KR101090037B1 - ３-단자, 저전압 펄스 폭 변조 컨트롤러 ｉｃ - Google Patents

３-단자, 저전압 펄스 폭 변조 컨트롤러 ｉｃ Download PDF

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오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤
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Abstract

3-단자 저전압 PWM 컨트롤러 칩은 동작 바이어스 전류 공급 및 제어될 전기 회로의 출력 파라미터와 관련된 피드백 제어 신호를 수신하는 제1 단자; 전기 회로의 듀티 사이클을 제어하기 위해 디지털 폭-변조 제어 펄스를 제공하는 출력 스위치에 접속된 제2 단자; 제3 단자 접지 접속; 제2 단자와 제3 단자 사이의 전류 흐름 및 디지털 출력 스위치를 제어하는 피드백 제어 값에 응답하는 클록 제어 펄스 폭 변조 회로; 및 동작 바이어스 전류 공급으로부터 피드백 제어 신호를 분리시키는 피드백 신호 분리 회로를 포함한다. 또한, 기동 회로도 제공된다.
3-단자 저전압 PWM 컨트롤러 IC, 디지털 폭-변조 제어 펄스, 클록킹 펄스 폭 변조 회로, 피드백 신호 분리 회로, 기동 회로

Description

３-단자, 저전압 펄스 폭 변조 컨트롤러 ＩＣ{THREE-TERMINAL, LOW VOLTAGE PULSE WIDTH MODULATION CONTROLLER IC}
본 출원은 제목이 "CMOS 디지털 펄스 폭 변조 컨트롤러(CMOS Digital Pulse Width Modulation Controller)"이고 본 출원과 같은 날짜에 출원된 공동으로 양도되고, 계류중인 미국 출원 번호 제 10/099,703호에 관한 것으로, 그 전체 내용이 본 명세서에 참조된다.
본 발명은 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 컨트롤러에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 오프-라인 스위칭 전력 공급 장치(off-line switching power supply), DC/DC 부스트 컨버터, 또는 모터 컨트롤러와 같은 전기 회로내의 스위칭 소자의 소스 제어를 제공하기 위한 3-단자, 저-전압, 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러 집적 회로(IC)에 관한 것이다.
예를 들어 충전 셀(recharging cell) 및; 오락기, PDA(personal digital assistant) 및 무선전화와 같은 휴대용 소비자 제품에서 사용되는 배터리와 같은 저 전력 제품용의 저가인 오프-라인 스위칭 전력 공급 장치의 비용, 사이즈 및 전력 소비를 최소화시키는 것이 매우 바람직하다. 이 바람직한 목적을 달성하는 한 가지 방법은, 듀티 사이클로 스위칭되는 전력 공급 장치를 제어하는 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러를 실현하기 위해서 듀얼-인-라인(dual-in-line, DIP) 또는 3-핀(three-pin)에 따른 표준 패키지의 하나 또는 여러 집적 회로를 사용하는 것이다.
PWM 컨트롤러는 일반적으로 스위칭 전력 공급 장치의 출력 전압을 조정하도록 설계된다. PWM 스위칭된 전력 공급 장치(PWM switched power supply)는 실제 출력 전압과 정확한 기준 전압을 비교함으로써 도출되는 오차 신호에 의해 제어되는 가변 펄스 폭을 요구한다. 또한, 스위칭 간격의 펄스 폭은 최소 기간 및 최대 기간 내에 있어야 한다. 이러한 제약은 정확한 PWM 전력 공급 장치 또는 모터 구동기의 동작을 위해 부과된다.
종래의 3-핀 PWM 컨트롤러 집적 회로(IC)의 일례가 미국 특허 제 5,313,381호에서 발견된다. 이 종래의 어프로치는 그 당시에는 만족할 만한 것으로 보였지만, 여러 단점을 지니고 있다. 먼저, 이것은 바이폴라 기술 및 MOS 기술을 둘 다 적용하기 때문에, 제조 프로세스가 더욱 복잡해진다. 두 번째로, 이것은 온-보드 고전압 파워 스위칭 전계 효과 트랜지스터(on-board high voltage power switching field effect transistor)를 포함한다. 고전압 스위칭 FET는 대략 칩 면적의 반 정도를 차지하므로, 다른 회로를 위해 남아있는 면적은 제한된다. 고전압 스위칭 FET가 칩상에 있기 때문에, 스위칭 회로 동작 동안 칩에 존재하는 고전압 스윙에 적응하기 위해 칩 설계 및 제조 시 특별한 단계를 따라야 한다. 또한, 고전압 스위칭 FET는 열 싱크 태브(tab)를 가지는 TO-220 3-단자 패키지와 같은 외부 열 싱크에 열을 전도하는 것뿐만 아니라 크리피지 요구사항(creepage requirements)을 만족시킬 수 있는 상대적으로 큰 IC 패키지를 필요로 하고, 외부 열 소비 구성에도 불구하고 이 종래 어프로치를 사용하여 스위칭 전력 공급 장치에서 스위칭될 수 있는 파워의 실질적인 양을 궁극적으로 제한하는 열 소비 한계를 갖는다. 또한, 전압이 기동 시에 스위칭 전력 공급 장치의 2차측에서 이용 가능하지 않기 때문에, 1차측 기동 전압을 획득하기 위해서는 이 종래 어프로치에서 고전압 FET 구조내에 특별한 저전압 탭을 제공하고 사용해야 한다.
