-TYPE AMPLIFIER WITH GALVANIC SEPARATION
De onderhavige uitvinding betreft een versterker van het klasse D-type voor versterking van PWM signalen, omvattende: een versterkertrap met een paar gekoppelde vermo-5 genstransistoren, zoals MOSPET's; een op de ingang van de versterkertrap aangesloten stuurschakeling voor het aansturen van de versterkertrap met een PWM signaal; en een uitgang van de versterkertrap voor afgifte van 10 het PWM signaal in versterkte vorm.The present invention relates to a class D-type amplifier for amplifying PWM signals, comprising: an amplifier stage with a pair of coupled power transistors, such as MOSPETs; a control circuit connected to the input of the amplifier stage for driving the amplifier stage with a PWM signal; and an output from the amplifier stage for outputting the PWM signal in amplified form.
Dergelijke versterkers zijn algemeen bekend, waarbij de gekoppelde vermogenstransistoren van de versterkertrap van complementair type, d.w.z. één vermogens-transistor van het P-type en één vermogenstransistor van 15 het N-type, zijn.Such amplifiers are well known, wherein the coupled amplifier stage power transistors are of complementary type, i.e., one P-type power transistor and one N-type power transistor.
De bekende klasse D-versterkers vertonen een aantal nadelen. Een eerste nadeel is, dat het toepassingsgebied hiervan beperkt is tot lage spanningen onder in hoofdzaak 100 V, en een ander nadeel is dat de bekende 20 versterkers een aanzienlijke vervorming vertonen.The known class D amplifiers have a number of drawbacks. A first drawback is that the range of application thereof is limited to low voltages below substantially 100 V, and another drawback is that the known amplifiers show considerable distortion.
Vermogenstransistoren, zoals MOS-FET's (Metal Oxyd-Semiconductor-Field-Effect-Transistors) van complementair type, d.w.z. N- en P-typen naast elkaar, vertonen geen vergelijkbare eigenschappen. De AAN-weerstand van 25 een transistor van het N-type wordt bepaald door de beweeglijkheid van elektronen in het N-type silicium, terwijl de AAN-weerstand van een transistor van het P-type wordt bepaald door de beweeglijkheid van gaten in een P-type silicium. Onder gelijke omstandigheden, zoals 30 afmetingen en vormen van het kanaal in de transistor, zal de beweeglijkheid van gaten in P-type silicium immer een 1 014065 • ( 2 factor 3 minder gunstige AAN-weerstand opleveren. Teneinde voor dit verschil te compenseren is het bekend om de transistoren van het P-type een factor 3 grotere -kanaal-breedte te geven. Dit leidt echter tot een groter beno-5 digd oppervlak, wanneer de schakeling wordt geïntegreerd in een chip. In samenhang hiermee stijgen ook de kosten voor transistoren van het P-type. Bovendien zijn deze transistoren van het P-type trager, aangezien met de afmetingen van de kanaalbreedte ook de parasitaire capa-10 citeiten met een factor 3 toenemen. In het bijzonder bij toepassing bij hoogspanningen, bijv. 200 V en hoger, wordt de kanaalweerstand van transistoren van het P-type als gevolg van het langere kanaal veel groter dan in verhouding die van transistoren van het N-type, waardoor 15 de AAN-weerstand bij transistoren van het-P-type onwerkbaar groot wordt.Power transistors, such as MOS-FETs (Metal Oxyd-Semiconductor-Field-Effect-Transistors) of complementary type, i.e., N and P types side by side, do not exhibit comparable properties. The ON resistance of an N type transistor is determined by the motility of electrons in the N type silicon, while the ON resistance of a P type transistor is determined by the motility of holes in a P -type of silicon. Under similar conditions, such as dimensions and shapes of the channel in the transistor, the mobility of holes in P-type silicon will always yield a 1 014065 • (2 factor 3) less favorable ON resistance. In order to compensate for this difference it is known to give the P-type transistors a larger channel width by a factor of 3. However, this leads to a larger surface area when the circuit is integrated in a chip. of the P-type In addition, these P-type transistors are slower, since the dimensions of the channel width also increase the parasitic capacitance by a factor of 3. Especially when used at high voltages, eg 200 V and higher, the channel resistance of P-type transistors due to the longer channel becomes much greater than that of N-type transistors, resulting in the ON resistance of P-type transistors -type becomes unworkably large.
De genoemde parasitaire capaciteiten zijn hierbij ook een oorzaak van ongewenste vervorming.The parasitic capacities mentioned are also a cause of undesired deformation.
Met de onderhavige uitvinding is beoogd een 20 versterker van het klasse D-type te verschaffen, die toepasbaar is in hogere spanningsbereiken en welke een aanzienlijk verminderde vervorming vertoont ten opzichte van de bekende versterkers.The object of the present invention is to provide a class D type amplifier which can be used in higher voltage ranges and which exhibits a considerably reduced distortion compared to the known amplifiers.
