KR20090024952A - Ｏｆｄｍ 수신기의 ｃｆｏ 동기화 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 직교주파수다중분할방식(orthogonal frequency division multiplexing ; 이하 OFDM)으로 변조된 신호를 수신하는 OFDM 수신기의, CFO(Carrier Frequency Offset) 동기화(synchronization) 장치/방법을 개시된다. 본 발명에 따른 OFDM 수신기의 CFO 동기화 방법은, (a) 중복 상관(double correlation)을 이용하는 초기 CFO 유도(initial CFO pull-in) 단계; (b) 중복 상관 및 자동 상관(auto-correaltion)을 각각 독립적으로 조합하여 이용하는, 큰 잔류 CFO 획득(coarse risidue CFO acquisition) 단계; (c) 중복 상관을 이용하여, 작은 잔류 CFO 추적(small risidue CFO tracking) 단계를 구비한다. 본 발명에 의하면 CFO 추적 범위(tracking range)가 너무 작으면 실제로 이용할 수 없게 되고, CFO 추적 범위가 너무 크면, CFO 추정(estimation) 에러가 커지는 문제점을 해결할 수 있다.
Figure P1020070089948
OFDM, CFO 추정, CFO 동기화

Description

ＯＦＤＭ 수신기의 ＣＦＯ 동기화 방법 및 장치{Orthogonal Frequency Division Multiplexing receiver's Carrier Frequency Offset synchronization devie and thereof method}
본 발명은 직교주파수다중분할방식(orthogonal frequency division multiplexing ; 이하 OFDM)으로 변조된 신호를 수신하는 OFDM 수신기에 관한 것으로서, 특히 OFDM 수신기의 CFO(Carrier Frequency Offset) 동기화(synchronization) 장치/방법에 관한 것이다.
최근 청화 대학은 중국향 지상파 디지털 텔레비전(이하, 지상파 DTV) 방송을 위한 새로운 표준안을 제안하였다. 상기 제안서는 지상파 디지털 멀티미디어/텔레비전 방송(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting; 이하, DMB-T)라고 불리는 방송 규격에 관한 것이다. DMB-T에서는 타임 도메인 신크로너스 OFDM (Time Domain Synchronous OFDM; 이하 TDS-OFDM)이라는 새로운 변조 기법(modulation scheme)이 사용된다.
TDS-OFDM의 송신단에서 변조된 후 전송되는 데이터는 사이클릭 프리픽스 OFDM(Cyclic Prefix OFDM ; 이하 CP-OFDM)방식에서 사용되는 방식처럼 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform ; 이하 IDFT)가 적용된다.
하지만, 보호 구간(guard interval)에 CP 대신 의사잡음(pseudonoise;이하 PN)을 삽입하여 훈련신호로써 사용한다.
상기와 같은 방식, 즉, 보호 구간과 훈련신호를 조합(combination)하는 방식은, 방송신호 전송시 오버헤드를 줄일 수 있고, 채널의 사용 효율을 높이며, 방송신호 수신단의 동기부와 채널 추정부의 성능을 향샹시킬 수 있다.
도 1은 TDS-OFDM의 프레임의 구조를 나타낸다.
도 1을 참조하여 TDS-OFDM 프레임(100)에 대해 설명하면 다음과 같다.
상기 TDS-OFDM 프레임(100)은 프레임 헤드(Frame head)와 프레임 바디(Frame body)로 구성된다.
프레임 바디는 전송하려는 데이터가 실린 곳으로서, IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)이 적용되는 IDFT 블럭이고, 일반적으로 상기 IDFT 블럭은 3780개의 스트림 데이터를 포함한다. 즉 IDFT 블럭 크기(Nc)가 3780이다.
프레임 헤드(Frame head)는 프레임 싱크(Frame sync)로도 호칭될 수 있다. 프레임 헤드(Frame head)의 크기는 보호구간의 모드에 따라 달라진다. 보호구간 모드는 일반적으로 1/9와 1/4가 있다.
보호구간이 1/9일 경우에는 프레임 헤드(Frame head)의 크기(Lpn)는 420이고, 보호구간이 1/4일 경우에는 프레임 헤드(Frame head)의 크기는 945이다.
자세히 설명하면, 보호구간이 1/9일 경우, 255개의 PN 시퀀스들에 상기 프리엠블과 상기 포스트엠블이 전후에 추가되어 420개의 데이터로 이루어진 프레임 헤 드가 구성된다. 환언하면, IDFT 블럭의 데이터 3780개의 1/9인 420개의 데이터가 프레임 헤드에 사용된다. 하나의 OFDM 프레임은 420개의 데이터로 이루어진 프레임 헤드와 3780개의 데이터로 이루어진 프레임 바디로 구성된다.
일반적으로 IDFT 블럭의 데이터 3780개의 1/9인 420개의 데이터가 프레임 헤드에 사용된다.
부연하면, 프레임 헤드는 PN 시퀀스로 구성되는데, 상기 프레임 헤드에 사용되는 PN은 오더(order) 가 8(m = 8)인 시퀀스를 사용할 수 있다. m = 8일 경우에는 255개의 서로 다른 시퀀스가 생성될 수 있는데, 상기 시퀀스는 보호구간(guard interval)에 사용되기 위해서, 프리엠블(preamble)과 포스트엠블(postamble)로 확장될 수 있다.