그러므로, 이전 종래의 어프로치의 한계와 단점을 극복하는 방식의 적용에 따라, 다양하게 이용 가능한 저비용의 IC 패키지로 패키지화될 수도 있는 저비용, 저전압 PWM 컨트롤러 IC에 대한 미해결의 요구가 남아있다.
본 발명의 일반적인 목적은 종래 기술의 한계 및 단점을 극복하는 3-단자의 저가인, 저전압 PWM 컨트롤러 IC 아키텍처를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 고전압 스위칭 트랜지스터와 같이, 외부 전류-조정 회로 소자(external current-regulating circuit element)의 소스 제어를 제공하는 저전압 PWM 컨트롤러 IC를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 고전압 절연 및 외부 환경으로의 과도한 열 전도를 필요로 하지 않고, 따라서 3-단자 패키지를 포함하여, 각종 저비용 플라스틱 패키지에 패키지화될 수도 있는 저전압 PWM 컨트롤러 IC를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 본 발명의 저전압 PWM 컨트롤러 IC를 사용하도록 구성된 스위칭 전력 공급 장치의 1차측 토폴로지를 효과적으로 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 추가 고전압 디바이스를 필요로 하지 않고서, 본 발명의 PWM 컨트롤러를 기동하기 위하여, 초기의 기동 전압을 제공하는 온-칩 기동 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 저전압 IC 제조 프로세스를 적용하는 집적 회로로서 구현될 수 있는 PWM 컨트롤러를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 외부 전기 회로를 제어하는 내부 스위칭 전류 흐름뿐만 아니라 출력 전압 피드백과 같이, 폭 변조 제어 펄스를 발생하는 데 있어서의 복수의 오차 파라미터에 응답하는 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러 IC를 제공하는 것이다.
본 발명의 원리에 따라, 3-단자 저전압 펄스 폭 변조(PWM) 컨트롤러가 단일 집적 회로로 구현된다. 이 회로는 디지털 PWM 컨트롤러에 의해 제어되는 전기 회로의 출력 파라미터와 관련된 피드백 제어 신호 및 동작 바이어스 전류 공급을 수신하는 입력 노드를 제공하는 제1 단자; 전기 회로의 듀티 사이클을 제어하기 위해 제어 펄스 레이트로 디지털 폭-변조 제어 펄스(digital width-modulated control pulse)를 제공하는 디지털 출력 스위치에 접속된 출력 노드를 제공하는 제2 단자로서, 디지털 폭-변조 제어 펄스는 피드백 제어 값과 관련하여 폭-변조되는, 상기 제2 단자; 접지 접속을 제공하는 제3 단자; 제어 펄스 레이트로 디지털 출력 스위치를 제어하는 피드백 제어 값 및 제2 단자와 제3 단자 사이의 전류 흐름에 응답하는 클록 제어 펄스 폭 변조 회로; 및 동작 바이어스 전류 공급으로부터 피드백 제어 신호를 분리하는 피드백 신호 분리 회로, 가장 바람직하게는 제2 단자와 제3 단자 사이의 전류 흐름을 전압으로서 감지하기 위하여 디지털 출력 스위치와 접지 단자와 직렬인 전류 감지 저항기를 포함한다.
본 발명의 일 양태로서, 저전압 PWM 컨트롤러 IC는 제1 단자에 접속된 외부 저장 캐패시터(external storage capacitor)를 충전하기 위하여 제2 단자에서 초기에 전압이 존재하도록 동작 바이어스 전류 공급(operating bios current supply)이 제1 단자에 나타날 때까지 초기에 제2 단자를 제1 단자에 접속시키기 위한 기동 회로를 포함한다. 기동 회로는 가장 바람직하게 제2 단자로부터 제1 단자까지의 도전 경로상에 제1 트랜지스터 및 다이오드를 포함하고, 제1 트랜지스터의 게이트 전극을 제어하는 제2 트랜지스터를 포함하며, 제2 트랜지스터는 제1 단자에서의 동작 바이어스 전류 공급의 존재에 응답하는 논리 회로에 의해 제어된다. 논리 회로는 가장 바람직하게 제1 단자에서의 전압 레벨과 기준 고전압 레벨을 비교하는 고전압 비교기와 그 고전압 비교기에 의해 리셋되는 래치를 포함하고, 그 래치는 제2 트랜지스터의 게이트 전극을 직접 제어한다. 또한, 논리 회로는 제1 단자에서의 전압 레벨과 기준 저전압 레벨을 비교하는 저전압 비교기를 포함할 수도 있어, 제1 단자에서 저전압 상태가 존재하는 것으로 감지될 경우, 래치는 제1 트랜지스터를 턴온하고 제2 단자로부터 제1 단자까지의 도전 경로를 재확립하기 위해 저전압 비교기에 의해 셋트된다.
