KR101483321B1 - 지연 다이버시티와 공간-주파수 다이버시티에 의한 송신 방법 - Google Patents

지연 다이버시티와 공간-주파수 다이버시티에 의한 송신 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에서, 작은 지연 CDD 코드워드 순환 방법과 작은 지연과 큰 지연의 CDD의 상이한 재전송들 간의 코드워드 순환 방법을 포함하는 여러 개방루프 솔루션들이 제안되었다. 또한, SFBC+FSTD 방식과 SFBC+FSTD 기반 HARQ로의 확장을 위한 개방루프 코드워드 순환 방법이 제안된다. 일 방법에서, 복수의 정보 비트들은 복수의 변조 심볼들을 생성하도록 코딩되고, 스크램블되어 변조된다. 상기 복수의 변조 심볼들은 전송 자원의 적어도 하나의 전송 계층에서 부반송파와 맵핑된다. 이후, 변조 심볼들은 복수의 프리코딩된 심볼들을 생성하도록 순환식 지연 다이버시티용 행렬과 일정한 코드북 으로부터의 코드워드 세트를 이용하여 프리코딩된다. 코드워드들은 매 일정한 개수의 부반송파 마다 순환된다. 마지막으로, 프리코딩된 심볼들은 복수의 송신 안테나를 통해 송신된다.

Description

지연 다이버시티와 공간-주파수 다이버시티에 의한 송신 방법{TRANSMIT METHOD WITH DELAY DIVERSITY AND SPACE-FREQUENCY DIVERSITY}
본 발명은 지연 다이버시티와 공간 주파수 다이버시티를 이용하여 신호를 송신하는 방법에 관한 것이다.
본 발명은 참조용으로서 하기의 공개물을 포함하는데, 이러한 공개물의 사본은 본 명세서에 첨부되어 본 출원의 일부가 된다.
[1] (2007년 5월에 일본, 고베에서 개최된) 3GPP RAN1 기고문 R1-072461 "LTE DL을 위한 등급 적응형 공간 다중화 방식에서 고 지연 CDD."
[2] (2007년 5월 일본, 고베에서 개최된) 3GPP RAN1 기고문 R1-072019, "4개의 송신 안테나를 위한 CDD 프리코딩"
[3] 3GPP TS 36.211, "물리 채널 및 변조" v 1.1.0
[4] (2007년 6월 미합중국, 올랜도에서 개최된) 3GPP RAN1 기고문 R1-073096 "CCD 설계에 관한 36.211용 텍스트 제안"
[5] 3GPP TS 36.211, "물리 채널 및 변조" v 8.2.0
전형적인 셀룰러 무선 시스템은 다수의 고정 기지국과 다수의 이동국을 포함하고 있다. 각 기지국은 셀로서 정의되는 지리적 영역을 커버링한다.
전형적으로, 비가시선(NLOS) 무선 전파 경로는 기지국과 이동국 사이에 놓여진 자연적인 물체 및 인공 물체로 인해 이동국과 기지국 간에서 존재한다. 결과적으로, 무선파는 반사, 회절 및 산란을 경험하면서 전파된다. 다운링크 방향으로 이동국의 안테나에 도달하거나 업링크 방향으로 기지국의 안테나에 도달하는 무선파는 반사, 회절, 산란 및 어긋난 위상의 재결합으로 인해 발생하는 개별 파장들의 서로 다른 위상 때문에 건설적인 부가 및 소거적인 부가를 경험하게 된다. 이는 전형적으로 현재의 셀룰러 무선 통신에서 사용되는 높은 반송파 주파수에서 전파 지연의 작은 변화가 개별 파형의 위상을 크게 변화시킨다는 사실에 기인한다. 이동국이 이동 중이거나 산란 환경에 변화가 있는 경우에, 합성 수신 신호의 진폭 및 위상에서의 공간 편차는 다중경로 수신으로 인한 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 또는 고속 페이딩으로 알려진 시간 편차인 것임을 스스로 증명하게 된다. 무선 채널의 시변 특성은 바람직한 비트 에러 혹은 패킷 에러 신뢰도를 제공하도록 매우 높은 신호-대-잡음비(SNR)를 요구한다.
다이버시티 방법은 동일 정보 소지 신호의 다수의 페이딩 복제물을 수신기에게 제공함으로써 고속 페이딩 효과를 해소하는데 널리 사용되고 있다.
다이버시티 방법은 일반적으로 공간, 각도, 편광, 필드, 주파수, 시간 및 다중경로 다이버시티의 카테고리로 나뉘어진다. 공간 다이버시티는 다수의 송신 안테나 또는 수신 안테나를 사용함으로써 달성가능하다. 다이버시티 브랜치들, 즉 다수의 안테나로부터 송신된 신호들이 거의 상관되지 않은 채 페이딩을 경험하도록, 다수의 안테나들 간의 공간 분리가 선택된다. 공간 다이버시티의 일종인 송신 다이버시티는 동일 신호의 다수의 상관되지 않은 복제물을 수신기에게 제공하도록 다수의 송신 안테나를 사용한다. 송신 다이버시티 방법은 개방 루프 송신 다이버시티 방법과 폐루프 송신 다이버시티 방법으로 더 나뉘어질 수 있다. 개방 루프 송신 다이버시티 방식에서는 수신기로부터의 어떠한 귀환이 요구되지 않는다. 일종의 폐루프 송신 다이버시티에서, 수신기는 송신기 안테나 구성을 알고 있으며 수신기에서 수신된 신호 전력의 최대화를 위해 송신기 안테나에 적용되어야 할 진폭과 위상 조정을 계산한다. 선택 송신 다이버시티(STD)로 지칭되는 다른 폐루프 송신 다이버티 구성에서, 수신기는 송신에 사용될 안테나(들)에 관한 귀환 정보를 송신기에게 제공한다.
순환식 지연 다이버시티(CDD)는 OFDM-기반 정보통신 시스템에서 사용되는 다이버시티 방식으로서 공간 다이버시티를 심볼간 간섭을 방지하는 주파수 다이버시티로 변환한다.
제 3세대 파트너쉽 프로젝트(the 3rd Generation Partnership Project; 3GPP) 기고문 R1-072633, TS 36.211 버전 1.1.0은 PMI(Precoder Matrix Indication) 피드백을 요구하는 CDD 프리코더 구조를 제안하였다. 또한, TS 36.211 버전 1.1.0에서 설명된 CDD에서, 개방 루프(큰 지연) 및 폐루프(작은 지연) 구조들은 서로 다르다. 서로 다른 프리코더 값을 이용함으로써 개방 루프와 폐루프 모두를 위한 하나의 구조를 갖는 것이 바람직하다. 이러한 두개의 구조는 풀 랭크의 경우나 프리코더 행렬이 항등 행렬인 경우에 동일하다. 폐루프 구조는 풀 랭크 경우 이하에서 어떠한 PMI도 이용가능하지 않은 경우에 대해 솔루션이 없다.
따라서, 본 발명의 일 측면은 신호 송신을 위한 개선된 방법과 장치를 제공한다.
본 발명의 다른 측면은 전송 중에 큰 지연 CDD와 작은 지연 CDD 다이버시티 방법 모두에 적용가능한 개선된 개방 루프 프리코더를 제공한다.
본 발명의 일 측면에 따르면, 복수의 정보 비트는 복수의 변조 심볼을 생성하기 위해 코딩되고, 스크램블되어 변조된다. 이러한 복수의 변조 심볼은 전송 자원의 적어도 하나의 전송 계층에서 부반송파와 맵핑된다. 이후, 이러한 변조 심볼은 복수의 프리코딩된 심볼을 생성하기 위해 순환식 지연 다이버시티용 행렬과 일정한 코드북으로부터의 코드워드 세트를 이용하여 프리코딩된다. 코드워드는 일정한 개수의 부반송파 마다 순환된다. 마지막으로, 프리코딩된 심볼들은 복수의 송신 안테나를 통해 송신된다.