Hiertoe onderscheidt een versterker volgens de 25 onderhavige uitvinding zich doordat de stuurschakeling en de versterkertrap galvanisch zijn gescheiden en de vermo-genstransistoren van hetzelfde type zijn. Bij voorkeur zijn beide transistoren van het N-type, en zijn MOS-FET's. Met een versterker volgens de onderhavige uitvin-30 ding worden de bovengenoemde doelen bereikt, en worden de problemen van de bekende versterkers ten minste verlicht.To this end, an amplifier according to the present invention is distinguished in that the control circuit and the amplifier stage are galvanically separated and the power transistors are of the same type. Preferably, both transistors are of the N type, and are MOS FETs. With an amplifier according to the present invention, the above objects are achieved, and at least the problems of the known amplifiers are alleviated.
Door de galvanische scheiding kan de koppeling van uitgangsspanningen naar de ingang, die optreedt bij twee identieke niet-complementaire transistoren en onge-35 wenst is, worden voorkomen. Aldus is ook het gedrag van de versterker volgens de onderhavige uitvinding m.b.t. terugkoppeling van uitgangssignalen naar de ingang geoptimaliseerd.The galvanic isolation prevents the coupling of output voltages to the input, which occurs with two identical non-complementary transistors and is undesirable. Thus, the behavior of the amplifier according to the present invention with regard to feedback of output signals to the input is also optimized.
1014065 31014065 3
In een voorkeursuitvoeringsvorm van de uitvinding. is de galvanische scheiding verwezenlijkt, doordat een transformator is aangebracht tussen de stuurschake-ling en de versterkertrap. Een transformator is een 5 elegante verwezenlijking voor galvanische scheiding, die goed toepasbaar is bij versterkers volgens de onderhavige uitvinding.In a preferred embodiment of the invention. galvanic isolation has been achieved because a transformer is arranged between the control circuit and the amplifier stage. A transformer is an elegant galvanic isolation implementation that is well applicable to amplifiers of the present invention.
In een uitvoeringsvorm van een versterker met een transformator als galvanische scheiding is de primai-10 re wikkeling van de transformator verbonden met de stuur-schakeling en omvat de transformator een paar secundaire wikkelingen, waarbij secundaire wikkeling met één van de vermogenstransistoren is verbonden. Op deze wijze wordt met een enkel PWM-signaal een afzonderlijke sturing voor 15 elk van de vermogenstransistoren verschaft. Bij voorkeur zijn hierbij de secundaire wikkelingen in hoofdzaak tegengesteld gewikkeld, waarmee een complementair scha-kelgedrag van de niet-complementaire, identieke vermogenstransistoren is bewerkstelligd.In an embodiment of an amplifier having a transformer as galvanic isolation, the primary winding of the transformer is connected to the control circuit and the transformer comprises a pair of secondary windings, secondary winding being connected to one of the power transistors. In this manner, a single PWM signal provides separate control for each of the power transistors. Preferably, the secondary windings are wound substantially in the opposite direction, whereby a complementary switching behavior of the non-complementary, identical power transistors is achieved.
20 In een andere voorkeursuitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding is tussen de stuurscha-keling en de galvanische scheiding een laag-af filter aangebracht. Gelijkspanning.ssignalen of laag frequente signalen worden niet, resp. slecht door een transformator 25 doorgelaten. Het PWM-signaal bevat een pulsbreedte gemoduleerde draaggolf op de schakelfrequentie en verder het laagfrequente audiosignaal. De laagfrequente componenten worden in deze uitvoeringsvorm achter de transformator gereconstrueerd met de reconstructieschakeling, die bijv. 30 kan zijn gevormd als een clampschakeling. In het bijzonder, wanneer het oorspronkelijke PWM-signaal een constante amplitude heeft, is reconstructie met een clampschakeling een goed te verwezenlijken mogelijkheid. De uitvinding is echter niet tot een clampschakeling beperkt. Het 35 frequentiegebied van een klasse-D versterker is bijzonder grillig. Het signaal is door een niet-lineaire bewerking, zoals een clampbewerking door een clampschakeling, weer herstelbaar. Hierdoor is het mogelijk een versterker 1074085 4 volgens de onderhavige uitvinding te verwezenlijken met een kleinere frequentieband en aldus kan, omdat hier minder hoge eisen aan hoeven te worden gesteld, een kleinere, goedkopere transformator worden toegepast, etc.In another preferred embodiment of an amplifier according to the invention, a low-cut filter is arranged between the control circuit and the galvanic isolation. DC voltage signals or low frequency signals are not resp. poorly transmitted through a transformer 25. The PWM signal contains a pulse width modulated carrier at the switching frequency and furthermore the low frequency audio signal. The low-frequency components in this embodiment are reconstructed behind the transformer with the reconstruction circuit, which may, for example, be formed as a clamp circuit. In particular, when the original PWM signal has a constant amplitude, reconstruction with a clamp circuit is an easily achievable possibility. However, the invention is not limited to a clamp circuit. The frequency range of a class-D amplifier is particularly erratic. The signal can be restored by a non-linear operation, such as a clamping operation by a clamping circuit. This makes it possible to realize an amplifier 1074085 4 according to the present invention with a smaller frequency band and thus, because less stringent requirements have to be imposed on it, a smaller, cheaper transformer can be used, etc.
5 Bovendien is een breedbandige trafo voor het hele audio-spectrum niet alleen groot en duur maar ook praktisch onmogelijk omdat behalve de laagfrequente audiosignalen (>20 Hz) ook het hoogfrequente PWM-signaal (<20 MHz) moet worden doorgelaten.5 In addition, a broadband transformer for the entire audio spectrum is not only large and expensive, but also practically impossible because, in addition to the low-frequency audio signals (> 20 Hz), the high-frequency PWM signal (<20 MHz) must also pass.
