KR20070046942A - 통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법 및 장치 - Google Patents

통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법 및 장치 Download PDF

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KR20070046942A
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찰스 라젤
위펭 장
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

CCA(Clear Channel Assessment: 빈 채널 평가)는 UWB(Ultra-Wideband: 초 광대역) 시스템에서 매우 중요한 문제이다. 효과적인 CCA 메카니즘은 통신 시스템의 처리량에 전체 큰 영향을 줄 것이다. 본 발명은 CCA를 위한 방법을 개시하는데, 이 CCA는 OFDM 심볼 정의의 일부로서 0 프리픽스(prefix) 또는 0 서픽스(suffix)를 채택하는 다중 밴드(multi-band) OFDM 신호들을 검출하는데 잘 맞춰져 있다. 이 전송된 신호의 0 에너지 부분들은 신호의 존재 유무를 검출하기 위하여 이용될 수 있는 주기성을 제공한다. 본 발명은 진폭의 주기성을 이용하는 것과, 이를 위한 몇가지 바람직한 방법에 대한 아이디어를 설명한다.

Description

통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법 및 장치{CLEAR CHANNEL ASSESSMENT (CCA) FOR UWB COMMUNICATIONS SYSTEM}
무선랜(wireless LAN)과 같은 통신 시스템들을 위하여 CCA(Clear Channel Assessment: 빈 채널 평가)를 제공하는 것은 이미 잘 알려져 있는 것으로, 여기에서 반송파(carrier) 감지 다중 액세스/충돌 검출은 무선 매체에 대한 액세스를 제어하기 위하여 사용된다. 이들 방법은 통상적으로 (적정 임계 레벨을 지닌 수신 신호강도 표시기들과 같은) 에너지 검출 방법에 기초한다. 기타의 방법들은 교차 상관(cross-correlation)에 의한 특정의 코드워드들[예로서, 802.11b에 사용되는 바커(Barker)11 코드워드(codeword)]을 찾는 것과 같은 것으로 알려져 있다.
에너지 검출 방식들의 경우에, 이는 초 광대역(UWB: Ultra-Wideband) 시스템들에 잘 맞지않는데, 이 시스템들은 개인용 컴퓨터나 헤어 드라이어와 같이 이차적인 방사기(incidental radiator)들을 위하여 허용되는 것 이하의 레벨에서 에너지를 방출하도록 설계되어 있다. 낮은 레벨의 에너지가 존재한다는 사실은 의도적인 초 광대역 신호의 존재에 대한 좋은 표시는 아니다. 무언가 보다 식별력이 있는 것이 필요하다.
MB(Multi-Band: 다중 밴드)-OFDM의 경우, 관심 UWB 신호는 정보를 주파수 영 역에서 코드화시키는 OFDM을 채택할 것인데, 그러므로 코드-워드 상관에 의해 신호의 존재를 판정하도록 이용될 수 있는 송신의 페이로드(payload) 부분에서 통상의 시간 영역 특성이 존재하지 않는다. 이러한 방식에 사용될 수 있는 유일한 버스트(burst)의 부분은 프리앰블이지만, 이 부분은 (각 버스트의 시작에서) 다소 드물게 발생하고 짧은 시간 주기 내에서 CCA 평가를 이루기 위한 요건과 호환하지는 않는다.
필요로 하는 것과 본 발명이 제공하는 것은, 신호와 우선 동기화되고, 신호를 복조하며, 신호 콘텐츠를 디코딩할 필요없이, UWB 신호의 주 페이로드 부분의 존재를 검출하기 위한 메카니즘인 것이다.
본 발명은 CCA를 위하여 MB-OFDM 신호의 포락선(envelope) 구조를 이용한다.
제안된 방법의 일반적인 접근법은 수신된 신호의 포락선을 OFDM 전송 시스템의 심볼 전송률과 동일한 주파수의 구형파 또는 사인파와 상관시키는 것이다. 구형(rectangular) 기준신호의 경우, 이는 OFDM 심볼 길이(128 샘플)에 걸친 신호 포락선의 이동 평균으로서 동일하게 설명될 수 있다.
본 발명은 첨부 도면들과 관련된 다음의 상세한 설명으로부터 더 잘 이해될 것이다.
