KR101376784B1 - Resonant converter - Google Patents

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KR101376784B1
KR101376784B1 KR1020120135494A KR20120135494A KR101376784B1 KR 101376784 B1 KR101376784 B1 KR 101376784B1 KR 1020120135494 A KR1020120135494 A KR 1020120135494A KR 20120135494 A KR20120135494 A KR 20120135494A KR 101376784 B1 KR101376784 B1 KR 101376784B1
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최병조
박민준
김동윤
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경북대학교 산학협력단
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Abstract

The present invention relates to a resonant converter adopting an average current-mode control. Provided is a resonant converter comprising: a switching unit including a first switch (Q1) and a second switch (Q2) which are connected to input power (V_S) and perform an switching operation; an LLC resonant tank connected to the switching unit; a transformer connected to the LLC resonant tank; a current sensing unit sensing a resonant current in the LLC resonant tank; a voltage output unit connected to a winding coil on a secondary side of the transformer; a voltage feedback circuit performing the feedback on an output voltage of the voltage output unit; and a current feedback circuit receiving the sensed resonant current from the current sensing unit and the feedback output voltage from the voltage feedback circuit, and outputting a control signal for controlling operations of the first switch (Q1) and the second switch (Q2). Therefore, the stable operation of the resonant converter can be ensured even under a condition where an input voltage and load characteristics vary, and the circuits of the resonant converter can be protected by sensing a resonant current in the event of an over current condition. [Reference numerals] (190) Logic unit

Description

공진형 컨버터{Resonant Converter} Resonant Converter

본 발명은 공진형 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 출력 전압 신호와 공진 전류 신호를 피이드-백 (feed- back) 하여 컨버터 제어를 위한 제어신호로 제공함으로써, 기존의 전압 모드 제어방식에 의한 컨버터에 비해 응답 특성이 개선되게 하는 평균 전류 모드 제어 방식이 적용된 공진형 컨버터에 관한 것이다. The present invention relates to a resonant converter, and more particularly, by feeding back an output voltage signal and a resonant current signal and providing them as a control signal for converter control, the converter according to the conventional voltage mode control method. In contrast, the present invention relates to a resonant converter to which an average current mode control method for improving response characteristics is applied.

최근 사용되는 대부분의 기기의 전원장치들은 고효율과 집적화를 요구하고 있으며, 이에 손실이 적은 컨버터와 그리고 컨버터의 사이즈를 줄이기 위한 연구가 진행되고 있다. In recent years, power supplies of most devices require high efficiency and integration. Therefore, research is being conducted to reduce the loss of the converter and the size of the converter.

이에 고효율 및 고전력 밀도를 쉽게 구현할 수 있다는 장점으로 인하여 가전용, 산업용 및 상업용 전자기기에 폭넓게 활용되는 전력변환장치로서 공진형 컨버터가 제안되어 사용되고 있다. 공진형 컨버터는 중간 대역 필터 특성을 이용하여 스위치가 스위칭될 때 영 전압에서 스위칭이 되도록 동작하여, 스위치의 스위칭 손실을 줄일 수 있게 한 컨버터이다. For this reason, a resonant converter has been proposed and used as a power converter widely used in home appliances, industrial and commercial electronics because of its high efficiency and high power density. The resonant converter is a converter that operates to switch at zero voltage when the switch is switched by using the intermediate band filter characteristic, thereby reducing the switching loss of the switch.

이하에서는 종래 공진형 컨버터의 동작을 간략하게 살펴보기로 한다. Hereinafter, the operation of the conventional resonant converter will be briefly described.

공진형 컨버터는 도면에는 미도시하고 있지만, MOSFET 스위치가 구비된 스위칭부와, 변압기의 1차측 권선을 포함하는 LLC 공진부(LLC resonant tank)와, 상기 변압기의 2차측 권선을 통해 공급되는 전압을 정류 및 출력하는 전압 출력부와, 상기 전압 출력부에서 출력되는 출력 전압을 피이드 백 시키는 전압 피이드백부, 및 피이드 백 된 출력 전압을 입력받고 상기 스위칭부의 스위칭 주파수를 변화시키도록 주파수 신호를 출력하는 전압 제어 발진기(VCO)의 구성을 포함하고 있다. Although not shown in the drawings, the resonant converter includes a switching unit including a MOSFET switch, an LLC resonant tank including a primary winding of the transformer, and a voltage supplied through the secondary winding of the transformer. A voltage output unit for rectifying and outputting a voltage, a voltage feed unit for feeding back an output voltage output from the voltage output unit, and a voltage for outputting a fed back output voltage and outputting a frequency signal to change the switching frequency of the switching unit. It includes the configuration of a controlled oscillator (VCO).

이와 같은 구성에 따른 공진형 컨버터는, 상기 전압 출력부에서 출력된 출력 전압을 피이드 백 시켜 제어신호로 활용하는 전압 모드 제어 방식이 가장 많이 사용되고 있다. 즉, 출력 전압 신호만을 피이드 백 신호로 사용하여 제한적으로 제어방식을 설계하는 방법이다. 이러한 전압 모드 제어방식은 입력전압과 부하전류의 변화가 극히 제한적인 기기에서는 안정적인 동작을 할 수 있는 이점이 있다. In the resonant converter according to such a configuration, a voltage mode control method that feeds the output voltage output from the voltage output unit and utilizes it as a control signal is most frequently used. That is, it is a method of designing a limited control method using only the output voltage signal as a feedback signal. This voltage mode control method has an advantage of stable operation in a device in which the variation of the input voltage and the load current is extremely limited.

그렇지만, 입력전압과 부하전류의 특성 변화가 심한 기기들에 적용할 경우에는 공진형 컨버터의 변화하는 동-특성(Dynamic characteristic)에 기인하여 그 동작 특성이 안정적이지 못하는 문제가 있었다. However, there is a problem that the operating characteristics are unstable due to the changing dynamic characteristics of the resonant converter when applied to devices with a large change in the characteristics of the input voltage and the load current.

즉, 최근에 개발되고 있는 각종 전기/전자 기기들은 입력전압과 부하의 특성 변화가 매우 심하게 나타나는 일련의 특성이 있다. 그런데 입력전압이나 부하전류가 변화하는 동작 조건을 고려하지 않고 종래의 전압 모드 제어방식을 활용하여 하나의 동작점을 기준으로 공진형 컨버터를 제어할 경우, 상술한 바와 같이 공진형 컨버터의 변화하는 동 특성에 기인하여 공진형 컨버터가 불안정하게 동작하거나 동특성이 저하되는 것이다. 이는 결국 공진형 컨버터가 장착된 기기의 불량문제를 가져온다. 예를 들어, 입력전압이 390 V일 때 루프 이득(loop gain)이 안정된 특성을 보이더라도 입력전압이 340 V로 변경되면 루프 이득의 위상 여유가 급속히 작아지게 되어, 공진형 컨버터가 불안정하게 동작하게 된다.In other words, recently developed various electric / electronic devices have a series of characteristics in which the characteristics of the input voltage and the load are very severely changed. However, when the resonant converter is controlled based on one operating point using the conventional voltage mode control method without considering the operating condition in which the input voltage or the load current is changed, as described above, Due to the characteristics, the resonant converter operates unstablely or the dynamic characteristics are deteriorated. This, in turn, leads to failure of equipment equipped with resonant converters. For example, even if the loop gain is stable when the input voltage is 390 V, if the input voltage is changed to 340 V, the phase margin of the loop gain is rapidly decreased, causing the resonant converter to operate unstable. do.

그렇기 때문에 입력전압과 부하전류의 변동을 고려하여 공진형 컨버터가 동작 조건이 변화하는 경우에도 안정적으로 동작 가능한 설계 기술이 요구된다.Therefore, in consideration of variations in input voltage and load current, a design technique capable of stably operating even when operating conditions of the resonant converter changes is required.

