KR20080089599A

KR20080089599A - 테이프 드라이브 시스템에서 세로 위치 검출 및 위치 에러신호 발생을 위한 동기 서보 채널

Info

Publication number: KR20080089599A
Application number: KR1020087017518A
Authority: KR
Inventors: 지오반니 체루비니; 에반겔로스 엘레프테리우; 젠스 젤리토; 로버트 헛친스
Original assignee: 인터내셔널 비지네스 머신즈 코포레이션
Priority date: 2006-01-26
Filing date: 2007-01-10
Publication date: 2008-10-07
Also published as: DE602007001872D1; US7245450B1; CA2636848C; KR100968177B1; EP1984919A1; CA2636848A1; JP2009524897A; JP5004969B2; CN101361125B; CN101361125A; ATE438912T1; EP1984919B1; US20070171565A1; WO2007085529A1

Abstract

테이프 시스템에서 서보 채널들의 신뢰성을 개선시키기 위해 완전 동기 세로 위치(LPOS) 검출 시스템이 제공된다. 이 시스템은, 공칭 주파수의 클럭을 이용하여 고정된 샘플링 레이트의 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)에 의해 샘플링되는 서보 채널 출력 신호의 보간에 기초하여, 보간된 신호 샘플들이 테이프 속도와는 독립적으로 미리결정된 고정된 레이트에서 얻어지도록 한다. 이 미리결정된 고정된 레이트는 ADC 샘플링 레이트의 계량기준인, 단위 시간당 샘플이 아니라, 단위 길이당 샘플의 관점에서 정의된다. 따라서, 보간기 출력에서 서보 채널 신호가 얻어지는 해상도는 스텝 보간 거리에 의해 결정된다.

테이프 드라이브 시스템, 서보 채널, 세로 위치 검출, 위치 에러 신호

Description

테이프 드라이브 시스템에서 세로 위치 검출 및 위치 에러 신호 발생을 위한 동기 서보 채널{SYNCHRONOUS SERVO CHANNEL FOR LONGITUDINAL POSITION DETECTION AND POSITION ERROR SIGNAL GENERATION IN TAPE DRIVE SYSTEMS}

본 발명은 대체로 자기 테이프 저장 시스템에서 서보 채널 아키텍쳐에 관한 것으로, 특히, 동기 서보 채널 아키텍쳐에 관한 것이다.

타이밍-기반의 서보(TBS)는 90년대 후반, 특히 선형 테이프 드라이브를 위해 개발된 기술이다. TBS 시스템에서, 기록된 서보 패턴들은 2개의 상이한 방위각 경사를 갖는 천이(transition)로 구성되고, 헤드 위치는 패턴을 판독하는 좁은 헤드에 의해 발생된 펄스들의 상대적 타이밍으로부터 유도된다. TBS 패턴들은, 횡단 위치 에러 신호(PES)의 발생에 영향을 주지 않고 추가적인 세로 위치(LPOS) 정보의 인코딩을 허용한다. 이것은 도 1에 도시된 바와 같이, 천이들을 그들의 공칭 패턴 위치로부터 시프팅함으로써 얻어진다. 테이프 시스템에서 전형적으로 2개 전용 서보 채널이 이용가능하며, 이 서보 채널로부터 PES 뿐만 아니라 LPOS 정보가 유도될 수 있다. 선형 테이프 시스템을 위한 타이밍-기반의 트랙 추종 서보는, LTO(Linear Tape Open) 컨소시엄에 의해 소위 LTO 테이프 드라이브 시스템을 위한 표준으로서 채택되었다.

대개, LPOS 정보의 검출은, 서보-채널 출력에서의 쌍비트(dibit) 신호 샘플들의 피크치의 시프트의 관찰에 기초하고 있다. 이러한 접근법은 심각한 제한이 있다:

a) 만일 테이프 속도와는 독립적인 마이크로미터당 샘플수로 표시된 일정한 레이트가 희망된다면, A/D 변환기 샘플링 주파수는 테이프 속도에 따라 변경되어야만 한다. 만일 고정된 샘플링 주파수가 채택된다면, 그 레이트는 테이프 속도에 의존한다.

b) 고정된 샘플링 레이트의 선택의 결과는, LPOS 검출기(피크 검출기)에서의 쌍비트 응답마다의 샘플수는 속도에 따라 가변적이 된다는 것이다.

c) 가속 및 감속 동안에, 즉, 속도가 타겟 속도를 향해 변하는 단계 동안에, 어떠한 신뢰성있는 LPOS 검출도 가능하지 않다.

d) 피크 검출은, 펄스 위치 변조(PPM) 기술을 이용하여 발생되는 LPOS 패턴에 대한 최적의 검출 방법이 아니다.

e) 시간 기준이 없기 때문에 서보 채널의 출력에서의 신호의 시간 전개를 모니터링할 수 있는 가능성이 없다.

f) LPOS 검출 프로세스의 신뢰성의 계량기준(measure)을 가질 가능성이 없다.

도 2에 예시된, 종래 기술의 LPOS 비동기 아키텍쳐를 이용하여 높은 속도에서 충분한 해상도를 지원하기 위하여, 더 높은 ADC 샘플링 레이트가 요구된다. 예를 들어, 만일 가장 높은 타겟 속도가 υ=12.5 m/s이면, ADC 샘플링 레이트를 15 MHz로 가정할 때 0.83 ㎛의 해상도가 얻어진다. 명확하게, 이와 같은 해상도는, +/- 0.25 ㎛의 LPOS 펄스 위치 변조를 해결하기를 원할 때 충분하지가 않다. 특히, 비동기 접근법을 이용하여 0.05 ㎛의 해상도를 얻기 위해 250 MHz의 샘플링 레이트가 필요할 것이다.

본 발명은, 테이프 시스템에서 서보 채널들의 신뢰성을 개선하기 위한 완전 동기 세로 위치(LPOS; Longitudinal Position) 검출 시스템을 제공한다. 본 발명은, 테이프 속도와는 독립적인 미리결정된 고정된 레이트에서 보간된 신호 샘플들이 얻어지도록, 공칭 주파수의 클럭을 이용하여 고정된 샘플링 레이트에서 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)에 의해 샘플링된 서보 채널 출력 신호의 보간에 기초하고 있다. 이 미리결정된 고정된 레이트는, ADC 샘플링 레이트의 계량기준이 되는 단위시간당 샘플이 아니라, 단위길이당 샘플의 관점에서 정의된다. 따라서, 보간기 출력에서 서보 채널 신호가 얻어지는 해상도는 스텝 보간 거리(step interpolation distance)에 의해 결정된다.

제1 양태에서 보았을 때, 본 발명은 자기 테이프 저장 시스템에서 세로 위치(LPOS) 검출을 위한 방법을 제공한다. 이 방법은, 자기 테이프가 소정 속도로 서보 판독기를 세로로 가로질러 통과하도록 자기 테이프 저장 시스템을 동작시키는 단계로서, 상기 테이프는 LPOS 정보가 임베딩되어 있는 기록된 서보 버스트 패턴을 포함하는 것인, 상기 자기 테이프 저장 시스템을 동작시키는 단계와; 서보 판독기를 가로질러 통과하는 단위 테이프 길이당 샘플수의 관점에서 정의된 미리결정된 고정된 샘플링 레이트를 확립하는 단계와; 상기 서보 판독기로부터 서보 채널 출력 신호를 발생하는 단계와; 공칭 주파수에서 클럭을 발생하는 단계와; 상기 공칭 클럭 주파수에서 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)로 상기 서보 채널 출력 신호를 샘플링하는 단계와; 상기 ADC로부터의 상기 서보 채널 출력 신호 샘플들을 보간하는 단계와; 상기 테이프의 속도와는 독립적인 상기 고정된 샘플링 레이트에서 보간된 신호 샘플열을 발생하는 단계와; 상기 보간된 신호 샘플열로부터 LPOS 신호를 발생하는 단계를 포함한다.

양호하게는, 본 발명은 LPOS 신호를 발생하는 방법을 제공한다. 이 방법은, 타이밍-기반의 서보 버스트를 얻는 단계와; 위치 에러 신호를 발생하기 위해 개개의 쌍비트들의 제로 교차점간의 거리를 측정하는 단계를 포함한다.

양호하게는, 본 발명은 변화하는 테이프 속도 및 일정한 테이프 속도의 기간 동안에 LPOS 신호가 발생되는 방법을 제공한다.

양호하게는, 본 발명은, LPOS 검출에 대한 근사 최고 속도가 vmax = Lp * (fs/2)로 표시되는 방법을 제공한다. 여기서, Lp는 서보 버스트 패턴에서의 자기 천이들간의 ㎛로 표시된 최소 거리이고, fs는 MHz로 표시된 고정된 샘플링 레이트이다.

제2 양태에서 보았을 때, 본 발명은 자기 데이터 저장 테이프를 위한 동기 세로 위치(LPOS) 검출 시스템을 제공한다. 이 시스템은, 공칭 주파수에서 클럭 신호를 발생하는 클럭과; 서보 판독기를 세로로 가로질러 통과하는 단위 테이프 길이당 샘플수의 관점에서 정의된 미리결정된 고정된 샘플링 레이트를 확립하기 위한 수단으로서, 상기 테이프는 LPOS 정보가 임베딩되어 있는 기록된 서보 버스트 패턴을 포함하는 것인, 상기 미리결정된 고정된 샘플링 레이트를 확립하기 위한 수단과; 아날로그-대-디지털 변환기로서, 상기 클럭 신호를 수신하도록 결합된 입력, 상기 서보 판독기로부터 서보 채널 출력 신호를 수신하도록 결합된 입력, 공칭 클럭 주파수에서 상기 서보 채널 출력 신호를 샘플링하기 위한 수단, 및 서보 신호 샘플을 출력하기 위한 수단을 포함하는 상기 아날로그-대-디지털 변환기와; 상기 클럭 신호를 수신하도록 결합된 입력을 갖는 타이밍 기반 발생기와; 상기 타이밍 기반 발생기에 응답하는 버스트 보간기로서, 상기 ADC로부터 상기 서보 신호 샘플을 수신하도록 결합된 제1 입력, 및 상기 테이프의 속도와는 독립적인 상기 고정된 샘플링 레이트에서 상기 서보 신호 샘플들을 보간하여 보간된 신호 샘플열을 출력하기 위한 수단을 포함하는 상기 버스트 보간기와; LPOS 검출기로서, 상기 버스트 보간기로부터 보간된 신호 샘플열을 수신하도록 결합된 입력, 상기 버스트 보간기의 제2 입력에 제어 신호를 전송하도록 결합된 제1 출력, 및 보간된 신호 샘플열로부터 LPOS 출력 신호를 발생하기 위한 수단을 포함하는, 상기 LPOS 검출기를 포함한다.

양호하게는, 본 발명은, LPOS 출력 신호를 발생하기 위한 수단이 개개의 쌍비트들의 제로 교차점 사이의 거리를 측정하기 위한 수단을 포함하는 것인, LPOS 검출 시스템을 제공한다.

양호하게는, 본 발명은, LPOS 출력 신호가 변화하는 테이프 속도 및 일정한 테이프 속도의 기간 동안에 발생되는 것인, LPOS 검출 시스템을 제공한다.

양호하게는, 본 발명은, LPOS 검출에 대한 근사 최고 속도는 vmax = Lp * (fs/2)로 표시되는 LPOS 검출 시스템을 제공한다. 여기서, Lp는 서보 버스트 패턴에서의 자기 천이들간의 ㎛로 표시된 최소 거리이고, fs는 MHz로 표시된 고정된 샘플링 레이트이다.

제3 양태에서 보았을 때, 본 발명은 디지털 컴퓨터의 내부 메모리 내에 로딩가능한 컴퓨터 프로그램으로서, 상기 프로그램이 컴퓨터에서 실행될 때 전술한 바와 같은 본 발명의 단계들을 실행하도록 수행하기 위한 소프트웨어 코드 부분들을 포함하는 컴퓨터 프로그램을 제공한다.