본 발명의 다른 양태로서, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러는 전기 회로의 회로 기판으로의 쓰루-홀(through-hole)로의 설치를 위해 3개 리드의 TO-92 소형 플라스틱 패키지 내로 캡슐화되며, 제1 리드는 제1 단자에 대응하고, 제2 리드는 제2 단자에 대응하며, 제3 리드는 제3 단자에 대응한다.
본 발명의 또 다른 양태로서, 전기 회로는 공통-게이트 모드(common-gate mode)로 이루어진 스위칭 N-채널 FET를 가지는 스위칭 전력 공급 장치이다. 이 구성에서, 제2 단자는 스위칭 FET의 소스 전극에 직접 접속된다.
본 발명의 또 다른 양태에서, 전기 회로는 DC/DC 스위칭 부스트 컨버터(DC-to-DC switching boost converter)이며, 제2 단자는 에너지-저장 인덕터를 분로시키도록 접지에 접속된다.
본 발명은 이들 및 다른 목적, 이점, 양태 및 특징이 다음의 도면과 함께 나타나는 바람직한 실시형태의 상세한 설명을 고찰하여 더욱 완전하게 이해되고 평가된다.
도 1은 본 발명의 원리에 따른, 저전압, 4-단자 PWM 컨트롤러 IC를 가지는 오프-라인 스위칭 전력 공급 장치의 논리 블록 및 개략적인 회로도이다.
도 2는 부스트 구성의 뒤에 접속되는 스위칭 전력 공급 장치의 논리 블록 및 개략적인 회로도이며, 본 발명의 원리에 따른 3-단자 패키지 내에 구성된 저전압 CMOS PWM 컨트롤러 IC용 기동 회로를 포함한다.
도 3은 도 2에 도시된 바와 같은 3-단자 패키지에 CMOS PWM 컨트롤러 IC를 적용한 오프-라인 스위칭 전력 공급 장치의 논리 블록 및 개략적인 회로도이다.
도 1은 오프-라인 스위칭 전력 공급 장치와, 2차측으로부터 수신된 피드백 및 예를 들어 1차측의 외부 고전압 스위칭 전계 효과 트랜지스터(FET)를 통과하는 소스 전류에 기초하여, 전력 공급 장치의 1차측에 소스 모드 PWM 제어를 제공하는 저전압 PWM 컨트롤러 IC(10)를 나타낸다.
도 1에 도시된 바와 같이, 저전압 PWM 컨트롤러 IC는 4개의 접속 단자(45,46,47 및 48)를 갖지만, 예를 들어 도 3에 도시된 바와 같이 3-단자 구성으로 사용될 수 있다. 바이어스 핀(47)은 파워-업 및 정상 동작 중에 바이어스 파워를 IC(10)에 인가한다. 파워-업 동안, 기동 바이어스 및 과/부족전압 논리 회로(42)는 외부 고전압 스위칭 FET(124)의 소스를 바이어스 핀에 접속시키고, 따라서 바이어스 핀에 접속된 외부 커패시터(143)를 충전한다(도 2 및 도 3 참조). 바이어스 핀(47)에서의 바이어스 전압이 IC(10)를 동작시키는 데 필요한 최소 임계치 전압에 도달하면, PWM 펄스가 발생되고 외부 고전압 MOSFET(124)는 스위치하기 시작하고, 파워를 권선(winding)(110) 및 변압기 코어를 통해 2차 권선(112) 및 3차 권선(113)으로 전달해, 그 3차 권선(113)은 정류기(141) 및 평활 커패시터(143)를 통해 바이어스 핀에 바이어스 전압을 제공한다. 일단 최소 임계치 전압에 도달하면, 기동 회로(42)는 디스에이블된다. 저전압 PWM IC(10)에 의해 요구되는 모든 기준 전압 및 동작 전압은 바이어스 핀(47)에 공급되는 바이어스 파워로부터 도출된다.
도 1에 도시된 바와 같이, 오프-라인 스위칭 전력 공급 장치(100)은 적절한 접속 또는 커넥터 구성을 통해 상용 AC 파워 그리드로부터 에너지를 받는다. 퓨즈(102)는 장애 조건으로부터 전력 공급 장치(100)를 보호한다. 다이오드 브릿지(104)는 인입 AC 파워를 맥동 DC로 전파 정류하고, 필터 커패시터(106)는 AC 리플을 낮춘다. 결과 DC 전압은 접지와 에너지-저장 1차 권선(110)(예를 들어, 스텝-다운 변압기(108))간에 인가된다. 도 1은 실시예로서 스텝-다운 플라이백 컨버터(step-down flyback converter)가 도시되지만, 전력 공급 장치는 스텝-업 변압기, SEPIC(Single Ended Primary Inductance Converter), 부스트 컨버터, 또는 반전 컨버터, 또는 벅(buck) 컨버터들을 제공할 수 있다. 이들은 모두 PWM 전력 공급 장치의 종래 기술로 잘 알려져 있다.