상기 프리엠블(preamble)과 상기 포스트엠블(postamble)은 PN 시퀀스의 사이클릭 익스텐션(cyclic extension; 주기적 확장)을 위한 PN 시퀀스의 반복 구간이다. 예를 들어, 프레임 헤드의 255개의 PN 시퀀스 중 상기 PN 시퀀스의 처음 82개의 PN들은 포스트엠블(Post-amble)로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가되고, 상기 PN 시퀀스의 마지막 83개의 PN들은 프리엠블(Pre-amble)로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가되어 확장된다. 따라서, 전체 프레임 헤드의 크기는 83 + 255 + 82 로서 420(Lpn = Lpre + Lm + Lpost)이 된다.
상기 데이터 프레임(100)의 구조는 보호구간에 따라 달라질 수도 있으며, 각 프레임내 분포하는 데이터의 개수도 다르게 분포하도록 할 수도 있다.
대한민국 공개 발명 제2007-0024298호에는 상술한 바와 같은 데이터 프레임 이 개시되어 있다.
TDS-OFDM 방식은 상술한, 시간영역의 동기신호인 PN 시퀀스(PN sequence) 코드를 이용하여 빠른 동기획득 및 채널을 추정(estimation)한다.
종래에는 이를 위해서 하나의 방법으로, 상관(correlation) 연산이 이용된다. 이는 종래 참조 문헌( Z. W. Zheng, Z. X. Yang, C. Y. Pan, and Y. S. Zhu, "Novel Synchronization for TDS-OFDM-based Digital Television Terrestrial Broadcast Systems", IEEE Trans. Broadcast., vol. 50, no. 2, pp. 148-153, June 2004.)에 개시되어 있다. 즉, 수신 신호(r(n))와 시퀀스(PN(n))의 상관(correlation) 연산을 이용하여, CFO 추적 범위(tracking range)를 구하면, 그 추적 범위는 ±NcΔf/2Lm 값 이하이다. 여기서, Δf는 톤 스페이싱(tone spacing)이고, Nc와 Lm은 도 1에 도시되어 있다. 예를 들어, 각각 Nc= 3780, Δf= 2 KHz, Lm=255 일 때, 추적 범위(tracking range) 값은 ±15 KHz를 넘지 못하며, 이는 실제로 이용되기에는 그 값이 너무 작다는 문제점이 있다.
종래에는 다른 방법으로, 중복 상관(double correlation) 연산이 이용된다. 이는 종래 참조 문헌(F. Tufvesson, O. Edfors, and M. Faulkner, "Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles", in Proc. VTC' 99, vol. 4, pp. 2203-2207, Sept. 1999.)에 개시되어 있다.
상기 참조 문헌에 의한, 중복 상관(double correlation) 연산을 이용하여, CFO 추적 범위(tracking range)를 구하면, CFO 추적 범위(tracking range)를 넓힐 수는 있으나, CFO 추정(estimation) 에러가 커지는 단점이 있다.
즉, 종래의 기술들을 모두 고려해보면, CFO 추적 범위(tracking range)가 너무 작으면 실제로 이용할 수 없게 되고, CFO 추적 범위(tracking range)가 너무 크면, CFO 추정(estimation) 에러가 커지는 문제점이 발생한다.
이를 고려하여 OFDM 수신기의 CFO를 추정(estimation)한 후, CFO를 동기화(synchronization)하는 장치 및 방법에 관한 요구가 대두 되고 있다.
본 발명의 기술적 과제는 상기한 바와 같이, CFO 추적 범위(tracking range)가 너무 작으면 실제로 이용할 수 없게 되고, CFO 추적 범위(tracking range)가 너무 크면, CFO 추정(estimation) 에러가 커지는 문제점을 해결(요구에 부응)할 수 있는 OFDM 수신기의 CFO를 동기화 장치 및 방법을 제공하는 데에 있다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른, 보호구간(Guard interval)에 PN(Pseudo noise) 시퀀스를 훈련신호로 이용하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기의 CFO(Carrier Frequency Offset) 동기화(synchronization) 방법은, 상기 OFDM의 프레임 구조는 프레임 헤드(Frame head)와 프레임 바디(Frame body)로 구성되며,
(a1) CFO 추정값(eΛ)을 계산하기 위한, 제1 상관 연산(이하, C1) 및 제2 상관 연산(이하, C2)을 이용하는 중복 상관(double correlation)에 있어, 상기 C1과 상기 C2 사이의 상관간격(correlation interval, 이하 P)을 소정 값 이하로 하여, CFO 추적 범위(tracking range)를 넓게 함으로써, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 단계; (b1) 상기 (a) 단계에 있어, 상기 P를 소정 값 이상으로 하여, 상기 CFO 추 적 범위를 작게 함으로써, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 단계; 및 (c1) 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하기 위해서, 자동 상관 (auto-correaltion)을 이용하는 단계를 구비한다.
CFO 동기화 방법은, (d1) 각각 독립적인 상기 (b1) 단계 및 상기 (c1) 단계를 조합하여, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 단계를 더 구비할 수 있다.
(a1) 단계의 상관간격 P의 소정 값은, 바람직하게는 44인 것을 특징으로 한다.
