KR20110055363A - 무선 통신 시스템에서 ｈａｒｑ 수행 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

무선 통신 시스템에서 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request) 수행 방법 및 장치가 제공된다. 단말은 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 상으로 복수의 부호어를 전송하고, 상기 복수의 부호어 각각의 수신 여부를 지시하는 복수의ACK/NACK(Acknowledgement/Non-Acknowledgement) 신호를 상기 각 부호어에 대응되는 각각의 PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 상으로 수신한다. 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 PUSCH가 맵핑된 PRB(Physical Resource Block) 중 가장 작은 PRB의 인덱스(IPRB_RA lowest_index) 및 상향링크 DMRS(Demodulation Reference Signal) 순환 쉬프트 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는다.

Description

무선 통신 시스템에서 ＨＡＲＱ 수행 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS OF PERFORMING HARQ IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 HARQ 수행 방법 및 장치에 관한 것이다.
광대역 무선 통신 시스템의 경우 한정된 무선 자원의 효율성을 극대화하기 위하여 효과적인 송수신 기법 및 활용 방안들이 제안되어 왔다. 차세대 무선통신 시스템에서 고려되고 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심벌간 간섭(ISI; Inter-Symbol Interference) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여 각각 분리된 N개의 부반송파(subcarrier)에 실어 전송한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 유지하도록 한다. 각각의 직교 채널은 상호 독립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험하게 되고, 이에 따라 수신단에서의 복잡도가 감소하고 전송되는 심벌의 간격이 길어져 심벌간 간섭이 최소화될 수 있다.
직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; 이하 OFDMA)은 OFDM을 변조 방식으로 사용하는 시스템에 있어서 이용 가능한 부반송파의 일부를 각 사용자에게 독립적으로 제공하여 다중 접속을 실현하는 다중 접속 방법을 말한다. OFDMA는 부반송파라는 주파수 자원을 각 사용자에게 제공하며, 각각의 주파수 자원은 다수의 사용자에게 독립적으로 제공되어 서로 중첩되지 않는 것이 일반적이다. 결국 주파수 자원은 사용자마다 상호 배타적으로 할당된다. OFDMA 시스템에서 주파수 선택적 스케줄링(frequency selective scheduling)을 통하여 다중 사용자에 대한 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 얻을 수 있으며, 부반송파에 대한 순열(permutation) 방식에 따라 부반송파를 다양한 형태로 할당할 수 있다. 그리고 다중 안테나(multiple antenna)를 이용한 공간 다중화 기법으로 공간 영역의 효율성을 높일 수 있다.
MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시킨다. MIMO 시스템에서 다이버시티를 구현하기 위한 기법에는 SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), FSTD(frequency switched transmit diversity), TSTD(time switched transmit diversity), PVS(Precoding Vector Switching), 공간 다중화(SM; Spatial Multiplexing) 등이 있다. 수신 안테나 수와 송신 안테나 수에 따른 MIMO 채널 행렬은 다수의 독립 채널로 분해될 수 있다. 각각의 독립 채널은 레이어(layer) 또는 스트림(stream)이라 한다. 레이어의 개수는 랭크(rank)라 한다.
3GPP (3rd generation partnership project) TS 36.211 V8.8.0 (2009-09) “Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation (Release 8)”의 6절에 나타난 바와 같이 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널들은 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다. 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심벌에서 전송되는 PCFICH는 서브프레임 내에서 제어 채널들의 전송에 사용되는 OFDM 심벌의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어 정보(DCI; Downlink Control Information)라고 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케쥴링 정보 및 임의의 UE 그룹들에 대한 상향링크 전송 파워 제어 명령 등을 가리킨다. PHICH는 상향링크 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Non-Acknowledgement) 신호를 나른다. 즉, 단말이 전송한 상향링크 데이터에 대한 ACK/NACK 신호는 PHICH 상으로 전송된다.
시스템 환경에 따라서 복수의 PHICH가 할당될 수 있다. 특히 복수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 반송파 집합 시스템(carrier aggregation system), MIMO 시스템 등에서 복수의 PHICH가 동시에 할당될 필요가 있다. 기지국은 복수의 PHICH에 자원을 할당하고 PHICH를 통해서 ACK/NACK을 전송한다.
복수의 PHICH가 전송될 때 할당되는 자원이 서로 충돌하지 않기 위한 자원 할당 방법이 필요하다.
본 발명의 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 HARQ 수행 방법 및 장치를 제공하는 데에 있다.
일 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 HARQ 수행 방법이 제공된다. 상기 HARQ 수행 방법은 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 상으로 복수의 부호어를 전송하고, 상기 복수의 부호어 각각의 수신 여부를 지시하는 복수의ACK/NACK(Acknowledgement/Non-Acknowledgement) 신호를 상기 각 부호어에 대응되는 각각의 PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 상으로 수신하는 것을 포함하되, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 PUSCH가 맵핑된 PRB(Physical Resource Block) 중 가장 작은 PRB의 인덱스(IPRB_RA lowest_index) 및 상향링크 DMRS(Demodulation Reference Signal) 순환 쉬프트 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 한다. 상기 복수의 부호어의 개수는 2개일 수 있다. 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 오프셋 β를 더 기반으로 결정될 수 있으며, 특히 수학식
Figure pat00001
을 기반으로 결정될 수 있다. nPHICH group는 PHICH 그룹의 인덱스, nPHICH seq는 상기 PHICH 그룹 내의 직교 시퀀스 인덱스, β는 상기 오프셋, NPHICH group는 상기 PHICH 그룹의 개수, IPHICH는 0 또는 1의 값, NSF PHICH는 스프레딩 인자(SF; Spreading Factor)이다. 상기 오프셋 β는 0 또는 1 중 어느 하나일 수 있으며, 상기 오프셋 β는 미리 결정되거나, 또는 상위 계층에 의해 시그널링 될 수 있다. 상기 복수의 부호어를 전송하는 것은, 상기 복수의 부호어를 스크램블링(scrambling)하여 변조 심벌로 맵핑하고, 상기 각 변조 심벌을 각 레이어로 맵핑하고, 상기 각 레이어를 DFT(Discrete Fourier Transform) 스프레딩(spreading)하여 프리코딩(precoding)하고, 상기 프리코딩에 의해 생성된 스트림을 자원 요소에 맵핑하여 전송하는 것을 포함할 수 있다. 상기 복수의 부호어 및 상기 복수의 ACK/NACK 신호는 복수의 반송파를 통해 전송될 수 있다. 상기 각 부호어가 전송되는 반송파와 상기 각 부호어에 대응되는 상기 각 ACK/NACK 신호가 전송되는 반송파는 동일한 반송파일 수 있다. 상기 복수의 반송파는 적어도 하나의 MAC(Media Access Control)에 의하여 관리될 수 있다. 상기 복수의 ACK/NACK 신호는 복수의 안테나를 통해 전송될 수 있다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 HARQ 수행 장치가 제공된다. 상기 HARQ 수행 장치는 PUSCH 상으로 복수의 부호어를 전송하고, 상기 복수의 부호어 각각의 수신 여부를 지시하는 복수의 ACK/NACK 신호를 상기 각 부호어에 대응하는 각각의 PHICH 상으로 수신하도록 구성되는 RF(Radio Frequency)부, 및 상기 RF부와 연결되며, 상기 복수의 부호어와 상기 복수의 ACK/NACK 신호를 처리하는 프로세서를 포함하되, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 PUSCH가 맵핑된 PRB 중 가장 작은 PRB의 인덱스(IPRB_RA lowest_index)와 상향링크 DMRS 순환 쉬프트 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 한다.
다른 양태에 있어서, 무선 통신 시스템에서 ACK/NACK 신호 전송 방법이 제공된다. 상기 ACK/NACK 신호 전송 방법은 복수의 PHICH 시퀀스를 생성하고, 상기 생성한 복수의 PHICH 시퀀스를 하향링크 자원에 맵핑하고, 상기 맵핑된 복수의 PHICH 시퀀스를 단말로 전송하는 것을 포함하되, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 각각의 PHICH에 대응되는 PUSCH가 맵핑된 PRB 중 가장 작은 PRB의 인덱스(IPRB_RA lowest_index)와 상향링크 DMRS(Demodulation Reference Signal) 순환 쉬프트 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 한다.
복수의 PHICH가 맵핑되는 자원이 서로 충돌하는 것을 방지함으로써, 효율적으로 HARQ(Hybrid Automatic Request Request)를 수행할 수 있다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
도 2는 3GPP LTE에서 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
도 6은 SC-FDMA 시스템에서 전송기 구조의 일 예를 나타낸다.
도 7은 부반송파 맵퍼가 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑하는 방식의 일 예를 나타낸다.
도 8 내지 도 10은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 일 예이다.
도 11은 복조를 위한 참조 신호 전송기의 구조의 일 예를 나타낸다.
도 12는 참조 신호가 전송되는 서브프레임의 구조의 일 예이다.
도 13은 참조 신호에 OCC가 적용되는 일 예를 나타낸다.
도 14는 OCC를 적용하여 서로 다른 대역폭을 가지는 2개의 단말에서 전송되는 참조 신호가 다중화되는 일 예를 나타낸다.
도 15는 PARC 기법을 SU-MIMO에 적용한 경우이다.
도 16은 PU2RC 기법의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 17 내지 도 19는 반송파 집합 시스템을 구성하는 기지국과 단말의 일 예이다.
도 20은 상향링크 HARQ를 나타낸다.
도 21은 PHICH 상으로 ACK/NACK 신호가 전송되는 것을 나타내는 블록도이다.
도 22는 SC-FDMA 전송 방식을 적용한 상향링크에서 MIMO 전송 과정을 나타내는 블록도이다.
도 23 내지 도 25는 복수의 PHICH가 할당될 때 PHICH 자원이 서로 충돌하는 경우의 일 예이다.
도 26은 제안된 HARQ 수행 방법의 일 실시예를 나타낸다.
도 27은 PHICH 자원 할당 방법의 일 실시예이다.
도 28은 2개의 클러스터를 포함하는 클러스터된 DFT-s OFDM 시스템 및 상향링크 SU-MIMO 환경에서 2개의 단말이 각각 2개의 부호어를 전송하는 경우 PHICH 자원 할당 방법의 일 실시예이다.
도 29는 제안된 ACK/NACK 신호 전송 방법의 일 실시예를 나타낸다.
도 30은 본 발명의 실시예가 구현되는 기지국 및 단말을 나타낸 블록도이다.
이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 통신 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16(WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. IEEE 802.16m은 IEEE 802.16e의 진화로, IEEE 802.16e에 기반한 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)를 제공한다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA(Evolved-UMTS Terrestrial Radio Access)를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
설명을 명확하게 하기 위해, LTE-A을 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
무선 통신 시스템(10)은 적어도 하나의 기지국(11; Base Station, BS)을 포함한다. 각 기지국(11)은 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(15a, 15b, 15c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다. 단말(12; User Equipment, UE)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), MT(Mobile Terminal), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(wireless device), PDA(Personal Digital Assistant), 무선 모뎀(wireless modem), 휴대기기(handheld device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(11)은 일반적으로 단말(12)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
단말은 통상적으로 하나의 셀에 속하는데, 단말이 속한 셀을 서빙 셀(serving cell)이라 한다. 서빙 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 서빙 기지국(serving BS)이라 한다. 무선통신 시스템은 셀룰러 시스템(cellular system)이므로, 서빙 셀에 인접하는 다른 셀이 존재한다. 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 인접 셀(neighbor cell)이라 한다. 인접 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 인접 기지국(neighbor BS)이라 한다. 서빙 셀 및 인접 셀은 단말을 기준으로 상대적으로 결정된다.
이 기술은 하향링크(downlink) 또는 상향링크(uplink)에 사용될 수 있다. 일반적으로 하향링크는 기지국(11)에서 단말(12)로의 통신을 의미하며, 상향링크는 단말(12)에서 기지국(11)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국(11)의 일부분이고, 수신기는 단말(12)의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말(12)의 일부분이고, 수신기는 기지국(11)의 일부분일 수 있다.
무선 통신 시스템은 MIMO(Multiple-In Multiple-Out) 시스템, MISO(Multiple Input Single Output) 시스템, SISO(single input single output) 시스템 및 SIMO(single input multiple output) 시스템 중 어느 하나일 수 있다. MIMO 시스템은 다수의 전송 안테나(transmit antenna)와 다수의 수신 안테나(receive antenna)를 사용한다. MISO 시스템은 다수의 전송 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SISO 시스템은 하나의 전송 안테나와 하나의 수신 안테나를 사용한다. SIMO 시스템은 하나의 전송 안테나와 다수의 수신 안테나를 사용한다.
이하에서, 전송 안테나는 하나의 신호 또는 스트림을 전송하는 데 사용되는 물리적 또는 논리적 안테나를 의미하고, 수신 안테나는 하나의 신호 또는 스트림을 수신하는 데 사용되는 물리적 또는 논리적 안테나를 의미한다.
도 2는 3GPP LTE에서 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
이는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) TS 36.211 V8.2.0 (2008-03) "Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation (Release 8)"의 5절을 참조할 수 있다. 도 2를 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 무선 프레임 내 슬롯은 #0부터 #19까지 슬롯 번호가 매겨진다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(Transmission Time Interval)라 한다. TTI는 데이터 전송을 위한 스케줄링 단위라 할 수 있다. 예를 들어, 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다.