도 1은 고정된 국부 발진기 주파수와 함께 수신된 UWB 신호를 나타내는 신호 선도이다.
도 2는 10dB SNR 시스템에서 정규화되어 수신된 전력의 이동 평균을 나타내는 신호 선도이다.
도 3은 0dB SNR 시스템에서 정규화되어 수신된 전력의 이동 평균을 나타내는 신호 선도이다.
도 4는 -6dB SNR 시스템에서 정규화되어 수신된 전력의 이동 평균을 나타내는 신호 선도이다.
도 5는 다중 톤 수신기에 의하여 다운 컨버팅(down-converting) 되고 채널 필터에 의하여 필터링 되었던 수신된 UWB 신호의 크기를 나타내는 신호 선도이다.
도 6은 10dB SNR 시스템에서, 수신된 UWB 신호 및 이 신호의 국부적으로 발생된 신호(예로서, 사인파)와의 상관을 나타내는 신호 선도이다.
도 7은 0dB SNR 시스템에서, 수신된 UWB 신호 및 이 신호의 국부적으로 발생된 신호(예로서, 사인파)와의 상관을 나타내는 신호 선도이다.
도 8은 -6dB SNR 시스템에서 수신된 UWB 신호 및 이 신호의 국부적으로 발생된 신호(예로서, 사인파)와의 상관을 나타내는 신호 선도이다.
도 9는 UWB 신호의 구조를 나타내는 도면이다.
도 10은 제 1 CCA 회로를 나타내는 블록도이다.
도 11은 제 2 CCA 회로를 나타내는 블록도이다.
MB-OFDM 신호의 포락선 구조에 대한 예시는 도 9에 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 각 OFDM 심볼은 60.6ns의 0 프리픽스 부분이 선행하고 뒤에 9.5ns의 보호 간격이 뒤따른다. 가능한 315.5ns 중의 단지 242ns 만이 신호 에너지를 포함한다.
이에 덧붙여, 호핑 패턴(hopping pattern)이 인접한 528MHz 대역 상으로 스펙트럼 에너지(spectral energy)를 더 확산시키기 위하여 유입된다. 상이한 호핑 패턴은 피코넷(piconet)들 사이의 원치 않는 상호작용을 최소화 하기 위하여 상이한 피코넷들에 적용된다.
그러나, 본 명세서의 중요한 특징은 OFDM 심볼들의 스트림에 대한 진폭 가중 기능으로서 아래에 수식 1로 주어진다.
Figure 112007023057211-PCT00001
여기에서, Tzp는 0 채우기(padding)이고, TGI는 보호 간격의 지속시간이다. 나이키스트 샘플링 비율(Nyquist sampling rate: 나이키스트의 표본 추출 비율) 528Msps를 가정하면, 각 UWB 심볼은 165 샘플이고 각 OFDM 심볼은 128 샘플이다.
제안된 알고리즘을 설명하기 위하여 다음의 표기법이 개발되었다.
UWB 신호의 n번째(nth) 심볼은 아래와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112007023057211-PCT00002
여기에서, T는 한 프레임 내의 하나의 UWB 심볼의 지속기간이고, fnc는 n번째 심볼을 위한 RF 반송파 주파수이다. UWB 시스템에서, 반송파 주파수는 심볼마다 변화한다. TFI 코드는 특정 심볼을 위한 RF 반송파 주파수를 결정한다. d(t)는 OFDM 신호로서,
Figure 112007023057211-PCT00003
cn ,m ∈ CM 은 n번째(nth) 심볼의 m번째(mth) 부 반송파(sub-carrier) 상의 복소 심볼(complex symbol)이고, CM 은 데이터 송신을 위한 M-진(M-ary) 복소 심볼 세트이다. UWB 시스템에서 M = 4이다. N은 부 반송파의 전체 수로서 N = 128이고, f는 4.125MHz로서 부 반송파의 간격이다. w(t)는 0 채우기(ZP)와 보호 간격(GI)에 의하여 유입되는 윈도우 함수(window function)이다.