제4 양태에 보았을 때, 본 발명은 프로그래머블 컴퓨터와 함께 사용할 수 있는 컴퓨터 판독가능한 매체의 컴퓨터 프로그램 제품을 제공한다. 이 컴퓨터 프로그램 제품은 자기 테이프 저장 시스템에서 세로 위치(LPOS) 검출을 위해 그 내부에 임베딩된 컴퓨터 판독가능한 코드를 가지며, 이 컴퓨터 판독가능한 코드는, 자기 테이프가 소정 속도로 서보 판독기를 세로로 가로질러 통과하도록 자기 테이프 저장 시스템을 동작시키는 단계로서, 상기 테이프는 LPOS 정보가 임베딩되어 있는 기록된 서보 버스트 패턴을 포함하는 것인, 상기 자기 테이프 저장 시스템을 동작시키는 단계와; 서보 판독기를 가로질러 통과하는 단위 테이프 길이당 샘플수의 관점에서 정의된 미리결정된 고정된 샘플링 레이트를 확립하는 단계와; 상기 서보 판독기로부터 서보 채널 출력 신호를 발생하는 단계와; 공칭 주파수에서 클럭을 발생하는 단계와; 상기 공칭 클럭 주파수에서 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)로 상기 서보 채널 출력 신호를 샘플링하는 단계와; 상기 ADC로부터의 상기 서보 채널 출력 신호 샘플들을 보간하는 단계와; 상기 테이프의 속도와는 독립적인 상기 고정된 샘플링 레이트에서 보간된 신호 샘플열을 발생하는 단계와; 상기 보간된 신호 샘플열로부터 LPOS 신호를 발생하는 단계를 위한 명령어를 포함한다.

양호하게는, 본 발명은, LPOS 신호를 발생하기 위한 명령어가 타이밍-기반의 서보 버스트를 얻고, 위치 에러 신호를 발생하기 위해 개개의 쌍비트들의 제로 교차점 사이의 거리를 측정하기 위한 명령어를 포함하는 것인, 컴퓨터 프로그램 제품을 제공한다.

양호하게는, 본 발명은, LPOS 신호가 변화하는 테이프 속도 및 일정한 테이프 속도의 기간 동안에 발생되는 것인, 컴퓨터 프로그램 제품을 제공한다.

양호하게는, 본 발명은, LPOS 검출에 대한 근사 최고 속도가 vmax = Lp * (fs/2)로 표시되는 LPOS 검출 시스템을 제공한다. 여기서, Lp는 서보 버스트 패턴에서의 자기 천이들간의 ㎛로 표시된 최소 거리이고, fs는 MHz로 표시된 고정된 샘플링 레이트이다.

도 1은 임베딩된 LPOS 정보를 갖는 서보 버스트의 LTO 스펙을 예시하고 있다.

도 2는 종래 기술의 LPOS 비동기 검출 아키텍쳐의 블럭도를 예시한다.

도 3은 본 발명의 LPOS 동기 아키텍쳐의 블럭도를 예시한다.

도 4는 본 발명의 구현될 수 있는 동기 서보 채널의 블럭도를 예시한다.

도 5는 초기 획득 프로세스를 기술하는 플로차트이다.

도 6은 테이프 속도 및 y-위치 추정치의 계산을 위한 피크 도달 시간들간의 간격의 플롯이다.

도 7은 올바른 획득의 가능성의 플롯이다.

도 8은 잘못된 획득의 가능성의 플롯이다.

도 9는 서보 채널 출력에서의 신호-대-잡음비에 관한 속도 에러의 정규화된 표준 편차의 플롯이다.

도 10은 서보 채널 출력에서의 신호-대-잡음비에 관한 평균 획득 시간의 플롯이다.

도 11a는 쌍비트 펄스의 자기상관의 플롯이다.

도 11b는 자기상관 함수의 편미분의 플롯이다.

도 12는 타이밍 기반 발생 시스템의 동작의 블럭도를 예시한다.

도 13은 타이밍 기반 발생 시스템의 더 상세한 블럭도를 예시한다.

도 14는 타이밍 기반 발생 시스템의 선형 등가 모델을 예시한다.

도 15는 타이밍 기반 발생 시스템의 간략화된 모델을 예시한다.

도 16a 및 16b는 각각 υ=0.5 m/s 및 υ=12.5 m/s에 대해 보간된 신호 샘플들 및 타이밍 위상 수렴의 플롯을 예시한다.

도 17은 비동기 모니터링 기능의 동작을 기술하는 플로차트이다.

도 18은 관찰 윈도우의 발생을 예시하는 타이밍도이다.

도 19는 동기 모니터링 기능의 블럭도를 예시한다.

도 20a 및 20b는 각각 υ=6 m/s 및 υ=12 m/s에 대해 y-위치 추정치의 평균 및 표준 편차의 플롯을 예시한다.

도 21a 및 21b는 각각 υ=6 m/s 및 υ=12 m/s에 대해 테이프 속도 추정치의 표준 편차의 플롯을 예시한다.

도 22는 피크 검출에 기초한 LPOS 심볼들에 대한 다수 디코딩 룰(majority decoding rule)의 예시와 테이블이다.

도 23은 최적 LPOS 검출 시스템의 블럭도를 예시한다.

도 24a 및 24b는, 각각 A, B 버스트 내의 제2 및 제4 쌍비트에서의 메트릭 계산에 대한 정합된-필터 파형의 플롯이다.

도 25는 간략화된 LPOS 심볼 검출 시스템의 블럭도를 예시한다.

도 26a 및 26b는 테이프 가속 동안에 각각 추정된 속도와 계산된 메트릭 값들의 플롯들이다.

도 27은 SDR 및 심볼 결정 신뢰도 추정치의 발생을 위한 시스템의 블럭도를 예시한다.

동기 서보 채널 아키텍쳐

본 발명의 아키텍쳐와 더불어, 동적 보간기는, 잠재적 알리아싱의 영향 때문에 발생하는 제한만 제외하고는, 검출기 입력에서의 임의의 샘플링 레이트를 허용한다. 예를 들어, Lp=2.1㎛로 주어진 자기 천이들간의 거리의 경우, 15MHz의 고정된 ADC 클럭과 더불어 알리아싱 영향없이 달성할 수 있는 최대 속도 υ_max = 2.1 ×(15 / 2) = 15.75 m/s이다. 이 경우 0.05㎛의 해상도를 달성하기 위한 버스트 보간기 이후의 등가 샘플링 주파수는 315 MHz와 같다. 주목할 점은, 이것은 비동기 아키텍쳐에서 요구되는 고정된 샘플링 주파수일 것이라는 점이다.

도 3은 본 발명의 동기 LPOS 검출 아키텍쳐(400)의 기본 구축 블럭을 예시한다. 단위 길이당 샘플수는 고정되고 버스트 보간기 이후의 속도와는 독립적이므로, 노이즈의 존재하에 PPM의 최적 검출을 위해 정합된 필터 접근법이 채택될 수 있다. 정합된 필터는 단위 길이당 고정된 샘플수를 가질 것이다. 또한, 위치-에러 신호 및 속도 추정치는, 타이밍 기반의 서보 버스트들의 개개의 쌍비트들의 제로 교차점들간의 거리를 측정함으로써 얻어질 수 있다. 신뢰성있는 위치 에러 신호 발생, 속도 추정, 및 LPOS 검출이, 램프-업, 램프-다운 동안, 및 하기와 같이 제1 근사치가 주어지는 최대 속도까지의 임의의 일정한 테이프 속도에 대해 달성된다.

(1)

여기서, Lp는 ㎛로 표시된 자기 천이들간의 최소 거리이고, fs는 MHz로 표시된 ADC의 고정된 샘플링 레이트이다. 서보-채널 선택을 위한 신호-대-잡음 플러스 왜곡비의 모니터링도 역시 지원될 수 있다.

도 4는 동기 서보 채널(400)의 더 상세한 블럭도를 도시하고 있다. 동기 서보 채널 파라미터들의 초기 획득은 획득 회로(402)에 의해 수행된다. 서보 채널 동작의 모니터링 뿐만 아니라 테이프 속도와 y-위치 추정치가 파라미터 추정 블 럭(404)에 의해 제공된다. 테이프 속도와는 독립적으로 미리결정된 고정된 레이트에서 얻어지도록 보간된 신호 샘플들이 발생되어야 하는 순시점은, 타이밍-기반 발생 블럭(1300)에 의해 결정된다. 마지막으로, LPOS 심볼 결정은, 최적 LPOS 검출 블럭(2300)에 의해 초래된다.

동기 서보 채널 파라미터들의 초기 획득

동기 서보 채널의 설계를 위한 주요 문제점들 중 하나는, 타이밍 기반의 기저 신호 보간의 발생을 위한 공칭 스텝 보간 구간(interval)과 초기 순시점의 결정이다. 테이프가 마이크로미터로 표시되는 공칭 스텝 보간 거리 x_i를 이동하는데 걸리는 시간인, 마이크로초로 표시되는 공칭 스텝 보간 구간 T_i는,

(2)

로 주어진다. 여기서, υ는 m/s 단위의 테이프 속도를 가리킨다. 또한, 정합된 필터링에 기초한 최적의 LPOS 심볼 검출을 위해, 서보 판독기의 횡단 (y) 위치에 대한 지식이 역시 필요하다. 초기 획득 프로세스의 결과로서, 초기 순시점 및 공칭 스템 보간 구간외에, 테이프 속도 및 y-위치의 신뢰성있는 추정치를 얻는 것이 필요하다.

초기 획득은, 테이프 속도 또는 y-위치에 대한 임의의 선행 지식없이 아날로그-대-디지털 변환기(ADC) 출력 신호 샘플열을 이용하여 수행되어야 한다. 따라서, LTO 테이프 드라이브 시스템의 경우 전형적으로는 0.5 m/s 내지 12.5 m/s의 범 위에 있는, 넓은 범위의 테이프 속도에 대해 채널 파라미터들의 신뢰성있는 초기 획득을 달성하는 방법을 고안하는 것이 중요하다. ADC의 샘플링 주파수는 고정되고 전형적으로는 15 MHz 내지 24 MHz의 범위에 있기 때문에, 낮은 테이프 속도의 경우에는 서보 버스트의 쌍비트당 몇개의 샘플이 얻어지는 반면, 높은 테이프 속도의 경우에는 서보 버스트의 쌍비트당 극소수의 샘플들만이 획득 회로에 제공될 것이다. 초기 획득의 시작시에는 어떠한 타이밍 정보도 이용가능하지 않기 때문에, 획득 방법은 서보 버스트의 쌍비트의 피크의 관찰에 의존할 것이다. 대개, 만일 채널 출력 신호 샘플의 절대값이 주어진 임계치를 초과한다면, 서보 버스트의 쌍비트의 양 또는 음의 피크가 검출된다. 따라서, 낮은 속도의 경우, 획득 방법은, 단일 쌍비트로부터의 몇개의 연속된 신호 샘플들이 임계치를 초과하더라도 고유한 피크를 검출할 능력을 가져야 한다. 높은 속도의 경우, 쌍비트의 양 또는 음의 피크로부터 어떠한 신호 샘플도 임계치를 초과하지 않는 경우에도 대처할 수 있어야 한다. 주목할 점은, 서보 프레임은, 도 1에 예시된 바와 같이, C, D, A, 및 B 서보 버스트열에 의해 식별된다는 것이다.

본 발명은 또한 서보 프레임 내의 [4 4 5 5] 버스트들의 유효 시퀀스의 식별에 기초하여 동기 서보 채널 파라미터들의 초기 획득을 제공한다. 이것은, 서보 버스트 내의 쌍비트의 양의 피크와 음의 피크들 사이의 시간 간격의 대략적 추정을 통해 달성된다.