하나의 슬롯은 시간 영역(time domain)에서 복수의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. OFDM 심벌은 3GPP LTE가 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 하나의 심벌 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것으로, 다중 접속 방식에 따라 다른 명칭으로 불리울 수 있다. 예를 들어, 상향링크 다중 접속 방식으로 SC-FDMA가 사용될 경우 SC-FDMA 심벌이라고 할 수 있다. 자원블록(RB; Resource Block)는 자원 할당 단위로 하나의 슬롯에서 복수의 연속하는 부반송파를 포함한다. 상기 무선 프레임의 구조는 일 예에 불과한 것이다. 따라서 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 개수나 서브프레임에 포함되는 슬롯의 개수, 또는 슬롯에 포함되는 OFDM 심벌의 개수는 다양하게 변경될 수 있다.
3GPP LTE는 노멀(normal) 사이클릭 프리픽스(CP; Cyclic Prefix)에서 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심벌을 포함하고, 확장(extended) CP에서 하나의 슬롯은 6개의 OFDM 심벌을 포함하는 것으로 정의하고 있다.
도 3은 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심벌을 포함하고, 주파수 영역에서 NRB개의 자원 블록을 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록의 수 NRB은 셀에서 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 예를 들어, LTE 시스템에서 NRB은 60 내지 110 중 어느 하나일 수 있다. 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 복수의 부반송파를 포함한다. 상향링크 슬롯의 구조도 상기 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)라 한다. 자원 그리드 상의 자원 요소는 슬롯 내 인덱스 쌍(pair) (k,l)에 의해 식별될 수 있다. 여기서, k(k=0,...,NRB×12-1)는 주파수 영역 내 부반송파 인덱스이고, l(l=0,...,6)은 시간 영역 내 OFDM 심벌 인덱스이다.
여기서, 하나의 자원 블록은 시간 영역에서 7 OFDM 심벌, 주파수 영역에서 12 부반송파로 구성되는 7×12 자원 요소를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 자원 블록 내 OFDM 심벌의 수와 부반송파의 수는 이에 제한되는 것은 아니다. OFDM 심벌의 수와 부반송파의 수는 CP의 길이, 주파수 간격(frequency spacing) 등에 따라 다양하게 변경될 수 있다. 예를 들어, 노멀 CP의 경우 OFDM 심벌의 수는 7이고, 확장된 CP의 경우 OFDM 심벌의 수는 6이다. 하나의 OFDM 심벌에서 부반송파의 수는 128, 256, 512, 1024, 1536 및 2048 중 하나를 선정하여 사용할 수 있다.
도 4는 하향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
하향링크 서브프레임은 시간 영역에서 2개의 슬롯을 포함하고, 각 슬롯은 노멀 CP에서 7개의 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임 내의 첫 번째 슬롯의 앞선 최대 3 OFDM 심벌들(1.4Mhz 대역폭에 대해서는 최대 4 OFDM 심벌들)이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심벌들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)가 할당되는 데이터 영역이 된다.
PDCCH는 DL-SCH(Downlink-Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷, UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보, PCH 상의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 랜덤 액세스 응답과 같은 상위 계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 UE 그룹 내 개별 UE들에 대한 전송 파워 제어 명령의 집합 및 VoIP(Voice over Internet Protocol)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링 할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE(Control Channel Elements)의 집합(aggregation) 상으로 전송된다. CCE는 무선채널의 상태에 따른 부호화율을 PDCCH에게 제공하기 위해 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)에 대응된다. CCE의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율의 연관 관계에 따라 PDCCH의 포맷 및 가능한 PDCCH의 비트수가 결정된다.
기지국은 단말에게 보내려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(RNTI; Radio Network Temporary Identifier)가 마스킹된다. 특정 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보(SIB; System Information Block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(System Information-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위해 RA-RNTI(Random Access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 5는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타낸다.
상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나뉠 수 있다. 상기 제어 영역은 상향링크 제어 정보가 전송되기 위한 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 상기 데이터 영역은 데이터가 전송되기 위한 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파(single carrier)의 특성을 유지하기 위하여, 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원 블록 쌍(RB pair)으로 할당된다. 자원 블록 쌍에 속하는 자원 블록들은 제1 슬롯과 제2 슬롯 각각에서 서로 다른 부반송파를 차지한다. PUCCH에 할당되는 자원 블록 쌍에 속하는 자원 블록이 차지하는 주파수는 슬롯 경계(slot boundary)를 기준으로 변경된다. 이를 PUCCH에 할당되는 RB 쌍이 슬롯 경계에서 주파수가 홉핑(frequency-hopped)되었다고 한다. 단말이 상향링크 제어 정보를 시간에 따라 서로 다른 부반송파를 통해 전송함으로써, 주파수 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. m은 서브프레임 내에서 PUCCH에 할당된 자원블록 쌍의 논리적인 주파수 영역 위치를 나타내는 위치 인덱스이다.
PUCCH 상으로 전송되는 상향링크 제어정보에는 HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest) ACK(Acknowledgement)/NACK(Non-acknowledgement), 하향링크 채널 상태를 나타내는 CQI(Channel Quality Indicator), 상향링크 무선 자원 할당 요청인 SR(Scheduling Request) 등이 있다.
PUSCH는 전송 채널(transport channel)인 UL-SCH(Uplink Shared Channel)에 맵핑된다. PUSCH 상으로 전송되는 상향링크 데이터는 TTI 동안 전송되는 UL-SCH를 위한 데이터 블록인 전송 블록(transport block)일 수 있다. 상기 전송 블록은 사용자 정보일 수 있다. 또는, 상향링크 데이터는 다중화된(multiplexed) 데이터일 수 있다. 다중화된 데이터는 UL-SCH를 위한 전송 블록과 제어정보가 다중화된 것일 수 있다. 예를 들어, 데이터에 다중화되는 제어정보에는 CQI, PMI(Precoding Matrix Indicator), HARQ, RI(Rank Indicator) 등이 있을 수 있다. 또는 상향링크 데이터는 제어정보만으로 구성될 수도 있다.
LTE-A 시스템에서 상향링크는 SC-FDMA 전송 방식을 적용한다. DFT 확산(spreading) 후 IFFT가 수행되는 전송 방식을 SC-FDMA라 한다. SC-FDMA는 DFT-s OFDM(DFT-spread OFDM)이라고도 할 수 있다. SC-FDMA에서는 PAPR(peak-to-average power ratio) 또는 CM(cubic metric)이 낮아질 수 있다. SC-FDMA 전송 방식을 이용하는 경우, 전력 증폭기(power amplifier)의 비선형(non-linear) 왜곡 구간을 피할 수 있으므로 전력 소모가 제한된 단말에서 전송 전력 효율이 높아질 수 있다. 이에 따라, 사용자 수율(user throughput)이 높아질 수 있다.
도 6은 SC-FDMA 시스템에서 전송기 구조의 일 예를 나타낸다.
도 6을 참조하면, 전송기(50)는 DFT(Discrete Fourier Transform)부(51), 부반송파 맵퍼(52), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(53) 및 CP 삽입부(54)를 포함한다. 전송기(50)는 스크램블 유닛(미도시; scramble unit), 모듈레이션 맵퍼(미도시; modulation mapper), 레이어 맵퍼(미도시; layer mapper) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시; layer permutator)를 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(51)에 앞서 배치될 수 있다.
DFT부(51)는 입력되는 심벌들에 DFT를 수행하여 복소수 심벌들(complex-valued symbol)을 출력한다. 예를 들어, Ntx 심벌들이 입력되면(단, Ntx는 자연수), DFT 크기(size)는 Ntx이다. DFT부(51)는 변환 프리코더(transform precoder)라 불릴 수 있다. 부반송파 맵퍼(52)는 상기 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑시킨다. 상기 복소수 심벌들은 데이터 전송을 위해 할당된 자원 블록에 대응하는 자원 요소들에 맵핑될 수 있다. 부반송파 맵퍼(52)는 자원 맵퍼(resource element mapper)라 불릴 수 있다. IFFT부(53)는 입력되는 심벌에 대해 IFFT를 수행하여 시간 영역 신호인 데이터를 위한 기본 대역(baseband) 신호를 출력한다. CP 삽입부(54)는 데이터를 위한 기본 대역 신호의 뒷부분 일부를 복사하여 데이터를 위한 기본 대역 신호의 앞부분에 삽입한다. CP 삽입을 통해 ISI(Inter-Symbol Interference), ICI(Inter-Carrier Interference)가 방지되어 다중 경로 채널에서도 직교성이 유지될 수 있다.
도 7은 부반송파 맵퍼가 복소수 심벌들을 주파수 영역의 각 부반송파에 맵핑하는 방식의 일 예를 나타낸다.
도 7-(a)를 참조하면, 부반송파 맵퍼는 DFT부로부터 출력된 복소수 심벌들을 주파수 영역에서 연속된 부반송파들에 맵핑한다. 복소수 심벌들이 맵핑되지 않는 부반송파에는 '0'이 삽입된다. 이를 집중된 맵핑(localized mapping)이라 한다. 3GPP LTE 시스템에서는 집중된 맵핑 방식이 사용된다. 도 7-(b)를 참조하면, 부반송파 맵퍼는 DFT부로부터 출력된 연속된 2개의 복소수 심벌들 사이마다 L-1개의 '0'을 삽입한다(L은 자연수). 즉, DFT부로부터 출력된 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 등간격으로 분산된 부반송파들에 맵핑된다. 이를 분산된 맵핑(distributed mapping)이라 한다. 부반송파 맵퍼가 도 7-(a)와 같이 집중된 맵핑 방식 또는 도 7-(b)와 같이 분산된 맵핑 방식을 사용하는 경우, 단일 반송파 특성이 유지된다.
클러스터된(clustered) DFT-s OFDM 전송 방식은 기존의 SC-FDMA 전송 방식의 변형으로, 프리코더를 거친 데이터 심벌들을 복수의 서브 블록으로 나누고 이를 주파수 영역에서 서로 분리시켜 맵핑하는 방법이다.
도 8은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 일 예이다.
도 8을 참조하면, 전송기(70)는 DFT부(71), 부반송파 맵퍼(72), IFFT부(73) 및 CP 삽입부(74)를 포함한다. 전송기(70)는 스크램블 유닛(미도시), 모듈레이션 맵퍼(미도시), 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(71)에 앞서 배치될 수 있다.
DFT부(71)로부터 출력되는 복소수 심벌들은 N개의 서브 블록으로 나뉜다(N은 자연수). N개의 서브 블록은 서브 블록 #1, 서브 블록 #2,..., 서브 블록 #N으로 나타낼 수 있다. 부반송파 맵퍼(72)는 N개의 서브 블록들을 주파수 영역에서 분산시켜 부반송파들에 맵핑한다. 연속된 2개의 서브블록들 사이마다 NULL이 삽입될 수 있다. 하나의 서브 블록 내 복소수 심벌들은 주파수 영역에서 연속된 부반송파에 맵핑될 수 있다. 즉, 하나의 서브 블록 내에서는 집중된 맵핑 방식이 사용될 수 있다.
도 8의 전송기(70)는 단일 반송파(single carrier) 전송기 또는 다중 반송파(multi-carrier) 전송기에 모두 사용될 수 있다. 단일 반송파 전송기에 사용되는 경우, N개의 서브 블록들이 모두 하나의 반송파에 대응된다. 다중 반송파 전송기에 사용되는 경우, N개의 서브 블록들 중 각각의 서브 블록마다 하나의 반송파에 대응될 수 있다. 또는, 다중 반송파 전송기에 사용되는 경우에도, N개의 서브 블록들 중 복수의 서브 블록들은 하나의 반송파에 대응될 수도 있다. 한편, 도 8의 전송기(70)에서 하나의 IFFT부(73)를 통해 시간 영역 신호가 생성된다. 따라서, 도 8의 전송기(70)가 다중 반송파 전송기에 사용되기 위해서는 연속된 반송파 할당(contiguous carrier allocation) 상황에서 인접한 반송파 간 부반송파 간격이 정렬(alignment)되어야 한다.
도 9는 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 9를 참조하면, 전송기(80)는 DFT부(81), 부반송파 맵퍼(82), 복수의 IFFT부(83-1, 83-2,...,83-N)(N은 자연수) 및 CP 삽입부(84)를 포함한다. 전송기(80)는 스크램블 유닛(미도시), 모듈레이션 맵퍼(미도시), 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(71)에 앞서 배치될 수 있다.
N개의 서브 블록들 중 각각의 서브 블록에 대해 개별적으로 IFFT가 수행된다. 제n IFFT부(83-N)는 서브 블록 #n에 IFFT를 수행하여 제n 기본 대역 신호를 출력한다(n=1,2,..,N). 제n 기본 대역 신호에 제n 반송파 신호가 곱해져 제n 무선 신호가 생성된다. N개의 서브 블록들로부터 생성된 N개의 무선 신호들은 더해진 후, CP 삽입부(84)에 의해 CP가 삽입된다. 도 11의 전송기(80)는 전송기가 할당 받은 반송파들이 인접하지 않는 불연속된 반송파 할당(non-contiguous carrier allocation) 상황에서 사용될 수 있다.
