KR102691711B1 - 용량성 센서를 위한 읽기 회로 - Google Patents

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Abstract

본 기술에 의한 읽기 회로는 양의 입력단을 통해 입력 전압이 인가되는 연산 증폭기; 연산 증폭기의 출력단과 음의 입력단 사이에 연결되는 피드백 커패시터; 제 1 시간 동안 센서를 충전 또는 방전하는 센서 충방전 회로; 센서를 충전 또는 방전한 이후 제 2 시간 동안 센서와 연산 증폭기를 연결하는 스위칭 회로; 및 센서의 용량에 따라 제 1 시간과 제 2 시간의 듀티비를 결정하는 듀티 제어 회로를 포함한다.

Description

용량성 센서를 위한 읽기 회로{READ-OUT CIRCUIT FOR A CAPACITIVE SENSOR}
본 기술은 용량성 센서를 위한 읽기 회로에 관한 것으로서 보다 구체적으로는 접지된 커패시터를 포함하는 용량성 센서에서 용량의 변화를 감지하는 읽기 회로에 관한 것이다.
사물 인터넷 시대가 도래하면서 다양한 스마트 기기 및 센서에 대해 연구 개발이 진행되고 있다.
커패시터의 용량이 가변되는 방식으로 신호를 감지하는 용량성 센서에서 읽기 회로는 용량의 변화를 전압으로 변환시키는 회로를 포함한다.
용량성 센서에서 커패시터의 일단이 접지되어 있는 경우 접지된 노드를 통해 노이즈가 유입되어 정확한 신호를 파악하는 것이 어려운 문제가 있다.
이에 따라 용량성 센서에서 노이즈의 영향을 줄이면서 정확한 신호를 읽을 수 있는 읽기 회로가 요구되고 있다.
EP 2187241 B1 KR 10-1909515 B1 KR 10-2016-0020480 A US 10025441 B2
본 발명은 일단이 접지된 커패시터를 포함하는 센서에서 용량의 변화를 감지하는 읽기 회로를 제공한다.
본 발명은 용량성 센서의 용량에 따라 스위칭 신호의 듀티비를 조절할 수 있는 읽기 회로를 제공한다.
본 발명은 용량성 센서의 옵셋 용량의 영향을 제거하고 센서의 용량 변화를 감지할 수 있는 읽기 회로를 제공한다.
본 발명의 일 실시예에 의한 읽기 회로는 양의 입력단을 통해 입력 전압이 인가되는 연산 증폭기; 연산 증폭기의 출력단과 음의 입력단 사이에 연결되는 피드백 커패시터; 제 1 시간 동안 센서를 충전 또는 방전하는 센서 충방전 회로; 센서를 충전 또는 방전한 이후 제 2 시간 동안 센서와 연산 증폭기를 연결하는 스위칭 회로; 및 센서의 용량에 따라 제 1 시간과 제 2 시간의 듀티비를 결정하는 듀티 제어 회로를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 의한 읽기 회로는 양의 입력단을 통해 입력 전압이 인가되는 연산 증폭기; 연산 증폭기의 출력단과 음의 입력단 사이에 연결되는 피드백 커패시터; 제 1 시간 동안 센서를 충전 또는 방전하는 센서 충방전 회로; 제 1 노드와 제 2 노드 사이에 연결된 옵셋 커패시터를 포함하여 제 1 시간 동안 옵셋 커패시터를 충전 또는 방전하는 옵셋 제거 회로; 제 1 시간 동안 제 1 노드에 전원 전압 또는 접지 전압을 제공하는 제 1 스위칭 회로; 센서를 충전 또는 방전한 이후 제 2 시간 동안 연산 증폭기와 옵셋 제거 회로를 연결하고 옵셋 제거 회로와 센서를 연결하는 제 2 스위칭 회로; 및 센서의 용량 또는 옵셋 커패시터의 용량에 따라 제 1 시간과 상기 제 2 시간의 듀티비를 결정하는 듀티 제어 회로를 포함한다.
본 기술에 의한 읽기 회로는 용량성 센서에서 접지된 단자를 통해 유입되는 노이즈의 영향을 줄이면서 신호를 정확하게 읽을 수 있다.
본 기술에 의한 읽기 회로는 센서 커패시터의 용량에 따라 스위칭 신호의 듀티비를 조절하여 정확한 신호를 측정할 수 있다.
본 기술에 의한 읽기 회로는 센서 커패시터의 옵셋 용량으로 인한 영향을 제거할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 읽기 회로를 나타내는 회로도.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 읽기 회로의 동작을 나타내는 타이밍도.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 듀티비 룩업 테이블 생성 방법을 나타내는 순서도.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 의한 읽기 회로를 나타내는 회로도.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 의한 읽기 회로의 동작을 나타내는 타이밍도.
도 6 내지 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 의한 읽기 회로를 나타내는 회로도.
도 9는 도 8의 옵셋 커패시터의 구성을 나타내는 회로도.
이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 개시한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 읽기 회로(100)를 나타내는 회로도이다.
본 발명의 일 실시예에 의한 읽기 회로(100)는 용량성 센서(1)에 포함된 커패시터(10)의 용량 변화를 감지하여 이에 대응하는 출력 전압(VOUT)을 생성한다.
이하에서는 커패시터(10)를 센서 커패시터(10)로 지칭한다. 센서 커패시터(10)의 일단은 접지된다.
읽기 회로(100)는 연산 증폭기(110), 피드백 커패시터(120)를 포함한다.
피드백 커패시터(120)는 연산 증폭기(110)의 출력단과 음의 입력단 사이에 연결된다.
연산 증폭기(110)의 양의 입력단에는 입력 전압(VIN)이 제공된다.
읽기 회로(100)는 센서 충방전 회로(130), 제 1 스위칭 회로(140), 및 제 2 스위칭 회로(150)를 포함한다.