초기 획득을 위한 방법을 기술하는 플로차트가 도 5에 도시되어 있다. 획득 프로세스의 시작시에, 이하의 변수들 및 어레이들이 초기화된다(단계 500).

a) acqFlag = 0, 획득 플래그는 동기 서보 채널이 획득 모드에 있다는 것을 가리킨다.

b) k = 0, 카운터는 각각의 샘플링 순간에 1씩 증분된다.

c) n = 0, 인덱스는, 신호 샘플의 절대값이 thres로 표기된 주어진 임계값을 초과할 때마다 1씩 증분된다.

d) Np = 0, 양이든 음이든 쌍비트 피크의 갯수가 서보 버스 내에서 검출된다.

e) Tp = Tp,max, 쌍비트의 2개 피크간의 시간 간격의 대략적 추정치; 초기값 Tp,max는, 주어진 범위 내의 모든 테이프 속도에 대해 쌍비트 피크들간의 시간 간격이 Tp,max보다 작도록 선택된다.

f) . = [], 해당 요소들이 피크 도달 시간에 의해 주어지는 벡터.

g) p = [], 해당 요소들이 서보 버스트 내의 검출된 피크들의 갯수에 의해 주어지는 벡터.

각각의 샘플링 순간에 카운터는 1씩 증분되고(단계 502), 주어진 maxCnt 값과 비교된다(단계 504): 만일 카운터가 maxCnt를 초과하는 경우, 타임아웃 기간이 만료되고(단계 506), 획득 프로세스가 재시작된다. 그렇지 않은 경우, |r_k|로 표시된 시간 k에서의 신호 샘플의 절대값이 주어진 임계치와 비교된다(단계 508). 만일 |r_k|가 임계치를 초과한다면, 양이든 음이든 쌍비트의 피크에 대응하여 신호 샘플이 얻어졌을 가능성이 높다. 이 경우, 인덱스 n은 1만큼 증분되고, n번째 피크 도달 시간 및 신호 샘플은 각각 t_n=KT 및 r_n = r_k로서 저장된다(단계 510). 여기서 T는 고정된 샘플링 간격을 나타낸다. 앞서 언급한 바와 같이, 그 절대값이 임계치를 초과하는 신호 샘플이 이미 검출된 피크에 속하는지 또는 새로운 피크에 속하는지의 여부를 판정하는 것이 필요하다. 이 목적을 위해, r_n의 부호는, sgn(r_n-1)로 주어지는, 그 절대값이 임계치를 초과하는 이전 샘플의 부호와 비교된다(단계 512).

만일 sgn(r_n) ≠ sgn(r_n-1)이라면, 2개 샘플들이 별개의 피크에 속할 확률이 있다. 2개 샘플들간의 시간 간격, t_n - t_n-1은 쌍비트의 피크들간의 시간 간격의 현재 추정치와 비교된다(단계 514). 만일 T_p > t_n - t_n-1이라면, 그 추정치는 갱신되고 새로운 값 T_p = t_n - t_n-1을 부여받는다. 주목할 점은, 획득 프로세스 동안에, T_p는 쌍비트의 피크들간의 시간 간격의 희망 추정치를 산출하는 값을 향해 단조 감소한다는 점이다. t_n은 새로운 피크의 도달 시간이므로, 그 값은 벡터 τ에 부가되고, 피크 카운트 N_p는 1만큼 증분된다(단계 518). 이 시점에서, 새로운 피크가 현재 고려되고 있는 서보 버스트의 쌍비트에 속하는지 또는 새로운 버스트의 쌍비트에 속하는지의 여부를 결정하는 것이 필요하다. 이 목적을 위해, 시간차 t_n - t_n-1가 값 mT_p와 비교된다(단계 520). 여기서, m은 상수로서, T_p가 쌍비트의 피크들 사이의 공칭 간격과 같다고 가정할 때, 모든 테이프 속도 및 서보 판독기의 모든 횡 단 위치들에 대해, 동일한 버스트 내의 연속된 쌍비트들의 피크들간의 시간 간격이 mTp보다 작고, 상이한 버스트 내의 연속된 쌍비트들의 피크들간의 시간 간격은 mTp보다 크도록 선택되는 상수이다. 만일 t_n - t_n-1> mT_p이라면, 새로운 버스트가 검출되고, 이전 버스트에서 검출된 피크들의 갯수의 값 N_p - 1이 벡터 p에 부가되고, 현재 버스트에 대한 피크 카운트 N_p는 1로 초기화된다(단계 522). 이제 벡터 p의 마지막 4개 요소들은, [8 8 10 10]인 서보 프레임의 서보 버스트들에서의 피크들의 갯수열에 대응하는지의 여부를 검증하는 것만이 남는다(단계 524). 긍정적인 경우, (도 1 참조) 서보 버스트들의 시퀀스 [C D A B]에 대응하는 [4 4 5 5] 버스트들의 시퀀스가 식별되고, 동기 서보 채널 동작을 개시하기 위한 초기화 파라미터들이 계산될 수 있다(단계 526). 그렇지 않다면, 획득 프로세스는 다음 샘플링 간격을 계속한다(단계 502).

만일 sgn(r_n) = sgn(r_n-1)이라면, 2가지 경우가 고려되어야만 한다. 만일 T_p ≥ t_n - t_n-1이면(단계 528), 높은 확률로 2개 샘플들은 동일한 피크에 속하며, 벡터 τ 및 p 및 변수 N_p를 갱신하기 위한 어떠한 동작도 취해지지 않으며, 획득 프로세스는 다음 샘플링 간격을 계속한다(단계 502). 만일 T_p < t_n - t_n-1이면, 높은 확률로, 2개 샘플들이 연속된 쌍비트에 속하는 동일한 극성의 피크로부터 얻어지고, 피크 검출 놓침 이벤트가 발생한다. 이 경우, t'_n 및 t_n으로 표기된 2개의 피크 도 달 시간값들은 벡터 τ에 부가되고, 피크 카운트 N_p는 2만큼 증분된다(단계 530). 놓친 피크의 도착 시간 t'_n의 추정치는, 놓친 피크의 극성, 쌍비트의 피크들간의 시간 간격의 추정치 T_p, 및 테이프의 이동 방향에 대한 지식으로부터 얻어진다. 순방향 테이프 이동의 경우, 서보 채널의 출력에서 양의 극성을 갖는 쌍비트 피크가 먼저 얻어지는 반면, 역방향 테이프 이동의 경우 음의 극성을 갖는 피크가 먼저 얻어진다. 따라서, 만일 테이프가 순방향으로 움직이고 있고 놓친 피크의 극성이 음이거나, 또는 만일 테이프가 역방향으로 움직이고 있고 놓친 피크의 극성이 양이라면, 놓친 피크 도달 시간은 t'_n = t_n-1 + T_p로서 추정되고, 그외의 경우에는 t'_n = t_n - T_p로서 추정된다. 앞서 이미 논의된 바와 같이, 이 시점에서, 새로운 피크가 현재 고려되고 있는 서보 버스트의 쌍비트에 속하는지 또는 새로운 버스트의 쌍비트에 속하는지의 여부를 결정하는 것이 필요하다(단계 532). 만일 t_n - t_n-1 > mT_p이면, 새로운 버스트가 검출되고, 다시 한번, 다음 단계들을 결정하기 위해 테이프 이동의 방향을 고려하는 것이 필요하다(단계 534). 도 5의 플로차트에서, 순방향의 테이프 이동이 가정된다. 역방향의 경우에도 비슷한 절차가 적용될 수 있다. 만일 검출된 피크가 양의 극성을 가진다면, 이것은 새로운 버스트의 제1 피크에 대응할 확률이 높다. 그 다음, 값 N_p - 1이 벡터 p에 부가되고, 현재의 버스트에 대한 피크 카운트 N_p는 1로 초기화된다(단계 536). 그 다음 벡터 p의 마지막 4개 요소들이 시퀀스 [8 8 10 10]에 대해 검사된다(단계 538). 반면, 만일 검출된 피크 가 음의 극성을 가진다면, 새로운 버스트의 제1 피크를 놓쳐버렸을 가능성이 높다. 그 다음, 값 N_p - 2가 벡터 p에 부가되고, 현재 버스트에 대한 피크 카운트 N_p가 2로 초기화된다(단계 540). 주목할 점은, 이 경우에, 획득 시스템의 구현 복잡성을 줄이기 위해 (도 1 참조) "C 버스트"의 제1 쌍비트의 제1 피크의 검출시에 "획득" 모드로부터 "트래킹" 모드로의 천이가 발생하는 것으로 가정되기 때문에, 벡터 p의 마지막 4개 요소들은 시퀀스 [8 8 10 10]에 대해 검사되지 않는다는 점이다.

벡터 p의 마지막 4개 요소들에서 시퀀스 [8 8 10 10]가 검출되자마자, 동기 채널 동작을 개시하는데 필요한 다양한 파라미터들이 계산되고 변수 acqFlag가 1로 세트(단계 526)되어 획득 프로세스의 성공적인 완료를 가리킨다. 도 6에 예시된 바와 같이, 테이프 속도 및 y-위치 추정치의 계산에 대해 버스트 C, D, 및 A의 피크 도달 시간이 고려된다고 가정하면, 희망하는 추정치들은 각각 하기와 같이 주어진다(단계 526).

(3)

그리고

(4)

여기서 순방향 테이프 이동의 경우

이고, 역방향 테이프 이동에 대하여

95 ㎛이다. 획득 프로세스의 완료시에, 동기 서보 채널 동작은 초기 순 시점 t_i,0=t_n에서 시작하며, 공칭 스텝 보간 간격은, 타이밍 기반의 기저 신호 보간의 발생에 대해 T_i,0 = x_i / υ_est,0으로 설정된다(단계 526). 획득 프로세스는 또한 하기와 같이 주어지는 파라미터를 제공한다.

(5)

여기서,

는 z와 같거나 더 작은 가장 큰 정수를 가리킨다. 이 파라미터는, 타이밍 복구 루프에 의해 제1 타이밍 조절을 위해 사용될, c 버스트 내의 제1 쌍비트의 제로 교차점에 대응하는 샘플로부터 현재의 샘플을 분리하는, x_i의 배수로 된, 보간 스텝들의 추정된 갯수를 가리킨다.

획득 회로(402)의 구현시에, 벡터 τ 및 p는 각각 길이 36 및 4의 지연 라인들로서 구현된다. 또한, 주목할 점은, 추정치의 계산에 대해 이 회로에 의해 도입되는 레이턴시는 서보 버스트들간의 시간 갭보다 작아야 한다는 점이다. 게다가, 신뢰성있는 테이프 속도 및 y-위치 추정치를 얻기 위해서, 높은 정확도로 양의 숫자들간의 나눗셈을 수행하는 회로를 구현하는 것이 필요하다. 상기 요건들은, 반복적 근사화에 의한 젯수의 역수의 계산을 위한 뉴톤-랩슨(Newton-Raphson) 알고리즘을 적용하고, 그 다음, 젯수의 역수와 피젯수와 곱셈에 의해 원하는 몫을 얻음으로써 만족된다. 예를 들어, 나눗셈의 계산에서 상대적 에러는, 이 알고리즘의 3회 반복 이후에는 0.4%보다 작으며, 4회 반복후에는 1.6×10^-5보다 작아질 것이다.

상기 설명된 획득 방법의 성능이 시뮬레이션에 의해 조사되었다. 로렌시안 모델(Lorentzian model)을 가정하면, 자기-테이프 기록 채널은 하기와 같이 표시된 단일 천이에 응답한다.

(6)

여기서, 파라미터 PW50/2는, 서보 밴드 중심선에 평행한 라인상에 있으며 속도 υ로 움직이는 자기 테이프 상의 위치들간의 마이크로미터 단위로 표시된 거리를 가리키며, 그 위치들에서 서보 판독기는 단일 천이에 대한 채널 응답의 최대값과, 그 최대값의 절반을 각각 생성한다. 따라서, 쌍비트 신호 펄스는 하기와 같이 주어진다

(7)

여기서

는 자기 천이들간의 거리를 가리킨다. 도 1에 도시된 바와 같이 발생된 서보 프레임들 내의 쌍비트들의 경우에 L_p=2.1 ㎛임을 상기해 볼 시점이다.

