KR20100072480A - Ｏｆｄｍ 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치에 관한 것으로, OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산하는 제1 미분 연산부(100); 상기 제1 미분 연산부(100)로부터 제1 위상차 정보를 갖는 복소 심볼중 연속되는 두 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복하는 보간부(200); 상기 보간부(200)로부터의 중간값 복소 심볼중 연속하는 두 중간값 복소 심볼을 공액 복소곱 연산하는 제2 미분 연산부(300); 및 상기 제2 미분 연산부(300)로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정부를 포함한다.
또한, OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법을 제안한다.
Figure P1020080130900
샘플링 주파수, 주파수 옵셋, OFDM, 보간, 추정

Description

ＯＦＤＭ 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법{FREQUENCY OFFSET ESTIMATION APPARATUS AND METHOD OF OFDM SYSTEM}
본 발명은 디지털 텔레비전 수신장치에 적용될 수 있는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 특히 OFDM 수신기에서, FFT 처리된 신호에 대한 1차 공액 복소곱 연산과 2차 공액 복소곱 연산 사이에 보간 연산을 추가함으로써, 잡음전력을 감소시킬 수 있고, 잡음전력으로 인한 오차를 줄일 수 있는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
일반적으로, OFDM 시스템은, 데이터 심볼을 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 송신하는 OFDM 송신기와, 상기 OFDM 송신기로부터의 신호를 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행하여 데이터를 복원하는 OFDM 수신기로 이루어지는데, OFDM 수신기는 도 1에 도시된 바와 같다.
도 1은 전형적인 OFDM 수신기의 블록도로서, 도 1을 참조하면, 전형적인 OFDM 수신기는, 수신신호를 샘플링 주파수에 따라 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환부(10)와, 상기 A/D 변환부(10)로부터의 신호를 병렬로 변환하는 직렬/병렬 변환부(20)와, 상기 직렬/병렬 변환부(20)로부터의 신호에서 보호구간을 제거하는 보호구간 제거부(30)와, 상기 보호구간 제거부(30)로부터의 신호를 FFT하는 FFT부(40)와, 상기 FFT부(40)로부터의 신호(
Figure 112008087727216-PAT00001
)를 이용하여 샘플링 주파수의 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00002
)을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정부(50)와, 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정부(50)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값을 필터링하는 루프필터(60)와, 상기 루프필터(60)로부터의 샘플링 주파수 옵셋 추정값에 따라 샘플링 주파수를 가변시켜 상기 A/D 변환부(10)에 공급하는 국부발진부(70)를 포함한다.
상기 A/D 변환부(10)는 상기 샘플링 주파수에 따라 수신신호를 샘플링하는 샘플러(11)와, 상기 샘플러(11)에 의해 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 변환기(12)를 포함한다.
이와같은 OFDM 시스템은 데이터 복조를 위하여 시간 영역에서의 샘플링 과정이 선행되어야 하는데, OFDM 송신기와 OFDM 수신기간의 샘플링 오차로 인하여 발생하는 샘플링 위상 옵셋과 샘플링 주파수 옵셋은 OFDM 시스템의 성능 열화를 초래하게 되므로, 샘플링 주파수 옵셋을 보상해 주어야 한다.
도 2는 OFDM 신호의 프레임 구조도로서, 도 2를 참조하면, OFDM 신호의 슈퍼 프레임은 4개의 프레임(프레임1~프레임4,...)으로 구성되고, 4개의 프레임 각각은 68개의 심볼(심볼0~심볼67)로 구성된다. 68개의 심볼 각각은 보호구간(GI)(21)과 복수의 셀을 갖는 유효 데이터 구간(22)으로 이루어진다.
이때, 상기 유효 데이터 구간(22)은 2k모드인 경우에는 2048개의 셀(셀0~셀2047)로 이루어지고, 8k모드인 경우에는 8192개의 셀(셀0~셀8191)로 이루어진다.
또한, 상기 유효 데이터 구간(22)의 마지막 부분은 상기 보호구간(21)으로 복사된다.
도 3은 OFDM 심볼의 파일럿 및 데이터 구조도로서, 도 3을 참조하면, OFDM 심볼은, 8K모드인 경우에는 6817개의 부반송파로 구성되고, 2K모드인 경우에는 1705개의 부반송파로 구성된다.