Figure 112007023057211-PCT00004
여기에서, Tzp 는 0 채우기의 지속 기간이고 TGI 는 보호 간격의 지속 기간이다. 설명을 쉽게 하기 위하여 다음의 설명에서, 표기 UWB는 s(t)를 인용하는데 사용되고, 표기 OFDM은 s(t)의 비 영(non-zero) 부분을 인용하는데 사용되며, 또한 달리 언급되지 않는 한 나이키스트 비율(528Msps)은 다운 샘플링이 적절하게 수행됨을 보장하는 데이터 처리를 위하여 사용된다. 따라서, 각 UWB 심볼은 165개의 샘플을 가지며, 각 OFDM 심볼은 128개의 샘플을 가진다.
제안된 UWB 신호가 심볼간 주파수 호핑 방식을 사용하므로, 시간 동기화는 신호를 적절하게 검출하는데 중요하다. 만일 다운 컨버전(down-conversion)을 위한 국부 발진기(LO: Local Oscillator) 주파수가 부적절한 순간에서 절환되면, 원하는 신호는 528(또는 1056)MHz에서 중심 주파수로 변환될 것이다. 채널 필터는 그러면 원하는 신호를 거부하고, 수신된 신호는 잡음 만으로 될 것이다. 고려하자면 이것은 호핑 동기화의 정보가 없는 시스템(특히, 수신기가 동기화 심볼을 놓칠 수 있는 곳에서)을 위한 CCA 방식을 제안한다. 만일 수신기가 채널 2(3960MHz)라고 하는 다운 컨버전을 위한 고정된 LO 주파수 만을 사용하면, 수신된 신호는 OFDM 신호와 128(165*3)의 듀티 사이클(duty cycle)을 갖는 윈도우 함수의 곱(product)으로 보여질 수 있다. 도 1은 고정된 LO 주파수를 갖는 수신된 UWB 신호의 보기를 나타낸다. 위쪽 그래프는 상이한 심볼들이 상이한 반송파 주파수에서 변조되는 안테나 입력단에서의 것이다. 그리고 아래 그래프는 LO로 다운 컨버전하고 채널 필터링 한 이후의 출력 신호이다. DC 부근으로 다운 컨버팅되지 않은 심볼들은 채널 필터에 의하여 거부되는 것이 나타나 있다. 본 상세한 설명은 채널 호핑이 항상 수행되는 모드에 초점을 둔다는 것을 주목하자. 고정된 주파수 모드들을 위해서는 상이한 알고리즘이 필요하다.
OFDM 신호는 시간 영역(N >> 1 이면)에서 WGN 신호로 보여질 수 있으며, 수신된 신호는 다음으로 보여질 수 있다.
Figure 112007023057211-PCT00005
여기에서, t0 은 수신기의 임의의 시작 시간 순간이며, Td 는 유효 OFDM 심볼이 DC 부근으로 다운 컨버팅 되는 시작 순간에 대한 수신 시작 사이의 시간 차이이다. n(t)는 WGN이고 ns(t)는 다음과 같다.
Figure 112007023057211-PCT00006
hn ,m 은 n번째 심볼의 m번째 부 반송파에서의 복소 채널 응답이다. 주기적 신호에 대한 파세발(parseval)의 정리에 따르면,
Figure 112007023057211-PCT00007
수식(7)의 좌변은 한 주기(128 샘플) 상의 시간 영역 신호의 전력에 대한 이동 평균(MA)이고, 우변은 주파수 영역 신호의 최대 비율 모으기(MRC: Maximal ratio combining)이다. MRC는 최대의 SNR을 갖기 때문에, 한 주기 동안의 전력의 이동 평균은 따라서 OFDM 심볼의 존재에 대한 MRC 검출과 동일하다. 미리 결정된 임계값이 CCA 결정을 도출하기 위하여 MA 출력과 비교하는데 사용될 수 있다. 도 2, 도 3, 및 도 4는 페이딩 채널에서 상이한 SNR을 지닌 MA 출력을 나타낸다. MA 출력은 여기에서 수신된 시퀀스의 평균 전력에 걸쳐서 정규화된다. x-축은 샘플들의 수이고 y-축은 정규화된 MA 출력이다. 피크(peak)는 최대 SNR이 달성되면 나타난다. 주기성은 수신기 LO가 고정된 주파수에 머무르고 입력이 3개의 다른 LO 주 파수에서 신호 호핑 패턴을 따른 다는 사실에 기인한다. 그러므로, 피크는 매 3개의 심볼(여기서 495 샘플) 마다 발생한다.