또한, 위에서 언급한 바와 같이, 변압기(108)는 다이오드 정류기(114), 저장 커패시터(116), 출력 필터 인덕터(118), 및 출력 필터 커패시터(120)에 공급하는 2차 권선(112)을 포함한다. 이들 구성 요소들은 전력 공급 장치(100)의 "2차측"을 포함한다. 전력 공급 장치(100)의 1차측이 전형적인 오프-라인 스위칭 전력 공급 장치의 AC 전압 라인 또는 메인에 직접 접속되어 있기 때문에, 2차측은 1차측으로부터 적절한 전압 절연 레벨 또는 내압(tolerance)(전형적으로 3000 볼트 피크)으로 절연되어야 한다. 2차측의 접지는 1차측의 접지에 접속되지 않고, 서로 다른 접지 기호를 도 1의 도면에 사용하여 1차측 및 2차측 접지 접속의 분리를 나타낸다.
고전압 MOS 스위칭 트랜지스터(124)는, 이 예에서 스위칭 전력 공급 장치(100)에 의한 고 전류 전달을 가능하도록 PWM 컨트롤러 칩(10)의 외부에 있고, 약 130 kHz와 같이 소정의 상대적으로 높은 주파수에서 스위칭 변압기의 1차 권선(110)을 통해 전류 흐름을 교대로 온, 오프한다. 고전압 트랜지스터는 단지 고전압 스위칭 적용의 경우에 필요하고, 저전압 적용의 경우, 외부 고전압 트랜지스터(124)는 생략될 수도 있다. 스너버 회로(snubber circuit)(128)는 역 항복시의 과전압 스파이크에 대해 스위칭 트랜지스터(124)를 보호하며, 그렇지 않으면 1차 권선(110)에 역항복 과전압 스파이크가 존재한다. 트랜지스터(124)의 듀티 사이클은 조정된 출력 전압 및 전류로 2차측에 장착된 부하에 전기 에너지를 전달할 때 전력 공급 장치(100)의 동작을 정확하게 조정하기 위해 변조된다.
본 발명의 양태에 따르면, 저전압 PWM 컨트롤러 IC(10)는 고전압 스위칭 트랜지스터(124)의 소스 제어를 제공한다. 이러한 구성의 PWM 컨트롤러(10)에서는, 고전압 스위칭 트랜지스터(124)가 전력 공급 장치(100)내에서 접속되어 공통-게이트에서 소스가 스위칭된다. 이 배치에서, 트랜지스터(124)의 소스 전압은 PWM 컨트롤러(10)의 동작에 의해 게이트 전압보다 조금 작은 전압과 접지 사이에서 스위칭되어, 저전압 PWM 컨트롤러 IC(10)의 사용을 가능하게 한다. 고전압 스위칭 트랜지스터(124)의 게이트 바이어스 전압은 예를 들어 제너 다이오드(125)에 의해, 125 볼트와 같은 1차측 접지 이상의 공칭 저전압에서 확립된다. 제너 다이오드(125)를 역(조정) 도전으로 바이어스시키는 전압은 예를 들어 저항(127)을 통해 정류된 고전압 DC로부터 얻는다. 커패시터(126)는 제너 다이오드(125)의 역 항복 특성에 의해 확립된 DC 게이트 전압을 더 평활화하게 한다. 따라서, 도 1의 소스-제어 구성에서, PWM 컨트롤러 IC(10)는 예를 들어 0과 +15 볼트사이에서만 스위칭을 필요로 한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 1차측 CMOS 디지털 PWM 컨트롤러 IC(10)는 외부 고전압 스위칭 트랜지스터(124)와 직렬로, 폭-변조 펄스에 의해 제어되어 1차측 접지에 전류를 흘리는 저전압 스위칭 FET(20)와 저 전류-과부하-감지 저항기(low value current-overload-sensing resistor)(22)을 포함한다. 폭-변조 펄스는 게이트 구동기(24)에 의해 FET(20)의 게이트에 인가되어 고전압 외부 스위칭 트랜지스터(124)를 통과하는 스위칭 전류를 제어한다.
