KR20010085601A - 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 - Google Patents

고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로를 제공한다. 제1 바이폴라 트랜지스터가 제공되는 데, 전압을 수신하는 에미터, 구동 전류를 수신하는 베이스, 및 콜렉터를 포함한다. 제2 바이폴라 트랜지스터는 제1 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터에 접속된 베이스, 제1 바이폴라 트랜지스터의 베이스에 접속된 콜렉터, 및 에미터를 포함한다. 인덕터는 제1 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터와 제2 바이폴라 트랜지스터의 베이스의 공통 접속 노드에 접속된 제1 포트, 및 제2 바이폴라 트랜지스터의 에미터에 접속된 제2 포트를 포함한다. 제2 바이폴라 트랜지스터의 에미터와, 인덕터의 제2 포트의 공통 접속 노드는 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로의 출력이 된다.

Description

고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터{HIGH FREQUENCY BIPOLAR SWITCHING TRANSISTOR}
본 발명은 전류를 스위칭하는데 사용되는 반도체 디바이스에 관한 것으로서, 좀 더 구체적으로는 고속 전류 스위칭에 사용되는 바이폴라 트랜지스터에 관한 것이다.
높은 스위칭 주파수에서의 과도한 열적 특성에 의해 전원 스위칭 시에 바이폴라 접합 트랜지스터를 스위칭 소자로 사용하는 것이 제한되어 왔다. 바꾸어 말하면, 이는 턴오프 특성을 저하시켜서 추가적인 발열을 초래한다. 최근 Zetex plc에서 제조된 788-769 및 상보형 688-695 계열의 바이폴라 트랜지스터와 같은 높은 이득 및 고전류의 바이폴라 트랜지스터의 개발은 100 KHz 이상의 스위칭 주파수를 갖는 2A의 전류에서 스위칭 조정기(regulator)의 구현을 가능하게 한다. 그러나, 아직도 고전류 및 고전압에 의해 스위칭 조정기에서의 패스 소자(pass element)의 선택은 MOSFET로 제한된다. 이것은 턴온 시 바이폴라 접합 트랜지스터의 베타(beta) 한계에 의한 것이다.
턴온 시, 스위칭 소자는 일반적으로 프리휠링 다이오드(freewheeling diode)와 같은 다른 스위칭 디바이스를 정류하고 인덕턴스 소자에서 전압을 반전시키게 된다. 이러한 동작은 극히 높은 순간 전류를 수반한다. 바이폴라 접합 트랜지스터의 베타 한계에 의해 상기 상태를 빠르게 변화시킬수 없기 때문에, 결과적으로 회로의 캐패시터 소자가 정류하는 동안, 최대 전압의 트랜지스터는 베타 한계 전류(beta limit current)를 흐르게 한다. 각각의 스위치가 턴-온할 경우, 인덕터에서 실제 전압 변화와 스위치 구동의 시작 사이의 시간 간격, 베타 전류 한계, 및 입력 전압의 곱과 동일한 열 에너지가 축적된다. 분명한 것은, 초당 스위치 턴온의 횟수가 증가하면 축적된 열이 증가하는 효과가 있다. 따라서, 디바이스의 응용성은 이러한 축적된 열을 제거하는 능력 또는 고전류에서 전류 이득을 유지하는 능력에 의해 제한되고, 결과적으로 높은 전력 방산의 영역을 통해 통과 시간(transit time)을 최소화시킨다.
MOSFET는 "온(on)" 저항을 갖도록 규정함으로써 이러한 문제를 해결하며, 일정 전류의 조건에서는, 바이폴라 접합 트랜지스터("BJT")의 Vcesat과 비교시 경쟁력이 있다. 이것은 경쟁력 있는 BJT보다 실질적으로 더 크게 만든다. 일반적으로 펄스 모드에서 정격 연속 전류(rated continuous current)의 10배 정도의 능력이 있다. 그러므로, 그것은 턴온하는 높은 전류 영역을 아주 빠르게 통과할 수 있으나, 그의 밀러 효과 캐패시턴스가 BJT의 것보다 수백배 이상 크기 때문에 스위칭 응용에서는 역시 단점이다. 이러한 것은 게이트를 통해 입력될 수 있는 게이트 오실레이션에 취약하게 하고, 구동 회로를 훨씬 더 복잡하게 한다. 또한, 증가된 크기로 인해 보다 효율적으로 열을 방출할 수 있다.