(b1) 단계의 상관간격 P의 소정 값은, 바람직하게는 4200인 것을 특징으로 한다.
(c1) 단계의 자동 상관(auto-correaltion)의 그 상관길이(correlation length, 이하 La)는 상기 프레임 헤드(Frame head) 내에 위치하는 프리엠블과 포스트엠블의 크기의 합이고, 그 상관간격(correlation interval, 이하 Q)은 상기 프레임 헤드의 길이에서 상기 La를 뺀 값임을 특징으로 한다.
(d1) 단계는, 상기 (b1) 단계에서 계산되는 페이즈 옵셋(이하 Φl)과 상기 (c1) 단계에서 계산되는 페이즈 옵셋(이하 Φs)을 이용하여, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 보호구간에 PN 시퀀스를 훈련신호로 사용하는 OFDM 수신기의 CFO 동기화 방법은, 상기 OFDM의 프레임 구조는 프레임 헤드와 프레 임 바디로 구성되며,
(a) 중복 상관(double correlation)을 이용하는 초기 CFO 유도(initial CFO pull-in) 단계; 및 (b) 상기 중복 상관 및 자동 상관(auto-correaltion)을 각각 독립적으로 조합하여 이용하는, 큰 잔류 CFO 획득(coarse risidue CFO acquisition) 단계를 구비한다.
CFO 동기화 방법은, (c) 상기 중복 상관을 이용하여, 작은 잔류 CFO 추적(small risidue CFO tracking) 단계를 더 구비할 수 있다.
(a) 단계는, 상기 중복 상관의 파라미터인 상관간격(correlation interval. 이하 P)을 소정 값 이하로 함으로써, CFO 추적 범위(tracking range)를 넓게 하여, 상기 초기 CFO를 유도(pull-in) 하는 것을 특징으로 한다.
(a) 단계의 상관간격 P는, 바람직하게는 그 소정 값을 44 로 하는 것을 특징으로 한다.
(b) 단계는, 중복 상관을 이용하여 계산되는 페이즈 옵셋(이하, Φl)과 상기 자동 상관을 이용하여 계산되는 페이즈 옵셋(이하, Φs)을 이용하여, 상기 큰 잔류 CFO를 획득(acquisition)하는 것을 특징으로 한다.
(b) 단계의 중복 상관은, 그 페이즈 옵셋 Φs를 계산하기 위한 상관간격(correlation interval. 이하 P)을 4200으로 하여, CFO 추적 범위(tracking range)를 좁게 하는 것을 특징으로 한다.
(b) 단계의 자동 상관은, 그 페이즈 옵셋 Φl를 계산하기 위한 상관간격(correlation interval. 이하 Q)은 255인 것을 특징으로 한다.
(c) 단계는, 상기 중복 상관의 파라미터인 상관간격(correlation interval. 이하 P)을 소정 값 이상으로 함으로써, CFO 추적 범위(tracking range)를 좁게 하여, 상기 작은 잔류 CFO를 추적(tracking) 하는 것을 특징으로 한다.
(c) 단계의 상관간격 P는, 그 소정 값을, 4200으로 하는 것을 특징으로 한다.
CFO 동기화 방법은, (d) 상기 (a) 단계에서 초기 CFO를 유도(pull-in) 함에 있어, 상기 초기 CFO를 소정횟수(이하, NL) 만큼 반복 계산한 후, 상기 (b) 단계로 상태 전환(state conversion)하는 단계를 더 구비할 수 있다.
(d) 단계의 소정횟수 NL 은, 바람직하게는 50 인 것을 특징으로 한다.
CFO 동기화 방법은, (e) 상기 (b) 단계에서 큰 잔류 CFO를 획득(acquisition) 함에 있어, 잔류 CFO(residue CFO)가 극히 작은 값임을 의미하는 정수(이하, Kl)가 영(zero)을 소정횟수(이하, M) 만큼 유지하는 지를 판단하여, 상기 (c) 단계로 상태 전환(state conversion)하는 단계를 더 구비할 수 있다.
(e) 단계의 소정횟수 M은 바람직하게는, 5 인 것을 특징으로 한다.
CFO 동기화 방법은, (f) 상기 (c) 단계에서 작은 잔류 CFO를 추적(tracking) 함에 있어, 잔류 CFO(residue CFO)가 극히 작은 값임을 의미하는 정수(이하, Kl)가 영(zero)을 소정횟수(이하, M) 만큼 유지하는 않는지를 판단하여, 상기 (b) 단계로 상태 전환하는 단계를 더 구비할 수 있다.
상기 (f) 단계의 그 소정횟수 M은, 바람직하게는, 5 인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 OFDM 수신기의 CFO 동기화 장치는 ,
상관 연산을 수행하는 상관기; 및 상기 상관기의 출력신호를 이용하여 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 CFO 추정기를 구비하며,
상기 상관기 및 상기 CFO 추정기는, 중복 상관(double correlation)을 이용하여 초기 CFO를 (pull-in) 하고, 상기 중복 상관 및 자동 상관을 각각 독립적으로 이용하여, 큰 잔류 CFO를 획득(acquisition) 하며, 상기 중복 상관을 이용하여, 작은 잔류 CFO를 추적(tracking)하는 것을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명은, CFO 추적 범위(tracking range)가 너무 작으면 실제로 이용할 수 없게 되고, CFO 추적 범위가 너무 크면, CFO 추정(estimation) 에러가 커지는 문제점을 해결할 수 있는 OFDM 수신기의 CFO를 동기화 장치 및 방법을 제공하는 효과가 있다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 이점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 예시적인 실시예를 설명하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 2는 본 발명에 따른 CFO 추정(Carrier Frequency Offset estimation) 장치에 관한 블럭도(200)이다. 본 발명에 따른 CFO 추정 장치(200)는 상관기(210) 및 CFO 추정기(220)를 구비한다.