또한, 하나의 심벌은 연속 파일럿(Continuous pilot)(31), 분산 파일럿(Scattered pilot)(32) 및 데이터(data)를 포함하는 부반송파(Sub-carrier)(33)로 이루어진다.
한편, DVB-T/H시스템에서, OFDM 심벌 내의 연속 파일럿(31)과 분산 파일럿(32)은 PRBS(Pseudo-Random Binary Sequence)에 의해 수학식 1과 같이 변조되며 부스팅(boosting)된 후에 전송된다. 여기서 PRBS 생성 다항식은 '
Figure 112008087727216-PAT00003
'과 같다.
Figure 112008087727216-PAT00004
상기 수학식 1에서, m은 심벌 번호, k는 부반송파 번호,
Figure 112008087727216-PAT00005
는 k번째 부반송파에 대응되는 k번째 기준 시퀀스의 비트이다.
도 3을 참조하면, 분산 파일럿(31)의 위치는 하기 수학식 2에 의해 결정되고, 4개 심벌마다 동일한 위치가 반복되며, 하나의 심벌 내에서 12개의 부반송파의 간격으로 할당된다. 그리고, 상기 연속 파일럿(32)은 8K 모드에서 177개, 2K 모드에서 45개가 고정된 위치에 할당된다.
Figure 112008087727216-PAT00006
도 1 내지 도 3을 참조하면, 상기 OFDM 수신기에서, 샘플링 이외의 다른 동기가 완벽히 이루어졌다고 가정한다면, 샘플링 주파수 옵셋이 존재하는 주파수 영역의 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00007
)은 하기 수학식 3과 같이 나타낸다.
Figure 112008087727216-PAT00008
상기 수학식 3에서, η는 상대적인 샘플링 주파수 옵셋이며, "η=(T'-T)/T"로 표현되고, 여기서, T는 정격 샘플 주기, T'은 옵셋이 발생한 수신기의 샘플 주기이다.
Figure 112008087727216-PAT00009
는 다중 경로 페이딩 채널의 주파수 응답 특성(CFR : Channel Frequency Response),
Figure 112008087727216-PAT00010
는 평균이 제로(zero)이고 분산이
Figure 112008087727216-PAT00011
인 AWGN(Additive White Gaussian Noise)을 의미한다. N은 FFT의 크기, "
Figure 112008087727216-PAT00012
"와 "
Figure 112008087727216-PAT00013
"는 각각 보호구간과 OFDM 심벌의 길이를 의미한다.
이러한 OFDM 시스템의 일반적인 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은, 연속 파일럿을 이용하는 경우, 주파수 영역에서 연속된 2개의 OFDM 심벌의 동일한 위치의 파일럿간 위상 회전량의 차를 이용하여 옵셋을 추정하며, 이에 따른 샘플링 주파수 옵셋의 추정값(
Figure 112008087727216-PAT00014
)은 하기 수학식 4와 같다.
Figure 112008087727216-PAT00015
상기 수학식 4에서,
Figure 112008087727216-PAT00016
는 연속 파일럿의 집합,
Figure 112008087727216-PAT00017
는 연속 파일럿의 수, 그리고
Figure 112008087727216-PAT00018
는 연속 파일럿간의 간격을 의미한다.
한편, DVB-T/H 시스템의 경우, 샘플링 주파수 옵셋의 추정에 분산 파일럿의 사용이 가능하며, 분산 파일럿의 수가 연속 파일럿의 수보다 많기 때문에 좀 더 정확한 추정이 가능하다. 분산 파일럿을 사용하는 경우에는 샘플링 주파수 옵셋의 추정값(
Figure 112008087727216-PAT00019
)은 하기 수학식 5와 같다.
Figure 112008087727216-PAT00020
상기 수학식 5에서,
Figure 112008087727216-PAT00021
는 분산 파일럿의 집합,
Figure 112008087727216-PAT00022
는 분산 파일럿의 수, 그리고 b는 12로서, 하나의 심볼 내의 분산 파일럿간의 간격을 의미한다.