그러므로, 고주파수 전원에서 스위칭 소자로 사용되는 BJT의 과열 문제에 대한 해결책이 필요하게 되고, 본 발명에 의해 이러한 문제를 해결할 수 있다.
본 발명에 따르면, 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로가 제공된다. 전압을 수신하기 위한 에미터, 구동 전류를 수신하기 위한 베이스, 및 콜렉터를 갖는 제1 바이폴라 트랜지스터가 제공된다. 상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터에 연결된 베이스, 상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 베이스에 접속된 콜렉터, 및에미터를 갖는 제2 바이폴라 트랜지스터가 제공된다. 상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터와 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 베이스의 공통 접속 노드에 접속된 제1 포트, 및 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 에미터에 접속된 제2 포트를 갖는 인덕터가 제공된다. 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 에미터의 공통 접속 노드와 상기 인덕터의 제2 포트는 회로의 출력을 형성한다.
도면이 첨부된 아래의 본 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명의 상기 특징 및 다른 특징들이 본 기술분야의 숙련된 사람에게는 자명할 것이다.
도 1은 본 발명의 바람직한 제1 실시예의 회로도.
도 2는 종래의 스위칭 트랜지스터가 제공하는 전력 신호의 신호도.
도 3은 도 1의 스위칭 트랜지스터 회로가 제공하는 전력 신호의 신호도.
도 4는 스위칭 트랜지스터 회로가 배터리 충전기에 적용되는 본 발명의 바람직한 제2 실시예의 회로도.
도 5는 도 1에 도시된 회로(10)의 전형적인 응용예를 도시한 회로도.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
L1, L2 : 인덕터
Q1, Q2, Q3, Q4 : 트랜지스터
U1 : 집적 회로
20 : 배터리 충전기
22 : 입력 노드
본 발명의 상세한 실시예는 고 주파수 응용 영역에 쓰이는 스위칭 소자로서 고이득의 고전류를 갖는 BJT와 같은 바이폴라 트랜지스터를 사용할 수 있도록 하는 회로를 제공한다. 도 1은 이런 회로(10)의 회로도이다. PNP BJT(Q1)는 소스 DC 전압 VS에 접속된 에미터를 구비한다. PNP BJT(Q1)의 베이스는 NPN BJT(Q2)의 콜렉터에 접속되고, 구동 전류 Idrive를 수신한다. BJT(Q1)의 콜렉터 및 BJT(Q2)의 베이스는 서로 접속되고 인덕터(L1)의 제 1 포트에도 접속된다. BJT(Q2)의 에미터는 인덕터(L1)의 제2 포트에 접속되는데, 이는 예를 들어 파워 인덕터에 접속하기 위한 회로의 출력 포트로서 또한 기능한다. Q1에 대한 예시적 트랜지스터는 ZTX948이 될 수 있고, Q2에 대한 예시적 트랜지스터는 ZTX869가 될 수 있는데, 이 모두는 Zetex plc.에 의해 제조된다. 그런 트랜지스터를 사용하는 L1에 대한 예시적 값은 30 nH가 된다.