10 In een uitvoeringsvorm van een versterker volgens de uitvinding met een laag-af filter kan het laag-af filter een tweede orde filter zijn, dat dan bijvoorbeeld een parallel over de galvanische scheiding geschakelde weerstand en een in serie met de parallel-15 schakeling aangebrachte condensator kan omvatten.In an embodiment of an amplifier according to the invention with a low-cut filter, the low-cut filter can be a second-order filter, which for example then comprises a resistor connected in parallel with the galvanic isolation and a series arranged in series with the parallel circuit capacitor.
De clampschakelingen kunnen op verschillende manieren worden verwezenlijkt.The clamp circuits can be implemented in various ways.
Voordelen, eigenschappen en verdere uitvoeringsvormen van een versterker volgens de onderhavige 20 uitvinding zullen duidelijk worden gemaakt aan de hand van de hierna volgende figuurbeschrijving, die is opgesteld in samenhang met de bijgevoegde figuren, waarin: fig. 1 een schema toont van een schakeling met hierin de versterker volgens de onderhavige uitvinding; 25 fig. 2 een schema toont van in essentie de versterker volgens de onderhavige uitvinding in een eerste uitvoeringsvorm; fig. 3 en 4 alternatieve uitvoeringsvormen tonen voor als clampschakelingen vormgegeven reconstruc-30 tieschakelingen ten opzichte van die, welke in fig. 2 zijn getoond; en fig. 5 en 6 schematisch de werking tonen van resp. een clampschakeling en een gelijkrichter ter vergelijking hiervan.Advantages, features and further embodiments of an amplifier according to the present invention will be elucidated with reference to the figure description hereinafter, which is drawn up in connection with the attached figures, in which: figure 1 shows a circuit diagram with in it the amplifier of the present invention; Fig. 2 shows a diagram of essentially the amplifier according to the present invention in a first embodiment; Figures 3 and 4 show alternative embodiments for reconstruction circuits designed as clamping circuits relative to those shown in Figure 2; and Figs. 5 and 6 schematically show the operation of resp. a clamp circuit and a rectifier for comparison.
35 In fig. 1 is een schakeling getoond met hierin een versterker 1 volgens de onderhavige uitvinding. De versterker 1 werkt op van de stuurschakeling 2 afkomstige signalen en omvat een versterkertrap 3, waarin onderling 1014065 5 identieke, vermogenstransistoren vormende MOS-FET's 4 zijn toegepast.Fig. 1 shows a circuit comprising an amplifier 1 according to the present invention. The amplifier 1 works on signals from the control circuit 2 and comprises an amplifier stage 3, in which 1014065 mutually identical MOS-FETs 4 forming power transistors are used.
De MOS-FET's 4 zijn onderling identiek en van het N-type.The MOS-FETs 4 are mutually identical and of the N-type.
5 De stuurschakeling 2 en de versterkertrap 3 zijn onderling galvanisch gescheiden door in de hier getoonde schakeling bij wijze van voorbeeld getoonde transformator 5.The control circuit 2 and the amplifier stage 3 are electrically isolated from one another by transformer 5 shown in the circuit shown here by way of example.
Tussen de transformator 5 en de versterkertrap 10 3 die in hoofdzaak twee paren MOS-FET's 4 omvat, zijn twee clampschakelingen 6 aangebracht, die in de hier getoonde uitvoeringsvorm overeenkomen met de clampschakelingen van fig. 4, die hieronder nader zullen worden beschreven. De clampschakelingen 6 dienen voor het recon-15 strueren van de laagfrequente componenten, die door het laag-af filter 7 aan de tegenover de clampschakelingen 6 gelegen zijde van de trafo 5 is aangebracht om de laag-frequente componenten juist te verwijderen. Ook zonder laag-af filter 7 zijn clampschakelingen toepasbaar bij 20 het herstellen van laagfrequente componenten, aangezien deze door de transformator 5 worden aangetast.Between the transformer 5 and the amplifier stage 3, which comprises essentially two pairs of MOS-FETs 4, two clamp circuits 6 are provided, which in the embodiment shown here correspond to the clamp circuits of Fig. 4, which will be described in more detail below. The clamping circuits 6 serve to reconstruct the low-frequency components, which is arranged through the low-filter 7 on the side of the transformer 5 opposite the clamping circuits 6, in order to remove the low-frequency components correctly. Even without low-cut filter 7, clamp circuits can be used in the restoration of low-frequency components, since these are attacked by the transformer 5.
De clampschakelingen 6 in fig. 1 zijn enigszins uitgebreid ten opzichte van die van fig. 4, en wel met enkele weerstanden. Deze dienen voor demping van onge-25 wenste resonanties.The clamping circuits 6 in Fig. 1 are somewhat extended compared to that of Fig. 4, with some resistors. These serve to damp unwanted resonances.