따라서 본 발명의 목적은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 종래 전압 모드 제어 방식에 의한 공진형 컨버터에 비하여 입력전압과 부하특성이 변화되는 동작조건에서도 안정적으로 동작할 수 있는 공진형 컨버터 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.Accordingly, an object of the present invention is to solve the above problems, and compared to the resonant converter by the conventional voltage mode control method, the resonant converter and its control capable of operating stably even under operating conditions in which the input voltage and load characteristics are changed. To provide a way.

본 발명의 다른 목적은, 피이드 백 되는 출력 전압 신호를 추종하여 출력 제어신호를 생성함으로써, 안정된 제어신호에 의하여 공진형 컨버터를 동작할 수 있게 하는 것이다. Another object of the present invention is to follow the output voltage signal fed back to generate an output control signal, so that the resonant converter can be operated by the stable control signal.

본 발명의 또 다른 목적은, 공진 전류의 센싱에 의하여 과전류 발생시 이를 보호할 수 있도록 하는 것이다. Still another object of the present invention is to protect it when an overcurrent occurs by sensing a resonance current.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따르면, 입력 전원(VS)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부; 상기 스위칭부와 연결되는 LLC 공진부; 상기 LLC 공진부와 접속하는 변압기; 상기 LLC 공진부의 공진 전류를 센싱하는 전류 센싱부; 상기 변압기의 2차측 권선코일에 연결되는 전압 출력부; 상기 전압 출력부의 출력 전압을 피이드백하는 전압 궤환부; 및 상기 전류 센싱부로부터 센싱한 공진 전류와 상기 전압 궤환부가 피이드백 받은 출력 전압을 입력받고 상기 제 1 스위치(Q1)와 제 2 스위치(Q2)의 동작을 제어하는 제어신호를 출력하는 전류 궤환부를 포함하는 공진형 컨버터가 제공된다. According to a feature of the present invention for achieving the above object, a switching unit comprising a first switch (Q1) and a second switch (Q2) connected to the input power source (V S ) for switching operation; An LLC resonator connected to the switching unit; A transformer connected to the LLC resonator; A current sensing unit configured to sense a resonance current of the LLC resonator unit; A voltage output unit connected to the secondary winding coil of the transformer; A voltage feedback unit feeding back an output voltage of the voltage output unit; And a current feedback unit configured to receive a resonant current sensed by the current sensing unit and an output voltage fed back by the voltage feedback unit, and output a control signal for controlling operations of the first switch Q1 and the second switch Q2. There is provided a resonant converter comprising.

그리고, 상기 전류 센싱부가 센싱한 공진 전류는, 상기 전압 출력부에서 출력되어 상기 전압 궤환부가 피이드백 받는 출력 전압신호를 추종하게 된다. The resonant current sensed by the current sensing unit is output from the voltage output unit to follow an output voltage signal fed by the voltage feedback unit.

또한, 상기 전류 궤환부의 출력 전압은

Figure 112012098248974-pat00001
로 결정된다.In addition, the output voltage of the current feedback portion is
Figure 112012098248974-pat00001
.

그리고, 상기 공진형 컨버터의 제어 대 출력 전달함수 G vci (S) 는

Figure 112012098248974-pat00002
와 같다. And, the control versus output transfer function G vci (S) of the resonant converter
Figure 112012098248974-pat00002
Same as

여기서, F VCO 는 전압 제어 발진기(VCO)의 이득, H i (S)는 전류 궤환부의 전달함수, G C (S)는 전류 궤환부의 전류 피이드백 보상기, F V (S)는 전압 궤환부의 전압 피이드백 보상기를 나타낸다.here, F VCO is the gain of the voltage controlled oscillator (VCO), H i passes (S) is a current feedback function portion, G C (S) represents the current feedback compensator of the current feedback portion, and F V (S) represents the voltage feedback compensator of the voltage feedback portion.

그리고 상기 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 는 동작 주파수의 변화와 관계없이 일정한 특성을 제공하도록

Figure 112012098248974-pat00003
로서 근사화가 가능하다.And the control to output transfer function G vci (S) to provide a constant characteristic regardless of the change in operating frequency.
Figure 112012098248974-pat00003
As an approximation is possible.

한편, 상기 공진형 컨버터의 전압 보상기 전달함수는

Figure 112012098248974-pat00004
와 같고, 여기서, 극점 W PV 는 상기 전압 궤환부의 출력단에 접속된 광 커플러의 트랜지스터에 연결된 기생 정션 커패시터 C j 에 의해 결정된다.On the other hand, the voltage compensator transfer function of the resonant converter
Figure 112012098248974-pat00004
Where the pole W PV is determined by a parasitic junction capacitor C j connected to the transistor of the optocoupler connected to the output terminal of the voltage feedback section.

그리고 공진형 컨버터의 루프 이득은 상기 제어 대 출력 전달 함수와 상기 전압 보상기 전달 함수의 곱과 같다.And the loop gain of the resonant converter is equal to the product of the control versus output transfer function and the voltage compensator transfer function.

이와 같은 본 발명의 공진형 컨버터에 따르면 다음과 같은 효과가 있다. According to the resonant converter of the present invention as described above has the following effects.

먼저, 본 발명의 공진형 컨버터는 피이드 백 받은 출력 전압신호와 공진단에서 센싱한 공진 전류를 함께 공진형 컨버터의 운전을 제어하는 제어신호로 사용하며, 그 제어신호는 피이드 백 되는 출력 전압 신호를 추종하여 생성되기 때문에, 종래 전압 모드 제어 방식에 의한 공진형 컨버터에 비하여 공진형 컨버터를 안정되게 동작시킬 수 있다. First, the resonant converter of the present invention uses the output voltage signal fed back and the resonant current sensed at the resonant stage as a control signal for controlling the operation of the resonant converter, and the control signal follows the output voltage signal fed back. In this case, the resonant converter can be stably operated as compared with the resonant converter by the conventional voltage mode control method.

또한, 공진단의 공진 전류를 센싱하고 있기 때문에, 과전류 발생시 발생할 수 있는 회로 소자의 파괴, 공진형 컨버터의 성능이 저하되는 현상 등을 방지할 수도 있다.In addition, since the resonant current of the resonator stage is sensed, it is possible to prevent the destruction of the circuit elements that may occur when an overcurrent occurs, the phenomenon that the performance of the resonant converter decreases, and the like.