센서 충방전 회로(130)는 읽기 회로(100)의 입력단을 통해 센서 커패시터(10)의 타단에 전원 전압(VDD)을 인가하여 센서 커패시터(10)를 충전하는 충전 스위치(131)와 센서 커패시터(10)의 타단을 접지시켜 센서 커패시터(10)를 방전시키는 방전 스위치(132)를 포함한다.
충전 스위치(131)는 충전 제어 신호(CH)에 따라 제어되고, 방전 스위치(132)는 방전 제어 신호(DCH)에 따라 제어된다.
제 1 스위칭 회로(140)는 제 1 스위칭 신호(P1)에 따라 연산 증폭기(110)의 양의 입력단과 음의 입력단을 연결한다.
제 2 스위칭 회로(150)는 제 2 스위칭 신호(P2)에 따라 센서 커패시터(10)의 타단과 연산 증폭기(110)의 음의 입력단을 연결한다.
듀티 제어 회로(1000)는 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)의 듀티비를 조절하여 출력한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 읽기 회로(100)의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
입력 전압(VIN)은 T0 ~ T1에서 하이 레벨의 전압이 인가되고 T1 ~ T2 사이에서 로우 레벨의 전압이 인가된다.
본 실시예에서 하이 레벨은 전원 전압(VDD) 로우 레벨은 접지 전압에 대응한다.
먼저 입력 전압(VIN)이 하이 레벨인 경우의 동작을 설명한다.
T0에서 입력 전압(VIN)이 하이 레벨이 된 후, T01에서 방전 제어 신호(DCH)가 하이 레벨이 되어 방전 스위치(132)가 턴온되고 이에 따라 센서 커패시터(10)를 방전시킨다.
제 1 스위칭 신호(P1)는 방전 제어 신호(DCH)와 실질적으로 동일한 시점에서 하이 레벨이 된다. 이에 따라 제 1 스위칭 회로(140)에 따라 연산 증폭기(110)의 양의 입력 단자와 음의 입력 단자가 동일한 전압으로 설정된다.
이후 방전 제어 신호(DCH)가 로우 레벨이 되어 방전 스위치(132)가 턴오프된다. 또한 제 1 스위칭 신호(P1)도 실질적으로 동일한 시점에서 로우 레벨이 되어 연산 증폭기(110)의 양의 입력 단자와 음의 입력 단자가 분리된다.
이후 T02에서 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨이 되면 제 2 스위칭 회로(150)가 턴온되어 출력 전압(VOUT)을 생성한다.
전하량 보존 법칙을 이용하여 T02 이후의 출력 전압(VOUT)의 변화량을 계산하면 다음 수학식 1과 같다.
다음으로 입력 전압(VIN)이 로우 레벨인 경우의 동작을 설명한다.
T1에서 입력 전압(VIN)이 로우 레벨이 된 후, T11에서 충전 제어 신호(CH)가 하이 레벨이 되어 충전 스위치(131)가 턴온되고 이에 따라 센서 커패시터(10)를 충전시킨다.
제 1 스위칭 신호(P1)는 충전 제어 신호(CH)와 실질적으로 동일한 시점에서 하이 레벨이 된다. 이에 따라 제 1 스위칭 회로(140)에 따라 연산 증폭기(110)의 양의 입력 단자와 음의 입력 단자가 동일한 전압으로 설정된다.
이후 충전 제어 신호(CH)가 로우 레벨이 되어 충전 스위치(131)가 턴오프된다. 또한 제 1 스위칭 신호(P1)도 실질적으로 동일한 시점에서 로우 레벨이 되어 연산 증폭기(110)의 양의 입력 단자와 음의 입력 단자가 분리된다.
이후 T12에서 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨이 되면 제 2 스위칭 회로(150)가 턴온되어 출력 전압(VOUT)을 생성한다.
전하량 보존 법칙을 이용하여 T12 이후의 출력 전압(VOUT)의 변화량을 계산하면 다음 수학식 2와 같다.
수학식 1, 2로부터 수학식 3을 도출할 수 있다.
수학식 3과 같이 입력 전압이 하이 레벨이 경우와 입력 전압이 로우 레벨인 경우 출력 전압의 변화량의 차이로부터 센서 커패시터의 용량을 측정함으로써 입력 전압에 포함되는 노이즈 및 전원 전압 및 접지 전압을 제공하는 전원에서 인가되는 노이즈의 영향을 상쇄시킬 수 있다.
읽기 회로(100)는 연산 증폭기(110)의 출력 전압(VOUT)을 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환기(160, ADC)와 ADC(160)에서 출력된 디지털 신호를 처리하는 디지털 처리 회로(170)를 더 포함할 수 있다.
ADC(160)는 예를 들어 제 1 스위칭 신호(P1)가 로우 레벨로 천이하는 시점 및 제 2 스위칭 신호(P2)가 로우 레벨로 천이하는 시점에서 출력 전압(VOUT)을 디지털로 변환할 수 있다.
디지털 처리 회로(170)는 두 출력 전압의 차이를 연산하여 출력 전압의 변화량을 측정할 수 있고 이에 따라 수학식 1, 2에 대응하는 값을 얻을 수 있다. 이후 추가적인 연산을 통해 수학식 3에 대응하는 값을 얻을 수 있다.
듀티 제어 회로(1000)는 제 1 스위칭 신호(P1)가 하이 레벨인 구간(K)과 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨인 구간(L)의 비율인 듀티비를 제어한다.
본 실시예에서는 듀티비가 증가할수록 L의 크기가 K의 크기에 비하여 증가한다.
센서 커패시터의 용량에 따라 T02 이후 또는 T12 이후의 구간에서 출력 전압(VOUT)이 수렴하는데 걸리는 시간이 달라질 수 있다.
예를 들어 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨인 구간(L)이 충분히 길지 않으면 출력 전압(VOUT)이 수렴하지 않은 상태에서 동작이 종료되므로 센서의 값을 정확히 읽어 낼 수 없다.
예를 들어, 본 실시예에서는 센서 커패시터의 용량이 큰 경우 출력 전압(VOUT)이 수렴하는데 걸리는 시간이 증가한다.