큰 지연 CDD의 경우에, i 번째 부반송파에 대응하는 프리코딩된 심볼들은:
Figure 112010005110518-pct00001
x(i)는 i 번째 부반송파에 대응하는 변조 심볼 블록이며,
Figure 112010005110518-pct00002
, v는 전송 계층의 개수이며,
Figure 112010005110518-pct00003
는 일정한 고정형 행렬이고,
Figure 112010005110518-pct00004
의 원소들은
Figure 112010005110518-pct00005
에 의해 설정되며(여기서, m=0, 1, K, v-1이고, n=0, 1, K, v-1이다),
Figure 112010005110518-pct00006
는 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 대각 행렬이다.
작은 지연 CDD의 경우에, i 번째 부반송파에 대응하는 프리코딩된 심볼들은:
Figure 112010005110518-pct00007
여기서,
Figure 112010005110518-pct00008
는 작은 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 대각 행렬이다.
작은 지연 CDD와 큰 지연 CDD 모두의 경우에, i 번째 서브캐리어에 대응하는 프리코딩된 심볼은:
Figure 112010005110518-pct00009
여기서,
Figure 112010005110518-pct00010
는 작은 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 제 1 대각 행렬이고,
Figure 112010005110518-pct00011
는 큰 지연 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 제 2 대각 행렬이다.
값(q)는 1과 일치하거나 전송 랭크에 일치하거나, 혹은 12m에 일치할 수도 있으며, 여기서 m은 양의 정수이다.
코드워드 세트는 일정한 코드북의 모든 코드워드들을 포함할 수 있다. 대안적으로, 코드워드 세트는 일정한 코드북의 코드워드 서브세트를 포함할 수도 있다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 복수의 정보 비트는 복수의 변조 심볼들을 생성하도록 코딩되고, 스크램블되어 변조된다. 이러한 복수의 변조 심볼들은 전송 자원의 적어도 하나의 전송 계층에서 부반송파와 맵핑된다. 맵핑된 심볼은 순환식 지연 다이버시티용 행렬을 이용하고 상이한 재전송에 대해 서로 다른 코드워드를 적용함으로써 반복적으로 프리코딩되고 복수의 안테나를 통해 송신된다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 송신될 4개의 심볼들은 랭크-2 공간 주파수 블록 심볼들을 생성하기 위해 랭크-2 공간 주파수 블록 코드를 이용하여 코딩된다. 이후, 심볼 블록들은 복수의 프리코딩된 심볼들을 생성하기 위해 순환식 지연 다이버시티용 행렬과 일정한 코드북으로부터의 코드워드 세트를 이용하여 프리코딩된다. 이러한 코드워드는 일정한 개수의 부반송파 마다 순환된다. 마지막으로, 프리코딩된 심볼들은 복수의 안테나를 통해 송신된다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 송신될 4개의 심볼들은 랭크-2 공간 주파수 블록 심볼들을 생성하도록 랭크-2 공간 주파수 블록 코드를 이용하여 코딩된다. 심볼들의 블록은 순환식 지연 다이버시티용 행렬을 이용하고 상이한 재전송을 위한 서로 다른 코드워드를 적용함으로써 반복하여 프리코딩되며 복수의 안테나를 통해 송신된다.
본 발명의 추가적인 측면에 따르면, 송신될 4개의 심볼들은 2개의 전송 행렬을 생성하도록 코딩된다. 2개의 전송 행렬(
Figure 112010005110518-pct00012
Figure 112010005110518-pct00013
)은 다음과 같다.
Figure 112010005110518-pct00014
Figure 112010005110518-pct00015
여기서, Tij는 i 번째 안테나와 j 번째 부반송파를 통해 송신될 심볼을 나타낸다. 주파수 도메인에서 2개의 전송 행렬(T1 및 T2)을 교대로 적용함으로써 이러한 4개의 심볼들은 4개의 안테나를 통해 반복하여 전송된다.
본 발명의 보다 완벽한 이해 및 수반되는 여러 이점들은 첨부 도면을 고려하여 하기의 상세한 설명으로부터 분명하게 되며, 도면에서 동일한 참조 번호는 동일하거나 유사한 구성요소를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 원리를 적절하게 실시하기 위한 직교 주파수 분할 다중접속(OFDM) 송수신 체인을 개략적으로 도시한다.
도 2A 및 2B는 OFDM 시스템에서 주파수-선택 다중-사용자 스케줄링 및 주파수 다이버시티에 대한 2가지 방식의 부반송파 할당을 개략적으로 도시한다.
도 3은 다중 입력/다중 출력 (MIMO) 시스템에서 송신 및 수신 방식을 개략적으로 도시한다.
도 4는 MIMO 시스템에서의 프리코딩 방식을 개략적으로 도시한다.
도 5는 수신기에서 프리코딩된 신호들을 처리하는 방식을 개략적으로 도시한다.
도 6A 및 6B는 부반송파에 위상 천이를 적용하는 2가지 방식을 도시한다.
도 7은 순환식 지연 다이버시티 프리코딩 방식을 개략적으로 도시한다.
도 8은 본 발명의 원리에 따른 일 실시예로서 하이브리드 자동 반복 및 요청(HARQ)의 상이한 재전송에서 서로 다른 코드워드를 이용한 경우를 개략적으로 도시한다.
도 9는 본 발명의 원리에 따른 다른 실시예에서 랭크-2 공간 주파수 블록 코드를 프리코딩하는 방식을 개략적으로 도시한다.
도 10은 본 발명의 원리에 따른 다른 실시예로서 HARQ 방식의 상이한 재전송에서 서로 다른 코드워드를 적용함으로써 랭크-2 공간 주파수 블록 코드를 프리코딩하는 방식을 개략적으로 도시한다.
도 11은 본 발명의 원리에 따른 또 다른 실시예로서 주파수 전환형 송신 다이버시티(FSTD)와 결합된 공간 주파수 블록 코드(SFBC)용 안테나와 심볼들의 맵핑을 개략적으도 도시한다.
도 1은 직교 주파수 분할 다중접속(OFDM) 송수신기 체인을 도시한다. OFDM 기술을 이용한 통신 시스템의 송신기 체인(110)에서, 제어 신호 혹은 데이터(111)는 변조기(112)에 의해 일련의 변조 심볼로 변조되며, 이후에 일련의 변조 심볼들은 직렬/병렬(S/P) 변환기(113)에 의해 직렬에서 병렬로 변환된다. 역 고속 푸리에 변환기(IFFT, 114)는 주파수 도메인 신호를 시간 도메인의 복수의 OFDM 심볼들로 전송하는데 사용된다. 순환 프리픽스(CP) 또는 제로 프리픽스(ZP)가 CP 삽입기(116)에 의해 각 OFDM 심볼에 추가되어 다중경로 페이딩으로 인한 영향을 방지하거나 완화시킨다. 결과적으로, 신호는 안테나(미도시)나 대안적으로 고정형 와이어나 혹은 케이블 등의 송신기(Tx) 프론트 엔드 처리기(117)에 의해 송신된다. 완벽한 시간 및 주파수 동기화 달성을 가정하는 수신기 체인(120)에서, 수신기(Rx) 프론트 엔드 처리기(121)에 의해 수신된 신호는 CP 제거기(122)에 의해 처리된다. 고속 푸리에 변환기(FFT, 124)는 시간 도메인으로 수신된 신호를 후속 처리를 위해 주파수 도메인으로 변환한다.
OFDM 시스템의 전체 대역폭은 부반송파로 불리는 협대역 주파수 단위로 나뉜다. 부반송파의 개수는 OFDM 시스템에서 사용되는 FFT/IFFT 크기 N과 일치한다. 일반적으로, 데이터에서 사용되는 부반송파의 개수는 N개 이하인데, 주파수 스펙트럼 가장자리의 일부 부반송파들이 보호 부반송파로서 보유되기 때문이다. 일반적으로, 보호 부반송파 상에는 어떤 정보도 송신되지 않는다.
통신 링크에서, 다중-경로 채널은 주파수-선택성 페이딩을 발생시킨다. 또한 이동통신 무선 환경에서, 채널은 시변 페이딩(time-varying fading)을 발생시킨다. 따라서, OFDM 기반 접속을 이용한 무선 이동통신 시스템에서, 전체 시스템 성능 및 효율은 시간 도메인 스케줄링 이외에 주파수-선택성 다중-사용자 스케줄링을 이용함으로써 개선가능하다. 시변 주파수-선택성 이동통신 무선 채널에서, 부반송파에 걸쳐 정보를 확산하고 및/또는 코딩함으로써 채널 신뢰도를 개선하는 것이 또한 가능하다.