트랜지스터(Q1)은 종래 기술과 마찬가지로 즉, 공칭 도통 조건에서 이를 포화시키는 데에 충분한 구동 전류 Idrive를 가함으로써 구동된다. 턴온되었을 때, 트랜지스터(Q1)은 비도통 상태에서 전 도통(full-conduction) 상태로 스위치되며, 따라서 "헬퍼(helper)" 트랜지스터의 한 종류로서 작동하는 트랜지스터(Q2)의 콜렉터는 초기에 트랜지스터(Q1)의 에미터에서 베이스 접합부 양단에 전압을 가한다. 이는 트랜지스터(Q1)을 신속히 구동한다. 회로(10)는 재생성을 가지면서 기생 소자들로 붕괴되어 인덕터(L1) 상에서 매우 빠른 상승(또는 하강) 시간을 나타내게 된다. 인덕터(L1) 상의 전압은 제로로 빨리 떨어져서 트랜지스터(Q2)의 베이스-에미터 접합을 단락시키고 이를 턴오프한다. 따라서, 헬퍼 트랜지스터(Q2)는 트랜지스터(Q1)에 대한 매우 급속한 소망 턴온 시간을 제공하기 위해서만 작동한다. 그렇지 않은 경우에는 효과면에서 볼 때 회로(10)의 부분이 되지 않는다.
회로(10)는 도 1의 PNP BJT 트랜지스터(Q1)이 아니라 NPN BJT 스위칭 트랜지스터를 사용하여 구현될 수 있다. 이런 회로(11)가 도 2에 도시되었는 데, 여기서 스위칭 트랜지스터는 NPN BJT 트랜지스터(Q1')이고, 관련된 "헬퍼" PNP 트랜지스터는 BJT 트랜지스터(Q2')이다. 인덕터(L1')가 트랜지스터(Q2')의 에미터 및 트랜지스터(Q2')의 베이스와 트랜지스터(Q1')의 콜렉터의 공통 접속 노드 사이에 제공된다.
회로(10) 및 회로(11)의 작동은 작은 인덕터에 의해 션트되는 게이트 대 캐소드 접합부를 구비한 실리콘 제어형 정류기("SCR")의 그것에 비교된다. 이런 식으로 PNP 스위칭 트랜지스터에 대해 (도2의) 회로(11)를 보면 본 회로가 PNP(n) SCR에 비교되고, 이런 식으로 NPN 스위칭 트랜지스터에 대해 (도2의) 회로(11)를 보면 NPN(p) SCR에 비교될 수 있다.
턴온되었을 때, 트랜지스터(Q1)은 비도통 상태에서 전 도통 상태로 스위치되며, 따라서 초기에 트랜지스터(Q1)의 콜렉터는 SCR의 게이트 대 캐소드 접합부 양단에 전압을 가한다. 이는 SCR "디바이스"를 트리거하여 이 디바이스가 재생성을 가지면서 회로의 기생 소자들로 붕괴되어 파워 인덕터 양단에서 매우 빠른 상승(또는 하강) 시간을 나타내게 된다. 이는 또한 회로가 최대 출력에서 제공되는 전류보다 상당한 정도로 낮은 전류값에서 급속하게 스위치되도록 하여 주는데 반해, 종래 기술의 스위칭 트랜지스터는 스위칭을 너무나 느리게 할 뿐만 아니라 이 모든 것을 중단시키기까지 하는 베타 드롭 오프(beta drop-off)를 나타낸다. 게이트 대 캐소드 션팅 인덕터(L1) 양단에 걸리는 전압은 결국은 그 인덕터에서 평균 스위치 전류를 세우는데, 이는 P(n) 또는 (p)N 접합부를 효율적으로 쇼트 아웃(short out)시켜서 바이폴라 트랜지스터(Q1)이 콜렉터-에미터 포화 전압인 Vcesat의 양 만큼만의 전압 강하를 제공하도록 한다.