트랜지스터(20)의 게이트에 인가되는 제어는 제목이 "CMOS 디지털 펄스 폭 변조 컨트롤러(CMOS Digital Pulse Width Modulation Controller)"인 관련 특허의 내용에 따라 디지털로 개발될 수도 있고, 또는 종래 기술에 알려진 다른 방법을 사용하여 생성될 수도 있다. 소스 제어 스위칭을 생성하는 다른 어프로치가 도 1에 도시되어 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 1차측 컨트롤러 IC(10)는 두 개의 소스로부터 제어 정보를 받는다. 일 소스는 적절한 절연 디바이스를 통해 전력 공급 장치(100)의 2차측으로부터의 출력된 피드백이다. 절연 디바이스는 전력 공급 장치(100)의 2차측로부터 1차측을 분리하는 전압(예를 들어 3 킬로볼트) 절연 장벽에 대해 절연을 제공하는 데 필요하다. 도 1에 도시된 구성에서, 광-절연체(opto-isolator)(50)는 절연 디바이스로서 기능하고 2차(부하)측과 1차(오프-라인)측 사이의 절연을 제공한다. 도 1의 회로는 광-절연체(50)를 통해 전달되는 피드백 제어 신호를 생성하는 것으로 부하에 제공된 출력 전압을 직접 측정하는 이점이 있다. 광-절연체(50)의 광-방출기(light-emitter)(52)는 정류기(114), 커패시터(116) 및 평활 초크(118)의 공통 노드에 접속된 저항(54)과, 2차측 접지에 접속된 증폭기/전압 기준 디바이스(58)를 포함하는 직렬 네트워크의 공통 노드에 접속된다. 오차 증폭기/전압 기준 디바이스(58)는 정밀 기준 전압(precision reference voltage)과, 2차 출력과 2차측 접지사이에 접속된 저항(60 및 62)의 직렬 저항 네트워크으로부터 얻어진 스케일링된 출력 전압과 기준 전압 사이의 오차 통합을 제공한다. 소자(52)를 통과해 광-검출기 소자(64)로 향하는 광 레벨은 외부 부하에 공급한 전력 공급 장치(100)의 DC 출력부에 존재하는 전압의 측정값을 제공한다. 기준 동작 전압에 대한 출력 전압의 변화는 광 레벨에서의 변화를 초래하고, 피드백 입력 노드(46)에서 PWM 컨트롤러 IC로 피드백된 오차 신호에 변화가 생긴다.
또한, 2차측 출력 전력 공급 장치 라인은 부하에 공급되는 출력 전류의 진폭을 감지할 수 있는 전류 감지 저항을 포함한다. 감지된 부하 전류로부터 도출된 오차 전압은 감지된 전압으로부터 도출된 오차 전압과 결합되며, 합성 오차 전압은 1차측 PWM 컨트롤러(10)의 동작을 제어하기 위하여 알려진 방법으로 피드백된다.
게이트 FET(20), 소스 전류 감지 저항(22) 및 구동기(24) 외에, 1차측 PWM 컨트롤러 IC(10)는 적어도 하나의 기준 전압을 생성하기 위한 정밀 전압 기준 생성기 회로(26), 핀(46)에서 수신된 오차 신호를 증폭하고 조절하기 위한 오차 증폭기(28) 및 저항(22)에 양단간에 발생된 변압기(108)의 1차측 전류를 감지함으로써 생성된 톱니 파형과 피드백 전압을 비교하는 피드백 비교기(30)를 포함한다. 조절되고 증폭된 피드백 전압이 톱니 파형의 피크 이상일 경우, PWM 제어 논리는 외부 고전압 스위칭 FET(124)를 턴 오프한다. 외부 트랜지스터(124)는 클록 발생기(40)에 의해 생성된 다음 클록 주기까지 오프인 채로 남아있는다. 블랭킹 발생기(32)는 블랭킹 간격 중 피드백 비교기(30) 및 과전류 비교기(34)의 입력을 블랭킹한다. 그 블랭크 기간은, 전형적으로는 도 1에 나타난 구성에 기인한 스위칭 전력 공급 장치의 1차측의 기생 캐퍼시턴스의 커플링에 의해 존재하는 스위치 간격마다의 리딩 에지에서 초기의 고 전류 스파이크를 커버한다.
또한 저전압 PWM 컨트롤러 IC(10)는 전류-감지 비교기(34)를 포함하고, 이것은 감지 저항(22)에 의해 감지된(블랭킹 간격 동안을 제외하고) 전류가 이미 결정된 전류 한계(이 시점에서 외부 트랜지스터(124)는 2차측 피드백 레벨에 상관없이 턴 오프됨)를 초과할 때, 과-전류 논리 레벨을 발생시킨다. 피드백 전압의 과전류 오버라이드를 제공하기 위해, 비교기(30 및 34)의 논리적 결과가 AND 게이트(36)에서 결합되고 합성 오차 레벨을 사용하여 플립-플롭(38)을 리셋시키며, 이 플립-플롭(38)은 클록(40)의 클록 주기에 의해 정해진 온-오프 전체 주기를 지니는 각 PWM 간격을 결정한다. 플립-플롭(38)의 논리 출력은 FET(20)의 게이트를 제어하기 위해서 게이트 구동기(24)에 의해 인가된다.