도 1에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 회로도
도 2a는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작 모드를 보인 도면
도 2b는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작영역을 보인 도면
도 3a는 본 발명의 실시 예에 따른 공진형 컨버터를 평균 전류-모드 제어방식으로 제어하기 위한 기능적인 회로 구성도
도 3b는 도 3a에 의한 실험 파형도
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 평균 전류 모드 방식으로 제어되는 공진형 컨버터의 소신호 블록 구성도
도 5a는 본 실시 예에 따른 제어 대 출력 전달함수 G vci (S) 의 PSIM 모델을 보인 도면
도 5b는 도 5a 에 따라 동작점 A 및 B에서의 제어 대 출력 전달함수 G vci (S) 의 크기와 위상을 나타낸 그래프
도 6a 및 도 6b는 동작점 A에서 전류 궤환 보상기의 DC 이득 K C 를 3개의 다른 값으로 제공하였을 때 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 의 실험값과 이론값을 나타낸 도면
도 7은 본 실시 예에 따른 루프 이득의 실험값 및 이론값을 보인 도면
도 8은 본 실시 예의 공진형 컨버터의 시간 영역 시뮬레이션 모델
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시 예에 따라서 전압제어방식에 따른 루프 이득과 전류제어방식에 따른 루프 이득을 보인 이론값과 실험값을 비교한 도면
도 10a 및 도 10b는 각각 전압 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스와 전류 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스를 보인 도면
도 11a은 전압 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도
도 11b는 본 실시 예에 다른 전류 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도 1 is a circuit diagram of a resonant converter according to a preferred embodiment of the present invention.
2A is a view illustrating an operation mode of the resonant converter according to the present embodiment.
2B is a view showing an operating region of the resonant converter according to the present embodiment.
Figure 3a is a functional circuit diagram for controlling the resonant converter according to an embodiment of the present invention in the average current-mode control method
3B is an experimental waveform diagram according to FIG. 3A
4 is a block diagram of a small signal block of a resonant converter controlled by an average current mode method according to an exemplary embodiment of the present invention.
5A illustrates a PSIM model of the control-to-output transfer function G vci (S) according to the present embodiment.
FIG. 5B is a graph showing the magnitude and phase of the control versus output transfer function G vci (S) at operating points A and B according to FIG. 5A.
6A and 6B show experimental and theoretical values of the control versus output transfer function G vci (S) when the DC gain K C of the current feedback compensator is provided at three different values at operating point A;
7 is a diagram showing an experimental value and a theoretical value of a loop gain according to the present embodiment.
8 is a time domain simulation model of the resonant converter of this embodiment.
9A and 9B are graphs comparing theoretical and experimental values showing a loop gain according to a voltage control method and a loop gain according to a current control method according to an exemplary embodiment of the present invention.
10A and 10B illustrate output impedances measured at operating points A and B according to a voltage control method and output impedances measured at operating points A and B according to a current control method, respectively.
11A is a waveform diagram showing a transient response characteristic according to a voltage mode control method
11B is a waveform diagram showing a transient response characteristic according to a current mode control method according to the present embodiment.

이하 본 발명에 의한 공진형 컨버터의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. Hereinafter, an embodiment of a resonant converter according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

본 발명의 실시 예에서는 우선 공진형 컨버터의 회로 구성을 설명하고 이후 종래의 전압 모드 제어방식이 적용된 공진형 컨버터와의 비교를 통해 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 특성을 알아보도록 할 것이다. In the embodiment of the present invention, first, a circuit configuration of the resonant converter will be described, and then, the characteristics of the resonant converter according to the present embodiment will be examined through comparison with the resonant converter to which the conventional voltage mode control method is applied.

즉, 본 실시 예에서는 출력 전압의 피이드 백 이외에 전류 피이드 백 루프에 로우 패스 필터로서 기능을 하는 평균 전류 - 모드 제어기를 구성하고, 출력 제어신호가 피이드백 되는 출력 전압신호를 추종하여 안정된 제어신호를 제공하고, 제어신호의 리플(ripple) 신호를 감소시키는 등의 다양한 특성을 제공하고 있다. 따라서 본 실시 예는 공진형 컨버터의 전체 동작 영역에서 요구된 폐 루프 성능(Closed-loop performance)을 제공할 수 있는 것이다. 이하에서는 이들 특성을 제공하기 위한 본 실시 예에 대해 설명하기로 한다. That is, in the present embodiment, in addition to the feedback of the output voltage, an average current-mode controller that functions as a low pass filter in the current feedback loop is configured, and the output control signal follows the output voltage signal fed back to provide a stable control signal. It provides various characteristics such as reducing the ripple signal of the control signal. Therefore, this embodiment can provide the closed-loop performance required in the entire operating region of the resonant converter. Hereinafter, the present embodiment for providing these characteristics will be described.

도 1에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 회로도가 도시되어 있다. 1 is a circuit diagram of a resonant converter according to a preferred embodiment of the present invention.

도 1의 공진형 컨버터(100)의 구성을 설명하면 입력 전원(VS)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부(110)가 구성된다. 실시 예에서 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)는 MOSFET 스위치가 사용된다. 그러나 이와 동일한 동작을 할 수 있는 다른 스위치 소자가 사용될 수도 있을 것이다. The Figure is described a configuration of a resonant converter 100 of the first input power is connected to the (V S), a first switch switching unit 110 consisting of (Q1) and a second switch (Q2) for switching operation are formed. In an embodiment, a MOSFET switch is used for the first switch Q1 and the second switch Q2. However, other switch elements capable of this same operation could be used.

스위칭부(110)와 연결되는 LLC 공진부(LLC resonant tank)(120)가 구성된다. LLC 공진부(120)는 고조파를 포함하는 구형파 신호를 공급받아 순수한 정현파 교류신호를 공급하는 역할을 하며, 도시된 바와 같이 공진 커패시터(CR), 기생 누설 인덕턴스(Llk), 및 기생 자화 인덕턴스(Lm)로 이루어진다. An LLC resonant tank 120 connected to the switching unit 110 is configured. The LLC resonator 120 receives a square wave signal including harmonics and supplies a pure sinusoidal AC signal, and as illustrated, a resonant capacitor C R , a parasitic leakage inductance L lk , and a parasitic magnetization inductance. (L m ).

LLC 공진부(120)와 접속하는 변압기(Transformer)(130)가 구성된다. 변압기(130)는 1차측 권선코일과 2개의 2차측 권선코일로 구성되고, 그 권선코일의 권선비는 1:n:n이다. 따라서 변압기(130)는 1, 2차측 권선코일의 권선비에 따라 입력전압에 대해 변환된 값의 출력전압을 공급하게 된다. A transformer 130 is connected to the LLC resonator 120. The transformer 130 is composed of a primary winding coil and two secondary winding coils, and the winding ratio of the winding coil is 1: n: n. Therefore, the transformer 130 supplies the output voltage of the converted value with respect to the input voltage according to the turns ratio of the primary and secondary winding coils.

LLC 공진부(120)의 공진 전류를 센싱하는 전류 센싱부(140)가 구성된다. 전류 센싱부(140)는 전류 트랜스포머와, 다이오드, 저항(Rx) 및 커패시터(Cx) 가 포함되어, 공진 전류의 포락선(envelope)을 검출한다. The current sensing unit 140 for sensing the resonant current of the LLC resonator 120 is configured. The current sensing unit 140 includes a current transformer, a diode, a resistor (R x ), and a capacitor (C x ) to detect an envelope of the resonance current.

2차측 권선코일에는 전압 출력부(150)가 접속된다. 전압 출력부(150)는 1차측 권선코일에 대한 권선비에 따른 유도전압을 인가받고 소정 크기의 직류전압을 출력한다. 전압 출력부(150)는 다이오드, 저항 및 커패시터로 구성된다. The voltage output unit 150 is connected to the secondary winding coil. The voltage output unit 150 receives an induced voltage according to the turns ratio of the primary winding coil and outputs a DC voltage having a predetermined size. The voltage output unit 150 is composed of a diode, a resistor and a capacitor.

전압 출력부(150)의 출력 전압을 피이드백(feedback)하는 전압 궤환부(Voltage feedback circuit)(160)가 구성된다. 전압 궤환부(160)는 출력 전압을 입력받는 증폭기 및 그 출력 전압을 후속단(즉, 전류 궤환부)으로 절연형 컨버터의 전기적 신호를 전달하기 위한 광 커플러(opto-coupler)를 포함하고 있다. 상기 광 커플러에 의하여 전압 궤환부(160)는 전류 궤환부(170)와 절연된다.A voltage feedback unit 160 that feeds back the output voltage of the voltage output unit 150 is configured. The voltage feedback unit 160 includes an amplifier for receiving an output voltage and an opto-coupler for delivering an electrical signal of the isolated converter to the subsequent stage (ie, the current feedback unit). The voltage feedback unit 160 is insulated from the current feedback unit 170 by the optocoupler.