본 실시예에서는 센서 커패시터의 용량에 따라 듀티비를 조절함으로써 T02 이후 또는 T12 이후에 출력 전압(VOUT)이 수렴하는데 충분히 시간이 보장되도록 하여 보다 센서의 값을 정확히 읽어 낼 수 있도록 보장한다.
도 1의 실시예는 센서 커패시터(10)의 용량(CSEN)을 미리 알고 있는 것으로 가정하고 센서 커패시터의 용량(CSEN)에 따라 듀티비가 미리 결정된 것으로 가정한다.
도 1의 실시예에서 듀티 제어 회로(1000)는 미리 알고 있는 센서 커패시터의 용량(CSEN)에 대응하는 듀티비를 갖는 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)를 출력한다.
듀티비에 따라 도 2의 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)를 생성하는 것은 종래의 기술을 참조하여 통상의 기술자가 용이하게 구현할 수 있는 것이므로 이에 대한 구체적인 설명은 생략한다.
센서 커패시터의 용량(CSEN)에 대응하는 듀티비를 결정하기 위하여 듀티비 룩업 테이블을 미리 생성할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 듀티비 룩업 테이블을 생성하는 방법을 나타낸 순서도이다.
먼저 센서 커패시터의 용량(CSEN)을 최소값으로 설정한다(S110). 센서 커패시터의 용량(CSEN)의 최소값과 최대값은 실시예에 따라 다양하게 미리 결정될 수 있다.
다음으로 듀티비를 최소값으로 설정한다(S120). 듀티비의 최소값과 최대값은 실시예에 따라 다양하게 미리 결정될 수 있다.
이후 출력 전압(VOUT)이 수렴하는지 판단한다(S130).
예를 들어 도 2의 T0 ~ T11 사이의 동작을 수행하면서 T1 시점에서 출력 전압(VOUT)이 수렴하였는지 판단한다.
출력 전압의 수렴 여부는 일정 시간마다 출력 전압의 변화율을 추적하여 출력 전압의 변화율이 예를 들어 1%와 같이 미리 정해진 값보다 작아지는 경우 수렴으로 판단할 수 있다.
출력 전압(VOUT)이 수렴하지 않았으면 듀티비를 증가시켜 단계(S130)를 반복한다(S140).
출력 전압(VOUT)이 수렴하였으면 현재 듀티비를 센서 커패시터의 용량(CSEN)에 대응하는 듀티비로 결정하여 저장한다(S15).
이후 센서 커패시터의 용량(CSEN)을 증가시킨다(S160)
센서 커패시터의 용량(CSEN)이 최대값보다 크면 종료하고 그렇지 않으면 단계(S120)로 돌아가 전술한 동작을 반복한다.
도 3의 동작을 수행한 결과 센서 커패시터의 용량에 대응하는 듀티비 룩업 테이블이 완성될 수 있다.
실제 센서 커패시터의 용량이 듀티비 룩업 테이블에 포함되지 않는 경우 보간 기법 등과 같이 종래의 기술을 이용하여 센서 커패시터 용량에 대응하는 듀티비를 결정할 수 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 의한 읽기 회로(200)를 나타내는 회로도이다.
도 4는 센서(1)에 포함되는 센서 커패시터(10)가 옵셋 용량을 포함하는 경우에 대응하는 읽기 회로(200)를 도시한다.
센서 커패시터(10)의 용량(CSEN)은 옵셋 용량(Co)과 가변 용량(ΔC)의 합으로 표시될 수 있다.
옵셋 용량(Co)은 센싱 동작에 관계없이 일정하게 유지되는 값에 대응하고 가변 용량은 센싱 동작에 따라 가변하는 값에 대응한다.
센싱 결과는 가변 용량에 영향을 받으므로 옵셋 용량이 0이 아닌 경우 수학식 3에서 출력 전압의 차이가 순수하게 가변 용량으로만 표시되지 않아 정확한 센싱을 위해서는 옵셋 용량을 제거하기 위한 보정이 필요하다.
도 4의 실시예는 옵셋 용량의 영향을 제거하여 추가적인 보정 작업이 필요 없는 읽기 회로(200)를 제공한다.
본 실시예에서 읽기 회로(200)는 연산 증폭기(110), 피드백 커패시터(120)를 포함한다.
피드백 커패시터(120)는 연산 증폭기(110)의 출력단과 음의 입력단 사이에 연결된다.
연산 증폭기(110)의 양의 입력단에는 입력 전압(VIN)이 제공된다.
읽기 회로(200)는 전압 입력 회로(210), 옵셋 제거 회로(220), 센서 충방전 회로(230), 제 1 스위칭 회로(240) 및 제 2 스위칭 회로(250), ADC(160) 및 디지털 처리 회로(260)를 더 포함한다.
전압 입력 회로(210)는 전원 스위칭 신호(Fchop)에 따라 전원 전압(VDD) 또는 접지 전압을 입력 전압(VIN)으로 제공하는 제 1 전원 스위칭 회로(211)를 포함한다.
제 1 전원 스위칭 회로(211)는 전원 스위칭 신호(Fchop)가 하이 레벨인 경우 전원 전압을 입력 전압(VIN)으로 제공하고, 전원 스위칭 신호(Fchop)가 로우 레벨인 경우 접지 전압을 입력 전압(VIN)으로 제공한다.
옵셋 제거 회로(220)는 제 2 전원 스위칭 회로(221), 스위치(222, 223) 및 옵셋 커패시터(224)를 포함한다.
옵셋 커패시터(224)는 제 1 노드(N1)와 제 2 노드(N2) 사이에 연결된다.
스위치(222, 223)의 일단은 각각 제 2 전원 스위칭 회로(221)에 연결되고 타단은 공통으로 제 2 노드(N2)에 연결된다.
스위치(222)는 제 1 스위칭 신호(P1)에 따라 온오프되고 스위치(223)는 제 2 스위칭 신호(P2)에 따라 온오프된다.