주파수-선택성 다중-사용자 스케줄링의 경우에, 잠재적으로 업페이드(upfade)를 경험하는 연속적인 부반송파 세트가 사용자에 대한 전송을 위해 할당된다. 전체 대역폭은 도 2A에서 도시된 바와 같이 다수의 연속된 부반송파를 그룹화한 서브대역으로 나뉘는데, 여기서 부반송파 (f1, f2, f3 및 f4)는 주파수-선택성 다중-사용자 스케줄링 모드에서 사용자에게 송신을 위한 서브대역으로 그룹화된다. 하지만 주파수-다이버시티 송신의 경우에, 이러한 할당된 부반송파들은 바람직하게 전체 스펙트럼에 걸쳐 균일하게 분포된다. 도 2B에서 도시된 바와 같이, 부반송파(f1, f5, f9 및 f13)는 송신을 위해 서브대역으로 그룹화된다. 주파수-선택성 다중-사용자 스케줄링은 일반적으로 채널 품질이 추적되는 저 이동성 사용자에게 유익하다. 하지만, 채널 품질은 일반적으로 채널 품질 피드백 지연으로 인해 고 이동성 사용자에 대해 (특히, 다운링크와 업링크 간의 페이딩이 독립적인 주파수-분할-듀플렉스 시스템에서) 추적되지 않으며, 따라서 주파수 다이버시티 송신 모드가 바람직하다.
다중 입력 다중 출력(MIMO) 방식은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 무선 통신 채널의 성능과 신뢰도를 개선한다. MIMO 시스템은 K 성능의 선형적인 증가를 보증하는데, 여기서 K는 최소 송신(M) 및 최소 수신(N) 안테나 개수이다. 즉, K = min (M,N). 4×4 MIMO 시스템의 간략화된 예가 도 3에서 도시된다. 본 예에서, 4개의 다른 데이터 스트림들은 4개의 송신 안테나로부터 개별적으로 전송된다. 송신 신호들은 4개의 수신 안테나에서 수신된다. 일부 형태의 공간 신호 처리가 4개의 데이터 스트림을 복원하기 위해 수신 신호에 대해 수행된다. 공간 신호 처리의 예는 V-BLAST(vertical Bell Laboratories Layered Space-Time)인데, 이는 송신 데이터 프레임을 복원하기 위해 연속적인 간섭 소거 원리를 이용한다. 다른 형태의 MIMO 방식은 송신 안테나에 걸쳐 일종의 공간-시간 코딩을 수행하는 방
식(예를 들어, diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time (D-BLAST)) 및 공간 분할 다중 접속(SDMA) 등의 빔형성 방식을 포함한다.
MIMO 채널 추정은 각 송신 안테나로부터 각 수신 안테나로의 링크에 대한 채널 이득과 위상 정보를 추정하는 것으로 이루어진다. 따라서, MxN MIMO 시스템의 채널은 N×M 행렬로 이루어진다.
Figure 112010005110518-pct00016
여기서, aij는 송신 안테나(j)에서 수신 안테나(i)로의 채널 이득을 나타낸다. MIMO 채널 행렬 원소들의 추정을 위해, 개별 파일롯들이 각 송신 안테나로부터 송신된다.
데이터 스트림을 물리적 안테나에 맵핑하기 이전에 단위 프리코딩을 이용하는 선택적인 프리코딩 프로토콜이 도 5A 및 5B에서 도시된다. 선택적인 프리코딩은 프리코딩 이전에 가상 안테나(VA, 171) 세트를 생성한다. 이 경우에, 각 코드워드는 잠재적으로 모든 물리적 송신 안테나들(172)을 통해 송신된다. 2개의 송신 안테나(172)의 경우에 단위 프리코딩 행렬의 2가지 예 (P1 및 P2)는 다음과 같다.
Figure 112010005110518-pct00017
변조 심볼(S1 및 S2)이 소정의 시간에 각각 제 1 스트림과 제 2 스트림을 통해 송신되는 것으로 가정한다. 이후에, 도 5A에 도시된 예에서 행렬(P1)로 프리코딩된 이후의 변조 심볼(T1)과 도 5B에 도시된 예에서 행렬(P2)로 프리코딩된 이후의 변조 심볼(T2)은 각각 다음과 같이 기록된다.
Figure 112010005110518-pct00018
따라서, 심볼 (
Figure 112010005110518-pct00019
Figure 112010005110518-pct00020
)은 도 4A에서 도시된 바와 같은 프리코딩 행렬(P1)을 이용하여 프리코딩이 수행된 때에 각각 제 1 안테나와 제 2 안테나를 통해 송신된다. 마찬가지로, 심볼 (
Figure 112010005110518-pct00021
Figure 112010005110518-pct00022
)은 도 4B에서 도시된 바와 같은 프리코딩 행렬(P2)을 이용하여 프리코딩이 수행된 때에 각각 제 1 안테나와 제 2 안테나를 통해 송신된다. 주목할 사항으로서, 프리코딩은 도 4A 및 4B에서 예시된 바와 같이 IFFT 연산 이전의 OFDM 부반송파 레벨에서 수행된다.
프리코딩된 MIMO 시스템에서, 역 연산이 송신 심볼을 복원하기 위해 수신기에서 수행된다. 수신 신호는 역 프리코딩 행렬과 곱해진다. 역 프리코딩 행렬은 다음과 같다.
Figure 112010005110518-pct00023
주목할 사항으로서, 역 단위 프리코딩 행렬은 단순히 프리-코딩 행렬의 복소 공액 전치를 수행함으로써 획득가능하다. 송신 심볼들은 수신 심볼 벡터와 역 프리코딩 행렬을 곱함으로써 디코딩된다. 따라서, 송신 심볼은 다음과 같이 제공된다.
Figure 112010005110518-pct00024
다운링크 물리 채널은 상위 계층에서 기원한 정보를 운반하는 자원 요소 세트에 대응한다. 우선, 복수의 정보 비트들이 복수의 코드 워드로 코딩되어 복수의 블록을 생성한다. 물리 채널의 다운링크 송신에서, 각 코드 워드(q)의 비트 블록 (
Figure 112010005110518-pct00025
)은 변조 이전에 스크램블 되며 스크램블 비트 블록 (
Figure 112010005110518-pct00026
)을 발생시킨다. 여기서,
Figure 112010005110518-pct00027
는 물리 다운링크 채널을 통해 송신될 코드 워드(q)의 비트 개수이다. 2개까지의 코드 워드가 하나의 서브프레임에서 송신된다. 즉,
Figure 112010005110518-pct00028
이후, 각 코드 워드(q)에 대한 스크램블 비트 블록 (
Figure 112010005110518-pct00029
)은 직교 위상-천이 방식(QPSK), 16차 직교 진폭 변조(16QAM) 혹은 64차 직교 진폭 변조(64QAM)를 이용하여 변조되며 복소값 변조 심볼 블록 (
Figure 112010005110518-pct00030
)을 발생시킨다. 송신될 각 코드 워드에 대한 복소값 변조 심볼들은 하나 이상의 전송 계층에서 맵핑된다. 코드 워드(q)에 대한 복소값 변조 심볼들 (
Figure 112010005110518-pct00031
)은 방식에 따라 계층 (
Figure 112010005110518-pct00032
)에서 맵핑되는데, 여기서
Figure 112010005110518-pct00033
는 계층의 개수이다. 후속적으로, 계층 맵핑으로부터의 벡터 블록(
Figure 112010005110518-pct00034
)은 벡터 블록 (
Figure 112010005110518-pct00035
)을 생성하도록 프리코딩되며, 여기서 P는 안테나 포트의 개수이며 전송 랭크(
Figure 112010005110518-pct00036
)와 같거나 그 이상이다. 복소값 심볼 블록(
Figure 112010005110518-pct00037
)은 먼저 인덱스(k)와 이후의 인덱스(l)의 오름차순으로 다른 목적으로 사용되지 않는 안테나 포트(p)상의 자원 요소(k, l)에 매핑된다.