상관기(Correlator, 210)는 수신 신호(r(n)) 및 자체적으로 발생시킨 로컬 PN(local PN ) 시퀀스를 이용하여 출력신호(rsc(n))를 발생한다.
CFO 추정기(CFO estimator, 220)는 수신 신호(r(n)), 로컬 PN (local PN) 시퀀스(sequence) 및 출력신호(rsc(n))를 이용하여 CFO 추정값(eΛ)을 출력한다. CFO 추정값(eΛ)은 NCO(Numerical Controlled Oscillator, 미도시)에 입력되어 피드백 신호로서 이용된다.
본 발명에 따른 CFO 추정 방법은 단계[I-1], 단계[I-2], 단계[II] 및 단계[III]을 포함한다. 아래에서 각각의 단계를 설명한다.
▶ 단계[I-1]
중복 상관(double correlation)을 이용하여 CFO 추정값(eΛ)을 구한다.
먼저, 2개의 상관(correlation)으로서 제1 상관 연산(이하, C1) 및 제2 상관 연산(이하, C2)은 아래처럼 수학식1 및 수학식2 에서 정의된다.
Figure 112007064570711-PAT00001
Figure 112007064570711-PAT00002
여기서, k0 는 C1 상관의 시작점이다. L은 상관길이(correlation length)이다. * 는 공액(conjugate)를 의미한다. P는 C1과 C2 사이의 상관간격(correlation interval)이다. 아래 수학식3은 C1과 C2 사이의 연산 결과를 나타낸다.
Figure 112007064570711-PAT00003
여기서, n=n0 라 가정하면, 상관 피크 값(correlation peak value)은 C(n0)이며, CFO 추정값(eΛ)는 아래 수학식4와 같다.
Figure 112007064570711-PAT00004
여기서 Nc는 도 1에서와 같이 IDFT 블럭 크기, 즉 일반적으로 3780 이고, P는 C1과 C2 사이의 상관간격(correlation interval)이며, angl(x)는 복소수 x의 위상각(phase angle)을 의미한다.
복소수 x의 위상각, angl(x)는 -π와 +π 사이의 값을 가지므로, CFO 추적 범위(tracking range)는 아래 수학식5와 같다.
Figure 112007064570711-PAT00005
만약, 예를 들어, DVB-T F1와 같은 채널이 이상적(ideal)이라면, 상관 피크 값(correlation peak value) C(n0)는 아래 수학식6과 같다.
Figure 112007064570711-PAT00006
여기서, C1과 C2 사이의 상관간격(correlation interval) P를 작게 하면, 수학식4 에 비추어 볼 때, CFO 추적 범위(tracking range)를 넓게 가져갈 수 있으나, 적어도 상관길이(correlation length) L 과 비슷한 크기를 유지하여야 한다(P≒L). 이는 수학식6에 비추어 볼때, L이 너무 작으면 피크 값을 구하기 어렵기 때문이다.
또한, 프리엠블(preamble, 도 1)과 포스트엠블(postamble, 도 1)에 의해 발생되는, 기생적 피크들(parasitical peaks)을 방지하기 위해서 수학식1 및 수학식2의 k0 를, k0 = Lpost(postamble의 길이, 도1)인 관계를 유지한다.
상술한 바를 고려하여, 단계[I-1]의 파라이터들은 Nc=3780, Lpn=420, Lm=255, Lpre=83, Lpost=82, k0=82, L=45, P=44 인 것이 바람직하다. 이 경우 CFO의 최대 추정값 |eΛ max| ≒ 43 이며, CFO는 ±43으로 추적된다. 도 3은 그 결과에 대한 S-커브(S-curve)를 도시한다. 도 3은 가우시안 백색 잡음(Addictive Gaussian white noise, AWGN) 채널과 DVB-T F1 채널을 예를 들어 도시한다.
상술한 바와 같이 단계[I-1]은 추적 정확도(tracking precision)는 작으나, 추적 범위(tracking range)를 크게 하여, 초기 CFO(initail CFO)를 유도(pull-in) 하는 데 유용하다.
▶ 단계[I-2]
단계[I-2]는 상술한 단계[I-1]과는 달리, 추적 정확도(tracking precision)를 크게 하기 위해서 추적 범위(tracking range)를 작게 하는 것에 특징이 있다. 물론, 추적 범위(tracking range)를 작게 하기 위해서는 상관간격(correlation interval) P를 크게 하여야 한다.
단계[I-2]의 파라이터들은 k0=0, L=255, P = Nc + Lpn = 4200 인 것이 바람직하다. 이 경우 CFO는 ±0.45으로 추적된다. 도 4는 그 결과에 대한 S-커브(S-curve)를 도시한다. 도 4는 특히, DVB-T F1 채널에서 추적 정확도(tracking precision)가 뛰어난 것을 도시한다.