상기 해석과 도면의 결과에 기초하여 다음의 CCA 알고리즘이 주파수 호핑의 동기화 정보 없이 시스템을 위하여 제공된다.
1. LO 주파수를 미리 결정된 채널 주파수에 고정한다.
2. 피크 카운터를 0으로 설정한다.
3. 495 샘플(3개의 연속 심볼)의 평균 전력(Pmean)을 계산한다.
4. 128 샘플들의 정규화된(Pmean으로 정규화된) 이동 평균 전력을 계산한다.
5. MA 출력(MAO)을 미리 설정된 임계값(Pth)과 비교하고, 피크 검사를 시작한다. MA 출력이 임계값 이하(MA < Pth)로 떨어지면, 국부 피크값을 고정시키고 피크 위치를 기록하며, 피크 카운터를 1 만큼 증가시킨다.
6. 첫번째와 동일한 방식으로 다음 값이 고정될 때 까지 다음 피크를 위한 검사를 시작한다. 인접 피크들의 피크 위치 차이가 미리 설정된 값 보다 낮으면, 마지막 피크를 버리고 피크 카운터를 증가시키지 않지만, 낮지 않으면 피크 카운터를 증가시킨다.
7. CCA 타이머의 종료까지 단계 6을 반복한다. 1 피크 보다 더 많은 피크가 발견되면, CCA가 발표된다[채널 비지(channel busy)].
임계값 Pth는 오경보율(false alarm rate)과 검출율(또는 프레임 누락 비율)을 조절하기 위하여 조정된다. 도 2에서는 오경보와 검출 비율을 조종하기 위하여도 주기성이 사용될 수 있음을 주목하자. 단계 6에서, 검출 윈도우는 오경보 성능 을 향상시키기 위하여 설정된다. 만일 두 피크의 거리가 한 윈도우 크기(459 샘플) 보다 크지 않으면, "피크"는 잡음으로서 대신 인식되고 유효 피크로서 계산되지 않을 것이다. Pth와 윈도우 크기를 적절히 설정하는 것은 오경보율과 검출율을 최적화할 수 있다.
도 10을 참조하면, 전술한 방법에 따르는 CCA를 수행하기 위한 한 회로가 블록도에 도시되어 있다. 무선 프론트 엔드(RFE: Radio Front End)(1001)은 제어회로(1005)에 의하여 제어되는 피크 탐사회로(1003)로 공급되는 신호 샘플들을 발생시킨다. 제어회로(1005)는 발견된 피크의 수를 기록하도록 피크 카운터(1007)를 사용하여 전술한 알고리즘에 따라서 동작한다. 피크의 수에 기초하여 제어회로(1005)는 CCA 신호를 발생시킨다.
수식 (1)로부터 알 수 있는 것은, 만일 호핑 동기화 정보(채널 절환을 위한 순간)가 수신기에서 대략 이용 가능하다면, 모든 심볼들은 DC 부근으로 적절하게 다운 컨버팅될 수 있고, UWB 심볼들은 OFDM 신호와 듀티 사이클 128/165를 지닌 3.2MHz의 구형파 클록 신호의 곱으로 보여질 수 있다. 도 5는 다중 톤 수신기에 의하여 다운 컨버팅되고 채널 필터에 의하여 필터링 되었던 이후에 수신된 UWB 신호의 크기를 나타낸다. 주기적 게이팅 효과(gating effect)가 그래프에 확연하다.
포락선 검출이 우선 수행되고 3.2MHz 사인파를 갖는 교차 상관이 이후 뒤따른다면, 정규화된 상관 출력은 CCA 결정을 위한 측정 기준으로서 사용될 수 도 있다.
즉, e(t)를 신호의 순시 전력이라면,
Figure 112007023057211-PCT00008
순시 전력을 계산함으로써, 주파수 오프셋에 의하여 유입된 위상 회전이 제거될 수 있다. e(t)는 매우 강한 DC 성분을 갖기 때문에, 상관기(correlator) 출력에서 다른 주파수 성분들의 감도를 감소시킬 것이다. 상기 DC 성분은 신호 포락선에서 차감되어서, 3.2MHz의 주파수 성분을 검출하는 감도를 향상시킨다.