전류 센싱부(140)가 센싱한 공진 전류와 전압 궤환부(160)를 통해 피이드백 받은 출력 전압을 입력받고 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)의 온/오프 동작을 제어하도록 제어신호를 출력하는 전류 궤환부(Current feedback circuit)(170)가 구성된다. 제어 신호는 상기 출력 전압 신호를 추종하고 있어 보다 안정된 제어신호로의 출력이 가능하며, 이 경우 제어신호에 포함될 수 있는 리플(ripple) 신호를 감소시킬 수 있다. The current sensing unit 140 receives the resonant current sensed and the output voltage received through the voltage feedback unit 160 to control the on / off operation of the first switch Q1 and the second switch Q2. A current feedback circuit 170 that outputs a signal is configured. Since the control signal follows the output voltage signal, a more stable control signal can be output, and in this case, a ripple signal that can be included in the control signal can be reduced.

전류 궤환부(170)의 출력 측에는 전압 제어 발진기(voltage controlled oscillator)(180)가 연결된다. 전압 제어 발진기(180)는 후단에 연결된 로직부(190)의 논리 신호에 따라 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)가 온/오프 구동하도록 변화하는 동작 주파수를 출력시키는 기능을 한다.A voltage controlled oscillator 180 is connected to the output side of the current feedback unit 170. The voltage controlled oscillator 180 outputs an operating frequency that changes so that the first switch Q1 and the second switch Q2 are driven on / off according to a logic signal of the logic unit 190 connected to the rear end.

이와 같이 구성된 본 실시 예의 공진형 컨버터는 340 V ~ 390 V 사이의 입력 전압(VS)을 인가받고, 1A ~ 6A 사이에서 변화된 부하 전류(IO)를 출력하게 된다. In this embodiment, resonant converter is constructed as being applied to the input voltage (V S) of between 340 V ~ 390 V, and outputs the changed load current (I O) between 1A ~ 6A.

한편, 도 1의 회로 구성도에서 각 소자들은 후술하는 시뮬레이션 및 실험 등을 위해 다음의 값으로 제공될 것이다. Meanwhile, in the circuit diagram of FIG. 1, each device will be provided with the following values for simulation and experiment, which will be described later.

즉, VO = 24V, Cr = 47 nF, Llk = 160 μH, L = 1.24 mH, n = 0.14, C = 2mF, RC = 5mΩ, nx = 100, Rx = 50Ω, Cx = 0.1 μF, R1 = 2.2 ㏀, R2 = 120Ω, R3 = 300Ω, R4 = 620 Ω, R5 = 2.2 ㏀,, R6 = 5.1㏀, C1 = 0.22 μF, C2 = 3200 pF, C3 = 0.9μF, Cj = 9nF 이다. That is, V O = 24 V, C r = 47 nF, L lk = 160 μH, L = 1.24 mH, n = 0.14, C = 2 mF, R C = 5 mΩ, n x = 100, R x = 50 mW, C x = 0.1 μF, R 1 = 2.2 μs, R 2 = 120 μs, R 3 = 300 μs, R 4 = 620 μs, R 5 = 2.2 μs ,, R 6 = 5.1 μs, C 1 = 0.22 μF, C 2 = 3200 pF, C 3 = 0.9 μF, C j = 9 nF.

다음에는 상기와 같이 구성된 공진형 컨버터의 동작 모드와 동작 범위에 대해 도 2a 및 도 2b를 참조하여 살펴보기로 한다. Next, an operation mode and an operation range of the resonant converter configured as described above will be described with reference to FIGS. 2A and 2B.

도 2a는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작 모드를 보인 도면이다. 실시 예에서 공진형 컨버터(100)는 동작 방식에 따라 서로 다른 두 개의 동작 모드를 제공하며, 이는 서로 다른 부하 조건에서 입/출력 전압 이득 곡선이 도시된 도 2a의 동작점 위치를 기준으로 모드 1 및 모드 2로 구분한다. 2A illustrates an operation mode of the resonant converter according to the present embodiment. In an embodiment, the resonant converter 100 provides two different operating modes according to the operation method, which is based on the operating point position of FIG. 2A in which the input / output voltage gain curves are shown under different load conditions. And mode 2.

모드 1은 공진형 컨버터(100)가 f s > f o0 에서 동작하는 영역(R1)이다. 여기서 f s 는 공진형 컨버터(100)의 스위칭 주파수를 나타내고, f o0 는 상기 LLC 공진부(120)에서 단락 회로상의 공진 주파수로서

Figure 112012098248974-pat00005
을 나타낸다. Mode 1 is a resonant converter 100 This is the region (R1) operating at f s > f o0 . Where f s Denotes a switching frequency of the resonant converter 100, and f o0 is a resonance frequency on a short circuit in the LLC resonator 120.
Figure 112012098248974-pat00005
.

모드 2는 공진형 컨버터(100)가 f o ∞ < f s < f o0 에서 동작하는 영역(R2)이다. f o ∞ 는 LLC 공진부(120)에서 개방 회로상의 공진 주파수로

Figure 112012098248974-pat00006
을 나타낸다. Mode 2 is the region R2 in which the resonant converter 100 operates at f o ∞ < f s < f o0 . f o ∞ Is the resonant frequency on the open circuit in the LLC resonator 120
Figure 112012098248974-pat00006
.

상기 모드 1 및 모드 2의 동작 영역(R1)(R2)이 표시된 도 2a를 보면, 모드 2의 영역(R2)에서 전압 이득이 감소하는 기울기를 가진다. 이는 모드 2의 영역(R2)에서 LLC 공진부(120)의 Lm이 CR 과 Llk에 영향을 미치기 때문이다. Referring to FIG. 2A in which the operation regions R1 and R2 of the mode 1 and the mode 2 are displayed, the voltage gain in the region R2 of the mode 2 decreases. This is because L m of the LLC resonator 120 affects C R and L lk in the region R2 of the mode 2.

그리고, 모드 1의 동작 영역(R1)은 종래 기술에 따른 공진 컨버터와 매우 유사하지만, 모드 2의 동작 영역(R2)에 대한 특성은 종래 공진 컨버터의 특성과는 다른 패턴으로 제공되는 것이 확인된다. In addition, although the operating region R1 of the mode 1 is very similar to the resonant converter according to the prior art, it is confirmed that the characteristics of the operating region R2 of the mode 2 are provided in a pattern different from that of the conventional resonant converter.

주어진 입출력 조건에 따라서 공진형 컨버터의 동작 영역은 전압 이득 곡선에서 정의될 수 있다. 이는 도 2b를 참조한다. Depending on the given input and output conditions, the operating region of the resonant converter can be defined in the voltage gain curve. This is referred to FIG. 2B.

도 2b는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터의 동작영역을 보인 도면이다. 이는 입력과 부하 조건에 따른 동작점에 따른 동작 영역을 보인다. 2B is a view showing an operating area of the resonant converter according to the present embodiment. This shows the operating area according to the operating point according to the input and load conditions.

도면을 참조하면 2개의 수평선(동작점 A-C, 동작점 B-D)은 입력전압 변화에 따라 표현된 것이고, 2개의 전압 이득 곡선은 부하 전류의 크기에 따라 결정된다. 그리고 동작점은 동작 영역에서 4개의 가장자리 동작 영역들에 대하여 동작점 A, B, C 및 D로 정의하기로 한다.Referring to the drawings, two horizontal lines (operating point A-C and operating point B-D) are expressed according to the change of the input voltage, and the two voltage gain curves are determined according to the magnitude of the load current. The operating point is defined as operating points A, B, C, and D for the four edge operating regions in the operating region.

상기 도 2b를 도 2a에 적용하면, 동작점 A, C는 모드 2 영역(R2)에 위치하고 동작점 B,D는 모드 1 영역(R1)에 위치한다. 실시 예에 따른 공진형 컨버터에서 동작점은 통상 동작점 A와 B 사이의 영역에 위치한다. 즉 입력 전압이 340 V ~ 390 V, 부하 전류가 6A인 경우이다. 2B is applied to FIG. 2A, operating points A and C are located in the mode 2 region R2, and operating points B and D are located in the mode 1 region R1. In the resonant converter according to the embodiment, the operating point is normally located in an area between the operating points A and B. In other words, the input voltage is 340 V to 390 V and the load current is 6 A.

