KR20060101523A

KR20060101523A - 브러시리스 ｄｃ 모터 제어

Info

Publication number: KR20060101523A
Application number: KR1020067011350A
Authority: KR
Inventors: 피에트로 데 필립스; 랄프 호흐하우센; 죠르그 세이파르트
Original assignee: 베에스하 보쉬 운트 지멘스 하우스게랫테 게엠베하
Priority date: 2003-12-09
Filing date: 2004-12-09
Publication date: 2006-09-25
Also published as: EP1695437A1; CN101095279A; ES2303125T3; DE502004006692D1; KR100822990B1; WO2005060085A1; EP1695437B1; PL1695437T3; US7518334B2; US20070222402A1; DE10357501A1; ATE390752T1

Abstract

본 발명은 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어에 관한 것이며, 상기 제어는 DC 모터(1)로 공급되기 위해, 중계 직접 전압 회로에 의해 전원이 공급되는 AC/DC 인버터(7)와, 다양한 주파수 및 위상 주기 스위치 신호 패턴과 DC 모터(1)의 로터의 현재 위상 위치를 대표하는 신호에 대한 입력을 갖는 상기 AC/DC 인버터(7)의 스위치를 제어하기 위한 패턴 생성기(3, 5, 6, 8 ~ 23)를 포함한다. 상기 패턴 생성기는 AC/DC 인버터에 의해 생성되는 평균 전류 세기를 검출하기 위한 수단(22, 21)과, 검출된 평균 전류 세기와 모터(1)의 속도에 따라, 상기 로터의 위상 위치와 스위치 신호 패턴 사이의 위상 오프셋을 조정하기 위한 수단(3, 5, 8 ~ 23)을 포함한다. 상기 패턴 생성기는, 모터(1)의 요망 속도를 조정하는 단계, 상기 모터(1)의 평균 단자 전압을 변화시키는 단계, 상기 모터(1)의 평균 파워 요구량과 모터의 로터와 구동 자기장 사이의 리드 각(θ)을 검출하는 단계, 상기 리드 각(θ)을 속도(U)와 평균 파워 요구량(P)의 함수로서 요망 값으로 조절시키는 단계를 수행함으로써 모터를 제어한다.

Description

브러시리스 ＤＣ 모터 제어{CONTROL FOR BRUSHLESS DC MOTOR}

본 발명은 브러시리스 DC 모터를 제어하기 위한 기기 및 방법에 관한 것이다.

기존 기술 분야에서, 이러한 종류의 기기는, DC 모터의 스테이터(stator) 권선에 공급하기 위해, 중계 직접 전압 회로로부터 전원이 공급되는 AC/DC 인버터와, 상기 AC/DC 인버터의 스위치를 제어하기 위해, 모터내의 스테이터 권선이 로터(rotor)의 영구 자석에 회전 자기장을 생성하여 스스로 정렬하는 시도를 하도록 주기적인 스위칭 신호 패턴을 갖는 패턴 생성기를 포함한다. 이러한 모터가 전달할 수 있는 토크는 로터의 영구 자기장과, 그에 앞서는 스테이터 권선의 자기장 사이의 각에 따라 달라진다. 모터의 효율을 최적화하기 위해, AC/DC 인버터에 의해 스테이터 권선에 공급되는 전류와, 로터의 회전에 의해 공급되는 기전력(emf)은 같은 위상이어야 한다. 이는 모터의 emf의 제어 전압이 다소 앞서 있기 때문이다. 상기 모터가 최적 효율을 획득하는 리드 각(lead angle)은 모터의 하중, 즉, 가해지는 토크와 속도에 따라 달라진다. 그러므로 상기 모터를 가능한 가장 고효율로 작동시키기 위해, 상기 하중과 속도 값의 주어진 조합(본원에서는 이를 모터의 동작점이라고 일컫는다.)을 위해, 하중과 속도가 표준 방법으로 측정되어야 하고, 최적으로 알려진 리드 각이 설정되어야 한다. 상기 하중은 개별 스테이터 권선의 피크 전류 에 대해 비례한다. 그러므로 하중을 결정하기 위해, 상기 피크 전류가 전자 피크 값 검출기를 이용하여 측정되고, 상기 하중이 그로부터 계산되어진다.