통상의 게이트 제어 기술을 대신해 외부 고전압 FET(124)의 소스 제어를 제공하는 것은 여러 이점이 있다. 먼저, 일반적으로 스위칭 트랜지스터의 소스 전극에서 수행되는 과전류 감지 기능은 구동 핀과 결합될 수 있고, 따라서 핀 계수(pin count)를 3으로 감소시켜 2개의 피드백 제어를 제공하고 IC(10)의 저-핀-계수(low-pin-count), 저비용 패키징을 용이하게 한다. 두 번째로, PWM 컨트롤러 IC(10)는 공통 게이트, 소스 스위칭 구성의 외부 스위칭 트랜지스터(124)를 구동시키기에 충분히 큰 바이어스 전압만을 필요로 한다. 내부 FET(20)의 게이트 턴-온 임계치 전압이 외부 FET(124)를 스위칭하는 데 요구된 임계치보다 훨씬 낮게 될 수 있기 때문에, 바이어스 전압 요구사항은 통상의 게이트 제어 어프로치에서보다 소스 제어에서 훨씬 낮고, 이 결과는 저전압 CMOS IC에 대한 저비용 제조 프로세스 사용을 가능하게 하여, 사실상 구성 요소 비용을 감소시킨다.
IC 패키지(12)의 외부 핀은 가장 바람직하게는 1차측 접지 핀(45), 2차측 피드백 핀(46), 바이어스 핀(47) 및 도 1 실시예에서 외부 스위칭 트랜지스터(124)의 소스 전극에 직접 접속하는 출력 구동 핀(48)을 포함한다. 이들 핀은 공장에서의 IC 패키징 프로세스 중 IC(10)의 적절한 본딩 패드에 전기적으로 배선되거나 접속된다.
도 1의 회로에서, 1차측 컨트롤러 IC 접지 핀(45)은 1차측 접지(이것은 일반적으로 오프라인 1차측과 2차측에서의 전압 출력 사이의 원하는 전압 절연을 제공하기 위해 2차측 접지(55)로부터 절연됨)에 접지된다. 도 2 및 도 3에 제공된 3-단자 IC 패키지 실시예에서, 칩 공급 전압 및 피드백 오차 전압이 바이어스 핀(47)에서 함께 존재하고, 바이어스 핀(47)과 1차측 접지(45) 사이의 직렬 저항(36 및 38)을 포함하는 내부 저항 네트워크 (피드백 분리 회로) 를 통해 내부적으로 분리된다.
도 1에 도시된 구성에서, 1차측 PWM 컨트롤러(10)는 통상의 쓰루-홀 또는 표면 실장 및 전기적 접속을 위해 이루어진 4, 6, 또는 8-핀 DIP 또는 SOIC와 같이 멀티-핀 플라스틱 패키지(12)로 캡슐화된 집적 회로 배열을 포함한다. 4 또는 8-핀 패키지가 저비용을 위해 선호되는 반면, 3-핀, 또는 6-핀 패키지와 같은 다른 패키지 구성은 1차측 저전압 PWM 컨트롤러(10)의 실시형태를 위해 사용될 수도 있다.
트랜지스터(124)의 전류는 칩(10)에 의해 제한되며, 과전류 이벤트로부터 완전히 보호된다. 본 발명의 3-단자 패키지 실시는 바람직하게 저 파워 스위칭 전력 공급 장치 적용에 적응되고 이에 사용되며, 여기서 FET(124)의 소스 전극과 직렬로 접속된 IC(10)의 온-칩 출력 스위칭 FET(20)는 스위칭 이벤트 동안 발생된 열을 외부 주위 환경으로 방산시킬 수 있다.
본 발명의 양태에 따라, IC 칩(10)의 출력 패드를 선택적으로 접속 핀에 접속시킴으로써, 1차측 컨트롤러 IC는 3-핀 디바이스(11)(도 2) 또는 4 또는 그 이상의 핀 디바이스(12)(도 1) 둘 중의 하나로서 이루어지고 사용될 수도 있다. 이 핀/패키지 구성은 IC(10)가 선택된 패키지내에서 포함될 때 및 그 리드가 IC 칩의 본딩 단자 패드에 전기적으로 접속될 때 공장에서 수행되고, 특정 칩은 그 특정 응용/원하는 특성을 위해 적절하게 프로그램된다.
도 2의 점선 사각형 박스내에 도시된 바와 같이, 초기 기동 회로(42)는 게이트 풀-업 저항(142)을 갖는 P-채널 FET(140), 구동 핀(48)을 바이어스 핀(47)로부터 절연하기 위한 다이오드(144) 및 게이트 풀-업 저항(147)을 갖는 N-채널 FET(146), 과전압 비교기(150), 부족전압 비교기(152), 및 트랜지스터(146)의 게이트를 제어하는 출력을 가지는 래치(148)를 포함한다.