In de diverse figuren zijn gelijke of soortgelijke figuren aangeduid met dezelfde referentienummers. Aldus toont fig. 2 een laag-af filter 7 met een iets andere vormgeving dan in fig. 1, en zijn de clampschake-30 lingen 6 in een nagenoeg elementaire vormgeving weergegeven. Zoals hierboven reeds is vermeld zijn de vermogenstransistoren MOS-FET's 4. Door de galvanische scheiding vindt geen terugkoppeling van uitgangsspanningen van de MOS-FET's 4 naar de ingang plaats, zodat grote identieke 35 N-type transistoren kunnen worden toegepast. Aldus is een versterker 1 verwezenlijkt, die geschikt is voor grote vermogens.In the various figures, identical or similar figures are designated with the same reference numbers. Thus, Fig. 2 shows a low-cut filter 7 with a slightly different design than in Fig. 1, and the clamping circuits 6 are shown in a substantially basic design. As mentioned above, the power transistors are MOS-FETs 4. Due to the galvanic isolation, the output voltages of the MOS-FETs 4 are not fed back to the input, so that large identical N-type transistors can be used. An amplifier 1 which is suitable for large powers is thus realized.
1 014065 61 014065 6
Met een versterker volgens de uitvinding is naast de schakelsnelheid ook de uitstuurbaarheid, het rendement, de vermogensbandbreedte en de lineariteit geoptimaliseerd.With an amplifier according to the invention, in addition to the switching speed, the controllability, the efficiency, the power bandwidth and the linearity are optimized.
5 Het laag-af filter 7 omvat een seriecondensator 8 voor de transformator 5 met een weerstand 9 parallel over de primaire wikkeling 10 van de transformator 5. De kantelfrequentie van het laag-af filter hangt af van de uitstuurbaarheid van de transformator. Deze uitstuurbaar-10 heid wordt bepaald door het aantal windingen in de primaire en secundaire wikkelingen en het omsloten oppervlak per winding. Bij voorkeur heeft het filter een twee orde karakteristiek ën een lage Q-factor van 0,5. Hiermee kan een relatief beperkte uitstuurbaarheid van de transforma-15 tor 5 optimaal worden benut, wanneer een voldoende lage kantelfrequentie wordt toegepast. Deze kantelfrequentie is dan bijv. ongeveer 3-5 kHz, hetgeen zonder enige inventieve arbeid door een vakman te verwezenlijken is door geschikte dimensionering van de seriecondensator 8 20 en de weerstand 9. Ook de primaire wikkeling 10 van de transformator 5 kan hierbij een rol spelen, die in rekening gebracht kan worden.The low-cut filter 7 comprises a series capacitor 8 for the transformer 5 with a resistor 9 parallel to the primary winding 10 of the transformer 5. The crossover frequency of the low-cut filter depends on the operability of the transformer. This controllability is determined by the number of turns in the primary and secondary windings and the enclosed area per turn. Preferably, the filter has a two-order characteristic and a low Q factor of 0.5. With this, a relatively limited controllability of the transformer 5 can be optimally utilized, if a sufficiently low tilting frequency is used. This crossover frequency is then, for example, about 3-5 kHz, which can be achieved by a skilled person without any inventive work by suitable dimensioning of the series capacitor 8 and the resistor 9. The primary winding 10 of the transformer 5 can also play a role here. , which can be charged.
De laagfrequente componenten worden aan de tegenover het laag-af filter 7 gelegen zijde van de 25 transformator 5 gereconstrueerd met de als clampschake-lingen 6 vormgegeven reconstructieschakelingen. Deze clampschakelingen zijn wenselijk, vaak nodig, omdat een groot nadeel van transformatoren is, dat gelijkspanning en lage frequenties niet, resp. alleen met beperkte 30 kwaliteit doorgelaten kunnen worden. Opgemerkt wordt, dat het PWM-signaal een in pulsbreedte gemoduleerde draaggolf op de schakelfrequentie en het laagfrequente audiosignaal omvat. Het laag-af filter 7 filtert de lage frequenties weg uit het PWM-signaal. De clampschakelingen 6 recon-35 strueren de laagfrequente component. Complexe signalen, waarvan de positieve of negatieve amplitude constant is, kunnen hiermee worden gereconstrueerd. In de hier getoonde uitvoeringsvorm van een versterker volgens de onderha- 1014005 7 vige uitvinding heeft het oorspronkelijke PWM-signaal een constante amplitude, zodat het met een clampschakeling 6 gereconstrueerd kan worden.The low-frequency components are reconstructed on the side of the transformer 5 opposite the low-cut filter 7 with the reconstruction circuits designed as clamping circuits 6. These clamp circuits are desirable, often necessary, because a major drawback of transformers is that DC voltage and low frequencies do not resp. can only be passed with limited quality. It is noted that the PWM signal comprises a pulse width modulated carrier wave at the switching frequency and the low frequency audio signal. The low-cut filter 7 filters out the low frequencies from the PWM signal. The clamp circuits 6 recon-35 construct the low-frequency component. Complex signals, the positive or negative amplitude of which is constant, can be reconstructed with this. In the embodiment of an amplifier according to the present invention shown here, the original PWM signal has a constant amplitude, so that it can be reconstructed with a clamp circuit 6.
De werking van clampschakelingen zal worden 5 beschreven aan de hand van en onder verwijzing naar fig.The operation of clamping circuits will be described with reference to and with reference to fig.
5 en 6 .5 and 6.