단계[I-2]는 추적 정확도(tracking precision)가 크므로, 잔류 CFO(residual CFO)를 획득(acquisition)하는 데 유용하다.
▶ 단계[II]
단계[II]는 도 1의 프리엠블(preamble)과 포스트엠블(postamble)이 PN 시퀀스의 사이클릭 익스텐션(cyclic extension)인 것을 이용한다. 도 5는 도 1의 프레 임 헤드를 다시 그린 것이다. 이를 이용한 자동 상관(auto-correaltion)은 아래 수학식7 과 같다.
Figure 112007064570711-PAT00007
여기서, 상관길이(correlation length) La는 도 5에 도시된 바와 같이, 프리엠블과 포스트엠블의 크기이다. Q는 상관간격(correlation interval)을 의미한다. 이에 따른, CFO 추정값(eΛ)는 아래 수학식8 과 같다.
Figure 112007064570711-PAT00008
수학식8은 수학식4와 유사하다. 여기서, A(n0)는 상관 피크 값(correlation peak value)이며, 아래 수학식9 와 같다.
Figure 112007064570711-PAT00009
상술한 바에 의할 때, 단계[II]의 파라이터들은 La = Lpn - Lm = Lpre + Lpost = 165, Q = Lm = 255인 것이 바람직하다. 이 경우 CFO는 ±7.4로 추적된다.
단계[II]를 상술한 단계[I-1] 및 단계[I-2]와 비교하면, 아래 표1 과 같다.
단계[I-1] 단계[I-2] 단계[II]
상관길이 (correlation length) L=45 L=255 La=165
상관간격 (correlation interval) P=44 P=4200 Q=255
추적 범위 (tracking range) ±43 ±0.45 ±7.4
단계[II]는 큰 잔류 CFO(coarse residual CFO)를 획득(acquisition)하는 데 유용하다.
▶ 단계[III]
단계[III]는 각각 독립적인 2개의 CFO 추정을 이용하여 새로운 CFO 추정값을 구함으로서 CFO의 추적 범위(tracking range)를 넓히는 것이다. 예를 들어, 상관간격 P=4200 인 단계[I-2]과 상관간격 Q=255 인 단계[II]를 동시에 이용하는 것을 고려할 수 있다.
독립적인 2개의 CFO 추정을 이용하는 단계[III]에 관한 과정은 아래와 같다.
Figure 112007064570711-PAT00010
Figure 112007064570711-PAT00011
수학식10 및 수학식11 에서, Ps와 Pl은 독립적인 2개의 CFO 추정에 관한 상관간격(correlation interval)을 의미한다. 예를 들어, 독립적인 단계[I-2]와 단계[II]를 이용한다면, Pl= 4200 이고, Ps= Q =255 라 가정할 수 있다. 여기서, 첨 자 l은 long의 첫 글자이고, 첨자 s는 short의 첫 글자이다. 그리고, emax 는 단계[III]에서 목적으로 하는 최대 CFO 추적 범위(maximum CFO tracking range)이다. 함수 round(a)는 반올림에 관한 함수로서, 아래 수학식12 에서 정의된다.
Figure 112007064570711-PAT00012
상기 수학식11 과 수학식12를 기초로 하여, 정수 집합 S는 아래 수학식13 처럼 계산된다.
Figure 112007064570711-PAT00013
여기서, Ll과 Ls는 서로 소수(prime) 관계에 있으며, 각각 아래 수학식14 및 수학식15에서 정의된다.
Figure 112007064570711-PAT00014
Figure 112007064570711-PAT00015
상기 수학식14 및 수학식15에서, 함수 gcd(x,y)는 x와 y의 최대공약수(great common divisor)를 의미한다.
여기서, 페이즈 옵셋(phase-offset)을 각각 Φl, Φs 라 가정한다. 예를 들어, 단계[I-2]에서의 페이즈 옵셋을 Φl라 하고, 단계[II]에서의 페이즈 옵셋을 Φs 라 가정할 수 있다. 아래 수학식16 및 수학식17을 구할 수 있다.
Figure 112007064570711-PAT00016
Figure 112007064570711-PAT00017
또한, 수학식13 에서 알 수 있듯이, ks ∈ [-ks - max, ks - max] 이므로, 아래 수학식 18의 우항은 정수임을 알 수 있다.
Figure 112007064570711-PAT00018
상술한 바와 같은 수학식들을 이용하여, 최종적으로, 단계[III]의, 각각 독립적인 2개의 CFO 추정을 이용한 새로운 CFO 추정값(eΛ)은 아래 수학식19와 같다.
Figure 112007064570711-PAT00019
상술한 바와 같이, 단계[I-1], 단계[I-2], 단계[II] 및 단계[III]를 살펴 보았다. 또한, 상술한 바와 같이, 단계[III]는 단계[I-2] 및 단계[II]를 이용하여 구현됨은 알 수 있다.
상술한 단계[I-1], 단계[I-2], 단계[II] 및 단계[III]를 이용하는, 본 발명에 따른 CFO(Carrier Frequency Offset) 동기화(synchronization) 방법은, (a) 초기 CFO 유도(pull-in) 단계; (b) 큰 잔류 CFO 획득(acquisition) 단계; 및 (c) 작은 잔류 CFO 추적(tracking) 단계를 구비한다.