보편성을 잃지 않고, 저전압 PWM 컨트롤러(10)가 부스트 구성의 스위칭 컨버터(101)에 채용되는 경우, 도 2는 기동 회로(42)를 도시하고 있다. DC가 컨버터(101)의 Vin 입력에 최초로 공급되는 경우, 파워는 인덕터(103), 다이오드(105)를 통과해 커패시터(107) 양단에 저장된다. 그 초기 시점에서는 구동 핀(48)에서 전압이 나타나기 때문에, P-채널 FET(140) 및 N-채널 FET(146)이 도전 상태로 바이어스된다. 두 개의 FET(140 및 146)이 도전하는 경우, 구동 핀(48)으로부터의 전압은 단방향 다이오드(144) 및 바이어스 핀(47)을 통해 흐르고, 그 결과 전압은 외부 커패시터(143)에 저장된다. 그 프로세스 동안, 비교기(150)에서의 최대 전압 기준 및 비교기(152)에서의 최소 전압 기준을 설정하는 내부 기준 전압이 확립된다. 바이어스 핀(47)에서의 전압이 고 기준 전압에 도달할 경우, 비교기(150)는 래치(148)를 리셋하고, NMOS FET(146)는 턴오프된다. FET(146)가 도전 상태가 중단되면, FET(140)에서의 게이트 전압은 저항(142)으로 인해 구동 핀(48)에서의 전압 레벨까지 상승하고, PMOS FET(140)는 턴 오프되어, 구동 핀(48)으로부터 바이어스 핀(47)까지의 초기 기동 전압 경로를 끊는다. 이 시점에서, PWM 컨트롤러 IC(10)는 기능하기 시작하고, 컨버터(101)의 출력 전압이 IC(10)에 파워를 공급하는 데 필요한 레벨로 상승할 때까지 커패시터(143)에 저장된 에너지에 의해 파워가 계속 공급된다.
부스트 컨버터(101)의 정상적인 동작 동안, 컨트롤러 IC(10)는 인덕터(103)와 다이오드(105) 사이의 노드를 접지 전위로 강하시켜, 그것에 의해 인덕터(103)에 에너지를 저장시킨다. 노드가 고 레벨로 복귀될 경우, 그 저장된 에너지는 통상의 방식으로 다이오드(105)를 통과해 커패시터(107)에 저장된다. 이러한 구성은 출력 전압이 입력 Vin에 존재하는 레벨 이상의 레벨로 부스트되는 것을 가능하게 한다.
IC(10)의 핀(47)에 존재하는 출력 바이어스 전압이 어떤 이유로 인해 저전압 기준 레벨보다 더 낮은 레벨로 강하하는 경우, 저전압 비교기(152)는 래치(148)를 셋트시키고, NMOS FET(146)는 PMOS FET(140)를 턴온함으로써 초기 기동 경로 및 프로세스를 재활성화시키기 위해 다시 턴온된다.
도 3은 도 1 스위칭 전력 공급 장치(100)에 접속된 3-핀 구성의 저전압 PWM 컨트롤러 IC를 보여준다. 이 구성에서는 피드백 단자(46)가 사용되지 않는다. 출력 전압/전류 피드백 제어 신호는 칩(10)의 바이어스 핀(47)과 접지 핀(45) 사이에서 내부적으로 접속하는 내부 저항(36 및 38)을 포함하는 저항 분할 네트워크를 통해 얻는다. 저항(36 및 38)의 공통 노드는 피드백 핀(46)에 내부적으로 접속되며, 피드백 신호를 제공한다. IC(10)의 내부 바이어스 전류 소비는 가능한 일정하게 되어, 따라서 증폭기(28)의 입력에서의 전압은 출력에서 감지되는 전압 변화에만 반응한다. 저전압 컨트롤러 IC(10)와 함께 3-단자 구성 패키지(11)는 표준 TO-92 패키지 등과 같이 저비용 트랜지스터형 패키지의 사용을 가능하게 한다.
이상과 같이 본 발명의 바람직한 실시형태에 대해 설명했고, 본 발명의 목적이 완전하게 달성된 것이 인식되며, 그리고 당업자에게는 본 발명의 폭넓은 다른 실시형태 및 적용이, 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어는 일없이 실시할 수 있는 것이 이해된다. 따라서, 본 명세서의 개시 및 설명은 단순히 예시적이며, 조금도 한정하는 것은 아니다.