한편, 공진형 컨버터를 전압 모드 제어방식으로 제어할 경우 동작 조건에 따라 공진형 컨버터의 성능 차이가 발생하고 있다는 것은 위에서 언급한바 있다. 통상 종래 전압 모드 제어방식은 공진형 컨버터의 전원단 동특성의 최악의 조건을 기초로 하여 그 영역에서의 전원단 동-특성을 보상하기 위한 방식이고, 따라서 공진형 컨버터가 다른 동작 영역으로 이동할 경우 전원단의 동-특성이 변화하여 공진형 컨버터가 모든 동작 영역에서 최적의 성능으로 동작하지 못하고 있다. Meanwhile, when the resonant converter is controlled by the voltage mode control method, the performance difference of the resonant converter occurs according to operating conditions, as mentioned above. In general, the conventional voltage mode control method is a method for compensating power-supply characteristics in a region based on the worst condition of power-supply characteristics of a resonant converter, and thus, when the resonant converter moves to another operating region, Due to the change in the dynamic characteristics of the stage, the resonant converter does not operate at optimum performance in all operating regions.

이하에서는 전술한 전압 모드 제어방식에 따른 문제점을 극복하도록 도 1에 도시된 공진형 컨버터를 전류 모드 제어방식으로 제어하는 방안에 대해 살펴보기로 한다. 이는 도 3을 참조하기로 한다. Hereinafter, a method of controlling the resonant converter shown in FIG. 1 by the current mode control method will be described to overcome the problems caused by the aforementioned voltage mode control method. This will be referred to FIG. 3.

도 3a는 본 발명의 실시 예에 따른 공진형 컨버터를 평균 전류-모드 제어방식으로 제어하기 위한 기능적인 회로 구성도이고, 도 3b는 이의 실험 파형도이다. Figure 3a is a functional circuit diagram for controlling the resonant converter according to the embodiment of the present invention in the average current-mode control method, Figure 3b is an experimental waveform diagram thereof.

먼저, 도 3a을 설명하면 LLC 공진부(120)의 공진 전류는 전류 센싱부(140)로 전달된다. 도면에서는 CSN(Current sensing network)로 표기하였다. 전류 센싱부(140)로 전달된 공진 전류는 전압 신호 V x 로 전환되고 전류 궤환부(170)를 통해 처리된다. 도시된 바와 같이 전류 궤환부(170)는 전류 궤환 보상기로서의 오차 증폭기 및, ZC1, ZC2를 포함하고 있다.First, referring to FIG. 3A, the resonant current of the LLC resonator 120 is transferred to the current sensing unit 140. In the drawing, it is referred to as a current sensing network (CSN). The resonance current transferred to the current sensing unit 140 is converted into the voltage signal V x and processed through the current feedback unit 170. As shown, the current feedback unit 170 includes an error amplifier as a current feedback compensator, and Z C1 and Z C2 .

이러한 전류 궤환부(170)가 다음 수학식 1의 조건을 만족하면, When the current feedback unit 170 satisfies the condition of the following Equation 1,

Figure 112012098248974-pat00007
Figure 112012098248974-pat00007

상기 전달된 전압 신호 V x 는 가능한 한 전압 궤환부(160)의 출력 전압신호 V C 와 근접하도록 따르게 된다.The transmitted voltage signal V x is to be as close as possible to the output voltage signal V C of the voltage feedback unit 160.

따라서, 공진 전류의 평균은 전압신호 V C 를 따르게 된다. 결국, 이는 전류 센싱부(140)가 센싱하여 피이드백 되는 공진 전류가 피이드백 되는 출력 전압신호를 추종하게 되어 안정된 제어신호를 만들 수 있게 된다. Thus, the average of the resonant currents follows the voltage signal V C. As a result, the current sensing unit 140 senses and feeds the resonant current fed back to the output voltage signal fed back, thereby making it possible to create a stable control signal.

이를 도 3b에 도시된 파형도를 참조하게 되면, 공진 전류에 대한 전압 신호 Vx는 사인파 형태로 나타난다. Referring to the waveform diagram shown in FIG. 3B, the voltage signal V x for the resonant current appears in the form of a sine wave.

상기 전압 신호 V x 는 전류 궤환부(170)로 전달되고, 로우 패스 필터로서 동작하는 전류 궤환부(170)에서 상기 전압 신호 V x 는 전류 궤환 신호로서 V S 를 출력한다. 이때, 전류 궤환 신호로서 V S 는 로우 패스 필터에 의하여 고 대역의 리플 성분이 제거되어 출력되고 있다. The voltage signal V x is transmitted to the current feedback unit 170, and in the current feedback unit 170 operating as a low pass filter, the voltage signal V x is a current feedback signal. Output V S. At this time, as a current feedback signal The low pass filter removes the high frequency ripple component and outputs the V S.

한편, 출력 전압 V o 는 전압 궤환부(160)가

Figure 112012098248974-pat00008
조건을 만족하면, V O = V ref 로 조절된다. On the other hand, the output voltage V o is the voltage feedback unit 160 is
Figure 112012098248974-pat00008
If the condition is satisfied, V O = V ref is adjusted.

그리고, 전류 궤환부(170)의 출력은 다음 수학식 2와 같다. In addition, the output of the current feedback unit 170 is as shown in Equation 2 below.

Figure 112012098248974-pat00009
Figure 112012098248974-pat00009

상기 전류 궤환부(170)의 출력인 V s (t)는 후단에 위치한 전압 제어 발진기(180)로 입력된다. V s (t), which is the output of the current feedback unit 170, is input to the voltage controlled oscillator 180 located at a rear end thereof.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 평균 전류 모드 방식으로 제어되는 공진형 컨버터의 소신호 블록 구성도이다. 4 is a block diagram illustrating a small signal of a resonant converter controlled by an average current mode method according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 4를 설명하면, 전류 루프 이득 T i 는 공진 전류가 피이드백 됨에 따라 피이드백 루프를 형성하고, 반면 전압 루프 이득 T v 는 출력 전압이 피이드백 되어 피이드백 루프를 형성하고 있다. Referring to FIG. 4, the current loop gain T i forms a feedback loop as the resonant current is fed back, while the voltage loop gain T v is fed back to form an feedback loop.

이 상태에서 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 는 다음 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다. In this state, the control-to-output transfer function G vci (S) may be expressed as Equation 3 below.

Figure 112012098248974-pat00010
Figure 112012098248974-pat00010

여기서, F VCO 는 전압 제어 발진기(VCO)(180)의 이득을 나타내고, H i (S)는 전류 궤환부(170)의 전달함수를 나타내고, G C (S)는 전류 궤환부(170)의 전류 피이드백 보상기를 나타내고, F V (S)는 전압 궤환부(160)의 전압 피이드백 보상기를 나타낸다. here, F VCO represents the gain of the voltage controlled oscillator (VCO) 180, H i (S) denotes the transfer function of the current feedback unit (170), G C (S) represents the current feedback compensator of the current feedback unit 170, and F V (S) represents the voltage feedback compensator of the voltage feedback unit 160.

그리고 상기 수학식 3은 중요 주파수 대역에서 다음 수학식 4와 같이 근사화가 가능하다. Equation 3 can be approximated as shown in Equation 4 in the important frequency band.

Figure 112012098248974-pat00011
Figure 112012098248974-pat00011

통상 전원단의 동 특성 변화 결과는 출력 전달 함수 G VCO (s) 의

Figure 112012098248974-pat00012
와
Figure 112012098248974-pat00013
에 의하여 영향을 받게 된다. 이 경우 제어 대 출력 전달 함수(control-to-output transfer function)는 동작 주파수의 변화에 따라 그 특성에 변화가 발생하게 된다.Usually, the result of the change of the dynamic characteristics of the power stage is based on the output transfer function G VCO (s) .
Figure 112012098248974-pat00012
Wow
Figure 112012098248974-pat00013
Will be affected by In this case, the control-to-output transfer function changes in its characteristics as the operating frequency changes.