테이프 속도의 다양한 값들과 피크 검출에 대한 주어진 임계치에 대한 올바른 획득 및 잘못된 획득의 가능성이, 서보 채널 출력에서의 신호-대-잡음비(SNR)의 함수로서, 도 7 및 8에 각각 도시되어 있다. 만일 초기 y-위치 추정치에 관한 에러의 절대값이 2.5㎛보다 작다면, 올바른 획득이 선언된다. 그렇지 않다면, 잘못 된 획득이 선언된다. 각각의 가능성 값은, 서보 버스트 발생에 대해 PW50/2.1㎛=0.4인 로렌시안 채널, 가산성 화이트 가우시안 노이즈, 15 MHz의 ADC 샘플링 주파수, 일정한 테이프 속도, 및 0의 y-위치를 가정하여, 500회의 획득 프로세스의 실현에 의해 얻어졌다. 올바른 획득의 경우 초기 테이프 속도 추정치에 관한 에러의 정규화된 표준 편차와(여기서, 정규화 인수는 테이프 속도로 주어짐), 올바른 획득의 경우 평균 획득 시간이, 테이프 속도의 다양한 값들에 대해, 각각 도 9와 10에 도시되어 있다. 도 9 및 도 10에서, 양자 모두의 4개 곡선들이, 0.5 m/s 내지 12.5 m/s 범위의 테이프 속도값들에 대해 플롯팅되어 있다.

신호 보간에 대한 타이밍 기반의 발생

서보 채널의 동기 동작은, 보간된 신호 샘플들이 마이크로미터당 1/x_i 샘플이라는 미리결정된 고정된 레이트에서 얻어지도록 신호 보간에 대한 타이밍 기반의 발생을 요구한다. 여기서, x_i는 테이프 속도와는 독립적인 공칭 스텝 보간 거리를 가리킨다. 예를 들어, 만일 x_i = 0.05 ㎛이면, 레이트 1/x_i = 마이크로미터당 20 샘플과 같다. 타이밍 기반의 발생에 대한 자연적 기준은, 도 1에 도시된 바와 같이 서보 채널 출력에서 주기적으로 나타나는 서보 버스트에 의해 제공된다. 따라서, 서보 채널 출력에서의 신호는, 타이밍 정보를 추출하는 것이 가능한 파일럿 신호처럼 간주될 수 있다. 그러나, 서보 채널 신호로부터의 타이밍 정보의 추출은, A, B, C, D 서보 버스트들이 동등하게 이격되어 있지 않으므로, 직접적이지는 않 다. 게다가, 서보 버스트들간의 이격은 서보 판독기의 y-위치에 의존하고, 서보 버스트 내의 연속된 쌍비트들간의 시간 간격뿐만 아니라, 서보 프레임들의 반복 주기는 테이프 속도에 의존한다. 나아가, A 및 B 버스트에서 LPOS 정보의 인코딩을 위한 펄스 위치 변조의 존재를 고려하는 것이 필요하다. 순방향의 테이프 이동의 경우, 서보 채널 신호는 하기와 같이 주어진다:

(8)

여기서, τ는 복구될 타이밍 위상을 가리키고, 벡터 b는 2진 알파벳 {0, 1}에 속하는 LPOS 심볼열을 나타내며, w(t)는 스펙트럼 밀도 N₀를 갖는 가산성 화이트 가우시안 노이즈이고, K_F는 서보 채널 신호에서 서보 프레임들의 갯수이며,

는 각각 C, D, A, B 서보 버스트를 가리킨다. a_k = 2b_k-1, ak ∈ {-1. +1}로 정의하면, 서보 버스트들은 하기와 같이 표현될 수 있다.

(9)

여기서,

그리고

는 (7)에 정의된 바와 같은, 테이프 속도 υ에 의존하는 쌍비트 신호 펄스를 나타낸다. 도 1에 예시된 바와 같이,

이고,

임을 상기해 볼 필요가 있다. 역방향 테이프 이동의 경우, 신호 r(t)는, A 및 B 버스트의 정의에서 항 T_F에 곱하는 계수들이 각각 1/2 및 3/4 대신에 95/200 및 145/200으로 선택된다면, (8)과 비슷하게 표현될 수 있다.

타이밍 위상의 추정치를 결정하기 위해, 전통적인 타이밍 복구 방법은 가능성 함수(likelihood function)를 먼저 결정한 다음, 원치않는 랜덤 변수들에 관해 이것을 평균화하고, 마지막으로 결과 함수를 최대화하는 타이밍 위상의 값을 발견하는 것에 의존할 것이다. (8)과 (9)를 관찰하면, 가능성 함수는 타이밍 위상, 서보 판독기의 y-위치, 테이프 속도, 및 LPOS 2진 심볼열에 의존한다는 것을 알 수 있다. 따라서, 가능성 함수는 하기와 같이 표현될 수 있다.

(10)

임펄스 응답

을 갖는 정합된 필터를 도입하고, 콘볼루션 적분

을 정의하면, 이 가능성 함수의 표현은 하기와 같이 될 수 있다.

(11)

LPOS 심볼의 선험 분포(priori distribution) 뿐만 아니라, y-위치 및 테이프 속도의 결합 확률 분포가 알려져 있다고 가정하면, 타이밍 위상의 최대 가능성(ML) 추정치는 하기와 같이 주어진다.

(12)

그러나 타이밍 위상의 추정치를 얻기 위한 전통적인 ML 추정치의 적용은 다음과 같은 심각한 어려움을 나타낸다.

a) 상기 공식에서의 ML 추정 방법은 직접적인 구현에 대해 그리 적합하지 않으며, 에러항이 매 서보 프레임마다 계산되는 타이밍 복구 피드백 루프의 형태로 된 구현에서도, 계산 복잡도가 너무 커서 적합하지 않다.

b) 가능성 함수의 최대치를 발견하는 것은 콘볼루션 적분의 τ에 관한 편미분이 먼저 계산될 것을 요구한다; 이 연산은 디지털 영역에서 수행될 수 있으나, 대개 구현 복잡도가 더욱 커지고 노이즈 강화는 무시할 수 없을 정도이다.

c) 가능성 함수가 의존하는 랜덤 변수들은 시변적인 확률 분포를 보일 수 있다. 예를 들어, 램프업 및 램프다운 동안에 겪는 테이프 속도의 변동은, 몇개 서보 프레임들 내에서 테이프 속도와 타이밍 위상의 결합 확률 분포에서의 상당한 변동을 유발할 수 있다.

본 발명은, 보간된 서보 채널 신호의 제로 교차점의 관찰에 의해 타이밍 조절이 결정되는 타이밍 복구 루프에 의존하여, 동기 서보 채널 동작에 대한 타이밍 기반의 발생을 더 제공한다. 다음 절에서 보겠지만, y-위치 및 테이프 속도의 신뢰성있는 추정치

및

가 효과적으로 계산된다고 가정하고, 가능성 함수(11)의 지수에서의 합계에서 4개항만이 각각의 k에 대해 LPOS 심볼 a_k에 의존한다는 것을 관찰하면, 타이밍 위상의 추정치는 다음과 같이 근사화될 수 있다:

(13)

여기서:

(14)

상기 공식에서, y-위치 및 테이프 속도에 관한 평균화 뿐만 아니라, LPOS 심볼열에 대한 가능성 함수의 의존성이 제거되었다. 그러나, 가능성 함수의 최대값을 발견하기 위해서는 타이밍 위상에 관한 편미분의 계산이 여전히 요구된다. 표기

및

은 (3) 및 (4)에 정의된

및

대신에 y-위치 및 테이프 속도 추정치를 가리키기 위해 도입되는데, 이것은

및

의 발생에 대해 저역통과 필터링이 가정되는 반면,

및

은 순간적 추정치를 말하기 때문이다. 주목할 점은, 신호-대-잡음비의 큰 값들의 완화를 위해,

의 각각의 피크는, 타임 시프트 T_s의 적절한 선택에 대해, 쌍비트 펄스

의 자기상관 함수의 피크에 의해 근사적으로 결정된다는 것이다. 또한 주목할 점은,

는 기수 대 칭을 갖는 함수이므로, 자기상관

는 우수 대칭을 갖는 함수라는 것이다. 따라서, 최적 값으로부터의 타이밍 위상의 작은 편차에 대해, 타이밍 위상에 관한

의 편미분, 그리고 그에 따라, 가능성 함수

의 편미분은 기수 대칭성을 보인다. 이것은,

의 편미분의 행동이, 쌍비트 펄스가 도 11a 및 11b에 예시된 바와 같이, 최적의 값으로부터 타이밍 위상의 편차의 함수로서 간주된다고 가정하면, 인수의 작은 값들에 대해 쌍비트 펄스의 행동과 유사하다는 것을 의미한다.

의 피크치는 서보 버스트들의 쌍비트 펄스들의 피크들 사이에서 발생하는, 서보 채널 신호의 제로 교차점에 대응하여 얻어진다는 추가의 관찰과 더불어, ML 접근법에 의해 제공되는 타이밍 정보는 제로 교차점에 대응하여 서보 채널 신호를 직접 샘플링함으로써 얻어지는 타이밍 정보와 대략 동일하다는 결론이 가능하다. 따라서,

는 타이밍 위상의 신뢰성있는 추정치를 나타낸다고, 즉,

이라고 가정하면, 원하는 타이밍 정보는 하기와 같이 표현될 수 있다.

(15)

여기서,

는 이득 인자를 가리키고,

는 가산성 화이트 가우시안 노이즈(AWGN) 샘플을 가리킨다. 주목할 점은, 편미분의 계산에 의해 유발된 노이즈 강화가 완전히 회피된다는 것이다. 아날로그-대-디지털 변환 이전에 수행되는 안티알리아싱 필터링 동작은, 이 경우에, 신호 r(t)에 대한 충분한 통계치의 발생을 위한 최적의 필터링과 대략 동일하다.

따라서, 에러-피드백 구성에서 타이밍 에러를 결정하기 위해 보간된 서보 채널 신호의 제로 교차점에 의존하는 타이밍 기반 발생 시스템(1200)은 도 12에 도시된 바와 같이 고안될 수 있다. 주목할 점은, 타이밍 에러의 표현식(15)에서의 합산에 대응하는 평균화 연산은 비례-플러스-적분기 타입인 것으로 가정되는 루프 필터(1202)에 의해 수행된다. 따라서, 무시할만한 보간 에러 뿐만 아니라 신뢰성있는 y-위치 및 테이프 속도 추정치를 가정한다면, 루프 필터에 입력되는 타이밍 에러 추정치

는 하기와 같이 주어진다

(16)

여기서,

는 타이밍 복구를 위해 고려되는 서보 채널 신호의 제로 교차점 의 부근에서의 신호 보간을 위한 타이밍 기반 발생 시스템에 의해 제공되는 순시점을 가리키고,

는 제로 교차의 시간으로부터의

의 편차를 가리키며,

는 AWGN 샘플을 가리킨다.

타이밍 기반 발생 시스템(1300)의 블럭도가 도 13가 도시되어 있다. 시퀀스

은, 신호 샘플들(r(t_n))이 테이프 속도와는 독립적으로 마이크로미터당

샘플의 희망 고정 레이트로 얻어지도록 결정되는 순시점을 가리킨다. 명백히, 공칭 스텝 보간 간격 T_i 및 ADC 샘플링 간격 T는 대체로 부적당하다. 따라서, 하기와 같이 재귀적으로 얻어지는 보간 순시점들

에서 신호 샘플들을 얻기 위해 선형 보간이 채택된다.

(17)

여기서,

은 (2)에 의해 정의된 바와 같은, 공칭 스텝 보간 간격의 추정치를 가리킨다. 이 스텝 보간 간격 추정치는 하기와 같이 주어진다.

(18)

여기서,

는 테이프 속도 추정치로부터 직접 유도된 스텝 보간 간격 추정치이고,

는 루프 필터 출력에서 얻어진 보정항이며,

는 n보다 작거나 같은 가장 큰 시간 인덱스로서, 이 시점에서 타이밍 에러 추정치가 루프 필터에 입력되었다. 보간-시간 계산 유닛에서, n-번째 보간 순시점은 하기와 같이 표현된 다.

(19)

여기서,

및

은 샘플링 간격 T의 배수의 관점에서, 각각 n번째 보간 순시점의 정수부와 소수부를 가리킨다. 따라서, 선형 보간은 하기와 같은 보간된 신호 샘플을 산출한다.