이제까지 송신 다이버시티와 MIMO 공간 다중화 모두에 적용되는 프리코딩 방식을 설명하였다. 합성 프리코더는 순환식 지연 다이버시티 등의 송신 다이버시티 방식을 나타내는 다른 단위 프리코더와 곱해지는 푸리에 매트릭스 프리코더와 같은 단위 프리코더에 기초하여 구성된다. 본 발명의 원리는 또한 비-단위 프리코딩이나 푸리에 매트릭스 프리코더 이외의 단위 프리코더의 경우에 적용됨을 주목된다.
푸리에 매트릭스는 다음과 같이 엔트리를 갖는 N×N 정방 행렬이다.
Figure 112010005110518-pct00038
예를 들어, 2×2 푸리에 매트릭스는 다음과 같이 표현가능하다.
Figure 112010005110518-pct00039
마찬가지로, 4×4 푸리에 매트릭스는 다음과 같이 표현가능하다.
Figure 112010005110518-pct00040
다중 푸리에 매트릭스들은 푸리에 매트릭스에서 쉬프트 파라미터(g/G)를 도입함으로써 정의될 수 있다. 다중 푸리에 매트릭스의 엔트리는 다음과 같이 제공된다.
Figure 112010005110518-pct00041
4개의 2×2 푸리에 매트릭스 세트는 G=4 및 g=0,1,2 및 3을 취함으로써 정의되며 다음과 같이 기록된다.
Figure 112010005110518-pct00042
순환식 지연 다이버시티 방식은 i 번째 송신 안테나로부터 송신된 부반송파(k)에 적용된 위상 천이(
Figure 112010005110518-pct00043
)로 주파수 도메인에서 수행 가능하다. 각도(
Figure 112010005110518-pct00044
)는 다음과 같이 제공된다.
Figure 112010005110518-pct00045
여기서, Di는 i 번째 안테나로부터 적용된 샘플에서의 순환식 지연이다. 다른 함수들이 주파수 도메인 위상 천이를 도출하는데 사용될 수 있음이 주목된다. 위상 천이는 일 그룹의 부반송파에 대해 일정하게 유지된다. 도 6A에서 도시된 바와 같이, 위상 천이(
Figure 112010005110518-pct00046
)는 서브대역(SB, 1)에 걸쳐 일정하며,
Figure 112010005110518-pct00047
는 SB2에 걸쳐 일정하다. 또한, 각 그룹의 부반송파마다 위상 천이가 다르게 할 수 있다. 도 6B에서 도시된 바와 같이, 위상 천이는 제 1 부반송파에서 제 512 부반송파로 주파수 범위에 걸쳐 2
Figure 112010005110518-pct00048
N 내지 2
Figure 112010005110518-pct00049
로 변한다.
순환식 지연 다이버시티는 4개의 송신 안테나의 경우에 하기의 프리코딩 행렬로 프리코딩될 수 있다.
Figure 112010005110518-pct00050
도 7은 상기 프리코딩 행렬을 이용한 CDD 프리코딩 방식이 제공된 송신기를 개략적으로 예시한다. 안테나와 주파수 (부반송파) 종속 위상 천이를 갖는 동일 심볼이 다중 안테나로부터 송신됨이 주목된다. 제 1 안테나로부터 송신된 심볼에는 어떤 위상 천이가 적용되지 않는다.
2007년 6월 미합중국, 올랜도에서 공표된 3GPP RAN1 기고문 R1-073096 "CDD 설계에 관한 36.211용 텍스트 제안"에서 작은 지연 CDD와 큰 지연 CDD 모두를 포함하는 공동 제안이 제시된다.
제로-지연 및 작은-지연 CDD에서, 공간 다중화를 위한 프리코딩은 하기의 식에 따라 수행된다.
Figure 112010005110518-pct00051
여기서, 프리코딩 행렬(W(i))은 P X v의 크기이며, P는 안테나 포트의 개수이고, P는 안테나 포트의 개수이며, v는 는 계층의 개수이고, 행렬(D(i))은 작은 또는 제로 순환식 지연 다이버시티를 지원하기 위한 대각 행렬이고, 그리고 행렬(x(i))은 i 번째 부반송파를 통해 송신되는 신호를 표시한다. 여기서
Figure 112010005110518-pct00052
에서,
Figure 112010005110518-pct00053
는 j번째 계층에서 i 번째 부반송파를 통해 송신되는 신호를 표시한다. 행렬(D(i))은 표 1로부터 선택되며, 사용자 장치(UE)-특정 값(
Figure 112010005110518-pct00054
)은 상위 계층에 의해 UE 및 노드 B(즉, 기지국)에서 반-정적으로(semi-statically) 구성된다. 표 1의 수량(
Figure 112010005110518-pct00055
) 은 집합 {128, 256, 512, 1024, 2048}으로부터의 최소 숫자이며, 따라서
Figure 112010005110518-pct00056
이며 여기서는 다운링크 대역폭에서의 부반송파의 개수이다.
Figure 112010005110518-pct00057
<제로 및 작은 지연의 순환식 지연 다이버시티(TS 36.211, 버젼 1.1.0)>
이러한 값들은 송신 다이버시티가 송신 랭크 1로 구성되지 않은 때에만 적용됨을 유의한다.
공간 다중화에서, W(i) 값들은 노드 B와 UE에서 구성된 코드북에서의 프리코더 요소들 중에서 선택된다. 노드 B는 코드북 서브세트 제한을 이용하여 UE의 프리코더 선택을 코드북 요소들의 서브세트로 더 한정한다. TS 36.211, 버젼 1.1.0에 따르면, 이와 구성된 코드북은 표 2와 일치하게 된다. 계층의 개수(v)는 공간 다중화의 경우에 전송 랭크(
Figure 112010005110518-pct00058
)와 일치하게 됨을 유의한다.
Figure 112010005110518-pct00059
<공간 다중화를 위한 코드북 (TS 36.211, 버젼 1.1.0)>
TS 36.211, 버젼 8.2.0에 따르면, 2개의 안테나 포트(
Figure 112010005110518-pct00060
)를 통한 송신의 경우에, 제로 지연, 작은 지연 및 큰 지연 CDD를 위한 프리코딩 행렬(W(i))은 표 3이나 그 서브세트로부터 선택된다.
Figure 112010005110518-pct00061
<안테나 포트 {0,1}를 통한 송신을 위한 코드북. (TS 36.211, 버젼 8.2.0)>
4개의 안테나 포트 p∈{0, 1, 2, 3}를 통한 송신에서, 제로 지연 CDD, 작은 지연 CDD 및 큰 지연 CDD를 위한 프리코딩 행렬(W)은 표 4 또는 그 서브세트로부터 선택된다. 수량(
Figure 112010005110518-pct00062
)은 식
Figure 112010005110518-pct00063
)으로부터의 집함 {s}에 의해 제공된 컬럼에 의해 정의된 행렬을 나타내며, 여기서
Figure 112010005110518-pct00064
는 4x4 항등 행렬이며 벡터(
Figure 112010005110518-pct00065
)는 표 4에서 제공된다.
Figure 112010005110518-pct00066
<안테나 포트 {0,1, 2, 3}를 통한 송신을 위한 코드북 (TS 36.211, 버전 8.2.0)>
큰-지연 CDD에서, 공간 다중화를 위한 프리코딩은 하기의 식에 따라 수행된다.
Figure 112010005110518-pct00067
여기서, 프리코딩 행렬 W(i)은 P X v의 크기이며, P는 안테나 포트의 개수이며, v는 계층의 개수이며, 수량 D(i)은 큰 순환식 지연 다이버시티를 지원하기 위한 대각 행렬이며, U는 고정형 행렬이다. 행렬 U와 D(i)의 크기는 v X v이다. 고정형 행렬 U의 원소들은
Figure 112010005110518-pct00068
로 정의되며, 여기서 m= 0, 1, K, v-1 이고 n= 0, 1, K, v-1이다. TS 36.211, 버전 1.1.0에 따르면, 행렬 D(i)는 표 5로부터 선택된다.