그런데, 종래 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은, 인접 심벌간의 시간 및 주파수 영역으로의 공액 복소 곱의 연산시에 잡음 및 ICI(Inter Carrier Interference) 성분의 증가로 인한 SNR( Signal to Noise Ratio) 손실이 발생한다는 문제점과, 도플러 주파수가 큰 환경에서는 공액 복소 곱의 연산으로 CFR(CFR : Channel Frequency Response)이 완벽히 제거되지 않는다는 문제점이 있다.
또한, 이러한 잔여 CFR 성분은 덧셈으로 계산되는 잡음 성분과는 달리 신호성분에 곱해지기 때문에 추정에 큰 오차를 유발하므로, 하기 수학식 6은 위와 같은 두 번의 공액 복소 곱의 결과를 보인다.
Figure 112008087727216-PAT00023
상기 수학식 6에서,
Figure 112008087727216-PAT00024
은 CFR의 4차승이며,
Figure 112008087727216-PAT00025
는 CFR과 파일럿 신호, ICI 성분과 AWGN 성분의 조합으로 구성되는 바람직하지 못한 성분이며, 이러한 성분을 제거하여야 한다.
전술한 바와 같이, 상기 수학식 6을 참조하면, 종래 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은 낮은 SNR 및 높은 도플러 주파수 환경에서 추정 성능의 열화가 심각하게 발생한다는 문제점이 있다.
Figure 112008087727216-PAT00026
본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해서 제안된 것으로써, 그 목적은 OFDM 수신기에서, FFT 처리된 신호에 대한 1차 공액 복소곱 연산과 2차 공액 복소곱 연산 사이에 보간 연산을 추가함으로써, 잡음전력을 감소시킬 수 있고, 잡음전력으로 인한 오차를 줄일 수 있으며, 이에 따라 신호대잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)가 낮은 열악한 환경에서도 성능 열화를 개선할 수 있는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법을 제공하는데 있다.
상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 하나의 기술적인 측면은, OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산하는 제1 미분 연산부; 상기 제1 미분 연산부로부터 제1 위상차 정보를 갖는 복소 심볼중 연속되는 두 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복하는 보간부; 상기 보간부로부터의 중간값 복소 심볼중 연속하는 두 중간값 복소 심볼을 공액 복소곱 연산하는 제2 미분 연산부; 및 상기 제2 미분 연산부로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정부를 포함하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치를 제안한다.
본 발명의 하나의 기술적인 측면에서, 상기 보간부는, 상기 반복회수가 2로 설정되면, 상기 두 복소 심볼의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 것을 특징으로 한다.
상기 보간부는, 상기 반복회수가 3 이상으로 설정되면, 상기 두 복소 심볼간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 상기 제1 중간값 복소 심볼간의 제2 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복하는 것을 특징으로 한다.
상기 샘플링 주파수 옵셋 추정부는, 상기 제2 미분 연산부로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
Figure 112008087727216-PAT00027
를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 다른 하나의 기술적인 측면은, OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산하는 제1 미분 연산 단계; 상기 제1 미분 연산 단계로부터 제1 위상차 정보를 갖는 복소 심볼중 연속되는 두 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복하는 보간 단계; 상기 보간 단계로부터의 중간값 복소 심볼중 연속하는 두 중간값 복소 심볼을 공액 복소곱 연산하는 제2 미분 연산 단계; 및 상기 제2 미분 연산 단계로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계를 포함하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법을 제안한다.
본 발명의 다른 하나의 기술적인 측면에서, 상기 보간 단계는, 상기 두 복소 심볼간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하는 제1 보간단계; 및 이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 제2 보간단계를 포함하고, 상기 제2 보간 단계는, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복하는 것을 특징으로 한다.
상기 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계는, 상기 제2 미분 연산 단계로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
Figure 112008087727216-PAT00028
를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 것을 특징으로 한다.
이와같은 본 발명에 의하면, OFDM 수신기에서, FFT 처리된 신호에 대한 1차 공액 복소곱 연산과 2차 공액 복소곱 연산 사이에 보간 연산을 추가함으로써, 잡음전력을 감소시킬 수 있고, 잡음전력으로 인한 오차를 줄일 수 있으며, 이에 따라 신호대잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)가 낮은 열악한 환경에서도 성능 열화를 개선할 수 있는 효과가 있다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
본 발명은 설명되는 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시예는 본 발명 의 기술적 사상에 대한 이해를 돕기 위해서 사용된다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.