제 2 전원 스위칭 회로(221)는 전원 스위칭 신호(Fchop)가 하이 레벨인 경우 접지 전압을 스위치(222)의 일단에 제공하고 전원 전압을 스위치(223)의 일단에 제공한다.
또한 제 2 전원 스위칭 회로(221)는 전원 스위칭 신호(Fchop)가 로우 레벨인 경우 전원 전압을 스위치(222)의 일단에 제공하고 접지 전압을 스위치(223)의 일단에 제공한다.
센서 충방전 회로(230)는 스위치(231) 및 제 3 전원 스위칭 회로(232)를 포함한다.
스위치(231)의 일단은 읽기 회로(200)의 입력단을 통해 센서(1)에 연결되고 타단은 제 3 전원 스위칭 회로(232)에 연결된다.
스위치(231)는 제 1 스위칭 신호(P1)에 따라 온오프된다.
제 3 전원 스위칭 회로(232)는 전원 스위칭 신호(Fchop)가 하이 레벨인 경우 접지 전압을 스위치(231)의 타단에 제공하고, 전원 스위칭 신호(Fchop)가 로우 레벨인 경우 전원 전압을 스위치(231)의 타단에 제공한다.
제 1 스위칭 회로(240)는 제 1 노드(N1)와 연산 증폭기(110)의 양의 입력단 사이에 연결된 스위치(241)와 연산 증폭기(110)의 양의 입력단과 음의 입력단 사이에 연결된 스위치(242)를 포함한다. 스위치(241, 242)는 제 1 스위칭 신호(P1)에 따라 온오프된다.
제 2 스위칭 회로(250)는 센서(1)와 제 1 노드(N1) 사이에 연결된 스위치(251)와 제 1 노드(N1)와 연산 증폭기(110)의 음의 입력단 사이에 연결되는 스위치(252)를 포함한다. 스위치(251, 252)는 제 2 스위칭 신호(P2)에 따라 온오프된다.
ADC(160)는 연산 증폭기(110)에서 제공되는 출력 전압(VOUT)을 디지털 값으로 변환한다.
디지털 처리 회로(260)는 ADC(160)에서 출력되는 디지털 값을 이용한 신호 처리 동작을 수행한다.
또한 디지털 처리 회로(260)는 전원 스위칭 신호(Fchop)를 출력하여 제 1 내지 제 3 전원 스위칭 회로(211, 221, 232)를 제어한다.
일반적으로 센서 커패시터에서 옵셋 용량(Co)은 가변 용량에 비하여 매우 큰 편이다. 예를 들어 옵셋 용량이 300pF인 경우 가변 용량은 2 ~ 3 pF 수준으로서 듀티 제어 회로(1000)에서 듀티비를 결정하는데 있어서 옵셋 용량을 기준으로 해도 무방하다.
이에 따라 도 4의 실시예에서 듀티 제어 회로(1000)는 센서 커패시터의 용량(CSEN)으로서 옵셋 커패시터의 용량(COFFSET)을 사용할 수 있다.
즉 듀티 제어 회로(1000)는 옵셋 커패시터의 용량(COFFSET)에 따라 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)의 듀티비를 조절하여 출력할 수 있다.
즉 옵셋 커패시터의 용량(COFFSET)이 큰 경우 센서 커패시터의 용량이 큰 것으로 보아 듀티비를 증가시켜 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨인 구간을 증가시킬 수 있다.
도 5는 도 3의 읽기 회로(200)의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
전원 스위칭 신호(Fchop)는 T0 ~ T1에서 하이 레벨을 가지고 T1 ~ T2 사이에서 로우 레벨이 된다.
먼저 전원 스위칭 신호(Fchop)가 하이 레벨인 경우의 동작을 설명한다.
제 1 전원 스위칭 회로(211)의 동작에 따라 입력 전압(VIN)은 하이 레벨 즉 전원 전압을 가진다.
T0에서 전원 스위칭 신호(Fchop)가 하이 레벨이 된 후, T01에서 제 1 스위칭 신호(P1)가 하이 레벨이 되어 스위치(231)가 턴온되고 제 3 전원 스위칭 회로(232)에서 제공되는 접지 전압을 센서(1)에 제공하여 센서 커패시터(10)를 방전시킨다.
이때 스위치(241)가 턴온되어 제 1 노드(N1)에 전원 전압이 인가되고, 제 2 전원 스위칭 회로(221)를 통해 제공되는 접지 전압이 스위치(222)를 통해 제 2 노드(N2)에 제공된다.
이하에서는 제 1 노드(N1)에 양의 전하가 충전되는 것을 옵셋 커패시터(224)가 양의 방향으로 충전되었다고 표현하고 제 1 노드(N1)에 음의 전하가 충전되는 것을 옵셋 커패시터(224)가 음의 방향으로 충전되었다고 표현한다.
이에 따라 센서 커패시터(10)는 방전되고 옵셋 커패시터(224)는 양의 방향으로 충전된다.
또한 스위치(242)가 턴온되므로 연산 증폭기(110)의 양의 입력단과 음의 입력단 전압은 동일하게 설정된다.
이후 제 1 스위칭 신호(P1)가 로우 레벨이 되어 스위치(222, 231, 241, 242)가 턴오프되고 이후 T02에서 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨이 되어 스위치(251, 252)가 턴온된다.
이때 제 2 전원 스위칭 회로(221)를 통해 제공되는 전원 전압이 스위치(223)를 통해 제 2 노드(N2)에 제공된다.
이에 따라 옵셋 커패시터(224)에 충전된 전하가 센서 커패시터(10)와 피드백 커패시터(120)로 전달된다.
전하량 보존 특성을 이용하여 T02 이후의 출력 전압(VOUT)의 변화량을 계산하면 다음 수학식 4와 같다.