본 발명의 양호한 실시예에 의해 제공된 개선점을 보다 잘 이해하기 위하여 상기 설명한 헬퍼 트랜지스터의 수혜를 받지 않는 BJT 스위칭 트랜지스터(도시 안됨)의 작동을 고려하자. 도 2는, 수평축은 시간을 나타내고 수직축은 전압을 나타내며, 이러한 트랜지스터의 출력을 보여주는 신호도이다. BJT의 베이스에 가해지는 펄스는 비슷하게 펄스화되는 출력 전압 파형을 일으킨다. 그러나, 각 출력 펄스의 온세트(onset) 변이가 있을 때, 상기 언급한 베타 한계 효과 때문에 상승 출력 전압이 짧은 시간 동안에 낮게 유지되는 래그 인터벌(lag interval)(12)이 나타난다는 것을 주의하라. 상기 언급한 바람직스럽지 않은 가열 현상이 나타나는 것은 이 동안이다. 대조적으로, 도 1의 회로(10)의 출력 전압 파형은 도 3의 신호도에 도시된 특성을 보여준다. 도 2에 나타난 래그 인터벌 대신에 파형은 약간의 오버슈트(14)를 보이는데, 이는 대부분의 응용 분야에서 수용할 만한 것이고 종래 기술의 과열 현상을 극복하도록 하여 준다.
도 1 의 회로(10)는 이산 디바이스로 구성되거나 하나의 집적 회로로서 건조될 수 있는데, 후자의 경우에도 인덕터(L1)은 외부의 이산 디바이스로서 제공될 수 있다. 트랜지스터(Q1 및 Q2)를 포함하는 복합 구조를 갖는 집적 회로가 기판 상에서 4층 구조를 가지면서 제조될 수 있다.
도 1의 회로는 예를 들어 스위칭 조정기와 같이 펄스화된 전원이 바람직스런 수많은 응용 환경에서 적용될 수 있다. 도 5는 도 1에 도시된 회로(10)의 전형적인 응용예를 도시한 회로도이다. 도 5 의 회로(20)는 배터리 충전기이다. 회로(20)는 텍사스 인스트루먼트에 의해 제조되는 BQ2000과 같이 프로그램 가능하고 다중 화학 구조를 갖고 고속 하전 관리 능력을 갖는 집적 회로("IC")(U1)에 기초한 것이다. BQ2000은 단일 또는 다중 화학 응용 환경에서 니켈 카드뮴(NiCd), 니켈 금속 수화물(NiMH) 또는 리튬 이온(LI-ion) 배터리의 고속 하전 관리를 위해 사용된다.
회로(20)는 다음과 같이 구성된다. 본 경우에 +15 볼트의 크기를 갖는 소스 DC 전압이 입력 노드(22)에 제공된다. 입력 노드는 PNP 트랜지스터(Q5)의 에미터에, 저항(R8)의 한 포트에, PNP 트랜지스터(Q1)의 에미터에, 및 NPN 트랜지스터(Q3)의 콜렉터에 접속된다. 트랜지스터(Q5)의 베이스는 저항(R8)의 다른 포트 및 저항(R9)의 한 포트에 접속된다. 트랜지스터(Q5)의 콜렉터는 저항(R7)의 한 포트에 접속된다. 저항(R7)의 다른 포트는 저항(R4)의 한 포트에, 캐패시터(C4)의 한 포트에, 제너 다이오드(D2)의 애노드에, 캐패시터(C1)의 한 포트에, 캐패시터(C5)의 한 포트에, 저항(R11)의 한 포트에, 및 IC(U1)의 VCC에 접속된다. 저항(R4)의 다른 포트는 광 방출 다이오드("LED")(D1)의 캐소드에 접속된다. LED(D1)의 애노드는 IC(U1)의핀에 접속된다. 캐패시터(C4)의 다른 포트, 제너 다이오드(D2)의 애노드, 및 캐패시터(C1)의 다른 포트는 모두 하전될 배터리의 음의 터미날 BAT에 접속된 아날로그 접지에 접속된다. 캐패시터(C5)의 다른 포트는 저항(R5)의 한 포트 및 IC(U1)의 RC핀에 접속된다. 저항(R5)의 다른 포트는 아날로그 접지에 접속된다. 저항(R11)의 다른 포트는 저항(R12)의 한 포트 및 IC(U1)의 TS 핀에 접속된다. 저항(R12)의 다른 포트는 아날로그 접지에 접속된다. IC(U1)의 SNS 핀은 저항(R10)의 한 포트에 접속되고, 이것의 다른 포트는 "파워 접지"로 명칭된, 입력 노드(22)에 제공된 전압 기준용 접지에 및 캐패시터(C7)의 한 포트에 접속되고, 이것의 다른 포트는 아날로그 접지에 및 캐패시터(C6)의 한 포트에 접속된다. 캐패시터(C6)의 다른 포트는 IC(U1)의 MOD 핀 및 NPN 트랜지스터(Q4)의 베이스에 접속된다. 캐패시터(C2)의 한 포트는 IC(U1)의 BAT 핀에 및저항(R1)의 한 포트에 접속된다. 캐패시터(C2)의 다른 포트는 IC(U1)의 VSS 핀과 같은 아날로그 접지에 접속된다.