(20)

타이밍 기반 발생 시스템(1300)의 목적은, 서보 밴드 중심선에 평행한 라인 상에 있는 테이프상의 위치들로서 스텝 보간 거리

만큼 동등하게 이격된 상기 위치들에 대응하여 서보 판독기에 의해 발생된 신호를 재생하는 보간된 신호 샘플들을 제공하는 것이다. 그러나, 일반적으로 y-위치와 테이프 속도의 값들은, 보간된 신호 샘플들이 서보 채널 신호의 0에 정확히 대응하지 않게 되도록 하는 값들이다. 즉, 타이밍 에러 추정치

는, 스텝 보간 거리

의 배수에 해당하고 타이밍 기반 발생 시스템에 의해 추정된 제로 교차점에 가장 가까운 위치에서 계산된 보간된 신호 샘플에 의해 주어진다. 따라서, 스텝 보간 거리

는 타이밍 에러 추정치의 표준 편차에 관한 하한치를 결정한다. 제로 교차 위치가 스텝 보간 간격 내에서 균일하게 분포된 랜덤 변수라고 가정한다면, 타이밍 에러 추정치의 표준 편차에 관한 하한치는

과 같다. 예를 들어,

이면, 제로 교차 위치 에러 추정치의 표준 편차에 대한 하한치는 14.4 nm이다. 주목할 점은, 원칙적으로 이 하한치는 스텝 보간 거리

의 크기를 감소시킴으로써 임의적으로 작게 만들 수 있다는 것이다. 현실적으로,

이 제로 교차 위치 에러 추정치의 표준 편차에 대한 AWGN의 기여도에 비해 작다는 것으로 충분하다.

앞서 언급한 바와 같이, 서보 채널 신호의 제로 교차점은 동등하게 이격되어 있지 않다. 특히, 타이밍 정보에 기여하는 제로 교차점들간의 시간 간격은 서보 판독기의 y-위치 및 테이프 속도에 의존한다. 또한, LPOS 비트들의 인코딩을 위해 사용되는 A 및 B 버스트들에서의 쌍비트들의 제로 교차점들은 타이밍 정보의 추출을 위해 고려되지 않는다는 점을 상기할 필요가 있다. 도 13에 예시된 바와 같이, 타이밍 정보의 추출을 위한 보간된 신호 샘플들의 선택은 보간 "카운터"(1306)과 연계하여 "제어 유닛"(1304)이라 명명된 유한 상태 머쉰에 의해 달성된다. 새로운 보간된 신호 샘플이 계산될 때마다, "카운터"(1306)는 "제어 유닛"(1304)에 입력되는 변수 IntpCnt를 1씩 증분시킨다. "보간 시간 계산" 유닛(410)에 의해 채택되는 스텝 보간 간격 T_i의 추정치가 신뢰성있고, 서보 프레임의 시작에 대한 정보, 즉, 서보 프레임 내의 C 버스트의 제1 쌍비트의 제1 제로 교차점의 시간이 이용가능하다고 가정하면, y-위치의 신뢰성있는 추정치에 대한 지식은, "제어 유닛"(1304)가 어떤 보간된 신호 샘플들이 타이밍 정보의 추출을 위해 선택되어야만 하는지를 결정하기에 충분하다. 이 "제어 유닛"(1304)은 다음과 같은 변수들을 출력한다:

a) burstFlag, 룰 0 -> C 버스트, 1 -> D 버스트, 2 -> A 버스트, 3 -> B 버스트에 따라 현재의 서보 버스트를 식별하는 변수;

b) dibitFlag, 서보 버스트 내의 현재 쌍비트를 식별하는 변수;

c) newTimErr, 새로운 타이밍 에러 추정치를 루프 필터에 입력하도록 활성화되는 변수

d) IntpCntReset, 보간 "카운터"(1306)를 리셋하도록 활성화되는 변수

서보 프레임의 끝에서, 즉, B 버스트의 마지막 쌍비트의 제로 교차점에서, 변수 IntpCntReset은 "카운터"(1306)를 리셋하도록 활성화되고, 변수 burstFlag는 C 버스트의 발생을 가리키도록 0으로 세트되고, 변수 dibitFlag는 C 버스트의 제1 쌍비트의 발생을 가리키도록 0으로 역시 세트된다. B 버스트의 마지막 쌍비트의 제로 교차점을 C 버스트의 제1 쌍비트로부터 분리하는 보간 스텝들의 갯수의 추정치는 하기의 변수에 의해 주어진다.

(21)

여기서,

는 각각 순방향 및 역방향의 테이프 이동에 대해 30 ㎛ 및 35㎛인, y=0에 대한 B 버스트의 마지막 쌍비트 및 C 버스트의 제1 쌍비트간의 거리를 가리킨다. 변수 newTimErr는, IntpCntNum개의 보간 스텝들이 완료되었음을 "카운터"(1306)가 가리키고, 대응하는 보간된 신호 샘플이 새로운 타이밍 에러 추정치로서 타이밍 복구 루프 필터(1302)에 입력되고, 변수 dibitFlag가 C 버스트의 도래할 제2 쌍비트의 발생을 가리키기 위해 1로 세트될 때 활성화된다. 그 다음, "제어 유닛"(1304)의 동작은, 현재의 제로 교차점을 다음 제로 교차점으로부터 분리하는 보간 단계들의 갯수를 계산함으로써 진행한다. 새로운 제로 교차점에 도달할때마다, 변수 newTimErr가 활성화되고, 변수 dibitFlag는 1만큼 증분된다. 만일 제로 교차점이 서보 버스트의 마지막 제로 교차점이라면, 변수 burstFlag는 1만큼 증분되고, 변수 dibitFlag는 0으로 세트된다. 주목할 점은, 제로 교차점들간의 추정된 보간 스텝들의 갯수를 가리키는 변수 IntpCntNum이, 만일 다음 제로 교차점이 동일한 서보 버스트에 속한다면

로 주어지고, 만일 다음 제로 교차점이 상이한 서보 버스트에 속한다면 (21)과 유사한 표현식으로 주어진다는 것이다. 이 경우, y=0에 대한 현재 버스트의 마지막 쌍비트와 다음 버스트의 제1 쌍비트간의 거리가,

대신에 채택된다. LPOS 비트들의 인코딩에 사용되는 A 및 B 버스트들의 제2 및 제4 쌍비트들의 제로 교차라는 특별한 경우에, 시프트된 쌍비트들과, IntpCntNum에 의해 주어지는 인접한 쌍비트들간의 보간 스텝들의 갯수는 여전히

와 같도록 취해진다. 그러나, A 버스트 및 B 버스트의 제2 또는 제4 쌍비트의 제로 교차점에 대응하는 보간된 신호 샘플이 계산될 때, dibitFlag는 newTimErr를 활성화하지 않고 1만큼 증분된다. B 버스트의 마지막 쌍비트의 제로 교차의 달성시에, "카운터"(1306)는 다시 한번 리셋되고, 새로운 서보 프레임 버스트의 처리가 개시된다.

주목할 점은, 동기 서보 채널의 경우 타이밍 기반 발생 시스템(1300)의 실제적 구현시에, 각 보간 스텝에서, 보간된 신호 샘플들을 명시적으로 계산할 필요는 없다는 것이다. 보간된 신호 샘플들의 실제 계산은, 타이밍 조절의 발생에 대해, 및 A 및 B 버스트에서 발견되는 펄스-위치 변조된 LPOS 신호들의 정합된 필터링을 위해 요구될 때와 같이, "제어 유닛"(1304)에 의해 결정되는 몇개의 순시점들에서만 달성될 수 있다.

통상적인 서보 채널 동작 동안에 타이밍 에러의 작은 값들을 가정할 때, 도 14에 도시된 타이밍 기반 발생 시스템(1300)의 선형 등가 모델(1400)이 얻어진다. 주목할 점은, 여기서 고려되는 타이밍 기반 발생 시스템의 모델은, 대개 통신 수신기나 하드-디스크 드라이브에서 볼 수 있는, 타이밍 에러 추정치가 동등하게 이격된 시간 간격에서 계산되고, 동기화기가 동작해야 하는 주파수 오프셋의 범위가 공칭 주파수의 몇 퍼센트 정도인, 이산적-시간의 에러 트래킹 동기화기의 모델과는 상당히 다르다는 것이다.

도 14의 도면을 참조하면, 타이밍 에러 검출기(1402)의 이득은 제로 교차점에서의 쌍비트 펄스의 도함수의 절대값에 의해 주어진다. (6) 및 (7)로부터, 이득은 테이프 속도에 비례하고, 그에 따라,

로서 표현된다. 노이즈 샘플

은 전술한 바와 같이, 보간 스텝들의 비제로 길이에 의해 도입된 양자화 노이즈 및 AWGN의 기여도를 포함한다. 연속된 타이밍 에러 추정치들간의 가변적 이격은, 인덱스

(16)을 특징으로 하는 추정된 제로 교차 순시점에서는 보간된 신호를, 기타의 순시점에서는 제로 에러 신호를, 루프 필터(1406)의 입력에서 제공하는 스위치(1404)를 포함함으로써 모델링된다. (17)과 (18)을 관찰해 보면, 제로 교차 순시점에서 결정되는 공칭 스텝 보간 간격

는, 새로운 타이밍 에러 추정치가 루프 필터에 입력되고 새로운 타이밍 보정항

가 계산될 때까지 타이밍 기반 발생 시스템에 의해 사용된다는 것이 드러난다. 이러한 행동은, 타이밍 에러 추정치에 대한 비례항을 산출하는 샘플-앤-홀드 요소(1408)를 루프 필터의 브랜치에 포함함으로써 모델링된다. 주목할 점은, 홀드 구간의 가변적 지속기간은 타이밍 에러 추정치들에 곱해지는 가변 이득과 등가의 효과를 가진다. 이러한 효과를 보상하기 위해서, 각각의 타이밍 에러 추정치에 적용되는 이득을 "등화"하도록, 도 14의 도면에서

으로 표기된 항을 도입하는 것이 필요하다. 제로 교차점들간의 최소 거리

이므로, "제어 유닛"(1304)는 마지막으로 방문된 제로 교차점을 그 다음 것과 분리하는 거리에 대해 알고 있고, 테이프 속도와는 독립적인

의 값은 하기와 같이 주어진다.

(22)

여기서,

은 다음으로 도래하는 제로 교차점으로부터 시간

에서의 제교 교차점의 마이크로미터 단위의 거리를 가리키며,

는 n과 같거나 더 작은 가장 큰 시간 인덱스로서, 이 시점에서 타이밍 에러 추정치는 루프 필터에 입력되었다. (18)을 참조한다.

앞서 언급한 바와 같이, 동기 서보 채널(400)에 대한 타이밍 기반 발생 시스템(1300)은 광범위의 테이프 속도, 즉 광범위의 대응하는 최소 서보 채널 신호 대역폭에 걸쳐 동작해야 한다. 명백히, 이러한 사실은, 타이밍 기반 발생 시스템의 동적인 동작이 테이프 속도와는 본질적으로 독립적이도록 선택되어야 하는 시스템 파라미터들에 대해 무시하지 못할 충격을 준다. 변동하는 테이프 속도에 대한 시스템 성능을 평가하기 위해, 도 15에 예시된 간략화된 모델(1500)이 고려된다. 타이밍 에러 추정치의 가변적 이격은 전술한 바와 같이 가변 이득

의 존재에 의해 완벽하게 보상된다고 가정되고, 테이프 속도 추정치는 실제 속도와 동일, 즉,

이므로, 오프셋 항

이 사라진다고 가정된다. 도 15의 루프는, 주기

를 주기로 정상상태의 신호를 입력에서 갖는 트래킹 에러 동기화기와 등가이다. 이 간략화된 모델(1500)을 이용하여, 테이프 속도에 의존하는 타이밍 기반 발생 시스템(1300)의 루프 대역폭은 하기와 같이 주어진다.

(23)

여기서, 폐루프 주파수 응답

은 하기와 같이 표시된다.