ADC(160)는 예를 들어 제 1 스위칭 신호(P1)가 로우 레벨로 천이하는 시점 및 제 2 스위칭 신호(P2)라 로우 레벨로 천이하는 시점에서 출력 전압(VOUT)을 디지털로 변환할 수있다.
디지털 처리 회로(260)는 수학식 4와 같이 출력 전압(VOUT)의 변화량을 연산할 수 있다.
다음으로 전원 스위칭 신호(Fchop)가 로우 레벨인 경우의 동작을 설명한다.
제 1 전원 스위칭 회로(211)의 동작에 따라 입력 전압(VIN)은 하이 레벨 즉 전원 전압을 가진다.
T1에서 전원 스위칭 신호(Fchop) 및 입력 전압(VIN)이 로우 레벨이 된 후, T11에서 제 1 스위칭 신호(P1)가 하이 레벨이 되어 스위치(231)가 턴온되고 제 3 전원 스위칭 회로(232)에서 제공되는 전원 전압을 센서(1)에 제공하여 센서 커패시터(10)를 충전시킨다.
이때 스위치(241)가 턴온되어 제 1 노드(N1)에 접지 전압이 인가되고, 제 2 전원 스위칭 회로(221)를 통해 제공되는 전원 전압이 스위치(222)를 통해 제 2 노드(N2)에 제공된다.
이에 따라 센서 커패시터(10)가 충전되며 옵셋 커패시터(224) 역시 음의 방향으로 충전된다.
또한 스위치(242)가 턴온되므로 연산 증폭기(110)의 양의 입력단과 음의 입력단 전압은 동일하게 설정된다.
이후 제 1 스위칭 신호(P1)가 로우 레벨이 되어 스위치(222, 231, 241, 242)가 턴오프되고 이후 T12에서 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨이 되어 스위치(251, 252)가 턴온된다.
이때 제 2 전원 스위칭 회로(221)를 통해 제공되는 접지 전압이 스위치(223)를 통해 제 2 노드(N2)에 제공되어 옵셋 커패시터(224)에 충전된 전하가 제 1 노드(N1)에 제공된다.
전하량 보존 특성을 이용하여 T12 이후의 출력 전압(VOUT)의 변화량을 계산하면 다음 수학식 5와 같다.
ADC(160)는 예를 들어 제 1 스위칭 신호(P1)가 로우 레벨로 천이하는 시점 및 제 2 스위칭 신호(P2)라 로우 레벨로 천이하는 시점에서 출력 전압(VOUT)을 디지털로 변환할 수있다.
디지털 처리 회로(260)는 수학식 5와 같이 출력 전압(VOUT)의 변화량을 연산할 수 있다.
센싱 동작을 시작하기 전에 옵셋 커패시터(224)의 용량은 센서 커패시터(10)의 옵셋 용량(Co)에 대응한다.
옵셋 커패시터(224)의 용량(COFFSET)은 옵셋 용량(Co)과 동일하게 되도록 미리 결정될 수 있다.
이 경우 수학식 4, 5에서 Co - COFFSET의 값은 0이 되므로 수학식 4, 5로부터 수학식 6을 도출할 수 있다.
디지털 처리 회로(260)는 수학식 6과 같이 출력 전압(VOUT)의 변화량의 차이를 연산할 수 있다.
수학식 6과 같이 입력 전압이 하이 레벨이 경우와 입력 전압이 로우 레벨인 경우 출력 전압의 변화량의 차이로부터 센서 커패시터의 용량을 측정함으로써 입력 전압에 포함되는 노이즈 및 전원 전압 및 접지 전압을 제공하는 전원에서 인가되는 노이즈의 영향을 상쇄시킬 수 있다.
다만, 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨인 구간(L)이 충분히 길지 않은 경우 수학식 4, 5에 기재된 전압으로 출력 전압(VOUT)이 수렴하지 못할 수 있다.
이에 따라 본 실시예에서는 센서 커패시터의 용량(CSEN)을 고려하여 출력 전압(VOUT)이 수렴할 수 있도록 듀티비를 조절하는 점에 특징이 있음은 전술한 바와 같으며, 듀티 제어 회로(1000)는 옵셋 커패시터의 용량(COFFSET)에 따라 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)의 듀티비를 조절하여 출력할 수 있다.
옵셋 커패시터(224)의 용량(COFFSET)은 센서 커패시터(10)의 옵셋 용량(Co)과 동일하게 설정되어야 하므로 센서 커패시터(10)의 옵셋 용량이 큰 경우 옵셋 커패시터(224)를 실제로 구현하는데 어려움이 있을 수 있다.
도 6과 같이 제 1 전원 스위칭 회로(211), 제 3 전원 스위칭 회로(232)에 제공되는 전원 전압을 1/n으로 줄이고 피드백 커패시터(120)의 용량을 1/n로 줄이면 수학식 4, 5는 수학식 7, 8과 같이 변형된다(n은 1보다 큰 실수).
수학식 7, 8은 옵셋 커패시터(224)의 용량이 실제 용량에 비하여 n배로 증가하는 효과가 있음을 나타내며 이에 따라 옵셋 커패시터(224)의 용량(COFFSET)은 옵셋 용량(Co)의 1/n로 줄어들 수 있다.
이에 따라 듀티 제어 회로(1000)는 옵셋 커패시터의 용량(COFFSET)의 n배를 센서 커패시터의 용량(CSEN)으로 보고 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)의 듀티비를 조절하여 출력할 수 있다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예에 의한 읽기 회로(300)를 나타내는 회로도이다.
도 7의 읽기 회로(300)는 차동 형태의 연산 증폭기(310)와 ADC(330) 및 두 개의 피드백 커패시터(321, 322)를 포함한다.
피드백 커패시터(321)는 연산 증폭기(310)의 음의 입력단과 양의 출력단 사이에 연결되고, 피드백 커패시터(322)는 연산 증폭기(310)의 양의 입력단과 음의 출력단 사이에 연결된다.
차동 형태의 회로를 사용하는 경우 증폭기의 노이즈가 줄어들고 출력 신호의 크기가 증가하여 SNR(SIGNAL-TO-NOISE RATIO) 특성을 향상시킬 수 있음이 잘 알려져 있다.