저항(R1)의 다른 포트는 저항(R3)의 한 포트 및 저항(R2)의 한 포트에 접속되어 있다. 저항(R2)의 다른 포트는 아날로그 접지에 접속되어 있다.
트랜지스터(Q4)의 에미터는 저항(R13)에 접속되어 있고, 저항의 다른 포트는 파워 접지에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q4)의 콜렉터는 저항(R14)의 한 포트 및 캐패시터(C8)의 한 포트에 접속되어 있다. 캐패시터(C8)의 다른 포트는 트랜지스터(Q3)의 베이스 및 PN 접합 다이오드의 애노드에 접속되어 있다. 트랜지스터(R14)의 다른 포트는 다이오드(D4)의 캐소드, 트랜지스터(Q3)의 에미터, 트랜지스터(Q1)의 베이스 및 트랜지스터(Q2)의 콜렉터에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q2)의 베이스는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터, 쇼트키 다이오드(D5)의 캐소드, 스몰 인턱터(L1)의 한 포트에 접속되어 있다. 인덕터(L1)의 한 포트는 파워 인덕터(L2)의 한 포트, 다이오드(D5)의 애노드, 트랜지스터(Q2)의 에미터 및 쇼트키 다이오드(D3)의 캐소드에 접속되어 있다. 다이오드(D3)의 애노드는 파워 접지에 접속되어 있다. 인덕터(L2)의 다른 포트는 저항(R9)의 다른 포트, 저항(R3)의 다른 포트, 배터리(BAT)의 양극 단자 및 캐패시터(C3)의 한 포트에 접속되어 있다. 캐패시터(C3)의 다른 포트는 아날로그 접지에 접속되어 있다. 마지막으로, 저항(R6)은 아날로그 접지와 파워 접지 사이에 접속되어 있다. 전술한 부품들에 대한 예시적 값들이 표 1에 도시되어 있으며, K는 킬로오옴(㏀)을 의미한다.
부품 값 부품 값 부품 값
R1 100K R10 1K C5 .047㎌
R2 75K R11 30K C6 4.7㎊
R3 300K R12 20K C7 .0022㎌
R4 2K R13 43Ω C8 1000㎊
R5 11.8K R14 43Ω L1 30nH
R6 .01Ω C1 .1㎌ L2 1000μH
R7 2K C2 .1㎌
R8 10K C3 10㎌
R9 10K C4 10㎌
회로(20)는 벅크(buck) 컨버터 타입이며, 다음과 같이 동작한다. 일반적으로, 배터리 충전 동안에 입력 노드(22)에 제공된 기준 전압은, IC(U1)의 MOD 핀의 펄스 폭 변조 제어 출력 신호의 제어 하에서, 트랜지스터(Q1)에 의해 스위치 온-오프된다. 이 출력은 트랜지스터(Q4)를 온-오프시키고, 트랜지스터(Q3), D4, R14 및 C8을 포함하는 회로가 트랜지스터(Q1 및 Q2)의 스위칭 배열을 온-오프시키도록 제어한다. 결과적인 펄스 폭 변조 전압은 집적 인덕터(L2)에 의해 평활화되고, 다음으로 배터리(BAT)에 인가되어, 이렇게 충전된다. 트랜지스터(Q1), 트랜지스터(Q2), 및 인덕터(L1)는 도 1을 참조로 하여 상술한 바와 같이 동작한다. 또한, 쇼트키 다이오드(D5)는 인덕터(L1)가 링잉(ringing)하지 않게 함으로써 그에 의해 ON 상태가 호출될 시에 트랜지스터(Q2)를 턴온시키도록 제공된다. 쇼트키 다이오드(D3)는 벅크 컨버터에서 전형적으로 사용되는 타입의 소위 프리휠링 다이오드이고, 트랜지스터(Q1)가 턴오프될 때에 필드가 붕괴됨에 따라 전류가 인덕터(L2)를 통하여 도전하게 한다.