도 4는 본 발명에 따른 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치의 블록도이다. 도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치는, OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00029
)들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산하는 제1 미분 연산부(100)와, 상기 제1 미분 연산부(100)로부터 제1 위상차 정보(φ1)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00030
)중 연속되는 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00031
,
Figure 112008087727216-PAT00032
)간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복하는 보간부(200)와, 상기 보간부(200)로부터의 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00033
)중 연속하는 두 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00034
,
Figure 112008087727216-PAT00035
)을 공액 복소곱 연산하는 제2 미분 연산부(300)와, 상기 제2 미분 연산부(300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00036
)을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00037
)을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정부(400)를 포함한다.
상기 보간부(200)는, 일예로, 상기 반복회수가 2로 설정되면, 상기 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00038
,
Figure 112008087727216-PAT00039
)간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구한다.
또는, 상기 보간부(200)는, 다른 일예로, 상기 반복회수가 3 이상으로 설정되면, 상기 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00040
,
Figure 112008087727216-PAT00041
)간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 상기 제1 중간값 복소 심볼간의 제2 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복한다.
상기 샘플링 주파수 옵셋 추정부(400)는, 상기 제2 미분 연산부(300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00042
)에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
Figure 112008087727216-PAT00043
를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00044
)을 추정한다.
도 5는 본 발명에 따른 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법의 플로우챠트이다.
도 5를 참조하면, 본 발명에 따른 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은, OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00045
)들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산하는 제1 미분 연산 단계(S100)와, 상기 제1 미분 연산 단계(S100)로부터 제1 위상차 정보(φ1)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00046
)중 연속되는 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00047
,
Figure 112008087727216-PAT00048
)간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복하는 보간 단계(S200)와, 상기 보간 단계(S200)로부터의 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00049
)중 연속하는 두 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00050
,
Figure 112008087727216-PAT00051
)을 공액 복소곱 연산하는 제2 미분 연산 단 계(S300)와, 상기 제2 미분 연산 단계(S300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00052
)을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00053
)을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계(S400)를 포함한다.
상기 보간 단계(S200)는, 상기 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00054
,
Figure 112008087727216-PAT00055
)간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하는 제1 보간단계와, 이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 제2 보간단계를 포함하고, 상기 제2 보간 단계는, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복한다.
상기 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계(S400)는, 상기 제2 미분 연산 단계(S300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00056
)에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
Figure 112008087727216-PAT00057
를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00058
)을 추정 한다.
도 6은 본 발명에 따른 샘플의 위상 특성 그래프이다.
도 6에서, 1차 미분 연산 후 보간전의 위상 변화(종래기술)와, 4회 보간후의 위상 변화(본 발명)의 차이를 보이고 있다.
도 7은 본 발명에 따른 보간 횟수별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이다. 도 7에서, G21 그래프는 종래기술에 의한 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이고, G22 그래프는 본 발명에 의해 1회 보간후의 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이고, G23 그래프는 본 발명에 의해 2회 보간후의 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이며, G24 그래프는 본 발명에 의해 4회 보간후의 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이다.
도 8은 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프이다. 도 8에서, 종래기술에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 6개의 그래프와, 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 3개의 그래프를 도시하고 있다.
이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명한다.
도 4에서, 본 발명의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치는, 제1 미분 연산부(100)와, 보간부(200)와, 제2 미분 연산부(300) 및 샘플링 주파수 옵셋 추정부(400)를 포함한다.
상기 제1 미분 연산부(100)는, OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00059
)들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산한다. 즉, 상기 제1 미분 연산부(100) 는, 상기 FFT 처리된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00060
)들중 연속되는 두 복소 심벌(
Figure 112008087727216-PAT00061
,
Figure 112008087727216-PAT00062
)의 분산 파일럿간의 위상차 정보(φ1)를 구하고, 하기 수학식 7과 같이 상기 위상차 정보(φ1)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00063
)을 구한다.
Figure 112008087727216-PAT00064
상기 보간부(200)는, 상기 제1 미분 연산부(100)로부터 제1 위상차 정보(φ1)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00065
)중 연속되는 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00066
,
Figure 112008087727216-PAT00067
)간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복한다.
여기서, 상기 반복회수는 1 내지 10중에서 설정될 수 있으며, 1보다 크면 정확도가 향상될 수 있지만, 연산량이 많아지므로 연산속도가 느려질 수 있다.