그러나 작은 펄스 폭 변조 때문에, AC/DC 인버터의 펄스폭 변조 제어와 낮은 모터 하중을 이용하는 경우에 있어서 피크 전류를 검출하는 것은 어렵다. 그러므로 낮은 펄스 점유 계수에서 피크 전류를 정확하게 재생산할 수 있도록 고비용의 비교측정기가 피크 값 정류기에서 사용되어야만 한다.

본 발명의 목적은 DC 모터가 간편하고 저렴한 수단을 이용하여 고효율적으로 작동할 수 있게 하는, 브러시리스 DC 모터를 제어하기 위한 기기 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적에 따라, 청구항 제 1 항의 특징을 지니는 방법과, 청구항 제 6 항의 특징을 지니는 기기가 제공된다.

피크 전류 세기와는 대조적으로, 평균 전류 세기는 낮은 하중에서조차 어려움 없이 정확하게 검출될 수 있다. 그러나 모터 하중에 대한 단일 값의 형태로 나타나지 않는다, 즉, 소비 전기 파워에 대한 하중과 속도의 비율로서, 이는 리드 각에 따라 달라진다. 그럼에도 불구하고, 브러시리스 DC 모터의 동작점을 조정하기 위해 반복 방법으로 사용될 수 있다.

상기 리드 각의 요망 값은 속도와 평균 파워 요구량에 대한, 할당된 값에 대해 모터의 효율도를 최대화하는 리드 각의 값이다. 상기 리드 각이 요망 값에 가까울 경우, 모터의 같은 평균 파워 요구량에 대한 최종 개선된 모터의 효율도가 기계 적 파워의 증가를 야기한다. 즉, 같은 하중에 대한 속도의 증가를 야기한다. 모터의 평균 단자 전압을 변화시킴으로써 속도를 요망 값으로 다시 복귀시킴에 따라, 몇 번의 반복을 통해 요망 속도에 대한 모터의 최적 동작점에 도달하게 된다.

리드 각의 요망 값은 지수 그래프를 이용하여 결정되는 것이 바람직하며, 상기 지수 그래프는 속도와 평균 파워 요구량에 의해 규정된 모터의 다수의 동작점에 대하여 가장 높은 효율도를 갖는 리드 각을 특정한다. 이러한 지수 그래프는 실험에 의해 결정되며, 메모리 모듈의 형태로, 본 발명에 따르는 제어를 위해 제공되어질 수 있으며, 변화하는 동작점에 대해 각각의 최적 리드 각을 제공한다.

이러한 지수 그래프는 제한된 수의 이산 동작점들만을 포함할 수 있으며, 일반적으로 실제 속도와 평균 파워 요구량에 대한 하중 각(리드 각)이 보간법(interpolation)에 의해 지수 그래프로부터 얻어질 수 있다.

모터의 평균 파워 요구량에 영향을 주기 위하여, 공급되는 평균 단자 전압은 펄스 폭 변조로써 변화하는 것이 바람직하다.

브러시리스 DC 모터를 제어하는 방법을 수행하는 제어 장치에 있어서, 상기 제어 장치는 DC 모터에 공급하기 위한 AC/DC 인버터, 변화하는 주파수와 위상의 주기적인 스위칭 신호 패턴을 갖는 AC/DC 인버터의 스위치를 제어하기 위한 패턴 생성기로서, 이때 상기 패턴 생성기는 DC 모터의 로터의 순간적인 위상 위치(phase position)를 대표하는 신호에 대한 입력을 가지는 패턴 생성기를 포함하며, 상기 패턴 생성기는 AC/DC 인버터에 의해 전달되는 평균 전류 세기를 검출하는 수단, 그리고 상기 로터의 위상 위치와 검출된 평균 전류 세기와 모터의 속도에 따라 달라지는 스위칭 신호 패턴 사이의 위상 오프셋을 조정하는 수단을 포함한다.