(a) 초기 CFO 유도(initial CFO pull-in) 단계는, 대 규모(large scale) 유도 단계이다. 즉, 상관간격(correlation interval) P를 작게 하여, 추적 범위(tracking range)를 대 규모(large scale)로 가져가는 단계이다. 상술한 단계[I-1]가 이용될 수 있다.
(b) 큰 잔류 CFO 획득(coarse risidue CFO acquisition) 단계는, 작은 규모(small scale) 획득 단계이다. 상술한 단계[III]가 이용될 수 있다. 또한, 단계[III]는 단계[I-2] 및 단계[II]를 이용하여 구현될 수 있다.
(c) 작은 잔류 CFO 추적(small risidue CFO tracking) 단계는, 추적 단계이다. 작은 잔류 CFO를 추적(tracking)하여, 최종 CFO의 크기를 OFDM 디모듈레이션 기준에 맞을 정도로 작게 가져가는 단계이다. 즉, 상관간격(correlation interval) P를 크게 하여, 추적 범위(tracking range)를 작게 가져가는 단계이다. 상술한 단계[I-2]가 이용될 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 CFO(Carrier Frequency Offset) 동기화(synchronization) 방법에 관한 상태 변환 다이어그램(state conversion diagram)이다.
단계(s610)는 초기 CFO 유도(pull-in) 단계이다. 단계(s620)는 큰 잔류 CFO 획득(acquisition) 단계이다. 단계(s630)는 작은 잔류 CFO 추적(tracking) 단계이다.
도 6과 관련된 유사 코드(psuedo code)는 아래 표 2와 같다. 도 6에 도시되어 있는 상태 변환 조건에 관한 각 파라미터들(NL, Kl 등)은 아래의 표 2에서 다시 설명된다.
(s1) Set nl=0, eΛ =0, iteration coefficient ζc, ζf , iterative times NL, M ; (s2) For each received OFDM frame, using step[I-1] with small correlation interval is to obtain one-shot CFO estimate Δe, and the iterative CFO estimate eΛ = eΛ + ζc * Δe, nl= nl+1; (s3) If nl < NL, then go back to step (s2) next OFDM frame, else jump to step (s4); (s4) Set m=0, Tflag=0, Ka=0, parameters of step[II] La, Q, parameters of step[I-2] with large correlation interval K0, L, P, parameter of step[III] emax, then for step[III] Pl=P, Ps=Q; (s5) Generate the phase-offset Φl using step[I-2], generate the phase-offset Φs using step[II], then based on step[III] get integer Kl. If Ka=Kl, then m=m+1, else set m=0, Ka=Kl; (s6) Conversion between state acquisition and state tracking can be implemented as the following program: If (Tflag=0) { // acquisition If (m<M) { Δe=0, eΛ = eΛ; Go back to step (s5) next OFDM frame; } else { m=0; generate Δe according to (수학식19), and eΛ = eΛ+Δe; if (Ka=0) { set Tflag=1; } Go back to step (s5) next OFDM frame; } } else { // tracking If (m<M) { Δe= Φl * Nc /(2πP); eΛ = eΛ + ζf * Δe; Go back to step (s5) next OFDM frame; } else { m=0; if (Ka=0) { Δe= Φl * Nc /(2πP); eΛ = eΛ + ζf * Δe; Go back to step (s5) next OFDM frame; } else { Δe=0, eΛ = eΛ; set Tflag=0; Go back to step (s5) next OFDM frame; } } }
도 6과 표 2를 다시 참조하여, 본 발명에 따른 CFO 동기화 방법을 다시 설명한다. 표 2는 도 6의 다이어그램에 대한 구체적인 실시예로서의 유사 코드(psuedo code)이다.
표 2의 단계(s1) 내지 단계(s3)는 단계(s610, 도 6)와 대응되며, 초기 CFO 유도(pull-in) 단계이다. 작은 연관간격(넓은 추적범위)을 갖는, 상술한 단계[I-1]을 이용하는 단계이다. 비교문, nl < NL을 이용하는 것은, 반복횟수(NL) 만큼 반복하여 계산한 후, 초기 CFO(eΛ)를 유도하기 위함이다.
표 2의 단계(s4) 내지 단계(s6)는 단계(s620, 도 6) 및 단계(s630, 도 6)에 대응한다. 이들은 큰 잔류 CFO 획득(acquisition) 단계 및 작은 잔류 CFO 추적(tracking) 단계이다.
먼저, 획득(acquisition) 단계에서, 비교문, m < M을 이용하는 것은, 상술한 단계[III]를 이용하여 정수 Kl을 계산한 후, 반복횟수(M) 만큼 Kl이 일정한 지를 판단하기 위함이다. 여기서, Ka는 Kl을 임시 저장하기 위해 도입된 파라이터이다. 또한, Ka = 0 인지를 판단하는 것은, Kl = 0 인지를 판단하는 것이다. Kl = 0 이라는 의미는 잔류 CFO(residue CFO)가 극히 작은 값임을 의미한다. 이 상태에서 Tflag = 1 로 셋팅하여, 추적(tracking) 단계로 전환한다.