In fig. 6 is schematisch de werking van een gelijkrichter 14 weergegeven. De gelijkrichter 14 omvat een seriediode 15 en parallel een weerstand 16 en een 10 condensator 17.Fig. 6 schematically shows the operation of a rectifier 14. The rectifier 14 comprises a series diode 15 and in parallel a resistor 16 and a capacitor 17.
De in fig. 5 weergegeven clampschakeling 6 is in hoofdzaak een alternatief geschakelde gelijkrichter. Zoals uit fig. 6 blijkt wordt bij een gewone gelijkrich-ter de amplitude of omhullende van een snel variërend RF-15 signaal gevolgd. In tegenstelling wordt bij een clampschakeling 6 de omhullende in tegenfase bij het RF-sig-naal opgeteld.The clamping circuit 6 shown in Fig. 5 is essentially an alternatively switched rectifier. As can be seen from FIG. 6, an ordinary rectifier follows the amplitude or envelope of a rapidly varying RF-15 signal. In contrast, in a clamp circuit 6, the envelope in phase is added to the RF signal.
Hiertoe is de door de weerstand en de condensator gevormde tijdsconstante RC van de gelijkrichter veel 20 kleiner dan de periode van het omhullende signaal en veel groter dan de periode van het gelijk te richten RF-sig-naal. De spanning over de condensator volgt aldus de langzaam veranderende omhullende.To this end, the time constant RC of the rectifier formed by the resistor and the capacitor is much smaller than the period of the envelope signal and much larger than the period of the RF signal to be rectified. The voltage across the capacitor thus follows the slowly changing envelope.
In de alternatief geschakelde uitvoeringsvorm 25 van fig. 5, die de clampschakeling 6 oplevert, zijn de condensator en diode van plaats verwisseld ten opzichte van de in fig. 6 getoonde gelijkrichter 14, zodat de gelijk gerichte omhullende wordt afgetrokken van het aangeboden signaal.In the alternatively switched embodiment 25 of Fig. 5, which produces the clamp circuit 6, the capacitor and diode are switched places with respect to the rectifier 14 shown in Fig. 6, so that the rectified envelope is subtracted from the applied signal.
30 De PWM-schakelfrequentie bedraagt ongeveer 250 kHz. Zoals hierboven is beschreven, laat het laag-af filter 7 signalen door met hogere frequenties dan ongeveer 5 kHz. Opgemerkt wordt, dat deze grens ook wordt bepaald, naast de dimensionering van de seriecondensator 35 8 en de weerstand 9, door afmetingen en kernverzadiging van de transformator en tevens door de resonantie van de zelfinductie van de transformator 5. Derhalve behoeven slechts frequenties tussen 0 en 5 kHz te worden gerecon- 1014065 8 strueerd in de clampschakelingen 6. Zoals hierboven reeds is opgemerkt, zijn de clampschakelingen 6 hier goed toe in staat, zoals ook blijkt uit fig. 5. Aldus heeft noch het laag-af filter 7, noch de voor laagfrequente signalen 5 ongunstige karakteristiek van de transformator 5 een nadelige invloed op de vervorming in de bandbreedte van de versterker tussen 0 en 50 KHz. Het laag-af filter 7 en de transformator 5 hebben aldus geen nadelige invloed op de frequentieresponsie of de overdracht van de versterker 10 l.30 The PWM switching frequency is approximately 250 kHz. As described above, the low-cut filter 7 passes signals with frequencies higher than about 5 kHz. It is noted that this limit is also determined, in addition to the dimensioning of the series capacitor 8 and the resistor 9, by dimensions and core saturation of the transformer and also by the resonance of the inductance of the transformer 5. Therefore, only frequencies between 0 and 5 kHz to be reconstructed in the clamp circuits 6. As already noted above, the clamp circuits 6 are well capable of doing this, as is also shown in Fig. 5. Thus, neither the low-cut filter 7 nor the for low-frequency signals 5 unfavorable characteristic of the transformer 5 adversely affects the distortion in the bandwidth of the amplifier between 0 and 50 KHz. Thus, the low-cut filter 7 and transformer 5 do not adversely affect the frequency response or the transfer of the amplifier 101.