위상 오프셋을 수정하는 중에, 모터 속도의 어떤 편차도 없애기 위해, 요망 속도를 이용하는 모터의 평균 단자 전압을 조절하기 위한 수단이 제공되는 것이 바람직하다.

위상 오프셋을 조정하기 위한 수단은 로터의 위상 위치를 대표하는 입력 신호의 주파수로 로킹(locking)될 수 있는 PLL(phase-locked loop) 회로를 포함하는 것이 바람직하다. 위상 오프셋을 조정하기 위해, 모터의 검출 파워와 속도에 따라 달라지는 표적 위상 오프셋을 지정하기 위한 제어 수단이 제공된다. 이러한 제어 수단은 다수의 동작점에 대해, 상기 모터의 효율도를 최소화하는 하나의 표적 위상 오프셋을 각각 특정하는 지수 그래프를 위한 앞서 언급한 저장 기기를 포함하는 것이 바람직하다.

상기 모터의 속도는 모터에 연결되어 있는 속도 센서를 이용하여 검출될 수 있다. 그러나 바람직하게는 위상 오프셋을 조정하는 수단이 로터의 위상 위치를 대표하는 입력 신호로부터 속도를 추출하기 위한 수단을 포함한다.

위상 오프셋을 조정하기 위한 수단은 실제 동작점에 대한 위상 오프셋의 요망 값을 특정하고 이러한 요망 값에 대한 대표 신호를 생성하는 요망 값 트랜스미터와, 상기 대표 신호를 이용하여 실제 위상 오프셋을 요망 값에 조절하는 레귤레이터로 나누어질 수 있다. 동시에, 상기 대표 신호는 위상 오프셋 0°에 대한 대표 값보다 크거나 작은 값을 가질 수 있어서, 상기 레귤레이터에서 양 및 음 위상 오프셋을 대표하는 신호의 표준 프로세싱이 가능하다.

도 1은 본 발명에 따르는 제어 장치와 그에 의해 제어되는 브러시리스 DC 모터를 도식한 도면이다.

도 2는 도 1의 제어 장치에서 사용되는 AC/DC 인버터를 도식한 도면이다.

도 3은 모터에 순환적으로 반복적용되는 스위칭 상태를 도식한 도면이다.

도 4는 본 발명에 따르는 장치를 이용하여 브러시리스 DC 모터의 동작점의 이동을 도식한 도면이다.

도 1은 n=4 쌍의 폴(pole)을 갖는 로터(rotor)를 포함하는 브러시리스 DC 모터(brushless DC motor)(1)를 도식한다. 상기 DC 모터(1)는 AC/DC 인버터(7)에서 전력을 공급받는다. 상기 인버터는 도 2에서 상세히 도식된다. 상기 인버터(7)는 6개의 스위치（SU1, SV1, SW1, SUZ2, SV2, SW2)를 포함하며, 스위치(SU1, SV1, SW1)는 양극 공급 단자(+)와 상기 모터(1)의 위상 U, 또는 위상 V, 또는 위상 W 사이에 배열되어 있고, 스위치(SU2, SV2, SW2)는 상기 3개의 위상 중 하나와 음극 공급 단자(-) 사이에 배열되어 있다. 스위치는 병렬로 연결되어 있는 억제 다이오드를 포함하는 IGBT일 수도 있다.

주기적으로 반복하는 방식으로, 스위치에 6개의 서로 다른 스위칭 상태를 적용하는 제어 회로(6)에 의해 AC/DC 인버터의 스위치는 제어된다. 도 3을 참조하여 더욱 상세히 설명될 것이다.