추적(tracking) 단계에서, Ka = 0 인지를 판단하는 것은, Ka = 0를 계속 유지하는 경우에는 최종적으로 CFO(eΛ)를 계산한다. 그러나, Ka = 0를 유지하지 못하는 경우에는, Tflag = 0 로 셋팅하여, 다시 획득(acquisition) 단계로 되돌아 간다.
이와 같은 과정을 통하여, CFO(Carrier Frequency Offset) 동기화(synchronization)가 수행된다.
아래는 CFO 동기화를 시뮬레이션(simulation)한 일례를 나타낸다.
프레임 구조(도 1)에 관한 파라미터는, Nc=3780, Lpn=420, Lm=255, Lpre=83, Lpost=82 로 셋팅(setting)된다. 작은 상관간격(correlation interval)을 갖는 단계[I-1]에 관한 파라미터는, K0=82, L=45, P=44로 셋팅된다. 큰 상관간격(correlation interval)을 갖는 단계[I-2]에 관한 파라미터는, K0=0, L=255, P=Nc + Lpn = 4200 으로 셋팅된다. 기타 단계[III] 등에 관한 파라미터는 ζc = 1/32, ζf = 1/16, NL = 50, M=5, Q = Lm = 255, emax=14.0 로 셋팅된다.
이러한 파라이터를 기초로 하여 얻어지는 시뮬레이션 결과는 도 7 내지 도 9에 도시된다.
도 7는 정수 F(M)의 탐색 확률(detection probability)을 도시한다. F(M) 함수는 상술한 단계[III]에 관한 수식인, 수학식17 이다. 도 7의 채널 모델 "SFN, 50us"는 그 지연(delay)이 50us 인, 1 에코(echo)를 가지는 2 경로(path) 채널이다. 도 7에서 알 수 있듯이, 높은 탐색 확률(detection probability)은 ±emax 범위 내에서, CFO를 손쉽게 획득할 수 있게 한다.
도 8은 이상적 CFO = -40.0 인 경우의 페루프(close-loop) 시뮬레이션 결과이다. 시뮬레이션에 이용된 채널은 "SFN,50us" 이며, SNR(signal-to-noise-ration)는 10dB 이다. 3 단계, 즉 유도(pull-in), 획득(acquisiton) 및 추적(tracking)이 도시된다.
도 9는 도 8의 추적(tracking)단계를 확대한 도면이다. 도 9를 참조하면, 이상적 CFO = -40.0 인 경우로서, 잔류 CFO 는 ±0.5% 이며, 이는 OFDM 디모듈레이터(demodulator)의 기준을 만족한다.
이상에서는 도면에 도시된 구체적인 실시예를 참고하여 본 발명을 설명하였으나 이는 예시적인 것에 불과하므로, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 기술을 가진 자라면 이로부터 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서 본 발명의 보호 범위는 후술하는 특허청구범위에 의하여 해석되어야 하고, 그와 동등 및 균등한 범위 내에 있는 모든 기술적 사상은 본 발명의 보호 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면에 대한 간단한 설명이 제공된다.
도 1은 TDS-OFDM의 프레임의 구조도이다.
도 2는 본 발명에 따른 CFO 추정(Carrier Frequency Offset estimation) 장치에 관한 블럭도이다.
도 3은 가우시안 백색 잡음(Addictive Gaussian white noise, AWGN) 채널과 DVB-T F1 채널에 대한 시뮬레이션을 도시한다.
도 4는 DVB-T F1 채널에 관한 추적 정확도(tracking precision)를 도시한다.
도 5는 도 1의 프레임 헤드를 다시 그린 것이다.
도 6은 본 발명에 따른 CFO 동기화(synchronization) 방법에 관한 상태 변환 다이어그램(state conversion diagram)이다.
도 7는 정수 F(M)의 탐색 확률(detection probability)을 도시한다.
도 8은 이상적 CFO = -40.0 인 경우의 페루프(close-loop) 시뮬레이션 결과이다.
도 9는 도 8 중의 추적(tracking)단계를 확대한 도면이다.