일예로, 상기 보간부(200)는, 상기 반복회수가 2로 설정되면, 상기 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00068
,
Figure 112008087727216-PAT00069
)간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구한다.
또 다른 일예로, 상기 보간부(200)는, 상기 반복회수가 3 이상으로 설정되면, 상기 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00070
,
Figure 112008087727216-PAT00071
)간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 상 기 제1 중간값 복소 심볼간의 제2 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복한다. 이때, 상기 중간값 복소 심볼을 하기 수학식 8과 같이 구해질 수 있다.
Figure 112008087727216-PAT00072
상기 제2 미분 연산부(300)는, 상기 보간부(200)로부터의 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00073
)중 연속하는 두 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00074
,
Figure 112008087727216-PAT00075
)을 공액 복소곱 연산한다.
즉, 상기 제2 미분 연산부(300)는, 상기 보간부(200)로부터의 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00076
)들중 연속되는 두 복소 심벌(
Figure 112008087727216-PAT00077
,
Figure 112008087727216-PAT00078
)의 위상차 정보(φ2)를 구하고, 하기 수학식 9와 같이 상기 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00079
)을 구한다.
Figure 112008087727216-PAT00080
상기 샘플링 주파수 옵셋 추정부(400)는, 상기 제2 미분 연산부(300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00081
)을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00082
)을 추정한다.
구체적으로는, 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정부(400)는, 상기 제2 미분 연산부(300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00083
)에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
Figure 112008087727216-PAT00084
를 곱하여, 하기 수학식 10과 같이, 상기 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00085
)을 추정한다.
Figure 112008087727216-PAT00086
상기 수학식10에서,
Figure 112008087727216-PAT00087
,
Figure 112008087727216-PAT00088
는 분산 파일럿 간 간격 (b는 파일럿 간 간격) ,
Figure 112008087727216-PAT00089
는 OFDM 심벌의 길이 (N은 FFT 길이),
Figure 112008087727216-PAT00090
는 분산 파일럿 수. 그리고
Figure 112008087727216-PAT00091
는 인터폴레이션의 반복 횟수이다.
이하, 본 발명에 따른 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법에 설명한다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법은, 제1 미분 연산 단계(S100)와, 보간 단계(S200)와, 제2 미분 연산 단계(S300) 및 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계(S400)를 포함한다.
먼저, 도 5를 참조하면, 상기 제1 미분 연산 단계(S100)에서는, OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00092
)들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산한다.
즉, 상기 제1 미분 연산 단계(S100)는, 상기 FFT 처리된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00093
)들중 연속되는 두 복소 심벌(
Figure 112008087727216-PAT00094
,
Figure 112008087727216-PAT00095
)의 분산 파일럿간의 위상차 정보(φ1)를 구하고, 상기 수학식 7과 같이 상기 위상차 정보(φ1)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00096
)을 구한다.
상기 보간 단계(S200)에서는, 상기 제1 미분 연산 단계(S100)로부터 제1 위상차 정보(φ1)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00097
)중 연속되는 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00098
,
Figure 112008087727216-PAT00099
)간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복한다.
여기서, 상기 반복회수는 1 내지 10중에서 설정될 수 있으며, 1보다 크면 정확도가 향상될 수 있지만, 연산량이 많아지므로 연산속도가 느려질 수 있다.
구체적으로 예를 들면, 상기 보간 단계(S200)에서는, 상기 두 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00100
,
Figure 112008087727216-PAT00101
)간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하는 제1 보간단계와, 이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 제2 보간단계를 포함하며, 상기 제2 보간 단계는, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복한다.
이러한 보간 단계는 샘플링 주파수 옵셋으로 인한 수신 신호의 위상 회전이 부반송파 인덱스가 증가함에 따라 선형적으로 증가하는 특성을 이용한다.
즉, 상기 수학식 7에 보인 바와 같이, 샘플링 주파수 옵셋이 발생한 수신된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00102
)에서 신호성분(
Figure 112008087727216-PAT00103
)과 잡음 성분(
Figure 112008087727216-PAT00104
)은 통계적으로 독립이며, 따라서 곱셈 연산 이전에 수신된 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00105
)을 주파수 영역에서 보간함으로써 곱셈 연산 이후의 잡음 성분(
Figure 112008087727216-PAT00106
)을 감소시킬 수 있다.