도 10은 클러스터된 DFT-s OFDM 전송 방식을 적용한 전송기의 또 다른 예이다.
도 10은 청크(chunk) 단위로 DFT 프리코딩을 수행하는 청크 특정 DFT-s OFDM 시스템이다. 이는 Nx SC-FDMA로 불릴 수 있다. 도 10을 참조하면, 전송기(90)는 코드 블록 분할부(91), 청크(chunk) 분할부(92), 복수의 채널 코딩부(93-1,...,93-N), 복수의 변조기(94-1,...,94-N), 복수의 DFT부(95-1,...,95-N), 복수의 부반송파 맵퍼(96-1,...,96-N), 복수의 IFFT부(97-1,...,97-N) 및 CP 삽입부(98)를 포함한다. 여기서, N은 다중 반송파 전송기가 사용하는 다중 반송파의 개수일 수 있다. 채널 코딩부(93-1,...,93-N) 각각은 스크램블 유닛(미도시)을 포함할 수 있다. 변조기(94-1,...,94-N)는 모듈레이션 맵퍼라 칭할 수도 있다. 전송기(90)는 레이어 맵퍼(미도시) 및 레이어 퍼뮤테이터(미도시)를 더 포함할 수 있으며, 이는 DFT부(95-1,...,95-N)에 앞서 배치될 수 있다.
코드 블록 분할부(91)는 전송 블록을 복수의 코드 블록으로 분할한다. 청크 분할부(92)는 코드 블록을 복수의 청크로 분할한다. 여기서, 코드 블록은 다중 반송파 전송기로부터 전송되는 데이터라 할 수 있고, 청크는 다중 반송파 중 하나의 반송파를 통해 전송되는 데이터 조각이라 할 수 있다. 전송기(90)는 청크 단위로 DFT를 수행한다. 전송기(90)는 불연속된 반송파 할당 상황 또는 연속된 반송파 할당 상황에서 모두 사용될 수 있다.
이하 상향링크 참조 신호에 대해서 설명한다.
참조 신호는 일반적으로 시퀀스로 전송된다. 참조 신호 시퀀스는 특별한 제한 없이 임의의 시퀀스가 사용될 수 있다. 참조 신호 시퀀스는 PSK(Phase Shift Keying) 기반의 컴퓨터를 통해 생성된 시퀀스(PSK-based computer generated sequence)를 사용할 수 있다. PSK의 예로는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 등이 있다. 또는, 참조 신호 시퀀스는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스를 사용할 수 있다. CAZAC 시퀀스의 예로는 ZC(Zadoff-Chu) 기반 시퀀스(ZC-based sequence), 순환 확장(cyclic extension)된 ZC 시퀀스(ZC sequence with cyclic extension), 절단(truncation) ZC 시퀀스(ZC sequence with truncation) 등이 있다. 또는, 참조 신호 시퀀스는 PN(pseudo-random) 시퀀스를 사용할 수 있다. PN 시퀀스의 예로는 m-시퀀스, 컴퓨터를 통해 생성된 시퀀스, 골드(Gold) 시퀀스, 카사미(Kasami) 시퀀스 등이 있다. 또, 참조 신호 시퀀스는 순환 쉬프트된 시퀀스(cyclically shifted sequence)를 이용할 수 있다.
상향링크 참조 신호는 복조 참조 신호(DMRS; Demodulation Reference Signal)와 사운딩 참조 신호(SRS; Sounding Reference Signal)로 구분될 수 있다. DMRS는 수신된 신호의 복조를 위한 채널 추정에 사용되는 참조 신호이다. DMRS는 PUSCH 또는 PUCCH의 전송과 결합될 수 있다. SRS는 상향링크 스케줄링을 위해 단말이 기지국으로 전송하는 참조 신호이다. 기지국은 수신된 사운딩 참조신호를 통해 상향링크 채널을 추정하고, 추정된 상향링크 채널을 상향링크 스케줄링에 이용한다. SRS는 PUSCH 또는 PUCCH의 전송과 결합되지 않는다. DMRS와 SRS를 위하여 동일한 종류의 기본 시퀀스가 사용될 수 있다. 한편, 상향링크 다중 안테나 전송에서 DMRS에 적용된 프리코딩은 PUSCH에 적용된 프리코딩과 같을 수 있다. 순환 쉬프트 분리(cyclic shift separation)는 DMRS를 다중화하는 기본 기법(primary scheme)이다. LTE-A 시스템에서 SRS는 프리코딩되지 않을 수 있으며, 또한 안테나 특정된 참조 신호일 수 있다.
참조 신호 시퀀스 ru,v (α)(n)은 수학식 1에 의해서 기본 시퀀스 bu,v(n)와 순환 쉬프트 α를 기반으로 정의될 수 있다.
Figure pat00002
수학식 1에서 Msc RS (1≤m≤NRB max,UL)는 참조 신호 시퀀스의 길이이며, Msc RS=m*Nsc RB이다. Nsc RB는 주파수 영역에서 부반송파의 개수로 나타낸 자원 블록의 크기를 나타내며, NRB max,UL는 Nsc RB의 배수로 나타낸 상향링크 대역폭의 최대치를 나타낸다. 복수의 참조 신호 시퀀스는 하나의 기본 시퀀스로부터 순환 쉬프트 값인 α를 다르게 적용하여 정의될 수 있다.
기본 시퀀스 bu,v(n)는 복수의 그룹으로 나누어지며, 이때 u∈{0,1,…,29}는 그룹 인덱스를, v는 그룹 내에서 기본 시퀀스 인덱스를 나타낸다. 기본 시퀀스는 기본 시퀀스의 길이(Msc RS)에 의존한다. 각 그룹은 1≤m≤5인 m에 대해서 길이가 Msc RS 인 하나의 기본 시퀀스(v=0)를 포함하며, 6≤m≤nRB max,UL인 m에 대해서는 길이가 Msc RS 인 2개의 기본 시퀀스(v=0,1)를 포함한다. 시퀀스 그룹 인덱스 u와 그룹 내의 기본 시퀀스 인덱스 v는 후술할 그룹 홉핑(group hopping) 또는 시퀀스 홉핑(sequence hopping)과 같이 시간에 따라 변할 수 있다.
또한, 참조 신호 시퀀스의 길이가 3Nsc RB 또는 그 이상인 경우, 기본 시퀀스는 수학식 2에 의해서 정의될 수 있다.
Figure pat00003
수학식 2에서 q는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스의 루트 인덱스(root index)를 나타낸다. NZC RS는 ZC 시퀀스의 길이이며, Msc RS보다 작은 최대 소수(prime number)로 주어질 수 있다. 루트 인덱스 q인 ZC 시퀀스는 수학식 3에 의해 정의될 수 있다.
Figure pat00004
q는 수학식 4에 의해서 주어질 수 있다.
Figure pat00005
참조 신호 시퀀스의 길이가 3Nsc RB 이하인 경우, 기본 시퀀스는 수학식 5에 의해서 정의될 수 있다.
Figure pat00006
표 1은 Msc RS=Nsc RB일 때 φ(n)을 정의한 예시이다.
φ(0),…,φ(11)
0 -1 1 3 -3 3 3 1 1 3 1 -3 3
1 1 1 3 3 3 -1 1 -3 -3 1 -3 3
2 1 1 -3 -3 -3 -1 -3 -3 1 -3 1 -1
3 -1 1 1 1 1 -1 -3 -3 1 -3 3 -1
4 -1 3 1 -1 1 -1 -3 -1 1 -1 1 3
5 1 -3 3 -1 -1 1 1 -1 -1 3 -3 1
6 -1 3 -3 -3 -3 3 1 -1 3 3 -3 1
7 -3 -1 -1 -1 1 -3 3 -1 1 -3 3 1
8 1 -3 3 1 -1 -1 -1 1 1 3 -1 1
9 1 -3 -1 3 3 -1 -3 1 1 1 1 1
10 -1 3 -1 1 1 -3 -3 -1 -3 -3 3 -1
11 3 1 -1 -1 3 3 -3 1 3 1 3 3
12 1 -3 1 1 -3 1 1 1 -3 -3 -3 1
13 3 3 -3 3 -3 1 1 3 -1 -3 3 3
14 -3 1 -1 -3 -1 3 1 3 3 3 -1 1
15 3 -1 1 -3 -1 -1 1 1 3 1 -1 -3
16 1 3 1 -1 1 3 3 3 -1 -1 3 -1
17 -3 1 1 3 -3 3 -3 -3 3 1 3 -1
18 -3 3 1 1 -3 1 -3 -3 -1 -1 1 -3
19 -1 3 1 3 1 -1 -1 3 -3 -1 -3 -1
20 -1 -3 1 1 1 1 3 1 -1 1 -3 -1
21 -1 3 -1 1 -3 -3 -3 -3 -3 1 -1 -3
22 1 1 -3 -3 -3 -3 -1 3 -3 1 -3 3
23 1 1 -1 -3 -1 -3 1 -1 1 3 -1 1
24 1 1 3 1 3 3 -1 1 -1 -3 -3 1
25 1 -3 3 3 1 3 3 1 -3 -1 -1 3
26 1 3 -3 -3 3 -3 1 -1 -1 3 -1 -3
27 -3 -1 -3 -1 -3 3 1 -1 1 3 -3 -3
28 -1 3 -3 3 -1 3 3 -3 3 3 -1 -1
29 3 -3 -3 -1 -1 -3 -1 3 -3 3 1 -1
표 2는 Msc RS=2*Nsc RB일 때 φ(n)을 정의한 예시이다.
φ(0),…,φ(23)
0 -1 3 1 -3 3 -1 1 3 -3 3 1 3 -3 3 1 1 -1 1 3 -3 3 -3 -1 -3
1 -3 3 -3 -3 -3 1 -3 -3 3 -1 1 1 1 3 1 -1 3 -3 -3 1 3 1 1 -3
2 3 -1 3 3 1 1 -3 3 3 3 3 1 -1 3 -1 1 1 -1 -3 -1 -1 1 3 3
3 -1 -3 1 1 3 -3 1 1 -3 -1 -1 1 3 1 3 1 -1 3 1 1 -3 -1 -3 -1
4 -1 -1 -1 -3 -3 -1 1 1 3 3 -1 3 -1 1 -1 -3 1 -1 -3 -3 1 -3 -1 -1
5 -3 1 1 3 -1 1 3 1 -3 1 -3 1 1 -1 -1 3 -1 -3 3 -3 -3 -3 1 1
6 1 1 -1 -1 3 -3 -3 3 -3 1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -3 -1 1 -1 3 -1 -3
7 -3 3 3 -1 -1 -3 -1 3 1 3 1 3 1 1 -1 3 1 -1 1 3 -3 -1 -1 1
8 -3 1 3 -3 1 -1 -3 3 -3 3 -1 -1 -1 -1 1 -3 -3 -3 1 -3 -3 -3 1 -3
9 1 1 -3 3 3 -1 -3 -1 3 -3 3 3 3 -1 1 1 -3 1 -1 1 1 -3 1 1
10 -1 1 -3 -3 3 -1 3 -1 -1 -3 -3 -3 -1 -3 -3 1 -1 1 3 3 -1 1 -1 3
11 1 3 3 -3 -3 1 3 1 -1 -3 -3 -3 3 3 -3 3 3 -1 -3 3 -1 1 -3 1
12 1 3 3 1 1 1 -1 -1 1 -3 3 -1 1 1 -3 3 3 -1 -3 3 -3 -1 -3 -1
13 3 -1 -1 -1 -1 -3 -1 3 3 1 -1 1 3 3 3 -1 1 1 -3 1 3 -1 -3 3
14 -3 -3 3 1 3 1 -3 3 1 3 1 1 3 3 -1 -1 -3 1 -3 -1 3 1 1 3
15 -1 -1 1 -3 1 3 -3 1 -1 -3 -1 3 1 3 1 -1 -3 -3 -1 -1 -3 -3 -3 -1
16 -1 -3 3 -1 -1 -1 -1 1 1 -3 3 1 3 3 1 -1 1 -3 1 -3 1 1 -3 -1
17 1 3 -1 3 3 -1 -3 1 -1 -3 3 3 3 -1 1 1 3 -1 -3 -1 3 -1 -1 -1
18 1 1 1 1 1 -1 3 -1 -3 1 1 3 -3 1 -3 -1 1 1 -3 -3 3 1 1 -3
19 1 3 3 1 -1 -3 3 -1 3 3 3 -3 1 -1 1 -1 -3 -1 1 3 -1 3 -3 -3
20 -1 -3 3 -3 -3 -3 -1 -1 -3 -1 -3 3 1 3 -3 -1 3 -1 1 -1 3 -3 1 -1
21 -3 -3 1 1 -1 1 -1 1 -1 3 1 -3 -1 1 -1 1 -1 -1 3 3 -3 -1 1 -3
22 -3 -1 -3 3 1 -1 -3 -1 -3 -3 3 -3 3 -3 -1 1 3 1 -3 1 3 3 -1 -3
23 -1 -1 -1 -1 3 3 3 1 3 3 -3 1 3 -1 3 -1 3 3 -3 3 1 -1 3 3
24 1 -1 3 3 -1 -3 3 -3 -1 -1 3 -1 3 -1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -3 -1 3
25 1 -1 1 -1 3 -1 3 1 1 -1 -1 -3 1 1 -3 1 3 -3 1 1 -3 -3 -1 -1
26 -3 -1 1 3 1 1 -3 -1 -1 -3 3 -3 3 1 -3 3 -3 1 -1 1 -3 1 1 1
27 -1 -3 3 3 1 1 3 -1 -3 -1 -1 -1 3 1 -3 -3 -1 3 -3 -1 -3 -1 -3 -1
28 -1 -3 -1 -1 1 -3 -1 -1 1 -1 -3 1 1 -3 1 -3 -3 3 1 1 -1 3 -1 -1
29 1 1 -1 -1 -3 -1 3 -1 3 -1 1 3 1 -1 3 1 3 -3 -3 1 -1 -1 1 3
참조 신호의 홉핑은 다음과 같이 적용될 수 있다.