Het betreft in fig. 1 tevens de modulator 25, welke het analoge audiosignaal omzet in het PWM-signaal. Deze modulator bestaat meestal uit een comparator 27 die het audiosignaal vergelijkt met een driehoekspanning met 15 de schakelfrequentie (250 kHz). In dit schema gaat het audiosignaal met een 250 kHz blokspanning door een integrator 26 en een comparator 27 zodat ook het PWM signaal ontstaat. Bestaande versterkers die op deze manier werken hebben het nadeel dat het bij de stuurschakeling 2 nog 20 zuivere PWM-signaal wordt gemoduleerd met de voedingsspanning van de PWM-versterker. Deze voedingsspanning is, zeker bij grote uitgangs stromen, moeilijk constant te houden zodat hier intermodulatie en dus vervorming ontstaat. In het compensatiecircuit 23 wordt de amplitude 25 van de 250 kHz blokspanning direct afgeleid van de voedingsspanning, zodat de versterking van de modulator toeneemt met de afnemende voedingsspanning in dezelfde mate als die, waar in de versterking van de PWM-verster-ker ermee afneemt. Het circuit bestaat in essentie uit 30 twee schakelaars 24 (of twee transistoren) die als buf-ferversterker de (250 kHz) schakelfrequentie leveren aan de integrator 26, en een spanningsdeler die de spanning op de serieschakeing van de twee schakelaars afleidt van de voedingsspanning. Hiermee is weer een vervormingsoor-35 zaak verminderd ten opzichte van bestaande versterkers.In Fig. 1 it also concerns the modulator 25, which converts the analog audio signal into the PWM signal. This modulator usually consists of a comparator 27 which compares the audio signal with a triangular voltage with the switching frequency (250 kHz). In this scheme, the audio signal with a 250 kHz block voltage passes through an integrator 26 and a comparator 27 so that the PWM signal is also produced. Existing amplifiers operating in this manner have the drawback that the 20 pure PWM signal at the control circuit 2 is modulated with the supply voltage of the PWM amplifier. This supply voltage, especially with large output currents, is difficult to keep constant, so that intermodulation and thus distortion occur here. In the compensation circuit 23, the amplitude 25 of the 250 kHz block voltage is directly derived from the supply voltage, so that the gain of the modulator increases with the decreasing supply voltage to the same degree as that in the gain of the PWM amplifier decreases with it. The circuit essentially consists of two switches 24 (or two transistors) which, as a buffer amplifier, supply the (250 kHz) switching frequency to the integrator 26, and a voltage divider which derives the voltage on the series connection of the two switches from the supply voltage. This again reduces the cause of distortion compared to existing amplifiers.
In fig. 2 wordt de positieve voeding aangelegd op aansluiting 11, terwijl de negatieve voeding wordt aangelegd op aansluiting 12. Deze voedingsspanningen li 014 n 6 5 9 kunnen zeer hoge absolute waardes hebben, bijv. in het bereik boven 200 Volt, waardoor het door de versterker 1 geleverde vermogen zeer hoog kan zijn. De uitgangssignalen worden aangeboden aan de uitgang 13, na te zijn 5 verwerkt door de vermogenstransistoren of MOS-FET's 4, die in de configuratie volgens de onderhavige uitvinding zeer groot kunnen zijn om het gevraagde vermogen te kunnen leveren.In Fig. 2, the positive power supply is applied to terminal 11, while the negative power supply is applied to terminal 12. These supply voltages li 014 n 6 5 9 can have very high absolute values, eg in the range above 200 Volts, so that it is the power supplied by the amplifier 1 can be very high. The output signals are applied to the output 13, after being processed by the power transistors or MOS-FETs 4, which in the configuration of the present invention can be very large to provide the requested power.
Opgemerkt wordt nog, dat het frequentiegedrag 10 van een klasse D-versterker een zeer grillig verloop kent. Toch is het signaal, en in het bijzonder de laag-frequente componenten hiervan, door een niet-lineaire bewerking herstelbaar. In het voorgaande is als voorbeeld voor de niet-lineaire bewerking een clampbewerking be-15 schreven, hoewel de uitvinding hier niet toe is beperkt. Als gevolg volstaat een kleinere frequentieband en aldus ook kleinere en goedkopere transformatoren om de uitvinding te verwezenlijken zonder verlies van kwaliteit of enige vervorming en met een hoger versterkingsvermogen 20 dan bij de bekende versterkers. Klasse D-versterkers voor een vermogen tot 1 kWatt bij 2 Ohm belasting in brugscha-keling of zelfs 2 kWatt bij 4 Ohm in brugschakeling behoren tot de mogelijkheden met een versterker volgens de onderhavige uitvinding.It should also be noted that the frequency behavior of a class D amplifier has a very erratic course. Nevertheless, the signal, and in particular its low-frequency components, is recoverable by a non-linear processing. In the foregoing, a clamping operation has been described as an example for the non-linear machining, although the invention is not limited to this. As a result, a smaller frequency band and thus also smaller and cheaper transformers is sufficient to realize the invention without loss of quality or any distortion and with a higher amplification power than with the known amplifiers. Class D amplifiers for power up to 1 kWatt at 2 Ohm load in bridge circuit or even 2 kWatt at 4 Ohm in bridge circuit are possible with an amplifier according to the present invention.
25 In fig. 3 en 4 zijn alternatieve uitvoerings vormen van clampschakelingen 6 ten opzichte van de in fig. 2 en 5 getoonde uitvoeringsvorm weergegeven. In fig. 3 zijn een aanvullende diode 18 en een PNP-transistor 19 toegevoegd. Hiermee wordt bij het ontladen van de ingang 30 van de MOS-FET 4 de stroom versterkt om aldus de uitscha-kelsnelheid te verhogen.Figures 3 and 4 show alternative embodiments of clamping circuits 6 with respect to the embodiment shown in Figures 2 and 5. In Fig. 3, an additional diode 18 and a PNP transistor 19 are added. As a result, when the input 30 of the MOS-FET 4 is discharged, the current is amplified so as to increase the switch-off speed.
Zoals blijkt uit fig. 3 is de aanvullende diode 18 aangesloten tussen de basis en de emitter van de PNP-transistor 19, waarbij de emitter van de PNP-transistor 35 19 ook is aangesloten op de gate van de MOS-FET 4.As shown in Fig. 3, the additional diode 18 is connected between the base and the emitter of the PNP transistor 19, the emitter of the PNP transistor 19 19 also being connected to the gate of the MOS-FET 4.