하지만, 수학식 4에 도시된 바와 같이 평균 전류 모드 방식이 적용되면 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 는 동작 주파수 변화와 관계없이 일정한 특성을 나타냄을 알 수 있다. However, as shown in Equation 4, when the average current mode method is applied, it can be seen that the control-to-output transfer function G vci (S) exhibits a constant characteristic regardless of the operating frequency change.

따라서 상기와 같이 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 가 일정한 특성을 제공하게 되면, 공진형 컨버터(100)의 동특성이 개선되고, 아울러 공진형 컨버터(100)의 전체 동작 영역에서 향상된 성능 효과를 기대할 수 있을 것이다.Therefore, when the control-to-output transfer function G vci (S) provides a constant characteristic as described above, the dynamic characteristic of the resonant converter 100 is improved, and the performance effect is improved in the entire operating region of the resonant converter 100. You can expect it.

한편, 도 4에서 F VCO , H i (S), G C (S) 및 F V (S)는 아래의 수학식 5 내지 수학식 8로 표현된다.Meanwhile, in FIG. 4, F VCO , H i (S) , G C (S), and F V (S) are represented by Equations 5 to 8 below.

Figure 112012098248974-pat00014
Figure 112012098248974-pat00014

Figure 112012098248974-pat00015
Figure 112012098248974-pat00015

Figure 112012098248974-pat00016
Figure 112012098248974-pat00016

Figure 112012098248974-pat00017
Figure 112012098248974-pat00017

여기서, CTR는 광 커플러의 전류 전달비(Current transfer ratio of optocoupler)를 말한다.Here, CTR refers to a current transfer ratio of optocoupler.

도 5a는 본 실시 예에 따른 제어 대 출력 전달함수 G vci (S) 의 PSIM 모델을 보인 도면이고, 도 5b는 도 5a 에 따라 동작점 A 및 B에서의 제어 대 출력 전달함수 G vci (S) 의 크기와 위상을 나타낸 그래프이다. 5A is a diagram illustrating a PSIM model of the control-to-output transfer function G vci (S) according to the present embodiment, and FIG. 5B is a control-to-output transfer function G vci (S) at operating points A and B according to FIG. 5A. Graph of magnitude and phase.

즉, 도 5a는 공진형 컨버터의 소 신호 전달함수를 획득하기 위해 사용된 시간 영역(Time-domain) 시뮬레이션 모델이고, 그 시간 영역 시뮬레이션 모델을 통해 동작점 A, B에서 얻은 값과 실험값을 비교한 것이 도 5b에 도시되고 있다. That is, FIG. 5A is a time-domain simulation model used to obtain a small signal transfer function of a resonant converter, and compares experimental values with values obtained at operating points A and B through the time-domain simulation model. Is shown in FIG. 5B.

상기 시간 영역 시뮬레이션 모델에 따른 결과를 보면, 동작점 A 및 B에서 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S)가 넓은 주파수 대역에서 이론값과 실험값이 대부분 일치하고 있음을 알 수 있다. As a result of the time domain simulation model, it can be seen that the control vs. output transfer function G vci (S) at the operating points A and B is mostly in agreement with the theoretical and experimental values over a wide frequency band.

따라서, 따라서 전체 동작 범위에서 최적의 성능을 제공할 수 있게 설계가 가능하다. Thus, it is possible to design to provide optimum performance over the entire operating range.

다음에는 본 실시 예에 따른 공진형 컨버터에 적용된 전류 궤환 보상기 및 전압 궤환 보상기의 설계 방안에 대해 설명한다. Next, a design method of the current feedback compensator and the voltage feedback compensator applied to the resonant converter according to the present embodiment will be described.

먼저, 전류 궤환 보상기 설계 방안이다. First, the current feedback compensator design method.

전류 궤환 보상기의 설계는 전류 센싱부(140)와 전류 피이드백 보상기 식의 변수를 산정하는 방법으로 수행된다.The design of the current feedback compensator is performed by calculating the variables of the current sensing unit 140 and the current feedback compensator equation.

전류 센싱부(140)는 상술한 바와 같이 로우 패스 필터 전달 함수를 구현하도록 설계되며, Rx = 50, nx = 100, Cx = 0.1 값을 갖는다. 그리고 전달 함수에 대한 식은 위에서 언급한 바와 같이 수학식 6이 적용된다.
The current sensing unit 140 is designed to implement a low pass filter transfer function as described above, and R x = 50, n x = 100, C x = 0.1 value. Equation 6 is applied to the expression for the transfer function as mentioned above.

전류 궤환 보상기 G C (S)는 전류 제어를 위하여 2-극점 1-영점 회로를 가정하여 다음 수학식 9로 표시할 수 있다. The current feedback compensator G C (S) may be represented by the following equation 9 assuming a 2-pole 1-zero circuit for current control.

Figure 112012098248974-pat00018
Figure 112012098248974-pat00018

수학식 9에서 영점 W ZC 는 저주파 대역에서 나타나는 전원단의 극점을 상쇄시키는 위치에 위치시키며, 극점 W PC 는 스위칭 리플 노이즈를 제거하도록 위치시킨다. 아울러 DC 이득 K C 는 높은 주파수대에 크로스오버 주파수가 위치되도록 실험적으로 산정된다. 상기 영점 W ZC , 극점 W PC , 및 DC 이득 K C 에 대한 값은 실시 예에서 각각 '450r/s','144kr/s' 및 '217'로 제공된다.In Equation (9), the zero point W ZC is positioned to offset the pole of the power stage appearing in the low frequency band, and the pole W PC is positioned to remove switching ripple noise. In addition, the DC gain K C is experimentally estimated so that the crossover frequency is located in the high frequency band. The values for the zero point W ZC , the pole point W PC , and the DC gain K C are provided as '450r / s', '144kr / s', and '217', respectively.

여기서, DC 이득 K C 에 대한 값이 '217'로 결정한 이유는 도 6을 참조하여 설명하기로 한다. Here, the reason why the value for the DC gain K C is determined as '217' will be described with reference to FIG. 6.

도 6은 동작점 A에서 전류 궤환 보상기의 DC 이득 K C 를 3개의 다른 값으로 제공하였을 때 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 의 실험값과 이론값을 나타낸 도면이다FIG. 6 shows experimental and theoretical values of the control-to-output transfer function G vci (S) when the DC gain K C of the current feedback compensator is provided at three different values at operating point A. FIG.

도면에서와 같이 DC 이득 K C 에 대한 값을 정하기 위하여 '550', '217', 및 '100'의 3개의 값을 제공하여 실험을 수행하였다. As shown in the figure, the experiment was performed by providing three values of '550', '217', and '100' to determine the value for the DC gain K C.

상기 DC 이득 K C 는 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 의 크기 및 위상에 영향을 미치며, 따라서 전류 루프 이득 크로스오버 주파수와 시스템의 안정성 여유를 고려해야 할 것이다. 그렇기 때문에 최적의 값을 가지도록 설계되어야 하는데, 도면에서와 같이 DC 이득 K C 값이 '550' 및 '100'일 때는 크기 변화가 심하여 공진형 컨버터의 동작이 불안정하고, 또한 충분한 위상 여유를 보장하지 못하고 있다. 이 경우 공진형 컨버터의 성능 저하는 불가피할 수 있다. The DC gain K C affects the magnitude and phase of the control-to-output transfer function G vci (S) , and therefore the current loop gain crossover frequency and the stability margin of the system will have to be taken into account. Therefore, it should be designed to have an optimal value. As shown in the figure, when the DC gain K C values are '550' and '100', the size change is severe, which makes the operation of the resonant converter unstable and ensures sufficient phase margin. I can't. In this case, performance degradation of the resonant converter may be inevitable.