홀 센서(2)는 모터(1)의 로터의 최근방에 위치하여, 그 곳을 통과하는 각각의 로터의 개별 폴의 장을 검출할 수 있다. 상기 홀 센서(2)는 제 1 타입 폴을 통과하는 각각의 경우에서 증가하는 면을 갖고, 그 밖의 다른 타입 폴을 통과하는 경우에는 감소하는 면을 갖는 출력 신호를 전달한다. 따라서 상기 홀 센서(2)의 출력 신호의 주파수 f는 모터(1)의 회전 주파수의 n배이다.

상기 홀 센서(2)의 출력 신호는 위상 비교측정기(3)의 제 1 입력에 적용되며, 상기 위상 비교측정기(3)의 제 2 입력은 비교 신호와 함께 공급된다. 가령, 신호의 감소하는 면이 홀 센서로부터 도착하면 클락 신호의 펄스를 세기 시작하는 전자 카운터에 의해, 위상 비교측정기(3)가 형성될 수 있으며, 상기 신호의 주파수는 주파수 f의 배수이다. 신호의 감소하는 면이 제 2 신호 입력에서 수신되면, 상기 카운터는 상기 두 신호 간의 위상 차이에 대해 측정된 값을 출력한다.

위상 비교측정기(3)의 출력 신호는 차동 증폭기(differential amplifier)(8)의 비-반전 입력 신호(non-inverted input signal)를 형성한다. 스위칭 상태의 패턴과 상기 홀 센서의 출력 신호 사이의 요망 위상 오프셋에 대하여, 상기 차동 증폭기의 반전 입력은 마이크로제어기(21)에 의해 제공되는 대표적인 요망 값 신호이다. 이러한 요망 신호 값의 레벨은 요망 리드 각과 선형으로 연관되어 있고, 0° 보다 작거나 큰 요망 리드 각에 각각 대응하는 한계를 가진 범위내에서, 그 값을 가진다. 하한은 -2π/3인 요망 리드 각에 대응하고, 상한은 +4π/3의 요망 리드 각에 대응하며, 그에 따라 0°주변의 요망 리드 각이 요망 값 신호의 레벨을 계속해서 변화시킴으로써 조정될 수 있다.

차동 증폭기(8)의 출력은, 지정 가중 계수를 이용하여 상기 차동 증폭기(8)의 출력 신호를 곱하는 가중 파트(9)와, 상기 차동 증폭기의 출력 신호를 적분하는 적분기(10)로 구성된 비례/적분 제어기에 연결되어 있다. 가중 파트(9)와 적분기(10)로부터의 중첩된 출력 신호가 가산기(11)의 가산된 추가 기여 인자와 함께 주파수 제어 신호로서 전압-제어 오실레이터(5)로 공급된다.