(24)

루프 파라미터들

와

를 선택하고,

와

의 표현식을 (23) 내에 대체하면, 루프 행동을 결정하는 곱셈

는 테이프 속도에 독립적인 것으로 드러난다. 예를 들어,

그리고

를 선택함으로써, 곱셈

이 얻어진다.

타이밍 기반 발생 시스템(1300)의 추가 요건은, 테이프 가속 및 감속 동안에 신뢰성있는 서보 채널 동작이 달성되어야 한다는 것이다. 주목할 점은, 이러한 요건은 주파수 1/T_d가 시간에 따라 선형적으로 변동하는 동안 신뢰성있는 채널 동작이 달성될 것을 요구하는 것으로 재해석된다는 것이다. 도 15의 간략화된 모델(1500)과 유사한 2차(second order) 타이밍 복구 루프는 선형적으로 변동하는 입력 주파수의 존재하에서 비제로 타이밍 에러를 보인다는 것은 잘 알려져 있다. (18)을 참조하여, 테이프 속도 추정치

를 이용함으로써, 보간 순시점을 결정하기 위해 필터 출력에서의 보정항에 의해 조절되는 스텝 보간 간격 추정치

를 주기적으로 갱신하는 것을 선택하면, 루프 대역폭을 증가시키거나 루프 필터의 차수를 증가시키지 않고 이러한 문제가 방지된다. 따라서, 램프업 또는 램프다운 동안에도 신뢰성있는 시스템 동작이 달성된다. 그 결과, 만일 테이프 속도가 일정하다면, 루프 필터의 적분기 내에 누적된 항은 거의 없어질 정도로 작아지게 된다. 주목할 점은, 이 경우 가변 이득

에 의한 곱셈은 루프 동작에 영향을 크게 미치지 않고 루프 필터 이후에 수행될 수도 있다는 것이다.

타이밍 기반 발생 시스템(1300)의 성능이 시뮬레이션에 의해 조사되었다. 도 16a 및 16b는,

(도 16a) 및

(도 16b)와 동등한 테이프 속도의 일정한 값들에 대해 타이밍 위상의 수렴과 C 버스트의 보간된 신호 샘플들을 도 시한다. 제로교차 순시점 부근에서 타이밍 에러 추정치로서 루프 필터에 입력된 샘플들은 적색 마커로 표시되었다. SNR = 25dB을 산출하는 AWGN 및 서보 버스트들에 대해 PW50 / 2.1㎛=0.4를 갖는 로렌시안 채널과, ADC의 샘플링 주파수

와, 공칭 스텝 보간 거리

와, 속도 추정에 관한 초기 에러 1%와,

의 경우

이고

이며,

의 경우에는

이고

인 루프 필터 파라미터들에 대해 그 결과가 얻어졌다.

서보 채널 출력 신호의 제로 교차점에 기초한 추정치의 발생

이전 절에서, 동기 서보 채널(400)의 타이밍 기반 발생 시스템(1300)은, 다양한 루프 파라미터 값들 뿐만 아니라, 보간된 신호의 제로 교차점들의 순시점들과 스텝 보간 간격의 추정치를 결정하기 위해, 각각

및

로 표기된 신뢰성있는 y-위치 및 테이프 속도 추정치를 요구한다. 따라서,

및

의 발생과 타이밍 기반의 발생간의 결합이 회피되도록, 서보 채널 ADC(406)의 출력에서의 신호 샘플들을 이용하여 수행되어야 하는,

및

의 발생의 문제가 생긴다. 관련된 문제는 동기 서보 채널 동작의 모니터링이다. 예를 들어 서보 채널 출력 신호에서 일시적 손상에 의해 결정될 수도 있는, 타이밍 기반 발생 시스템의 가끔씩 있는 디튜닝을 조기에 검출할 수 있고, 획득 프로시져를 재시작할 수 있는 모니터링 시스템이 고안되어야만 한다. 또한, 이 경우, 해결책은 서보 채널 ADC의 출력에서 신호 샘플들을 직접 관찰함으로써 얻어져야 한다.

획득 프로세스의 끝에서 테이프 속도 및 y-위치 추정치는 각각 (3) 및 (4)에 의해 주어진다는 점을 상기할 필요가 있다. 여기서, 서보 채널 ADC의 출력에서의 C, D, 및 A 버스트의 피크 도달 시간은 추정치들의 계산에 대해 고려된다. 도 6을 참조한다. 그러나, 피크 검출에 기초한 y-위치 및 테이프 속도 추정치의 발생은 다음과 같은 단점을 보인다:

a) 쌍비트의 피크의 도달 시간은 신호의 도함수 계산을 근사화하는 동작에 의해 결정되고, 따라서 노이즈 강화를 도입한다.

b) 만일 C, D, 및 A 버스트 내의 쌍비트들의 하나 이상의 피크가 검출되지 않는다면, y-위치 및 테이프 속도 추정치의 신뢰성있는 발생은 가능하지 않다. 놓쳐버린 피크 검출 이벤트에 대처하기 위해,

및

를 얻기 위한 더미 피크 도달 시간의 삽입은 바람직한 접근법이 아니다.

c) 획득 파라미터들의 손실 검출, 및 y-위치 및 테이프 속도 추정치 발생의 적절한 재시작 및 유효화는 수개의 서보 프레임들 정도의 장시간이 걸릴 것이다.

본 발명은, y-위치 및 테이프 속도 추정치의 발생과, 동기 서보 채널(400) 동작의 동시적 모니터링을 추가로 제공한다. 이 방법은, 추정치

및

를 발생하기 위해 서보 채널 ADC의 출력에서의 신호의 제로 교차점을 결정하는 것과, 동기 서보 채널 동작을 모니터링하기 위해 유한-상태 머신에 의해 결정되는 시간 구간들 내에서 동일한 신호의 피크들의 발생을 관찰하는 것에 의존한다. 타이밍 기반 발 생 시스템의 유한-상태 머신 "제어 유닛"(1304)은 필요한 관찰 윈도우를 제공하기 위해 채택된다.

초기 파라미터 획득 프로세스 동안에, 테이프 속도 및 y-위치 추정치는, C, D, 및 A 버스트 내의 대응하는 쌍비트들 사이의 시간 간격의 측정을 이용함으로써 결정된다. (3) 및 (4)에 의해 주어지는 추정치들을 계산하기 위해, 쌍비트들의 피크 도달 시간이 고려된다. 그러나, 타이밍 기반의 발생 동안에, 서보 채널 출력 신호의 타이밍 위상에 대한 신뢰성있는 정보는 서보 버스트들의 쌍비트들의 제로 교차점들의 순시점들을 관찰함으로써 얻어지는 반면, 정합된 필터링 이후의 서보 신호의 피크들의 순시점들을 결정함으로써 얻어지는 타이밍 정보는 노이즈 강화에 의해 영향받는다. 이것은, 피크의 순시점이 신호 도함수의 계산을 근사화하는 동작에 의해 결정된다는 사실에 기인한 것이다. 따라서, 서보 채널 출력 신호의 제로 교차점의 순시점들을 이용함으로써 얻어지는 시간 간격들의 측정을 (3) 및 (4)에서 도입함으로써, 노이즈 강화에 의해 영향받는 피크 도달 시간의 측정을 이용하는 경우보다 더욱 신뢰성있는 추정치가 얻어진다.

이런 식으로, 타이밍 기반 발생 시스템(1300)은, 높은 확률로 서보 채널 출력 신호의 제로 교차가 발생할 것으로 예상되는 관찰 구간들에 대한 정보를 제공하기 때문에, 놓쳐버린 피크 검출의 이벤트에서 추정치

및

를 결정하는 문제가 회피된다. 관찰 구간 내에서 어떠한 제로 교차도 발생하지 않는 가끔의 이벤트에서, 예를 들어 서보 채널 출력 신호에서의 손상에 기인하여, 타이밍 기반 발생 시 스템에 의해 제공되는 제로 교차의 추정된 순시점이 채택된다. 그러나, 만일 그 손상이 수개의 서보 프레임에 걸쳐 장시간 동안 지속된다면, 타이밍 기반 발생 시스템의 디튜닝이 발생할 수도 있다. 이와 같은 이벤트를 검출하기 위해, 타이밍 기반 발생 시스템에 의해 결정되는 관찰 윈도우 내의 서보 버스트들의 쌍비트들의 피크들의 발생이 여전히 모니터링된다. 만일 서보 프레임당 검출된 피크들의 갯수가 고정된 임계치 아래로 떨어져서, 미리결정된 시간 구간에 걸쳐 그 임계치 아래에서 머문다면, 록의 손실(loss of lock)이 선언되고 초기 획득 프로세스가 재시작된다.

도 4에 예시된 바와 같이, y-위치 및 테이프 속도의 추정치의 발생과, 동기 서보 채널 동작의 모니터링은 2개의 기능에 의해 수행된다. "비동기 모니터링 기능"(408)은 제로 교차 순시점을 결정하고, 앞서 논의된 바와 같이 서보 프레임의 버스트들 내의 쌍비트들에 관한 완전한 타이밍 정보를 갖는, "제어 유닛"(1304)에 의해 제공되는 관찰 구간에 기초하여 쌍비트 피크들의 발생을 검출한다. 그 다음, "동기 모니터링 기능"(404)은 y-위치 및 테이프 속도 추정치를 계산하고, "비동기 모니터링 기능"(408)으로부터 얻어진 정보에 기초하여 타이밍 기반 발생 기능의 동작을 모니터링한다.

비동기 모니터링 기능(408)의 동작을 기술하는 플로차트가 도 17에 도시되어 있다. 획득 프로세스의 끝에서, 하기의 변수들이 초기화된다(단계 1700):

a) acqFlag = 1, 획득 플래그는 동기 서보 채널이 트래킹 모드에 있음을 가리킨다;

b) k = 0, 카운터는 각각의 샘플링 순간에 1씩 증분되고, 각각의 서보 프레임의 시작에서 리셋된다;

c) k' = 0, 인덱스는 각각의 제로 교차 순간에 1씩 증분되고, 각각의 서보 프레임의 시작에서 리셋된다.

d) peakDetFlagk' = 0, 서보 프레임 내의 제로 교차 순시점들에 의해 구분되는 각각의 k'번째 시간 구간의 시작부에서 0으로 리셋되고, 쌍비트의 양의 피크가 k' 번째의 시간 구간에서 검출된다면 1로 세트되는 피크 검출 플래그.

각각의 샘플링 순간에, "비동기 모니터링 기능"(408)은 먼저, 새로운 프레임의 발생이 "제어 유닛"(1304)에 의해 시그널링되고 있는지의 여부를 검사한다(단계 1702). 서보 프레임의 끝에서, 즉, B 버스트의 마지막 쌍비트의 제로교차점에서, 변수 IntpCntReset은 "카운터"(1306)를 리셋하도록 활성화되고, 변수 burstFlag는 C 버스트의 발생을 가리키도록 0으로 세트되고, 변수 dibitFlag는 또한 C 버스트의 제1 쌍비트의 발생을 가리키도록 0으로 세트된다는 점을 상기할 필요가 있다. 따라서, 변수 newFrame은 변수 IntpCntReset이 활성화되는 때마다 1로 세트된다. 그 경우, 카운터 k 및 k'는 리셋된다(단계 1704). 새로운 프레임의 발생을 검사한 후에, 카운터 k는 1만큼 증분된다(단계 1706).

그 다음, 카운터에 의해 취해진 값은 "제어 유닛"(1304)에 의해 제공되는 k'번째 관찰 구간

의 한계치와 비교된다(단계 1708). 서보 채널 신호의 극성이 쌍비트의 양의 극성이 먼저 검출되도록 하는 극성이라고 가정하면, 서보 프레 임의 k'번째 쌍비트와 연관된 제로 교차점 뿐만 아니라 양의 피크가 k'번째 관찰 구간 내에서 검출될 것으로 예상된다. "제어 유닛"(1304)은,

인 제3 변수

를 역시 제공한다. 그 다음,

은 샘플링 주파수

및 일정한 테이프 속도

에 대해 도 18에 예시된 바와 같이 쌍비트 피크가 검출될 것으로 예상되는 k'번째 관찰 구간 내의 부구간(subinterval)을 정의한다. 만일

(단계 1710) 및 채널 출력 샘플

가 thres로 표기된 주어진 임계값을 초과한다면(단계 1712), 변수 peakDetFlagk'는, k'번째 시간 구간에서 쌍비트 피크가 검출되었음을 가리키기 위해 1로 세트된다(단계 1714). 만일

와 2개의 가장 최근의 채널 출력 샘플들이 조건

및

을 만족한다면(단계 1716), 제로 교차가 검출되고 k'번째 시간 구간에서의 제로 교차 순시점은 하기와 같이 계산된다(단계 1718).