반면, DC 이득 K C 값이 '217'인 경우에는 상기 DC 이득 K C 값이 '550' 및 '100'일 때에 비하여 보다 안정적인 크기 및 위상 여유를 가지기 때문에, 좋은 폐루프 성능을 제공할 수 있을 것이다. On the other hand, when the DC gain K C value is '217', since the DC gain K C value is more stable than the 550 and 100 values, it is possible to provide good closed loop performance. will be.

다음에는 전압 궤환 보상기 설계 방안이다. The next step is to design a voltage feedback compensator.

전압 궤환 보상기에서 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 는 전술한 도 5b에 도시된 동작점 A, B에서 얻은 값과 실험값을 기본으로 하여 아래의 수학식 10과 같이 근사화하여 표시할 수 있다. The control-to-output transfer function G vci (S) in the voltage feedback compensator may be displayed by approximating the following equation (10) based on the values obtained from the operating points A and B shown in FIG. 5B and the experimental values.

Figure 112012098248974-pat00019
Figure 112012098248974-pat00019

여기서, 영점 주파수 W ESR =1/(CR C )는 출력 필터 커패시터의 등가직렬저항(esr)과 커패시턴스에 의해 결정된다. Here, the zero frequency W ESR = 1 / ( CR C ) is determined by the equivalent series resistance (esr) and capacitance of the output filter capacitor.

그리고, 극점 주파수 W PL1 는 주로 저 주파수대역에서 나타나며, 그 위치는 2π·250 r/s 로 근사화된다. The pole frequency W PL1 appears mainly in the low frequency band, and its position is approximated to 2π250 r / s.

한편, 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 에서 2-극점 1-영점 보상기가 광 커플러를 사용하여 수행된 경우, 공진형 컨버터의 전압 보상기 전달함수는 수학식 11과 같다. On the other hand, when the two-pole 1-zero compensator is performed using the optocoupler in the control-to-output transfer function G vci (S) , the voltage compensator transfer function of the resonant converter is expressed by Equation (11).

Figure 112012098248974-pat00020
Figure 112012098248974-pat00020

여기서, 수학식 11에 기재된 하나의 극점 W PV 는 R 4 와 결합한 광 커플러의 트랜지스터에 연결된 기생 정션 커패시터 C j 에 의해 결정된다. Here, one pole W PV described in Equation 11 is determined by the parasitic junction capacitor C j connected to the transistor of the optocoupler coupled with R 4 .

그리고, 영점, 극점 및 이득은 다음과 같다(여기서, W ZV = W pl1 , W pv = W esr 이다). 또한 루프 이득 선도(plot)는

Figure 112012098248974-pat00021
이다. The zero, pole and gain are as follows (where W ZV = W pl1 , W pv = W esr ). Also, the loop gain plot
Figure 112012098248974-pat00021
to be.

영점 W ZV 는 2×103 이고, 극점 W pv 는 1×105 이다. The zero point W ZV is 2 × 10 3 , and the pole W pv is 1 × 10 5 .

또한 이득 K V 는 1.28 × 103이다. 이득 K V 는 충분한 위상 여유를 제공할 수 있도록 기울기를 유지할 수 있는 지점에 위치시킨다. 실험에 의해 이득 K V 값은 정해지면 상술한 바와 같은 값에 의하여 공진형 컨버터는 안정되게 동작할 수 있다. In addition, the gain K V is 1.28 × 10 3 . The gain K V is placed at a point where the slope can be maintained to provide sufficient phase margin. Gain K V by Experiment Once the value is determined, the resonant converter can be stably operated by the values as described above.

상술한 보상기의 변수들에 따른 루프 이득의 실험값 및 이론값은 도 7에 도시하고 있다. 도 7을 보면 루프 이득은 위상 여부를 보장하는 -20 dB / dec, -40 dB/sec의 기울기를 유지하고 있음을 알 수 있다. The experimental and theoretical values of the loop gains according to the variables of the compensator described above are shown in FIG. 7. Referring to FIG. 7, it can be seen that the loop gain maintains slopes of -20 dB / dec and -40 dB / sec to ensure phase.

이어서는 본 실시 예에 따른 평균 전류 모드 제어방식과 종래 전압 모드 제어 방식에 따른 공진형 컨버터의 루프 이득, 출력 임피던스 및 과도 응답 특성에 대한 실험 결과를 비교하였다. Next, the experimental results of the loop gain, output impedance, and transient response characteristics of the average current mode control method according to the present embodiment and the resonant converter according to the conventional voltage mode control method were compared.

이를 위해 도 8에 도시한 바와 같이 시간 영역 시뮬레이션 모델을 제시하였다. For this purpose, a time domain simulation model is presented as shown in FIG. 8.

도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시 예에 따라서 전압제어방식에 따른 루프 이득과 전류제어방식에 따른 루프 이득을 보인 이론값과 실험값을 비교한 도면이다. 9A and 9B are diagrams comparing theoretical and experimental values showing loop gains according to a voltage control method and loop gains according to a current control method according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 9a의 도면을 보면, 전압 모드에서 루프 이득은 제어 대 출력 전달 함수의 변화에 의해 직접 영향을 받고 있다. 9A, the loop gain in the voltage mode is directly affected by the change in control versus output transfer function.

반면, 도 9b을 보면, 평균 전류 모드 제어 방식에서의 루프 이득은 크로스오버 주파수와 위상 여유 변화를 최소화하면서 요구된 루프 이득을 제공하고 있음을 알 수 있다. 여기서, 루프 이득은 2π·250 r/s에서 0-dB 라인에 걸쳐있고, 동작점 A 및 B에서 위상 여유는 각각 45°와 65°이다. 9B, it can be seen that the loop gain in the average current mode control scheme provides the required loop gain while minimizing the change in the crossover frequency and phase margin. Here, the loop gain spans the 0-dB line at 2π250 r / s and the phase margins at operating points A and B are 45 ° and 65 °, respectively.

다음은 출력 임피던스 비교이다. The following is the output impedance comparison.

도 10a 및 도 10b는 각각 전압 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스와 전류 제어방식에 따른 동작점 A 및 B에서 측정한 출력 임피던스이다. 10A and 10B are output impedances measured at the operating points A and B according to the voltage control method and at the operating points A and B according to the current control method, respectively.

도 10a을 살펴보면, 출력 임피던스는 동작점 A에서 피크값 -22dB을 나타낸다. Referring to FIG. 10A, the output impedance represents a peak value of -22 dB at the operating point A. FIG.

그러나, 도 10b를 살펴보면 동작점 A 및 B에서 출력 임피던스는 거의 일정하게 나타나고 있음이 확인된다. 즉 출력 임피던스의 피크 값은 -30dB에서 제한되고 있다. 따라서 전류 제어모드가 적용되면 본 실시 예의 컨버터는 동작 조건의 변화에 무관하게 동특성이 발생함을 알 수 있다. However, referring to FIG. 10B, it is confirmed that the output impedance at operating points A and B is almost constant. That is, the peak value of the output impedance is limited at -30dB. Therefore, when the current control mode is applied, it can be seen that the converter of the present embodiment generates dynamic characteristics regardless of the change in operating conditions.

다음은 과도 응답 특성 비교이다. The following is a comparison of transient response characteristics.

도 11a은 전압 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도이고, 도 11b는 본 실시 예에 다른 전류 모드 제어방식에 따른 과도 응답 특성을 보인 파형도이다. 11A is a waveform diagram showing a transient response characteristic according to the voltage mode control method, and FIG. 11B is a waveform diagram showing a transient response characteristic according to the current mode control method according to the present embodiment.