슬롯 인덱스 ns의 시퀀스 그룹 인덱스 u는 수학식 6에 의해서 그룹 홉핑 패턴 fgh(ns)와 시퀀스 쉬프트 패턴 fss를 기반으로 정의될 수 있다.
Figure pat00007
17개의 서로 다른 그룹 홉핑 패턴과 30개의 서로 다른 시퀀스 쉬프트 패턴이 존재할 수 있다. 그룹 홉핑의 적용 여부는 상위 계층에 의해서 지시될 수 있다.
PUCCH와 PUSCH는 같은 그룹 홉핑 패턴을 가질 수 있다. 그룹 홉핑 패턴 fgh(ns)는 수학식 7에 의해서 정의될 수 있다.
Figure pat00008
수학식 8에서 c(i)는 PN 시퀀스인 모조 임의 시퀀스(pseudo-random sequence)로, 길이-31의 골드(Gold) 시퀀스에 의해 정의될 수 있다. 수학식 9는 골드 시퀀스 c(n)의 일 예를 나타낸다.
수학식 8에서 Nc=1600이고, x1(i)은 제1 m-시퀀스이고, x2(i)는 제2 m-시퀀스이다. 예를 들어, 제1 m-시퀀스 또는 제2 m-시퀀스는 매 OFDM 심벌마다 셀 ID, 하나의 무선 프레임 내 슬롯 번호, 슬롯 내 OFDM 심벌 인덱스, CP의 종류 등에 따라 초기화(initialization)될 수 있다. 모조 임의 시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 처음에서
Figure pat00010
로 초기화될 수 있다.
PUCCH와 PUSCH는 다른 시퀀스 쉬프트 패턴을 가질 수 있다. PUCCH의 시퀀스 쉬프트 패턴 fss PUCCH=NID cell mod 30으로 주어질 수 있다. PUSCH의 시퀀스 쉬프트 패턴 fss PUSCH=(fss PUCCH+Δss) mod 30으로 주어질 수 있으며, Δss∈{0,1,…,29}는 상위 계층에 의해서 구성될 수 있다.
시퀀스 홉핑은 길이가 6Nsc RB보다 긴 참조 신호 시퀀스에만 적용될 수 있다. 이때 슬롯 인덱스 ns의 기본 시퀀스 그룹 내의 기본 시퀀스 인덱스 v는 수학식 9에 의해 정의될 수 있다.
Figure pat00011
c(i)는 수학식 8의 예시에 의해서 표현될 수 있으며, 시퀀스 홉핑의 적용 여부는 상위 계층에 의해서 지시될 수 있다. 모조 임의 시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 처음에서
Figure pat00012
로 초기화될 수 있다.
PUSCH를 위한 DMRS 시퀀스는 수학식 10에 의해서 정의될 수 있다.
Figure pat00013
수학식 10에서 m=0,1,…이며, n=0,…,Msc RS-1이다. Msc RS=Msc PUSCH이다.
슬롯 내에서 순환 쉬프트 값인 α=2πncs/12로 주어지며, ncs는 수학식 11에 의해서 정의될 수 있다.
Figure pat00014
수학식 11에서 nDMRS (1)는 상위 계층에서 전송되는 파라미터에 의해 지시되며, 표 3은 상기 파라미터와 nDMRS (1)의 대응 관계의 예시를 나타낸다.
Parameter nDMRS (1)
0 0
1 2
2 3
3 4
4 6
5 8
6 9
7 10
다시 수학식 11에서 nDMRS (2)는 PUSCH 전송에 대응되는 전송 블록을 위한 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드(cyclic shift field)에 의해서 정의될 수 있다. DCI 포맷은 PDCCH에서 전송된다. 상기 순환 쉬프트 필드는 3비트의 길이를 가질 수 있다.
표 4는 상기 순환 쉬프트 필드와 nDMRS (2)의 대응 관계의 일 예이다.
Cyclic shift field in DCI format 0 nDMRS (2)
000 0
001 6
010 3
011 4
100 2
101 8
110 10
111 9
표 5는 상기 순환 쉬프트 필드와 nDMRS (2)의 대응 관계의 또 다른 예이다.
Cyclic shift field in DCI format 0 nDMRS (2)
000 0
001 2
010 3
011 4
100 6
101 8
110 9
111 10
동일한 전송 블록에서 DCI 포맷 0를 포함하는 PDCCH가 전송되지 않는 경우, 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 반영구적(semi-persistently)으로 스케줄링된 경우, 또는 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 임의 접속 응답 그랜트(random access response grant)에 의해 스케줄링 된 경우에 nDMRS (2)는 0일 수 있다.
상기 DCI 포맷 0 내의 순환 쉬프트 필드는 표 6에 의해서 PHICH가 맵핑되는 자원을 결정하는 데 사용되는 nDMRS를 지시할 수 있다. 상기 nDMRS는 PHICH가 맵핑되는 자원의 오프셋을 결정할 수 있다.
Cyclic Shift for DMRS Field in DCI format 0 nDMRS
000 0
001 1
010 2
011 3
100 4
101 5
110 6
111 7
동일한 전송 블록에서 DCI 포맷 0를 포함하는 PDCCH가 전송되지 않는 경우에 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 반영구적(semi-persistently)으로 스케줄링 되거나 또는 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 임의 접속 응답 그랜트(random access response grant)에 의해 스케줄링 된 경우에 상기 nDMRS는 0일 수 있다.
다시 수학식 11에서, nPRS(ns)는 수학식 12에 의해서 정의될 수 있다.
Figure pat00015
c(i)는 수학식 8의 예시에 의해서 표현될 수 있으며, c(i)의 셀 별로(cell-specfic) 적용될 수 있다. 모조 임의 시퀀스 생성기는 각 무선 프레임의 처음에서
Figure pat00016
로 초기화될 수 있다.
DMRS 시퀀스 rPUSCH는 진폭 스케일링 인자(amplitude scaling factor) βPUSCH와 곱해지고, 해당하는 PUSCH 전송에 사용되는 물리 전송 블록에 rPUSCH(0)부터 시작하여 시퀀스로 맵핑된다. 상기 DMRS 시퀀스는 하나의 슬롯 내에서 노멀 CP인 경우 4번째 OFDM 심벌(OFDM 심벌 인덱스 3), 확장 CP인 경우 3번째 OFDM 심벌(OFDM 심벌 인덱스 2)에 맵핑된다.
도 11은 복조를 위한 참조 신호 전송기의 구조의 일 예를 나타낸다.
도 11을 참조하면 참조 신호 전송기(60)는 부반송파 맵퍼(61), IFFT부(62) 및 CP 삽입부(63)를 포함한다. 참조 신호 전송기(60)는 도 6의 전송기(50)과 다르게 DFT부(51)를 거치지 않고 주파수 영역에서 바로 생성되어 부반송파 맵퍼(61)를 통해 부반송파에 맵핑된다. 이때 부반송파 맵퍼는 도 7-(a)의 집중된 맵핑 방식을 이용하여 참조 신호를 부반송파에 맵핑할 수 있다.
도 12는 참조 신호가 전송되는 서브프레임의 구조의 일 예이다.
도 12-(a)의 서브프레임의 구조는 노멀 CP의 경우를 나타낸다. 서브프레임은 제1 슬롯과 제2 슬롯을 포함한다. 제1 슬롯과 제2 슬롯 각각은 7 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임 내 14 OFDM 심벌은 0부터 13까지 심벌 인덱스가 매겨진다. 심벌 인덱스가 3 및 10인 OFDM 심벌을 통해 참조 신호가 전송될 수 있다. 참조 신호가 전송되는 OFDM 심벌을 제외한 나머지 OFDM 심벌을 통해 데이터가 전송될 수 있다. 도 12-(b)의 서브프레임의 구조는 확장 CP의 경우를 나타낸다. 서브프레임은 제1 슬롯과 제2 슬롯을 포함한다. 제1 슬롯과 제2 슬롯 각각은 6 OFDM 심벌을 포함한다. 서브프레임 내 12 OFDM 심벌은 0부터 11까지 심벌 인덱스가 매겨진다. 심벌 인덱스가 2 및 8인 OFDM 심벌을 통해 참조 신호가 전송된다. 참조 신호가 전송되는 OFDM 심벌을 제외한 나머지 OFDM 심벌을 통해 데이터가 전송된다. 도 12에 나타내지 않았으나, 서브프레임 내 OFDM 심벌을 통해 사운딩 참조 신호(SRS; Sounding Reference Signal)가 전송될 수도 있다.
한편, 참조 신호 시퀀스에 OCC(Orthogonal Code Cover)가 적용될 수 있다. OCC는 서로 직교성(orthgonality)을 가지면서 시퀀스에 적용될 수 있는 코드를 의미한다. 일반적으로 레이어 또는 사용자 사이에 참조 신호를 다중화하기 위하여 순환 쉬프트 값이 다른 참조 신호 시퀀스가 사용될 수 있으나, 다중화 정도를 증가시키고 레이어 간 또는 사용자 간의 간섭을 줄이기 위하여 OCC가 적용될 수 있다.
도 13은 참조 신호에 OCC가 적용되는 일 예를 나타낸다.
하나의 서브프레임 내에서 레이어 0에 대한 참조 신호 시퀀스와 레이어 1에 대한 참조 신호 시퀀스는 모두 1번째 슬롯의 4번째 OFDM 심벌과 2번째 슬롯의 4번째 OFDM 심벌에 맵핑된다. 각 레이어에서 2개의 OFDM 심벌에 동일한 시퀀스가 맵핑된다. 이때 레이어 0에 대한 참조 신호 시퀀스는 [+1 +1]의 직교 시퀀스가 곱해져서 OFDM 심벌에 맵핑된다. 레이어 1에 대한 참조 신호 시퀀스는 [+1 -1]의 직교 시퀀스가 곱해져서 OFDM 심벌에 맵핑된다. 즉, 레이어 1에 대한 참조 신호 시퀀스가 하나의 서브프레임 내에서 2번째 슬롯에 맵핑될 때 -1이 곱해져서 맵핑된다.
상기와 같이 OCC가 적용될 경우, 참조 신호를 수신하는 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스와 2번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스를 더하여 레이어 0의 채널을 추정할 수 있다. 또한, 기지국은 1번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스에서 2번째 슬롯에서 전송되는 참조 신호 시퀀스를 뺌으로써 레이어 1의 채널을 추정할 수 있다. 즉, OCC를 적용함으로써 기지국은 각 레이어에서 전송되는 참조 신호를 구분할 수 있다. 따라서 동일한 자원을 사용하여 복수의 참조 신호를 전송할 수 있다. 만약, 가능한 순환 쉬프트의 값이 6개인 경우, 상기의 OCC를 적용하여 다중화할 수 있는 레이어 또는 사용자의 개수를 12개까지 증가시킬 수 있다.
본 예에서는 [+1 +1] 또는 [+1 또는 -1]의 이진 포맷(binary format)이 OCC로 사용되는 것을 가정하나, 이에 한정되는 것은 아니고 다양한 종류의 직교 시퀀스가 OCC로 사용될 수 있다.
또한, OCC를 적용함으로써 서로 다른 대역폭을 가지는 사용자 사이에 참조 신호가 보다 용이하게 다중화될 수 있다.
도 14는 OCC를 적용하여 서로 다른 대역폭을 가지는 2개의 단말에서 전송되는 참조 신호가 다중화되는 일 예를 나타낸다.
제1 단말과 제2 단말은 각각 다른 대역폭으로 참조 신호를 전송한다. 제1 단말(UE #0)은 제1 대역폭(BW0)을 통해서 참조 신호를 전송하고, 제2 단말(UE #1)은 제2 대역폭(BW1)을 통해서 참조 신호를 전송한다. 제1 단말이 전송하는 참조 신호는 1번째 슬롯과 2번째 슬롯에서 각각 [+1 +1]의 직교 시퀀스와 곱해진다. 제2 단말이 전송하는 참조 신호는 1번째 슬롯과 2번째 슬롯에서 각각 [+1 -1]의 직교 시퀀스와 곱해진다. 이에 따라 제1 단말과 제2 단말로부터 참조 신호를 수신하는 기지국은 두 단말을 구분하여 각각 채널 추정을 수행할 수 있다.