트랜지스터(Q5)는 저항(R7)을 통하여 그 크기가 제너 다이오드(D2)에 의해 세트되고 IC(U1)의 전원 전압 입력(VCC)에 인가되는 바이어스 전압을 제공한다. 캐패시터(C4)는 다이오드(D2)에 근접하여 배치되어, 다이오드(D2)에 대한 전압 평활화를 제공한다. 캐패시터(C1)는 핀(VCC)에서 전압 평활화를 제공한다. 트랜지스터(Q5)는 전원 전압과 배터리(BAT)의 양극 단자를 가로질러 트랜지스터(R8)(R9)로 형성된 분압기에 의해 바이어스 온(biased on)된다. 전압이 저항(R11, R12)으로 형성된 분압기에 의해 세트된 그 범위의 중간 레벨로 IC(U1)의 온도 감지 입력에 인가된다(이 구성에는 어떤 온도 센서도 사용되지 않았음--첨가 가능). LED(D1)는 충전 표시기로 작용하며, IC(U1)의핀에 의해 활성화된 저항(R4)을 통하여 바이어스 전류를 수신한다.
저항(R6)은 파워 접지와 아날로그 접지 간의 전압차를 감지한다. 전압차는 저항(R10)을 통하여 IC(U1)의 전류-감지 입력, 핀 SNS에 인가된다. 캐패시터(C6)는 IC(U1)의 핀(MOD)이 하이로 되는 경우 포지티브 피드백을 캐패시터(C7)에 의해 평활화시켜서 IC(U1)의 핀 SNS에 제공하는 스몰 히스테리시스 캐패시터이다. 저항(R5) 및 캐패시터(C5)는 IC(U1)의 핀(RC)로의 입력을 제어하는 RC 타이밍 회로를 형성한다. RC 시정수는 상기 기재된 값인 20분으로 배터리(BAT)가 얼마나 오래 충전되도록 허용될 것인가를 세트한다.
상기 언급된 바와 같이, 필터링된 충전 전류는 배터리(BAT)의 양극 단자와 음극 단자 간에 인가된다. 캐패시터(C3)는 그에 인가된 전압을 더 평활화시킨다. 저항(R2, R3)은 저항(R1)을 통해 IC(U1)의 배터리 전압 입력 핀 BAT에 인가되는 스텝 다운(stepped-down) 전압을 성립시키기 위한 분압기를 형성한다.
또한, IC(U1)의 동작 및 구성의 상세한 내용은 텍사스 사로부터 얻을 수 있는 "BQ2000 Programmable Multi-Chemistry Fast-Charge Management IC"에 대한 명세서에서 찾을 수 있다.