Figure 112010005110518-pct00069
<큰-지연의 순환식 지연 다이버시티 (TS 36.211, 버전 1.1.0)>
표 1의 값(
Figure 112010005110518-pct00070
)와 표 5의 값(
Figure 112010005110518-pct00071
)는 동일하지 않음이 주목된다.
TS 36.211, 버전 8.2.0에 따르면, 행렬 U와 (D(i))는 표 6으로부터 선택된다.
Figure 112010005110518-pct00072
<큰 지연의 순환식 지연 다이버시티 (TS 36.211, 버전 8.2.0)>
공간 다중화에 대해서, W(i)의 값들은 노드 B와 UE에 구성된 코드북의 프리코더 원소들로부터 선택된다. 노드 B는 코드북 서브세트 제한을 이용하여 UE의 프리코더 선택을 코드북 요소들의 서브세트로 더 한정한다. 구성된 코드북은 표 3과 표 4와 일치한다. 계층의 개수(v)는 공간 다중화의 경우에 전송 랭크(
Figure 112010005110518-pct00073
)와 일치하게 됨을 유의한다.
더욱이, 큰 지연에서의 식
Figure 112010005110518-pct00074
에 대한 코드워드 순환 방법이 제안되었으며, W(i)는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3의 코드북과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4의 코드북이나 혹은 코드북 서브세트에서의 코드워드 중 하나로서 순환식으로 선택된다. 코드워드는 매 부반송파나 혹은 매 v개의 부반송파 마다 변경되는 것임이 제안되며, 여기서 v는 전송 랭크이다.
본 발명의 원리에 따른 제 1 실시예에서, 매 자원 블록(RB) 마다 혹은 RB의 매 정수 개수 마다 큰 지연 CDD 방법 (
Figure 112010005110518-pct00075
) 에서 코드워드 순환을 수행하는 것으로 제안한다. LTE 시스템에서, 하나의 RB는 12개의 부반송파로 구성된다. 따라서, 코드워드 W(i)는
Figure 112010005110518-pct00076
에 따라 선택되며, 여기서
Figure 112010005110518-pct00077
는 하기와 같다.
Figure 112010005110518-pct00078
또는, 보다 간결하게는
Figure 112010005110518-pct00079
이다. 여기서, m>0는 음이 아닌 정수이고, 12는 RF에서의 부반송파의 개수이다. 더욱이, Ck는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4에서와 또는 그 서브세트에서 정의된 단일-사용자 MIMO (SU-MIMO) 프리코딩 코드북의 k 번째 코드워드를 나타내며,
Figure 112010005110518-pct00080
은 코드북 크기 혹은 서브세트의 크기이다. 또한,mod(x)는 모듈로 연산이며,
Figure 112010005110518-pct00081
는 실링 연산(ceiling operation)임이 주목된다.
본 발명의 원리에 따른 제 2 실시예에서, 매 q개의 부반송파 마다 작은 지연 CDD 방법 (
Figure 112010005110518-pct00082
)에서 코드워드 순환을 수행하는 것으로 제안한다. 따라서, 코드워드 W(i)는
Figure 112010005110518-pct00083
에 따라 선택되며, 여기서
Figure 112010005110518-pct00084
는 하기와 같다.
Figure 112010005110518-pct00085
또는, 보다 간결하게는
Figure 112010005110518-pct00086
이다. 여기서, q>0는 임의의 음이 아닌 정수이다. q값의 예는 q=1 이거나 q=v 이며, 여기서 v는 전송 랭크이다. 또는, q=12m(매 m개의 RB 순환) 이며, 여기서 m>0는 음이 아닌 정수이고 12는 RB에서 부반송파의 개수이다. 더욱이, Ck는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4에서와 또는 그 서브세트에서 정의된 단일-사용자 MIMO (SU-MIMO) 프리코딩 코드북의 k 번째 코드워드를 나타내며, N은 코드북 크기 혹은 서브세트의 크기이다. 또한, mod(x)는 모듈로 연산이며
Figure 112010005110518-pct00087
는 실링 연산임이 주목된다.
본 발명의 원리에 따른 제 3 실시예에서, 매
Figure 112010005110518-pct00088
개의 부반송파마다 하기와 같은 균일하면서 작은 지연과 큰 지연의 CDD 방법에서 코드워드 순환을 수행하는 것을 제안한다.
Figure 112010005110518-pct00089
상기 식에서, D(i)는 작은 지연 CDD 동작을 지원하기 위한 대각 행렬을 나타내며, D(i)는 i 번째 부반송파를 위해 표 1로부터 선택되며, C(i)는 i 번째 부반송파에 대한 큰 지연 CDD 동작을 나타내며,
Figure 112010005110518-pct00090
이며, 여기서 D'(i)는 큰 지연 CDD 동작을 지원하기 위한 대각 행렬이고 U는 고정형 행렬이다. 행렬 D'(i)과 U의 크기는 v X v이고 이들은 표 6으로부터 선택된다. 따라서, 코드워드 W(i)는 W(i)=Ck에 따라 선택되며, k는 하기와 같다.
Figure 112010005110518-pct00091
또는, 보다 간결하게는
Figure 112010005110518-pct00092
이다. 여기서,q>0는 임의의 음이 아닌 정수이다. q 값의 예는 q=1 이거나 q=v 이며, 여기서 v는 전송 랭크이다. 또는, q=12m (매 m개의 RB 순환) 이며, 여기서 m>0 는 음이 아닌 정수이고 12는 RB에서 부반송파의 개수이다. 더욱이, Ck는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4에서와 또는 그 서브세트에서 정의된 단일-사용자 MIMO (SU-MIMO) 프리코딩 코드북의 k 번째 코드워드를 나타내며, N은 코드북 크기 혹은 서브세트의 크기이다. 또한, mod(x)는 모듈로 연산이며
Figure 112010005110518-pct00093
는 실링 연산(ceiling operation)임이 주목된다.
본 발명의 원리에 따른 제 4 실시예에서, 작은-지연 CDD 방법 (
Figure 112010005110518-pct00094
), 또는 큰 지연 방법 (
Figure 112010005110518-pct00095
), 균일한 작은-큰 지연 방법
Figure 112010005110518-pct00096
을 이용하는 하이브리드 자동 반복-요청 (HARQ) 시스템에서 상이한 재전송에 대해 서로 다른 코드워드를 적용하는 것을 제안한다. HARQ 시스템에서 T번의 재전송이 있으며, 이러한 T번의 재전송에 사용되는 코드워드는
Figure 112010005110518-pct00097
이다. 각 재전송을 위한 송신 신호는 다음과 같다.
작은 지연 CDD의 경우에,
Figure 112010005110518-pct00098
큰 지연 CDD의 경우에,
Figure 112010005110518-pct00099
균일한 작은 지연과 큰 지연 CDD의 경우에,
Figure 112010005110518-pct00100
더욱이, t= 1, K, T에서
Figure 112010005110518-pct00101
이고, 여기서
Figure 112010005110518-pct00102
는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4에서와 또는 그 서브세트에서 정의된 프리코딩 코드북의 코드북에서 k 번째 코드워드를 나타내며, 또한
Figure 112010005110518-pct00103
의 선택이 각 재전송과 무관하며, 즉 t 번째 재전송에 대해
Figure 112010005110518-pct00104
는 이전 전송에서 어느 코드워드가 사용되었는지에 무관하게 임의의 N개의 코드워드가 될 수 있도록 이러한 코드워드를 선택하도록 제안한다. 도 8은 서로 다른 코드워드가 상이한 재전송에서 사용되는 방법을 예시한다.
본 발명의 원리에 따른 제 5 실시예에서, 하기와 같은 랭크-2 공간 주파수 블록 코드(SFBC) 블록의 출력에서 행렬
Figure 112010005110518-pct00105
에 의해 표시되는 프리코딩 과정 (여기서, i 는 부반송파 인덱스임)을 추가하는 것을 제안한다.
Figure 112010005110518-pct00106
이와 같이 프리코딩된 랭크-2 방법은 도 9에서 도시된다. 전체 송신 신호는 다음과 같다.
Figure 112010005110518-pct00107
이와 같이 프리코딩된 랭크-2 방법은 도 9에서 도시된다. 전체 송신 신호는 다음과 같다.