이를 제외하고 나머지 구성 및 동작은 도 3의 읽기 회로(200)와 실질적으로 동일하므로 반복적인 설명은 생략한다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예에 의한 읽기 회로(400)를 나타내는 회로도이다.
도 8의 읽기 회로(400)는 캘리브레이션 동작을 수행하는 캘리브레이션 제어 회로(270)를 더 포함한다.
이때 옵셋 커패시터(225)는 캘리브레이션 제어 회로(270)의 제어에 따라 용량이 조절될 수 있다.
도 9는 옵셋 커패시터(225)의 상세 구성을 나타낸 회로도이다.
본 실시예에서 옵셋 커패시터(225)는 용량이 2배씩 증가하는 N개의 커패시터를 포함하며 이들은 다수의 스위치를 통해 제 1 노드(N1)와 제 2 노드(N2) 사이에 연결된다.
다수의 스위치는 캘리브레이션 제어 회로(270)에서 제공되는 제어 비트(S0, S1, ..., SN-1)에 따라 제어된다(N은 2이상 자연수).
도 7에서 읽기 회로(400)는 피드백 연결 스위치(121)를 더 포함하며 캘리브레이션 신호(CAL)가 활성화되는 경우 연산 증폭기(110)의 피드백 경로를 차단한다.
이에 따라 캘리브레이션 동작 시 연산 증폭기(100)는 비교기와 같이 동작한다.
캘리브레이션 동작은 센싱 동작 이전에 수행될 수 있다.
이 경우 가변 용량은 0이며 센서 커패시터(10)의 용량은 옵셋 용량에 대응한다.
본 실시예에서 캘리브레이션 제어 회로(270)는 연속 근사 방식(Successive Approximation)에 따라 옵셋 커패시터(225)에 포함된 스위치의 온오프를 결정한다.
캘리브레이션 제어 회로(270)는 상위 비트(도 8의 SN-1)부터 하위 비트(S0)까지 순차적으로 값을 결정한다.
예를 들어 SN-1의 값을 결정하는 방법은 다음과 같다.
먼저 캘리브레이션 제어 회로(270)는 SN-1을 하이 레벨로 설정하고 S0 ~ SN-2를 모두 로우 레벨로 설정한다.
캘리브레이션 동작 시 전원 스위칭 신호(Fchop)는 로우 레벨로 고정된다.
즉 입력 전압(VIN)은 접지 전압으로 고정되고, 제 2 전원 스위칭 회로(221)는 스위치(222)에 전원 전압을 제공하고 스위치(223)에 접지 전압을 제공하며, 제 3 전원 스위칭 회로(232)는 스위치(231)에 전원 전압을 제공한다.
이 상태에서 도 4의 T1 ~ T2 에서와 같이 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)가 순차적으로 턴온된다.
제 1 스위칭 신호(P1)가 턴온되면 전원 전압에 따라 센싱 커패시터(10)가 충전된다.
또한 제 1 노드(N1)에 접지 전압, 제 2 노드(N2)에 전원 전압이 제공되어 옵셋 커패시터(225)가 음의 방향으로 충전된다.
이후 제 1 스위칭 신호(P1)가 로우 레벨이 되고 제 2 스위칭 신호(P2)가 하이 레벨이 되면 제 2 노드(N2)에는 접지 전압이 인가되고 제 1 노드(N1)에는 센싱 커패시터(10)와 옵셋 커패시터(225)가 공통 연결된다.
센싱 커패시터(10)의 용량이 더 큰 경우 제 1 노드(N1)의 전압은 양의 전압이 되어 연산 증폭기(110)는 접지 전압 즉 로우 레벨 신호를 출력한다.
반대로 현재 설정된 옵셋 커패시터(225)의 용량이 더 큰 경우 제 1 노드(N1)의 전압은 음의 전압이 되어 연산 증폭기(110)는 전원 전압 즉 하이 레벨의 신호를 출력한다.
캘리브레이션 제어 회로(270)는 출력 전압(VOUT)이 로우 레벨인 경우 SN-1 값을 하이 레벨로 결정하고 그렇지 않은 경우 SN-1을 로우 레벨로 결정한다.
이후 하위 비트들에 대해서도 동일한 방식으로 캘리브레이션 동작을 반복하여 옵셋 커패시터(225)의 용량(COFFSET)을 센서 커패시터(10)의 옵셋 용량(Co)과 실질적으로 동일하게 결정할 수 있다.
듀티 제어 회로(1000)는 캘리브레이션 동작을 통해 결정된 옵셋 커패시터의 용량(COFFSET)을 센서 커패시터의 용량(CSEN)으로 보고 제 1 스위칭 신호(P1)와 제 2 스위칭 신호(P2)의 듀티비를 조절하여 출력할 수 있다.
캘리브레이션 동작이 완료되면 전술한 바와 같이 센싱 동작을 수행할 수 있으며 이에 대해서는 설명을 반복하지 않는다.
본 발명의 권리범위는 이상의 개시로 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 권리범위는 청구범위에 문언적으로 기재된 범위와 그 균등범위를 기준으로 해석되어야 한다.