Figure 112007023057211-PCT00009
상관기의 출력은 이후 다음으로 계산될 수 있다:
Figure 112007023057211-PCT00010
도 6에서, 잡음은 UWB 신호에 앞서고 약 4000 샘플을 지속하며, 뒤이어 다시 순수 잡음이 뒤따른다. UWB 신호가 수신되면, 교차 상관 출력은 잡음 만을 지닌 교차 상관 보다 훨씬 큰것이 분명하다. 도 7과 도 8은 SNR이 훨씬 낮고 UWB 신호의 도달이 분명하지 않은 것을 제외하면 도 6의 경우와 유사한 경우를 나타내지만, 상관기의 출력은 큰 차이를 나타낸다. 3개 도면 모두는 200kHz 오프셋을 지닌 페이딩 채널 내의 UWB 신호의 결과인데, 3차 역 체비셰프(inverse chebychev) 필터가 채널 필터로서 사용되고 있다.
상기 결과들에 기초하여 다음의 심볼에 기반을 둔 검출 방법이 제안된다. 미리 설정된 임계값을 사용함으로써, 만일 상관기 출력이 임계값 보다 크면, "사용중 매체(busy medium)"가 선언된다. 상세한 검출 방식은 다음과 같이 설명된다.
1. 165 샘플(한 심볼 데이터)을 포획하고, 방정식(10)으로 교차 상관을 계산하여, 그 결과를 버퍼에 저장한다.
2. N 번(N 심볼) 만큼 1을 반복하고 N 상관기의 결과를 평균한다.
3. 2에서의 결과를 소정 임계값과 비교한다; 만일 결과가 임계값 보다 크면 "CCA 사용중"이 이 보고된다.
4. 결과가 임계값 보다 작으면 단계 1과 2를 반복하되, 가장 나중의 N 상관기의 출력들 만에 대해 평균을 한다. 즉:
Figure 112007023057211-PCT00011
여기에서, corr(n)은 방정식 (10)을 사용하는 n번째 심볼의 교차 상관 출력이고, Xcorr(k)는 교차 상관의 N-심볼 이동 평균의 k번째 출력이다. 상기 알고리즘은 매우 간단하며, 평균을 위해 사용되는 심볼들의 수(파라미터 N)는 신뢰성을 결정한다. 향상된 알고리즘이 오경보와 누락 프레임 성능을 향상시키는데 사용될 수 있다. 예로서, 카운터는 두개 또는 그 이상의 연속 출력이 임계값 보다 큰것인지를 알기 위하여 사용될 수 있다.
도 11을 참조하면, 전술한 방법에 따라서 CCA를 수행하기 위한 한 회로에 대한 블록도가 도시된다. 무선 프론트 엔드(RFE: Radio Front End)(1101)는 제어회로(1105)에 의하여 제어되는 교차 상관 회로(1103)로 공급되는 신호 샘플들을 발생시킨다. 제어 회로(1105)는 N개의 이전 교차 상관 결과의 평균값을 기록하도록 저장 회로(1107)를 사용하여 전술한 알고리즘에 따라서 동작한다. 평균값에 기초하여 제어회로(1105)는 CCA 신호를 발생시킨다.
CCA를 수행하기 위해 MB-OFDM 신호 포락선의 주기성을 활용하도록 2가지 방법이 제안되어 왔다. 두가지 방법에 대한 상세한 시뮬레이션이 착수되었다. 이 결과들은 이동 평균과 교차 상관 알고리즘이 모두 다중경로 채널조건들에 견고하고 -2dB의 SNR에 대해 높은 검출(>90%)을 나타냄을 보여줬다. 오경보율과 검출율은 어플리케이션 요건들에 따라서 양호한 균형을 가지도록 더욱 최적화될 수 있다. 알고리즘들 모두는 완벽하지 않은 호핑 동기화에 견고하다. MA는 보다 나쁜 피코넷 식별 능력을 가지며, CC는 보다 낮은 SOP(Simultaneously Operating Piconets: 연속 동작 피코넷들) 공차를 지닌다.