따라서, 상기 기술된 내용으로부터 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터를 포함하는 복합 회로에 스위칭 이득을 첨가하는 본 발명에 향상된 회로가 제공된다는 것을 알 수 있다. 이 회로는 4층 디바이스의 재생 전류 이득의 장점을 지니면서, 연속적인 도전 동안에 저 Vcesat의 잇점을 취하도록 전류에 대한 저임피던스 경로를 제공한다. 전력 바이폴라 트랜지스터가 턴온의 고전류 영역을 보다 신속하게 통과하게 허용함으로써, 전력 바이폴라 트랜지스터의 적용은 더 높은 주파수로 연장될 수 있으며, 상술한 바와 같이 MOSFET와 비교될 수 있게 하고 스위칭 회로를 제조하는 단가를 저하시킨다.
비록 본 발명과 그 장점들이 상세하게 기술되었으나, 첨부된 특허 청구의 범위에 의해 정의된 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고 다양한 변화, 대체 및 개조가 이루어질 수 있다는 것이 이해되어야 한다.

Claims (3)

  1. 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로에 있어서,
    전압을 수신하는 에미터, 구동 전류를 수신하는 베이스, 및 콜렉터를 포함하는 제1 바이폴라 트랜지스터;
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 콜렉터에 접속된 베이스, 상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 베이스에 접속된 콜렉터, 및 에미터를 포함하는 제2 바이폴라 트랜지스터; 및
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 콜렉터와 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 베이스의 공통 접속 노드에 접속된 제1 포트, 및 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 에미터에 접속된 제2 포트를 포함하는 인덕터
    를 포함하며,
    상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 에미터와 상기 인덕터의 제2 포트의 공통 접속 노드가 상기 회로의 출력이 되는 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로.
  2. 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로에 있어서,
    전압을 수신하는 에미터, 펄스화된 구동 전류를 수신하여 상기 구동 전류의 펄스에 따라 상기 제1 바이폴라 트랜지스터를 온 및 오프시키는 베이스, 및 콜렉터를 포함하는 제1 바이폴라 트랜지스터;
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 콜렉터에 접속된 베이스, 상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 베이스에 접속된 콜렉터, 및 에미터를 포함하는 제2 바이폴라 트랜지스터; 및
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 콜렉터와 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 베이스의 공통 접속 노드에 접속된 제1 포트, 및 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 에미터에 접속된 제2 포트를 포함하는 인덕터
    를 포함하며,
    상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 에미터와 상기 인덕터의 제2 포트의 공통 접속 노드가, 펄스화된 전력 출력을 제공하도록 되어 있는 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로.
  3. 배터리 충전기에 있어서,
    전압 소스를 수신하는 입력 포트;
    충전시키고자 하는 배터리의 각각의 포지티브 단자와 네가티브 단자에 접속되는 포지티브 접속 포트 및 네가티브 접속 포트;
    상기 포지티브 및 네가티브 접속 포트들에 접속되어, 상기 접속 포트들에 걸리는 전압에 대응하는 감지된 전압을 제공하는 제1 회로;
    상기 감지된 전압을 수신하여, 상기 감지된 전압에 따라 변화하는 펄스화된 제어 신호를 제공하는 제2 회로; 및
    고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로
    를 포함하고,
    상기 고주파 바이폴라 스위칭 트랜지스터 회로는,
    상기 전압 소스를 수신하는 에미터, 상기 펄스화된 제어 신호를 수신하는 베이스, 및 콜렉터를 포함하는 제1 바이폴라 트랜지스터;
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 콜렉터에 접속된 베이스, 상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 베이스에 접속된 콜렉터, 및 에미터를 포함하는 제2 바이폴라 트랜지스터; 및
    상기 제1 바이폴라 트랜지스터의 상기 콜렉터와 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 베이스의 공통 접속 노드에 접속된 제1 포트, 및 상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 에미터에 접속된 제2 포트를 포함하는 인덕터
    를 포함하며,
    상기 제2 바이폴라 트랜지스터의 상기 에미터와 상기 인덕터의 제2 포트의 공통 접속 노드가 상기 회로의 출력이 되어, 배터리용 전력 충전 소스를 제공하는 배터리 충전기.
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