Figure 112010005110518-pct00108
더욱이, S1 내지 S4 는 동일 코드워드로부터 생성됨이 주목된다.
코드워드를 선택하는 한가지 방법은 피드백에서 프리코딩 매트릭스 인덱스(PMI)에 따라
Figure 112010005110518-pct00109
를 선택하는 것이며,
Figure 112010005110518-pct00110
는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4에서와 또는 그 서브세트에서 정의된 코드북에 속한다.
코드워드를 선택하는 다른 방법은
Figure 112010005110518-pct00111
를 매 q 개의 부반송파 마다 변하는 임의의 단위 행렬 (여기서,
Figure 112010005110518-pct00112
는 임의의 음이 아닌 정수이다)로서 선택하는 것이다. 따라서, 코드워드
Figure 112010005110518-pct00113
Figure 112010005110518-pct00114
에 따라 선택되며, 여기서 k는 다음과 같다.
Figure 112010005110518-pct00115
또는, 보다 간결하게는
Figure 112010005110518-pct00116
이다. q 값의 예는 q=1 이거나 q=v 이며, 여기서 v는 전송 랭크이다. 또는, q=12m (매 m개의 RB 순환) 이며, 여기서 m>0 는 음이 아닌 정수이고 12는 RB에서 부반송파의 개수이다. 더욱이, Ck는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4에서와 또는 그 서브세트에서 정의된 단일-사용자 MIMO (SU-MIMO) 프리코딩 코드북의 k 번째 코드워드를 나타내며, N은 코드북 크기 혹은 서브세트의 크기이다. 또한, mod(x)는 모듈로 연산이며
Figure 112010005110518-pct00117
는 실링 연산(ceiling operation)임이 주목된다.
본 발명의 원리에 따른 제 6 실시예에서, 랭크-2 SFBC 전송을 이용하는 하이브리드 자동 반복-요청 (HARQ) 시스템에서 상이한 재전송에 대해 서로 다른 코드워드를 적용하는 것을 제안한다. HARQ 시스템에서 T번의 재전송이 있으며, 이러한 T번의 재전송에 사용되는 코드워드는
Figure 112010005110518-pct00118
이다. 각 재전송을 위한 송신 신호는 다음과 같다.
Figure 112010005110518-pct00119
더욱이, t= 1, K, T에서
Figure 112010005110518-pct00120
이고, 여기서
Figure 112010005110518-pct00121
는 2개의 안테나 포트에 대한 표 3과 4개의 안테나 포트에 대한 표 4에서와 또는 그 서브세트에서 정의된 프리코딩 코드북의 코드북에서 k 번째 코드워드를 나타내며, 또한
Figure 112010005110518-pct00122
의 선택이 각 재전송과 무관하며, 즉 t 번째 재전송에 대해
Figure 112010005110518-pct00123
는 이전 전송에서 어느 코드워드가 사용되었는지에 무관하게 임의의 N개의 코드워드가 될 수 있도록 이러한 코드워드를 선택하도록 제안한다. 도 10은 서로 다른 코드워드가 상이한 재전송에서 사용되는 방법을 예시한다.
본 발명의 원리에 따른 제 7 실시예에서, 도 11에 도시된 바와 같이 안테나들에 대한 심볼 맵핑이 반복되는 심볼에서 변경되는 방식을 제안한다. 본 예에서, 4개의 심볼들 (S1, S2, S3 및 S4)은 일 반복에서 8개의 부반송파에 걸쳐 송신되거나 또는 2개의 서브프레임에서 2 그룹의 부반송파로 (여기서 각 그룹에는 4개의 부반송파가 있음) 송신됨을 가정한다. 제 1의 4개의 부반송파에서, 심볼 (S1 및 S2)은 안테나 포트 (ANT0 및 ANT1)를 통해 송신되며, 심볼 (S3 및 S4)은 안테나 포트 (ANT2 및 ANT3)를 통해 송신된다. 반복시의 마지막 4개의 부반송파에서, 심볼 (S1 및 S2)은 안테나 포트 (ANT2 및 ANT3)를 통해 송신되며, 심볼 (S3 및 S4)은 안테나 포트 (ANT0 및 ANT1)를 통해 송신된다. 이와 같이 제안된 맵핑은 반복시에 맵핑이 변하지 않는 전송에 비해 큰 다이버시티 이득을 발생시킨다. 이러한 다이버시티 이득은 일회 반복 이후의 4개의 모든 심볼들이 4개의 모든 송신 안테나들로부터 송신된다는 사실에 유래한다.
제안된 맵핑 방식에서, 하기에서 도시된 전송 행렬(T1)은 초기 전송에서 사용된다.
Figure 112010005110518-pct00124
Tij는 4개의 송신 안테나의 경우에 i 번째 안테나와 j 번째 부반송파와 또는 j 번째 타임슬롯 (i=1,2,3,4 및 j=1,2,3,4)을 통해 송신되는 심볼을 나타낸다. 동일한 심볼이 반복되는 때에, 하기에 도시된 다른 맵핑 행렬(T2)이 전송을 위해 사용된다.
Figure 112010005110518-pct00125
본 발명의 원리들은 송신기로부터 수신된 정보를 디코딩하는 것에 적용될 수도 있다. 이 경우에, 프리코딩 행렬의 선택은 시간 함수 (서브프레임 개수)와 주파수 함수(부반송파 개수)이기 때문에, 수신기는 서브프레임 개수와 부반송파 개수를 단순히 관찰하여 동일 함수를 이러한 프리코더 행렬을 해석하는데 사용가능하다. 주파수에 관한 프리코딩 행렬 선택의 종속성은 식 (13)과 (14)으로부터 명백하다. 시간에 관한 프리코딩 행렬 선택의 종속성은 HARQ 전송 방식에서 분명히 알 수 있다.
본 발명은 특정 실시예들을 참고하여 도시되고 설명되었지만, 하기의 첨부된 청구항들에서 정의된 바와 같이 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않는 한 다양한 변경이 있을 수 있음을 당업자는 이해할 것이다.

Claims (38)

  1. 통신 시스템에서 송신 방법에 있어서,
    복수의 코딩된 비트들을 생성하기 위해 복수의 정보 비트들을 코딩하는 단계;
    복수의 스크램블된 비트들을 생성하기 위해 상기 복수의 코딩된 비트들을 스크램블하는 단계;
    복수의 변조 심볼들을 생성하기 위해 상기 복수의 스크램블 비트들을 변조하는 단계;
    상기 복수의 변조 심볼들을 적어도 하나의 전송 계층에 맵핑하는 단계;
    각 전송 계층에서, 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 대각 행렬과 유니터리 행렬 및 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 변조 심볼들을 프리코딩하는 단계를 포함하며, 상기 프리코딩 행렬은 상기 전송 계층의 수에 기반하여 순환적으로 변경되는 통신 시스템에서 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬의 인덱스는 부반송파 인덱스 혹은 부반송파에 대응하는 변조심볼의 인덱스와 코드북 서브세트의 크기의 모듈러 연산을 수행함으로써 수행되는 통신 시스템에서 송신 방법.