위상 비교측정기(3)에 부가적으로, 주기 측정 회로(12)는 홀 센서(2)의 출력에 연결되어 있고, 이때 상기 회로는 홀 센서(2)로부터의 신호의 두 연속적인 감소 면 사이의 시간을 측정하여, 이를 출력 신호로서, 평균 값 회로와 제 1 시프트 레지스터(14)에 전달한다. 제 1 시프트 레지스터의 출력은 제 2 시프트 레지스터(15)의 입력과 평균 값 회로(13)의 제 2 입력에 연결되어 있다. 제 2 시프트 레지스터의 출력은 제 3 시프트 레지스터(16)와 상기 평균 값 회로(13)의 제 2 입력에 연결되어 있다. 그리고 제 4 시프트 레지스터의 출력에서, 상기 평균 값 회로(13)의 제 4 입력이 된다. 측정 회로(12)에서 제공되는 각각의 새로운 주기에 의해 측정되는 값을 이용하여, 시프트 레지스터(14, 15, 16)가 트리거(trigger)되어, 입력에 각각 제공된 측정값을 넘기고 출력할 수 있다. 따라서 홀 센서 신호의 주기 구간의 최근 측정된 4개의 측정값이 평균 값 회로(13)의 입력에 항상 적용된다. 상기 평균 값 회로(13)는 이러한 측정값의 평균을 출력으로 전달한다. (일반적으로, 로터의 쌍의 수가 n일 경우, n개의 입력과 n-1개의 시프트 레지스터가 항상 제공되어 평균 계산이, 로터의 완전한 회전에 대응하는 홀 센서 신호의 주기의 수에 걸쳐 수행된다.) 따라서 평균 값 회로(13)의 출력 신호에서, 로터의 4쌍의 폴의 배열이 균일하지 못 함에 따라 야기될 수 있는 주기상의 변형이 감소될 수 있다. 이러한 출력 신호에 의해, 전압 제어 오실레이터(5)의 입력 전압에 상당한 기여도가 형성될 수 있다. 따라서 로터가 참조 위치를 두 번 통과한 후, 고정-상태 모드(steady-state mode)에서 확립되는 입력 전압으로부터 크게 이동하지 않는 입력 전압이 오실레이터(5)에 공급되며, 상기 오실레이터(5)의 주파수가 상기 로터의 주파수에 신속하게 로킹(locking)된다.

평균 값 회로(13)의 출력은 차이 회로(difference circuit)(18)에 추가로 연결되어 있고, 직접 연결되어 있을 수도 있고, 차이 회로(18)가 홀 센서 신호의 2개의 연속하는 평균 주기 간의 차이를 출력 신호로서 전달하도록, 시프트 레지스터(14, 15, 16)와 유사한 방식으로 트리거되는 제 4 시프트 레지스터(17)를 거쳐 연결되어 있을 수 있다. 따라서 상기 차이 회로(18)의 출력 신호는 주기의 변이의 평균에 대응하고, 모터(1)의 동작을 가속시키거나 감속시킬 것을 지시할 수 있다. 이렇게 가속되거나 감속된 동작은 차이 회로(18)의 출력 신호가 가중 파트(19)의 계수 0.5에 의해 가중되어, 가산기에서 상기 오실레이터(5)의 입력 신호에 추가됨으로써 이뤄질 수 있다. 따라서 상기 오실레이터(5)의 진동에 의해, 아직 측정되지는 않았지만 과거에 대한 외삽법(extrapolation)으로 주기 구간의 변이가 추정될 수 있다.

전압-제어 오실레이터(5)는 고정-상태 모드에서는 홀 센서 신호의 주파수보다 6배 더 높은 주파수를 갖는 진동을 전달한다. 1/6 카운트-다운 오실레이터(20)는 위상 비교측정기(3)에 공급할 비교 신호를 생성한다. 제어 회로(6)는 전 압 제어 오실레이터(5)로부터의 주파수 6f를 갖는 출력 신호를 수신하고, AC/DC 인버터(7)의 스위치 제어 신호를 축출한다. 도 3의 시간에서, 전압 제어 오실레이터(5)의 진동은 VCO에 의해 나타난다. 6개의 연속적인 순환 스위칭 상태(a, b, c, d, e, f)의 변화에 의해 제어 회로(6)는 신호의 증가하는 면에 응한다.