이하 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)에 대해서 설명한다. MIMO 기법은 크게 PARC(Per-Antenna Rate Control)와 PU2RC(Per-User Unitary Rate Control)의 2가지 방법으로 구분될 수 있다.
도 15는 PARC 기법의 일 예를 나타내는 블록도이다.
PARC는 기본적인 공간 다중화(spatial multiplexing) 방법을 이용하여 MIMO를 수행하는 기법이다. PARC 기법을 통해 공간 자원을 하나의 단말에 할당할 수도 있고, 복수의 단말에 할당할 수도 있다. 공간 자원을 하나의 단말에 할당할 경우 단일 사용자(SU; Single-User) MIMO라 하고, 복수의 단말에 할당할 경우 다중 사용자(MU; Multi-User) MIMO라 한다.
도 15는 PARC 기법을 SU-MIMO에 적용한 경우이다. 3개의 단말을 가정할 경우, 기지국은 상기 3개의 단말 중 복수의 안테나가 데이터를 전송할 하나의 단말을 선택한다. 제1 단말이 선택된 경우, 복수의 안테나 각각의 스트림에 대한 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 결정하고, OFDMA 변조기를 거쳐 복수의 안테나를 통해 제1 단말로 데이터를 전송한다. 각 단말은 해당 단말의 복수의 안테나에 대한 CQI(Channel Quality Indicator)를 각각 기지국으로 전송한다.
도 16은 PU2RC 기법의 일 예를 나타내는 블록도이다.
PU2RC는 코드북(codebook)을 기반으로 데이터를 프리코딩(precoding)하여 다중 사용자의 간섭을 줄여 MIMO를 수행한다. 단계 S100에서 기지국은 복수의 단말에 대한 스트림을 그룹핑(100)하여 복수의 그룹 스트림을 생성하고, 단계 S101에서 생성된 그룹 스트림을 스케쥴링 및 다중화(101)한다. 기지국은 각 그룹 스트림을 해당 그룹에 대응되는 프리코딩 행렬(precoding matrix)을 이용하여 프리코딩(102)하며, 복수의 안테나를 통해 전송한다. 프리코딩시 유니터리 코드북(unitary codebook) 기반의 프리코딩이 사용될 수 있다. 각 단말은 선호하는 프리코딩 행렬과 송신 안테나 및 각 송신 안테나에 해당하는 CQI를 기지국으로 피드백하며, 기지국은 피드백 정보를 스케쥴링 시에 이용할 수 있다. 이와 같이 프리코딩을 사용하여 MIMO를 수행함으로써 공간적인 다중 사용자 간섭을 줄일 수 있으므로, MU-MIMO 환경에서 높은 성능 이득을 얻을 수 있다.
한편, 3GPP LTE-A 시스템은 반송파 집합(carrier aggregation) 시스템을 지원한다. 반송파 집합 시스템은 3GPP TR 36.815 V9.0.0 (2010-3)을 참조할 수 있다.
반송파 집합 시스템은 무선 통신 시스템이 광대역을 지원하려고 할 때 목표로 하는 광대역보다 작은 대역폭을 가지는 1개 이상의 반송파를 모아서 광대역을 구성하는 시스템을 의미한다. 반송파 집합 시스템은 대역폭 집합(Bandwidth aggregation) 시스템 등의 다른 명칭으로 불릴 수 있다. 반송파 집합 시스템은 각 반송파가 연속한 연속(contiguous) 반송파 집합 시스템과 각 반송파가 서로 떨어져 있는 불연속(non-contiguous) 반송파 집합 시스템으로 구분될 수 있다. 연속 반송파 집합 시스템에서 각 반송파 사이에 가드 밴드(guard band)가 존재할 수 있다. 1개 이상의 반송파를 모을 때 대상이 되는 반송파는 기존 시스템과의 하위 호환성(backward compatibility)을 위하여 기존 시스템에서 사용하는 대역폭을 그대로 사용할 수 있다. 예를 들어 3GPP LTE 시스템에서는 1.4MHz, 3MHz, 5MHz, 10MHz, 15MHz 및 20MHz의 대역폭을 지원하며, 3GPP LTE-A 시스템에서는 상기 3GPP LTE 시스템의 대역폭만을 이용하여 20MHz 이상의 광대역을 구성할 수 있다. 또는 기존 시스템의 대역폭을 그대로 사용하지 않고 새로운 대역폭을 정의하여 광대역을 구성할 수도 있다.
반송파 집합 시스템에서 단말은 용량에 따라서 하나 또는 복수의 반송파를 동시에 전송 또는 수신할 수 있다. LTE-A 단말은 복수의 반송파를 동시에 전송 또는 수신할 수 있다. LTE Rel-8 단말은 반송파 집합 시스템을 구성하는 각 반송파가 LTE Rel-8 시스템과 호환될 때 하나의 반송파만을 송신 또는 수신할 수 있다. 따라서 적어도 상향링크와 하향링크에서 사용되는 반송파의 개수가 같은 경우, 모든 구성 반송파가 LTE Rel-8 시스템과 호환되도록 구성될 필요가 있다.
복수의 반송파를 효율적으로 사용하기 위하여 복수의 반송파를 MAC(Media Access Control)에서 관리할 수 있다.
도 17은 반송파 집합 시스템을 구성하는 기지국과 단말의 일 예이다.
도 17-(a)의 기지국에서 하나의 MAC이 n개의 반송파를 모두 관리 및 운영하여 데이터를 송수신한다. 이는 도 17-(b)의 단말에서도 마찬가지이다. 단말의 입장에서 구성 반송파 당 하나의 전송 블록(transport block)과 하나의 HARQ 엔티티(entity)가 존재할 수 있다. 단말은 복수의 반송파에 대하여 동시에 스케줄링 될 수 있다. 도 18의 반송파 집합 시스템은 연속 반송파 집합 시스템 또는 불연속 반송파 집합 시스템에 모두 적용될 수 있다. 하나의 MAC에서 관리하는 각각의 반송파는 서로 인접할 필요가 없으며, 따라서 자원 관리 측면에서 유연하다는 장점이 있다.
도 18 및 도 19는 반송파 집합 시스템을 구성하는 기지국과 단말의 또 다른 예이다.
도 18-(a)의 기지국 및 도 18-(b)의 단말에서는 하나의 MAC이 하나의 반송파만을 관리한다. 즉, MAC와 반송파가 1대1로 대응된다. 도 19-(a)의 기지국 및 도 19-(b)의 단말에서는 일부 반송파에 대해서는 MAC과 반송파가 1대1로 대응되고, 나머지 반송파에 대해서는 하나의 MAC이 복수의 반송파를 제어한다. 즉, MAC과 반송파의 대응 관계로 다양한 조합이 가능하다.
도 17 내지 도 19의 반송파 집합 시스템은 n개의 반송파를 포함하며, 각 반송파는 서로 인접할 수도 있고 떨어져 있을 수도 있다. 반송파 집합 시스템은 상향링크 또는 하향링크에 모두 적용될 수 있다. TDD 시스템에서는 각각의 반송파가 상향링크 전송과 하향링크 전송을 수행할 수 있도록 구성되며, FDD 시스템에서는 복수의 반송파를 상향링크 용과 하향링크 용으로 구분하여 사용할 수 있다. 일반적인 TDD 시스템에서 상향링크와 하향링크에서 사용되는 구성 반송파의 개수와 각 반송파의 대역폭은 동일하다. FDD 시스템에서는 상향링크와 하향링크에서 사용하는 반송파의 수와 대역폭을 각각 달리 함으로써 비대칭(asymmetric) 반송파 집합 시스템을 구성하는 것도 가능하다.
무선 통신 시스템은 상향링크 또는 하향링크 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)를 지원할 수 있다.
도 20은 상향링크 HARQ를 나타낸다.
단말로부터 PUSCH 상으로 상향링크 데이터(110)를 수신한 기지국은 일정 서브프레임이 경과한 후에 PHICH 상으로 ACK/NACK 신호(111)를 전송한다. ACK/NACK 신호(111)는 상기 상향링크 데이터(110)가 성공적으로 디코딩되면 ACK 신호가 되고, 상기 상향링크 데이터(110)의 디코딩에 실패하면 NACK 신호가 된다. 단말은 NACK 신호가 수신되면, ACK 정보가 수신되거나 최대 재전송 횟수까지 상기 상향링크 데이터(110)에 대한 재전송 데이터(120)를 전송할 수 있다. 기지국은 재전송 데이터(120)에 대한 ACK/NACK 신호(121)를 PHICH 상으로 전송할 수 있다.
이하 PHICH에 대해서 설명한다.
도 21은 PHICH 상으로 ACK/NACK 신호가 전송되는 것을 나타내는 블록도이다.
LTE 시스템에서는 상향링크에서 SU-MIMO를 지원하지 않으므로 1개의 PHICH는 하나의 단말의 PUSCH, 즉 단일 스트림(single stream)에 대한 1비트 ACK/NACK만을 전송한다. 단계 S130에서 1비트의 ACK/NACK을 코드율(code rate)이 1/3인 반복 코드를 이용하여 3비트로 코딩한다. 단계 S131에서 코딩된 ACK/NACK을 BPSK(Binary Phase Key-Shifting) 방식으로 변조하여 3개의 변조 심벌들을 생성한다. 단계 S132에서 상기 변조 심벌은 노멀 CP 구조에서 스프레딩 인자 SF(Spreading Factor)=4, 확장 CP 구조에서 SF=2를 이용하여 스프레딩(spreading)된다. 상기 변조 심벌들을 스프레딩할 때 직교 시퀀스가 사용되며, 사용되는 직교 시퀀스의 개수는 I/Q 다중화(multiplexing)을 적용하기 위해 SF*2가 된다. SF*2개의 직교 시퀀스를 사용하여 스프레딩된 PHICH들이 1개의 PHICH 그룹으로 정의될 수 있다. 단계 S133에서 스프레딩된 심벌들에 대하여 레이어 맵핑이 수행된다. 단계 S124에서 레이어 맵핑된 심벌들이 자원 맵핑되어 전송된다.
PHICH는 PUSCH 전송에 따른 HARQ ACK/NACK을 나른다. 동일한 집합의 자원 요소에 맵핑된 복수의 PHICH가 PHICH 그룹을 형성하며, PHICH 그룹 내의 각각의 PHICH는 서로 다른 직교 시퀀스(orthogonal sequence)에 의해서 구분된다. FDD 시스템에서 PHICH 그룹의 개수인 NPHICH group는 모든 서브프레임에서 일정하며, 수학식 13에 의해서 결정될 수 있다.
Figure pat00017
수학식 13에서 Ng는 PBCH(Physical Broadcast Channel)을 통해서 상위 계층에서 전송되며, Ng∈{1/6,1/2,1,2}이다. PBCH는 단말이 기지국과 통신하는데 필수적인 시스템 정보를 나르며, PBCH를 통해 전송되는 시스템 정보를 MIB(Master Information Block)라 한다. 이와 비교하여, PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송되는 시스템 정보를 SIB(System Information Block)라 한다. NRB DL은 주파수 영역에서의 자원 블록의 크기인 Nsc RB의 배수로 표현한 하향링크 대역폭 구성이다. PHICH 그룹 인덱스 nPHICH group는 0부터 NPHICH group-1 중 어느 하나의 정수이다.
PHICH에 사용되는 자원은 PUSCH의 자원 할당시 가장 작은 PRB 인덱스와 상향링크 그랜트(UL grant)로 전송되는 DMRS(Demodulation Reference Signal)의 순환 쉬프트 값을 기반으로 결정될 수 있다. PHICH가 맵핑되는 자원(이하 PHICH 자원)은 인덱스 쌍인 (nPHICH group,nPHICH seq)로 표현할 수 있으며, nPHICH group는 PHICH 그룹 인덱스, nPHICH seq는 상기 PHICH 그룹 내의 직교 시퀀스 인덱스를 나타낸다. 상기 (nPHICH group,nPHICH seq)는 수학식 14에 의해서 결정될 수 있다.
Figure pat00018
nDMRS는 표 7에 의해서 DCI 포맷 0 내의 DMRS 순환 쉬프트(Cyclic shift for DMRS) 필드를 기반으로 결정될 수 있다. 표 7은 표 6과 동일하다.
Cyclic Shift for DMRS Field in DCI format 0 nDMRS
000 0
001 1
010 2
011 3
100 4
101 5
110 6
111 7
또한, 동일한 전송 블록에서 DCI 포맷 0를 포함하는 PDCCH가 전송되지 않는 경우에 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 반영구적(semi-persistently)으로 스케줄링 되거나 또는 동일한 전송 블록에서 최초 PUSCH가 임의 접속 응답 그랜트(random access response grant)에 의해 스케줄링 된 경우에 nDMRS는 0일 수 있다.
다시 수학식 14에서 NSF PHICH는 도 15의 PHICH 변조에 사용되는 스프레딩 인자(SF; Spreading Factor)이다. IPRB_RA lowest_index는 해당 PHICH에 대응되는 PUSCH가 전송되는 슬롯의 PRB 중 가장 작은 PRB 인덱스이다. IPHICH는 0 또는 1의 값이다.
PHICH에 사용되는 직교 시퀀스는 표 8에 의하여 결정될 수 있다. 사용되는 직교 시퀀스는 nPHICH seq 값에 따라서 또는 CP 구조에 따라서 달라질 수 있다.