(25)

도 18의 예시에서 채워진 원 마커로 표시된 각각의 제로 교차 순시점은, 정수 플러스 소수부로서 기록된다. 여기서, 정수부는 값 k-1로 주어지고, 소수부는 간단한 룩업 테이블을 사용하여 결정된다.

일때 (단계 1720), 관찰 구간은 만료되고, 인덱스 k'는 1만큼 증분되며, 변수 peakDetFlagk'는 0으로 리셋된다(단계 1722). 앞서 언급한 바와 같이, 만일 관찰 구간이 만료할 때까지 어떠한 제로 교차도 검출되지 않았다면, 변수

는 타이밍 기반 발생 시스템(1300)에 의해 제공된 제로 교차의 추정된 순시점의 값을 취한다.

"동기 모니터링 기능"(1900)의 블럭도가 도 19에 도시되어 있다. 카운터(1902)가 관찰 윈도우의 상한치를 달성하면, 즉

이면, 변수들 peakDetFlagk' 및

의 값들이 각각 누산기(1904) 및 지연 라인(1906)에 입력된다. 카운터(1902), 누산기(1904), 및 지연 라인(1906)은, 변수 newFrame이 1로 세트될때마다, 즉, 각 서보 프레임의 시작마다, 리셋된다. A 버스트의 끝에서, C, D, 및 A 버스트들 내의 대응하는 쌍비트들 사이의 시간 간격들이 평가될 수 있다. 따라서, 변수 newEstimate는 A 버스트의 마지막 쌍비트와 연관된 관찰 윈도우의 끝에서 1로 세트되고, y-위치 및 테이프 속도 추정치의 새로운 값들이 계산된다. 도 6을 참조하면, C, D, 및 A 버스트들 내의 대응하는 쌍비트들 사이의 시간 간격의 측정은 하기와 같이 주어진다.

(26)

그리고

(27)

그 다음, "동기 모니터링 기능"(404)은 각각 (3) 및 (4)에 따라 추정치

및

의 순간값들의 계산을 구현한다. 여기서,

이고

이다. 순방향의 테이프 이동의 경우에는

, 역방향 테이프 이동의 경우에는

임을 상기할 필요가 있다. y-위치 및 테이프 속도 추정치의 평균값

및

는 도 19에 예시된 회로(1900) 내의 1차 저역통과 필터(1908A 및 1908B)에 의해 평가된다. 저역통과 필터(1908A 및 1908B)의 시상수는, 추정치의 순간값들에 영향을 미치는 노이즈를 저감시키는 것과, 타이밍 기반 발생 시스템에 의해 채택되는 추정치들의 평균값들의 계산에서의 레이턴시를, 테이프 드라이브에서 y-위치 및 테이프 속도의 최대 변화율의 역수와 비교해 작게 유지하는 것과의 사이에서의 타협점으로서 선택된다.

각 프레임의 끝에서, 변수 peakDetFlagk'에 대한 누산기(1904)의 콘텐츠는 검출된 서보 버스트들 내의 쌍비트들의 양의 피크의 갯수를 가리킨다. 그 다음, 이 갯수는 monThres라 표기된 미리결정된 임계값과 비교되고(1910), 누산기(1904)는 리셋된다. 만일 frameCntThres라 표기된 미리결정된 값과 동일한 연속된 갯수의 서보 프레임들에 대해, 한 프레임 내에서 검출된 피크들의 갯수가 monThres보다 작다면, 록의 손실(loss-of-lock)이 선언되고 획득 프로세스는 재시작된다.

y-위치 및 테이프 속도 추정치의 발생을 위한 시스템의 성능이 시뮬레이션에 의해 조사되었다. 도 20a, 20b, 및 21a, 21b는, y-위치의 일정한 값 y=0m와, 테이프 속도의 일정한 값들 υ=6 m/s(도 20a, 21a) 및 υ=12 m/s(도 20b, 21b)에 대해, 각각 y-위치 추정치의 평균 및 표준 편차와, 테이프 속도 추정치의 표준 편차를 도 시하고 있다. 테이프 속도 추정치의 평균값은 도시되어 있지 않은데, 이는 실제값으로부터의 평균의 편차가 무시할 정도이기 때문이다. 2개 도면에서, 비교 목적을 위해 피크 검출에 기초한 시스템의 성능도 역시 도시되어 있다. 서보 버스트의 발생을 위해 PW50/2.1 ㎛ = 0.4인 로렌시안 채널과 ADC

인 샘플링 주파수에 대해 그 결과가 얻어졌다.

LPOS 심볼들의 최적 검출

앞선 언급한 바와 같이, 서보 프레임들은, 도 1에 예시된 바와 같이, A 및 B 버스트들 내의 제2 및 제4 쌍비트의 천이를 그들의 공칭 패턴 위치로부터 시프팅함으로써, y-위치 및 테이프 속도 추정치의 발생에 영향을 미치지 않고, LPOS 정보의 인코딩을 허용한다. 주목할 점은, 변조 거리는 테이프 드라이브 제품에 의존한다는 것이다. (Model 3580과 같은) IBM®사에 의해 개발되고 판매되는 LTO 제품에서, 변조 거리는

인 반면, (Model 3592와 같은) IBM 엔터프라이즈 제품에서, 변조 거리는

이다. 많은 비동기 서보 채널에서, LPOS 정보의 검출은, 서보 채널 출력에서의 쌍비트 신호 샘플들의 피크들의 시프트의 관찰에 기초한다. A 및 B 버스트들에서 쌍비트들 사이의 8개 간격들의 측정은, 인코딩된 LPOS 심볼 1에 대해 도 22a에 예시된 바와 같이, a 내지 h로 라벨링된다. 검출기는 도 22b의 테이블에 따라 대응하는 간격들의 측정들간에 비교를 수행하고, 인코딩된 LPOS 심볼을 결정하기 위해 4개의 가능한 조건들 중 적어도 3개가 참이어야 할 것을 요구하는 다수 디코딩 룰(majority decoding rule)을 적용한다.

피크 검출 및 피크 도달 시간의 기록에 기초한 종래의 접근법은 하기와 같은 한계점을 가진다:

a) 피크-도달 시간들간의 차이를 취함에 의한 간격들의 측정에 기초한 다수 디코딩 룰은, 펄스 위치 변조(PPM) 기술을 이용하여 인코딩되는 LPOS 심볼들에 대한 최적의 검출 방법이 아니다.

b) 심볼 결정을 위해 도 22의 테이블에 열거된 4개의 조건들 중 2개 만족되는 경우에는, 코인 토싱(coin tossing)에 의존하지 않고, 어느 한쪽으로 결정(break the tie)할 방법이 명확하지 않다.

c) LPOS 심볼들에 관한 결정과 연관된 신뢰성의 계량기준을 가질 확률이 없다.

본 발명은, LPOS 심볼들의 최적 검출, 및 LPOS 검출 프로세스의 신뢰성의 동시적 모니터링을 더 제공한다. 이 방법은, 각각 LPOS 심볼

은 2개의 가설

및

의 가능성을 산출하는 메트릭에 기초하고 있다. 가설 테스팅을 위해 적합화된 메트릭을 이용함으로써, LPOS 검출 프로세스의 모니터링과 개개의 LPOS 심볼 결정의 신뢰성의 모니터링을 허용하는, LPOS 검출과 연관된 신호-대-잡음 플러스 왜곡비의 계량기준이 도입된다. 특히, 테이프 시스템에서는 LPOS 정보가 유도될 수 있는 2개의 전용 서보 채널들이 항상 이용가능하기 때문에, 2개 채널중 어느 것이 가장 신뢰성있는 LPOS 심볼 결정을 제공하는지를 결정하기 위해, 이같이 새로이 도입된 신뢰성 계량기준이 용이하게 채택될 수 있다.

AWGN의 존재하에 주어진 세트로부터 파형 신호들의 검출을 위한 최적 수신기의 공식뿐만 아니라, 쌍비트 신호 펄스의 표현식(7), 및 서보 채널 출력 신호의 표현식들 (8) 및 (9)를 상기할 필요가 있다. (8) 및 (9)를 관찰하면, LPOS 심볼들의 인코딩은 A 및 B 버스트들의 제2 및 제4 쌍비트에 펄스-위치 변조를 적용함으로써 얻어진다는 것을 알 수 있다. 따라서, 일정한 테이프 속도를 가정하면, 가설,

의 가능성과 연관된 메트릭은 하기와 같이 표현될 수 있다.

(28)

주목할 점은, (28)에 의해 주어지는 메트릭은 정합된-필터 수신기에 의해 얻어지는 것과 등가라는 것이다. 대응관계

를 상기하고, 변수

의 변화를 도입하고,

에 대하여 정합된-필터 파형들

을,

(29)

로서 정의하면, 메트릭의 표현식 (28)은 하기와 같이 된다.

(30)

주목할 점은, 메트릭의 표현식 (30)은 테이프 속도와는 독립적이라는 것이다. 타이밍 기반 발생 시스템은, 보간된 신호 샘플들

이 테이프 속도와는 독립적으로, 마이크로미터당

이라는 고정된 레이트로 얻어지도록 순시점열

을 제공한다는 것을 상기할 필요가 있다. 따라서, 알리아싱 효과를 피하기 위해 샘플 링 레이트가 충분히 크다고 가정하고,

는 정수라고 가정한다면, 메트릭은 보간된 신호 샘플들을 이용하여 디지털 도메인에서 하기와 같이 계산될 수 있다.

(31)

여기서,

는 하기와 같이 정의되는 정수 세트를 가리킨다.

(32)

본 발명의 최적의 LPOS 심볼 검출기(2300)는 값들

를 계산하고, 이들을, 도 23에 예시된 바와 같이,

번째 서보 프레임 내에서 인코딩된 LPOS 심볼에 관한 하기와 같은 결정

을 생성하기 위해, 이들을 비교한다.

(33)

PW50 = 0.84㎛, y=0, 및

에 대해, 파형

이 도 24에 도시되어 있다.

메트릭 계산을 위해 요구되는 복잡도는 (31)에서의 합산을 수행하기 위해 세트

에 의해 명시된 인덱스들의 서브세트를 고려함으로써 상당히 저감될 수 있다. 특히, 신뢰성있는 LPOS 심볼 결정을 제공하는 메트릭(31)의 근사화는

에 대해 파형

의 최대 절대값들에 대응하는 각각의 세트 내의 4개의 인덱스들만을 고려함으로써 얻어진다. 그 다음, 메트릭 계산을 위해 고려되는

의 인덱스들의 서브세트들은 하기와 같이 주어진다.

(34)

여기서,

은 쌍비트의 양의 피크와 음의 피크 사이의 거리를 가리킨다. 예를 들어, 메트릭 (31)의 근사화의 계산을 위해 고려되는 파형

의 샘플들은 도 24a 및 24b의 더 큰 마커들에 의해 표시된다.

간략화된 LPOS 심볼 검출 시스템(2500)의 블럭도가 도 25에 도시되어 있다. 메트릭에 기여하는 항들이 계산되는 (식 34 참조) 프레임마다의 16개의 보간 순시점들

의 값들은, 앞서 논의된 바와 같이, 서보 프레임의 버스트들 내의 쌍비트들에 관한 완전한 타이밍 정보를 갖는 "제어 유닛"(1304)에 의해 제공된다. 순시점들

에 관한 지식은 또한 도 25의 블럭도 내에 나타난 바와 같이, 정합된-필터 파형들의 샘플들의 적절한 선택을 허용한다. "제어 유닛"(1304)에 의해 결정된 각각의 순시점 t_n에서, 보간된 신호 샘플이 계산되고, 이 계산된 값으로부터, 선택된 파형 샘플들

로 부터 감산된다. 그 결과적인 차분값들은 제곱되어 2개의 메트릭 값들

을 형성하도록 누산된다. B 버스트의 네번째 쌍비트의 끝에서 발생하는 합산 구산의 끝에서 "제어 유닛"(1304)에 의해 변수 newSymbolDecision이 1로 세트되면, 룰 (33)에 따라 새로운 LPOS 심볼이 검출되고, 누산기들이 리셋된다.