각각의 스위칭 상태(a, b, c, d, e, f)에 있어서, 도 3은 AC/DC 인버터(7)의 스위치의 상태 및 그에 따른 전압을 전기 모터(1)의 위상(U, V, W)에서 도식한다. 상태(a)에서 스위치(SU1, SW1)는 닫힌다. 스위치(SU2, SW2, SV1)는 열리고, 스위치(SV2)는 펄스 모드에서 열리고 닫히며, 펄스 점유 계수는 제어 회로(6)가 마이크로 제어기(21)로부터 수신한 파워 제어 신호에 의해 특정된다. 스위치(SV2)의 펄스 점유 계수에 따라, 전류는 위상(U, V, W)을 통해 흐르며, 모터의 v와 최종 자기장이 중첩되어 공간 벡터 u_a를 형성할 수 있다. 다음 스위칭 상태(b)에서, 스위치(SV2, SW2)가 열리고, 스위치(SU1, SV1, SW1)가 닫히며, 스위치(SU1)는 마이크로제어기(21)의 파워 제어 신호에 의해 특정된 펄스 점유 계수를 이용하여 펄스 폭 변조된다. 따라서 위상(U, V) 및 위상(U, W)을 통해 전류가 흐르고, U_a에 대해 시계 반대 방향으로 60°회전한 공간 벡터 U_b가 도출된다. 닫히고, 열리고, 펄스폭 변조된 스위치의 상태(c, d, e, f) 및 도출되는 전류 분포와 공간 벡터가 도 3에서 관찰할 수 있을 것이나, 본원에서 상세히 설명하지는 않는다. VCO 신호의 6가지 주기가 공간 벡터의 회전을 360°에 걸쳐 생성된다는 사실이 중요하다.

물론, 제어 회로(6)가 제어하는 AC/DC 인버터(7)의 상태는 도 3에서 도식된 바와 다를 수 있다. 특히, 덜 바람직하더라도, 할당된 두 스위치를 모두 열어둠으로써 상태 패턴이 모터(1)의 각각의 위상(U, V, W)은 각각 하나의 상태의 길이 동안 전류 없음(current-free)을 유지하는 것이 고려될 수 있고, 그 후 2개의 상태의 길이 동안 양극 공급 전압에 연결되어, 하나의 상태 길이 동안 전류 없음을 다시 유지하고, 최종적으로 2개의 상태 길이 동안 음극 공급 단자에 연결되어, 3개의 위상이 각각 2개의 상태에 의해 서로 서로에 대해 위상 편이(phase-shift)된다.

전기 모터(1)의 효율도는 자신의 상태의 권선에 의해 생성된 자기장과 상기 장에서 회전하는 로터 사이의 리드 각에 따라 달라진다. 속도와 토크에 의해, 또는 이와 동일한 방식으로 속도와 기계적 파워에 의해 특징지어지는 각각의 동작점에 대하여, 경험적으로 판단되어질 수 있는, 특정 모터 모델에 대한 최적 리드 각이 존재한다. 이미 설명된 바와 같이, 하중을 연산하는 것으로부터 피크 전류를 결정하는 것은 복잡하고, 본 발명에 따라 제어 기기에서 여러 다른 접근법이 선택되어져야 한다. 이러한 경우에 있어서, 상기 마이크로제어기(21)는, 중간 회로의 전류 세기에 비례하는 전압을 공급하는 AC/DC 인버터(7)의 중간 회로에 배치되어 있는 직렬 레지스터(22)를 이용하는 모터(1)의 전기 파워 요구량을 발견해낸다. 상기 중간 회로 전압이 일정하다고 가정될 경우, 이러한 전류 세기의 측정은 전기 파워 요구량을 결정하기 충분하다. 한편으로는, 마이크로제어기(21)가 상기 중간 회로 전압을 또한 측정할 수 있으며, 상기 중간 회로 전압의 결과물과 전류 크기로서 파워 요구량을 연산할 수 있다. 모터(1)의 속도는 가산기(11)의 출력 신호로부터 마이크로제어기(21)에 의해 결정된다.

동작점의 한 세트에 관한 최적 리드 각을 제공하는 지수 그래프는 상기 마이크로제어기(21)에 연결되어 있는 메모리 모듈(23) 안에 저장된다. 모터(1)의 동작점에 관한 모든 것에 대해, 최적 리드 각이 마이크로제어기(21)에서 보간법(interpolation)에 의해 연산될 수 있도록, 이러한 특정 동작점의 세트는 잘 알려진 방식으로 선택되어 진다.