시퀀스 인덱스(nPHICH seq) 직교 시퀀스
노멀 CP(NSF PHICH=4) 확장 CP(NSF PHICH=2)
0 [+1 +1 +1 +1] [+1 +1]
1 [+1 -1 +1 -1] [+1 -1]
2 [+1 +1 -1 -1] [+j +j]
3 [+1 -1 -1 +1] [+j -j]
4 [+j +j +j +j] -
5 [+j -j +j -j] -
6 [+j +j -j -j] -
7 [+j -j -j +j] -
복수의 PHICH가 동시에 할당될 수 있다. 특히 반송파 집합 시스템, MU-MIMO, CoMP(Cooperative Multi-Point) 전송 방식 등의 시스템에서 복수의 PHICH가 할당될 수 있다.
도 22는 SC-FDMA 전송 방식을 적용한 상향링크에서 MIMO 전송 과정을 나타내는 블록도이다.
MIMO 전송을 수행하기 위하여 복수의 부호어(codeword)가 사용될 수 있다. 부호어의 개수가 2개라 가정할 때, 단계 S140에서 각 부호어는 스크램블링 되고, 단계 S141에서 상기 부호어가 변조 심벌로 맵핑되며, 단계 S142에서 상기 각 심벌이 각 레이어로 맵핑된다. 단계 S143에서 상기 각 레이어는 DFT 스프레딩 되며, 단계 S144에서 상기 각 레이어는 프리코딩 된다. 단계 S145에서 프리코딩 되어 생성된 스트림은 자원 요소에 맵핑되며, 단계 S146에서 생성된 SC-FDMA 신호 생성기를 통해 각 안테나를 통해 전송된다. 상향링크에 대한 HARQ를 용이하게 하기 위하여, 각 부호어에 대하여 2개의 독립한 ACK/NACK 신호가 각각 필요하다.
한편, 복수의 PHICH가 동시에 할당될 때 PHICH 자원이 서로 충돌(collision)할 수 있다. 이하 복수의 PHICH가 할당되는 환경으로 반송파 집합 시스템을 가정하고, 각 구성 반송파마다 하나의 부호어를 가정한다.
도 23 내지 도 25는 복수의 PHICH가 할당될 때 PHICH 자원이 서로 충돌하는 경우의 일 예이다. 반송파의 개수는 2개인 것으로 가정한다.
도 23에서, 기지국은 서브프레임 n에서 각 구성 반송파에 대하여 단말의 PUSCH 자원을 할당하기 위한 상향링크 그랜트(UL grant)를 단말로 전송한다. 제1 반송파(CC #0)에 대한 제1 상향링크 그랜트가 상기 제1 반송파 내의 제1 PDCCH(PDCCH #0)를 통해 전송되며, 제2 반송파(CC #1)에 대한 제2 상향링크 그랜트 역시 상기 제1 반송파 내의 제2 PDCCH(PDCCH #1)를 통해 전송된다. 즉, 제2 반송파의 상향링크 전송은 교차 반송파 스케줄링(cross-carrier scheduling)의 방식으로 스케줄링 된다.
도 24에서, 단말은 서브프레임 (n+4)에서 상향링크 그랜트에 의해 각 구성 반송파에 스케줄링 된 2개의 PUSCH 상으로 상향링크 데이터를 전송한다. 상기 제1 상향링크 그랜트에 의해 상기 제1 반송파에 스케줄링 된 제1 PUSCH(PUSCH #0) 상으로 제1 상향링크 데이터가 전송되며, 상기 제2 상향링크 그랜트에 의해 상기 제2 반송파에 스케줄링 된 제2 PUSCH(PUSCH #1) 상으로 제2 상향링크 데이터가 전송된다. 이때 각 구성 반송파에서 PUSCH가 맵핑되는 자원은 가장 작은 PRB 인덱스가 같을 수 있다.
도 25에서, 서브프레임 (n+8)에서 기지국은 수신한 각 상향링크 데이터에 대한 ACK/NACK을 PHICH 상으로 단말로 전송한다. 이때 각 상향링크 데이터가 전송되는 각 구성 반송파 내에서의 자원의 가장 작은 PRB 인덱스와 순환 쉬프트 값이 같은 경우, 수학식 14에 의해서 결정되는 PHICH 자원의 위치가 서로 같게 된다. 따라서 복수의 PHICH가 할당될 때 PHICH 자원이 서로 충돌할 수 있다.
도 23 내지 도 25에서 반송파 집합 시스템의 경우를 가정하였으나, MU-MIMO의 환경에서 복수의 PHICH가 할당되는 경우 상기와 같은 PHICH 자원의 충돌이 일어날 수 있다. 또는 SU-MIMO 환경에서도 단말이 복수의 부호어를 전송할 때 각 부호어에 대한 ACK/NACK 신호가 동일한 PHICH 상으로 전송될 수 있으므로, PHICH 자원의 충돌이 일어날 수 있다. 각 PUSCH에 할당되는 순환 쉬프트 값을 달리하여 충돌의 문제를 해결할 수 있으나, 부호어의 개수, 반송파의 개수 등에 따라서 여전히 문제가 발생할 수 있다.
이하, PHICH 자원의 충돌 문제를 해결하기 위한 방법을 기술하도록 한다.
도 26은 제안된 HARQ 수행 방법의 일 실시예를 나타낸다.
단계 S200에서 단말은 PUSCH 상으로 복수의 부호어를 기지국으로 전송한다. 단계 S210에서 단말은 상기 복수의 부호어 각각의 수신 여부를 지시하는 복수의 ACK/NACK 신호를 상기 각각의 부호어에 대응되는 각각의 PHICH 상으로 기지국으로부터 수신한다. 이때 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 자원은 서로 충돌하지 않는다.
복수의 PHICH 자원이 서로 충돌하지 않도록 다양한 방법이 강구될 수 있다.
1) PHICH 자원이 미리 결정될 수 있다.
예를 들어 PHICH 자원의 인덱스는 수학식 15에 의해서 미리 결정될 수 있다.
Figure pat00019
수학식 15는 PHICH가 맵핑되는 자원을 결정하는 수학식 14에서 IPRB_RA lowest_index 대신 IPRB_RA lowest_index+β를 대입한 형태이다. 미리 지정된 β를 기반으로 하여 PHICH 자원이 결정될 수 있다. 복수의 부호어에 대한 ACK/NACK 신호가 전송되기 위한 PHICH가 할당되는 PHICH 자원은 상기 β가 다르게 지정됨으로써 충돌하지 않을 수 있다.
상기 β는 특정한 정수로 미리 지정될 수 있다. 예를 들어 부호어가 2개일 때 상기 β는 +1 또는 -1 중 어느 하나의 값으로 정의될 수 있다. β=1은 물리적으로 PHICH에 대응되는 PUSCH가 맵핑되는 자원 중 두 번째로 작은 PRB 인덱스를 나타낼 수 있다. 즉, PUSCH가 맵핑되는 자원 중 가장 작은 PRB 인덱스를 IPRB_RA lowest_index라 할 때, (IPRB_RA lowest_index+1)번째 PRB를 나타낸다. β=-1은 물리적으로 인접하는 다른 단말 또는 다른 반송파의 PHICH에 대응되는 PUSCH가 맵핑되는 자원 중 가장 큰 PRB 인덱스를 나타낸다. 이와 같이 복수의 PHICH 자원을 할당하여 PHICH가 맵핑될 수 있는 자원을 증가시켜 활용할 수 있고, 스케줄링 시에 이득을 얻을 수 있다.
도 27은 PHICH 자원 할당 방법의 일 실시예이다. 도 27은 상향링크 SU-MIMO 환경에서 하나의 단말이 2개의 부호어를 전송할 때, 2개의 부호어에 대한 각각의 PHICH 자원이 할당되는 실시예를 나타낸다. 상향링크 SU-MIMO 환경에서 SC-FDMA 전송 방식이 사용될 수 있으며, SC-FMDA 전송 방식은 도 22의 블록도에 따라 수행될 수 있다. 도 27의 실시예에서 PHICH 자원은 수학식 15에 의해서 할당되며, β는 0 또는 1로 결정된다. 단말에 2개 이상의 PRB가 할당되는 경우, 수학식 14에 의해서 가장 작은 인덱스를 가지는 PRB에 대응되는 PHICH가 ACK/NACK을 전송을 위하여 사용되며, 두 번째로 작은 인덱스를 가지는 PRB에 대응되는 PHICH는 사용되지 않을 수 있다. 이때 β=1이면 상기 사용되지 않는 PHICH를 이용하여 복수의 ACK/NACK을 전송할 수 있고, 이에 따라 복수의 PHICH를 효과적으로 지원할 수 있다.
도 27을 참조하면, 제1 단말(UE #0)에 대하여 제1 부호어에 대한 PHICH 자원은 인덱스 IPRB_RA lowest_index를 기반으로 결정되고, 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 인덱스 IPRB_RA lowest_index+1를 기반으로 결정된다. 즉, 제1 부호어에 대한 PHICH 자원은 수학식 15에서 β=0에 해당하며, 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 수학식 15에서 β=0에 해당한다. 상기 제1 단말의 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 LTE rel-8에서는 사용되지 않는 자원이다. 또한, 제2 단말(UE #1)에 대하여 제1 부호어에 대한 PHICH 자원은 인덱스 (IPRB_RA lowest_index)’를 기반으로 결정되고, 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 인덱스 (IPRB_RA lowest_index)’+1를 기반으로 결정된다. 마찬가지로 제1 부호어에 대한 PHICH 자원은 수학식 15에서 β=0에 해당하며, 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 수학식 15에서 β=0에 해당한다. 상기 제1 단말의 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 LTE rel-8에서는 사용되지 않는 자원이다. 상기 제2 단말의 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 LTE rel-8에서는 사용되지 않는 자원이다. 따라서 기지국의 입장에서 복수의 PHICH를 전송하기 위하여 많은 양의 PHICH 자원을 효율적으로 이용할 수 있다.
도 27의 실시예에서 상향링크 SU-MIMO 환경에서 단말이 2개의 부호어를 전송하는 경우를 가정하여 각각의 부호어에 대한 PHICH 자원을 수학식 15에 의해서 할당하였으나, 복수의 구성 반송파 또는 MU-MIMO의 환경에서도 동일한 방법으로 PHICH 자원을 할당할 수 있다. 예를 들어 3개의 반송파가 존재하는 경우, 제1 반송파에서 대해서는 β=0, 제2 반송파에 대해서는 β=1, 제3 반송파에 대해서는 β=2와 같이 β에 복수의 정수를 각각 할당할 수 있다. 도 27의 실시예에서는 β=1로 지정되는 것을 예시로 하고 있으나 이는 예시에 불과하며 β는 다양한 값으로 지정될 수 있다.
또는, 상기 예시에서 제1 부호어에 대한 PHICH와 제2 부호어에 대한 PHICH가 가장 작은 PRB 인덱스에 대응되는 자원에 동시에 맵핑될 수 있다. 즉, 제1 부호어에 대한 PHICH 자원과 제2 부호어에 대한 PHICH 자원이 시그널링 또는 미리 지정되는 방법으로 동일하게 할당된다. 이를 PHICH 번들링(PHICH 번들링)이라 할 수 있다. PHICH 번들링에 의해서 복수의 PHICH를 대표하는 대표(representative) PHICH 상으로 대표 ACK/NACK이 전송될 수 있다. 예를 들어 복수의 PHICH 상으로 모두 ACK이 전송되는 경우, 대표 PHICH 상으로 ACK이 전송될 수 있다. 또한, 복수의 PHICH 상으로 적어도 하나가 NACK이 전송되는 경우, 대표 PHICH 상으로 NACK이 전송될 수 있다.
또는, PHICH 자원의 인덱스는 수학식 16에 의해서 미리 결정될 수 있다.
Figure pat00020
α는 미리 결정되는 파라미터일 수 있다. 예를 들어 2개의 부호어, 5개의 반송파로 구성되는 반송파 집합 시스템, 4명의 사용자를 포함하는 MU-MIMO 시스템을 가정하면, 상기 α는 상기 부호어의 개수, 반송파의 개수 및 사용자의 수를 고려하여 결정될 수 있다.
수학식 17은 상기 α를 결정하는 수식의 일 예이다.
Figure pat00021
수학식 18은 상기 α를 결정하는 수식의 또 다른 예이다.
Figure pat00022
nCW, nCC 및 nUE는 각각 부호어, 구성 반송파 인덱스 및 단말에 관한 파라미터를 나타낸다. nCW, nCC 및 nUE는 시스템 내에서 미리 결정될 수 있다. 수학식 17 및 수학식 18은 상기 α를 정의하는 수식의 일 예이며, 상기 α는 상기 nCW, nCC 및 nUE 등을 조합하여 다양한 방법으로 결정될 수 있다.
2) 기지국이 복수의 PHICH 자원을 조정할 수 있다. 이를 위해 새로운 오프셋이 정의되어 시그널링 될 수 있다. 상기 오프셋은 복수의 PHICH 자원이 충돌할 수 있는 상황, 즉 복수의 부호어, MU-MIMO, 반송파 집합 시스템 등을 고려하여 정의될 수 있다. 예를 들어 2개의 부호어, 5개의 반송파로 구성되는 반송파 집합 시스템, 4명의 사용자를 포함하는 MU-MIMO 시스템을 가정하자. 이에 따라 2*5*4=40개의 상태(state)가 존재할 수 있으며, 상기 40개의 상태를 지시하는 오프셋이 정의될 수 있다.