  3. 제1항에 있어서, i 번째 부반송파에 대응하는 변조 심볼을 프리코딩하는데 사용되는 상기 프리코딩 행렬(W(i))을 나타내는 코드워드들은
    Figure 112013056577929-pct00126
    에 의해 설정되며,
    여기서,
    Figure 112013056577929-pct00127
    는 코드북 서브세트의 k 번째 코드워드이며, 인덱스
    Figure 112013056577929-pct00128
    Figure 112013056577929-pct00129
    에 의해 설정되며,
    여기서,
    Figure 112013056577929-pct00130
    는 일정한 양의 정수 혹은 전송 계층의 수이며,
    Figure 112013056577929-pct00131
    은 코드북 서브세트의 크기이고,
    복수의 송신 안테나를 통해 상기 프리코딩된 심볼들을 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 i 번째 부반송파에 대응하는 상기 프리코딩된 심볼들은
    Figure 112013056577929-pct00132
    이고,
    여기서,
    Figure 112013056577929-pct00133
    는 i 번째 부반송파에 대응하는 변조 심볼 블록이며
    Figure 112013056577929-pct00134
    이고,
    Figure 112013056577929-pct00135
    는 전송 계층의 개수이며;
    U는 상기 유니터리 행렬이고, U의 원소들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00183
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00184
    -1에서
    Figure 112013056577929-pct00136
    에 의해 설정되며; 그리고
    Figure 112013056577929-pct00137
    는 상기 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 대각 행렬이며, W(i)는 상기 프리코딩 행렬인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티와 작은 지연의 순환식 지연 다이버시티를 모두 지원하는 경우,
    상기 i 번째 부반송파에 대응하는 상기 프리코딩된 심볼들은
    Figure 112013056577929-pct00140
    이고,
    여기서,
    Figure 112013056577929-pct00185
    이고,
    Figure 112013056577929-pct00186
    는 전송 계층의 개수이며;
    D(i)는 작은 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 제 1 대각 행렬이며; 그리고
    Figure 112013056577929-pct00141
    에 의해서 설정되는 행렬이며, U는 유니터리 행렬이며, 행렬 U의 원소들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00187
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00188
    -1에서
    Figure 112013056577929-pct00142
    에 의해 설정되며, D'(i)는 상기 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 제 2 대각 행렬이며, W(i)는 상기 프리코딩 행렬인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  6. 제3항에 있어서,
    Figure 112013056577929-pct00143
    인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  7. 제3항에 있어서, q=
    Figure 112013056577929-pct00144
    이며, 여기서
    Figure 112013056577929-pct00145
    는 전송 랭크인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  8. 제3항에 있어서, q=12m이며, 여기서 m은 양의 정수인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  9. 제1항에 있어서, 푸리에 매트릭스를 이용하여 상기 변조 심볼들을 프리코딩하는 것을 더 포함하며, 상기 푸리에 매트릭스의 엔트리는
    Figure 112013056577929-pct00146
    (여기서,
    Figure 112013056577929-pct00147
    )에 의해 설정되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬의 코드북의 코드워드들의 세트는 상기 코드북의 모든 코드워드를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬의 코드북의 코드워드들의 세트는 상기 코드북의 코드워드 서브세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  12. 통신 시스템에서 송신 장치에 있어서,
    복수의 코딩된 비트들을 생성하기 위해 복수의 정보 비트들을 코딩하는 수단;
    복수의 스크램블된 비트들을 생성하기 위해 상기 복수의 코딩된 비트들을 스크램블하는 수단;
    복수의 변조 심볼들을 생성하기 위해 상기 복수의 스크램블 비트들을 변조하는 수단;
    상기 복수의 변조 심볼들을 적어도 하나의 전송 계층에 맵핑하는 수단;
    각 전송 계층에서, 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 대각 행렬과 유니터리 행렬 및 프리코딩 행렬을 이용하여 상기 변조 심볼들을 프리코딩하는 수단을 포함하며, 상기 프리코딩 행렬은 상기 전송 계층의 수에 기반하여 순환적으로 변경되는 통신 시스템에서 송신 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬의 코드북의 코드워드들의 인덱스는 부반송파 인덱스 혹은 부반송파에 대응하는 변조심볼의 인덱스와 상기 코드북 서브세트의 크기의 모듈러 연산을 수행함으로써 수행되는 통신 시스템에서 송신 장치.
  14. 제12항에 있어서, i 번째 부반송파에 대응하는 변조 심볼을 프리코딩하는데 사용되는 상기 프리코딩 행렬(W(i))을 나타내는 코드워드들은
    Figure 112013056577929-pct00148
    에 의해 설정되며,
    여기서,
    Figure 112013056577929-pct00149
    는 코드북 서브세트의 k 번째 코드워드이며, 인덱스
    Figure 112013056577929-pct00150
    Figure 112013056577929-pct00151

    에 의해 설정되며,
    여기서,
    Figure 112013056577929-pct00152
    는 일정한 양의 정수 혹은 전송 계층의 수이며,
    Figure 112013056577929-pct00153
    은 코드북 서브세트의 크기이고,
    복수의 송신 안테나를 통해 상기 프리코딩된 심볼들을 송신하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  15. 제12항에 있어서, i 번째 부반송파에 대응하는 상기 프리코딩된 심볼들은
    Figure 112014065803955-pct00154
    이고,
    여기서,
    Figure 112014065803955-pct00155
    는 i 번째 부반송파에 대응하는 변조 심볼 블록이며
    Figure 112014065803955-pct00156
    이고,
    Figure 112014065803955-pct00157
    는 전송 계층의 개수이며;
    U는 유니터리 행렬이고, U의 원소들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112014065803955-pct00189
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112014065803955-pct00190
    -1에서
    Figure 112014065803955-pct00158
    에 의해 설정되며; 그리고
    Figure 112014065803955-pct00159
    는 상기 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 대각 행렬이며, W(i)는 상기 프리코딩 행렬인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  16. 제12항에 있어서, 상기 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티와 작은 지연의 순환식 지연 다이버시티를 모두 지원하는 경우,
    i 번째 부반송파에 대응하는 상기 프리코딩된 심볼들은
    Figure 112014065803955-pct00162
    이고,
    Figure 112014065803955-pct00191
    는 전송 계층의 개수이며;
    D(i)는 작은 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 제 1 대각 행렬이며; 그리고
    Figure 112014065803955-pct00163
    에 의해 서 설정되는 행렬이며, U는 유니터리 행렬이며, 행렬 U의 원소들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112014065803955-pct00192
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112014065803955-pct00193
    -1에서
    Figure 112014065803955-pct00164
    에 의해 설정되며, D'(i)는 상기 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하는 제 2 대각 행렬이며, W(i)는 상기 프리코딩 행렬인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  17. 제14항에 있어서,
    Figure 112013056577929-pct00165
    인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  18. 제14항에 있어서, q=
    Figure 112013056577929-pct00166
    이며, 여기서
    Figure 112013056577929-pct00167
    는 전송 랭크인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  19. 제14항에 있어서, q=12m이며, 여기서 m은 양의 정수인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  20. 제12항에 있어서, 상기 프리코딩하는 수단은, 푸리에 매트릭스를 이용하여 상기 변조 심볼들을 프리코딩하는 수단을 더 포함하며, 상기 푸리에 매트릭스의 엔트리는
    Figure 112013056577929-pct00168
    (여기서,
    Figure 112013056577929-pct00169
    )에 의해 설정되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  21. 제12항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬의 코드북의 코드워드들의 세트는 상기 코드북의 모든 코드워드를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  22. 제12항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬의 코드북의 코드워드들의 세트는 상기 코드북의 코드워드 서브세트를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  23. 통신 시스템에서 송신 방법에 있어서,
    하나의 서브 프레임에서 전송될 복수의 비트들을 스크램블링하는 단계;
    복수의 변조 심볼들을 생성하기 위해 상기 복수의 스크램블된 비트들을 변조하는 단계;
    상기 복수의 변조 심볼들을 적어도 하나의 전송 계층에 맵핑하여
    Figure 112014065803955-pct00194
    을 생성하는 단계; 및
    Figure 112014065803955-pct00195
    에 기반하여 프리코딩된 심볼들을 생성하는 단계를 포함하며,
    여기서 상기 W(i)는 P *
    Figure 112014065803955-pct00196
    의 크기이고,
    상기
    Figure 112014065803955-pct00197
    Figure 112014065803955-pct00198
    *
    Figure 112014065803955-pct00199
    의 크기이고, 그리고 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하기 위한 대각 행렬이며,
    상기 U는
    Figure 112014065803955-pct00200
    *
    Figure 112014065803955-pct00201
    의 크기이고, 상기 P 는 안테나 포트들의 수이고, 상기
    Figure 112014065803955-pct00202
    는 상기 전송 계층의 수이며,
    여기서 상기 W(i) 는 상기 P 와 상기 전송 계층의 수
    Figure 112014065803955-pct00203
    에 상응하는 코드북 서브세트에서 순환적으로 선택될 수 있는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  24. 제23항에 있어서, 상기 U의 엘리먼트들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00204
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00205
    -1 에 대해
    Figure 112013056577929-pct00206
    으로 정의되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  25. 제23항에 있어서, 상기 W(i)는 i/q로부터 유도되는 값의 모듈로 N 연산에 의해 순환적으로 선택될 수 있고,
    여기서 상기 i는 상기 다수의 변조 심볼들을 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑한 후에 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112013056577929-pct00207
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  26. 제23항에 있어서,
    Figure 112013056577929-pct00208
    이고, 여기서
    Figure 112013056577929-pct00209
    는 코드북 서브세트에서 프리코딩 인덱스이고, 인덱스
    Figure 112013056577929-pct00210

    Figure 112013056577929-pct00211

    에 의해 설정되며,
    여기서 상기 i는 상기 다수의 변조 심볼들을 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑한 후에 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112013056577929-pct00212
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 방법.