상기 제2 미분 연산 단계(S300)에서는, 상기 보간 단계(S200)로부터의 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00107
)중 연속하는 두 중간값 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00108
,
Figure 112008087727216-PAT00109
)을 공액 복소곱 연산한다.
즉, 상기 제2 미분 연산 단계(S300)는, 상기 보간단계(S200)로부터의 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00110
)들중 연속되는 두 복소 심벌(
Figure 112008087727216-PAT00111
,
Figure 112008087727216-PAT00112
)의 위상차 정보(φ2)를 구하고, 상기 수학식 9와 같이 상기 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00113
)을 구한다.
그리고, 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계(S400)는, 상기 제2 미분 연산 단계(S300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00114
)을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00115
)을 추정한다.
예를 들어, 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계(S400)는, 상기 제2 미분 연산 단계(S300)로부터 제2 위상차 정보(φ2)를 갖는 복소 심볼(
Figure 112008087727216-PAT00116
)에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
Figure 112008087727216-PAT00117
를 곱하여, 상기 수학식 10과 같이, 상기 샘플링 주파수 옵셋(
Figure 112008087727216-PAT00118
)을 추정한다.
전술한 샘플링 주파수 옵셋의 추정 과정에서는 두 번의 공액 복소곱 연산이 필요하며, 첫 번째 공액 복소곱 이전과 이후의 신호는 부반송파 인덱스가 증가할수록 위상 회전이 선형적으로 증가하는 특징을 보인다.
따라서 보간은 첫 번째 공액 복소 곱 이전과 이후의 두 지점에서 적용 가능하다. 하지만 첫 번째 공액 복소 곱 이전에 복간(Interpolation)을 적용하는 경우에는 반복 횟수가 증가할수록 두 심벌의 수렴값의 차이가 증가하기 때문에 추정 성능 향상을 이룰 수 없으므로 반복적인 연산을 통한 성능 향상을 위해서는 첫 번째 공액 복소 곱 연산 이후의 신호에 대해 보간을 적용하는 것이 타당하다.
전술한 본 발명의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법에 대한 효과를, 도 6 내지 도8을 참조하여 설명한다.
도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 4회 보간후의 위상 변화는, 종래기술에 따른 1차 미분 연산후 보간전의 위상 변화에 비해 훨씬 작다는 것을 알 수 있다.
다른 한편, 본 발명의 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 기술의 성능 검증을 위한 모의실험은 랜덤하게 변하는 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록하였으며, 이 실험 결과를 도 7 및 도 8을 참조하여 설명한다.
먼저, 도 7을 참조하면, 종래기술에 의한 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프(G21)에 비해서, 본 발명에 의해 1회 보간후의 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프(G22), 본 발명에 의해 2회 보간후의 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프(G23), 및 본 발명에 의해 4회 보간후의 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프(G24)를 참조하면, 보간회수 1회 내지 4회에서, 보간 횟수를 증가시킬수록 성능이 향상되는 것을 알 수 있다.
그리고, 도 8을 참조하면, 종래기술에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 6개의 그래프에 비해서, 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능을 보이는 3개의 그래프를 참조하면, 본 발명이 종래기술에 비해 성능이 우수하고, 또한 이동속도가 3Km 내지 350Km 범위 내에서 본 발명에 의한 성능이, 종래기술에 의한 성능보다 우수하다는 것을 알 수 있다.
따라서, 도 7 및 도 8에 보인 바와 같이, 본 발명의 샘플링 주파수 옵셋 추 정 기술은 종래의 샘플링 주파수 옵셋 추정 기술과 비교하였을 때 낮은 SNR과 높은 이동체 속도 환경에서도 매우 탁월한 추정 및 보상이 가능함을 확인 할 수 있다.
전술한 바와 같은 본 발명에서, 본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 샘플링 주파수 옵셋 추정 방식의 연산과정에서 발생하는 잡음 전력의 증폭으로 인한 시스템의 성능 열화를 개선하기 위한 방안에 관한 것이다. 본 발명에서는 샘플링 주파수 옵셋의 추정에 보간(Interpolation)을 사용함으로써 잡음으로 인해 발생하는 오차를 효과적으로 제거하였으며 사용된 인터폴레이션 블록은 구조가 단순하며 반복적인 연산을 통한 추정 성능 향상이 가능하다. 따라서 상대적으로 낮은 SNR 및 높은 도플러 주파수 환경에서 본 발명을 적용함으로서 안정적인 추정이 가능할 것으로 판단된다.