수학식 19는 상기 오프셋을 기반으로 하여 결정된 PHICH 자원의 인덱스의 일 예이다. PHICH 자원은 인덱스 쌍인 (nPHICH group,nPHICH seq)로 표현할 수 있으며, nPHICH group는 PHICH 그룹 인덱스, nPHICH seq는 상기 PHICH 그룹 내의 직교 시퀀스 인덱스를 나타낸다. 이는 수학식 14의 변형이다.
Figure pat00023
수학식 19에서 nOFFSET을 기반으로 PHICH 자원의 인덱스가 결정된다. nOFFSET은 0부터 39 사이의 어느 하나의 정수이다.
수학식 20은 상기 오프셋을 기반으로 하여 결정된 PHICH 자원의 인덱스의 또 다른 예이다.
Figure pat00024
수학식 21은 상기 오프셋을 기반으로 하여 결정된 PHICH 자원의 인덱스의 또 다른 예이다.
Figure pat00025
nCW, nCC 및 nOCC는 각각 부호어, 구성 반송파 인덱스 및 OCC에 관한 파라미터를 나타낸다. 수학식 19에서 오프셋이 nOFFSET의 하나의 파라미터에 의해서 결정되는 반면, 수학식 20 또는 수학식 21에서는 nCW, nCC 또는 nOCC의 복수의 파라미터에 의해서 PHICH 자원의 인덱스가 결정된다.
수학식 22는 상기 오프셋을 기반으로 하여 결정된 PHICH 자원의 인덱스의 또 다른 예이다.
Figure pat00026
수학식 22에서 nDMRS 외에 오프셋 α를 이용하여 PHICH 자원의 인덱스가 결정된다. α는 기지국에 의해서 시그널링 된다.
3) PHICH 자원은 DCI 포맷 내의 순환 쉬프트 값(nDMRS)에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어 2개의 부호어를 가정할 때, 제1 부호어에 대한 PHICH 자원은 nDMRS 의 함수로 결정될 수 있고, 제2 부호어에 대한 PHICH 자원은 nDMRS+α의 함수로 결정될 수 있다. 상기 α는 상기 순환 쉬프트 값의 범위는 0부터 11 사이의 어느 하나의 정수일 수 있다. 즉, α=1일 때 제1 부호어에 대한 PHICH는 가장 작은 PRB 인덱스와 nDMRS에 의해 결정될 수 있고, 제1 부호어에 대한 PHICH는 가장 작은 PRB 인덱스와 nDMRS+1에 의해 결정될 수 있다.
이때 각 부호어에 대한 PHICH 자원을 결정하기 위한 순환 쉬프트 값은 각 레이어에 대한 순환 쉬프트 값에 의해서 결정될 수 있다. 예를 들어 4개의 레이어를 가정할 때, 각 레이어의 DMRS에 대하여 4개의 순환 쉬프트 값이 존재할 수 있다. 예를 들어 레이어 0, 레이어 1, 레이어 2 및 레이어 3에 대한 순환 쉬프트 오프셋은 각각 0, 6, 3 및 9일 수 있다. 이때 nDRMS=3이라면, 각 레이어의 순환 쉬프트 값은 각각 3(3+0), 9(3+6), 6(3+3) 및 0((3+9)mod 12)일 수 있다. 각 레이어의 순환 쉬프트 값 또는 순환 쉬프트 오프셋은 미리 결정되거나 상위 계층에 의해서 시그널링 될 수 있다. 본 예에서 2개의 부호어에 대한 PHICH 자원은 각 레이어에 주어진 순환 쉬프트 값 중 일부를 사용하여 결정될 수 있다. 예를 들어 제1 부호어에 대한 PHICH 자원의 인덱스는 3, 제2 부호어에 대한 PHICH 자원의 인덱스는 6일 수 있다.
4) 클러스터된 DFT-s OFDM 시스템에서, 복수의 PHICH 자원은 각 클러스터에서의 가장 작은 PRB 인덱스에 의해서 결정될 수 있다. 각 클러스터에서의 PHICH 자원의 인덱스는 수학식 23에 의해서 일반화될 수 있다.
Figure pat00027
수학식 23에서 IPRB는 각 클러스터를 구성하는 PRB 중 가장 작은 PRB의 인덱스이다. 상기 β 는 클러스터의 인덱스, 부호어, 구성 반송파 인덱스, 사용자의 수 등에 따라 결정될 수 있다. 수학식 23에서 β =1인 경우 도 27의 실시예와 같은 형태로 PHICH 자원이 할당될 수 있다.
도 28은 2개의 클러스터를 포함하는 클러스터된 DFT-s OFDM 시스템 및 상향링크 SU-MIMO 환경에서 2개의 단말이 각각 2개의 부호어를 전송하는 경우 PHICH 자원 할당 방법의 일 실시예이다. 도 28을 참조하면, 제1 부호어(CW #0)에 대한 PHICH 자원은 첫 번째 클러스터(cluster #0)의 가장 작은 PRB 인덱스를 기반으로 결정되고, 제2 부호어(CW #1)에 대한 PHICH 자원은 두 번째 클러스터(cluster #1)의 가장 작은 PRB 인덱스를 기반으로 결정된다.
제1 단말(UE #0)에 대한 PHICH 자원의 인덱스는 수학식 24 및 수학식 27에 의해서 결정될 수 있다. 수학식 24는 제 1 단말(UE #0)의 제1 부호어(CW #0)에 대한 PHICH 자원의 인덱스이다.
Figure pat00028
수학식 25는 제 1 단말(UE #0)의 제2 부호어(CW #1)에 대한 PHICH 자원의 인덱스이다.
Figure pat00029
제2 단말(UE #1)에 대한 PHICH 자원의 인덱스는 수학식 25 및 수학식 26에 의해서 결정될 수 있다. 수학식 26은 제2 단말(UE #1)의 제1 부호어(CW #0)에 대한 PHICH 자원의 인덱스이다.
Figure pat00030
수학식 27은 제2 단말(UE #1)의 제2 부호어(CW #1)에 대한 PHICH 자원의 인덱스이다.
Figure pat00031
또는, 수학식 23에서 α는 오프셋을 포함할 수 있다. 예를 들어, 4개의 PHICH가 전송될 때, 하나의 단말에 대한 제1 PHICH(PHICH #0) 내지 제4 PHICH(PHICH #3) 자원은 수학식 28 내지 31에 의해서 PHICH 자원의 인덱스가 결정될 수 있다.
Figure pat00032
Figure pat00033
Figure pat00034
Figure pat00035
또는, PHICH 자원은 DCI 포맷 내의 순환 쉬프트 값(nDMRS)에 의해 결정될 수 있다. 제1 클러스터의 nDMRS가 제1 부호어에 대한 PHICH 자원의 결정을 위해 사용될 수 있고, 제2 클러스터의 nDMRS가 제2 부호어에 대한 PHICH 자원의 결정을 위해 사용될 수 있다. 각 클러스터의 nDMRS는 미리 결정되거나 상위 계층에 의해서 시그널링 될 수 있다.
도 29는 제안된 ACK/NACK 신호 전송 방법의 일 실시예를 나타낸다.
단계 S300에서 기지국은 복수의 PHICH 시퀀스를 생성한다. 단계 S310에서 기지국은 상기 생성한 복수의 PHICH 시퀀스를 하향링크 자원에 맵핑한다. 이때 복수의 PHICH가 맵핑되는 자원은 서로 겹치지 않을 수 있다. 단계 S320에서 기지국은 상기 맵핑된 복수의 PHICH 시퀀스를 단말로 전송한다.
도 30은 본 발명의 실시예가 구현되는 기지국 및 단말을 나타낸 블록도이다.
기지국(800)는 시퀀스 생성부(810; sequence generator), 맵퍼(820; mapper) 및 RF부(830; Radio Frequency Unit)를 포함한다. 시퀀스 생성부(810)는 복수의 PHICH 시퀀스를 생성한다. 맵퍼(820)는 상기 생성한 복수의 PHICH 시퀀스를 하향링크 자원에 맵핑한다. 이때 복수의 PHICH가 맵핑되는 자원은 서로 겹치지 않을 수 있다. RF부(830)는 상기 맵퍼(820)와 연결되며, 상기 맵핑된 복수의 PHICH 시퀀스를 단말로 전송한다.
단말(900)은 프로세서(910; sequence generator) 및 RF부(920)를 포함한다. RF부(920)는 프로세서(910)와 연결되며, PUSCH 상으로 복수의 부호어를 전송하고, 상기 복수의 부호어 각각의 수신 여부를 지시하는 복수의 ACK/NACK 신호를 상기 각 부호어에 대응하는 각각의 PHICH 상으로 수신하도록 구성된다. 프로세서(910)는 상기 복수의 부호어와 상기 복수의 ACK/NACK 신호를 처리한다. 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 PUSCH가 맵핑된 가장 작은 PRB 인덱스(IPRB_RA lowest_index)와 상향링크 그랜트로 전송되는 DMRS에 관한 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며, 상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는다.
본 발명은 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하기 위해 디자인된 ASIC(application specific integrated circuit), DSP(digital signal processing), PLD(programmable logic device), FPGA(field programmable gate array), 프로세서, 제어기, 마이크로 프로세서, 다른 전자 유닛 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 구현에 있어, 상술한 기능을 수행하는 모듈로 구현될 수 있다. 소프트웨어는 메모리 유닛에 저장될 수 있고, 프로세서에 의해 실행된다. 메모리 유닛이나 프로세서는 당업자에게 잘 알려진 다양한 수단을 채용할 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
상술한 실시예들은 다양한 양태의 예시들을 포함한다. 다양한 양태들을 나타내기 위한 모든 가능한 조합을 기술할 수는 없지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 다른 조합이 가능함을 인식할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 이하의 특허청구범위 내에 속하는 모든 다른 교체, 수정 및 변경을 포함한다고 할 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request) 수행 방법에 있어서,
    PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 상으로 복수의 부호어를 전송하고,
    상기 복수의 부호어 각각의 수신 여부를 지시하는 복수의ACK/NACK(Acknowledgement/Non-Acknowledgement) 신호를 상기 각 부호어에 대응되는 각각의 PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 상으로 수신하는 것을 포함하되,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 PUSCH가 맵핑된 PRB(Physical Resource Block) 중 가장 작은 PRB의 인덱스(IPRB_RA lowest_index) 및 상향링크 DMRS(Demodulation Reference Signal) 순환 쉬프트 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 부호어의 개수는 2개인 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 오프셋 β를 더 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 아래의 수식을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
    Figure pat00036

    nPHICH group는 PHICH 그룹의 인덱스, nPHICH seq는 상기 PHICH 그룹 내의 직교 시퀀스 인덱스, β는 상기 오프셋, NPHICH group는 상기 PHICH 그룹의 개수, IPHICH는 0 또는 1의 값, NSF PHICH는 스프레딩 인자(SF; Spreading Factor)이다.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 오프셋 β는 0 또는 1 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 오프셋 β는 미리 결정되거나, 또는 상위 계층에 의해 시그널링 되는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 부호어를 전송하는 것은,
    상기 복수의 부호어를 스크램블링(scrambling)하여 변조 심벌로 맵핑하고,
    상기 각 변조 심벌을 각 레이어로 맵핑하고,
    상기 각 레이어를 DFT(Discrete Fourier Transform) 스프레딩(spreading)하여 프리코딩(precoding)하고,
    상기 프리코딩에 의해 생성된 스트림을 자원 요소에 맵핑하여 전송하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 부호어 및 상기 복수의 ACK/NACK 신호는 복수의 반송파를 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 각 부호어가 전송되는 반송파와 상기 각 부호어에 대응되는 상기 각 ACK/NACK 신호가 전송되는 반송파는 동일한 반송파인 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 복수의 반송파는 적어도 하나의 MAC(Media Access Control)에 의하여 관리되는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 ACK/NACK 신호는 복수의 안테나를 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 방법.
  12. 무선 통신 시스템에서 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request) 수행 장치에 있어서,
    PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 상으로 복수의 부호어를 전송하고, 상기 복수의 부호어 각각의 수신 여부를 지시하는 복수의 ACK/NACK(Acknowledgement/Non-Acknowledgement) 신호를 상기 각 부호어에 대응하는 각각의 PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 상으로 수신하도록 구성되는 RF부; 및
    상기 RF부와 연결되며, 상기 복수의 부호어와 상기 복수의 ACK/NACK 신호를 처리하는 프로세서를 포함하되,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 PUSCH가 맵핑된 PRB(Physical Resource Block) 중 가장 작은 PRB의 인덱스(IPRB_RA lowest_index)와 상향링크 DMRS(Demodulation Reference Signal) 순환 쉬프트 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 아래의 수식을 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 장치.