Claims (22)

  1. 보호구간(Guard interval)에 PN(Pseudo noise) 시퀀스를 훈련신호로 이용하는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기의 CFO(Carrier Frequency Offset) 동기화(synchronization) 방법에 있어서,
    상기 OFDM의 프레임 구조는 프레임 헤드(Frame head)와 프레임 바디(Frame body)로 구성되며,
    (a1) CFO 추정값(eΛ)을 계산하기 위한, 제1 상관 연산(이하, C1) 및 제2 상관 연산(이하, C2)을 이용하는 중복 상관(double correlation)에 있어, 상기 C1과 상기 C2 사이의 상관간격(correlation interval, 이하 P)을 소정 값 이하로 하여, CFO 추적 범위(tracking range)를 넓게 함으로써, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 단계;
    (b1) 상기 (a) 단계에 있어, 상기 P를 소정 값 이상으로 하여, 상기 CFO 추적 범위를 작게 함으로써, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 단계; 및
    (c1) 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하기 위해서, 자동 상관 (auto-correaltion)을 이용하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 CFO 동기화 방법은,
    (d1) 각각 독립적인 상기 (b1) 단계 및 상기 (c1) 단계를 조합하여, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 (a1) 단계는,
    상기 상관간격 P의 소정 값은 44인 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 (b1) 단계는,
    상기 상관간격 P의 소정 값은 4200인 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 (c1) 단계의 자동 상관(auto-correaltion)은,
    그 상관길이(correlation length, 이하 La)는 상기 프레임 헤드(Frame head) 내에 위치하는 프리엠블과 포스트엠블의 크기의 합이고, 그 상관간격(correlation interval, 이하 Q)은 상기 프레임 헤드의 길이에서 상기 La를 뺀 값임을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  6. 제2항에 있어서, 상기 (d1) 단계는,
    상기 (b1) 단계에서 계산되는 페이즈 옵셋(이하 Φl)과 상기 (c1) 단계에서 계산되는 페이즈 옵셋(이하 Φs)을 이용하여, 상기 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  7. 보호구간에 PN 시퀀스를 훈련신호로 사용하는 OFDM 수신기의 CFO 동기화 방법에 있어서,
    상기 OFDM의 프레임 구조는 프레임 헤드와 프레임 바디로 구성되며,
    (a) 중복 상관(double correlation)을 이용하는 초기 CFO 유도(initial CFO pull-in) 단계; 및
    (b) 상기 중복 상관 및 자동 상관(auto-correaltion)을 각각 독립적으로 조합하여 이용하는, 큰 잔류 CFO 획득(coarse risidue CFO acquisition) 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 CFO 동기화 방법은,
    (c) 상기 중복 상관을 이용하여, 작은 잔류 CFO 추적(small risidue CFO tracking) 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  9. 제7항에 있어서, 상기 (a) 단계는,
    상기 중복 상관의 파라미터인 상관간격(correlation interval. 이하 P)을 소 정 값 이하로 함으로써, CFO 추적 범위(tracking range)를 넓게 하여, 상기 초기 CFO를 유도(pull-in) 하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 상관간격 P는,
    그 소정 값을, 44 로 하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  11. 제7항에 있어서, 상기 (b) 단계는,
    상기 중복 상관을 이용하여 계산되는 페이즈 옵셋(이하, Φl)과 상기 자동 상관을 이용하여 계산되는 페이즈 옵셋(이하, Φs)을 이용하여, 상기 큰 잔류 CFO를 획득(acquisition)하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 중복 상관은,
    그 페이즈 옵셋 Φs를 계산하기 위한 상관간격(correlation interval. 이하 P)을 4200으로 하여, CFO 추적 범위(tracking range)를 좁게 하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  13. 제11항에 있어서, 상기 자동 상관은,
    그 페이즈 옵셋 Φl를 계산하기 위한 상관간격(correlation interval. 이하 Q)은 255인 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  14. 제8항에 있어서, 상기 (c) 단계는,
    상기 중복 상관의 파라미터인 상관간격(correlation interval. 이하 P)을 소정 값 이상으로 함으로써, CFO 추적 범위(tracking range)를 좁게 하여, 상기 작은 잔류 CFO를 추적(tracking) 하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 상관간격 P는,
    그 소정 값을, 4200으로 하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  16. 제7항에 있어서, 상기 CFO 동기화 방법은,
    (d) 상기 (a) 단계에서 초기 CFO를 유도(pull-in) 함에 있어, 상기 초기 CFO를 소정횟수(이하, NL) 만큼 반복 계산한 후, 상기 (b) 단계로 상태 전환(state conversion)하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 (d) 단계는,
    그 소정횟수 NL 이 50 인 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  18. 제8항에 있어서, 상기 CFO 동기화 방법은,
    (e) 상기 (b) 단계에서 큰 잔류 CFO를 획득(acquisition) 함에 있어, 잔류 CFO(residue CFO)가 극히 작은 값임을 의미하는 정수(이하, Kl)가 영(zero)을 소정 횟수(이하, M) 만큼 유지하는 지를 판단하여, 상기 (c) 단계로 상태 전환(state conversion)하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 (e) 단계는,
    그 소정횟수 M이 5 인 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  20. 제8항에 있어서, 상기 CFO 동기화 방법은,
    (f) 상기 (c) 단계에서 작은 잔류 CFO를 추적(tracking) 함에 있어, 잔류 CFO(residue CFO)가 극히 작은 값임을 의미하는 정수(이하, Kl)가 영(zero)을 소정횟수(이하, M) 만큼 유지하는 않는지를 판단하여, 상기 (b) 단계로 상태 전환하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 (f) 단계는,
    그 소정횟수 M이 5 인 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 방법.
  22. 보호구간에 PN 시퀀스를 훈련신호로 사용하는 OFDM 수신기의 CFO 동기화 장치에 있어서,
    상관 연산을 수행하는 상관기; 및
    상기 상관기의 출력신호를 이용하여 CFO 추정값(eΛ)을 계산하는 CFO 추정기 를 구비하며,
    상기 상관기 및 상기 CFO 추정기는,
    중복 상관(double correlation)을 이용하여 초기 CFO를 (pull-in) 하고,
    상기 중복 상관 및 자동 상관을 각각 독립적으로 이용하여, 큰 잔류 CFO를 획득(acquisition) 하며,
    상기 중복 상관을 이용하여, 작은 잔류 CFO를 추적(tracking)하는 것을 특징으로 하는 CFO 동기화 장치
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