Aldus loopt een laadstroom bij het opladen van de MOS-FET 4 direct via de aanvullende diode 18 van de clampschakeling naar de gate van de MOS-FET 4. Aldus is 1014065 10 een passieve PNP-bufferschakeling verschaft, waarbij de gate bij een neergaande flank van het PWM-signaal snel wordt ontladen, terwijl de oplaadstroom beperkt is tot door de geringe beschikbare stroom uit de transformator 5 5. Aldus wordt een voor de clampschakeling 6 zeer wenselijke functionaliteit verschaft.Thus, a charging current when charging the MOS-FET 4 passes directly through the auxiliary diode 18 of the clamp circuit to the gate of the MOS-FET 4. Thus, 1014065 10 is provided a passive PNP buffer circuit, the gate being at a falling edge of the PWM signal is rapidly discharged, while the charging current is limited to the small available current from the transformer 5 5. Thus, a very desirable functionality for the clamp circuit 6 is provided.
In fig. 4 is een nog verder uitgebreide variant van de clampschakeling 6 weergegeven. Deze omvat een aanvullende condensator, die parallel is geschakeld aan 10 de diode 15 en verder een derde diode 21 in serie met de aanvullende diode 18 en in serie met een spoel 22, die aan de tegenover de derde diode 21 gelegen zijde is aangesloten op de emitter van de PNP-transistor 19 en de gate van de MOS-FET 4.Fig. 4 shows an even more extensive variant of the clamping circuit 6. It comprises an additional capacitor, which is connected in parallel to the diode 15 and further a third diode 21 in series with the additional diode 18 and in series with a coil 22 connected on the side opposite the third diode 21 to the emitter of the PNP transistor 19 and the gate of the MOS-FET 4.
15 Met de in fig. 4 getoonde configuratie wordt de gate van de MOS-FET 4 na een korte vertraging versneld op de gewenste spanning gebracht. De korte vertraging dient om enige overlap in de inschakeltijden van de twee MOS-FET' s 4 te voorkomen, ongeacht overige systeemparameters 20 en andere mogelijk storende invloeden. Door de gatespan-ning vervolgens versneld te laten stijgen worden de door de vertraging veroorzaakte schakelverliezen beperkt of verminderd.With the configuration shown in Fig. 4, the gate of the MOS-FET 4 is accelerated to the desired voltage after a short delay. The short delay serves to avoid any overlap in the turn-on times of the two MOS-FETs 4, regardless of other system parameters 20 and other potentially interfering influences. By subsequently accelerating the gate voltage to rise, the switching losses caused by the delay are limited or reduced.
In de uitvoeringsvorm van fig. 3 kan de laad-25 stroom voor de gate van de MOS-FET 4 slechts langzaam oplopen als gevolg van de parasitaire zelfinductie van de transformator 5. In de uitvoeringsvorm van fig. 4 wordt de stroom echter eerst opgeslagen in de aanvullende condensator 20 om vervolgens bij een voldoende grote 30 stroom - na verloop van de vertraging - de capaciteit van de MOS-FET hiermee op te laden.In the embodiment of Fig. 3, the charging current for the gate of the MOS-FET 4 can only increase slowly due to the parasitic inductance of the transformer 5. However, in the embodiment of Fig. 4, the current is first stored in the additional capacitor 20 to subsequently charge the capacity of the MOS-FET at a sufficiently large current - after the delay has expired.
Door het toepassen van uitsluitend N-type transistoren met kleinere parasitaire capaciteiten, en door het toepassen van uitgebreidere schakeling, zoals 35 die van fig. 3 en 4, voor het versneld ontladen en opladen van de transistoren, is de schakelsnelheid van de transistoren verbeterd en is de vervorming verminderd ten opzichte van bestaande klasse D versterkers.By using only N-type transistors with smaller parasitic capacities, and by using more extensive circuitry, such as that of Figures 3 and 4, for accelerated discharge and charging of the transistors, the switching speed of the transistors has been improved and distortion is reduced compared to existing class D amplifiers.
1014065 111014065 11
In het voorgaande zijn specifieke uitvoeringsvormen van een versterker volgens de onderhavige uitvinding beschreven onder verwijzing naar de bij gevoegde figuren. Opgemerkt wordt, dat een vakman na kennisneming 5 van het voorgaande zich zonder het verrichten van enige eigen inventieve arbeid zal realiseren, dat verschillende andere uitvoeringsvormen binnen het kader van de onderhavige uitvinding mogelijk zijn. Zo kunnen voor de clamp-schakelingen alternatieve oplossingen worden bedacht, 10 zolang deze de signaalcomponenten reconstrueren, die verloren zijn gegaan bij de galvanische scheiding. Dit is vanzelfsprekend afhankelijk van het soort galvanische scheiding, dat wordt toegepast. Het zal duidelijk zijn, dat de uitvinding slechts is beperkt door de definitie 15 van de beschermingsomvang in de bijgevoegde conclusies.In the foregoing, specific embodiments of an amplifier according to the present invention have been described with reference to the accompanying figures. It is noted that a skilled person, after taking note of the foregoing, will realize without carrying out any inventive work of his own, that various other embodiments are possible within the scope of the present invention. For example, alternative solutions can be devised for the clamp circuits, so long as they reconstruct the signal components that have been lost in the galvanic isolation. This, of course, depends on the type of galvanic isolation that is used. It will be clear that the invention is limited only by the definition of the scope of protection in the appended claims.