    Figure pat00037

    nPHICH group는 PHICH 그룹의 인덱스, nPHICH seq는 상기 PHICH 그룹 내의 직교 시퀀스 인덱스, β는 상기 오프셋, NPHICH group는 상기 PHICH 그룹의 개수, IPHICH는 0 또는 1의 값, NSF PHICH는 스프레딩 인자(SF; Spreading Factor)이다.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 오프셋 β는 0 또는 1 중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 HARQ 수행 장치.
  15. 무선 통신 시스템에서 ACK/NACK 신호 전송 방법에 있어서,
    복수의 PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 시퀀스를 생성하고,
    상기 생성한 복수의 PHICH 시퀀스를 하향링크 자원에 맵핑하고,
    상기 맵핑된 복수의 PHICH 시퀀스를 단말로 전송하는 것을 포함하되,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 상기 각각의 PHICH에 대응되는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)가 맵핑된 PRB(Physical Resource Block) 중 가장 작은 PRB의 인덱스(IPRB_RA lowest_index)와 상향링크 DMRS(Demodulation Reference Signal) 순환 쉬프트 파라미터(nDMRS)를 기반으로 결정되며,
    상기 각각의 PHICH가 맵핑되는 하향링크 자원은 서로 겹치지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013005920A1 (ko) * 2011-07-04 2013-01-10 (주)팬택 무선 통신시스템에서 신호 전송 방법 및 신호 처리 방법, 그 단말, 그 기지국
CN113965295A (zh) * 2016-04-20 2022-01-21 康维达无线有限责任公司 新无线电中的物理信道

Families Citing this family (62)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100172308A1 (en) * 2009-01-07 2010-07-08 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for downlink physical indicator channel mapping with asymmetric carrier aggregation
EP2457354B1 (en) 2009-06-26 2020-09-09 PlusN, LLC System and method for controlling combined radio signals
KR101591829B1 (ko) * 2009-07-17 2016-02-04 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 대역폭 정보 전송 및 수신 방법
KR20110055367A (ko) * 2009-11-17 2011-05-25 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 ｈａｒｑ 수행 방법 및 장치
KR101787097B1 (ko) 2009-11-18 2017-10-19 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 ｈａｒｑ 수행 방법 및 장치
CN102118756B (zh) * 2009-12-31 2014-07-16 中兴通讯股份有限公司 一种载波聚合方法与频谱动态分配的方法
US8824387B2 (en) * 2010-03-19 2014-09-02 Qualcomm Incorporated Resource mapping for multicarrier operation
WO2011122829A2 (ko) * 2010-03-29 2011-10-06 엘지전자 주식회사 상향링크 다중 안테나 전송을 지원하기 위한 효율적인 제어정보 전송 방법 및 장치
KR101699493B1 (ko) * 2010-05-03 2017-01-26 주식회사 팬택 Ｍｉｍｏ 환경에서 직교성을 제공하는 사이클릭 쉬프트 파라메터를 송수신하는 방법 및 장치
KR101231487B1 (ko) * 2010-06-03 2013-02-07 (주)휴맥스 차분 선부호화 방법 및 그 방법을 지원하는 기지국
US8503338B2 (en) * 2010-06-28 2013-08-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Optimized signaling of demodulation reference signal patterns
CN103069734B (zh) * 2010-08-13 2015-09-30 松下电器（美国）知识产权公司 终端装置、基站装置、重发方法以及资源分配方法
WO2012076043A1 (en) * 2010-12-08 2012-06-14 Nokia Siemens Networks Oy Resource allocation in a wireless communication system
CN103339984B (zh) * 2011-01-27 2017-04-26 日本电气株式会社 基站、移动台、通信控制系统和通信控制方法
US9160513B2 (en) * 2011-07-28 2015-10-13 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for signaling control data of aggregated carriers
US8842628B2 (en) 2011-09-12 2014-09-23 Blackberry Limited Enhanced PDCCH with transmit diversity in LTE systems
US20130083746A1 (en) * 2011-09-30 2013-04-04 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for allocating resources for an enhanced physical hybrid automatic repeat request indicator channel
CN102546134B (zh) 2011-12-29 2015-07-22 电信科学技术研究院 基于增强phich传输反馈信息的方法及装置
JP5931577B2 (ja) * 2012-05-10 2016-06-08 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線通信システム、移動端末装置、無線基地局装置及び無線通信方法
CN103546254B (zh) 2012-07-09 2017-09-15 财团法人工业技术研究院 执行混合式自动重送请求的方法及其基站与移动装置
TWI473462B (zh) * 2012-07-09 2015-02-11 Ind Tech Res Inst 執行混合式自動重送請求的方法及其基地台與行動裝置
US9930678B2 (en) 2012-07-19 2018-03-27 Qualcomm Incorporated Multiplexing UEs with different TDD configurations and some techniques to mitigate UE-to-UE and base station-to-base station interference
US9497012B2 (en) 2012-09-26 2016-11-15 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for receiving ACK/NACK in wireless communication system
CN103731927B (zh) * 2012-10-15 2017-07-21 上海贝尔股份有限公司 Tdd通信系统中避免tti捆绑和半持续调度冲突的方法
EP2916583B1 (en) * 2012-10-30 2020-07-08 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Terminal device, base station device, reception method and transmission method
ES2712983T3 (es) * 2012-10-31 2019-05-17 Lg Electronics Inc Método para transmisión/recepción de información de control y aparato para el mismo
CN103873215B (zh) * 2012-12-17 2017-12-05 中兴通讯股份有限公司 增强物理混合自动重传请求指示信道传输方法及装置
US10477524B2 (en) 2013-03-13 2019-11-12 Lg Electronics Inc. Method for transmitting wireless signal and device therefor
CN103326834A (zh) * 2013-05-21 2013-09-25 北京邮电大学 Harq重传方法与装置、接收harq重传的方法与装置
CN104284423B (zh) * 2013-07-05 2019-06-07 株式会社Ntt都科摩 移动通信方法、无线基站和移动台
US9825678B2 (en) 2013-11-26 2017-11-21 Marvell World Trade Ltd. Uplink multi-user multiple input multiple output for wireless local area network
WO2015081269A1 (en) 2013-11-27 2015-06-04 Marvell Semiconductor, Inc. Sounding and tone block allocation for orthogonal frequency division multiple access (ofdma) in wireless local area networks
WO2015081187A1 (en) 2013-11-27 2015-06-04 Marvell Semiconductor, Inc. Uplink multi-user multiple input multiple output beamforming
EP3076744B1 (en) * 2013-12-25 2020-11-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Message broadcasting method, base station, and user equipment
KR20160148687A (ko) 2014-05-02 2016-12-26 마벨 월드 트레이드 리미티드 무선 통신 네트워크에서의 다중 사용자 할당 시그널링
JP2017525250A (ja) * 2014-07-07 2017-08-31 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムにおけるＤ２Ｄ（Ｄｅｖｉｃｅ−ｔｏ−Ｄｅｖｉｃｅ）通信のための信号送信方法及びこのための装置
US20170215201A1 (en) * 2014-07-24 2017-07-27 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting uplink data in wireless communication system
US10291372B2 (en) * 2014-11-03 2019-05-14 Qualcomm Incorporated Hybrid automatic repeat/request (HARQ) scheduling
CA2967281C (en) 2014-12-08 2023-01-31 Lg Electronics Inc. Method for transmitting uplink control information and device therefor
CN105812110B (zh) * 2015-01-03 2019-09-03 上海朗帛通信技术有限公司 一种增强的ca通信方法和装置
WO2016178439A1 (ko) * 2015-05-04 2016-11-10 엘지전자(주) 무선 통신 시스템에서 상향링크 데이터의 전송 방법 및 이를 위한 장치
WO2016179775A1 (zh) * 2015-05-11 2016-11-17 华为技术有限公司 确定物理混合自动重传请求指示信道资源的方法及装置
WO2016182413A1 (ko) * 2015-05-14 2016-11-17 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 단말의 phich 수신 방법 및 상기 방법을 이용하는 단말
GB2538286A (en) * 2015-05-14 2016-11-16 Fujitsu Ltd Control channels in wireless communication
CN107534989B (zh) * 2015-06-01 2021-07-06 苹果公司 无线电接入网的延迟降低技术
US10560229B2 (en) * 2015-06-17 2020-02-11 Apple Inc. ACK/NACK signals for next generation LTE devices and systems
US10454623B2 (en) 2015-06-18 2019-10-22 Intel IP Corporation Uplink resource collision reduction in FD-MIMO
WO2017019132A1 (en) * 2015-07-30 2017-02-02 Intel IP Corporation Ofdma-based multiplexing of uplink control information
KR20170037489A (ko) * 2015-09-25 2017-04-04 주식회사 아이티엘 V2x를 위한 dm-rs 구성 방법 및 그 장치
FI3767906T3 (fi) * 2015-09-25 2023-01-31 Laite dm-rs:n konfiguroimiseksi v2x:lle
CN107294677B (zh) * 2016-03-31 2020-11-03 上海诺基亚贝尔股份有限公司 用于梳状导频的循环移位的方法和设备
EP3457742A4 (en) * 2016-05-12 2019-12-18 NTT DoCoMo, Inc. USER TERMINAL AND WIRELESS COMMUNICATION METHOD
CN107395329A (zh) * 2016-05-17 2017-11-24 北京信威通信技术股份有限公司 一种harq-ack发送的方法及装置
JP6819693B2 (ja) * 2016-11-02 2021-01-27 富士通株式会社 無線通信装置、無線通信システム及び送信方法
KR102581097B1 (ko) * 2017-01-04 2023-09-21 인터디지탈 패튼 홀딩스, 인크 무선 시스템들에서의 수신기 피드백
CN115580936A (zh) 2017-02-06 2023-01-06 三星电子株式会社 管理多个数字参数配置的harq过程的方法和用户设备
EP3602882A4 (en) * 2017-03-31 2020-11-25 Motorola Mobility LLC DETERMINE A RESOURCE FIELD THAT CARRIES FEEDBACK INFORMATION
CN111279624B (zh) * 2017-10-26 2021-08-03 华为技术有限公司 客户端设备、网络接入节点及其方法
EP3685605B1 (en) 2017-12-05 2023-07-05 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and apparatus for controlling data retransmission in multiuser mimo system
CN112787967B (zh) 2017-12-11 2022-07-15 中兴通讯股份有限公司 参考信号的传输方法及装置
WO2020031118A1 (en) * 2018-08-09 2020-02-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Intra-symbol occ mapping for transmissions such as nr-u pucch transmissions
KR20200050848A (ko) * 2018-11-02 2020-05-12 주식회사 아이티엘 Nr v2x 시스템에서 harq 피드백 절차 수행 방법 및 그 장치

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101965706B (zh) * 2008-01-04 2014-03-12 诺基亚西门子通信公司 在使用具有h-arq的测量间隙时的信道分配
EP2229747A1 (en) 2008-01-07 2010-09-22 Nokia Corporation Method, apparatus and computer program to map a downlink resource to a related uplink transmission
US8116271B2 (en) 2008-02-07 2012-02-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to allocate acknowledgement channels
WO2009099306A1 (en) 2008-02-07 2009-08-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to allocate acknowledgement channels
US8531962B2 (en) * 2008-04-29 2013-09-10 Qualcomm Incorporated Assignment of ACK resource in a wireless communication system
WO2010021489A2 (ko) * 2008-08-19 2010-02-25 한국전자통신연구원 수신 성공 여부 정보를 전송하는 방법 및 장치
US20100172308A1 (en) * 2009-01-07 2010-07-08 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for downlink physical indicator channel mapping with asymmetric carrier aggregation
CN102804663A (zh) * 2009-06-26 2012-11-28 诺基亚西门子通信公司 用于确定上行链路harq资源的设备、方法和制造产品
EP2448150B1 (en) * 2009-07-26 2017-10-04 LG Electronics Inc. -1- Reception and Transmissin of Acknowledgement signals in wireless communication systems
KR101787097B1 (ko) 2009-11-18 2017-10-19 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 ｈａｒｑ 수행 방법 및 장치
CN102754381B (zh) * 2010-01-08 2015-11-25 交互数字专利控股公司 用于载波聚合中的信道资源映射的方法和设备
WO2011126435A1 (en) * 2010-04-06 2011-10-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Resource organization in an apparatus and method for carrier aggregation
US8891462B2 (en) * 2010-05-14 2014-11-18 Qualcomm Incorporated Methods and apparatuses for downlink channel resource assignment
KR101688546B1 (ko) * 2010-09-29 2016-12-21 삼성전자주식회사 Ｌｔｅ시스템에서 ｐｈｉｃｈ에 의한 역방향 ｍｉｍｏ 재전송을 위한 송수신 방법 및 장치
KR101560390B1 (ko) * 2011-06-15 2015-10-13 엘지전자 주식회사 제어 정보를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013005920A1 (ko) * 2011-07-04 2013-01-10 (주)팬택 무선 통신시스템에서 신호 전송 방법 및 신호 처리 방법, 그 단말, 그 기지국
CN113965295A (zh) * 2016-04-20 2022-01-21 康维达无线有限责任公司 新无线电中的物理信道

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US20150055597A1 (en) 2015-02-26
AU2010322640A1 (en) 2012-05-31
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CA2780390A1 (en) 2011-05-26
WO2011062383A4 (ko) 2012-01-26
US8885588B2 (en) 2014-11-11

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