및

로 표기되고 각각 올바른 가정 및 올바르지 않은 가정에 대한 메트릭을 가리키는 것으로 가정되는 로우 및 하이 메트릭 값들은, LPOS 검출 프로세스의 신뢰성 계량기준을 결정하기 위한 추가 처리를 위해 검출 시스템의 출력에서 역시 제공된다.

메트릭 (31)의 표현식은 일정한 테이프 속도의 가정하에 유도되었다. 그러나, 앞서 논의된 바와 같이, 속도 추정치는 시변적인 속도를 추적하기 위해 타이밍 기반 발생 시스템(1300)에 입력된다. 따라서, 테이프 이동의 가속 및 감속 동안에도 신뢰성있는 LPOS 심볼 결정이 얻어진다. 도 26a 및 26b는, SNR이 25 dB인 것을 특징으로 하는 AWGN 서보 채널, 초기 테이프 속도가 0.5 m/s, 테이프 가속이 10 m/s²에 대하여, 테이프 가속 동안 계산된 메트릭 값들(도 26b), 및 추정된 속도(도 26a)를 주고 있는 시뮬레이션 결과를 예시하고 있다.

검출 프로세스의 품질을 결정하기 위해, 검출 시점에서의 평균 신호-대-잡음 플러스 왜곡비가 정의된다. 올바른 가설에 대해 메트릭의 평균 및 분산(variance)을 표기하기 위해 양

및

을 각각 도입하고, 올바르지 않은 가설에 대해 메트릭의 평균 및 분산을 표기하기 위해

및

을 각각 도입하면, 검출 시점에서의 평균 신호-대-잡음 플러스 왜곡비는 하기와 같다.

(35)

LPOS 심볼 결정과 연관된 신뢰성의 계량 기준은 하기와 같이 주어진다.

(36)

평균 신호-대-잡음 플러스 왜곡비의 추정치의 발생, 및 각각의 LPOS 심볼 결정의 신뢰성의 추정치의 발생을 위한 시스템(2700)의 블럭도가 도 27에 도시되어 있다. 전술한 바와 같이,

및

은, LPOS 검출 프로세스의 모니터링과, 각각 병렬로 동작하는 2개의 서보 채널에 의해 검출된 LPOS 심볼들 중 가장 신뢰성있는 심볼을 선택하기 위해 채택될 수 있다.

동기 서보 채널에 기초한 프로토타입 LPOS 심볼 검출기의 성능이 평가되어, 현재 LTO 테이프 드라이브 제품에서 사용되는, 피크 검출에 기초한 종래의 LPOS 심볼 검출기의 성능과 비교되었다. 동기 서보 채널 및 TBS 시스템은, FPGA를 채택함으로써 구현되었고, 양쪽 시스템에 대한 입력으로서 테이프-드라이브 서보 채널 ADC의 출력에서의 신호를 이용함으로써 병렬로 운영되었다. LPOS 심볼열을 디코딩하고 에러 보정없이 2개 채널들에서의 결정 에러들의 갯수를 측정하기 위해 동일한 LPOS 워드 디코더들이 채택되었다. 통상의 테이프 드라이브 동작 동안에 대개 서보 정보를 제공하는 2개의 물리적 서보 채널 CHA 및 CHB는, 랩 넘버(wrap number)로 표시된 테이프 상의 12개의 상이한 횡방향 위치에서, 6.22 m/s의 테이프 속도에 대해, 서보 판독기에 의해 판독되었다. LPOS 워드 에러들의 갯수의 측정은 랩당 80000 LPOS 워드들을 판독함으로써 얻어졌고, 각각의 랩에 대해 반복되었다. 그 결과는 테이블 I에 보고되어 있다.

테이블 I

TBS와 동기 서보 시스템간의 성능 비교

주목할 점은, 에러의 총 갯수는, 동기화 에러가 TBS 시스템이 만족스럽게 동작하지 못하게 방해하는 경우에서와 같이, 랩 #30 및 랩 #46으로부터 얻어진 결과들을 고려하지 않는다는 것이다. 특히, TBS 시스템 동기화 에러는 서보 밴드 에지들에서 갭 검출기의 고장에 기인하였다. 통상적인 동작 조건하에서 2개 시스템에 대한 에러의 총 갯수들간 비교는, 동기 서보 채널 아키텍쳐에 기초한 LPOS 검출 시스템이 TBS에 기초한 LPOS 검출 시스템이 보이는 에러 레이트보다 약 47배 정도 양호한 에러 레이트를 달성하는 것을 나타낸다. 비록 테이블 I에 도시된 결과들은 특정한 테이프 드라이브 및 특정한 카트리지에 의해 얻어진 것이지만, 일반적으로 2개 시스템간의 성능 차이는 여기서 도시된 것과 실질적으로 다르지 않을 것으로 예상된다.

본 발명이 완전한 기능의 데이터 처리 시스템의 맥락에서 기술되었지만, 당업자라면 본 발명의 프로세스들은 명령어들의 컴퓨터 판독가능한 매체의 형태 및 다양한 형태로 배포될 수 있으며, 본 발명은 그러한 배포를 행하는데 실제로 사용된 신호 포함 매체의 특정한 유형에 관계없이 적용된다는 것을 이해할 것이라는 점을 주목하는 것이 중요하다. 컴퓨터 판독가능한 매체의 예로는, 플로피 디스크, 하드디스크, RAM, 및 CD-ROM과 같은 기록가능한-타입의 매체와, 디지털 및 아날로그 통신 링크와 같은 전송-타입의 매체가 포함된다.

본 발명의 설명이 예시와 설명의 목적으로 제공되었지만, 이러한 설명이 본 발명을 철저히 규명한 것은 아니며, 또한 본 발명을 전술된 형태만으로 제한하는 것도 아니다. 많은 수정들 및 변형들이 당업자에게는 명백할 것이다. 실시예들은 본 발명의 원리를 최상으로 설명하고, 당업자가 고려중인 특정한 용도에 적합한 다양한 변형의 다양한 실시예를 위하여 본 발명을 이해할 수 있도록 선택되고 기술되었다. 게다가, 비록 방법 및 시스템에 관하여 기술되었지만, 자기 테이프 저장 시스템에서 세로 위치(LPOS) 검출을 위한 명령어들을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품도 당업계의 요구를 만족시킬 것이다.

Claims

자기 테이프 저장 시스템에서 세로 위치(LPOS) 검출을 위한 방법에 있어서,

자기 테이프가 소정의 속도로 서보 판독기를 세로로 가로질러 통과하도록 자기 테이프 저장 시스템을 동작시키는 단계로서, 상기 테이프는 LPOS 정보가 임베딩되어 있는 기록된 서보 버스트 패턴을 포함하는 것인, 상기 자기 테이프 저장 시스템을 동작시키는 단계와;

상기 서보 판독기를 가로질러 통과하는 단위 테이프당 샘플의 관점에서 정의된 미리결정된 고정된 샘플링 레이트를 확립하는 단계와;

상기 서보 판독기로부터 서보 채널 출력 신호를 발생하는 단계와;

공칭 주파수에서 클럭을 발생하는 단계와;

상기 공칭 클럭 주파수에서 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)로 상기 서보 채널 출력 신호를 샘플링하는 단계와;

상기 ADC로부터의 상기 서보 채널 출력 신호 샘플들을 보간하는 단계와;

상기 테이프의 속도와는 독립적인 상기 고정된 샘플링 레이트에서 보간된 신호 샘플열을 발생하는 단계와;

상기 보간된 신호 샘플열로부터 LPOS 신호를 발생하는 단계

를 포함하는, LPOS 검출 방법.
제1항에 있어서, 상기 LPOS 신호를 발생하는 단계는,

타이밍-기반의 서보 버스트들을 얻는 단계와;

위치 에러 신호를 발생하기 위해 개개의 쌍비트들의 제로 교차점들간의 거리를 측정하는 단계

를 포함하는 것인, LPOS 검출 방법.
제2항에 있어서, 상기 LPOS 신호는 변화하는 테이프 속도 및 일정한 테이프 속도의 기간 동안에 발생되는 것인, LPOS 검출 방법.
제3항에 있어서, LPOS 검출을 위한 근사 최고 속도 vmax = Lp * (fs /2)로 표시되고, 여기서, Lp는 상기 서보 버스트 패턴에서의 자기 천이들간의 ㎛로 표시된 최소 거리이고, fs는 MHz로 표시된 상기 고정된 샘플링 레이트인 것인, LPOS 검출 방법.
자기 데이터 저장 테이프를 위한 동기 세로 위치(LPOS) 검출 시스템에 있어서,

공칭 주파수에서 클럭 신호를 발생하는 클럭과;

서보 판독기를 세로로 가로질러 통과하는 단위 테이프 길이당 샘플의 관점에서 정의된 미리결정된 고정된 샘플링 레이트를 확립하기 위한 수단으로서, 상기 테이프는 LPOS 정보가 임베딩된 기록된 서보 버스트 패턴을 포함하는 것인, 상기 미리결정된 고정된 샘플링 레이트를 확립하기 위한 수단과;

아날로그-대-디지털 변환기(ADC)로서, 상기 클럭 신호를 수신하도록 결합된 입력, 상기 서보 판독기로부터 서보 채널 출력 신호를 수신하도록 결합된 입력, 공칭 클럭 주파수에서 상기 서보 채널 출력 신호를 샘플링하기 위한 수단, 및 서보 신호 샘플을 출력하기 위한 수단을 포함하는 상기 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)와;

상기 클럭 신호를 수신하도록 결합된 입력을 갖는 타이밍 기반 발생기와;

상기 타이밍 기반 발생기에 응답하는 버스트 보간기로서, 상기 ADC로부터 상기 서보 신호 샘플을 수신하도록 결합된 제1 입력, 및 상기 테이프의 속도와는 독립적인 상기 고정된 샘플링 레이트에서 상기 서보 신호 샘플들을 보간하여 보간된 신호 샘플열을 출력하기 위한 수단을 포함하는 상기 버스트 보간기와;

LPOS 검출기로서, 상기 버스트 보간기로부터 보간된 신호 샘플열을 수신하도록 결합된 입력, 상기 버스트 보간기의 제2 입력에 제어 신호를 전송하도록 결합된 제1 출력, 및 보간된 신호 샘플열로부터 LPOS 출력 신호를 발생하기 위한 수단을 포함하는, 상기 LPOS 검출기

를 포함하는 LPOS 검출 시스템.
제5항에 있어서, 상기 LPOS 출력 신호를 발생하기 위한 수단은 개개의 쌍비트들의 제로 교차점들 간의 거리를 측정하기 위한 수단을 포함하는 것인, LPOS 검출 시스템.
제5항에 있어서, 상기 LPOS 출력 신호는 변화하는 테이프 속도 및 일정한 테이프 속도의 기간 동안에 발생되는 것인, LPOS 검출 시스템.
제6항에 있어서, LPOS 검출을 위한 근사 최고 속도 vmax = Lp * (fs /2)로 표시되고, 여기서, Lp는 서보 버스트 패턴에서의 자기 천이들간의 ㎛로 표시된 최소 거리이고, fs는 MHz로 표시된 상기 고정된 샘플링 레이트인 것인, LPOS 검출 시스템.
컴퓨터 상에서 실행될 때 제1항 내지 제5항의 방법의 단계들을 실행하도록 수행하기 위한 소프트웨어 코드 부분들을 포함하며, 디지털 컴퓨터의 내부 메모리 내에 로딩될 수 있는 컴퓨터 프로그램.