도 11a를 살펴보면, 340V 입력 전압에서 출력 전류가 1A-> 6A로 변화하는 과정의 과도 응답으로서, 루프 이득과 출력 임피던스가 작기 때문에 큰 오버슈트(overshoot)나 언더슈트(undershoot)를 가지는 보다 큰 응답시간으로 인하여 성능 저하가 나타나고 있다.Referring to FIG. 11A, a transient response of a process in which the output current changes from 1A to 6A at a 340V input voltage, and a larger response having a large overshoot or undershoot because the loop gain and output impedance are small. There is a performance drop due to time.

그렇지만, 평균 전류-모드 제어방식을 보인 도 11b을 보면 루프 이득과 출력 임피던스로부터 공진 전류와 출력 전류에서 우수한 과도 특성과 빠른 응답 특성이 나타나고 있다. However, in FIG. 11B showing the average current-mode control scheme, excellent transient characteristics and fast response characteristics are shown in the resonance current and the output current from the loop gain and the output impedance.

따라서 전류 제어방식을 이용하면 주어진 전체 동작 영역에서 우수한 과도 응답특성을 획득할 수 있는 것이다. Therefore, the current control method can obtain excellent transient response in a given whole operating range.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에서는 공진형 컨버터의 공진 전류를 센싱하는 구성을 추가하고, 그 공진 전류와 피이드백 받은 출력 전압을 함께 사용하여 공진형 컨버터의 운전을 위한 제어신호로 제공함으로써, 종래의 전압 모드 방식만이 적용된 공진형 컨버터에 비하여 응답 특성이 개선되고 있음을 알 수 있다.As described above, in the embodiment of the present invention, a configuration for sensing the resonant current of the resonant converter is added and provided as a control signal for operating the resonant converter using the resonant current and the feedback output voltage together. As a result, it can be seen that the response characteristic is improved compared to the resonant converter to which only the conventional voltage mode method is applied.

이상과 같이 본 발명의 도시된 실시 예를 참고하여 설명하고 있으나, 이는 예시적인 것들에 불과하며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 요지 및 범위에 벗어나지 않으면서도 다양한 변형, 변경 및 균등한 타 실시 예들이 가능하다는 것을 명백하게 알 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 청구범위의 기술적인 사상에 의해 정해져야 할 것이다. While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed exemplary embodiments, It will be apparent that modifications, variations and equivalents of other embodiments are possible. Therefore, the true scope of the present invention should be determined by the technical idea of the appended claims.

110 : 스위칭부 120 : LLC 공진부
130 : 변압기 140 : 전류 센싱부
150 : 전압 출력부 160 : 전압 궤환부
170 : 전류 궤환부 180 : VCO
190 : 로직부110: switching unit 120: LLC resonator
130: transformer 140: current sensing unit
150: voltage output unit 160: voltage feedback unit
170: current feedback unit 180: VCO
190: logic section

Claims (7)

입력 전원(VS)과 연결되어 스위칭 동작하는 제 1 스위치(Q1) 및 제 2 스위치(Q2)로 이루어진 스위칭부;
상기 스위칭부와 연결되는 LLC 공진부;
상기 LLC 공진부와 접속하는 변압기;
상기 LLC 공진부의 공진 전류를 센싱하는 전류 센싱부;
상기 변압기의 2차측 권선코일에 연결되는 전압 출력부;
상기 전압 출력부의 출력 전압을 피이드백하는 전압 궤환부; 및
상기 전류 센싱부로부터 센싱한 공진 전류와 상기 전압 궤환부가 피이드백 받은 출력 전압을 입력받고, 전압 제어 발진기에서 출력되는 동작주파수에 따라 상기 제 1 스위치(Q1)와 제 2 스위치(Q2)의 동작을 제어하도록 상기 전압 제어 발진기로 제어신호를 출력하는 전류 궤환부를 포함하되,
상기 동작 주파수의 변화와 관계없이 일정한 특성을 나타내는 제어 대 출력 전달함수 Gvci(S) 를 제공하는 공진형 컨버터. The switching unit consisting of the first switch (Q1) and a second switch (Q2) which is connected to the input power source (V S) operate the switch;
An LLC resonator connected to the switching unit;
A transformer connected to the LLC resonator;
A current sensing unit configured to sense a resonance current of the LLC resonator unit;
A voltage output unit connected to the secondary winding coil of the transformer;
A voltage feedback unit feeding back an output voltage of the voltage output unit; And
The resonance current sensed by the current sensing unit and the output voltage received by the voltage feedback unit are input, and the operation of the first switch Q1 and the second switch Q2 is performed according to the operating frequency output from the voltage controlled oscillator. Including a current feedback for outputting a control signal to the voltage controlled oscillator to control,
And a control-to-output transfer function G vci (S) exhibiting a constant characteristic regardless of the change in operating frequency. 제 1 항에 있어서,
상기 전류 센싱부가 센싱한 공진 전류는, 상기 전압 출력부에서 출력되어 상기 전압 궤환부가 피이드백 받는 출력 전압신호를 추종하는 것을 특징으로 하는 공진형 컨버터.The method of claim 1,
And a resonant current sensed by the current sensing unit to output an output voltage signal output from the voltage output unit and received by the voltage feedback unit. 제 1 항에 있어서,
상기 전류 궤환부의 출력 전압은 아래의 [식 1]임을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
[식 1]
Figure 112012098248974-pat00022

The method of claim 1,
Resonant converter, characterized in that the output voltage of the current feedback portion [Equation 1] below.
[Formula 1]
Figure 112012098248974-pat00022

 제 3항에 있어서,
상기 공진형 컨버터의 제어 대 출력 전달함수 G vci (S) 는 아래의 [식 2]임을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
[식 2]
Figure 112012098248974-pat00023

여기서, F VCO 는 전압 제어 발진기(VCO)의 이득, H i (S)는 전류 궤환부의 전달함수, G C (S)는 전류 궤환부의 전류 피이드백 보상기, F V (S)는 전압 궤환부의 전압 피이드백 보상기를 나타내고 있음The method of claim 3, wherein
And a control-to-output transfer function G vci (S) of the resonant converter is expressed by Equation 2 below.
[Formula 2]
Figure 112012098248974-pat00023

here, F VCO is the gain of the voltage controlled oscillator (VCO), H i passes (S) is a current feedback function portion, G C (S) represents the current feedback compensator of the current feedback, F V (S) represents the voltage feedback compensator of the voltage feedback 제 4 항에 있어서,
상기 [식 2]는 아래의 [식 3]으로 근사화가 가능함을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
[식 3]
Figure 112013119893425-pat00024
5. The method of claim 4,
[Equation 2] is a resonant converter, characterized in that the approximation to [Equation 3] below.
[Formula 3]
Figure 112013119893425-pat00024
 제 5 항에 있어서,
상기 공진형 컨버터의 전압 보상기 전달함수는 아래의 [식 4]와 같고,
극점 W PV 는 상기 전압 궤환부의 출력단에 접속된 광 커플러의 트랜지스터에 연결된 기생 정션 커패시터 C j 에 의해 결정됨을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
[식 4]
Figure 112012098248974-pat00025
The method of claim 5, wherein
The voltage compensator transfer function of the resonant converter is shown in Equation 4 below.
The pole W PV is a resonance type converter, characterized in that determined by the parasitic junction capacitor C j connected to the transistor of the optocoupler connected to the output terminal of the voltage feedback.
[Formula 4]
Figure 112012098248974-pat00025
 제 6 항에 있어서,
상기 공진형 컨버터의 루프 이득은 상기 제어 대 출력 전달 함수 G vci (S) 와 상기 전압 보상기 전달함수의 곱으로 계산됨을 특징으로 하는 공진형 컨버터.
The method according to claim 6,
And the loop gain of the resonant converter is calculated as the product of the control versus output transfer function G vci (S) and the voltage compensator transfer function.
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