도 1은 전형적인 OFDM 수신기의 블록도.
도 2는 OFDM 신호의 프레임 구조도.
도 3은 OFDM 심볼의 파일럿 및 데이터 구조도.
도 4는 본 발명에 따른 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치의 블록도.
도 5는 본 발명에 따른 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법의 플로우챠트.
도 6은 본 발명에 따른 샘플의 위상 특성 그래프.
도 7은 본 발명에 따른 보간 횟수별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프.
도 8은 본 발명에 따른 이동속도별 신호대잡음비-분산값(MSE) 성능 그래프.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
100 : 제1 미분 연산부
200 : 보간부
300 : 제2 미분 연산부
400 : 샘플링 주파수 옵셋 추정부

Claims (7)

  1. OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산하는 제1 미분 연산부;
    상기 제1 미분 연산부로부터 제1 위상차 정보를 갖는 복소 심볼중 연속되는 두 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복하는 보간부;
    상기 보간부로부터의 중간값 복소 심볼중 연속하는 두 중간값 복소 심볼을 공액 복소곱 연산하는 제2 미분 연산부; 및
    상기 제2 미분 연산부로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정부
    를 포함하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 보간부는,
    상기 반복회수가 2로 설정되면, 상기 두 복소 심볼의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 보간부는,
    상기 반복회수가 3 이상으로 설정되면, 상기 두 복소 심볼간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하고, 상기 제1 중간값 복소 심볼간의 제2 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정부는,
    상기 제2 미분 연산부로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
    Figure 112008087727216-PAT00119
    (여기서,
    Figure 112008087727216-PAT00120
    ,
    Figure 112008087727216-PAT00121
    는 분산 파일럿 간 간격 (b는 파일럿 간 간격) ,
    Figure 112008087727216-PAT00122
    는 OFDM 심벌의 길이 (N은 FFT 길이),
    Figure 112008087727216-PAT00123
    는 분산 파일럿 수. 그리고
    Figure 112008087727216-PAT00124
    는 인터폴레이션의 반복 횟수)를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치.
  5. OFDM 수신기의 FFT 처리된 복소 심볼들 각각의 분산 파일럿을 공액 복소곱 연산하는 제1 미분 연산 단계;
    상기 제1 미분 연산 단계로부터 제1 위상차 정보를 갖는 복소 심볼중 연속되는 두 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 과정을 기설정 반복회수 만큼 반복하는 보간 단계;
    상기 보간 단계로부터의 중간값 복소 심볼중 연속하는 두 중간값 복소 심볼을 공액 복소곱 연산하는 제2 미분 연산 단계; 및
    상기 제2 미분 연산 단계로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼을 이용하여 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계
    를 포함하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 보간 단계는,
    상기 두 복소 심볼간의 제1 중간값 복소 심볼을 구하는 제1 보간단계; 및
    이전 단계에서 구한 중간값 복소 심볼간의 중간값 복소 심볼을 구하는 제2 보간단계를 포함하고,
    상기 제2 보간 단계는, 상기 반복회수에 따라 '반복회수-1' 만큼 반복하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 샘플링 주파수 옵셋 추정 단계는,
    상기 제2 미분 연산 단계로부터 제2 위상차 정보를 갖는 복소 심볼에 아크 탄젠트를 취하여 가산한 후,
    Figure 112008087727216-PAT00125
    (여기서,
    Figure 112008087727216-PAT00126
    ,
    Figure 112008087727216-PAT00127
    는 분산 파일럿 간 간격 (b는 파일럿 간 간격) ,
    Figure 112008087727216-PAT00128
    는 OFDM 심벌의 길이 (N은 FFT 길이),
    Figure 112008087727216-PAT00129
    는 분산 파일럿 수. 그리고
    Figure 112008087727216-PAT00130
    는 인터폴레이션의 반복 횟수)를 곱하여 상기 샘플링 주파수 옵셋을 추정하는 것을 특징으로 하는 OFDM 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 방법.
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