마이크로제어기의 작동 모드는 도 4를 참조하여 설명된다. 상기 도면은 3차원 다이어그램이며, 이때 곡선면 K는 속도 U와, 파워 P와, 지수 그래프에 저장되는 최적 리드 각의 상관관계를 나타낸다. 상기 다이어그램에서 포인트 P0은 마이크로제어기(21)가 실행하는 구체화된 방법의 임의의 시작 포인트를 나타낸다. 이는 마이크로제어기(21)가 요망 값으로서 차동 증폭기(8)에게 제공하는 임의의 리드 각 과, 가산기(11)의 출력 신호로부터 마이크로제어기에 의해 추론되는 속도 값, 소비 전기 파워로부터 상기 모터의 알려진 효율도 η를 곱함으로써 상기 마이크로제어기(21)가 추정하는 모터의 기계적 파워 P에 의해 특징 지워진다. 상기 효율도 η는 최적으로 조정된 리드 각 θ를 이용하여 주어진 속도에서 모터가 얻을 수 있는 효율이다. 포인트 P0에서, 상기 모터의 기계적 파워가 실제로는 마이크로제어기(21)에 의해 추정된 값보다 작도록, 리드 각은 최적 값보다 크다. 그러나 이것이 본 발명의 목적을 훼손시키는 것은 아니다. 속도 값과 그에 따라 마이크로제어기(21)가 획득하는 기계적 파워를 이용하는 것은 지수 그래프 K를 이용하여 동작점에 대응하는 최적 리드 각을 결정하며(이때, 기계적 파워의 추정된 값을 참값이라고 가정한다.), 차동 증폭기(8)로의 요망 값으로서 결정된 리드 각을 미리 지정한다. 따라서 도 4의 다이어그램에서의 포인트 P1이 도출된다.

마이크로제어기에 의해 추정되는 모터의 기계적 파워가 근사치를 기반으로 하기 때문에, 실제로는 어떠한 포인트도 면 K상에 도달하지 않으나 모터(1)의 효율도는 리드 각을 수정함에 따라 개선될 수 있다. 결과적으로, 모터의 속도와 기계적 파워는 증가하고, 추정된 동작점은 P2 방향으로 이동하게 된다. 상기 마이크로제어기(21)가 요망 속도의 초과를 인지하고, 언급한 파워 제어 신호에 의해 미리 설정된 펄스 점유 계수를 제어 회로(6)가 감소시킨다. 리드 각이 같은 상태를 유지할 경우, 속도와 파워는 다시 감소하고, 포인트 P3에 도달한다. 상기 포인트에서, 미리 포인트 P0에 위치한 바와 같이, 최적 리드 각은 지수 그래프로부터 추정되어지고, 추정된 동작점에 대해 설정된다. 최종적으로 리드 각 θ가 최적으로 조정되고, 모터의 효율도가 실제로 θ와 동일해지는 포인트 P에 수렴할 때까지 이러한 절차가 반복된다.

Claims

브러시리스 DC 모터(brushless DC motor)(1)를 제어하기 위한 방법에 있어서, 상기 방법은

상기 모터의 평균 단자 전압을 변화시킴으로써 상기 모터(1)의 요망 속도를 조정하는 단계,

상기 모터(1)의 평균 파워 요구량(P)과, 상기 모터의 로터(rotor)와 구동 자기장(driving magnetic field) 사이의 리드 각(θ)을 검출하는 단계로서, 이때 상기 리드 각(θ)을 속도(U)와 상기 평균 파워 요구량(P)의 함수로서 주어진 요망 값에 근접시키는 단계