종래의 게이트 제어 기술 대신 외부 고전압 FET(124)의 소스 제어를 제공하는 것은 여러 이점이 있다. 먼저, 일반적으로 스위칭 트랜지스터의 소스 전극에서 수행되는 과전류 감지 기능은 구동 핀과 결합될 수 있고, 따라서 핀 계수(pin count)를 3으로 감소시켜 2개의 피드백 제어를 제공하고 IC(10)의 저-핀-계수(low-pin-count), 저비용 패키징을 용이하게 한다. 두 번째로, 내부 FET 게이트(20)의 턴온 임계치 전압이 외부 FET(124)를 스위칭하는 데 필요한 임계치보다 훨씬 낮게 될 수 있기 때문에, 바이어스 전압 요구사항은 종래의 게이트 제어 어프로치에서보다 소스 제어에서 훨씬 낮고, 이 결과는 저전압 CMOS IC에 대한 저비용 제조 프로세스 사용을 가능하게 하여, 사실상 컴포넌트 비용을 감소시킨다.
또한 저전압 컨트롤러 IC(10)와 함께 3-단자 구성 패키지(11)는 표준 TO-92 패키지 등과 같은 저비용 트랜지스터형 패키지의 사용을 가능하게 한다.

Claims (10)

  1. 단일 집적 회로(IC)로 구현된 3-단자 저전압 펄스 폭 변조 (PWM) 컨트롤러로서,
    (a) 상기 PWM 컨트롤러에 의해 제어되는 전기 회로의 출력 파라미터와 관련된 피드백 제어 신호 및 동작 바이어스 전류 공급을 수신하는 입력 노드를 제공하는 제1 단자로서, 상기 전기 회로는 공통-게이트 모드로 구성된 스위칭 FET를 가지는 스위칭 전력 공급 장치를 포함하는, 상기 제1 단자,
    (b) 상기 스위칭 FET의 소스 전극에 접속되는 제2 단자로서, 상기 제2 단자는 상기 스위칭 FET의 소스 전극의 듀티 사이클을 제어하기 위해 제어 펄스 레이트로 디지털 폭-변조 제어 펄스를 제공하는 디지털 출력 스위치에 접속된 출력 노드를 제공하고, 상기 디지털 폭-변조 제어 펄스는 폭-변조된 것이고, 상기 스위칭 FET의 구동 전압은 상기 디지털 출력 스위치의 구동 전압보다 높은, 상기 제2 단자,
    (c) 접지 접속을 제공하는 제3 단자,
    (d) 상기 제어 펄스 레이트로 상기 디지털 출력 스위치에 의해 출력된 폭-변조 펄스를 제어하는 피드백 제어 값 및 상기 제2 단자와 상기 제3 단자 사이의 전류 흐름에 응답하는 클록 제어 펄스 폭 변조 회로, 및
    (e) 상기 동작 바이어스 전류 공급으로부터 상기 피드백 제어 신호를 분리하는 피드백 분리 회로를 포함하는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2 단자와 상기 제3 단자 사이의 전류 흐름을 전압으로서 감지하기 위하여 상기 디지털 출력 스위치 및 상기 접지 단자와 직렬인 전류 감지 저항을 포함하는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 동작 바이어스 전류 공급이 상기 제1 단자에 나타날 때까지, 초기에 상기 제2 단자를 상기 제1 단자에 접속시키기 위한 기동 회로를 더 포함하는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 기동 회로는 상기 제2 단자로부터 상기 제1 단자까지의 도전 경로 상에 제1 트랜지스터 및 다이오드를 포함하고, 상기 제1 트랜지스터를 턴오프시키기 위해 상기 동작 바이어스 전류 공급의 존재에 응답하는 제어 회로를 가지는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 제1 트랜지스터의 게이트 전극을 제어하기 위한 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 제2 트랜지스터는 상기 제1 단자에서의 상기 동작 바이어스 전류 공급의 존재에 응답하는 논리 회로에 의해 제어되는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 논리 회로는 상기 제1 단자의 전압 레벨과 기준 고전압 레벨을 비교하는 고전압 비교기 및 상기 고전압 비교기에 의해 리셋되는 래치를 포함하고, 상기 래치는 상기 제2 트랜지스터의 게이트 전극을 직접 제어하는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 논리 회로는 상기 제1 단자의 전압 레벨과 기준 저전압 레벨을 비교하는 저전압 비교기를 더 포함하고, 상기 래치는 상기 제1 트랜지스터를 턴온하고 상기 제2 단자로부터 상기 제1 단자까지의 상기 도전 경로를 재확립하기 위해 상기 저전압 비교기에 의해 셋트되는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전기 회로의 회로 기판으로의 쓰루-홀(through-hole) 설치를 위해서 3개의 리드 TO-92 소형 플라스틱 패키지내에 캡슐화되고, 제1 리드는 상기 제1 단자에 대응하고, 제2 리드는 상기 제2 단자에 대응하며, 제3 리드는 상기 제3 단자에 대응하는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
  9. 삭제
  10. 제1항에 있어서,
    상기 전기 회로는 DC/DC 스위칭 부스트 컨버터(DC-to-DC switching boost converter)를 포함하고, 상기 제2 단자는 에너지-저장 인덕터를 접지로 분로시키도록 접속되는, 3-단자 저전압 PWM 컨트롤러.
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