  27. 통신 시스템에서 송신 장치에 있어서,
    하나의 서브 프레임에서 전송될 복수의 비트들을 스크램블링하는 수단;
    복수의 변조 심볼들을 생성하기 위해 상기 복수의 스크램블된 비트들을 변조하는 수단;
    상기 복수의 변조 심볼들을 적어도 하나의 전송 계층에 맵핑하여
    Figure 112014065803955-pct00213
    을 생성하는 수단; 및
    Figure 112014065803955-pct00214
    에 기반하여 프리코딩된 심볼들을 생성하는 수단을 포함하며,
    여기서 상기 W(i)는 p *
    Figure 112014065803955-pct00215
    의 크기이고,
    상기
    Figure 112014065803955-pct00216
    Figure 112014065803955-pct00217
    *
    Figure 112014065803955-pct00218
    의 크기이고, 그리고 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하기 위한 대각 행렬이며,
    상기 U는
    Figure 112014065803955-pct00219
    *
    Figure 112014065803955-pct00220
    의 크기이고, 상기 p 는 안테나 포트들의 수이고, 상기 는 상기 전송 계층의 수이며,
    여기서 상기 W(i) 는 상기 P 와 상기 전송 계층의 수
    Figure 112014065803955-pct00221
    에 상응하는 코드북 서브세트에서 순환적으로 선택될 수 있는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  28. 제27항에 있어서, 상기 U의 엘리먼트들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00222
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00223
    -1 에 대해
    Figure 112013056577929-pct00224
    으로 정의되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  29. 제27항에 있어서, 상기 W(i)는 i/q로부터 유도되는 값의 모듈로 N 연산에 의해 순환적으로 선택될 수 있고,
    여기서 상기 i는 상기 다수의 변조 심볼들을 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑한 후에 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112014065803955-pct00225
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  30. 제27항에 있어서,
    Figure 112013056577929-pct00226
    이고, 여기서
    Figure 112013056577929-pct00227
    는 코드북 서브세트에서 프리코딩 인덱스이고, 인덱스
    Figure 112013056577929-pct00228

    Figure 112013056577929-pct00229

    에 의해 설정되며,
    여기서 상기 i는 상기 다수의 변조 심볼들을 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑한 후에 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112013056577929-pct00230
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 송신 장치.
  31. 통신 시스템에서 수신 방법에 있어서,
    하나의 수신된 서브 프레임에서 프리코딩된 심볼들 y(i)로부터
    Figure 112014065803955-pct00231
    를 복원하는 단계;
    복수의 스크램블된 비트들을 생성하기 위해 복수의 변조 심볼들을 복조하는 단계; 및
    상기 복수의 스크램블된 비트들을 상기 하나의 수신된 서브 프레임에 포함된 복수의 비트들로 디스크램블링하는 단계를 포함하며,
    여기서 상기 x(i)는 적어도 하나의 전송 계층에 매핑된 복수의 변조 심볼들을 나타내며, 상기 프리코딩된 심볼들 y(i)는
    Figure 112014065803955-pct00232
    에 기반하여 생성되며,
    여기서 상기 W(i)는 P *
    Figure 112014065803955-pct00233
    의 크기이고,
    상기
    Figure 112014065803955-pct00234
    Figure 112014065803955-pct00235
    *
    Figure 112014065803955-pct00236
    의 크기이고, 그리고 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하기 위한 대각 행렬이며,
    상기 U는
    Figure 112014065803955-pct00237
    *
    Figure 112014065803955-pct00238
    의 크기이고, 상기 P 는 안테나 포트들의 수이고, 상기
    Figure 112014065803955-pct00239
    는 상기 전송 계층의 수이며,
    여기서 상기 W(i) 는 상기 P 와 상기 전송 계층의 수
    Figure 112014065803955-pct00240
    에 상응하는 코드북 서브세트에서 순환적으로 선택될 수 있는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 방법.
  32. 제31항에 있어서, 상기 U의 엘리먼트들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00241
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00242
    -1 에 대해
    Figure 112013056577929-pct00243
    으로 정의되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 방법.
  33. 제31항에 있어서, 상기 W(i)는 i/q로부터 유도되는 값의 모듈로 N 연산에 의해 순환적으로 선택될 수 있고,
    여기서 상기 i는 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑된 심볼들의 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112013056577929-pct00244
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 방법.
  34. 제31항에 있어서,
    Figure 112013056577929-pct00245
    이고, 여기서
    Figure 112013056577929-pct00246
    는 코드북 서브세트에서 프리코딩 인덱스이고, 인덱스
    Figure 112013056577929-pct00247

    Figure 112013056577929-pct00248

    에 의해 설정되며,
    여기서 상기 i는 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑된 심볼들의 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112013056577929-pct00249
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 방법.
  35. 통신 시스템에서 수신 장치에 있어서,
    하나의 수신된 서브 프레임에서 프리코딩된 심볼들 y(i)로부터
    Figure 112014065803955-pct00250
    를 복원하는 수단;
    복수의 스크램블된 비트들을 생성하기 위해 복수의 변조 심볼들을 복조하는 수단; 및
    상기 복수의 스크램블된 비트들을 상기 하나의 수신된 서브 프레임에 포함된 복수의 비트들로 디스크램블링하는 수단을 포함하며,
    여기서 상기 x(i)는 적어도 하나의 전송 계층에 매핑된 복수의 변조 심볼들을 나타내며, 상기 프리코딩된 심볼들 y(i)는
    Figure 112014065803955-pct00251
    에 기반하여 생성되며,
    여기서 상기 W(i)는 P *
    Figure 112014065803955-pct00252
    의 크기이고,
    상기
    Figure 112014065803955-pct00253
    Figure 112014065803955-pct00254
    *
    Figure 112014065803955-pct00255
    의 크기이고, 그리고 큰 지연의 순환식 지연 다이버시티를 지원하기 위한 대각 행렬이며,
    상기 U는
    Figure 112014065803955-pct00256
    *
    Figure 112014065803955-pct00257
    의 크기이고, 상기 P 는 안테나 포트들의 수이고, 상기
    Figure 112014065803955-pct00258
    는 상기 전송 계층의 수이며,
    여기서 상기 W(i) 는 상기 P 와 상기 전송 계층의 수
    Figure 112014065803955-pct00259
    에 상응하는 코드북 서브세트에서 순환적으로 선택될 수 있는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 장치.
  36. 제35항에 있어서, 상기 U의 엘리먼트들은 m=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00260
    -1 및 n=0,1, ... ,
    Figure 112013056577929-pct00261
    -1 에 대해
    Figure 112013056577929-pct00262
    으로 정의되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 장치.
  37. 제35항에 있어서, 상기 W(i)는 i/q로부터 유도되는 값의 모듈로 N 연산에 의해 순환적으로 선택될 수 있고,
    여기서 상기 i는 상기 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑된 심볼들의 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112013056577929-pct00263
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 장치.
  38. 제35항에 있어서,
    Figure 112013056577929-pct00264
    이고, 여기서
    Figure 112013056577929-pct00265
    는 코드북 서브세트에서 프리코딩 인덱스이고, 인덱스
    Figure 112013056577929-pct00266

    Figure 112013056577929-pct00267

    에 의해 설정되며,
    여기서 상기 i는 상기 적어도 하나의 전송 계층에 매핑된 심볼들의 심볼 인덱스이고, q는
    Figure 112013056577929-pct00268
    이고, 상기 N 은 코드북 서브세트의 크기인 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 수신 장치.
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