를 순환적으로 반복하는 것을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(brushless DC motor)를 제어하기 위한 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 요망 값은 할당된 속도 값과 평균 파워 요구량에 대한 상기 모터(1)의 효율도(η)를 최대로 하는 리드 각(θ)의 값임을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(brushless DC motor)를 제어하기 위한 방법.
제 3 항에 있어서, 상기 리드 각의 요망 값은, 지수 그래프(K)로부터 결정되며, 이때 상기 지수 그래프는 속도와 평균 파워 요구량에 의해 규정되는 모터의 다수의 동작점(operating point)에 대해 가장 높은 효율도를 갖는 리드 각을 특정하 는 것을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(brushless DC motor)를 제어하기 위한 방법.
제 3 항에 있어서, 실제 속도와 평균 파워 요구량에 대한 리드 각의 요망 값은 상기 지수 그래프로부터 보간법(interpolation)에 의해 획득되어짐을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(brushless DC motor)를 제어하기 위한 방법.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 모터의 평균 단자 파워는 펄스폭 변조에 의해 변화함을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(brushless DC motor)를 제어하기 위한 방법.
브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치에 있어서, 상기 제어 장치는

DC 모터(1)에 공급하기 위한 중계 직접 전압 회로(intermediate direct voltage circuit)(+, -)가 전원을 공급하는 AC/DC 인버터(7),

변화하는 주파수와 위상의 주기적인 스위칭 신호 패턴을 갖는 AC/DC 인버터의 스위치(SU1, SU2, SV1, SV2, SW1, SW2)를 제어하기 위한 패턴 생성기(3, 5, 6, 8 ~ 23)로서, 이때 상기 패턴 생성기는 DC 모터(1)의 로터의 순간적인 위상 위치를 대표하는 신호에 대한 입력을 가지는 패턴 생성기

를 포함하며, 상기 패턴 생성기는

AC/DC 인버터에 의해 전달되는 평균 전류 세기를 검출하는 수단(22, 21), 그 리고

상기 로터의 위상 위치와 검출된 평균 전류 세기와 모터(1)의 속도에 따라 달라지는 스위칭 신호 패턴 사이의 위상 오프셋(리드 각)을 조정하는 수단(3, 5, 8 ~ 23)

을 포함함을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치.
제 6 항에 있어서, 요망 속도를 이용하여 모터(1)의 평균 단자 전압을 조절하는 수단(21 ~ 23)을 포함함을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치.
제 6 항 또는 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 위상 오프셋을 조정하는 수단(3, 4, 8 ~ 23)은 상기 로터의 위상 위치(phase position)를 대표하는 입력 신호의 주파수에 로킹(locking)되는 PLL 회로(3, 5, 8 ~ 20)를 포함하는 것을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치.
제 6 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 위상 오프셋을 조정하는 수단(3, 5, 8 ~ 23)은 모터의 검출된 파워와 속도에 따라 달라지는 표적 위상 오프셋을 지정하는 제어 수단(21, 23)을 포함함을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치.
제 9 항에 있어서, 상기 제어 수단(21, 23)은 모터 속도와 파워의 조합에 대해, 상기 모터(1)의 파워 요구량을 최소화하는 하나의 표적 위상 오프셋을 각각 특정 하는 상기 모터(1)의 지수 그래프를 위한 저장 장치(23)를 포함하는 것을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치.
제 6 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 위상 오프셋을 조정하는 수단(3, 5, 8 ~ 23)은 상기 로터의 위상 위치를 대표하는 입력 신호로부터 속도를 추출하는 수단(21)을 포함함을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치.
제 6 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 위상 오프셋을 조정하는 수단은

위상 오프셋의 요망 값에 대한 대표 신호를 생성하는 요망 값 트랜스미터(21, 23), 그리고

상기 대표 신호를 이용하여 실제 위상 오프셋을 요망 값에 부합시키는 레귤레이터(3, 5, 8 ~ 20)를 포함하며, 이때 상기 대표 신호는 위상 오프셋 0°에 대한 대표 값보다 크거나 작은 값을 가질 수 있음을 특징으로 하는 브러시리스 DC 모터(1)를 위한 제어 장치.