1: 센서
10: 센서 커패시터
200, 300, 400: 읽기 회로
110, 310: 연산 증폭기
120, 321, 322: 피드백 커패시터
130, 230: 센서 충방전 회로
140, 240: 제 1 스위칭 회로
150, 250: 제 2 스위칭 회로
220: 옵셋 제거 회로
160, 330: 아날로그 디지털 변환기(ADC)
170, 260: 디지털 처리 회로
1000: 듀티 제어 회로

Claims (19)

  1. 양의 입력단을 통해 입력 전압이 인가되는 연산 증폭기;
    상기 연산 증폭기의 출력단과 음의 입력단 사이에 연결되는 피드백 커패시터;
    제 1 시간 동안 센서의 출력단을 통해 상기 센서를 충전 또는 방전하는 센서 충방전 회로;
    상기 센서를 충전 또는 방전한 이후 제 2 시간 동안 상기 센서의 출력단과 상기 연산 증폭기를 연결하는 스위칭 회로; 및
    상기 센서의 용량에 따라 상기 제 1 시간과 상기 제 2 시간의 듀티비를 결정하는 듀티 제어 회로;
    를 포함하는 읽기 회로.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 제 1 시간 동안 상기 연산 증폭기의 양의 입력단과 음의 입력단을 연결하는 스위칭 회로를 더 포함하는 읽기 회로.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 연산 증폭기의 출력 전압을 디지털 값으로 변환하는 아날로그 디지털 변환기 및 상기 아날로그 디지털 변환기의 출력을 이용하여 연산 동작을 수행하는 디지털 처리 회로를 더 포함하는 읽기 회로.
  4. 청구항 3에 있어서, 상기 디지털 처리 회로는 상기 제 1 시간 동안 상기 센서를 충전하였을 때 상기 제 2 시간 이후 상기 연산 증폭기의 출력 전압의 변화량과 상기 제 1 시간 동안 상기 센서를 방전하였을 때 상기 제 2 시간 이후 상기 연산 증폭기의 출력 전압의 변화량의 차이를 연산하여 상기 센서의 용량 변화를 감지하는 읽기 회로.
  5. 양의 입력단을 통해 입력 전압이 인가되는 연산 증폭기;
    상기 연산 증폭기의 출력단과 음의 입력단 사이에 연결되는 피드백 커패시터;
    제 1 시간 동안 센서를 충전 또는 방전하는 센서 충방전 회로;
    제 1 노드와 제 2 노드 사이에 연결된 옵셋 커패시터를 포함하여 상기 제 1 시간 동안 상기 옵셋 커패시터를 충전 또는 방전하는 옵셋 제거 회로;
    상기 제 1 시간 동안 상기 제 1 노드에 전원 전압 또는 접지 전압을 제공하는 제 1 스위칭 회로;
    상기 센서를 충전 또는 방전한 이후 제 2 시간 동안 상기 연산 증폭기와 상기 제 1 노드와 상기 센서를 연결하는 제 2 스위칭 회로; 및
    상기 센서의 용량 또는 상기 옵셋 커패시터의 용량에 따라 상기 제 1 시간과 상기 제 2 시간의 듀티비를 결정하는 듀티 제어 회로
    를 포함하는 읽기 회로.
  6. 청구항 5에 있어서, 상기 제 1 스위칭 회로는 상기 제 1 시간 동안 상기 연산 증폭기의 양의 입력단과 음의 입력단을 연결하는 스위칭 회로를 더 포함하는 읽기 회로.
  7. 청구항 5에 있어서, 상기 연산 증폭기의 출력 전압을 디지털 값으로 변환하는 아날로그 디지털 변환기 및
    상기 아날로그 디지털 변환기에서 제공되는 디지털 값에 따라 디지털 신호 처리를 수행하는 디지털 처리 회로
    를 포함하는 읽기 회로.
  8. 청구항 5에 있어서, 상기 옵셋 제거 회로는 상기 제 1 시간 동안 상기 제 2 노드에 제공되는 전압과 상기 제 2 시간 동안 상기 제 2 노드에 제공되는 전압이 달라지도록 제어하는 읽기 회로.
  9. 청구항 8에 있어서, 상기 읽기 회로는 전원 스위칭 신호에 따라 전원 전압 또는 접지 전압을 상기 입력 전압으로 선택하는 제 1 전원 스위칭 회로를 더 포함하고,
    상기 옵셋 제거 회로는 상기 전원 스위칭 신호에 따라 전원 전압 또는 접지 전압을 선택하는 제 2 전원 스위칭 회로를 더 포함하고,
    상기 센서 충방전 회로는 상기 전원 스위칭 신호에 따라 전원 전압 또는 접지 전압을 선택하는 제 3 전원 스위칭 회로를 더 포함하는 읽기 회로.
  10. 청구항 9에 있어서, 상기 옵셋 커패시터의 용량은 상기 센서에 포함된 센서 커패시터의 옵셋 용량과 동일하게 설정되는 읽기 회로.
  11. 청구항 10에 있어서, 상기 옵셋 커패시터의 용량을 상기 센서 커패시터의 옵셋 용량의 1/n로 줄이는 경우 상기 제 1 전원 스위칭 회로 및 상기 제 3 전원 스위칭 회로에서 선택되는 전원 전압의 크기를 1/n로 줄이고 상기 피드백 커패시터의 용량을 1/n로 줄이고 상기 듀티 제어 회로는 상기 옵셋 커패시터의 용량의 n배에 따라 상기 제 1 시간과 상기 제 2 시간의 듀티비를 결정하는 읽기 회로.
  12. 청구항 9에 있어서, 상기 전원 스위칭 신호가 하이 레벨인 경우,
    상기 제 1 전원 스위칭 회로는 전원 전압을 상기 입력 전압으로 선택하고,
    상기 제 1 시간 동안
    상기 옵셋 제거 회로는 상기 제 2 노드에 접지 전압을 제공하고, 상기 제 1 스위칭 회로는 상기 제 1 노드에 전원 전압을 제공하며, 상기 센서 충방전 회로는 상기 센서에 접지 전압을 제공하고,
    상기 제 2 시간 동안 상기 옵셋 제거 회로는 상기 제 2 노드에 전원 전압을 제공하는 읽기 회로.
  13. 청구항 9에 있어서, 상기 전원 스위칭 신호가 로우 레벨인 경우,
    상기 제 1 전원 스위칭 회로는 접지 전압을 상기 입력 전압으로 선택하고,
    상기 제 1 시간 동안,
    상기 옵셋 제거 회로는 상기 제 2 노드에 전원 전압을 제공하고, 상기 제 1 스위칭 회로는 상기 제 1 노드에 접지 전압을 제공하며, 상기 센서 충방전 회로는 상기 센서에 전원 전압을 제공하고,
    상기 제 2 시간 동안 상기 옵셋 제거 회로는 상기 제 2 노드에 접지 전압을 제공하는 읽기 회로.