10140651014065
Claims (13)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL1014065A NL1014065C2 (en) | 2000-01-14 | 2000-01-14 | Class D amplifier for audio signals uses control circuit which operates pairs of MOSFET power transistors, via transformer which provides galvanic isolation |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL1014065 | 2000-01-14 | ||
| NL1014065A NL1014065C2 (en) | 2000-01-14 | 2000-01-14 | Class D amplifier for audio signals uses control circuit which operates pairs of MOSFET power transistors, via transformer which provides galvanic isolation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL1014065C2 true NL1014065C2 (en) | 2001-07-17 |
Family
ID=19770586
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL1014065A NL1014065C2 (en) | 2000-01-14 | 2000-01-14 | Class D amplifier for audio signals uses control circuit which operates pairs of MOSFET power transistors, via transformer which provides galvanic isolation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| NL (1) | NL1014065C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004001960A1 (en) * | 2002-06-19 | 2003-12-31 | Danmarks Tekniske Universitet | Single conversion isolated impedance transformation amplifier |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4092610A (en) * | 1977-02-17 | 1978-05-30 | Raytheon Company | Modulated carrier amplifying system |
| US5117198A (en) * | 1991-04-08 | 1992-05-26 | Kenneth Morenz | Class D MOSFET amplifier and voltage supply balance circuit therefor |
-
2000
- 2000-01-14 NL NL1014065A patent/NL1014065C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4092610A (en) * | 1977-02-17 | 1978-05-30 | Raytheon Company | Modulated carrier amplifying system |
| US5117198A (en) * | 1991-04-08 | 1992-05-26 | Kenneth Morenz | Class D MOSFET amplifier and voltage supply balance circuit therefor |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| CAMPOS A M ET AL: "UPS SYSTEM EMPLOYING HIGH FREQUENCY PWM TECHNIQUES", PROCEEDINGS OF THE ANNUAL APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION. (APEC),US,NEW YORK, IEEE, vol. CONF. 5, 11 March 1990 (1990-03-11), pages 414 - 421, XP000143314 * |
| GÜNTER PELTZ: "PWM-ENDVERSTÄRKER HOHER LEISTUNG FÜR NF UND GLEICHSTROM", ELEKTRONIK., vol. 35, no. 4, February 1986 (1986-02-01), FRANZIS VERLAG GMBH. MUNCHEN., DE, pages 92 - 94, XP002145721, ISSN: 0013-5658 * |
| HASSIG H R ET AL: "ZUVERLASSIGER BETRIEB VON MOSFETS IN BRUCKENSCHALTUNGEN", ELEKTRONIK,DE,FRANZIS VERLAG GMBH. MUNCHEN, vol. 38, no. 10, 12 May 1989 (1989-05-12), pages 55 - 56,58-63, XP000071433, ISSN: 0013-5658 * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004001960A1 (en) * | 2002-06-19 | 2003-12-31 | Danmarks Tekniske Universitet | Single conversion isolated impedance transformation amplifier |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1160850C (en) | Driving circuits for switch mode RF power amplifiers | |
| EP1344315B1 (en) | Class e/f switching power amplifiers | |
| US7816985B2 (en) | Switching amplifiers | |
| KR100604967B1 (en) | Power amplifier circuit | |
| US20150054598A1 (en) | Filter for Switched Mode Power Supply | |
| CN112514247B (en) | Self-boosting amplifier | |
| US9806684B2 (en) | Method and apparatus for achieving very high-output signal swing from class-D amplifier | |
| EP3136596B1 (en) | A driver circuit for a power stage of a class-d amplifier | |
| US7190224B2 (en) | Class D amplifier | |
| US5117198A (en) | Class D MOSFET amplifier and voltage supply balance circuit therefor | |
| US10931242B2 (en) | Error amplifier | |
| US6992527B2 (en) | Digital power amplifier | |
| US10038416B2 (en) | Self-oscillating class D amplifier | |
| NL1014065C2 (en) | Class D amplifier for audio signals uses control circuit which operates pairs of MOSFET power transistors, via transformer which provides galvanic isolation | |
| WO2004047286A1 (en) | Pulse modulated power converter | |
| US6970051B2 (en) | Pulse width modulator circuit having negative bias | |
| KR102604619B1 (en) | Circuit and method for driving an electric load | |
| JP2006093857A (en) | Distortion compensation circuit | |
| Sherman | Class D amplifiers provide high efficiency for audio systems | |
| US11196384B2 (en) | Power amplifier | |
| EP3968515A1 (en) | Driver circuit arrangement for high capacitive load | |
| Chen et al. | A 155W− 95.6 dB THD+ N GaN-based Class-D Audio Amplifier With LC Filter Nonlinearity Compensation | |
| KR20020019630A (en) | Digital power amplifier adopting the Sigma-Delta type and method thereof | |
| US6342809B1 (en) | Closed loop circuit switch mode power amplifier | |
| Berkhout | Design of high power class-D audio amplifiers |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PD2B | A search report has been drawn up | ||
| SD | Assignments of patents |
Owner name: AMPLIMO B.V. |
|
| MK | Patent expired because of reaching the maximum lifetime of a patent |
Effective date: 20200113 |