CC 알고리즘은 SOP 문제가 적절한 프로토콜 정의에 의하여 경감될 수 있는 통상의 SOHO/CE 환경에서 바람직하다.
본 발명은 알려진 주기적 신호 포락선을 특징으로 하는 어떤 무선 통신 시스템에서 어플리케이션을 갖는데, 여기에서 주기적 간격은 필요한 검출 시간 보다 훨씬 더 짧다.
MB-OFDM UWB를 사용하는 고속 데이터 통신의 처리량 효율은 이러한 CCA 메커니즘을 제공함으로써 크게 향상될 것이다.
기타, 비 UWB 어플리케이션은 0 프리픽스를 사용하여 OFDM이 채택되는 미래에 발견될 수 있다. 보기들로는 OFDM을 채택하는 미래의 인지 무선 시스템과 4G 셀룰러 시스템이 포함된다.

Claims (8)

  1. 때때로 특정의 통신 신호를 전송하도록 예측되는 한 통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법에 있어서,
    수신된 신호를 발생하기 위하여 상기 특정의 통신 신호에 대한 수신을 시도하는 단계와,
    상기 수신된 신호로부터 그 수신된 신호의 전력을 가리키는 전력 신호를 도출하는 단계와,
    교차 상관 결과를 얻기 위하여 상기 전력 신호를 국부적으로 발생되는 신호와 교차 상관시키는 단계와,
    다수의 교차 상관 결과들을 조합하여 조합된 교차 상관 결과를 획득하는 단계와,
    상기 조합된 교차 상관 결과를 임계값과 비교하는 단계와,
    상기 비교에 기초하여 빈 채널 평가 결과를 발생하는 단계를 포함하는
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 특정의 통신 신호는 다중 대역 OFDM 초광대역 신호인
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법.
  3. 때때로 특정의 통신 신호를 전송하도록 예측되는 한 통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법에 있어서,
    수신된 신호를 발생하기 위하여 상기 특정의 통신 신호에 대한 수신을 시도하는 단계와,
    상기 수신된 신호의 이동 평균 전력을 결정하여 이동 평균 출력 신호를 발생시키는 단계와,
    의심가는 피크값이 유효한지를 판정하는 것을 포함하여, 상기 이동 평균 출력 신호에 대한 피크 검출을 수행하는 단계와,
    검출된 유효 피크들의 수에 따라서 빈 채널 평가 결과를 발생하는 단계를 포함하는
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 특정의 통신 신호는 다중 대역 OFDM 초광대역 신호인
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 방법.
  5. 때때로 특정의 통신 신호를 전송하도록 예측되는 한 통신 매체에 대한 빈 채 널 평가 장치에 있어서,
    수신된 신호를 발생하기 위하여 상기 특정의 통신 신호에 대한 수신을 시도하는 수단과,
    상기 수신된 신호로부터 그 수신된 신호의 전력을 가리키는 전력 신호를 도출하는 수단과,
    상기 전력 신호를 국부적으로 발생되는 신호와 교차 상관시켜 교차 상관 결과를 획득하는 수단과,
    다수의 교차 상관 결과를 조합하여 조합된 교차 상관 결과를 획득하는 수단과,
    상기 조합된 교차 상관 결과를 임계값과 비교하는 수단과,
    상기 비교에 기초하여 빈 채널 평가 결과를 발생하는 수단을 포함하는
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 특정의 통신 신호는 다중 대역 OFDM 초광대역 신호인
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 장치.
  7. 때때로 특정의 통신 신호를 전송하도록 예측되는 한 통신 매체에 대한 빈 채 널 평가 장치에 있어서,
    상기 특정의 통신 신호에 대한 수신을 시도하여 수신된 신호를 발생시키는 수단과,
    상기 수신된 신호의 이동 평균 전력을 결정하여 이동 평균 출력 신호를 발생시키는 수단과,
    의심가는 피크값이 유효한지를 판정하는 것을 포함하여, 상기 이동 평균 출력 신호에 대한 피크 검출을 수행하는 수단과,
    검출된 유효 피크들의 수에 따라서 빈 채널 평가 결과를 발생하는 수단을 포함하는
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 특정의 통신 신호는 다중 대역 OFDM 초광대역 신호인
    통신 매체에 대한 빈 채널 평가 장치.
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