  14. 청구항 5에 있어서, 상기 연산 증폭기는 양의 출력단과 음의 출력단을 포함하고, 상기 피드백 커패시터는 상기 양의 출력단과 상기 음의 입력단 사이에 연결되며, 상기 읽기 회로는 상기 음의 출력단과 상기 양의 입력단 사이에 연결되는 피드백 커패시터를 더 포함하는 읽기 회로.
  15. 청구항 5에 있어서, 캘리브레이션 동작 시 상기 연산 증폭기의 출력 전압에 따라 상기 옵셋 커패시터의 용량을 상기 센서의 용량과 동일하도록 설정하는 캘리브레이션 제어 회로를 더 포함하는 읽기 회로.
  16. 청구항 15에 있어서, 상기 듀티 제어 회로는 상기 캘리브레이션 동작이 완료된 후 상기 옵셋 커패시터의 용량에 따라 상기 제 1 시간과 상기 제 2 시간의 듀티비를 결정하는 읽기 회로.
  17. 청구항 15에 있어서, 상기 캘리브레이션 동작 시 상기 피드백 커패시터를 상기 연산 증폭기와 분리하는 스위치를 더 포함하는 읽기 회로.
  18. 청구항 15에 있어서, 상기 캘리브레이션 동작 시 상기 입력 전압은 접지 전압으로 고정되고, 상기 제 1 시간 동안 상기 센서에 전원 전압을 제공하고 상기 제 1 노드에 접지 전압을 제공하고 상기 제 2 노드에 전원 전압을 제공하며, 상기 제 2 시간 동안 상기 제 2 노드에 접지 전압을 제공하는 읽기 회로.
  19. 청구항 18에 있어서, 상기 캘리브레이션 제어 회로는 상기 제 2 시간 이후 상기 연산 증폭기의 출력 전압에 따라 상기 옵셋 커패시터의 용량을 조절하는 읽기 회로.
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120218222A1 (en) 2011-02-25 2012-08-30 Maxim Integrated Products, Inc. Cancelling touch panel offset of a touch panel sensor
US20130278538A1 (en) 2012-04-19 2013-10-24 Samuel Brunet Self-Capacitance Measurement
US20130307811A1 (en) 2012-05-18 2013-11-21 Ingar Hanssen Self-Capacitance Measurement with Compensated Capacitance
US8830207B1 (en) 2010-04-22 2014-09-09 Maxim Integrated Products, Inc. Method and apparatus for improving dynamic range of a touchscreen controller
US20200110117A1 (en) 2018-09-07 2020-04-09 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Circuit, touch chip, and electronic device for capacitance detection

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02187241A (ja) 1989-01-17 1990-07-23 Ube Ind Ltd ダイカストマシンの給湯方法
FR2756048B1 (fr) 1996-11-15 1999-02-12 Nanotec Ingenierie Pont de mesure capacitif flottant et systeme de mesure multi-capacitif associe
US8570053B1 (en) 2007-07-03 2013-10-29 Cypress Semiconductor Corporation Capacitive field sensor with sigma-delta modulator
KR20100100773A (ko) 2007-10-04 2010-09-15 가부시키가이샤후지쿠라 정전용량형 근접센서 및 근접검지방법
US9244569B2 (en) 2010-03-31 2016-01-26 Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd Capacitive sensing analog front end
JP5807557B2 (ja) * 2012-01-23 2015-11-10 富士電機株式会社 容量−電圧変換回路
US9587964B2 (en) 2013-06-12 2017-03-07 Microchip Technology Incorporated Capacitive proximity detection using delta-sigma conversion
KR101659789B1 (ko) 2013-11-26 2016-09-26 셈테크 코포레이션 근접 검출을 위한 용량성 감지 인터페이스
US9460576B2 (en) 2014-12-22 2016-10-04 Fingerprint Cards Ab Capacitive fingerprint sensing device with demodulation circuitry in sensing element
CN105808024B (zh) * 2014-12-30 2020-04-14 新益先创科技股份有限公司 电容值差异量测装置与方法
US10156935B2 (en) 2015-06-22 2018-12-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Touch screen controller, touch sensing device, and touch sensing method
JP6745808B2 (ja) 2015-06-22 2020-08-26 シグマセンス，エルエルシー 改善された性能のために同時機能を利用するマルチタッチセンサ及び静電気式ペンデジタル化システム
JP6615683B2 (ja) 2016-04-14 2019-12-04 ローム株式会社 容量測定回路、それを用いた入力装置、電子機器
WO2018155247A1 (ja) * 2017-02-24 2018-08-30 株式会社豊田自動織機 電池充電率推定装置
US10585539B2 (en) * 2017-10-26 2020-03-10 Novatek Microelectronics Corp. High sensitivity readout circuit for touch panel
US11293961B2 (en) * 2019-03-13 2022-04-05 Aisin Corporation Capacitance detection device
CN112965641B (zh) * 2021-05-18 2021-09-10 深圳曦华科技有限公司 一种电容检测电路、相关方法、模块、装置及设备

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8830207B1 (en) 2010-04-22 2014-09-09 Maxim Integrated Products, Inc. Method and apparatus for improving dynamic range of a touchscreen controller
US20120218222A1 (en) 2011-02-25 2012-08-30 Maxim Integrated Products, Inc. Cancelling touch panel offset of a touch panel sensor
US20130278538A1 (en) 2012-04-19 2013-10-24 Samuel Brunet Self-Capacitance Measurement
US20130307811A1 (en) 2012-05-18 2013-11-21 Ingar Hanssen Self-Capacitance Measurement with Compensated Capacitance
US20200110117A1 (en) 2018-09-07 2020-04-09 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Circuit, touch chip, and electronic device for capacitance detection

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